JP2006060827A - 向上した帯域幅を有する小型アンテナと無線認識及び無線センサートランスポンダーに用いられる小型レクテナ - Google Patents
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Abstract
【課題】 向上した帯域幅を有する小型アンテナと無線認識及び無線センサートランスポンダーに用いられる小型レクテナを提供する。
【解決手段】 向上した帯域幅を有する小型平面アンテナは、誘電体基板と、誘電体基板の上面に形成された金属層と、金属層にパターン化されてなる１つの主スロットと、主スロットの一端に接続され、所定の方向に回旋する複数の副スロットとを含み、複数の副スロットが、主スロットを中心に左右対称の一対をなすことを特徴とする。
【選択図】 図１０
【解決手段】 向上した帯域幅を有する小型平面アンテナは、誘電体基板と、誘電体基板の上面に形成された金属層と、金属層にパターン化されてなる１つの主スロットと、主スロットの一端に接続され、所定の方向に回旋する複数の副スロットとを含み、複数の副スロットが、主スロットを中心に左右対称の一対をなすことを特徴とする。
【選択図】 図１０
Description
本発明は、平面ＲＦアンテナ及びマイクロ波アンテナに係り、より詳しくは、ＲＦＩＤの電子チップに電気的に整合する小型アンテナ及び／または無線センサートランスポンダーに係る。
Ｌ−周波数帯域とＵＨＦ周波数では、半波長ダイポールアンテナの大きささえも各種のモバイルやＲＦＩＤアプリケーションから排除されるため、波長が相対的に小さい小型アンテナが求められる。しかしながら、与えられたアプリケーション向けのアンテナの大きさは、用いられる技術に関わるものではなく、よく知られている物理法則によって決められる。即ち、波長に関わるアンテナの大きさは、アンテナの放射特性に支配的な影響を及ぼすパラメーターである。
全てのアンテナは、誘導波を放射波に変換するか、逆に放射波を誘導波に変換するのに用いられる。基本的に、かかる変換を効率よく行うために、アンテナの大きさは半波長であるか、それより大きくなければならない。勿論、帯域幅と利得の低減や効率性などの劣化にそれほどこだわることがなければ、アンテナは小型化できる。
アンテナの小型化に関する理論的考察は、１９４０年代から１９６０年代の非特許文献１〜３を参照すればよい。
アンテナの小型化に関する理論的考察は、１９４０年代から１９６０年代の非特許文献１〜３を参照すればよい。
このような初期の研究における小型アンテナは、根本的な限界により作用に制限を受ける。アンテナの最大規格が小さければ小さいほどＱファクタが高くなる。即ち、帯域幅が狭くなる。ＭｃＬｅａｎは、線形的極性を有するアンテナのために可能な限り小さいＱ値計算を改良した（非特許文献４参照）。
従って、アンテナの小型化技術は、常に大きさ、帯域幅、及び効率性（ゲイン）の折衝が求められる。平面アンテナの場合、アンテナの与えられた領域の大半が放射現象に関与する時によい折衝案が得られる。即ち、アンテナの小型化技術は、アンテナの大きさと帯域幅、及び効率性の折衝が求められる。
従って、アンテナの小型化技術は、常に大きさ、帯域幅、及び効率性（ゲイン）の折衝が求められる。平面アンテナの場合、アンテナの与えられた領域の大半が放射現象に関与する時によい折衝案が得られる。即ち、アンテナの小型化技術は、アンテナの大きさと帯域幅、及び効率性の折衝が求められる。
相対的に高い利得と効率性を有する共振特性を保持しつつ、アンテナの大きさを共振の大きさより小さくする本来の方法は、特許文献１に開示されている。
図１は、同公報に開示されているアンテナに係る図面である。
図１に示すように、アンテナ１は、誘電体基板２と、給電線５と、金属層３と、金属層３内にパターン化されてなる主スロット４、及び複数の副スロット６ａ〜６ｄとを含む。主スロット４と副スロット６ａ〜６ｄを含む金属層３は、アンテナ１の放射部をなす。
図１は、同公報に開示されているアンテナに係る図面である。
図１に示すように、アンテナ１は、誘電体基板２と、給電線５と、金属層３と、金属層３内にパターン化されてなる主スロット４、及び複数の副スロット６ａ〜６ｄとを含む。主スロット４と副スロット６ａ〜６ｄを含む金属層３は、アンテナ１の放射部をなす。
一方、図２ａは、直線形終端スロットを有する従来のアンテナの放射部を示す図であり、図２ｂは、回転形終端スロットを有する従来のアンテナの放射部を示す図であり、図２ｃは、螺旋形終端スロットを有する従来のアンテナの放射部を示す図である。
図２ａ〜図２ｃにおいて、共通する構成要素の主スロットと金属層に対しては、同一の図面符号を付す。各種の形態を有する複数の副スロット８ａ〜８ｄ、９ａ〜９ｄ、１０ａ〜１０ｄが主スロット４の各端に設けられる。
図２ａ〜図２ｃにおいて、共通する構成要素の主スロットと金属層に対しては、同一の図面符号を付す。各種の形態を有する複数の副スロット８ａ〜８ｄ、９ａ〜９ｄ、１０ａ〜１０ｄが主スロット４の各端に設けられる。
上述したような従来のアンテナでは、一般に帯域幅が狭いという問題点がある。また、各種の応用分野において小型アンテナの動作周波数の帯域幅は重要な問題点である。従って、輻射パターン、利得、及び分極純度（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ ｐｕｒｉｔｙ）などに影響を及ぼすことなく、電気的に向上した帯域幅で動作可能な小型アンテナを提供することが好ましい。
一方、ＲＦＩＤ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ）トランスポンダーは、質問機（ｉｎｔｅｒｒｏｇａｔｏｒ）とのバックスキャター通信（ｂａｃｋｓｃａｔｔｅｒ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）により内蔵されたメモリの内容を送信することで応答できるタグ機器である。受動型ＲＦＩＤトランスポンダーは、バッテリを持たず、代わりに質問機のキャリア信号から必要な全てのエネルギーを得る。受動型無線センサー機器は、アンテナに接続された半導体チップ（例えば、特定用途向け集積回路；Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｒｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）を含む。近年、実質的に小型の電気的大きさを有する無線認識（ＲＦＩＤ）のための安価な平面アンテナ及び／または無線センサートランスポンダーが高い関心を集めている。最近では、甚だしく１／４波長の大きさを有するアンテナさえも多くの応用分野から排除されている。
