JP2006013610A - Wireless communication system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、無線通信システムに関し、特に、多入力多出力(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output)無線通信システムに関する。 The present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to a multiple-input multiple-output (MIMO) wireless communication system.
高ビットレートの無線伝送においては、複数の送受信アンテナを用いたMIMO(Multiple-Input Multiple-Output)が有効な手法とされている。 In high bit rate wireless transmission, MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) using a plurality of transmission / reception antennas is an effective method.
MIMOによる伝送手法には、複数の送信アンテナから複数の情報を同時に送信することにより伝送ビットレートを高速化させる空間分割多重(SDM:Space Division Multiplexing)(例えば、非特許文献1参照)と、複数の送信アンテナからの拘束条件の下に情報を同時に送信することにより伝送ビットの誤り耐性を高める時空間符号化(STC:Space-Time Coding)(例えば、非特許文献2参照)が、代表的な手法である。 MIMO transmission methods include space division multiplexing (SDM) (for example, see Non-Patent Document 1), which increases the transmission bit rate by simultaneously transmitting a plurality of information from a plurality of transmitting antennas, and a plurality of information. Space-Time Coding (STC: Space-Time Coding) (for example, see Non-Patent Document 2), which improves error tolerance of transmission bits by simultaneously transmitting information under the constraint conditions from the transmitting antennas of It is a technique.
SDMは、伝送レートの高速化には極めて有効であるが、伝送特性は伝送条件に依存し、例えば、アンテナ間の伝搬路の相関が高い場合や、信号対雑音比(SNR:Signal to Noise Ratio)が低い場合は、伝送性能が極端に低下する欠点がある。 SDM is extremely effective for increasing the transmission rate, but the transmission characteristics depend on the transmission conditions. For example, when the correlation of the propagation path between antennas is high, or when the signal-to-noise ratio (SNR) is high. ) Is low, there is a drawback that the transmission performance is extremely lowered.
一方、STCは、複数の送信アンテナからの送信情報に拘束条件をつけて送信する、すなわち、冗長をつけて送信するため、伝送レートの高速化はSDMに比べると望めないが、アンテナ間の伝搬路の相関が高い場合や、SNRが低い場合においても、伝送性能の劣化は少ない利点がある。このようなMIMOにおける代表的な伝送手法とされるSDMとSTCでは、それぞれ、利点と欠点があり、適用範囲が限定される問題がある。 On the other hand, the STC transmits transmission information from a plurality of transmission antennas with constraints, that is, transmission with redundancy, so that the transmission rate cannot be increased compared with the SDM. Even when the path correlation is high or the SNR is low, there is an advantage that transmission performance is hardly deteriorated. SDM and STC, which are typical transmission methods in such MIMO, have advantages and disadvantages, respectively, and there is a problem that the application range is limited.
また、STCにおいて、特に、トレリス符号化方式に基づくものを、時空間トレリス符号化(STTC:Space-Time Trellis Coding)と呼ばれている(例えば、非特許文献3参照)。STTCは、4PSK(Phase-Shift Keying)、8PSK、16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)、64QAM、256QAMなどの変調方式に応じて設定する必要があり、トレリス遷移の状態数が増加するほど性能は向上するが、考慮すべき状態遷移の数の増大が、演算量の増大をもたらす問題点がある。例えば、4PSK用のSTTCにおいて、考慮しなければならない状態遷移は、4状態では16、8状態では32、そして、16状態では64となる。また、16QAM用のSTTCにおいては、16状態で256となる。
SDMは複数の送信アンテナから複数の情報を同時に拘束条件なしに送信するため、伝送ビットレートの高速化には極めて有効であるが、アンテナ間の伝搬路の相関が高い場合や、信号対雑音比が低い場合は、受信機における空間多重信号の分離性能が劣化するため、伝送レートが極端に低下する欠点がある。 SDM transmits multiple pieces of information from multiple transmitting antennas simultaneously without any constraints, so it is extremely effective in increasing the transmission bit rate. However, when the correlation of the propagation path between antennas is high, the signal-to-noise ratio Is low, the separation performance of the spatially multiplexed signal in the receiver deteriorates, so that the transmission rate is extremely lowered.
一方、STCは、複数の送信アンテナからの拘束条件の下に情報を同時に送信するため、伝送レートの高速化は期待できないが、伝送ビットの誤り耐性を高めることができる利点がある。このように、MIMOにおける代表的な伝送手法とされるSDMとSTCでは、各々、利点と欠点があり、適用範囲が限定される問題がある。 On the other hand, since the STC transmits information simultaneously under a constraint condition from a plurality of transmission antennas, an increase in transmission rate error resistance cannot be expected, but there is an advantage that error tolerance of transmission bits can be increased. Thus, SDM and STC, which are typical transmission methods in MIMO, each have advantages and disadvantages, and there is a problem that the application range is limited.
さらに、従来のSTTCを用いた伝送方法においては、変調方式、状態数に応じた時空間符号化・復号器を要し、変調多値数、状態数の増加と共に、演算量が増加する、という問題点がある。 Furthermore, the conventional transmission method using STTC requires a space-time encoder / decoder according to the modulation scheme and the number of states, and the amount of computation increases as the number of modulation multi-values and the number of states increase. There is a problem.
本発明は、従来の技術に鑑み、広範囲な伝送路状況で良好な伝送特性を確保する無線通信システムを提供する。
また、本発明は、従来の技術に鑑み、種々の多値変調用の時空間符号方式を用いる伝送システムにおいて、回路の簡略化を図る無線通信システムを提供する。
The present invention provides a wireless communication system that ensures good transmission characteristics in a wide range of transmission path conditions in view of the prior art.
The present invention also provides a wireless communication system that simplifies the circuit in a transmission system that uses various space-time code systems for multilevel modulation in view of the prior art.
本発明の無線通信システムによれば、複数のアンテナから信号を送信する無線送信機と、該送信された信号を複数のアンテナで受信する無線受信機を具備する無線通信システムにおいて、
前記無線送信機は、送信ビット列を複数のビット列に分割する分割手段と、前記分割された複数のビット列のうちのいくつかのビット列を空間分割多重方式で変調し、その他のビット列を時空間符号化方式で変調し、空間分割多重方式で変調された変調信号の信号点間の距離の大きさと時空間符号化方式で変調された変調信号の信号点間の距離の大きさとを調整して変調する変調手段と、空間分割多重方式で変調された変調信号と時空間符号化方式で変調された変調信号とを加算して送信する送信手段を具備し、
前記無線受信機は、前記空間分割多重方式及び前記時空間符号化方式のいずれかの方式に基づいて、受信した信号を復調する第1の復調手段と、前記受信した信号から伝送路状況を示す指標を推定する推定手段と、前記復調された信号を前記第1の復調手段で使用した方式で変調し、前記指標に基づいて前記受信した信号から前記復調された信号の方式とは異なる方式に対応する受信信号を抽出する抽出手段と、前記抽出された受信信号を前記第1の復調手段で採用した方式とは異なる方式で復調する第2の復調手段を具備することを特徴とする。
According to a radio communication system of the present invention, in a radio communication system including a radio transmitter that transmits signals from a plurality of antennas and a radio receiver that receives the transmitted signals by a plurality of antennas,
The wireless transmitter includes a dividing unit that divides a transmission bit string into a plurality of bit strings, and modulates some of the divided bit strings by a space division multiplexing method, and space-time coding other bit strings. And modulating the distance between the signal points of the modulated signal modulated by the space division multiplexing method and the distance between the signal points of the modulated signal modulated by the space-time coding method. Modulation means; and transmission means for adding and transmitting a modulation signal modulated by the space division multiplexing method and a modulation signal modulated by the space-time coding method,
The radio receiver indicates a first demodulation means for demodulating a received signal based on one of the space division multiplexing method and the space-time coding method, and indicates a transmission path condition from the received signal. An estimation unit that estimates an index, and a method in which the demodulated signal is modulated by a scheme used in the first demodulation unit, and a scheme different from the scheme of the demodulated signal from the received signal based on the index Extracting means for extracting a corresponding received signal, and second demodulating means for demodulating the extracted received signal in a system different from the system employed in the first demodulating means.
また、本発明の無線通信システムによれば、複数のアンテナから信号を送信する無線送信機と、該送信された信号を受信する無線受信機を具備する無線通信システムにおいて、
前記無線送信機は、送信ビット列を複数のビット列に分割する分割手段と、前記分割された複数のビット列を時空間符号化で符号化し、これらの時空間符号化方式で変調された変調信号の信号点間の距離が異なるものを含むように変調する変調手段と、時空間符号化方式で変調された複数の信号を加算して送信する送信手段を具備し、
前記無線受信機は、前記時空間符号化方式に基づいて、受信した信号を復調する第1の復調手段と、前記受信した信号から伝送路状況を示す指標を推定する推定手段と、前記復調された信号を前記第1の復調手段で使用した方式で変調し、前記指標に基づいて前記受信した信号から前記復調された信号とは異なる受信信号を抽出する抽出手段と、前記抽出された受信信号に対応する方式で復調する第2の復調手段を具備することを特徴とする。
Further, according to the wireless communication system of the present invention, in the wireless communication system including a wireless transmitter that transmits signals from a plurality of antennas and a wireless receiver that receives the transmitted signals,
The wireless transmitter includes a dividing unit that divides a transmission bit string into a plurality of bit strings, a signal of a modulated signal that is encoded by the space-time encoding method and the plurality of divided bit strings are encoded by the space-time encoding method. Modulation means for modulating so that the distance between points is different, and transmission means for adding and transmitting a plurality of signals modulated by a space-time coding system,
The radio receiver is configured to demodulate a received signal based on the space-time coding method, an estimation unit that estimates an index indicating a transmission path condition from the received signal, and the demodulated signal. And extracting means for extracting the received signal different from the demodulated signal from the received signal based on the indicator, and modulating the received signal by the method used by the first demodulating means, And a second demodulating means for demodulating in a method corresponding to the above.
本発明の無線通信システムによれば、広範囲な伝送路状況で良好な伝送特性を確保することができる。
また、本発明の無線通信システムによれば、種々の多値変調用の時空間符号方式を用いる伝送システムにおいて、回路の簡略化を図ることができる。
According to the wireless communication system of the present invention, good transmission characteristics can be ensured in a wide range of transmission path conditions.
Further, according to the wireless communication system of the present invention, the circuit can be simplified in a transmission system using various space-time code systems for multilevel modulation.
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態に係る本発明の無線通信システムについて詳細に説明する。
2送信アンテナ、2受信アンテナのMIMO(Multiple-Input Multiple-Output)システムによるQAM (Quadrature Amplitude Modulation)信号伝送を例に、以下、詳細に説明する。
Hereinafter, a wireless communication system according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
Hereinafter, a QAM (Quadrature Amplitude Modulation) signal transmission by a MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) system using two transmitting antennas and two receiving antennas will be described in detail.
まず、各実施形態を説明する前に、QAM信号について簡単に説明する。QAM信号の代表的なものに下記の4種類がある。
4QAM:2ビット(a0、a1)を、4種類の複素数空間上の信号点にマッピング
16QAM:4ビット(a0、a1、b0、b1)を、16種類の複素数空間上の信号点にマッピング
64QAM:6ビット(a0、a1、b0、b1、c0、c1)を、64種類の複素数空間上の信号点にマッピング
256QAM:8ビット(a0、a1、b0、b1、c0、c1、d0、d1)を、256種類の複素数空間上の信号点にマッピング
ただし、a0、a1、b0、b1、c0、c1、d0、d1は、それぞれ、0、あるいは、1の値のビットである。
First, before describing each embodiment, a QAM signal will be briefly described. There are the following four types of representative QAM signals.
4QAM: 2 bits (a 0 , a 1 ) are mapped to signal points on 4 types of complex space 16QAM: 4 bits (a 0 , a 1 , b 0 , b 1 ) are mapped on 16 types of complex spaces Map to signal point
64QAM: 6 bits (a 0 , a 1 , b 0 , b 1 , c 0 , c 1 ) are mapped to signal points on 64 types of complex space
256QAM: 8 bits (a 0 , a 1 , b 0 , b 1 , c 0 , c 1 , d 0 , d 1 ) are mapped to signal points on 256 types of complex space
However, a 0 , a 1 , b 0 , b 1 , c 0 , c 1 , d 0 , d 1 are bits having a value of 0 or 1, respectively.
[4QAM] 4QAMは、4PSK(Phase-Shift Keying)と同じである。すなわち、4QAMは、(a0、a1)の2ビットで、複素数空間の実数軸と虚数軸で区別される4個の象限のいずれかの4種類の信号点の実数成分と虚数成分を決定するものであるので、4PSKと等しい。より具体的には、(a0、a1)が信号点の実数成分、虚数成分それぞれを、
Ar=±8、Ai=±8j、(以下、j2=−1とする)
と決定しており、これらが、4QAMの信号点の実数成分と虚数成分となる。
[4QAM] 4QAM is the same as 4PSK (Phase-Shift Keying). That is, 4QAM determines the real and imaginary components of four types of signal points in any of the four quadrants distinguished by the real and imaginary axes in the complex space with 2 bits (a 0 , a 1 ). Is equivalent to 4PSK. More specifically, (a 0 , a 1 ) is the real component and imaginary component of the signal point,
A r = ± 8, A i = ± 8 j (hereinafter, j 2 = −1)
These are the real component and imaginary component of the signal point of 4QAM.
[16QAM] 16QAMは、(a0、a1)で区別された複素数平面で、さらに、(b0、b1)の2ビットで、4種類の信号点の実数成分と虚数成分を決定するものである。すなわち、(b0、b1)が、信号点の実数成分と虚数成分それぞれを、
Br=±4、Bi=±4j、
と決定しており、16QAMの信号点の実数成分と虚数成分は、
Ar+Br=±12、±4、
Ai+Bi=±12j、±4j、
と表示することができる。
[16QAM] 16QAM is a complex plane distinguished by (a 0 , a 1 ), and further determines the real component and imaginary component of four types of signal points with 2 bits (b 0 , b 1 ). It is. That is, (b 0 , b 1 ) represents the real component and imaginary component of the signal point respectively.
B r = ± 4, B i = ± 4j,
The real and imaginary components of the 16QAM signal point are
A r + B r = ± 12, ± 4,
A i + B i = ± 12j, ± 4j,
Can be displayed.
[64QAM] 64QAMは、(a0、a1、b0、b1)で区別された複素数平面で、さらに、(c0、c1)の2ビットで、4種類の信号点の実数成分と虚数成分を決定するものである。すなわち、(c0、c1)が、信号点の実数成分と虚数成分それぞれを、
Cr=±2、Ci=±2j、
と決定しており、64QAMの信号点の実数成分と虚数成分は、
Ar+Br+Cr=±14、±10、±6、±2、
Ai+Bi+Ci=±14j、±10j、±6j、±2j、
と表示することができる。
[64QAM] 64QAM is a complex plane distinguished by (a 0 , a 1 , b 0 , b 1 ), and further has 2 bits (c 0 , c 1 ) and real components of four kinds of signal points. The imaginary component is determined. That is, (c 0 , c 1 ) represents the real component and imaginary component of the signal point,
C r = ± 2, C i = ± 2j,
The real and imaginary components of the 64QAM signal point are
A r + B r + C r = ± 14, ± 10, ± 6, ± 2,
A i + B i + C i = ± 14j, ± 10j, ± 6j, ± 2j,
Can be displayed.
