JP2006054888A - Color and/or polarization mode dispersion compensating adaptive optical equalization and coupling photoelectron equalization device structure - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、光学伝送システムに関し、より詳細には光学等化に関する。 The present invention relates to optical transmission systems, and more particularly to optical equalization.
符号干渉(ISI)は、高速光ファイバ通信システムで普通に起こる問題である。このISIの問題は、ビット誤りを引き起こし、それによってシステム性能および信頼性を低下させる可能性がある。これは普通、色分散(群速度分散またはGVDと呼ばれることがある)と、分極化モード分散(PMD)の2つの主な欠陥原因によって起こる。光伝送欠陥の別の原因は、光学雑音である。 Code interference (ISI) is a common problem in high speed fiber optic communication systems. This ISI problem can cause bit errors, thereby reducing system performance and reliability. This is usually caused by two main defect sources: chromatic dispersion (sometimes referred to as group velocity dispersion or GVD) and polarization mode dispersion (PMD). Another cause of optical transmission defects is optical noise.
光ファイバ・リンクでは、光信号を強めるようにいくつかの光学増幅器が使用されている。同時に、このような増幅器は、非干渉性増幅自然放出(ASE)雑音(普通は、光学雑音と呼ばれる)を加える。 In optical fiber links, several optical amplifiers are used to enhance the optical signal. At the same time, such amplifiers add incoherent amplified spontaneous emission (ASE) noise (commonly referred to as optical noise).
周波数依存伝播が光ファイバ内で一定であるので、パルスの異なるスペクトル成分が、僅かに異なる速度で移動し、パルスが光学領域内で広がることになる。ファイバの一次および二次色分散(GVD)を特徴づけるのに、ps/km/nmでの分散パラメータと、ps/km/nm2での分散傾斜パラメータの2つのパラメータが普通は使用される。何次のGVDでも、光領域内では直線であるが、受信機内での二乗光検出後は非直線になる。普通、色分散は静的であり、負分散ファイバまたは他の受動成分からなる分散補償モジュール(DCM)によって効果的に補償することができる。しかし、DCMは普通は高価であり、ネットワーク・サービスの質(QoS)の低下を引き起こす光学リンク内での望ましくない待ち時間を加えることがある。残りの色分散が光学リンク内でのDCMを使用した後でさえも残っている可能性があり、等化装置によって補償されることが望ましい。したがって、適応等化装置の性能を評価するため、一次色分散が、ファイバの種類および伝送距離を明確に特定することなく、ps/nmの点で特定される。 Since the frequency dependent propagation is constant in the optical fiber, the different spectral components of the pulse will move at slightly different speeds and the pulse will spread in the optical region. Two parameters are commonly used to characterize the primary and secondary chromatic dispersion (GVD) of a fiber, the dispersion parameter at ps / km / nm and the dispersion slope parameter at ps / km / nm 2 . Any order GVD is a straight line in the optical region, but becomes non-linear after the detection of the square light in the receiver. Usually, chromatic dispersion is static and can be effectively compensated by a dispersion compensation module (DCM) consisting of negative dispersion fiber or other passive components. However, DCMs are usually expensive and can add undesirable latency in the optical link that causes degradation of network service quality (QoS). The remaining chromatic dispersion may remain even after using DCM in the optical link and is desirably compensated by the equalizer. Therefore, in order to evaluate the performance of the adaptive equalizer, the primary chromatic dispersion is specified in terms of ps / nm without explicitly specifying the fiber type and transmission distance.