しかしながら、小型アンテナを無線認識及び／または無線センサートランスポンダーの設計に具現するには、また他の問題点を抱えている。その問題点は、トランスポンダーの半導体チップが実質的に容量性リアクタンスを持つ複素入力インピーダンスを必須として持つという点である。従って、無線認識システムの帯域幅において動作するためには、トランスポンダーアンテナと半導体チップとの間の複素共役整合の問題が解決される必要がある。
トランスポンダーの半導体チップとアンテナとの間のインピーダンス整合は、全般的な無線認識システムの性能に重要である。即ち、誤った整合は、質問機とトランスポンダーとの間の最大動作距離に重要な影響を及ぼす。所定の安全規定と他の法令によって質問機から輻射される電力が多少制限される。そして、受動型ＲＦＩＤトランスポンダーでは、アンテナから送られた質問信号を整流して駆動電力を得る。
整流回路は、ＡＳＩＣのような半導体チップの一部分であって、複数のダイオード（例えば、ショットキ・ダイオード）及びキャパシタを備え、実質的に容量性リアクタンスを有する複素入力インピーダンスを誘導する。典型的に、半導体チップのインピーダンスは、数〜数十のアクティブのオームと数百のリアクティブのオームを有する。従って、リアクタンスに対するレジスタンスの比率は非常に高い。
かかる状況下において従来の整合技術は、インダクタに基づく付加的分離整合回路で実現される。しかし、この種の従来の方法は、製造コストが大幅に増大するといった新たな問題点を有する。しかも、分離整合回路は、システムの性能を大きく低下させるといった更なる損失をもたらす。従って、アンテナのインピーダンスは、トランスポンダーの半導体チップと直接的に整合する必要がある。
一般に、アンテナ及び整流回路を含む回路は、レクテナと呼ばれる。
図３は、従来のトランスポンダーアンテナを示す図である。典型的な従来のトランスポンダーアンテナは、金属ストリップパターンからなる平面型構造である。
図３の（ａ）は、従来の半波長ダイポールアンテナを示す。平行金属ストリップによりアンテナの輻射抵抗を下げ、小型ループによりリアクタンスを上げることによって前記半波長ダイポールアンテナのインピーダンスが整流器のインピーダンスと整合する。上述したように、半波長大きさのアンテナは、多くの応用分野から排除される。半波長ダイポールアンテナのまた他の例が図３の（ｂ）に示されている。図３の（ｂ）に示したアンテナのインピーダンスは、２つの分離されたコイルにより整合する。図３の（ｃ）は、分離されたコイルを有する折り返しダイポールアンテナを示す図である。分離されたコイルは、誘導性特性を持つ平面型の狭い蛇行ストリップパターンで代替してもよい。図３の（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）に示すアンテナは、分離されたコイルまたは狭い蛇行ストリップに起因する更なる損失をもたらし得る。
図３は、従来のトランスポンダーアンテナを示す図である。典型的な従来のトランスポンダーアンテナは、金属ストリップパターンからなる平面型構造である。
図３の（ａ）は、従来の半波長ダイポールアンテナを示す。平行金属ストリップによりアンテナの輻射抵抗を下げ、小型ループによりリアクタンスを上げることによって前記半波長ダイポールアンテナのインピーダンスが整流器のインピーダンスと整合する。上述したように、半波長大きさのアンテナは、多くの応用分野から排除される。半波長ダイポールアンテナのまた他の例が図３の（ｂ）に示されている。図３の（ｂ）に示したアンテナのインピーダンスは、２つの分離されたコイルにより整合する。図３の（ｃ）は、分離されたコイルを有する折り返しダイポールアンテナを示す図である。分離されたコイルは、誘導性特性を持つ平面型の狭い蛇行ストリップパターンで代替してもよい。図３の（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）に示すアンテナは、分離されたコイルまたは狭い蛇行ストリップに起因する更なる損失をもたらし得る。
図３の（ｅ）及び（ｆ）は、ループとダイポールの構成を組み合わせた小型アンテナを示す（特許文献２参照）。
図３の（ｅ）及び（ｆ）に示すアンテナの重要な短所は、相対的に小さいアンテナ反射領域（Ｒａｄａｒ Ｃｒｏｓｓ Ｓｅｃｔｉｏｎ；ＲＳＣ）である。アンテナ反射領域は、アンテナが入射電界の電磁気エネルギーをどれほど拡散させるかに関する特性を示す。変調されたレーダー反射領域は、トランスポンダーから質問機までのデータの伝送に必須として用いられるため、バックスキャター通信のためにレクテナのレーダー反射領域は非常に重要である。
図３の（ｅ）及び（ｆ）に示すアンテナの重要な短所は、相対的に小さいアンテナ反射領域（Ｒａｄａｒ Ｃｒｏｓｓ Ｓｅｃｔｉｏｎ；ＲＳＣ）である。アンテナ反射領域は、アンテナが入射電界の電磁気エネルギーをどれほど拡散させるかに関する特性を示す。変調されたレーダー反射領域は、トランスポンダーから質問機までのデータの伝送に必須として用いられるため、バックスキャター通信のためにレクテナのレーダー反射領域は非常に重要である。
従って、輻射パターン、効率性、分極純度などに影響を及ぼすことなく、向上した帯域幅において向上したレーダー反射領域を有して動作可能な共役整合小型アンテナを備えるレクテナを提供することが好ましい。
H. A. Wheeler, "Fundamental limitations of small antennas," Proceedings of the IRE, vol. 35, pp. 1479-1484, Dec. 1947 L. J. Chu, "Physical limitation on omni-directional antennas," Journal of Applied Physics, vol. 19, pp. 1163-1175, Dec. 1948 R. F. Harrington, "Effect of antenna size on gain, bandwidth and efficiency," Journal of Research of the National Bureau of Standards - D. Radio Propagation, vol. 64D, pp. 1-12, Jan. - Feb. 1960 J. S. McLean, "A re-examination of the fundamental Antenna limits on the radiation Q of electrically small antennas," IEEE Transactions on Antennas and Propagation, vol. 44, pp. 672-676, May 1996 国際公開第０３／０９４２９３号パンフレット