[256QAM] 256QAMは、(a0、a1、b0、b1、c0、c1)で区別された複素数平面で、さらに、(d0、d1)の2ビットで、4種類の信号点の実数成分と虚数成分を決定するものである。すなわち、(d0、d1)が、信号点の実数成分と虚数成分それぞれを、
Dr=±1、Di=±1j、
と決定しており、256QAMの信号点の実数成分と虚数成分は、
Ar+Br+Cr+Dr=±15、±13、±11、±9、±7、±5、±3、±1、
Ai+Bi+Ci+Di=±15j、±13j、±11j、±9j、±7j、±5j、±3j、±1j、
と表示することができる。
[256QAM] 256QAM is a complex number plane distinguished by (a 0 , a 1 , b 0 , b 1 , c 0 , c 1 ), and (D 0 , d 1 ) with 2 bits and 4 types of It determines the real and imaginary components of the signal point. That is, (d 0 , d 1 ) represents the real component and imaginary component of the signal point,
D r = ± 1, D i = ± 1j,
The real and imaginary components of the 256QAM signal points are
A r + B r + C r + D r = ± 15, ± 13, ± 11, ± 9, ± 7, ± 5, ± 3, ± 1,
A i + B i + C i + D i = ± 15j, ± 13j, ± 11j, ± 9j, ± 7j, ± 5j, ± 3j, ± 1j,
Can be displayed.
このように各QAMの信号点を表示すると、図2に示したように、複素数信号の成分は、(Ar、Ai)、(Br、Bi)、(Cr、Ci)、(Dr、Di)、の順に振幅が半分になっていくことから明らかなように、ビットは、(a0、a1)、(b0、b1)、(c0、c1)、(d0、d1)の順に、伝送路の付加雑音などにより、無線受信機で再生ビットに誤りを生じやすくなる。すなわち、誤り耐性が弱くなる。 When the signal points of each QAM are displayed in this way, as shown in FIG. 2, the components of the complex signal are (A r , A i ), (B r , B i ), (C r , C i ), As is clear from the fact that the amplitude is halved in the order of (D r , D i ), the bits are (a 0 , a 1 ), (b 0 , b 1 ), (c 0 , c 1 ). , (D 0 , d 1 ) in the order of additional noise on the transmission path, it becomes easy for an error to occur in the reproduced bits in the radio receiver. That is, error tolerance is weakened.
(第1の実施形態)
本実施形態の無線通信システムは、16QAMの場合の例である。すなわち、16QAM信号点の実数成分と虚数成分は、A=(Ar、Ai)は大振幅の4PSK信号、B=(Br、Bi)小振幅の4PSK信号で表示することができる。
本実施形態では、(Ar、Ai)は誤り耐性が強いことを考慮してSDM(Space Division Multiplexing)で伝送し、(Br、Bi)は誤り耐性が弱いことを考慮してSTC(Space-Time Coding)で伝送する。
(First embodiment)
The wireless communication system of this embodiment is an example in the case of 16QAM. That is, the real component and the imaginary component of the 16QAM signal point can be displayed as a 4PSK signal having a large amplitude A = (A r , A i ) and a 4PSK signal having a small amplitude B = (B r , B i ).
In this embodiment, (A r , A i ) is transmitted by SDM (Space Division Multiplexing) considering that error tolerance is strong, and (B r , B i ) is STC considering that error tolerance is weak. (Space-Time Coding) is used for transmission.
本実施形態の無線通信システムは、図1に示すように、無線送信機10と無線受信機20からなる。無線送信機10は、ビット分割器101、第1の4PSK変調器102、4PSK−STC変調器103、第2の4PSK変調器104、加算器105、106、第1の送信アンテナ107、第2の送信アンテナ108を備えている。無線受信機20は、第1の受信アンテナ201、第2の受信アンテナ202、伝送路推定器203、4PSK−MLD復調器204、第3の4PSK変調器205、第4の4PSK変調器206、加算器207、208、減算器209、210、4PSK−STC復調器211、ビット合成器212を備えている。
本実施形態では、無線送信機10では情報を含めて送信する情報ビット列(送信ビット列)は12ビット、(x1、x2、 ・・・ 、x12)とする。ただし、xi(i=1、2、・・・、12)は、0、又は1である。
As shown in FIG. 1, the wireless communication system according to the present embodiment includes a
In this embodiment, the information bit string (transmission bit string) to be transmitted including information in the
ビット分割器101は、送信ビット列を入力し、この送信ビット列を分割して出力する。本実施形態では、12ビット列を4ビット列ずつ分割し、それぞれ各変調器に出力する。具体的には、ビット分割器101は、4ビット(x1、x2、x3、x4)を、2ビットずつ、第1の4PSK変調器102に入力する。同様に、ビット分割器101は、4ビット(x5、x6、x7、x8)を、2ビットずつ、第2の4PSK変調器104に入力し、4ビット(x9、x10、x11、x12)を、2ビットずつ、4PSKに対するSTC変調器、4PSK−STC変調器103に入力する。
The
第1の4PSK変調器102は、受け取ったビット列を変調し4PSK信号を生成する。具体的には、第1の4PSK変調器102は、ある時刻t及び時刻t+1で各2ビットのビット列から、
A1(t)=±8±8j、A1(t+1)=±8±8j、
の4PSK信号を生成する。
The
A 1 (t) = ± 8 ± 8j, A 1 (t + 1) = ± 8 ± 8j,
4PSK signals are generated.
第2の4PSK変調器104も第1の4PSK変調器102と同様に、受け取ったビット列を変調し4PSK信号を生成する。具体的には、第2の4PSK変調器104は、ある時刻t及び時刻t+1で各2ビットのビット列から、
A2(t)=±8±8j、A2(t+1)=±8±8j、
の4PSK信号を生成する。
Similarly to the
A 2 (t) = ± 8 ± 8j, A 2 (t + 1) = ± 8 ± 8j,
4PSK signals are generated.
4PSK−STC変調器103は、受け取ったビット列を変調し、ディジタル部2系列の4PSK信号を生成する。具体的には、4PSK−STC変調器103は、ある時刻t及び時刻t+1で各2ビットのビット列から、第1の系列の4PSK信号、
B1(t)=±4±4j、B1(t+1)=±4±4j、
と、第2の系列の4PSK信号、
B2(t)=±4±4j、B2(t+1)=±4±4j、
を生成する。ただし、
B2(t)=−B1(t+1)*、B2(t+1)=B1(t)*、
の関係がある。ここで、()*は、()の複素共役を表す。
The 4PSK-
B 1 (t) = ± 4 ± 4j, B 1 (t + 1) = ± 4 ± 4j,
And a second series of 4PSK signals,
B 2 (t) = ± 4 ± 4j, B 2 (t + 1) = ± 4 ± 4j,
Is generated. However,
B 2 (t) = − B 1 (t + 1) * , B 2 (t + 1) = B 1 (t) * ,
There is a relationship. Here, () * represents the complex conjugate of ().
このSTC変調は、一例としてAlamoutiによる手法であり、その詳細は、
S. M. Alamouti, ``A simple transmitter diversity technique for wireless communications'', IEEE Journal on Selected Areas in Communications, (JSAC), vol. 44, no. 10, pp. 1451-1458, Oct. 1998.
に記載されている。なお、このAlamoutiの手法には限定されず、例えば、
D. Agrawal, V. Tarokh, A. Naguib, and N. Seshadri, ``Space-Time Coded OFDM for High Data-Rate Wireless Communication over Wideband Channels'', IEEE Proceeding of VTC’98. pp. 2232-2236, 1998.
に記載されているトレリス形式のSTCを適用してもよい。
This STC modulation is a method by Alamouti as an example.
SM Alamouti, `` A simple transmitter diversity technique for wireless communications '', IEEE Journal on Selected Areas in Communications, (JSAC), vol. 44, no. 10, pp. 1451-1458, Oct. 1998.
It is described in. In addition, it is not limited to this Alamouti technique, for example,
D. Agrawal, V. Tarokh, A. Naguib, and N. Seshadri, `` Space-Time Coded OFDM for High Data-Rate Wireless Communication over Wideband Channels '', IEEE Proceeding of VTC'98. Pp. 2232-2236, 1998.
May be applied.
加算器105は、第1の4PSK変調器102の出力及び4PSK−STC変調器103の第1の系列の出力を加算して、加算した信号を第1の送信アンテナ107に出力する。具体的には、加算器105は、ある時刻tでA1(t)+B1(t)、時刻t+1でA1(t+1)+B1(t+1)を第1の送信アンテナ107に出力する。そして、第1の送信アンテナ107が、ある時刻tでA1(t)+B1(t)、時刻t+1でA1(t+1)+B1(t+1)をそれぞれ送信する。
加算器106は、4PSK−STC変調器103の第2の系列の出力及び第2の4PSK変調器104の出力を加算して、加算した信号を第2の送信アンテナ108に出力する。具体的には、加算器106は、ある時刻tでA2(t)+B2(t)、時刻t+1でA2(t+1)+B2(t+1)を第2の送信アンテナ108に出力する。そして、第2の送信アンテナ108が、ある時刻tでA2(t)+B2(t)、時刻t+1でA2(t+1)+B2(t+1)をそれぞれ送信する。
すなわち、各アンテナから時刻tと時刻t+1に送信される信号はそれぞれ、大振幅の4PSK信号と、小振幅の4PSK信号が合成された16QAM信号となっている。
The
The
That is, the signals transmitted from the respective antennas at time t and time t + 1 are 16QAM signals in which a large-amplitude 4PSK signal and a small-amplitude 4PSK signal are combined.
アンテナから送信された信号は、伝送路30で雑音、利得等の影響を受ける。第1の送信アンテナ107から第1の受信アンテナ201までのパス利得をh11、第1の送信アンテナ107から第2の受信アンテナ202までのパス利得をh12、第2の送信アンテナ108から第1の受信アンテナ201までのパス利得をh21、第2の送信アンテナ108から第2の受信アンテナ202までのパス利得をh22、とし、これらのパス利得は時刻tとt+1の間で一定とすると、時刻tの第1の受信アンテナ201の入力は、
u1(t)=h11(A1(t)+B1(t))+h21(A2(t)+B2(t))+n1(t)、
時刻tの第2の受信アンテナ202の入力は、
u2(t)=h12(A1(t)+B1(t))+h22(A2(t)+B2(t))+n2(t)、
時刻t+1の第1の受信アンテナ201の入力は、
u1(t+1)=h11(A1(t+1)+B1(t+1))+h21(A2(t+1)+B2(t+1))+n1(t+1)、
時刻t+1の第2の受信アンテナ202の入力は、
u2(t+1)=h12(A1(t+1)+B1(t+1))+h22(A2(t+1)+B2(t+1))+n2(t+1)、
と表される。なお、n1(t)、n2(t)、n1(t+1)、n2(t+1)は、それぞれ時刻t、t、t+1、t+1での互いに独立な白色ガウス雑音である。
The signal transmitted from the antenna is affected by noise, gain, and the like on the
u 1 (t) = h 11 (A 1 (t) + B 1 (t)) + h 21 (A 2 (t) + B 2 (t)) + n 1 (t),
The input of the
u 2 (t) = h 12 (A 1 (t) + B 1 (t)) + h 22 (A 2 (t) + B 2 (t)) + n 2 (t),
The input of the
u 1 (t + 1) = h 11 (A 1 (t + 1) + B 1 (t + 1)) + h 21 (A 2 (t + 1) + B 2 (t + 1)) + n 1 (t + 1),
The input of the
u 2 (t + 1) = h 12 (A 1 (t + 1) + B 1 (t + 1)) + h 22 (A 2 (t + 1) + B 2 (t + 1)) + n 2 (t + 1),
It is expressed. Note that n 1 (t), n 2 (t), n 1 (t + 1), and n 2 (t + 1) are mutually independent white Gaussian noises at times t, t, t + 1, and t + 1, respectively.
無線受信機20では、まず、受信信号u1(t)、u2(t)、u1(t+1)、u2(t+1)から、A1(t)、A2(t)、A1(t+1)、A2(t+1)を分離し、再生し、次に、B1(t)、B2(t+1)を分離し再生する。ここで、以下の説明の便宜上、受信信号u1(t)、u2(t)、u1(t+1)、u2(t+1)を以下のように表現する。
u1(t)=h11A1(t)+h21A2(t)+v1(t)、ただし、v1(t)=h11B1(t)+h21B2(t)+n1(t)、
u2(t)=h12A1(t)+h22A2(t)+v2(t)、ただし、v2(t)=h12B1(t)+h22B2(t)+n2(t)、
u1(t+1)=h11A1(t+1)+h21A2(t+1)+v1(t+1)、ただし、v1(t+1)=h11B1(t+1)+h21B2(t+1)+n1(t+1)、
u2(t+1)=h12A1(t+1)+h22A2(t+1)+v2(t+1)、ただし、v2(t+1)=h12B1(t+1)+h22B2(t+1)+n2(t+1)。
In the
u 1 (t) = h 11 A 1 (t) + h 21 A 2 (t) + v 1 (t), where v 1 (t) = h 11 B 1 (t) + h 21 B 2 (t) + n 1 (T),
u 2 (t) = h 12 A 1 (t) + h 22 A 2 (t) + v 2 (t), where v 2 (t) = h 12 B 1 (t) + h 22 B 2 (t) + n 2 (T),
u 1 (t + 1) = h 11 A 1 (t + 1) + h 21 A 2 (t + 1) + v 1 (t + 1), where v 1 (t + 1) = h 11 B 1 (t + 1) + h 21 B 2 (t + 1) + n 1 (T + 1),
u 2 (t + 1) = h 12 A 1 (t + 1) + h 22 A 2 (t + 1) + v 2 (t + 1), where v 2 (t + 1) = h 12 B 1 (t + 1) + h 22 B 2 (t + 1) + n 2 (T + 1).
伝送路推定器203は、各受信アンテナから受信信号を入力する。無線送信機10からの送信信号には情報信号とは別にパイロット信号が多重されている。伝送路推定器203はこのパイロット信号に基づいて伝送路推定を行い、上記のh11、h12、h21、h22を推定する。
The
4PSK−MLD復調器204は、4PSK信号に対する最尤復号(MLD:Maximum Likelihood Decoding)に基づく復調を実行する。MLDの詳細は、例えば下記の文献に記されている。
A. van Zelst, R. van Nee, and G. A. Awater, ``Space Division Multiplexing (SDM) for OFDM System'', Proceeding of VTC-Spring 2000, pp. 6-10, 1998.
A1(t)とA2(t)の送信信号は16通り考えられるので、4PSK−MLD復調器204は、これらの候補をそれぞれA1(t)’、A2(t)’としたとき、u1(t)’、u2(t)’とu1(t)、u2(t)との差が最小となる候補A1(t)’、A2(t)’を送信信号と推定する。ここで、
u1(t)’=h11A1(t)’+h21A2(t)’、
u2(t)’=h12A1(t)’+h22A2(t)’、
である。この様にして4PSK−MLD復調器204はA1(t)とA2(t)を再生し、ビットを得る。
The 4PSK-
A. van Zelst, R. van Nee, and GA Awater, `` Space Division Multiplexing (SDM) for OFDM System '', Proceeding of VTC-Spring 2000, pp. 6-10, 1998.
