JP2005341730A

JP2005341730A - Overcurrent protective circuit

Info

Publication number: JP2005341730A
Application number: JP2004157984A
Authority: JP
Inventors: Masahiko Matsumoto; 匡彦松本
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2004-05-27
Filing date: 2004-05-27
Publication date: 2005-12-08

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To facilitate a low loss, a low cost and a miniaturization in an overcurrent protective circuit included in an insulation type switching power supply circuit. SOLUTION: A current detecting resistor 11 is provided in series with a power switch element 2 of an insulation type switching power supply circuit S. An overcurrent detector M for performing an overcurrent protecting operation in the switching power supply circuit S by turning on a transistor element 18 for controlling to protect an overcurrent when the overcurrent state of the switching power supply circuit S is detected based on a voltage generated in the current detecting resistor 11 is provided. The overcurrent detector M has a differential transistor circuit having first and second PNP transistors 17, 21. The based of the PNP transistor 17 is connected to one end side of the current detecting resistor 11 through a bias voltage source 13, and the base of the PNP transistor 21 is connected to the other end of the current detecting resistor 11 through a bias voltage source 23. When the overcurrent passes the current detecting resistor 11, the differential transistor circuit outputs an on drive voltage to the transistor element 18. COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

本発明は、絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータや絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ等の絶縁型スイッチング電源回路に組み込まれる過電流保護回路に関するものである。 The present invention relates to an overcurrent protection circuit incorporated in an insulating switching power supply circuit such as an insulating AC-DC converter or an insulating DC-DC converter.

図５には過電流保護回路の一例が絶縁型のスイッチング電源回路に組み込まれた状態で示されている（特許文献１参照）。図５において、符号１は、スイッチング電源回路Ｓの入力側に接続される直流入力電源を示し、符号２は、スイッチング電源回路Ｓの出力を制御するための電力スイッチ素子（例えばＭＯＳＦＥＴ）を示している。符号３は、電力スイッチ素子２のスイッチング動作をＰＷＭ方式でもって制御する制御回路（ＰＷＭ制御ＩＣ）を示す。制御回路３の端子３Ａはデューティ制御用端子であり、端子３Ｂはグランド端子であり、端子３Ｃは電力スイッチ素子２のスイッチング動作を制御するためのパルス信号を出力する電力スイッチ素子制御用端子である。端子３Ｄは基準電圧出力端子である。 FIG. 5 shows an example of an overcurrent protection circuit in a state where it is incorporated in an insulating switching power supply circuit (see Patent Document 1). In FIG. 5, reference numeral 1 indicates a DC input power supply connected to the input side of the switching power supply circuit S, and reference numeral 2 indicates a power switch element (for example, a MOSFET) for controlling the output of the switching power supply circuit S. Yes. Reference numeral 3 denotes a control circuit (PWM control IC) that controls the switching operation of the power switch element 2 by the PWM method. The terminal 3A of the control circuit 3 is a duty control terminal, the terminal 3B is a ground terminal, and the terminal 3C is a power switch element control terminal that outputs a pulse signal for controlling the switching operation of the power switch element 2. . Terminal 3D is a reference voltage output terminal.

符号４はトランスを示し、符号４Ａはトランス４の一次コイルを示し、符号４Ｂは二次コイルを示している。符号５，６は、それぞれ、同期整流器（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）を示し、符号７は、それら同期整流器５，６の駆動制御を行う同期整流器駆動回路を示している。符号８はチョークコイルを示し、符号９はスイッチング電源回路出力用の平滑コンデンサを示している。符号１０はスイッチング電源回路Ｓの出力側に接続される負荷を示している。 Reference numeral 4 denotes a transformer, reference numeral 4A denotes a primary coil of the transformer 4, and reference numeral 4B denotes a secondary coil. Reference numerals 5 and 6 denote synchronous rectifiers (N-channel MOSFETs), respectively, and reference numeral 7 denotes a synchronous rectifier drive circuit that performs drive control of the synchronous rectifiers 5 and 6. Reference numeral 8 denotes a choke coil, and reference numeral 9 denotes a smoothing capacitor for switching power supply circuit output. Reference numeral 10 indicates a load connected to the output side of the switching power supply circuit S.