国際公開第０３／０４４８９２号パンフレット（World Intellectual Property Organization publication WO 03/044892 A1(2003.05.30 Bulletin 2003/43) entitled "MODIFIED LOOP ANTENNA WITH OMNIDIRECTIONAL RADIATION PATTERN AND OPTIMIZED PROPERTIES FOR USE IN AN RFID DEVICE" by Varpula et all）
H. A. Wheeler, "Fundamental limitations of small antennas," Proceedings of the IRE, vol. 35, pp. 1479-1484, Dec. 1947 L. J. Chu, "Physical limitation on omni-directional antennas," Journal of Applied Physics, vol. 19, pp. 1163-1175, Dec. 1948 R. F. Harrington, "Effect of antenna size on gain, bandwidth and efficiency," Journal of Research of the National Bureau of Standards - D. Radio Propagation, vol. 64D, pp. 1-12, Jan. - Feb. 1960 J. S. McLean, "A re-examination of the fundamental Antenna limits on the radiation Q of electrically small antennas," IEEE Transactions on Antennas and Propagation, vol. 44, pp. 672-676, May 1996
そこで、本発明は前記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、輻射パターン、輻射効率、分極純度などに影響を及ぼすことなく、向上した動作周波数帯域幅を有する小型平面アンテナを提供することにある。
本発明の他の目的は、トランスポンダー半導体チップと共役整合する小型アンテナを備え、向上したレーダー反射領域と動作周波数帯域幅を有しながら、輻射パターン、輻射効率、分極純度などに影響を及ぼすことなく動作可能なレクテナを提供することにある。
本発明の他の目的は、トランスポンダー半導体チップと共役整合する小型アンテナを備え、向上したレーダー反射領域と動作周波数帯域幅を有しながら、輻射パターン、輻射効率、分極純度などに影響を及ぼすことなく動作可能なレクテナを提供することにある。
前記目的を達成するための本発明に係る向上した帯域幅を有する小型平面アンテナは、誘電体基板と、誘電体基板の上面に形成された金属層と、金属層にパターン化されてなる１つの主スロットと、主スロットの一端に接続され、所定の方向に回旋する複数の副スロットとを含み、複数の副スロットが、主スロットを中心に左右対称の一対をなすことが好ましい。
ここで、所定の方向が、時計回り及び反時計回りのいずれかの方向であることが好ましい。
ここで、主スロットを中心にそれぞれ一対をなす複数の副スロットが、互いに逆の回旋方向を有することが好ましい。
ここで、副スロットの回旋腕の長さが、アンテナの動作周波数において１／４波長より小さいことが好ましい。
ここで、主スロットを中心にそれぞれ一対をなす複数の副スロットが、互いに逆の回旋方向を有することが好ましい。
ここで、副スロットの回旋腕の長さが、アンテナの動作周波数において１／４波長より小さいことが好ましい。
ここで、複数の副スロットが、主スロットの右上側に設けられ時計回りに回旋する第１の右側副スロットと、第１の右側副スロットの内側に設けられ第１の右側副スロットの方向と逆の方向に回旋する第２の右側副スロットと、主スロットの右下側に設けられ第１の右側副スロットの方向と逆の方向に回旋する第４の右側副スロット、及び第４の右側副スロットの内側に設けられ第４の右側副スロットの方向と逆の方向に回旋する第３の右側副スロットとを含むことが好ましい。
また、複数の副スロットが、主スロットを中心に第１〜第４の右側副スロットのそれぞれと対称的に設けられて１つの対をなし、第１〜第４の右側副スロットのそれぞれの方向と逆の方向に回旋する第１〜第４の左側副スロットを更に含むことが好ましい。
ここで、第１の右側副スロット及び第４の右側副スロットの回旋腕の長さが、第２の右側副スロット及び第３の右側副スロットの回旋腕の長さより大きいことが好ましい。
ここで、第１の右側副スロット及び第４の右側副スロットの回旋腕の長さが、第２の右側副スロット及び第３の右側副スロットの回旋腕の長さより大きいことが好ましい。
ここで、主スロットの長さが、アンテナの動作周波数において半波長より小さいことが好ましい。
ここで、副スロットの幅と主スロットの幅とを同一とすることができ、また、副スロットの幅が主スロットの幅より狭い構成、副スロットの幅が主スロットの幅より広い構成とすることも可能である。
ここで、副スロットの幅と主スロットの幅とを同一とすることができ、また、副スロットの幅が主スロットの幅より狭い構成、副スロットの幅が主スロットの幅より広い構成とすることも可能である。
本発明に係る向上した動作周波数帯域幅を有する小型平面アンテナは、誘電体基板の裏面に終端開放型（ｏｐｅｎ-ｅｎｄｅｄ）容量プローブからなるマイクロストリップラインを有する給電線を更に含むことが好ましい。
ここで、プローブの幅とマイクロストリップラインのストリップの幅とを同一にすることができ、プローブの幅がマイクロストリップラインのストリップの幅より小さい構成、または、プローブの幅がマイクロストリップラインのストリップの幅より大きい構成とすることも可能である。