Since there are 16 possible transmission signals of A 1 (t) and A 2 (t), the 4PSK-
u 1 (t) ′ = h 11 A 1 (t) ′ + h 21 A 2 (t) ′,
u 2 (t) ′ = h 12 A 1 (t) ′ + h 22 A 2 (t) ′,
It is. In this way, the 4PSK-
4PSK−MLD復調器204は、A1(t+1)とA2(t+1)の送信信号についてもA1(t)とA2(t)の場合と同様に復調する。すなわち、A1(t+1)とA2(t+1)の送信信号は16通り考えられるので、4PSK−MLD復調器204は、これらの候補をそれぞれA1(t+1)’、A2(t+1)’としたとき、u1(t+1)’、u2(t+1)’とu1(t+1)、u2(t+1)との差が最小となる候補A1(t+1)’、A2(t+1)’を送信信号と推定する。ここで、
u1(t+1)’=h11A1(t+1)’+h21A2(t+1)’、
u2(t+1)’=h12A1(t+1)’+h22A2(t+1)’、
である。この様にして4PSK−MLD復調器204はA1(t+1)とA2(t+1)を再生し、ビットを得る。
以上のようにして、4PSK−MLD復調器204により第1の4PSK変調器102及び第2の4PSK変調器104で変調されたビットを得ることができる。
The 4PSK-
u 1 (t + 1) ′ = h 11 A 1 (t + 1) ′ + h 21 A 2 (t + 1) ′,
u 2 (t + 1) ′ = h 12 A 1 (t + 1) ′ + h 22 A 2 (t + 1) ′,
It is. In this way, the 4PSK-
As described above, the bits modulated by the
次は、4PSK−STC変調器103で変調されたビットを得るために、再び4PSK−MLD復調器204で得られたビットを変調し、伝送路推定器203で得られたh11、h12、h21、h22により伝送路30を再現し、伝送路30を経たA1(t)とA2(t)、A1(t+1)とA2(t+1)を計算し、第1の受信アンテナ201及び第2の受信アンテナ202で受信した受信信号からB1(t)とB2(t+1)を求め、これを復調することにより、4PSK−STC変調器103で変調される前のビットを得ることができる。
Next, in order to obtain bits modulated by the 4PSK-
すなわち、第3の4PSK変調器205が4PSK−MLD復調器204で得られたビットに基づいてA1(t)及びA1(t+1)を求め、第4の4PSK変調器206が4PSK−MLD復調器204で得られたビットに基づいてA2(t)及びA2(t+1)を求める。これらのA1(t)、A2(t)、A1(t+1)、A2(t+1)、伝送路推定器203で得られたh11、h12、h21、h22を使用して、伝送路30で受けたと想定される利得を考慮し加算器207、208によって無線受信機20が受信したと想定される信号を計算する。
That is, the
そして、減算器209で第1の受信アンテナ201からの受信信号から伝送モデルで計算された信号を減算することで、上述したv1(t)、v2(t)、v1(t+1)、v2(t+1)を得る。すなわち、
v1(t)=u1(t)−h11A1(t)−h21A2(t)
=h11B1(t)+h21B2(t)+n1(t)
=h11B1(t)−h21B1(t+1)*+n1(t)、
v2(t)=u2(t)−h12A1(t)−h22A2(t)
=h12B1(t)+h22B2(t)+n2(t)
=h12B1(t)−h22B1(t+1)*+n2(t)、
v1(t+1)=u1(t+1)−h11A1(t+1)−h21A2(t+1)
=h11B1(t+1)+h21B2(t+1)+n1(t+1)
=h11B1(t+1)+h21B1(t)*+n1(t+1)、
v2(t+1)=u2(t+1)−h12A1(t+1)−h22A2(t+1)
=h12B1(t+1)+h22B2(t+1)+n2(t+1)
=h12B1(t+1)+h22B1(t)*+n2(t+1)、
を得る。
Then, by subtracting the signal calculated by the transmission model from the reception signal from the
v 1 (t) = u 1 (t) -h 11 A 1 (t) -h 21 A 2 (t)
= H 11 B 1 (t) + h 21 B 2 (t) + n 1 (t)
= H 11 B 1 (t) -h 21 B 1 (t + 1) * + n 1 (t),
v 2 (t) = u 2 (t) -h 12 A 1 (t) -h 22 A 2 (t)
= H 12 B 1 (t) + h 22 B 2 (t) + n 2 (t)
= H 12 B 1 (t) -h 22 B 1 (t + 1) * + n 2 (t),
v 1 (t + 1) = u 1 (t + 1) −h 11 A 1 (t + 1) −h 21 A 2 (t + 1)
= H 11 B 1 (t + 1) + h 21 B 2 (t + 1) + n 1 (t + 1)
= H 11 B 1 (t + 1) + h 21 B 1 (t) * + n 1 (t + 1),
v 2 (t + 1) = u 2 (t + 1) -h 12 A 1 (t + 1) -h 22 A 2 (t + 1)
= H 12 B 1 (t + 1) + h 22 B 2 (t + 1) + n 2 (t + 1)
= H 12 B 1 (t + 1) + h 22 B 1 (t) * + n 2 (t + 1),
Get.
4PSK−STC復調器211が得られたv1(t)、v2(t)、v1(t+1)、v2(t+1)に基づいてB1(t)とB2(t+1)を再生し、4PSK−STC変調器103で変調したビットを得ることができる。
4PSK−STC復調器211は、v1(t)、v2(t)、v1(t+1)、v2(t+1)に対し下記の演算を行う。
The 4PSK-
The 4PSK-
w1(t)=h11 *v1(t)+h21v1(t+1)*
=h11 *h11B1(t)−h11 *h21B1(t+1)*+h11 *n1(t)
+h21h11 *B1(t+1)*+h21h21 *B1(t)+h21n1(t+1)*
=h11 *h11B1(t)+h21 *h21B1(t)+h11 *n1(t)+h21n1(t+1)*、
w1(t+1)*=−h21 *v1(t)+h11v1(t+1)*
=−h21 *h11B1(t)+h21 *h21B1(t+1)*−h21 *n1(t)+h11h11 *B1(t+1)*+h11h21 *B1(t)+h11n1(t+1)*
=h11 *h11B1(t+1)*+h21 *h21B1(t+1)*−h21 *n1(t)+h11n1(t+1)*、
w2(t)=h12 *v2(t)+h22v2(t+1)*
=h12 *h12B1(t)−h12 *h22B1(t+1)*+h12 *n2(t)+h22h12 *B1(t+1)*+h22h22 *B1(t)+h22n2(t+1)*
=h12 *h12B1(t)+h22 *h22B1(t)+h12 *n2(t)+h22n2(t+1)*、
w2(t+1)*=−h22 *v2(t)+h12v2(t+1)*
=−h22 *h12B1(t)+h22 *h22B1(t+1)*−h22 *n2(t)+h12h12 *B1(t+1)*+h12h22 *B1(t)+h12n2(t+1)*
=h12 *h12B1(t+1)*+h22 *h22B1(t+1)*−h22 *n2(t)+h12n2(t+1)*。
w 1 (t) = h 11 * v 1 (t) + h 21 v 1 (t + 1) *
= H 11 * h 11 B 1 (t) -
+ H 21 h 11 * B 1 (t + 1) * + h 21 h 21 * B 1 (t) + h 21 n 1 (t + 1) *
= H 11 * h 11 B 1 (t) +
w 1 (t + 1) * = − h 21 * v 1 (t) + h 11 v 1 (t + 1) *
= -H 21 * h 11 B 1 (t) +
= H 11 * h 11 B 1 (t + 1) * +
w 2 (t) = h 12 * v 2 (t) + h 22 v 2 (t + 1) *
= H 12 * h 12 B 1 (t) -
= H 12 * h 12 B 1 (t) +
w 2 (t + 1) * = − h 22 * v 2 (t) + h 12 v 2 (t + 1) *
= -H 22 * h 12 B 1 (t) +
= H 12 * h 12 B 1 (t + 1) * +
この演算式に基づいて4PSK−STC復調器211は、w1(t)+w2(t)より、B1(t)が再生され、w1(t+1)+w2(t+1)より、B1(t+1)が再生される。さらに、B2(t)=−B1(t+1)*、B2(t+1)=B1(t)*の関係式により、B2(t)、B2(t+1)も再生することができ、4PSK−STC変調器103で復調されたビットを得ることができる。
4 PSK-
ビット合成器212は、4PSK−MLD復調器204で得られたビットと4PSK−STC復調器211で得られたビットを合成して、受信ビット列を得る。
The
以上の本実施形態によれば、4ビットの情報を16種類の複素数空間上の信号点にマッピングして伝送する16QAM伝送で、4ビットのうち、誤り耐性の強くなるようにマッピングされる2ビットをSDMで伝送し、残りの2ビットをSTCで伝送することにより、SDMは伝送効率が高いが伝送誤りを起こしやすく、一方、STCは伝送効率が低いが伝送誤りを起こしにくいという、各伝送方式の特徴を生かした伝送を実現することができる。 According to the present embodiment described above, in 16QAM transmission in which 4-bit information is mapped to 16 kinds of signal points on a complex number space and transmitted, 2 bits mapped to have strong error resistance out of 4 bits. Each transmission method in which SDM has high transmission efficiency but is likely to cause transmission errors, while STC has low transmission efficiency but is unlikely to cause transmission errors. It is possible to realize transmission utilizing the characteristics of
ところで、本実施形態は、2送信2受信アンテナによる伝送には限定されず、例えば、図3のように、4送信4受信アンテナによる伝送に容易に拡張することができる。
なお、前記のAlamoutiによるSTCは2送信アンテナに適用されるものであるが、4送信アンテナに適用するSTCについては、例えば、
V. Tarokh, H. Jafarkhani, and A. R. Calderbank, ``Space-Time Block Codes from Orthogonal Designs'', IEEE Trsns. Information Theory, vol. 45, no. 5, pp. 1456-1467, July 1999.
又は、
M. O. Damen, K. A. Meraim, and J. C. Belfoire, ``Diagonal Algebraic Space-Time Block Codes'', IEEE Trans. Information Theory, vol.48, n0.3, pp. 628-636, March 2002.
に記載されている手法により実現することができる。
このうち、後者の文献に記載されているSTCの復号には、例えば、
M. O. Damen, A. Chkeif, and J. C. Belfoire, ``Lattice Code Decoder for Space-Time Codes'', IEEE Communications Letter, vol. 4, no. 5, pp. 161-163, May 2000.
に記載されているSphere復号により容易に行うことができるが、このSphere復号は、無線受信機でのSDMの分離復調において、4PSK−MLD復調器の代わりに適用することもできる。
By the way, this embodiment is not limited to the transmission by 2
Note that the STC by Alamouti is applied to two transmitting antennas, but the STC applied to four transmitting antennas is, for example,
V. Tarokh, H. Jafarkhani, and AR Calderbank, `` Space-Time Block Codes from Orthogonal Designs '', IEEE Trsns. Information Theory, vol. 45, no. 5, pp. 1456-1467, July 1999.
Or
MO Damen, KA Meraim, and JC Belfoire, `` Diagonal Algebraic Space-Time Block Codes '', IEEE Trans. Information Theory, vol.48, n0.3, pp. 628-636, March 2002.
It can be realized by the method described in the above.
Among these, the decoding of STC described in the latter document includes, for example,
MO Damen, A. Chkeif, and JC Belfoire, `` Lattice Code Decoder for Space-Time Codes '', IEEE Communications Letter, vol. 4, no. 5, pp. 161-163, May 2000.
However, the Sphere decoding can be applied in place of the 4PSK-MLD demodulator in the SDM demultiplexing demodulation at the radio receiver.
また、本実施形態では、16QAM伝送を、大振幅の4PSKのSDMと、小振幅の4PSKのSTCを混合して伝送することにより実現したが、これには限定されない。例えば、64QAM伝送を、図4に示すように、大振幅の16QAMのSDMと、小振幅の4PSKのSTCの混合伝送、又は、図5に示すように、大振幅の4PSKのSDMと、小振幅の16QAMのSTCの混合伝送による実現も可能である。
図4と図5に示したこれら両者を比較すると、伝送効率の観点では、前者の方がSDMに割り当てられるビット数が多いため伝送効率は良く優れているが、誤り耐性の観点では、後者の方がSTCに割り当てられるビット数が多いため優れている。
Further, in this embodiment, 16QAM transmission is realized by mixing and transmitting large amplitude 4PSK SDM and small amplitude 4PSK STC, but the present invention is not limited to this. For example, as shown in FIG. 4, 64QAM transmission is mixed transmission of large amplitude 16QAM SDM and small amplitude 4PSK STC, or large amplitude 4PSK SDM and small amplitude as shown in FIG. It is also possible to realize this by mixed transmission of 16QAM STC.
4 and 5 are compared, in terms of transmission efficiency, the former is better because the number of bits allocated to the SDM is larger, but from the viewpoint of error resilience, the latter is better. Is better because the number of bits allocated to the STC is larger.
また、本実施形態では、
大振幅の4PSK信号を、A1(t)、A1(t+1)=±8±8j、
小振幅の4PSK信号を、B1(t)、B1(t+1)=±4±4j
とレベルを設定して、
±(12、or、4)±(12j、or、4j)、
のように均一な格子状の16QAM信号を設定したが、レベルの関係は、これには限定されない。例えば、
大振幅の4PSK信号を、A1(t)、A1(t+1)=±10±10j、
小振幅の4PSK信号を、B1(t)、B1(t+1)=±2±2j
とレベルを設定して、
±(12、or、8)±(12j、or、8j)、
のような不均一な格子状の16QAM信号を設定することも可能である。この場合、大振幅の4PSK信号の誤り耐性が強くなるが、小振幅の4PSKの誤り耐性は弱くなる。この設定は、SDMのMLD復調性能が悪いとき有効である。このように、伝送路状況に応じてレベルの関係を適応的に制御することにより、広範囲な伝送路状況で良好な伝送特性を確保することができる。
In this embodiment,
A large-amplitude 4PSK signal is expressed as A 1 (t), A 1 (t + 1) = ± 8 ± 8j,
A 4PSK signal having a small amplitude is represented by B 1 (t), B 1 (t + 1) = ± 4 ± 4j.
And set the level
± (12, or, 4) ± (12j, or, 4j),
Although a uniform lattice-like 16QAM signal is set as shown in FIG. 1, the relationship of the levels is not limited to this. For example,
A large amplitude 4PSK signal is represented by A 1 (t), A 1 (t + 1) = ± 10 ± 10 j,
A small amplitude 4PSK signal is represented by B 1 (t), B 1 (t + 1) = ± 2 ± 2j.
And set the level
± (12, or, 8) ± (12j, or, 8j),
It is also possible to set a non-uniform grid-like 16QAM signal such as In this case, the error resistance of the large amplitude 4PSK signal is increased, but the error resistance of the small amplitude 4PSK is decreased. This setting is effective when the SLD MLD demodulation performance is poor. In this way, by appropriately controlling the level relationship according to the transmission path condition, it is possible to ensure good transmission characteristics in a wide range of transmission path conditions.