符号１１は、過電流保護回路Ｋを構成する電流検出抵抗体を示している。電流検出抵抗体１１は電力スイッチ素子２に直列に接続されている。符号１２は、電流検出抵抗体１１に並列接続されてスパイク電流を除去するためのコンデンサを示している。符号１８は、過電流保護制御用のトランジスタ素子である出力トランジスタ（ＮＰＮトランジスタ）を示し、符号１９は、出力トランジスタ１８のコレクタ−エミッタ間に並列接続されるコンデンサを示している。符号２６はショットキーバリアダイオードを示し、符号２７は抵抗体を示している。 Reference numeral 11 denotes a current detection resistor constituting the overcurrent protection circuit K. The current detection resistor 11 is connected to the power switch element 2 in series. Reference numeral 12 denotes a capacitor connected in parallel to the current detection resistor 11 for removing spike current. Reference numeral 18 denotes an output transistor (NPN transistor) that is a transistor element for overcurrent protection control, and reference numeral 19 denotes a capacitor connected in parallel between the collector and emitter of the output transistor 18. Reference numeral 26 denotes a Schottky barrier diode, and reference numeral 27 denotes a resistor.

図５に示されるスイッチング電源回路Ｓは、絶縁型の共振リセット一石フォワードタイプのＤＣ−ＤＣコンバータである。このスイッチング電源回路Ｓにおいて、トランス４の一次コイル４Ａと、電力スイッチ素子２と、電流検出抵抗体１１とは直列に接続されており、電力スイッチ素子２のドレイン−ソース間に通電する電流と同じ電流が電流検出抵抗体１１に通電する。一次コイル４Ａと電力スイッチ素子２と電流検出抵抗体１１の直列回路に直流入力電源１が並列接続される。 The switching power supply circuit S shown in FIG. 5 is an isolated resonance reset monolith forward type DC-DC converter. In this switching power supply circuit S, the primary coil 4A of the transformer 4, the power switch element 2, and the current detection resistor 11 are connected in series, and are the same as the current that flows between the drain and source of the power switch element 2. A current passes through the current detection resistor 11. A DC input power source 1 is connected in parallel to a series circuit of the primary coil 4 A, the power switch element 2, and the current detection resistor 11.

電力スイッチ素子２のオン・オフのスイッチング動作によって、直流入力電源１から一次コイル４Ａへの電力供給が制御されて直流電力が交流電力に変換される。この交流電力は一次コイル４Ａから二次コイル４Ｂに伝達されて出力される。二次コイル４Ｂから出力された交流電力は、同期整流器５，６により整流され、また、チョークコイル８と平滑コンデンサ９により平滑されて直流電力が作り出され、この直流電力が負荷１０に出力される。 By the on / off switching operation of the power switch element 2, the power supply from the DC input power source 1 to the primary coil 4A is controlled, and the DC power is converted into AC power. This AC power is transmitted from the primary coil 4A to the secondary coil 4B and output. The AC power output from the secondary coil 4B is rectified by the synchronous rectifiers 5 and 6, and is smoothed by the choke coil 8 and the smoothing capacitor 9 to produce DC power. This DC power is output to the load 10. .