分極化モード分散(PMD)は、ファイバ複屈折による2つの直交分極化モードの異なる移動速度によって起こる。ファイバ複屈折は、ファイバ芯の非円形性から始まり、また応力、屈曲、振動などによって引き起こされる可能性がある。したがって、PMDは本来動的であり、長い間にゆっくり移動する。PMDは、隣接する区画間のモード結合によりランダムに連結された複屈折ファイバ部分に沿って分散としてモデリングすることができる。差動群遅延(DGD)は、PMD誘導パルス拡張を特徴づけるのに使用されるパラメータであり、マックスウェル分散に付随することがある。このような可変性の結果、ファイバのPMDは普通、ps/sqrt(km)の点における中間DGDパラメータによって特徴づけられる。加えて、PMDは周波数依存性である。一次PMDは、この周波数依存PMDの周波数依存成分である。二次(または、高次)PMDは周波数依存性であり、パルス拡張の際の色分散に類似する効果がある。 Polarization mode dispersion (PMD) is caused by different moving velocities of the two orthogonal polarization modes due to fiber birefringence. Fiber birefringence begins with the non-circularity of the fiber core and can be caused by stress, bending, vibration, and the like. Thus, PMD is inherently dynamic and moves slowly over time. PMD can be modeled as dispersion along birefringent fiber sections randomly connected by mode coupling between adjacent sections. Differential group delay (DGD) is a parameter used to characterize PMD induced pulse expansion and may be associated with Maxwell variance. As a result of such variability, fiber PMD is usually characterized by an intermediate DGD parameter in terms of ps / sqrt (km). In addition, PMD is frequency dependent. The primary PMD is a frequency dependent component of this frequency dependent PMD. Secondary (or higher order) PMD is frequency dependent and has an effect similar to chromatic dispersion during pulse expansion.
等化装置の性能を評価するため、高速と低速の直交分極化モード(特に、ファイバの分極化主要状態(PSP))の間の遅延を説明するのに、瞬時DGDが使用される。最悪の場合のシナリオでは、入力電力がこれらの2つの直交分極化モードの間で等しく分割される。すなわち、電流分割率は0.5である。psでの一次瞬時DGD(周波数依存分散成分)に対する性能は、分散補償器の有効性を評価する際に重要である。これらの2つの分極化モードは互いに直交しているので、光検出器での光電流I(t)は、各分極化の光電力の合計に比例する。したがって、一次PMDは光検出器の出力で直線ISIを作り出す。 To evaluate the performance of the equalizer, instantaneous DGD is used to account for the delay between fast and slow orthogonal polarization modes (especially the fiber polarization main state (PSP)). In the worst case scenario, the input power is divided equally between these two orthogonal polarization modes. That is, the current division ratio is 0.5. The performance for first order instantaneous DGD (frequency dependent dispersion component) at ps is important in evaluating the effectiveness of the dispersion compensator. Since these two polarization modes are orthogonal to each other, the photocurrent I (t) at the photodetector is proportional to the sum of the optical power of each polarization. Therefore, the primary PMD produces a straight line ISI at the output of the photodetector.
光学等化装置が、これらの欠陥を補償する際の試みにおいて使用されてきた。これらの等化装置の最も普通の形は、フィルタ・パラメータの制御の際により小さな可撓性を有する傾向があるカスケード構造である。 Optical equalizers have been used in an attempt to compensate for these defects. The most common form of these equalizers is a cascade structure that tends to have less flexibility in controlling the filter parameters.
これらの光学等化装置を制御する際、しばしば非適応等化方法が使用されるが、これらの方法は不適当であることが立証された。 Non-adaptive equalization methods are often used in controlling these optical equalization devices, but these methods have proven to be inadequate.
当業界で必要なことは、色および/または分極化モード分散を補償するより優れた方法である。 What is needed in the art is a better way to compensate for color and / or polarization mode dispersion.
様々な実施形態では、公知の光等化装置のこれらおよびその他の問題および制限が、制御可能な光FIRフィルタ装置を使用して光FIR(限定インパルス応答)フィルタを実現することによって、出願人の独自の発明で回避されている。 In various embodiments, these and other problems and limitations of known optical equalization devices are achieved by implementing an optical FIR (Limited Impulse Response) filter using a controllable optical FIR filter device. It is avoided in the original invention.
一態様では、本発明は適応光学等化装置で使用される装置を提供する。一実施形態では、この装置は、(1)入力および出力を有し、入力光信号を受信するように結合され、受信した光信号の位相変調および/または振幅変調によって出力光信号を発生するように構成されると共に、光経路内で運ばれている光信号の位相変調および/または振幅変調に影響を与えるように電子制御信号に対応する光電子制御装置をそれぞれ含む対応する複数の光経路内に複数の同様の光信号を含む制御可能な光学FIRフィルタと、(2)所定の基準にしたがって電子制御信号を発生させるように、制御可能な光学FIRフィルタの出力から出力光信号に対応する制御信号発生器とを含む。 In one aspect, the present invention provides an apparatus for use with an adaptive optical equalizer. In one embodiment, the apparatus (1) has an input and an output, is coupled to receive an input optical signal, and generates an output optical signal by phase modulation and / or amplitude modulation of the received optical signal. And a plurality of corresponding optical paths each including an optoelectronic control device corresponding to the electronic control signal to affect phase modulation and / or amplitude modulation of the optical signal carried in the optical path. A controllable optical FIR filter comprising a plurality of similar optical signals and (2) a control signal corresponding to the output optical signal from the output of the controllable optical FIR filter so as to generate an electronic control signal according to a predetermined criterion Including a generator.