(第2の実施形態)
本実施形態は、伝送路状況に応じて適応制御を実行する無線通信システムを図6を参照して説明する。第1の実施形態では、16QAM伝送を、常にSDMとSTCの混合により伝送したが、本実施形態では、伝送路状況に応じて、例えば、信号対雑音比(SNR:Signal to Noise Ratio)に応じて全てSDMで伝送したり、SDMとSTCの混合により伝送したり、又は全てSTCで伝送したりする。
(Second Embodiment)
In the present embodiment, a wireless communication system that performs adaptive control according to transmission path conditions will be described with reference to FIG. In the first embodiment, 16QAM transmission is always transmitted by a mixture of SDM and STC. However, in this embodiment, for example, according to a transmission path condition, according to a signal to noise ratio (SNR). All are transmitted by SDM, transmitted by mixing SDM and STC, or all transmitted by STC.
本実施形態の無線通信システムでは、無線送信機が、新たに、第3の受信アンテナ143、伝送路推定器144、及び制御器145を備え、無線受信機が、新たに、制御器255及び第3の送信アンテナ256を備える。このほかに、本実施形態で使用される変調器及び復調器も第1の実施形態のものとは異なる。
すなわち、無線送信機11では、第1の実施形態での第1の4PSK変調器102、4PSK−STC変調器103、第2の4PSK変調器104の代わりに、第1の16QAM、4PSK変調器140、16QAM、4PSK−STC変調器141、第2の16QAM・4PSK変調器142を備えている。この変更に伴い、無線送信機11では、第1の実施形態の無線送信機10と異なり、各変調器で16QAMの変調方式を採用することができる。
In the wireless communication system of the present embodiment, the wireless transmitter newly includes a
That is, in the
この無線送信機11に伴い、無線受信機21でも、4PSK−MLD復調器204、第3の4PSK変調器205、第4の4PSK変調器206、4PSK−STC復調器211の代わりに、16QAM・4PSK−MLD復調器250、第3の16QAM・4PSK変調器251、第4の16QAM・4PSK変調器252、16QAM・4PSK−STC復調器253を備えている。これらの変更により、無線受信機21では、第1の実施形態の無線受信機20とは異なり、16QAMの変復調にも対応することができる。
In association with the
第3の受信アンテナ143は、伝送路状況を推定するためのものであり、無線受信機21からの信号を受信する。伝送路推定器144は、第3の受信アンテナ143で受信した受信信号に基づいて無線受信機21が無線送信機11に送信した信号の周波数の伝送路状況を検出する。伝送路推定器144は、例えば、SNR(signal-to-noise ratio)により伝送路状況を検出する。伝送路のSNRは、例えば、本実施形態の無線送信機11が基地局、無線受信機21が端末である場合、端末から基地局に向けたアップリンクで伝送路状況を通知することによって、無線送信機11はダウンリンクの伝送路状況の検出が可能である。また、例えば、基地局と端末間の双方向通信が、同一周波数伝送路で時分割に行う場合は、基地局が受信する信号の品質から伝送路推定器144を使用して伝送路状況の検出が可能である。
The
制御器145は、伝送路推定器144が検出した伝送路状況に応じて各変調器でどの変調方式を使用するかの指示を各変調器に指示する。後述する例では、伝送路推定器144が検出した伝送路状況であるSNRの大きさに応じて、制御を変更する。この制御は、SNRが変化しても正確な伝送を行うためには、SNRが高い場合は低い誤り耐性が許容され、SNRが低い場合は高い誤り耐性が要求されることに基づく。
具体的には、制御器145及び制御器255は、時刻tと時刻t+1において、SNRが高く、低い誤り耐性が許容される場合は、16ビットの情報に対して全て高効率のSDM伝送が行われるように制御し、SNRが中程度で、中程度の誤り耐性が要求される場合は、12ビットの情報に対してSDMとSTCの混合伝送で実行し、SNRが低く、強い誤り耐性が許容される場合は、8ビットの情報に対して全てSTC伝送が行われるように制御する。
The
Specifically, the
無線送信機11での制御器145が行う制御と同様に、無線受信機21でも制御器225が伝送路状況に応じた制御を行う。無線受信機21に含まれる16QAM・4PSK−MLD復調器250及び16QAM・4PSK−STC復調器253は、無線送信機11で選択された変調方式に対応した方式で復調する。また、無線受信機21に含まれる第3の16QAM・4PSK変調器251及び第4の16QAM・4PSK変調器252は、無線送信機11で選択された変調方式と同一の変調方式で変調する。これらの変調方式の情報は、無線送信機11が無線受信機21宛てに送信する送信信号に含めて送信する。この他の構成は、第1の実施形態と同様である。
Similar to the control performed by the
次に、伝送路状況に応じた無線送信機11及び無線受信機21の制御内容を説明する。
(1)無線受信機21が受信した受信信号のSNRが高いと判定された場合、(2)無線受信機21が受信した受信信号のSNRが中程度と判定された場合、(3)無線受信機21が受信した受信信号のSNRが低いと判定された場合、にわけて無線送信機11及び無線受信機21での変調方式及び復調方式を変更させる。ここでSNRの大きさは、第1及び第2の閾値(第1の閾値>第2の閾値)との比較により、上記の(1)から(3)のいずれかになるかが判定される。すなわち、制御器145は、SNRが第1の閾値よりも大きい場合は(1)と判定し、SNRが第1の閾値以下で、かつ第2の閾値よりも大きい場合は(2)と判定し、SNRが第2の閾値以下である場合は(3)と判定する。これら第1及び第2の閾値は、無線送信機11及び無線受信機21の性能を参照して適切に設定することが必要であり、実験又はシミュレーション等を参照して設定することが望ましい。
Next, control contents of the
(1) When it is determined that the SNR of the received signal received by the
(1)SNRが高い場合:16QAM伝送を、全てSDM伝送で実行する。すなわち、無線送信機11で、16ビットの情報ビットを(x1、x2、 ・・・ 、x16)とする。ただし、xi(i=1、2、・・・、16)は、0、又は1である。ビット分割器101は、8ビット(x1、x2、 ・・・ 、x8)を、4ビットずつ、第1の16QAM・4PSK変調器140に入力し、第1の16QAM・4PSK変調器140は、
A1(t) =±(12、or、4)±(12、or、4)j、
A1(t+1)=±(12、or、4)±(12、or、4)j
の16QAM信号を生成する。同様に、ビット分割器101は、8ビット(x9、x10、 ・・・ 、x16)を、4ビットずつ、第2の16QAM・4PSK変調器142に入力し、第2の16QAM・4PSK変調器142は、
A2(t) =±(12、or、4)±(12、or、4)j、
A2(t+1)=±(12、or、4)±(12、or、4)j
の16QAM信号を生成する。そして、無線送信機11は、第1の送信アンテナ107から時刻tにA1(t)を、時刻t+1にA1(t+1)をそれぞれ送信する。また、無線送信機11は、第2の送信アンテナ108から時刻tにA2(t)を、時刻t+1にA2(t+1)をそれぞれ送信する。
(1) When SNR is high: All 16QAM transmissions are executed by SDM transmission. That is, in the
A 1 (t) = ± (12, or 4) ± (12, or 4) j,
A 1 (t + 1) = ± (12, or 4) ± (12, or, 4) j
16QAM signals are generated. Similarly, the
A 2 (t) = ± (12, or, 4) ± (12, or, 4) j,
A 2 (t + 1) = ± (12, or 4) ± (12, or, 4) j
16QAM signals are generated. The
無線受信機21では、16QAM・4PSK−MLD復調器250が16QAM信号に対するMLDの復調により、情報ビット(x1、x2、 ・・・ 、x16)を再生する。この場合は、16QAM・4PSK−STC変調器141、第3の16QAM・4PSK変調器251、第4の16QAM・4PSK変調器252、16QAM・4PSK−STC復調器253を動作させる必要はなく、制御器255は、これらの電源をオフにする又は、バッテリーセービングモードに設定する制御をする。
In the
(2)SNRが中程度の場合:第1の実施形態と同様に、12ビットの情報ビット(x1、x2、 ・・・ 、x12)、に対する伝送を、大振幅の4PSK信号に対するSDM伝送、小振幅の4PSK信号に対するSTC伝送の混合で実行する。 (2) When the SNR is medium: As in the first embodiment, transmission for 12 information bits (x 1 , x 2 ,..., X 12 ) is performed using SDM for a large amplitude 4PSK signal. This is done by mixing transmission and STC transmission for small amplitude 4PSK signals.
(3)SNRが低い場合:16QAM伝送を、全てSTC伝送で実行する。すなわち、無線送信機11で、8ビットの情報ビットを(x1、x2、 ・・・ 、x8)とする。ただし、xi(i=1、2、・・・、8)は、0、又は1である。ビット分割器101は、8ビット(x1、x2、 ・・・ 、x8)を、4ビットずつ、16QAM・4PSK−STC変調器141に入力し、16QAM・4PSK−STC変調器141は、
B1(t) =±(12、or、4)±(12、or、4)j、
B1(t+1)=±(12、or、4)±(12、or、4)j
の第1系列の16QAM信号と、
B2(t) =±(12、or、4)±(12、or、4)j、
B2(t+1)=±(12、or、4)±(12、or、4)j
の第2系列の16QAM信号を生成する。ただし、
B2(t)=−B1(t+1)*、
B2(t+1)=B1(t)*、
の関係がある。このSTCは第1の実施形態と同様に、Alamoutiの方法に基づいている。そして、無線送信機11は、第1の送信アンテナ107から時刻tにB1(t)を、時刻t+1にB1(t+1)をそれぞれ送信する。また、無線送信機11は、第2の送信アンテナ108から、時刻tにB2(t)を、時刻t+1にB2(t+1)をそれぞれ送信する。
(3) When SNR is low: All 16QAM transmissions are performed by STC transmission. That is, in the
B 1 (t) = ± (12, or 4) ± (12, or 4) j,
B 1 (t + 1) = ± (12, or 4) ± (12, or, 4) j
The first series of 16QAM signals,
B 2 (t) = ± (12, or, 4) ± (12, or, 4) j,
B 2 (t + 1) = ± (12, or 4) ± (12, or, 4) j
The second series of 16QAM signals are generated. However,
B 2 (t) = − B 1 (t + 1) * ,
B 2 (t + 1) = B 1 (t) * ,
There is a relationship. This STC is based on the Alamouti method, as in the first embodiment. The
無線受信機21では、16QAM・4PSK−STC復調器253が16QAM信号に対するSTCの復調により、情報ビット(x1、x2、 ・・・ 、x8)を再生する。この場合は、第1の16QAM・4PSK変調器140、第2の16QAM・4PSK変調器142、16QAM・4PSK−MLD復調器250、第3の16QAM・4PSK変調器251、第4の16QAM・4PSK変調器252を動作させる必要はなく、制御器255は、これらの電源をオフにする又は、バッテリーセービングモードに設定する制御をする。
In the
なお、上記の適応制御では、変調の形態により、送信平均電力が異なるため、変調の形態に応じて、送信電力の利得調整が必要である。 In the above-described adaptive control, the transmission average power differs depending on the modulation mode, and therefore, gain adjustment of the transmission power is necessary according to the modulation mode.
以上をまとめると、時刻tとt+1において、SNRが高く、低い誤り耐性が許容される場合は、16ビットの情報に対して全て高効率のSDM伝送で実行し、SNRが中程度で、中程度の誤り耐性が要求される場合は、12ビットの情報に対してSDMとSTCの混合伝送で実行し、SNRが低く、強い誤り耐性が許容される場合は、8ビットの情報に対して全てSTC伝送で実行する。
したがって、SNRに応じて、伝送効率と誤り耐性の適切なトレードオフが実現される。
In summary, at times t and t + 1, when the SNR is high and low error tolerance is allowed, the 16-bit information is all executed by high-efficiency SDM transmission, and the SNR is medium and medium. When error tolerance is required, 12-bit information is executed by mixed transmission of SDM and STC. When SNR is low and strong error tolerance is allowed, all STC is accepted for 8-bit information. Run in transmission.
Therefore, an appropriate tradeoff between transmission efficiency and error resilience is realized according to the SNR.
受信機では、送信の変調の方式を知る必要があるが、通信では、情報ビットの送受信以外に、制御信号の送受信を行っており、その制御信号に、現在の送信が、いかなる変調方式であるかの制御情報が含まれていると、受信機は受信した信号の変調方式を識別できる。 In the receiver, it is necessary to know the modulation method of transmission, but in communication, in addition to transmission / reception of information bits, transmission / reception of control signals is performed, and the current transmission is any modulation method for the control signals. If such control information is included, the receiver can identify the modulation method of the received signal.
上記のSNRに基づく適応制御は、送受信アンテナ間の経路の相関の大小による適応制御に置き換えることができる。すなわち、時刻tと時刻t+1において、相関が低く、受信機でSDMの分離復調が高精度に行える場合は、16ビットの情報に対して全て高効率のSDM伝送で実行し、相関が中程度の場合は、12ビットの情報に対してSDMとSTCの混合伝送で実行し、相関が高く、受信機でSDMの分離復調が困難な場合は、8ビットの情報に対して全てSTC伝送で実行する。 The adaptive control based on the above SNR can be replaced with adaptive control based on the magnitude of the correlation between the paths between the transmitting and receiving antennas. That is, when the correlation is low at time t and time t + 1 and the SDM can be separated and demodulated with high accuracy at the receiver, all the 16-bit information is executed by highly efficient SDM transmission, and the correlation is moderate. In this case, it is executed by mixed transmission of SDM and STC for 12-bit information, and when correlation is high and it is difficult to separate and demodulate SDM by a receiver, it is executed by STC transmission for all 8-bit information. .
(第3の実施形態)
本実施形態では、伝送路状況、例えばSNRに関わらず、最低限の4PSKの伝送が確保され、伝送路状況に応じて、伝送効率を高める無線通信システムを図7を参照して説明する。
(Third embodiment)
In the present embodiment, a wireless communication system that ensures minimum 4PSK transmission regardless of transmission path conditions, for example, SNR, and increases transmission efficiency according to the transmission path conditions will be described with reference to FIG.