制御回路３は、電力スイッチ素子制御用端子３Ｃから電力スイッチ素子２のゲートに向けてスイッチング制御用のパルス信号を出力して電力スイッチ素子２のスイッチング動作を制御してスイッチング電源回路Ｓの出力を制御するものである。例えば、スイッチング電源回路Ｓには、負荷１０に出力される出力電圧を直接的又は間接的に検出する出力電圧検出部（図示せず）が設けられている。制御回路３は、スイッチング電源回路Ｓの出力電圧が予め定められた設定値に安定化するように、出力電圧検出部から出力された出力電圧の検出電圧に基づいて、電力スイッチ素子２へのスイッチング制御用のパルス信号のオンパルス幅をＰＷＭ方式でもって制御する。このとき、制御回路３は、デューティ制御用端子３Ａに加えられる電圧に基づいて定まるオンパルス幅の上限値（デューティの限界値）を越えない範囲内で、スイッチング制御用のパルス信号のオンパルス幅の制御を行う。このような制御回路３の制御動作によって、スイッチング電源回路Ｓから負荷１０に出力される出力電圧の安定化が図られる。 The control circuit 3 outputs a pulse signal for switching control from the power switch element control terminal 3C to the gate of the power switch element 2 to control the switching operation of the power switch element 2 and output the switching power supply circuit S. It is something to control. For example, the switching power supply circuit S is provided with an output voltage detector (not shown) that directly or indirectly detects the output voltage output to the load 10. The control circuit 3 performs switching to the power switch element 2 based on the detected voltage of the output voltage output from the output voltage detection unit so that the output voltage of the switching power supply circuit S is stabilized at a predetermined set value. The on-pulse width of the control pulse signal is controlled by the PWM method. At this time, the control circuit 3 controls the on-pulse width of the pulse signal for switching control within a range not exceeding the upper limit value (duty limit value) of the on-pulse width determined based on the voltage applied to the duty control terminal 3A. I do. By such a control operation of the control circuit 3, the output voltage output from the switching power supply circuit S to the load 10 is stabilized.

過電流保護回路Ｋは、スイッチング電源回路Ｓが過電流状態になったときに、次に示すように動作して、スイッチング電源回路Ｓに過電流保護動作を行わせるものである。すなわち、過電流保護回路Ｋにおいて、ショットキーバリアダイオード２６には、制御回路３の基準電圧出力端子３Ｄから出力された電流が抵抗体２７を介して通電して、当該ショットキーバリアダイオード２６の両端には順方向降下電圧Ｖf₂₆が発生する。出力トランジスタ１８のベース−エミッタ間には、ショットキーバリアダイオード２６の順方向降下電圧Ｖf₂₆と、電流検出抵抗体１１に発生する電圧Ｖ11との重畳電圧Ｖ18be（Ｖ18be＝Ｖf₂₆＋Ｖ11）が加わる。スイッチング電源回路Ｓが過電流状態でないときには、出力トランジスタ１８のベース−エミッタ間に印加する電圧Ｖ18beは、出力トランジスタ１８のベース−エミッタ間飽和電圧（スレッショルド電圧）Ｖs₁₈よりも小さくなるように構成されている。このため、スイッチング電源回路Ｓが過電流状態ではないときには、出力トランジスタ１８はスイッチオフ状態となる。 The overcurrent protection circuit K operates as follows when the switching power supply circuit S enters an overcurrent state, and causes the switching power supply circuit S to perform an overcurrent protection operation. That is, in the overcurrent protection circuit K, the current output from the reference voltage output terminal 3D of the control circuit 3 is supplied to the Schottky barrier diode 26 through the resistor 27, and both ends of the Schottky barrier diode 26 are connected. , A forward drop voltage Vf ₂₆ is generated. The base of the output transistor 18 - between emitter shot the forward voltage drop Vf ₂₆ key barrier diode 26, the superimposed voltage to the voltage V11 generated in the current detecting resistor _{11 V18be (V18be = Vf 26 +} V11) is applied. When the switching power supply circuit S is not in the overcurrent state, the base of the output transistor 18 - Voltage V18be applied between the emitter, the base of the output transistor 18 - is configured to be smaller than the emitter saturation voltage (threshold voltage) Vs ₁₈ ing. For this reason, when the switching power supply circuit S is not in an overcurrent state, the output transistor 18 is switched off.