別の態様では、本発明は制御可能な光学FIRフィルタを含む適応光学等化装置で使用される方法を提供する。一実施形態では、この方法は、(1)供給される光信号を変調させて等化出力光信号を発生させるように、制御可能な光学FIRフィルタを適応可能に制御する工程と、(2)所定の第1の基準にしたがって、等化出力光信号を電子信号のバージョンに変換する工程と、(3)所定の第2の基準にしたがって、振幅および/または位相制御信号を発生させるように電子信号のバージョンを利用する工程と、(4)制御可能な光学FIRフィルタを適応可能に制御するように制御信号をフィードバックする工程と、(5)制御可能なFIRフィルタの平行な列の導波路のうちの対応する光導波路上に伝播する対応する光信号の振幅および/または位相を調節するように、各制御信号を利用する工程とを含む。 In another aspect, the present invention provides a method for use in an adaptive optical equalizer that includes a controllable optical FIR filter. In one embodiment, the method comprises (1) adaptively controlling a controllable optical FIR filter to modulate a supplied optical signal to generate an equalized output optical signal; and (2) Converting the equalized output optical signal into a version of the electronic signal according to a predetermined first criterion; and (3) the electronic to generate an amplitude and / or phase control signal according to the predetermined second criterion. Utilizing a signal version; (4) feeding back a control signal to adaptively control a controllable optical FIR filter; and (5) parallel waveguides of controllable FIR filters. Utilizing each control signal to adjust the amplitude and / or phase of the corresponding optical signal propagating on the corresponding optical waveguide.
さらに別の態様では、本発明は結合光電子等化装置を提供する。一実施形態では、この装置は、(1)電気制御入力、光入力、光出力、および複数の等化係数の値によって固定される状態を有する光学等化装置であって、制御入力が制御入力に加えられる電気信号に応じる方法で、係数の値を設定するように構成された光学等化装置と、(2)光出力放射光に応じて、放射される光の強度を表すアナログ電気信号を生成するように構成された光強度検出器と、(3)アナログ電気出力信号を受信し、受信したアナログ電気信号に応じた値を有するデジタル電気信号の流れを生成するように構成された電子等化装置であって、光学および電子等化装置の制御入力はデジタル電気信号の誤りを示す電気信号を受信するように接続された電子等化装置とを備えている。 In yet another aspect, the present invention provides a combined photoelectron equalizer. In one embodiment, the device is (1) an optical equalization device having a state that is fixed by electrical control input, light input, light output, and values of a plurality of equalization coefficients, the control input being a control input. An optical equalizer configured to set the value of the coefficient in a manner that depends on the electrical signal applied to (2), and (2) an analog electrical signal that represents the intensity of the light emitted in response to the light output radiation. A light intensity detector configured to generate, and (3) an electronic device configured to receive an analog electrical output signal and generate a flow of a digital electrical signal having a value corresponding to the received analog electrical signal The control input of the optical and electronic equalizer comprises an electronic equalizer connected to receive an electrical signal indicative of an error in the digital electrical signal.
別の態様では、本発明は結合光電子等化方法を提供する。一態様では、この方法は、(1)光学等化装置に入力光信号を通過させることによって、光信号の出力流を生成する工程と、(2)光信号の出力流の強度を示す値を有する電気信号を生成する工程と、(3)デジタル電気信号の出力流を生成するように、電子等化装置に電気を通過させる工程と、(4)光学および電子等化装置にデジタル電気信号の流れ内の誤りを示す値を備える信号の流れを加えることによって、光学および電子等化装置の等化係数を設定する工程とを含む。 In another aspect, the present invention provides a combined photoelectron equalization method. In one aspect, the method includes (1) generating an output stream of an optical signal by passing the input optical signal through an optical equalizer, and (2) a value indicating the intensity of the output stream of the optical signal. A step of generating an electrical signal having, (3) a step of passing electricity through the electronic equalizer so as to generate an output stream of the digital electrical signal, and (4) a digital electrical signal of the optical and electronic equalizer. Setting equalization coefficients for optical and electronic equalization devices by adding a signal flow with a value indicative of an error in the flow.