本実施形態の無線通信システムでは、第2の実施形態の無線送信機11での第1の16QAM・4PSK変調器140、16QAM・4PSK−STC変調器141、第2の16QAM・4PSK変調器142の代わりに、無線送信機12では、第1の4PSK・16QAM・64QAM変調器150、第1の4PSK−STC変調器151、第2の4PSK・16QAM・64QAM変調器152を備えている。この変更に伴い、無線受信機22では、第2の実施形態の無線受信機21での16QAM・4PSK−MLD復調器250、第3の16QAM・4PSK変調器251、第4の16QAM・4PSK変調器252、16QAM・4PSK−STC復調器253の代わりに、4PSK−STC復調器260、第2の4PSK−STC変調器261、4PSK・16QAM・64QAM−STC復調器262を備えている。この他の構成は第2の実施形態と同様である。
In the wireless communication system of the present embodiment, the first 16QAM •
本実施形態では、時刻tと時刻t+1において、4ビット(x1、x2、x3、x4)は、常に4PSKのSTC伝送が行われており、SNRに関わらず、強い誤り耐性が確保されるように制御器145及び制御器255が制御するので、確実な伝送がなされる。SNRの向上に伴い、付加的なビットがSDMにより伝送され、SNRが高いほど、制御器145及び制御器255は付加的なビットに対する変調多値数、4、16、64、と多くするように制御し、伝送効率を増大させる。本実施形態は、SNRに関わらず、たとえ伝送ビットが少なくとも、確実な伝送を実行したい場合に適用される。
In this embodiment, at time t and
次に、伝送路状況に応じた無線送信機12及び無線受信機22の制御内容を説明する。
(1)無線受信機21が受信した受信信号のSNRが低いと判定された場合、(2)無線受信機21が受信した受信信号のSNRが中程度と判定された場合、(3)無線受信機21が受信した受信信号のSNRが高いと判定された場合、(4)無線受信機21が受信した受信信号のSNRが(3)の場合よりもさらに高いと判定された場合、にわけて無線送信機11及び無線受信機21での変調方式及び復調方式を変更させる。ここでSNRの大きさは、第1、第2及び第3の閾値(第1の閾値>第2の閾値>第3の閾値)との比較により、上記の(1)から(3)のいずれかになるかが判定される。すなわち、制御器145は、SNRが第3の閾値以下の場合は(1)と判定し、SNRが第3の閾値よりも大きく、かつ第2の閾値以下である場合は(2)と判定し、SNRが第2の閾値よりも大きく、かつ第1の閾値以下である場合は(3)と判定し、SNRが第1の閾値よりも大きい場合は(4)と判定する。これら第1、第2及び第3の閾値は、無線送信機12及び無線受信機22の性能を参照して適切に設定することが必要であり、実験又はシミュレーション等を参照して設定することが望ましい。
Next, the control contents of the
(1) When it is determined that the SNR of the received signal received by the
(1)SNRが低い場合:4PSKのSTC伝送を実行する。すなわち、無線送信機12で、4ビットの情報ビットを(x1、x2、x3、x4)とする。ただし、xi(i=1、2、3、4)は、0、又は1である。ビット分割器101は、この4ビット(x1、x2、x3、x4)を、2ビットずつ、第1の4PSK−STC変調器151に入力し、第1の4PSK−STC変調器151は、
A1(t) =±8 ±8j、
A1(t+1)=±8 ±8j
の第1系列の4PSK信号と、
A2(t)=±8 ±8j、
A2(t+1)=±8 ±8j
の第2系列の4PSK信号を生成する。ただし、
A2(t)=−A1(t+1)*、
A2(t+1)=A1(t)*
の関係がある。このSTCは第1の実施形態と同様に、Alamoutiの方法に基づいている。そして、無線送信機12は、第1の送信アンテナ107から、時刻tにA1(t)を、時刻t+1にA1(t+1)をそれぞれ送信する。また、無線送信機12は、第2の送信アンテナ108から、時刻tにA2(t)を、時刻t+1にA2(t+1)をそれぞれ送信する。
(1) When SNR is low: 4PSK STC transmission is executed. That is, the
A 1 (t) = ± 8 ± 8j,
A 1 (t + 1) = ± 8 ± 8j
The first series of 4PSK signals,
A 2 (t) = ± 8 ± 8j,
A 2 (t + 1) = ± 8 ± 8j
The second series of 4PSK signals are generated. However,
A 2 (t) = − A 1 (t + 1) * ,
A 2 (t + 1) = A 1 (t) *
There is a relationship. This STC is based on the Alamouti method, as in the first embodiment. The
無線受信機22では、4PSK−STC復調器260が4PSK信号に対するSTCの復調により、情報ビット(x1、x2、x3、x4)を再生する。この場合は、第1の4PSK・16QAM・64QAM変調器150、第2の4PSK・16QAM・64QAM変調器152、第2の4PSK−STC変調器261、4PSK・16QAM・64QAM−STC復調器262を動作させる必要はなく、制御器255は、これらの電源をオフにする又は、バッテリーセービングモードに設定する制御をする。
In the
(2)SNRが中程度の場合:4PSKのSTCと4PSKのSDMの混合伝送を実行する。すなわち、無線送信機12で、12ビットの情報ビットを(x1、x2、 ・・・ 、x12)とする。ただし、xi(i=1、2、 ・・・ 、12)は、0、又は1である。ビット分割器101は、このうちの4ビット(x1、x2、x3、x4)を、2ビットずつ、第1の4PSK−STC変調器151に入力し、第1の4PSK−STC変調器151は、
A1(t) =±8 ±8j、
A1(t+1)=±8 ±8j
の第1系列の4PSK信号と、
A2(t)=±8 ±8j、
A2(t+1)=±8 ±8j
の第2系列の4PSK信号を生成する。ただし、
A2(t)=−A1(t+1)*、
A2(t+1)=A1(t)*
の関係がある。次に、ビット分割器101は、4ビット(x5、x6、x7、x8)を、2ビットずつ、第1の4PSK・16QAM・64QAM変調器150に入力し、第1の4PSK・16QAM・64QAM変調器150は、
B1(t)=±4±4j、
B1(t+1)=±4±4j
の4PSK信号を生成する。同様に、ビット分割器101は、4ビット(x9、x10、x11、x12)を、2ビットずつ、第2の4PSK・16QAM・64QAM変調器152に入力し、第2の4PSK・16QAM・64QAM変調器152は、
B2(t)=±4±4j、
B2(t+1)=±4±4j
の4PSK信号を生成する。そして、無線送信機12は、第1の送信アンテナ107から時刻tにA1(t)+B1(t)を、時刻t+1にA1(t+1)+B1(t+1)をそれぞれ送信する。また、無線送信機12は、第2の送信アンテナ108から時刻tにA2(t)+B2(t)を、時刻t+1にA2(t+1)+B2(t+1)をそれぞれ送信する。すなわち、各アンテナから時刻tと時刻t+1に送信される信号は、それぞれ、大振幅の4PSK信号と、小振幅の4PSK信号が合成された16QAM信号となっている。
(2) When the SNR is medium: Mixed transmission of 4PSK STC and 4PSK SDM is executed. That is, the
A 1 (t) = ± 8 ± 8j,
A 1 (t + 1) = ± 8 ± 8j
The first series of 4PSK signals,
A 2 (t) = ± 8 ± 8j,
A 2 (t + 1) = ± 8 ± 8j
The second series of 4PSK signals are generated. However,
A 2 (t) = − A 1 (t + 1) * ,
A 2 (t + 1) = A 1 (t) *
There is a relationship. Next, the
B 1 (t) = ± 4 ± 4j,
B 1 (t + 1) = ± 4 ± 4j
4PSK signals are generated. Similarly, the
B 2 (t) = ± 4 ± 4j,
B 2 (t + 1) = ± 4 ± 4j
4PSK signals are generated. Then, the
無線受信機22では、まず4PSK−STC復調器260が受信信号に対して4PSKのSTC復調を行い、(x1、x2、x3、x4)を再生した後、第2の4PSK−STC変調器261、加算器207、208、減算器209、210が、受信信号から、A1(t)、A1(t+1)、A2(t)、A2(t+1)成分を除去した後、4PSK・16QAM・64QAM−STC復調器262が4PSK信号に対するMLD復調を行い、(x5、x6、 ・・・ 、x12)を再生する。
In the
(3)SNRが高い場合:4PSKのSTCと16QAMのSDMの混合伝送を実行する。すなわち、無線送信機12で、20ビットの情報ビットを(x1、x2、 ・・・ 、x20)とする。ただし、xi(i=1、2、 ・・・ 、20)は、0、又は1である。ビット分割器101は、このうちの4ビット(x1、x2、x3、x4)を、2ビットずつ、第1の4PSK−STC変調器151に入力し、第1の4PSK−STC変調器151は、
A1(t) =±8 ±8j、
A1(t+1)=±8 ±8j
の第1系列の4PSK信号と、
A2(t)=±8 ±8j、
A2(t+1)=±8 ±8j
の第2系列の4PSK信号を生成する。ただし、
A2(t)=−A1(t+1)*、
A2(t+1)=A1(t)*、
の関係がある。次に、ビット分割器101は、8ビット(x5、x6、 ・・・ 、x12)を、4ビットずつ、第1の4PSK・16QAM・64QAM変調器150に入力し、第1の4PSK・16QAM・64QAM変調器150は、
B1(t)=±(6、or、2)±(6、or、2)j、
B1(t+1)=±(6、or、2)±(6、or、2)j、
の16QAM信号を生成する。同様に、ビット分割器101は、8ビット(x13、x14、 ・・・ 、x20)を、4ビットずつ、第2の4PSK・16QAM・64QAM変調器152に入力し、第2の4PSK・16QAM・64QAM変調器152は、
B2(t)=±(6、or、2)±(6、or、2)j、
B2(t+1)=±(6、or、2)±(6、or、2)j、
の16QAM信号を生成する。そして、無線送信機12は、第1の送信アンテナ107から時刻tにA1(t)+B1(t)を、時刻t+1にA1(t+1)+B1(t+1)をそれぞれ送信する。また、無線送信機12は、第2の送信アンテナ108から時刻tにA2(t)+B2(t)を、時刻t+1にA2(t+1)+B2(t+1)をそれぞれ送信する。すなわち、各アンテナから時刻tと時刻t+1に送信される信号は、それぞれ、大振幅の4PSK信号と、小振幅の16QAM信号が合成された64QAM信号となっている。
(3) When SNR is high: Mixed transmission of 4PSK STC and 16QAM SDM is executed. That is, in the
A 1 (t) = ± 8 ± 8j,
A 1 (t + 1) = ± 8 ± 8j
The first series of 4PSK signals,
A 2 (t) = ± 8 ± 8j,
A 2 (t + 1) = ± 8 ± 8j
The second series of 4PSK signals are generated. However,
A 2 (t) = − A 1 (t + 1) * ,
A 2 (t + 1) = A 1 (t) * ,
There is a relationship. Next, the
B 1 (t) = ± (6, or, 2) ± (6, or, 2) j,
B 1 (t + 1) = ± (6, or 2) ± (6, or 2) j,
16QAM signals are generated. Similarly, the
B 2 (t) = ± (6, or, 2) ± (6, or, 2) j,
B 2 (t + 1) = ± (6, or 2) ± (6, or 2) j,
16QAM signals are generated. Then, the
無線受信機22では、まず第2の4PSK−STC変調器261が受信信号に対して4PSKのSTC復調を行い、(x1、x2、x3、x4)を再生した後、第2の4PSK−STC変調器261、加算器207、208、減算器209、210が、受信信号から、A1(t)、A1(t+1)、A2(t)、A2(t+1)成分を除去した後、4PSK・16QAM・64QAM−STC復調器262が16QAM信号に対するMLD復調を行い、(x5、x6、 ・・・ 、x20)を再生する。
In the
(4)SNRがさらに高い場合:4PSKのSTCと64QAMのSDMの混合伝送を実行する。すなわち、無線送信機12で、28ビットの情報ビットを(x1、x2、 ・・・ 、x28)、とする。ただし、xi(i=1、2、 ・・・ 、28)は、0、又は1である。ビット分割器101は、(3)の場合と同様に、このうちの4ビット(x1、x2、x3、x4)を、2ビットずつ、第1の4PSK−STC変調器151に入力し、第1の4PSK−STC変調器151は、(3)の場合と同様に、
A1(t)=±8 ±8j、
A1(t+1)=±8 ±8j、
の第1系列の4PSK信号と、
A2(t)=±8 ±8j、
A2(t+1)=±8 ±8j、
の第2系列の4PSK信号を生成する。ただし、
A2(t)=−A1(t+1)*、
A2(t+1)=A1(t)*、
の関係がある。次に、ビット分割器101は、12ビット(x5、x6、 ・・・ 、x16)を、6ビットずつ、第1の4PSK・16QAM・64QAM変調器150に入力し、第1の4PSK・16QAM・64QAM変調器150は、
B1(t)=±(7、or、5、or、3、or、1)±(7、or、5、or、3、or、1)j、
B1(t+1)=±(7、or、5、or、3、or、1)±(7、or、5、or、3、or、1)j
の64QAM信号を生成する。同様に、ビット分割器101は、12ビット(x17、x18、 ・・・ 、x28)を、6ビットずつ、第2の4PSK・16QAM・64QAM変調器152に入力し、第2の4PSK・16QAM・64QAM変調器152は、
B2(t)=±(7、or、5、or、3、or、1)±(7、or、5、or、3、or、1)j、
B2(t+1)=±(7、or、5、or、3、or、1)±(7、or、5、or、3、or、1)j
の64QAM信号を生成する。そして、無線送信機12は、第1の送信アンテナ107から時刻tにA1(t)+B1(t)を、時刻t+1にA1(t+1)+B1(t+1)をそれぞれ送信する。また、無線送信機12は、第2の送信アンテナ108から時刻tにA2(t)+B2(t)を、時刻t+1にA2(t+1)+B2(t+1)をそれぞれ送信する。すなわち、各アンテナから時刻tと時刻t+1に送信される信号は、それぞれ、大振幅の4PSK信号と、小振幅の64QAM信号が合成された256QAM信号となっている。
(4) When SNR is higher: Mixed transmission of 4PSK STC and 64QAM SDM is executed. That is, in the
A 1 (t) = ± 8 ± 8j,
A 1 (t + 1) = ± 8 ± 8j,
The first series of 4PSK signals,
A 2 (t) = ± 8 ± 8j,
A 2 (t + 1) = ± 8 ± 8j,
The second series of 4PSK signals are generated. However,
A 2 (t) = − A 1 (t + 1) * ,
A 2 (t + 1) = A 1 (t) * ,
There is a relationship. Next, the
B 1 (t) = ± (7, or 5, or 3, or 1) ± (7, or 5, or 3, 3, or 1) j,
B 1 (t + 1) = ± (7, or 5, or 3, 3, or 1) ± (7, or 5, or 3, 3, 1)
64QAM signals are generated. Similarly, the
B 2 (t) = ± (7, or 5, or 3, 3, or 1) ± (7, or 5, or 3, or 1) j,
B 2 (t + 1) = ± (7, or 5, or 3, or 1) ± (7, or 5, or 3, or 1) j
64QAM signals are generated. Then, the
無線受信機22では、まず第2の4PSK−STC変調器261が受信信号に対して4PSKのSTC復調を行い、(x1、x2、x3、x4)を再生した後、第2の4PSK−STC変調器261、加算器207、208、減算器209、210が、受信信号から、A1(t)、A1(t+1)、A2(t)、A2(t+1)成分を除去した後、4PSK・16QAM・64QAM−STC復調器262が64QAM信号に対するMLD復調を行い、(x5、x6、 ・・・ 、x28)を再生する。
In the
なお、上記の適応制御では、変調の形態により、送信平均電力が異なるため、変調の形態に応じて、送信電力の利得調整が必要である。 In the above-described adaptive control, the transmission average power differs depending on the modulation mode, and therefore, gain adjustment of the transmission power is necessary according to the modulation mode.
以上をまとめると、時刻tとt+1において、4ビット(x1、x2、x3、x4)は、常に4PSKのSTC伝送が行われており、SNRに関わらず、強い誤り耐性が確保されており、確実な伝送がなされる。SNRの向上に伴い、付加的なビットがSDMにより伝送され、SNRが高いほど、付加的なビットに対する変調多値数、4、16、64、と多くなり、伝送効率が増す。また、上記のSNRに基づく適応制御は、送受信アンテナ間の経路の相関の大小による適応制御に置き換えることができる。 In summary, at time t and t + 1, 4 bits (x 1 , x 2 , x 3 , x 4 ) are always subjected to 4PSK STC transmission, and strong error tolerance is ensured regardless of the SNR. And reliable transmission is performed. As the SNR improves, additional bits are transmitted by SDM, and the higher the SNR, the greater the number of modulation levels for the additional bits, 4, 16, 64, and the transmission efficiency increases. Further, the adaptive control based on the above SNR can be replaced with adaptive control based on the magnitude of the correlation between the paths between the transmitting and receiving antennas.