これに対して、スイッチング電源回路Ｓが過電流状態になると、電流検出抵抗体１１に発生する電圧Ｖ11のピーク電圧が上昇し、これにより、出力トランジスタ１８のベース−エミッタ間に印加する電圧Ｖ18beがベース−エミッタ間飽和電圧Ｖs₁₈よりも大きくなって、出力トランジスタ１８がターンオンする。出力トランジスタ１８がターンオンすると、制御回路３のデューティー制御用端子３Ａに加えられる電圧が大幅に低下する。このデューティー制御用端子３Ａの電圧低下によって、制御回路３は、スイッチング電源回路Ｓの出力電圧に関係なく、電力スイッチ素子２へのスイッチング制御用のパルス信号のオンパルス幅（デューティ）を大幅に狭くする。これにより、電力スイッチ素子２のスイッチオン期間が非常に短くなってスイッチング電源回路Ｓの出力低下制御が行われて、スイッチング電源回路Ｓに通電する電流を抑える過電流保護動作が行われる。このような過電流保護回路Ｋの回路動作によってスイッチング電源回路Ｓの過電流保護が行われる。 On the other hand, when the switching power supply circuit S enters an overcurrent state, the peak voltage of the voltage V11 generated in the current detection resistor 11 rises, whereby the voltage V18be applied between the base and emitter of the output transistor 18 is When the output voltage is higher than the base-emitter saturation voltage Vs ₁₈ , the output transistor 18 is turned on. When the output transistor 18 is turned on, the voltage applied to the duty control terminal 3A of the control circuit 3 is greatly reduced. Due to the voltage drop at the duty control terminal 3A, the control circuit 3 significantly narrows the on-pulse width (duty) of the pulse signal for switching control to the power switch element 2 regardless of the output voltage of the switching power supply circuit S. . As a result, the switch-on period of the power switch element 2 becomes very short, the output reduction control of the switching power supply circuit S is performed, and the overcurrent protection operation for suppressing the current flowing through the switching power supply circuit S is performed. The overcurrent protection of the switching power supply circuit S is performed by the circuit operation of the overcurrent protection circuit K.

ところで、常温でバイポーラトランジスタをターンオンさせるためには、バイポーラトランジスタのベース−エミッタ間に約０．６Ｖの電圧を加える必要がある。この例では、ショットキーバリアダイオード２６の順方向電圧Ｖf₂₆をバイアス電圧として電流検出抵抗体１１の電圧Ｖ11に加えて（換言すれば、電流検出抵抗体１１の電圧Ｖ11をショットキーバリアダイオード２６の順方向電圧Ｖf₂₆でもって嵩上げして）、出力トランジスタ１８のベース−エミッタ間に印加する構成であり、１００μＡ程度の小電流領域におけるショットキーバリアダイオードの順方向降下電圧は約０．２Ｖである。このため、電流検出抵抗体１１に発生するピーク電圧が約０．４Ｖになると、出力トランジスタ１８をターンオンさせることができる。つまり、電流検出抵抗体１１の電圧Ｖ11にバイアス電圧を印加しない場合に比べて、過電流状態時に電流検出抵抗体１１に生じさせる電圧を小さくできるので、電流検出抵抗体１１の抵抗値を小さく設定できる。これにより、電流検出抵抗体１１での導通損失を抑制することができる。 Incidentally, in order to turn on the bipolar transistor at room temperature, it is necessary to apply a voltage of about 0.6 V between the base and emitter of the bipolar transistor. In this example, the Schottky barrier diode 26 in other words, in addition to voltage V11 of the current detecting resistor 11 (the forward voltage Vf ₂₆ as a bias voltage, the current detecting resistor 11 a voltage V11 of the Schottky barrier diode 26 of The voltage is raised by the forward voltage Vf ₂₆ ) and applied between the base and the emitter of the output transistor 18, and the forward drop voltage of the Schottky barrier diode in a small current region of about 100 μA is about 0.2V. . For this reason, when the peak voltage generated in the current detection resistor 11 becomes about 0.4 V, the output transistor 18 can be turned on. That is, compared to the case where no bias voltage is applied to the voltage V11 of the current detection resistor 11, the voltage generated in the current detection resistor 11 in the overcurrent state can be reduced, so that the resistance value of the current detection resistor 11 is set to be small. it can. Thereby, the conduction loss in the current detection resistor 11 can be suppressed.