図1は、本発明の一実施形態を、簡易ブロック図の形で示している。特に、光経路からの入力光信号が供給される光入力端末が示されている。加工される例示的な光搬送信号は、約2.3×1014ヘルツから約1.8×1014ヘルツの光周波数、すなわち約1.3ミクロンから約1.7ミクロンの波長である。一実施例では、約1.55ミクロンの波長、すなわち1.93×1014ヘルツの周波数を有する光搬送信号が、入力端子101を介して制御可能な光FIRフィルタ102に供給される。また、出力端子103で所望の光信号を発生させるように、入力端子101から供給された光信号を位相および/または振幅変調、すなわちベクトル変調するのに使用される制御信号が、回路経路112を介して制御可能な光FIRフィルタ102に供給される。時間kでの制御信号は、電気制御信号e(k)に反応する。制御可能な光FIRフィルタ102は例えば、基本的に制御可能な光学FIRフィルタまたは等化装置であってもよい。図1の本発明の実施形態での制御可能な光学FIRフィルタ102として有利に利用できる光学FIRフィルタの一実施形態は、図2に示し、以下に説明する制御可能な光ベクトル変調装置である。上に示したように、光学FIRフィルタ102の他の実施形態を、本発明を実施する際に同等に利用することもできる。このような一実施形態は、一列の制御可能な光導波路格子である。
FIG. 1 shows an embodiment of the invention in the form of a simplified block diagram. In particular, an optical input terminal to which an input optical signal from an optical path is supplied is shown. An exemplary optical carrier signal to be processed is an optical frequency of about 2.3 × 10 14 hertz to about 1.8 × 10 14 hertz, ie, a wavelength of about 1.3 microns to about 1.7 microns. In one embodiment, an optical carrier signal having a wavelength of about 1.55 microns, ie, a frequency of 1.93 × 10 14 hertz, is provided to the controllable
入力端子101を介して制御可能な光学FIRフィルタ102に供給される受信光信号E(t)に対して、出力端子103での制御可能な光学FIRフィルタ102からの出力光信号E0(t)は、
典型的なクロック・データ回復回路(CDR)は、上記実施形態では示されていない。
Output light signal E 0 (t) from the controllable
A typical clock and data recovery circuit (CDR) is not shown in the above embodiment.
CDRの直前で、補償されていない検出信号は、GVDおよびPMDなどの光経路に沿って光学欠陥によって誘発されるある特定の量のISIを含んでいてもよい。ビット流を回復させる前に電子信号中に存在するISIを取り除くため、制御可能な光学FIRフィルタ102を制御するように、係数更新過程が本発明により利用される。しかし、光学ドメイン中で動作しているので、この過程により、純粋な電子等化のための最小平均平方(LMS)アルゴリズムと同様の方法で、補償された信号
図2は、本発明の実施形態の図1で利用された制御可能な光学FIRフィルタ102として利用できる光ベクトル変調装置の詳細を、簡易ブロック図で示している。光ベクトル変調装置102は、多数の光学タップ遅延ラインの合計に基づいている。操作の原理は以下のとおりである。位相シフトおよび/または振幅変調される入力光信号E(t)は、変調された光学キャリヤである。入力光信号E(t)は、入力端末101を介して光ベクトル変調装置102に供給され、そこで入力マルチモード干渉(MMI)結合器201を介して複数の同様の分岐路に分割される。入力MMI102は基本的に、電力スプリッタである。複数の分岐路はそれぞれ、入力光キャリヤE(t)の振幅および/または位相を調節するように、振幅および/または位相変調装置202−1から202−Nを備えている。この実施例では、本発明の範囲を制限するものとして理解されるものではないが、振幅と位相は両方とも、光ベクトル変調装置102の各分岐路内で調節される。振幅および位相変調装置202−1から202−Nはそれぞれ、光学遅延ライン、すなわち、遅延ユニット203−1から203−Nそれぞれの後に来る。位相変調装置202−1から202−Nを含む各変調装置の分岐路内の遅延T1からTnは、遅延ユニット203−1から203−Nによってそれぞれ発生する。