(第4の実施形態)
本実施形態では、種々の多値変調用の時空間符号を用いる方式を用いる伝送システムに対して、同等の伝送特性を4PSKのSTTCにより実現することにより、回路の簡略化を図ることができる。多値変調信号を複数の4PSK信号に分割することにより、回路が4PSK用のSTTC符号化・復号器だけで済み、また、この場合、状態数を増加しても、16、64QAM用STTCの場合のような、膨大な演算量とはならない利点があることを以下に説明する。
(Fourth embodiment)
In the present embodiment, the circuit can be simplified by realizing equivalent transmission characteristics by 4PSK STTC for a transmission system using various multi-level modulation space-time codes. By dividing the multilevel modulation signal into a plurality of 4PSK signals, the circuit only needs to be an STTC encoder / decoder for 4PSK. In this case, even if the number of states is increased, the STTC for 16, 64QAM is used. Such an advantage that does not become a huge amount of calculation will be described below.
本実施形態の無線通信システムは、図8に示しように、無線送信機13と無線受信機23からなる。無線送信機13は、ビット分割器155、第1のSTTC符号化器156、第2のSTTC符号化器157、加算器105、106、各加算器につながる送信アンテナを備えている。無線受信機23は、1つの受信アンテナ、受信アンテナから信号を入力する加算器265、伝送路推定器266、第1のSTTC復号器267、第3のSTTC符号化器268、第2のSTTC復号器273、乗算器269、270、加算器271、272、ビット合成器274を備えている。
16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)信号を対象とした時空間符号化伝送を例に、以下、図8を参照しながら本実施形態について詳細に説明する。
As shown in FIG. 8, the wireless communication system of the present embodiment includes a
The present embodiment will be described in detail below with reference to FIG. 8 by taking space-time coded transmission as an example for a 16 QAM (Quadrature Amplitude Modulation) signal.
16QAMの4ビットのデータから定まる16種類の複素数信号を
(±1、±3)+(±1、±3)j
と表したとき、この複素数信号は、それぞれ2ビットのデータで定まる大振幅と小振幅の2個の4PSK信号、
±2±2j (大振幅)、
±1±1j (小振幅)
の加算で表すことができる。大振幅の4PSK信号を決定する2ビットデータは、小振幅の4PSK信号を決定する2ビットデータよりも伝送誤りを生じにくいという特徴がある。
16 kinds of complex signals determined from 16-QAM 4-bit data are (± 1, ± 3) + (± 1, ± 3) j
This complex signal is composed of two 4PSK signals each having a large amplitude and a small amplitude determined by 2-bit data,
± 2 ± 2j (large amplitude),
± 1 ± 1j (small amplitude)
Can be represented by the addition of The 2-bit data that determines a large-amplitude 4PSK signal has a feature that transmission errors are less likely to occur than 2-bit data that determines a small-amplitude 4PSK signal.
無線送信機13では、ビット分割器155が送信ビット列を4ビット毎に分割し、さらに各4ビットデータを2ビット毎に分割して、一方の2ビットを、大振幅の4PSK信号に割り当てるデータ、他方の2ビットを、小振幅の4PSK信号に割り当てるデータとする。
In the
第1のSTTC符号化器156は、ビット分割器155から大振幅の4PSK信号に割り当てるデータを入力し、第2のSTTC符号化器157は、ビット分割器155から小振幅の4PSK信号に割り当てるデータを入力する。
The
各2ビットのデータは、上述した実施形態のように4PSK変調器ではなく、4PSK用の時空間トレリス符号(STTC:Space-time trellis codes)の符号化器にそれぞれ入力して、4PSK符号化信号を生成するが、ここでSTTC符号化器として、例えば、文献
A. van Zelst, R. van Nee, and G. A. Awater, ``Space Division Multiplexing (SDM) for OFDM System'', IEEE Proceeding of VTC-Spring 2000, pp. 6-10, 1998.
に示されているトレリス遷移の状態数が4で、かつ、2個の送信アンテナから送信するものを用いる。このSTTC符号化器の状態遷移を図9(a)に示す。
Each 2-bit data is input to a 4PSK space-time trellis code (STTC) encoder instead of a 4PSK modulator as in the above-described embodiment, and a 4PSK encoded signal is input. Here, as an STTC encoder, for example, a document
A. van Zelst, R. van Nee, and GA Awater, `` Space Division Multiplexing (SDM) for OFDM System '', IEEE Proceeding of VTC-Spring 2000, pp. 6-10, 1998.
The number of trellis transition states shown in Fig. 4 is used, and the transmission is performed from two transmission antennas. The state transition of this STTC encoder is shown in FIG.
第1のSTTC符号化器156及び第2のSTTC符号化器157では、4PSKの4種類の複素数信号を、4個の整数信号、0、1、2、3で表す。そして、複数の信号からなる信号列をフレームと呼ぶとき、4PSK変調器の出力フレーム、すなわち、STTC符号化器の入力フレームが、例えば、次の6つの信号からなるものが1フレームとして、
0、2、3、1、2、0
であるとき、第1の送信アンテナに入力する第1のSTTC出力フレームは、
0、0、2、3、1、2
そして、第2の送信アンテナに入力する第2のSTTC出力フレームは、
0、2、3、1、2、0
となる。このフレーム内の各整数信号を、それぞれ複素数信号に戻して、各アンテナから送信する。
In the
0, 2, 3, 1, 2, 0
The first STTC output frame input to the first transmit antenna is
0, 0, 2, 3, 1, 2,
Then, the second STTC output frame input to the second transmission antenna is
0, 2, 3, 1, 2, 0
It becomes. Each integer signal in this frame is converted back to a complex signal and transmitted from each antenna.
この原理に基づき、ビット分割器155は一方の2ビットデータを第1のSTTC符号化器156に入力して、第1のSTTC符号化器156が第1、第2の送信アンテナから送出する信号、
u1 (k)= ±2 ±2j、u2 (k)= ±2 ±2j
をそれぞれ生成する。kは時刻を表す信号番号である。同様に、ビット分割器155は他方の2ビットデータを、第2のSTTC符号化器に入力して、第2のSTTC符号化器157が第1、第2の送信アンテナから送出する信号、
v1 (k)= ±1 ±1j、v2 (k)= ±1 ±1j
をそれぞれ生成する。すると、第1の送信アンテナ、第2の送信アンテナからの出力信号は、加算器105、106によって、それぞれ、
u1 (k)+ v1 (k)、u2 (k)+ v2 (k)
になる。
Based on this principle, the
u 1 (k) = ± 2 ± 2j, u 2 (k) = ± 2 ± 2j
Are generated respectively. k is a signal number representing time. Similarly, the
v 1 (k) = ± 1 ± 1j, v 2 (k) = ± 1 ± 1j
Are generated respectively. Then, the output signals from the first transmission antenna and the second transmission antenna are added by the
u 1 (k) + v 1 (k), u 2 (k) + v 2 (k)
become.
伝送路状況を、各信号フレーム内で定常、かつ、周波数選択性のないフェージング環境を想定すると、送信アンテナから送信された信号は、伝送路33で雑音、利得等の影響を受ける。第1の送信アンテナから受信アンテナまでのパス利得をh1、第2の送信アンテナから受信アンテナまでのパス利得をh2とし、これらのパス利得は時刻tとt+1の間で一定とすると、時刻tの受信アンテナの入力は、
r(k)= h1 (u1(k) + v1(k)) + h2 (u2(k) + v2(k)) + n(k)
と表すことができる。ここで、h1、h2は、互いに無相関な複素ガウス信号とする。n(k)は付加雑音で複素ガウス信号である。送信信号には、情報信号とは別に、パイロット信号が多重されており、無線受信機23で、そのパイロット信号を受信して、伝送路推定器266により伝送路推定がなされ、h1、h2を正確に検出されたと仮定する。
Assuming that the transmission path condition is a fading environment that is steady in each signal frame and has no frequency selectivity, the signal transmitted from the transmission antenna is affected by noise, gain, and the like on the
r (k) = h 1 (u 1 (k) + v 1 (k)) + h 2 (u 2 (k) + v 2 (k)) + n (k)
It can be expressed as. Here, h 1 and h 2 are complex Gaussian signals that are uncorrelated with each other. n (k) is a complex Gaussian signal with additional noise. In addition to the information signal, a pilot signal is multiplexed in the transmission signal, the
無線受信機23では、第1のSTTC復号器267、第2のSTTC復号器273により、2段階の復号を行う。まず、第1のSTTC復号器267は、第1のSTTC符号化器156の出力信号に対する復号を行う。
第1のSTTC復号器267は、第1のSTTC符号化器156によって生成されたであろうSTTC信号の第1アンテナから送出する信号、第2アンテナから送出する信号を、それぞれ、p1(k)、p2(k)と想定する。p1(k)、p2(k)の候補は、それぞれ、±2±2j の4通りである。第1のSTTC復号器267は、
d1=|r(k) − h1 p1(k) − h2 p2(k)|2
を評価値として、d1が最小となるような、p1(k)、p2(k)の信号列をビタビアルゴリズムにより探索する。このことは、第1のSTTC符号化器156に入力した最も尤もらしい信号(すなわち、符号化される前のビット列)を探索していることに対応する。
In the
The
d 1 = | r (k) −h 1 p 1 (k) −h 2 p 2 (k) | 2
Is used as an evaluation value, and a signal sequence of p 1 (k) and p 2 (k) that minimizes d 1 is searched by the Viterbi algorithm. This corresponds to searching for the most likely signal (that is, the bit string before being encoded) input to the
次に、第2のSTTC符号化器157で変調されたビットを得るために、再び第1のSTTC復号器267で得られたビットを変調し、伝送路推定器266で得られたh1、h2を使用して伝送路レプリカにより伝送路を再現し、伝送路33を経たu1(k)とu2(k)を計算し、受信アンテナで受信した受信信号からv1(k)とv2(k)を求め、これを復調することにより、第2のSTTC符号化器157で変調される前のビットを得ることができる。
Next, in order to obtain bits modulated by the
すなわち、探索された第1のSTTC符号化器156の入力信号を、第3のSTTC符号化器268でSTTC符号化を行う。また、第3のSTTC符号化器268は第1のSTTC符号化器156と同一の特性を有する。第3のSTTC符号化器268により生成された信号は、
u1 (k)= ±2 ±2j、u2 (k)= ±2 ±2j
になる。受信信号r(k)に含まれるu1(k)、 u2(k) 成分を、図8に示した、乗算器269、270、加算器271からなる伝送レプリカを使用して、
s(k) = r (k) − h1 u1(k) − h2 u2(k)
により、除去する。そして、第2のSTTC復号器273は、第2のSTTC符号化器157の出力信号に対する復号を行う。第2のSTTC復号器273は、第2のSTTC符号化器157によって生成されたであろうSTTC信号の第1の送信アンテナからの送信信号、第2の送信アンテナからの送信信号を、それぞれ、q1(k)、q2(k)と想定する。q1(k)、q2(k)の候補は、整数で表すと、それぞれ、0、1、2、3である。第2のSTTC復号器273は、
d2=|s(k) − h1 q1(k) − h2 q2(k)|2
を評価値として、d2が最小となるような、q1(k)、q2(k)の信号列をビタビアルゴリズムにより探索する。このことは、第2のSTTC符号化器157に入力したの最も尤もらしい信号(すなわち、符号化される前のビット列)を探索していることに対応する。
That is, the input signal of the searched
u 1 (k) = ± 2 ± 2j, u 2 (k) = ± 2 ± 2j
become. The u 1 (k) and u 2 (k) components included in the received signal r (k) are converted into transmission
s (k) = r (k) −h 1 u 1 (k) −h 2 u 2 (k)
To remove. Then,
d 2 = | s (k) −h 1 q 1 (k) −h 2 q 2 (k) | 2
Is used as an evaluation value, and a signal sequence of q 1 (k) and q 2 (k) that minimizes d 2 is searched by the Viterbi algorithm. This corresponds to searching for the most likely signal input to the second STTC encoder 157 (that is, the bit string before being encoded).
すなわち、無線受信機23では受信信号に対して、まず、第1のSTTC符号化器156の入力を第1のSTTC復号器267により再生し、受信信号から、第1のSTTC符号化信号成分を除去した後、 第2のSTTC符号化器157の入力を第2のSTTC復号器273により再生している。以上により、16QAM信号のSTTC伝送を、2個の4−STTC伝送により実現できる。
That is, in the
本実施形態では、STTCの状態数は4であるが、STTCの状態数は4に限定されず、従来の8、16などの状態数のSTTCを用いることができる。このように、状態数を増加したほうが、復号特性は向上する。例えば、状態数8の場合の状態遷移は、図9(b)に示したようになる。 In the present embodiment, the number of STTC states is four, but the number of STTC states is not limited to four, and STTCs having the conventional number of states such as 8, 16 can be used. As described above, the decoding characteristic improves as the number of states increases. For example, the state transition when the number of states is 8 is as shown in FIG.
また、第1のSTTC符号化器156及び第2のSTTC符号化器157の状態数は同一である必要はない。また、本実施形態では、送信アンテナの数は2、受信アンテナの数は1としたが、これには限定されない。特に、受信アンテナの数は、送信側の構成を変更することなく、容易に増やすことができる。
Further, the
(第5の実施形態)
本実施形態は、64QAM伝送へ適用した実施形態を図10を用いて示す。すなわち、本実施形態では、第4の実施形態のように16QAM伝送にしか適用できないわけではないことの一例を示す。
(Fifth embodiment)
This embodiment shows an embodiment applied to 64QAM transmission with reference to FIG. That is, this embodiment shows an example that it is not only applicable to 16QAM transmission as in the fourth embodiment.
64QAMの6ビットのデータから定まる64種類の複素数信号を
(±1、±3、±5、±7) + (±1、±3、±5、±7)j
と表したとき、この複素数信号は、2ビットのデータで定まる大振幅、中振幅、そして、小振幅の3個の4PSK信号
±4 ±4j (大振幅)、
±2 ±2j (中振幅)、
±1 ±1j (小振幅)
の加算で表すことができる。振幅の大きな4PSK信号を決定する2ビットデータは、振幅の小さな4PSK信号を決定する2ビットデータよりも伝送誤りを生じにくいという特徴がある。
64 types of complex signals determined from 64QAM 6-bit data (± 1, ± 3, ± 5, ± 7) + (± 1, ± 3, ± 5, ± 7) j
This complex signal is composed of three 4PSK signals ± 4 ± 4j (large amplitude) with large amplitude, medium amplitude, and small amplitude determined by 2-bit data,
± 2 ± 2j (medium amplitude),
± 1 ± 1j (small amplitude)
Can be represented by the addition of The 2-bit data that determines a 4PSK signal with a large amplitude has a feature that transmission errors are less likely to occur than the 2-bit data that determines a 4PSK signal with a small amplitude.