ここで、プローブの幅とマイクロストリップラインのストリップの幅とを同一にすることができ、プローブの幅がマイクロストリップラインのストリップの幅より小さい構成、または、プローブの幅がマイクロストリップラインのストリップの幅より大きい構成とすることも可能である。
本発明に係る小型平面アンテナは、誘電体基板の裏面に配される伝送線路を備える給電線を更に含むことが好ましい。
本発明に係る小型レクテナは、誘電体基板と、誘電体基板の上面に形成された金属層と、金属層にパターン化されてなる１つの主スロットと、主スロットの一端に接続され、所定の方向に回旋する複数の副スロットと、主スロットの上側に主スロットと垂直に形成される複数の第１のクロススロット及び主スロットの下側に前記主スロットと垂直に形成される複数の第２のクロススロット、及び主スロット内に組み込まれた半導体チップの入口とを含む。
本発明に係る小型レクテナは、誘電体基板と、誘電体基板の上面に形成された金属層と、金属層にパターン化されてなる１つの主スロットと、主スロットの一端に接続され、所定の方向に回旋する複数の副スロットと、主スロットの上側に主スロットと垂直に形成される複数の第１のクロススロット及び主スロットの下側に前記主スロットと垂直に形成される複数の第２のクロススロット、及び主スロット内に組み込まれた半導体チップの入口とを含む。
ここで、主スロット、複数の副スロット、及び複数の第１、第２のクロススロットが、外部に整合素子を設けることなく小型レクテナと共役インピーダンス整合を行って、小型レクテナがトランスポンダーの動作帯域幅において向上したレーダー反射領域を有するようにすることが好ましい。
また、複数の第１、第２のクロススロットが、主スロットにより対称的に二分されることが好ましい。
また、複数の第１、第２のクロススロットが、主スロットにより対称的に二分されることが好ましい。
さらに、所定の方向が、時計回り及び反時計回りのいずれかの方向とすることができる。
ここで、主スロットを中心にそれぞれ一対をなす複数の副スロットが、互いに逆の回旋方向を有することが好ましい。
ここで、複数の副スロットが、主スロットの右上側に設けられ時計回りに回旋する第１の右側副スロットと、第１の右側副スロットの内側に設けられ第１の右側副スロットの方向と逆の方向に回旋する第２の右側副スロットと、主スロットの右下側に設けられ第１の右側副スロットの方向と逆の方向に回旋する第４の右側副スロット、及び第４の右側副スロットの内側に設けられ第４の右側副スロットの方向と逆の方向に回旋する第３の右側副スロットとを含むことが好ましい。
ここで、主スロットを中心にそれぞれ一対をなす複数の副スロットが、互いに逆の回旋方向を有することが好ましい。
ここで、複数の副スロットが、主スロットの右上側に設けられ時計回りに回旋する第１の右側副スロットと、第１の右側副スロットの内側に設けられ第１の右側副スロットの方向と逆の方向に回旋する第２の右側副スロットと、主スロットの右下側に設けられ第１の右側副スロットの方向と逆の方向に回旋する第４の右側副スロット、及び第４の右側副スロットの内側に設けられ第４の右側副スロットの方向と逆の方向に回旋する第３の右側副スロットとを含むことが好ましい。
また、主スロットを中心に第１〜第４の右側副スロットのそれぞれと対称的に設けられて１つの対をなし、第１〜第４の右側副スロットのそれぞれの方向と逆の方向に回旋する第１〜第４の左側副スロットを更に含むことが好ましい。
ここで、誘電体基板及び金属層が平面型であることが好ましい。
ここで、半導体チップが、整流回路を更に含むことが好ましい。
ここで、誘電体基板及び金属層が平面型であることが好ましい。
ここで、半導体チップが、整流回路を更に含むことが好ましい。
以上で説明したように、本発明に係る小型平面アンテナによれば、放射現象に実質的に関与するアンテナの領域が増大し、輻射パターン、効率性、分極純度などに影響を及ぼすことなく、向上した帯域幅が得られるという長所がある。
また、本発明に係る小型レクテナによれば、トランスポンダーの半導体チップと共役整合された電気的小型アンテナを備え、輻射パターン、効率性、分極純度に影響を及ぼすことなく、増大した帯域幅で動作可能な向上したレーダー反射領域が得られるという長所がある。
また、本発明に係る小型レクテナによれば、トランスポンダーの半導体チップと共役整合された電気的小型アンテナを備え、輻射パターン、効率性、分極純度に影響を及ぼすことなく、増大した帯域幅で動作可能な向上したレーダー反射領域が得られるという長所がある。
以下、本発明の好適な実施の形態について、添付の図面に基づいて詳細に説明する。
図４は、本発明に係る小型平面アンテナの斜視図である。同図に示すように、本発明に係る小型平面アンテナ１００は、誘電体基板２０と、誘電体基板２０の上面に形成された金属層３０と、金属層３０内にパターン化されてなる主スロット４０と、複数の副スロット６０ａ、６０ｂ、７０ａ、７０ｂ、８０ａ、８０ｂ、９０ａ、９０ｂ、及び誘電体基板２０の下部に形成された給電線５０とを含む。主スロット４０と複数の副スロット６０ａ、６０ｂ、７０ａ、７０ｂ、８０ａ、８０ｂを含む金属層３０がアンテナ１００の‘放射部’をなす。
図４は、本発明に係る小型平面アンテナの斜視図である。同図に示すように、本発明に係る小型平面アンテナ１００は、誘電体基板２０と、誘電体基板２０の上面に形成された金属層３０と、金属層３０内にパターン化されてなる主スロット４０と、複数の副スロット６０ａ、６０ｂ、７０ａ、７０ｂ、８０ａ、８０ｂ、９０ａ、９０ｂ、及び誘電体基板２０の下部に形成された給電線５０とを含む。主スロット４０と複数の副スロット６０ａ、６０ｂ、７０ａ、７０ｂ、８０ａ、８０ｂを含む金属層３０がアンテナ１００の‘放射部’をなす。
図５は、図４に示す主スロットと複数の副スロットを含む金属層の詳細平面図である。以下、主スロットと複数の副スロット及び金属層を合わせて放射部と称する。
図５に示すように、放射部は、金属層３０と、１つの主スロット４０、及び主スロット４０の両端に配された複数の副スロット６０ａ、６０ｂ、７０ａ、７０ｂ、８０ａ、８０ｂ、９０ａ、９０ｂとを含む。
図５に示すように、放射部は、金属層３０と、１つの主スロット４０、及び主スロット４０の両端に配された複数の副スロット６０ａ、６０ｂ、７０ａ、７０ｂ、８０ａ、８０ｂ、９０ａ、９０ｂとを含む。