遅延ユニット203−1から203−N内のこれらの遅延ラインはそれぞれ、振幅および/または位相変調装置201−1から201−Nからの光信号のサブ・キャリヤの位相を一定量だけ変化させる。例えば、ユニット203−1内の遅延ラインはτの遅延を提供し、遅延ユニット203−2は2τの遅延を提供し、遅延ユニット203−NはNτの遅延を提供する。普通は、l/(N×キャリヤ周波数)の遅延τが必要である。一実施形態では、遅延ユニット203−1はゼロ(0)遅延間隔を供給し、遅延ユニット203−2は、遅延ユニット203−Nがτ(N−1)の遅延を供給するまで、τの遅延などを供給する。したがって、キャリヤ周波数が40GHzである場合、遅延範囲は0、・・・、25ピコ秒(ps)であるべきである。遅延τは、1ビット期間、すなわち、40Gbpsの例でT=25と等しくてもよい。したがって、遅延範囲は、0、・・・、τ(N−1)である。代替形態では、遅延τはビット期間の分数、例えば、40GbpsでT/2=12.5であってもよい。したがって、τ=T/2=12.5psの例では、遅延範囲は0、・・・、τ(N−1)Ψ12.5psである。例えば電力結合器である、別のMMI204の連結器は、全ての支流分岐路からの合計光位相により建設的、または破壊的に干渉する、出力での変調された出力光信号を生成するように、調節された振幅および位相と、遅延光信号の全てを結合させる。したがって、異なるキャリヤ位相で信号を干渉することによって、合計信号のキャリヤの位相および振幅を任意の選択状態に設定することができる。これらの干渉された光キャリヤは、遠隔光検出器、すなわち図1および図3の光ダイオード104で、所定の振幅および位相を備えるマイクロ波位相装置を生成する。
FIG. 2 is a simplified block diagram showing details of an optical vector modulation device that can be used as the controllable
光ベクトル変調装置102の各分岐路の電気制御可能な振幅および位相変調装置202が、例えば、InP、GaAs、またはLiNbO3として、直線光電子効果を備える材料システム内で製造される。光導波路の効果的な屈折率は、制御回路経路110を介してこの導波路と垂直に加えられる電界に比例して変わる。高周波分散電気導波路は、調和のとれた伝播速度で光学波と一緒に伝播して、局所制御電界を高変調帯域幅で運ぶように設計されている。異なる分岐路は、異なる時間長さによって光信号を遅らせる。これにより、ユニット203内のこれらの遅延ラインの出力でサブ・キャリヤ位相が異なる。結合器204では、様々な分岐路からのこれらの異なる出力信号は、これらの信号が経験した異なる時間遅延による異なるキャリヤ位相をまとまって干渉する。MMI連結器、すなわち電力結合器204の後の信号のキャリヤは、まとまって干渉する信号の全てのキャリヤの合計である。
An electrically controllable amplitude and
図3は、本発明の別の実施形態の詳細を簡単に示している。図3に示す本発明の実施形態は、図1の制御可能な光学FIRフィルタ102用の図2に示された光ベクトル変調装置を特に使用していることを除いて、図1に示された実施形態と同様である。また、OE−LMS過程で利用される信号を発生させるように、干渉計113(図3)を利用する。したがって、図1に示すのを同様の要素は同様に付番し、詳細な説明は繰り返さない。
FIG. 3 briefly illustrates details of another embodiment of the present invention. The embodiment of the present invention shown in FIG. 3 is shown in FIG. 1 except that it specifically uses the light vector modulation device shown in FIG. 2 for the controllable
図3の実施形態では、光学干渉計113が入力101を介して光ベクトル変調装置102に供給される光信号を有する光経路111、および光ベクトル変調装置102の出力103で出力光信号を有する光経路112を介して供給される。よく知られているように、光学干渉計113は供給される光信号に応じて、供給される光信号の合計および差を示す光出力信号を発展させる。これらの合計および差信号は、光ダイオード114、115に供給される。光ダイオード114、115は、
単一の分極化の入力光信号E(t)に対して説明された本発明のこの実施形態の操作は、ビット伝送速度fbの倍数に等しい、または倍数であるサンプリング速度fs=l/Tsでサンプリングされる。fs=fbである場合、(複数の平行な脚部を有するFIRフィルタである)制御可能な光ベクトル変調装置102は同期する(SYN)。一方、fsがビット伝送速度fbの倍数である場合、制御可能な光ベクトル変調装置102は分数的に間隔があいている(FS)と言われる。サンプリングされたデータ・ベクトルは