無線送信機14では、ビット分割器160が、送信ビット列を6ビット毎に分割し、さらに各6ビットデータを2ビット毎に分割して、各2ビットデータを、第1のSTTC符号化器156、第2のSTTC符号化器157、第3のSTTC符号化器161に、それぞれ入力して各符号化器がそれぞれ、符号化出力信号、u1(k)及びu2(k)、v1(k)及びv2(k)、w1(k)及びw2(k)を生成する。そして、第1の送信アンテナ、第2の送信アンテナからの出力信号は、加算器105、106によって、それぞれ、
u1(k)+v1(k)+w1(k)、
u2(k)+v2(k)+w2(k)
になる。
In the
u 1 (k) + v 1 (k) + w 1 (k),
u 2 (k) + v 2 (k) + w 2 (k)
become.
伝送路状況を、各信号フレーム内で定常、かつ、周波数選択性のないフェージング環境を想定する送信アンテナから送信された信号は、伝送路33で雑音、利得等の影響を受ける。第1の送信アンテナから受信アンテナまでのパス利得をh1、第2の送信アンテナから受信アンテナまでのパス利得をh2とし、これらのパス利得は時刻tとt+1の間で一定とすると、時刻tの受信アンテナの入力は、
r (k)= h1 (u1(k) + v1(k) + w1(k)) + h2 (u2(k) + v2(k) + w2(k)) + n(k)
と表すことができる。h1、h2は、互いに無相関な複素ガウス信号とする。n(k)は付加雑音で複素ガウス信号である。送信信号には、情報信号とは別に、パイロット信号が多重されており、無線受信機24で、そのパイロット信号を受信して、伝送路推定器266により伝送路推定がなされ、h1、h2を正確に検出されたと仮定する。
A signal transmitted from a transmission antenna that assumes a fading environment that is stationary in each signal frame and has no frequency selectivity, is affected by noise, gain, and the like on the
r (k) = h 1 (u 1 (k) + v 1 (k) + w 1 (k)) + h 2 (u 2 (k) + v 2 (k) + w 2 (k)) + n (K)
It can be expressed as. h 1 and h 2 are complex Gaussian signals that are uncorrelated with each other. n (k) is a complex Gaussian signal with additional noise. In addition to the information signal, a pilot signal is multiplexed in the transmission signal. The
無線受信機24では、第1のSTTC符号化器156、第2のSTTC符号化器157、第3のSTTC符号化器161の4PSK用のSTTCを復号器により、3段階の復号を行う。まず、第1のSTTC復号器267が、r(k)に対して、第1のSTTC符号化器156の入力信号を第4の実施形態に示したようにして再生し、第4のSTTC符号化器275により、
u1 (k)= ±4 ±4j、u2 (k)= ±4 ±4j
を再生する。受信信号r(k)に含まれるu1(k)、 u2(k) 成分を、
s(k) = r (k) − h1 u1(k) − h2 u2(k)
により、除去する。次に、第2のSTTC復号器276が、s(k)に対して、第2のSTTC符号化器157の入力信号を再生し、第5のSTTC符号化器278により、
v1 (k)= ±2 ±2j、v2 (k)= ±2 ±2j
を再生する。受信信号s(k)に含まれるv1(k)、 v2(k) 成分を、
t(k) = s (k) − h1 v1(k) − h2 v2(k)
により、除去する。次に、第3のSTTC復号器280が、s(k)に対して、第3のSTTC符号化器161の入力信号を再生する。以上により、本実施形態によれば、64QAM伝送においても、64QAM用のSTTC符号化器及び復号器を用いることなく、4PSK用のSTTC符号化器及び復号器によるSTTC伝送を実現することができる。
In the
u 1 (k) = ± 4 ± 4j, u 2 (k) = ± 4 ± 4j
Play. The u 1 (k) and u 2 (k) components included in the received signal r (k) are
s (k) = r (k) −h 1 u 1 (k) −h 2 u 2 (k)
To remove. Next, the
v 1 (k) = ± 2 ± 2j, v 2 (k) = ± 2 ± 2j
Play. The v 1 (k) and v 2 (k) components included in the received signal s (k) are
t (k) = s (k) −h 1 v 1 (k) −h 2 v 2 (k)
To remove. Next, the
(第6の実施形態)
第4の実施形態では16PSK信号を2個の4PSK信号の合成とみなし、第2の実施形態では64QAM信号を3個の4PSK信号の合成とみなしたが、4PSKのみによる合成とみなすことに限定はされない。本実施形態では、この一例として、64QAM信号を4PSK信号と16QAM信号の合成と見なした場合の無線通信システムを図11を参照して説明する。
(Sixth embodiment)
In the fourth embodiment, the 16PSK signal is regarded as a combination of two 4PSK signals, and in the second embodiment, the 64QAM signal is regarded as a combination of three 4PSK signals. Not. In the present embodiment, as an example of this, a radio communication system in which a 64QAM signal is regarded as a combination of a 4PSK signal and a 16QAM signal will be described with reference to FIG.
64QAMの6ビットのデータから定まる64種類の複素数信号を、例えば、
(±1、±3、±5、±7) + (±1、±3、±5、±7)j
と表したとき、この複素数信号は、2ビットのデータで定まる4PSK信号
±4 ±4j
と、4ビットのデータで定まる16QAM信号
(±2±1) + (±2±1)j
の加算で表すことができる。したがって、無線送信機15では、ビット分割器155が、送信ビット列を6ビット毎に分割し、さらにその6ビットを2ビットと4ビットに分割し、前者2ビットを4PSK用の第1のSTTC符号化器165に入力して符号化信号、
u1(k)、u2(k) = ±4 ±4j
を生成し、後者2ビットを16QAM用の第2のSTTC符号化器166に入力して符号化信号、
v1(k)、v2(k) = (±2±1) + (±2±1)j
を生成する。そして、第1送信アンテナからu1(k)+v1(k) を、第2送信アンテナからu2(k)+v2(k) を送信する。
For example, 64 kinds of complex signals determined from 6-bit data of 64QAM, for example,
(± 1, ± 3, ± 5, ± 7) + (± 1, ± 3, ± 5, ± 7) j
This complex signal is a 4PSK signal determined by 2-bit data ± 4 ± 4j
And 16QAM signal (± 2 ± 1) + (± 2 ± 1) j determined by 4-bit data
Can be represented by the addition of Therefore, in the
u 1 (k), u 2 (k) = ± 4 ± 4j
And the latter 2 bits are input to a
v 1 (k), v 2 (k) = (± 2 ± 1) + (± 2 ± 1) j
Is generated. Then, u 1 (k) + v 1 (k) is transmitted from the first transmission antenna, and u 2 (k) + v 2 (k) is transmitted from the second transmission antenna.
無線受信機25では、第4の実施形態での無線受信機23での動作のように、受信信号r(k)に対して、4PSK用の第1のSTTC復号器285により第1のSTTC符号化器165の入力を再生し、伝送レプリカを使用して、r(k)に含まれるu1(k)、u2(k) 成分を除去したs(k)に対して、16QAM用の第2のSTTC復号器287により、第2のSTTC符号化器入力を再生する。
In the
(第7の実施形態)
第4、第5、第6の実施形態では、時空間符号化手法としてSTTCを用いたが、これには限定されない。本実施形態では、時空間符号として、STTCではなく、時空間ブロック符号(STBC:Space-Time Block Codes)を使用する一例を図12を参照して説明する。STBCについては、例えば、下記の文献に詳細に記載されている。
S. Alamouti, ``A simple transmitter diversity technique for wireless communications'', IEEE J. Select Areas. Commun., vol. 16, pp.1451-1258,. Oct. 1998.
本実施形態では、第4の実施形態での第1のSTTC符号化器156及び第3のSTTC符号化器268の代わりにそれぞれ第1のSTBC符号化器172及び第2のSTBC符号化器293、第1のSTTC復号器267の代わりにSTBC復号器290を用いる。
(Seventh embodiment)
In the fourth, fifth, and sixth embodiments, STTC is used as the space-time coding method, but the present invention is not limited to this. In the present embodiment, an example in which a space-time block code (STBC) is used as a space-time code instead of STTC will be described with reference to FIG. STBC is described in detail, for example, in the following document.
S. Alamouti, `` A simple transmitter diversity technique for wireless communications '', IEEE J. Select Areas. Commun., Vol. 16, pp.1451-1258 ,. Oct. 1998.
In this embodiment, instead of the
STBCの符号化は、任意の複素数信号に対する線形変換であり、STBC符号化器(例えば、図12の第1のSTBC符号化器172、第2のSTBC符号化器293)に先立った変調器(図12の4PSK変調器171、292)によりビットデータが複素数信号に変換されている必要がある。したがって、STBC復号器(図12のSTBC復号器290)の後段には、複素数信号をビットデータに変換する復調器(図12の4PSK復調器291)を必要とする。
The STBC encoding is a linear transformation for an arbitrary complex signal, and is a modulator (for example, a
無線送信機16では、ビット分割器170が、送信ビット列を4ビット毎に分割し、さらに各4ビットデータを2ビット毎に分割して、一方の2ビットを、4PSK変調器171に入力して、複素数の4PSK信号x(k)=±2±2j、を生成し、この信号を第1のSTBC符号化器172に入力する。第1のSTBC符号化器172の出力、すなわち、第1、第2の送信アンテナから送出する信号は、
u1 (k)= ±2 ±2j、u2 (k)= ±2 ±2j
である。ところで、これらの信号と、x(k)の関係は、
u1(k) = x(k)、 u1(k+1) = x(k+1)、
u2(k) = −x(k+1)*、 u2(k+1) = x(k)*
となる。すなわち、連続する2個の4PSK出力信号x(k)、x(k+1)ごとに処理する。
In the
u 1 (k) = ± 2 ± 2j, u 2 (k) = ± 2 ± 2j
It is. By the way, the relationship between these signals and x (k) is
u 1 (k) = x (k), u 1 (k + 1) = x (k + 1),
u 2 (k) = − x (k + 1) * , u 2 (k + 1) = x (k) *
It becomes. That is, processing is performed for every two consecutive 4PSK output signals x (k) and x (k + 1).
他方の2ビットデータは、STTC符号化器173に入力して、STTC符号化器173は、第1、第2の送信アンテナから送出する信号、
v1 (k)= ±1 ±1j、v2 (k)= ±1 ±1j
をそれぞれ生成する。したがって、第1と第2の送信アンテナからはそれぞれ、
u1 (k)+ v1 (k)、u2 (k)+ v2 (k)
の出力信号が送信される。
The other 2-bit data is input to the
v 1 (k) = ± 1 ± 1j, v 2 (k) = ± 1 ± 1j
Are generated respectively. Therefore, from the first and second transmit antennas, respectively
u 1 (k) + v 1 (k), u 2 (k) + v 2 (k)
Output signal is transmitted.
伝送路状況を、各信号フレーム内で定常、かつ、周波数選択性のないフェージング環境を想定する送信アンテナから送信された信号は、伝送路33で雑音、利得等の影響を受ける。第1の送信アンテナから受信アンテナまでのパス利得をh1、第2の送信アンテナから受信アンテナまでのパス利得をh2とし、これらのパス利得は時刻tと時刻t+1の間で一定とすると、時刻tの受信アンテナの入力は、
r (k)= h1 (u1(k) + v1(k)) + h2 (u2(k) + v2(k)) + n(k)
と表すことができる。h1、h2は、フェージング利得で、互いに無相関な複素ガウス信号とする。n(k)は付加雑音で、複素ガウス信号である。送信信号には、情報信号とは別に、パイロット信号が多重されており、無線受信機23で、そのパイロット信号を受信して、伝送路推定器266により伝送路推定がなされ、h1、h2を正確に検出されたと仮定する。
A signal transmitted from a transmission antenna that assumes a fading environment that is stationary in each signal frame and has no frequency selectivity, is affected by noise, gain, and the like on the
r (k) = h 1 (u 1 (k) + v 1 (k)) + h 2 (u 2 (k) + v 2 (k)) + n (k)
It can be expressed as. h 1 and h 2 are fading gains and are uncorrelated complex Gaussian signals. n (k) is an additive noise, which is a complex Gaussian signal. In addition to the information signal, a pilot signal is multiplexed in the transmission signal, the
無線受信機26では、STBC復号器290、STTC復号器294により、2段階の復号を行う。まず、STBC復号器290は、第1のSTBC符号化器172の出力信号に対する復号を行う。STBC復号器290は、受信信号r(k)に対して以下の演算を行い、y(k)、y(k+1)を得る。
In the
y(k) = h1 * r(k) − h2 r(k+1)*
y(k+1)* = −h2 * r(k) − h1 r(k+1)*
これらのy(k)、y(k+1)を4PSK復調器291で判定することにより、第1のビット列を再生する。すなわち、4PSK復調器291の出力信号が第1のビット列になる。
y (k) = h 1 * r (k) −h 2 r (k + 1) *
y (k + 1) * = − h 2 * r (k) −h 1 r (k + 1) *
By determining these y (k) and y (k + 1) by the
次に、再生された第1のビット列を、無線受信機26の第2のSTBC符号化器293でSTBC符号化を行う。第2のSTBC符号化器は第1のSTBC符号化器と同一の特性を有するように設定されている。第2のSTBC符号化器293により生成された信号は、
u1 (k)= ±2 ±2j、u2 (k)= ±2 ±2j
になる。これらの信号により、伝送路レプリカを使用して受信信号r(k)に含まれるu1(k)、 u2(k) 成分を、
s(k) = r (k) − h1 u1(k) − h2 u2(k)
により、除去する。そして、STTC復号器294が、s(k)に対して、STTC符号化器173出力信号に対する復号を行い、STTC符号化器173の入力信号を再生する。すなわち、無線受信機26では受信信号に対して、まず、第1のビット列をSTBC復号により再生し、受信信号から、第1のSTBC符号化器172に基づく信号成分を除去した後、第2のビット列をSTTC復号により再生している。
以上により、STTCとSTBCを組み合わせた16QAM信号の時空間符号化を実現できる。
Next, STBC encoding of the reproduced first bit string is performed by the
u 1 (k) = ± 2 ± 2j, u 2 (k) = ± 2 ± 2j
become. With these signals, u 1 (k) and u 2 (k) components included in the received signal r (k) using the transmission path replica are
s (k) = r (k) −h 1 u 1 (k) −h 2 u 2 (k)
To remove. Then, the
As described above, space-time coding of 16QAM signals combining STTC and STBC can be realized.
(第8の実施形態)
本実施形態は、伝送路状況に応じて、伝送効率及び誤り耐性を制御する適応変調を適用する場合を図13を参照して説明する。
適応変調技術は、無線伝送で伝送路状況を観測して、伝送路状況が良好な場合は、例えば、64QAMによる効率伝送、伝送路状況が悪くなるにつれて16QAM、4PSK、と伝送効率を落として、その代わり、誤り耐性を高める、という技術である。
従来のSTTCで、適応変調を行う場合、STTCは64QAM、16QAM、4PSKごとに、符号化器、復号器の構成が異なり、それぞれに応じたものを備える必要がある。
ところで、第4、第5の実施形態で示したことから明らかなように、4PSK用のSTTC符号化器、復号器で、16QAM、64QAMに対するSTTC符号化・復号が可能であるので、これらの実施形態を応用して適応変調を実現する。
(Eighth embodiment)
In the present embodiment, a case where adaptive modulation for controlling transmission efficiency and error tolerance is applied according to a transmission path condition will be described with reference to FIG.