各副スロット６０ａ、６０ｂ、７０ａ、７０ｂ、８０ａ、８０ｂ、９０ａ、９０ｂは、主スロット４０を中心に１つの対をなし、主スロット４０の一端に接続される。各副スロット６０ａ、６０ｂ、７０ａ、７０ｂ、８０ａ、８０ｂ、９０ａ、９０ｂは、時計回りまたは反時計回りに曲がりくねった形態を有する。各副スロット６０ａ、６０ｂ、７０ａ、７０ｂ、８０ａ、８０ｂ、９０ａ、９０ｂは、主スロット４０に対し左右対称の形態を有している。
即ち、第１の右側副スロット６０ａと第３の右側副スロット８０ａは、時計回りに曲がりくねった形態を有し、第２の右側副スロット７０ａと第４の右側副スロット９０ａは、反時計回りに曲がりくねった形態を有する。
また、右側の各副スロット６０ａ、７０ａ、８０ａ、９０ａと対をなす左側の副スロット６０ｂ、７０ｂ、８０ｂ、９０ｂは、右側の副スロット６０ａ、７０ａ、８０ａ、９０ａと左右対称の形態を有するため、回旋方向は、右側の副スロット６０ａ、７０ａ、８０ａ、９０ａの回旋方向と逆である。
また、右側の各副スロット６０ａ、７０ａ、８０ａ、９０ａと対をなす左側の副スロット６０ｂ、７０ｂ、８０ｂ、９０ｂは、右側の副スロット６０ａ、７０ａ、８０ａ、９０ａと左右対称の形態を有するため、回旋方向は、右側の副スロット６０ａ、７０ａ、８０ａ、９０ａの回旋方向と逆である。
即ち、第１の左側副スロット６０ｂと第３の左側副スロット８０ｂは、反時計回りの回旋形態を有し、第２の左側副スロット７０ｂと第４の左側副スロット９０ｂは、時計回りの回旋形態を有する。
一般に、放射部は、全てのアンテナの電磁気特性を支配する。放射部の大半の領域は、アンテナ１００の小型化のために、輻射パターン、効率性、分極純度などに影響を及ぼすことなく動作帯域幅を向上するために放射現象に供される必要がある。
一般に、放射部は、全てのアンテナの電磁気特性を支配する。放射部の大半の領域は、アンテナ１００の小型化のために、輻射パターン、効率性、分極純度などに影響を及ぼすことなく動作帯域幅を向上するために放射現象に供される必要がある。
従来のアンテナにおけるスロットのパターンとは異なって、本発明の実施形態に係る放射部は、主スロット４０の一端に形成された４つの副スロットを含み、各副スロットは、主スロットを中心に左右対称型構造を有する。このように、本発明に係る小型平面アンテナが非常に複雑なスロット構造を有する理由は、次の通りである。
大半のアンテナの最大長さは、半波長より小さく、甚だしくは１／４波長よりも小さいため、主スロットの長さはより一層短くなる。同時に、アンテナの放射部は、半波長の共振特性を保持する必要がある。従って、アンテナの大きさの縮小のために、主スロットの両端に特定のしきい電圧値が印加されなければならない。この結果、短縮した主スロット上に所望する共振電磁場の分布が生成する。主スロットの両端に所望する電圧不連続性をもたらすために、副スロットの両終端は、誘導的特性を持つ必要がある。
大半のアンテナの最大長さは、半波長より小さく、甚だしくは１／４波長よりも小さいため、主スロットの長さはより一層短くなる。同時に、アンテナの放射部は、半波長の共振特性を保持する必要がある。従って、アンテナの大きさの縮小のために、主スロットの両端に特定のしきい電圧値が印加されなければならない。この結果、短縮した主スロット上に所望する共振電磁場の分布が生成する。主スロットの両端に所望する電圧不連続性をもたらすために、副スロットの両終端は、誘導的特性を持つ必要がある。
副スロットの長さが１／４波長より小さいと、誘導性装荷が保障される。従来の誘導端は、複数の副スロット８ａ〜８ｄ、９ａ〜９ｄ、１０ａ〜１０ｄからなる（図２、３、４参照）。従来のアンテナにおける主スロット４の誘導端とは異なって、本発明の実施形態に係る主スロット４０の誘導端は、左右対称型の４つの副スロット６０ａ〜６０ｂ、７０ａ〜７０ｂ、８０ａ〜８０ｂ、９０ａ〜９０ｂからなる。
図６は、本発明のスロットライン部分における磁気電流の分布を示す図である。同図に示すように、磁気電流の分布は、矢印に沿って概略的に示されている。時計回り及び反時計回りに曲がりくねった副スロット６０ａ、７０ａ、８０ａ、９０ａの組み合わせにより独特な電磁気特性が実現される。即ち、主スロット４０と同一の磁気電流の流れを有する６つの回旋腕の領域が存在する。この６つの回旋腕の領域は、図６において図面符号６２ａ、７１ａ、７５ａ、８１ａ、８５ａ、９２ａで示される。
また、主スロット４０の磁気電流の流れと逆方向の流れを有する２つの回旋腕の領域が存在する。この２つの回旋腕の領域は、図６において図面符号７３ａ、８３ａで示され、この回旋腕の領域において磁気電流は小さい振幅を有する。
一方、主スロットラインに対し鏡対称的な構造により、回旋腕の領域７２ａと７４ａ、８２ａと８４ａ、６１ａと６３ａ、９１ａと９３ａにおいて発生する好ましくない電界結合効果（ｆｉｅｌｄ ｃｏｕｐｌｉｎｇ ｅｆｆｅｃｔ）が抑制される。
一方、主スロットラインに対し鏡対称的な構造により、回旋腕の領域７２ａと７４ａ、８２ａと８４ａ、６１ａと６３ａ、９１ａと９３ａにおいて発生する好ましくない電界結合効果（ｆｉｅｌｄ ｃｏｕｐｌｉｎｇ ｅｆｆｅｃｔ）が抑制される。
従って、従来のように誘導性副スロットにより発生する好ましくない結果が実質的に低減する。さらには、副スロットにおいて磁気電流を用いる部分が有効的に改善され、この結果、放射現象に実質的に関与するアンテナの領域が増大する。従って、本発明によれば、輻射パターン、放射効率、分極純度などに影響を与えることなく、向上した帯域幅で動作可能な小型平面アンテナを提供する。
本発明に係るアンテナと従来のアンテナとの結果特性を比較するために、両アンテナをＵＨＦで同一の大きさ規格にて設計した。即ち、金属層３０の大きさは０．２１λ0×０．１５λ0であり、スロットの大きさは０．１７λ0×０．０８λ0である。ここで、λ0は自由空間での波長をいう。誘電体基板２０は、略２．２程度の低い誘電定数を有する物質を選ぶことが好ましい。
アンテナへの給電は、従来と同様に誘電体基板の裏面にプローブが設けられた終端開放型マイクロスストリップラインを介して実現されるが、他の給電線を介して実現してもよい。
図７は、従来のアンテナにおけるＥ平面とＨ平面の輻射パターンを示す図である。図８は、本発明に係るアンテナにおけるＥ平面とＨ平面の輻射パターンを示す図である。図７及び図８に示すように、両アンテナの全方向性パターンはほぼ同一であることが目視される。本発明に係る小型平面アンテナのゲインは−１．９ｄＢｉであり、従来のアンテナのゲインは−１．８ｄＢｉである。従って、ゲイン及び効率性の面では、本発明の長所は微弱である。