誤り信号e(k)は、TIA105|q(k)|2からの出力と、代数加算器、すなわち減算器108(図1、図3)の負および正の入力それそれに供給されているスライサ106
OE−LMS過程は、ここでJ(k)=|e(k)|2として規定された費用関数を決定的に最小限に抑える傾向がある。したがって、費用関数を最小限に抑える負の傾き方向の工程をとって、OE−LMS過程により以下のように再帰的に最適化した
したがって、i次FIRフィルタ係数は以下のように更新される。
c1(k+1)=ci(k)+βe(K)qs(k)r(k+i) (5)
追加の積の用語qs(k)は、光信号出力を制御可能な光学FIRフィルタ(光ベクトル変調装置)102から電子信号に変換する光検出器104を介して、二乗検出から直接くる。すなわち、非等化信号と等化信号の間の内積qs(k)r(k―i)が、制御可能な光ベクトル変調装置102の係数を調節するために使用される。代替形態では、式(3)で、光学等化に必要な唯一の情報は、光入力相互関係行列Rである。というのは、FIRフィルタ係数
c 1 (k + 1) = c i (k) + βe (K) q s (k) r (k + i) (5)
The additional product term q s (k) comes directly from square detection through a
上記で論じたことにより、分極化された入力光信号E(t)が想定され、したがってGVD誘導ISIを効果的に緩衝することができる、単一分極化OE−LEM過程につながる。しかし、一次PMDの例では、2つの分極化、すなわち、それぞれ垂直および水平分極を示すEr(t)、EH(t)が必要である。垂直および水平分極化を考慮して、光ダイオード104からの電子出力は|q(k)|2=|qr(k)|2+|qH(k)|2である。式中、図3の制御可能な光学FIRフィルタ、すなわち光ベクトル変調装置102で仮定して
ここで、
here,
式中、
図4は、本発明のさらに別の実施形態の詳細を簡易ブロック図で示している。図4に図示された本発明の実施形態は、図3に示された実施形態と同様であるが、光学および電子等化の両方を行なうWUD(B、C、F)ユニット109を含んでいる。図4の実施形態は、フィードフォワードおよびフィードバック電子等化装置(401、402)の両方を含む。実施形態は、図3に示すように、光ベクトル変調装置102、およびWUD(B、C、F)ユニット109に連結する、干渉計113、光ダイオード114、115、および差動増幅器116を含む。これらの要素は、明確に示すように、図4から取り外してある。ここで、図3に示すものと同様の要素は同様に付番し、詳細な説明は繰り返さない。
FIG. 4 illustrates in simplified block diagram details of yet another embodiment of the present invention. The embodiment of the present invention illustrated in FIG. 4 is similar to the embodiment illustrated in FIG. 3, but includes a WUD (B, C, F)
図4の実施形態では、制御可能な光ベクトル変調装置102からの出力光信号E0(t)は光受信機、およびその中で光ダイオード104に搬送される。よく知られているように、光ダイオード104は二乗検出器であり、E0(t)の検出に応じて、電流|q(k)|2を発生させる。トランスインピーダンス増幅器105は、電流を光ダイオード104から電圧信号によく知られている方法で変換する。トランスインピーダンス増幅器105からの電子電圧信号は、WUD(B、C、F)ユニット109によって制御されたフィードフォワード・フィルタF(x)部分401に供給される。フィードフォワード・フィルタF(x)部分401は、減算器403を介して、スライサ・ユニット106および代数加算器の負の入力、すなわち減算器108に設けられている。自動閾値制御信号はまた、スライサ・ユニット106に供給される。閾値制御は、スライサ106からの所望の出力レベルを実現するような方法で、トランスインピーダンス増幅器105からの電圧信号を分割するようになっている。スライサ106からの出力は、所望の補償された受信データ信号
図5は、結合光学および電子等化を生成する、さらに別の実施形態の詳細を簡易ブロック図で示している。図5は、全体的なアーキテクチャを簡略化する、フィードフォワード・フィルタF(x)部分401がないことを除いて、図4と同様である。しかし、発見されたように、図5の実施形態は、光学および電子等化を共に行なわない装置に対する性能が増す際に、さらに明らかに効果的である。