The adaptive modulation technique observes the transmission path condition by wireless transmission, and when the transmission path condition is good, for example, the efficiency of 64QAM transmission is reduced, and the transmission efficiency is reduced to 16 QAM and 4PSK as the transmission path condition deteriorates. Instead, it is a technique that increases error resilience.
When adaptive modulation is performed in the conventional STTC, the STTC has different encoder and decoder configurations for each of 64QAM, 16QAM, and 4PSK, and it is necessary to provide a corresponding one for each.
As is clear from the fourth and fifth embodiments, the STTC encoder and decoder for 4PSK can perform STTC encoding / decoding for 16QAM and 64QAM. Apply the form to realize adaptive modulation.
無線送信機17では、伝送路状況を把握する必要があるが、それは、双方向伝送が、同一周波数帯域で時分割に行われるTDD(Time Division Duplex)の場合は、送信アンテナが受信する受信信号から伝送路状態を推定する伝送路推定器があれば容易に行われる。また、双方向伝送が、異なる周波数帯域で行われるFDD(Frequency Division Duplex)の場合は、通信相手から、伝送路状況を通知してもらうことにより容易に行われる。図13は、前者の場合を想定している。
In the
本実施形態の無線通信システムは、上述した実施形態と異なる点は、無線送信機17ではスイッチON/OFF制御部180、送信ビット列の出力を切り替えることができるスイッチを有したビット分割器175を有することであり、これに応じて無線受信機27では、合成するビットを変更することが可能なビット合成器298を有する点である。この他の構成は上述した実施形態で説明したものである。
The wireless communication system of this embodiment is different from the above-described embodiment in that the
伝送路推定器144は、ビット分割器175に含まれる、スイッチSW1−1、SW1−2、SW1−3のOn/Off制御と、第2のSTTC符号化器166、第3のSTTC符号化器176の電源のOn/Off制御を行う。なお、SW1−1は、運用時は常にOnである。
例えば、伝送路推定器144が、伝送路状態が雑音などで劣悪と判定した場合は、4PSKの符号化信号を送信するために、SW1−2とSW1−3をOffにして、第2のSTTC符号化器166及び第3のSTTC符号化器176の電源をOffにする。このときは、第1のSTTC符号化器165にのみ、送信ビットが供給され、第1のSTTC符号化器165の出力u1(k)、u2(k)だけが出力され、第1、第2のアンテナから、送信される。このようにして、無線送信機17は4PSKの符号化信号を送信する。
The
For example, when the
また、伝送路推定器144が、伝送路状態が中程度と判定した場合は、第4の実施形態で説明したように16QAMの符号化信号を送信するために、SW1−2をOn、SW1−3をOffにして、第2のSTTC符号化器166の電源をOn、第3のSTTC符号化器176の電源をOffにする。このときは、第1のSTTC符号化器165の出力u1(k)、u2(k)、及び、第2のSTTC符号化器166の出力v1(k)、v2(k)が出力され、第1、第2のアンテナから送信される。このようにして、無線送信機17は16QAMの符号化信号を送信する。
Also, when the
さらに、伝送路推定器144が、伝送路状態が良好であると判定した場合は、第5の実施形態で説明したように64QAMの符号化信号を送信するために、SW1−2、SW1−3をOnにして、第2のSTTC符号化器166、第3のSTTC符号化器176の電源をOnにする。このときは、第1のSTTC符号化器165の出力u1(k)、u2(k)、第2のSTTC符号化器166の出力v1(k)、v2(k)、及び、第3のSTTC符号化器176の出力w1(k)、w2(k)が出力され、第1、第2のアンテナから送信される。このようにして、無線送信機17は、第2の実施形態に相当する64QAMの符号化信号を送信する。
Further, when the
次に、無線受信機27での制御を説明する。
送信ビットに対する符号化信号は、パケットの情報フィールドに収められている。通常、送信信号はパケットの構造を有していることが多くので、パケット構造を有している場合にはこの符号化信号を含めることが可能である。また、パケットには各種の制御信号を収めるヘッダが存在する。このヘッダに、現在の送信信号が4PSK、16QAM、64QAMのいずれであるかの制御情報を含めておく。すると、無線受信機27は、このヘッダを参照して受信した信号がこれらのいずれかであるかを識別することができる。
Next, control by the
The encoded signal for the transmission bit is stored in the information field of the packet. Usually, a transmission signal often has a packet structure, and therefore, if it has a packet structure, this encoded signal can be included. In addition, the packet has a header for storing various control signals. This header includes control information indicating whether the current transmission signal is 4PSK, 16QAM, or 64QAM. Then, the
無線受信機27では、ヘッダを参照して受信信号が4PSK、16QAM、64QAMのいずれであるかを判定する。この判定に基づいて、第4のSTTC符号化器275及び第2のSTTC復号器276のOn/Off、第5のSTTC符号化器278及び第3のSTTC復号器280のON/OFF、ビット合成器298内の各スイッチのON/OFFを制御する。この制御は、無線受信機27内の制御部(図示せず)が行う。なお、SW2−1は運用時は常にOnである。
The
制御部が4PSKと判定した場合は、第4のSTTC符号化器275、第2のSTTC復号器276、第5のSTTC符号化器278、第3のSTTC復号器280をOffにし、SW2−2、SW2−3をOffとする。このときは、第1のSTTC復号器267の出力が再生ビットとなり、4PSKの符号化伝送のデータ再生となる。
If the control unit determines 4PSK, the
また、制御部が16PSKと判定した場合は、第4のSTTC符号化器275、第2のSTTC復号器276はOnにし、第5のSTTC符号化器278、第3のSTTC復号器280はOffにし、SW2−2をOn、SW2−3をOffとする。このときは、第1のSTTC復号器267と第2のSTTC復号器276の出力が再生ビットとなり、第4の実施形態に相当する16QAMの符号化伝送のデータ再生となる。
In addition, when the control unit determines that 16PSK, the
さらに、制御部が64QAMと判定した場合は、第4のSTTC符号化器275、第2のSTTC復号器276、第5のSTTC符号化器278、第3のSTTC復号器280をOnにし、SW2−2、SW2−3をOnにする。このときは、第1のSTTC復号器267と第2のSTTC復号器276と第3のSTTC復号器280の出力が再生ビットとなり、第5の実施形態に相当する64QAMの符号化伝送のデータ再生となる。
Further, if the control unit determines that 64QAM, the
以上示したように、本実施形態によれば、4PSK用のSTTC符号化器、復号器で、4PSK、16QAM、64QAMに対する適応的なSTTC符号化・復号を実現することができる。 As described above, according to the present embodiment, adaptive STTC encoding / decoding for 4PSK, 16QAM, and 64QAM can be realized by a 4PSK STTC encoder and decoder.
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。 Note that the present invention is not limited to the above-described embodiment as it is, and can be embodied by modifying the constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage. In addition, various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of components disclosed in the embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment. Furthermore, constituent elements over different embodiments may be appropriately combined.
10、11、12、13、14、15、16、17・・・無線送信機、20、21、22、23、24、25、26、27・・・無線受信機、30、33・・・伝送路、101、155、160、170、175・・・ビット分割器、102・・・第1の4PSK変調器、103・・・4PSK−STC変調器、104・・・第2の4PSK変調器、105、106、207、208、265、271・・・加算器、107、108・・・送信アンテナ、140・・・第1の16QAM・4PSK変調器、141・・・16QAM・4PSK−STC変調器、142・・・第2の16QAM・4PSK変調器、143・・・受信アンテナ、144、203、266・・・伝送路推定器、145、225・・・制御器、150・・・第1の4PSK・16QAM・64QAM変調器、151・・・第1の4PSK−STC変調器、152・・・第2の4PSK・16QAM・64QAM変調器、156、165・・・第1のSTTC符号化器、157、166・・・第2のSTTC符号化器、161、176、268・・・第3のSTTC符号化器、171・・・4PSK変調器、172・・・第1のSTBC符号化器、173・・・STTC符号化器、180・・・制御部、201・・・第1の受信アンテナ、202・・・第2の受信アンテナ、204・・・4PSK−MLD復調器、205・・・第3の4PSK変調器、206・・・第4の4PSK変調器、209、210・・・減算器、211、260・・・4PSK−STC復調器、212、274、298・・・ビット合成器、250・・・16QAM・4PSK−MLD復調器、251・・・第3の16QAM・4PSK変調器、252・・・第4の16QAM・4PSK変調器、253・・・16QAM・4PSK−STC復調器、256・・・第3の送信アンテナ、261・・・第2の4PSK−STC変調、262・・・4PSK・16QAM・64QAM−STC復調器、267、285・・・第1のSTTC復号器、269・・・乗算器、273、276、287・・・第2のSTTC復号器、275・・・第4のSTTC符号化器、278・・・第5のSTTC符号化器、280・・・第3のSTTC復号器、290・・・STBC復号器、291・・・4PSK復調器、293・・・第2のSTBC符号化器、294・・・STTC復号器
10, 11, 12, 13, 14, 15, 16, 17 ... wireless transmitter, 20, 21, 22, 23, 24, 25, 26, 27 ... wireless receiver, 30, 33 ... Transmission path, 101, 155, 160, 170, 175 ... bit divider, 102 ... first 4PSK modulator, 103 ... 4PSK-STC modulator, 104 ...
Claims (12)
前記無線送信機は、
送信ビット列を複数のビット列に分割する分割手段と、
前記分割された複数のビット列のうちのいくつかのビット列を空間分割多重方式で変調し、その他のビット列を時空間符号化方式で変調し、空間分割多重方式で変調された変調信号の信号点間の距離の大きさと時空間符号化方式で変調された変調信号の信号点間の距離の大きさとを調整して変調する変調手段と、
空間分割多重方式で変調された変調信号と時空間符号化方式で変調された変調信号とを加算して送信する送信手段を具備し、
前記無線受信機は、
前記空間分割多重方式及び前記時空間符号化方式のいずれかの方式に基づいて、受信した信号を復調する第1の復調手段と、
前記受信した信号から伝送路状況を示す指標を推定する推定手段と、
前記復調された信号を前記第1の復調手段で使用した方式で変調し、前記指標に基づいて前記受信した信号から前記復調された信号の方式とは異なる方式に対応する受信信号を抽出する抽出手段と、
前記抽出された受信信号を前記第1の復調手段で採用した方式とは異なる方式で復調する第2の復調手段を具備することを特徴とする無線通信システム。 In a wireless communication system comprising a wireless transmitter for transmitting signals from a plurality of antennas and a wireless receiver for receiving the transmitted signals by a plurality of antennas,
The wireless transmitter is
A dividing means for dividing the transmission bit string into a plurality of bit strings;
Among the plurality of divided bit strings, some bit strings are modulated by a space division multiplexing method, other bit strings are modulated by a space-time coding method, and between signal points of modulated signals modulated by the space division multiplexing method Modulation means for adjusting and modulating the distance magnitude and the distance between signal points of the modulated signal modulated by the space-time coding method;
A transmission means for adding and transmitting the modulated signal modulated by the space division multiplexing scheme and the modulated signal modulated by the space-time coding scheme;
The wireless receiver
First demodulation means for demodulating a received signal based on any one of the space division multiplexing scheme and the space-time coding scheme;
Estimating means for estimating an index indicating a transmission path condition from the received signal;
Extraction that modulates the demodulated signal by the method used by the first demodulating means and extracts a received signal corresponding to a method different from the demodulated signal method from the received signal based on the index Means,
A wireless communication system, comprising: second demodulation means for demodulating the extracted received signal by a method different from the method adopted by the first demodulation means.
前記第1の復調手段の出力から前記送信手段の出力を再生する再生手段と、
前記再生手段の出力から前記送信手段の出力が伝送する伝送路状況を再現する再現手段と、
前記再現手段の出力を前記受信した信号から減算する減算手段を具備することを特徴とする請求項1から請求項3のいずれか1項に記載の無線通信システム。 The extraction means includes
Reproducing means for reproducing the output of the transmitting means from the output of the first demodulating means;
Reproduction means for reproducing the transmission path condition transmitted by the output of the transmission means from the output of the reproduction means;
The wireless communication system according to any one of claims 1 to 3, further comprising subtracting means for subtracting the output of the reproducing means from the received signal.
前記変調手段は、該指標に基づいて、変調方式を変更することを特徴とする請求項1から請求項4のいずれか1項に記載の無線通信システム。 The wireless transmitter further comprises an acquisition means for acquiring an index indicating a transmission path condition,
The wireless communication system according to any one of claims 1 to 4, wherein the modulation unit changes a modulation scheme based on the index.
前記無線送信機は、
送信ビット列を複数のビット列に分割する分割手段と、
前記分割された複数のビット列を時空間符号化で符号化し、これらの時空間符号化方式で変調された変調信号の信号点間の距離が異なるものを含むように変調する変調手段と、
時空間符号化方式で変調された複数の信号を加算して送信する送信手段を具備し、
前記無線受信機は、
前記時空間符号化方式に基づいて、受信した信号を復調する第1の復調手段と、
前記受信した信号から伝送路状況を示す指標を推定する推定手段と、
前記復調された信号を前記第1の復調手段で使用した方式で変調し、前記指標に基づいて前記受信した信号から前記復調された信号とは異なる受信信号を抽出する抽出手段と、
前記抽出された受信信号に対応する方式で復調する第2の復調手段を具備することを特徴とする無線通信システム。 In a wireless communication system including a wireless transmitter that transmits signals from a plurality of antennas and a wireless receiver that receives the transmitted signals,
The wireless transmitter is
A dividing means for dividing the transmission bit string into a plurality of bit strings;
A modulation unit that encodes the plurality of divided bit sequences by space-time coding and modulates the modulation signals so that the distances between the signal points of the modulation signals modulated by these space-time coding methods are different;
Comprising a transmission means for adding and transmitting a plurality of signals modulated by a space-time coding system;
The wireless receiver
First demodulation means for demodulating a received signal based on the space-time coding scheme;
Estimating means for estimating an index indicating a transmission path condition from the received signal;
Extracting means for modulating the demodulated signal in a manner used by the first demodulating means, and extracting a received signal different from the demodulated signal from the received signal based on the index;
2. A radio communication system comprising a second demodulating means for demodulating in a manner corresponding to the extracted received signal.
前記第1の復調手段の出力から前記送信手段の出力を再生する再生手段と、
前記再生手段の出力から前記送信手段の出力が伝送する伝送路状況を再現する再現手段と、
前記再現手段の出力を前記受信した信号から減算する減算手段を具備することを特徴とする請求項8に記載の無線通信システム。 The extraction means includes
Reproducing means for reproducing the output of the transmitting means from the output of the first demodulating means;
Reproduction means for reproducing the transmission path condition transmitted by the output of the transmission means from the output of the reproduction means;
9. The wireless communication system according to claim 8, further comprising subtracting means for subtracting the output of the reproducing means from the received signal.
前記変調手段は、該指標に基づいて、変調方式を変更することを特徴とする請求項8又は請求項9に記載の無線通信システム。 The wireless transmitter further comprises an acquisition means for acquiring an index indicating a transmission path condition,
The wireless communication system according to claim 8 or 9, wherein the modulation means changes a modulation method based on the index.
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