図７は、従来のアンテナにおけるＥ平面とＨ平面の輻射パターンを示す図である。図８は、本発明に係るアンテナにおけるＥ平面とＨ平面の輻射パターンを示す図である。図７及び図８に示すように、両アンテナの全方向性パターンはほぼ同一であることが目視される。本発明に係る小型平面アンテナのゲインは−１．９ｄＢｉであり、従来のアンテナのゲインは−１．８ｄＢｉである。従って、ゲイン及び効率性の面では、本発明の長所は微弱である。
図９は、本発明に係るアンテナと従来のアンテナとの間の反射係数による帯域幅特性を比較したグラフである。同図において、点線で示した部分が従来のアンテナの反射損失特性を表し、実線で示した部分が本発明に係るアンテナの反射損失特性を表す。
−１０ｄＢの反射損失レベルにおいて、本発明に係るアンテナの動作帯域幅は３８ＭＨｚであるのに対し、従来のアンテナの動作帯域幅は２９ＭＨｚであるに過ぎない。従って、本発明に係るアンテナの帯域幅は、輻射パターン、放射効率、分極純度などの影響を受けることなく、従来のアンテナの帯域幅に比べて３０％程度広い。
−１０ｄＢの反射損失レベルにおいて、本発明に係るアンテナの動作帯域幅は３８ＭＨｚであるのに対し、従来のアンテナの動作帯域幅は２９ＭＨｚであるに過ぎない。従って、本発明に係るアンテナの帯域幅は、輻射パターン、放射効率、分極純度などの影響を受けることなく、従来のアンテナの帯域幅に比べて３０％程度広い。
図１０は、本発明の実施形態に係るレクテナを示す。同図に示すように、レクテナ１０００は、トランスポンダーの半導体チップ１０１０に内蔵された整流回路とアンテナ１１００とを含む。
図１１は、図１０中のアンテナを分離して示す図である。電気的に小型のアンテナ１１００は、誘電体基板１１１０と、誘電体基板１１１０の上面に形成された薄い金属層１１２０、及び金属層１１２０内のスロットパターンとを含む。スロットパターンを備えた金属層１１２０は、アンテナ１１００の放射部となる。
図１１は、図１０中のアンテナを分離して示す図である。電気的に小型のアンテナ１１００は、誘電体基板１１１０と、誘電体基板１１１０の上面に形成された薄い金属層１１２０、及び金属層１１２０内のスロットパターンとを含む。スロットパターンを備えた金属層１１２０は、アンテナ１１００の放射部となる。
スロットパターンは、主スロット１１３０と、この主スロットの一端に接続された複数の副スロット１１４０ａ、１１４０ｂ、１１５０ａ、１１５０ｂ、１１６０ａ、１１６０ｂ、１１７０ａ、１１７０ｂ、１１８０ａ、１１８０ｂと、主スロット１１３０の上側に主スロット１１３０と垂直に形成される第１のクロススロットパターン１１８０ａ、及び主スロット１１３０の下側に主スロット１１３０と垂直に形成される第２のクロススロットパターン１１８０ｂとを含む。クロススロットパターン１１８０ａ、１１８０ｂは、主スロット１１３０により対称的に二分される。給電点１１９０から半導体チップの入口を通してスロットパターン内へアンテナ１１１０における給電が行われる。
アンテナにおいて全般的に求められる大きさは、実質的に半波長より小さいため、主スロットの長さは更にまた短くなるはずである。従って、アンテナの大きさの縮小のために、主スロットの両端に特定のしきい電圧値を印加する必要がある。この結果、短縮した主スロット上に所望する共振電磁場の分布が生成する。主スロットの両端に所望する電圧不連続性をもたらすために、複数の副スロットの両終端は、誘導的特性を持つ必要がある。
従来のアンテナの構造とは異なって、スロットパターンは、主スロット１１３０の両端に終端された４つの副スロットを含む。各副スロット１１４０ａ、１１４０ｂ、１１５０ａ、１１５０ｂ、１１６０ａ、１１６０ｂ、１１７０ａ、１１７０ｂ、１１８０ａ、１１８０ｂは、主スロット１１３０を中心に１つの対をなし、主スロット１１３０の一端に接続される。各副スロット１１４０ａ、１１４０ｂ、１１５０ａ、１１５０ｂ、１１６０ａ、１１６０ｂ、１１７０ａ、１１７０ｂ、１１８０ａ、１１８０ｂは、時計回りまたは反時計回りに曲がりくねった形態を有する。各副スロット１１４０ａ、１１４０ｂ、１１５０ａ、１１５０ｂ、１１６０ａ、１１６０ｂ、１１７０ａ、１１７０ｂ、１１８０ａ、１１８０ｂは、主スロット１１３０に対し左右対称の形態を有している。
即ち、第１の右側副スロット１１４０ａと第３の右側副スロット１１６０ａは、時計回りに曲がりくねった形態を有し、第２の右側副スロット１１５０ａと第４の右側副スロット１１７０ａは、反時計回りに曲がりくねった形態を有する。
即ち、第１の右側副スロット１１４０ａと第３の右側副スロット１１６０ａは、時計回りに曲がりくねった形態を有し、第２の右側副スロット１１５０ａと第４の右側副スロット１１７０ａは、反時計回りに曲がりくねった形態を有する。
また、右側の各副スロット１１４０ａ、１１５０ａ、１１６０ａ、１１７０ａと対をなす左側の副スロット１１４０ｂ、１１５０ｂ、１１６０ｂ、１１７０ｂは、右側の副スロット１１４０ａ、１１５０ａ、１１６０ａ、１１７０ａと左右対称の形態を有するため、回旋方向は、右側の副スロット１１４０ａ、１１５０ａ、１１６０ａ、１１７０ａの回旋方向と逆である。
即ち、第１の左側副スロット１１４０ｂと第３の左側副スロット１１６０ｂは、反時計回りの回旋形態を有し、第２の左側副スロット１１５０ｂと第４の左側副スロット１１７０ｂは、時計回りの回旋形態を有する。上述したように、時計回り及び反時計回りの副スロット１１４０ａ、１１４０ｂ、１１５０ａ、１１５０ｂ、１１６０ａ、１１６０ｂ、１１７０ａ、１１７０ｂ、１１８０ａ、１１８０ｂは、アンテナの輻射パターン、効率性、分極純度などに影響を及ぼすことなく向上した帯域幅で動作できるように特有の電磁気特性を提供する。
また、給電点１１９０で現れるアンテナの具体的な誘導的特性をもたらすために、クロススロットパターン１１８０ａ、１１８０ｂが更に形成される。本発明の実施形態に係るクロススロットパターン１１８０ａ、１１８０ｂは、独特な方式によりアンテナ１１００の近傍に電磁場を誘導する。クロススロットパターン１１８０ａ、１１８０ｂの構成は、アンテナのインピーダンスにおいてリアクタンス対レジスタンスの求められる比率をアンテナに提供する。同時に、クロススロットパターン１１８０ａ、１１８０ｂにより、アンテナが向上したレーダー反射領域の特性を保持することができる。