FIG. 5 illustrates in simplified block diagram details of yet another embodiment that generates coupled optics and electronic equalization. FIG. 5 is similar to FIG. 4 except that there is no feedforward filter F (x)
図5の実施形態では、制御可能な光ベクトル変調装置102からの出力光信号E0(t)は、光受信機、およびその中で光ダイオード104に搬送される。よく知られているように、光ダイオード104は二乗検出器であり、E0(t)の検出に応じて、電流|q(k)|2、すなわちq(k)=E0(k/fs)を発生させる。トランスインピーダンス増幅器105は、電流を光ダイオード104から電圧信号によく知られている方法で変換する。トランスインピーダンス増幅器105からの電子電圧信号は、代数加算器403、その後スライサ・ユニット106、および代数加算器の負の入力、すなわち減算器108に供給される。自動閾値制御信号はまた、スライサ・ユニット106に供給される。閾値制御は、スライサ106からの所望の出力レベルを実現するような方法で、トランスインピーダンス増幅器105からの電圧信号を分割するようになっている。スライサ106からの出力は、所望の補償された受信データ信号
フィードバック・フィルタB(x)部分402は、スライサ106の出力と共に、信号Bを受信し、代数加算器の負の入力、すなわち減算器403に与えられる出力信号を発生させる。WUD(B、C、F)ユニット109からの振幅
上に記したように、フィードバック・フィルタB(x)部分402から来る信号は、ポスト光検出電子信号x(k)(光ダイオード104)から減算される。スライサ106の前の補償されていない信号は、GVDおよびPMDなどの光経路に沿って光学欠陥によって誘発されるある特定の量のISIを含むことができる。ビット流を回復する前に電子信号に存在するISIを取り除くため、単一の方法でO−EQおよびE−EQの両方を制御するのにOE−LMSが使用される。基本的に、OE−LMSは、平均平方の意味で補償された信号と所望の信号の間の電子誤りを最小限に抑え、これは従来から電子等化に使用されている最小平均平方(LMS)アルゴリズムと互換性がある。
As noted above, the signal coming from the feedback filter B (x)
図6は、本発明の原理により実施される技術を組み込む方法をフロー図で示している。この方法は、開始工程610で始まり、入力信号が光学等化装置を通過する工程620まで進む。この結果、光信号の出力流が工程630で生成される。その後、工程640では、電気信号が生成される。電気信号は、光信号の出力流の強度を示す値を有する。次に、工程650では、電気信号が電子等化装置を通過して、デジタル電気信号の出力流を生成する。その後、工程660では、デジタル電気信号の流れの中の誤りを示す値を有する信号の流れを光学および電子等化装置に加えることによって、光学および電子等化装置の等化係数が設定される。この方法は工程670で終了する。当業者は、これらの工程が順番に記載されているが、光信号の出力流を生じさせるように入力信号の等化を実施するため、これらは有利には同時に行なわれることが分かるだろう。
FIG. 6 shows a flow diagram of a method incorporating a technique implemented in accordance with the principles of the present invention. The method begins at start step 610 and proceeds to step 620 where the input signal passes through the optical equalizer. As a result, an output stream of optical signals is generated at
上記実施形態はもちろん、単に本発明の原理を説明したものである。実際、多くの他の方法または装置を、本発明の精神および範囲から逸脱することなく、当業者は考案することができる。特に、他の装置を同等に利用して、制御可能な光学FIRフィルタを実現することができる。 Of course, the above embodiments are merely illustrative of the principles of the present invention. Indeed, many other methods or devices can be devised by those skilled in the art without departing from the spirit and scope of the invention. In particular, a controllable optical FIR filter can be realized using other devices equally.
Claims (10)
入力および出力を有し、入力光信号を受信するように結合され、受信した光信号の位相変調および/または振幅変調によって出力光信号を発生するように構成されると共に、光経路内で運ばれている光信号の位相変調および/または振幅変調に影響を与えるように電子制御信号に対応する光電子制御装置をそれぞれ含む対応する複数の光経路内に複数の同様の光信号を含む制御可能な光学FIRフィルタと、
所定の基準にしたがって電子制御信号を発生させるように、前記制御可能な光学FIRフィルタの前記出力から出力光信号に対応する制御信号発生器とを備える装置。 A device used in an adaptive optical equalizer,
Having an input and an output, coupled to receive an input optical signal, configured to generate an output optical signal by phase modulation and / or amplitude modulation of the received optical signal, and carried in the optical path Controllable optics including a plurality of similar optical signals in a corresponding plurality of optical paths, each including an optoelectronic controller corresponding to the electronic control signal to affect phase modulation and / or amplitude modulation of the optical signal being transmitted An FIR filter;
And a control signal generator corresponding to an output optical signal from the output of the controllable optical FIR filter to generate an electronic control signal according to a predetermined criterion.
供給される光信号を変調させて等化出力光信号を発生させるように、制御可能な光学FIRフィルタを適応可能に制御する工程と、
所定の第1の基準にしたがって、前記等化出力光信号を電子信号のバージョンに変換する工程と、
所定の第2の基準にしたがって、振幅および/または位相制御信号を発生させるように前記電子信号のバージョンを利用する工程と、
前記制御可能な光学FIRフィルタを適応可能に制御するように前記制御信号をフィードバックする工程と、
制御可能なFIRフィルタの平行な列の導波路のうちの対応する光導波路上に伝播する対応する光信号の振幅および/または位相を調節するように、各制御信号を利用する工程とを含む方法。 A method used in an adaptive optical equalizer including a controllable optical FIR filter, comprising:
Adaptively controlling the controllable optical FIR filter to modulate the supplied optical signal to generate an equalized output optical signal;
Converting the equalized output optical signal into a version of an electronic signal according to a predetermined first criterion;
Utilizing a version of the electronic signal to generate an amplitude and / or phase control signal according to a predetermined second criterion;
Feeding back the control signal to adaptively control the controllable optical FIR filter;
Utilizing each control signal to adjust the amplitude and / or phase of the corresponding optical signal propagating on the corresponding optical waveguide of the parallel rows of waveguides of the controllable FIR filter. .
電気制御入力、光入力、光出力、および複数の等化係数の値によって固定される状態を有する光学等化装置であって、制御入力が制御入力に加えられる電気信号に応じる方法で、係数の値を設定するように構成された光学等化装置と、
光出力放射光に応じて、放射される光の強度を表すアナログ電気信号を生成するように構成された光強度検出器と、
アナログ電気出力信号を受信し、受信したアナログ電気信号に応じた値を有するデジタル電気信号の流れを生成するように構成された電子等化装置であって、光学および電子等化装置の制御入力はデジタル電気信号の誤りを示す電気信号を受信するように接続された電子等化装置とを備える装置。 A coupled optoelectronic equalizer comprising:
An optical equalization device having a state fixed by an electrical control input, an optical input, an optical output, and a plurality of equalization coefficient values, wherein the control input depends on an electrical signal applied to the control input. An optical equalizer configured to set a value;
A light intensity detector configured to generate an analog electrical signal representative of the intensity of the emitted light in response to the light output radiation;
An electronic equalizer configured to receive an analog electrical output signal and generate a flow of a digital electrical signal having a value corresponding to the received analog electrical signal, the control input of the optical and electronic equalizer is An apparatus comprising: an electronic equalizer connected to receive an electrical signal indicative of an error in the digital electrical signal.
光学等化装置に入力光信号を通過させることによって、光信号の出力流を生成する工程と、
光信号の出力流の強度を示す値を有する電気信号を生成する工程と、
デジタル電気信号の出力流を生成するように、電子等化装置に電気信号を通過させる工程と、
光学および電子等化装置にデジタル電気信号の流れ内の誤りを示す値を備える信号の流れを加えることによって、光学および電子等化装置の等化係数を設定する工程とを含む方法。
A combined photoelectron equalization method comprising:
Generating an output stream of the optical signal by passing the input optical signal through the optical equalizer; and
Generating an electrical signal having a value indicative of the intensity of the output stream of the optical signal;
Passing the electrical signal through an electronic equalizer so as to generate an output stream of the digital electrical signal;
Setting an equalization factor for the optical and electronic equalization device by adding to the optical and electronic equalization device a signal flow comprising a value indicative of an error in the digital electrical signal flow.
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