放射現象と共にアンテナを構成する金属及び誘電体での損失により、アンテナのインピーダンスのうちのレジスタンス成分が誘導される。アンテナのインピーダンスのうちのリアクタンス成分は、アンテナの電界の周辺に貯蔵された電力を示す。主スロットに沿って形成されたクロススロットパターンにより、アンテナ周囲の電場が撹乱される。しかし、主スロットがクロススロットパターンを第１のクロススロットパターン１１８０ａと第２のクロススロットパターン１１８０ｂとに二分するため、二分されたクロススロットパターンのいずれか一方のクロススロットパターンから放射された電界が、他方のクロススロットパターンから放射された電界により相殺される。アンテナ近傍の電界分布の独特な変更は、実質的にアンテナの複素インピーダンスに影響を及ぼす。この結果、レクテナの輻射パターン及び分極純度に影響を及ぼさないクロススロットパターンを含むことにより、アンテナのレジスタンス対リアクタンスの所望する比率が得られる。
受動ＲＦＩＤトランスポンダーのためのＵＨＦ電気的小型レクテナの例は、本発明に沿って設計及び作製された。本実施形態において、アンテナの大きさは７ｃｍ×５ｃｍである。この大きさは、０．２１λ0×０．１５λ0に該当し、ここで、λ0は、自由空間で９１２ＭＨｚの中心周波数を有する波長である。
図１２は、実際の半導体チップの特定のインピーダンスにより誘導されたアンテナの反射損失を示す図である。トランスポンダー半導体チップの複素インピーダンスは、３４．５−ｊ８１５の値を有すると仮定する。同図に示すように、−１０ｄＢの反射損失レベルにおいてアンテナの帯域幅は１０ＭＨｚ（１．１％）である。このように増大した動作帯域幅は、実際のＲＦＩＤシステムに十分に適用可能である。シミュレーションしたアンテナの放射効率は７５％に至り、金属及び誘電体の損失の双方を考慮しなければならない。輻射パターンは、全方向性（ｏｍｎｉ-ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ）である。極性は、交差分極（Ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）のごく小さなレベルに線形的に比例する。共通分極（ｃｏ-ｐｏｌａｒｉｚｅｄ）を有する一般の入射波の場合、９１２ＭＨｚにおけるレーダー反射領域は共役整合で３８．４ｃｍ2、短絡回路の終端で６．５ｃｍ2に至るようになる。
図１２は、実際の半導体チップの特定のインピーダンスにより誘導されたアンテナの反射損失を示す図である。トランスポンダー半導体チップの複素インピーダンスは、３４．５−ｊ８１５の値を有すると仮定する。同図に示すように、−１０ｄＢの反射損失レベルにおいてアンテナの帯域幅は１０ＭＨｚ（１．１％）である。このように増大した動作帯域幅は、実際のＲＦＩＤシステムに十分に適用可能である。シミュレーションしたアンテナの放射効率は７５％に至り、金属及び誘電体の損失の双方を考慮しなければならない。輻射パターンは、全方向性（ｏｍｎｉ-ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ）である。極性は、交差分極（Ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）のごく小さなレベルに線形的に比例する。共通分極（ｃｏ-ｐｏｌａｒｉｚｅｄ）を有する一般の入射波の場合、９１２ＭＨｚにおけるレーダー反射領域は共役整合で３８．４ｃｍ2、短絡回路の終端で６．５ｃｍ2に至るようになる。
クロススロットの個数、長さ、幅、間隔などを変化させることにより、所望するリアクタンス対レジスタンスの比率が得られるようになる。
レーダー反射領域は、物体が電磁波をどれほどよく反射できるかを示す尺度である。与えられた波長と分極において、レーダー反射領域は、物体の大きさ、形態、物質、表面構造のような設計変数の範囲によって可変する。例えば、金属表面は、誘電体物質より反射率がよい。
レーダー反射領域は、物体が電磁波をどれほどよく反射できるかを示す尺度である。与えられた波長と分極において、レーダー反射領域は、物体の大きさ、形態、物質、表面構造のような設計変数の範囲によって可変する。例えば、金属表面は、誘電体物質より反射率がよい。
散乱体としての平面アンテナの場合、他の条件が同一であれば、金属がより多くの領域を占めれば占めるほど、アンテナは、より多くのレーダー反射領域を有する。従って、狭い金属ストリップパターンのような形態を有する典型的な従来のアンテナと比べてみて、本発明において提案したレクテナは、同一の大きさの制約下で向上したレーダー反射領域を有する。
その結果、本発明の好適な実施形態では、トランスポンダーの半導体チップと共役整合された電気的小型アンテナを備え、輻射パターン、効率性、分極純度に影響を及ぼすことなく増大した帯域幅で動作可能な向上したレーダー反射領域を有するレクテナを提供する。
以上、本発明の好適な実施形態について図示し説明したが、本発明は、上述した特定の実施形態に限定されず、特許請求の範囲で請求する本発明の要旨を逸脱することなく当該発明の属する技術分野における通常の知識を有する者であれば誰でも種々の変形実施が可能であることはもとより、そのような変更は、特許請求の範囲記載の範囲内に属することは言うまでもない。
以上、本発明の好適な実施形態について図示し説明したが、本発明は、上述した特定の実施形態に限定されず、特許請求の範囲で請求する本発明の要旨を逸脱することなく当該発明の属する技術分野における通常の知識を有する者であれば誰でも種々の変形実施が可能であることはもとより、そのような変更は、特許請求の範囲記載の範囲内に属することは言うまでもない。
２０ 誘電体基板
３０ 金属層
４０ 主スロット
５０ 給電線
６０ａ、６０ｂ 第１の副スロット
７０ａ、７０ｂ 第２の副スロット
８０ａ、８０ｂ 第３の副スロット
９０ａ、９０ｂ 第４の副スロット
６１ａ〜６３ａ 第１の副スロットの回旋腕領域
７１ａ〜７５ａ 第２の副スロットの回旋腕領域
８１ａ〜８５ａ 第３の副スロットの回旋腕領域
９１ａ〜９３ａ 第４の副スロットの回旋腕領域
１００ 小型平面アンテナ
１０００ 小型レクテナ
１１１０ 誘電体基板
１１００ 図１０中のアンテナ
１１２０ 金属層
１１３０ 主スロット
１１８０ａ、１１８０ｂ クロススロット
３０ 金属層
４０ 主スロット
５０ 給電線
６０ａ、６０ｂ 第１の副スロット
７０ａ、７０ｂ 第２の副スロット
８０ａ、８０ｂ 第３の副スロット
９０ａ、９０ｂ 第４の副スロット
６１ａ〜６３ａ 第１の副スロットの回旋腕領域
７１ａ〜７５ａ 第２の副スロットの回旋腕領域
８１ａ〜８５ａ 第３の副スロットの回旋腕領域
９１ａ〜９３ａ 第４の副スロットの回旋腕領域
１００ 小型平面アンテナ
１０００ 小型レクテナ
１１１０ 誘電体基板
１１００ 図１０中のアンテナ
１１２０ 金属層
１１３０ 主スロット
１１８０ａ、１１８０ｂ クロススロット
Claims (27)
- 誘電体基板と、
前記誘電体基板の上面に形成された金属層と、
前記金属層にパターン化されてなる１つの主スロットと、
前記主スロットの一端に接続され、所定の方向に回旋する複数の副スロットと、
を含み、前記複数の副スロットが、前記主スロットを中心に左右対称の一対をなすことを特徴とする小型平面アンテナ。 - 前記所定の方向が、時計回り及び反時計回りのいずれかの方向であることを特徴とする請求項１に記載の小型平面アンテナ。
- 前記主スロットを中心にそれぞれ一対をなす複数の副スロットが、互いに逆の回旋方向を有することを特徴とする請求項１に記載の小型平面アンテナ。
- 前記副スロットの回旋腕の長さが、前記アンテナの動作周波数において１／４波長より小さいことを特徴とする請求項１に記載の小型平面アンテナ。
- 前記複数の副スロットが、前記主スロットの右上側に設けられ時計回りに回旋する第１の右側副スロットと、前記第１の右側副スロットの内側に設けられ前記第１の右側副スロットの方向と逆の方向に回旋する第２の右側副スロットと、前記主スロットの右下側に設けられ前記第１の右側副スロットの方向と逆の方向に回旋する第４の右側副スロット、及び前記第４の右側副スロットの内側に設けられ前記第４の右側副スロットの方向と逆の方向に回旋する第３の右側副スロットとを含むことを特徴とする請求項１に記載の小型平面アンテナ。
- 主スロットを中心に前記第１〜第４の右側副スロットのそれぞれと対称的に設けられて１つの対をなし、前記第１〜第４の右側副スロットのそれぞれの方向と逆の方向に回旋する第１〜第４の左側副スロットを更に含むことを特徴とする請求項５に記載の小型平面アンテナ。
- 前記第１の右側副スロット及び第４の右側副スロットの回旋腕の長さが、前記第２の右側副スロット及び第３の右側副スロットの回旋腕の長さより大きいことを特徴とする請求項５に記載の小型平面アンテナ。
- 前記主スロットの長さが、前記アンテナの動作周波数において半波長より小さいことを特徴とする請求項１に記載の小型平面アンテナ。
- 前記副スロットの幅と前記主スロットの幅とが同一であることを特徴とする請求項１に記載の小型平面アンテナ。
- 前記副スロットの幅が前記主スロットの幅より狭いことを特徴とする請求項１に記載の小型平面アンテナ。
- 前記副スロットの幅が前記主スロットの幅より広いことを特徴とする請求項１に記載の小型平面アンテナ。
- 前記誘電体基板の裏面に終端開放型（ｏｐｅｎ-ｅｎｄｅｄ）容量プローブからなるマイクロストリップラインを有する給電線を更に含むことを特徴とする請求項１に記載の小型平面アンテナ。
- 前記プローブの幅と前記マイクロストリップラインのストリップの幅とが同一であることを特徴とする請求項１２に記載の小型平面アンテナ。
- 前記プローブの幅が前記マイクロストリップラインのストリップの幅より小さいことを特徴とする請求項１２に記載の小型平面アンテナ。
- 前記プローブの幅が前記マイクロストリップラインのストリップの幅より大きいことを特徴とする請求項１２に記載の小型平面アンテナ。
- 誘電体基板と、
前記誘電体基板の上面に形成された金属層と、
前記金属層にパターン化されてなる１つの主スロットと、
前記主スロットの一端に接続され、所定の方向に回旋する複数の副スロットと、
前記主スロットの上側に前記主スロットと垂直に形成される複数の第１のクロススロット及び前記主スロットの下側に前記主スロットと垂直に形成される複数の第２のクロススロットと、
前記主スロット内に組み込まれた半導体チップの入口と、
を含むことを特徴とする小型レクテナ。 - 前記主スロット、複数の副スロット、及び複数の第１、第２のクロススロットが、外部に整合素子を設けることなく前記小型レクテナと共役インピーダンス整合を行って、前記小型レクテナがトランスポンダーの動作帯域幅において向上したレーダー反射領域を有するようにすることを特徴とする請求項１６に記載の小型レクテナ。
- 前記複数の第１、第２のクロススロットが、前記主スロットにより対称的に二分されることを特徴とする請求項１６に記載の小型レクテナ。
- 前記所定の方向が、時計回り及び反時計回りのいずれかの方向であることを特徴とする請求項１６に記載の小型レクテナ。
- 前記主スロットを中心にそれぞれ一対をなす複数の副スロットが、互いに逆の回旋方向を有することを特徴とする請求項１６に記載の小型レクテナ。
- 前記複数の副スロットが、前記主スロットの右上側に設けられ時計回りに回旋する第１の右側副スロットと、前記第１の右側副スロットの内側に設けられ前記第１の右側副スロットの方向と逆の方向に回旋する第２の右側副スロットと、前記主スロットの右下側に設けられ前記第１の右側副スロットの方向と逆の方向に回旋する第４の右側副スロット、及び前記第４の右側副スロットの内側に設けられ前記第４の右側副スロットの方向と逆の方向に回旋する第３の右側副スロットとを含むことを特徴とする請求項１６に記載の小型レクテナ。
- 主スロットを中心に前記第１〜第４の右側副スロットのそれぞれと対称的に設けられて１つの対をなし、前記第１〜第４の右側副スロットのそれぞれの方向と逆の方向に回旋する第１〜第４の左側副スロットを更に含むことを特徴とする請求項２１に記載の小型レクテナ。
- 前記誘電体基板及び前記金属層が平面型であることを特徴とする請求項１６に記載の小型レクテナ。
- 前記半導体チップが、整流回路を更に含むことを特徴とする請求項１６に記載の小型レクテナ。
- 誘電体基板と、
前記誘電体基板の上面に形成された金属層と、
前記金属層上に形成された主スロットと、
前記主スロットの右側及び左側にそれぞれ配される複数の副スロットと、
を含み、前記主スロットの右側に配された副スロットが、第１群の副スロットと第２群の副スロットを含み、前記第１群の副スロットと第２群の副スロットとが、前記主スロットの縦軸に対し互いに対称であることを特徴とするアンテナ。 - 前記主スロットの左側に配された副スロットが、第３群の副スロットと第４群の副スロットを含み、前記第３群の副スロットと第４群の副スロットとが、前記主スロットの縦軸に対し互いに対称であることを特徴とする請求項２５に記載のアンテナ。
- 前記第１〜第４群の副スロットが、互いに逆の方向に回旋する一対の副スロットを含むことを特徴とする請求項２６に記載のアンテナ。
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