また、出力トランジスタ１８のベース−エミッタ間飽和電圧Ｖs₁₈は、周囲温度が高くなるに従って低くなる方向に変動する。このため、次に示すような問題発生の虞がある。その問題とは、例えば、周囲温度が常温のときには、電流検出抵抗体１１に通電する電流が例えばαアンペアに上昇したときに出力トランジスタ１８がターンオンして過電流保護動作が開始されるのに、高温になると、出力トランジスタ１８のベース−エミッタ間飽和電圧Ｖs₁₈の低下に起因して、電流検出抵抗体１１の通電電流がαアンペアよりも低いβアンペアに上昇したときに出力トランジスタ１８がターンオンして過電流保護動作が開始され、また、低温では、電流検出抵抗体１１の通電電流がαアンペアよりも高いγアンペアまで上昇しなければ出力トランジスタ１８がターンオンせず過電流保護動作の開始が遅れるというものである。 Further, the base-emitter saturation voltage Vs ₁₈ of the output transistor 18 varies in the direction of decreasing as the ambient temperature increases. For this reason, there is a possibility that the following problems may occur. For example, when the ambient temperature is normal temperature, the output transistor 18 is turned on when the current flowing through the current detection resistor 11 rises to, for example, α ampere, and the overcurrent protection operation is started. When the temperature becomes high, the output transistor 18 is turned on when the conduction current of the current detection resistor 11 rises to β ampere lower than α ampere due to the decrease of the base-emitter saturation voltage Vs ₁₈ of the output transistor 18. The overcurrent protection operation is started, and at low temperatures, the output transistor 18 is not turned on and the start of the overcurrent protection operation is delayed unless the conduction current of the current detection resistor 11 rises to γampere higher than αampere. That's it.

この図５の構成では、出力トランジスタ１８のベースには、電流検出抵抗体１１の電圧Ｖ11にショットキーバリアダイオード２６の順方向電圧Ｖf₂₆がバイアス電圧として重畳されて印加される構成であり、また、そのショットキーバリアダイオード２６の順方向電圧Ｖf₂₆は周囲温度が高くなるに従って低くなる方向に変動するので、上記のような、出力トランジスタ１８がターンオンして過電流保護動作が開始されるときの電流検出抵抗体１１の通電電流値（以下、過電流動作開始用しきい値電流値Ｉsと記す）が、出力トランジスタ１８のベース−エミッタ間飽和電圧Ｖs₁₈の温度変動に起因して変動するという温度ドリフトを緩和することができる。 In the configuration of FIG. 5, the forward voltage Vf ₂₆ of the Schottky barrier diode 26 is superimposed on the voltage V11 of the current detection resistor 11 and applied as a bias voltage to the base of the output transistor 18; since the forward voltage Vf ₂₆ of the Schottky barrier diode 26 is varied in a direction in which lower as the ambient temperature rises, when the above-mentioned, the output transistor 18 is the overcurrent protection operation is started by turning on An energization current value of the current detection resistor 11 (hereinafter referred to as an overcurrent operation start threshold current value Is) varies due to a temperature variation of the base-emitter saturation voltage Vs ₁₈ of the output transistor 18. Temperature drift can be mitigated.

さらに、この過電流保護回路Ｋにおいては、パルスバイパルス動作であるので、過渡的な過電流に対する応答性も良く、急激な負荷短絡や入力チャタリングに対してもスイッチング電源回路Ｓおよび負荷１０の部品を過電流から保護することができる。 Further, since this overcurrent protection circuit K is a pulse-by-pulse operation, it has good responsiveness to transient overcurrent, and parts of the switching power supply circuit S and the load 10 against a sudden load short-circuit or input chattering. Can be protected from overcurrent.

特許第３１９８９９５号公報Japanese Patent No. 3198995

図５に示す過電流保護回路Ｋの構成では、スイッチング電源回路Ｓが過電流状態になったときに、電流検出抵抗体１１のピーク電圧が約０．４Ｖになるように、電流検出抵抗体１１の抵抗値を設定する必要がある。スイッチング電源回路Ｓが定常状態であるときに電流検出抵抗体１１で発生する導通損失はスイッチング電源回路Ｓの出力電力の大きさに比例するため、出力電力の小さいスイッチング電源回路Ｓでは電流検出抵抗体１１での導通損失が小さくても、出力電力の大きいスイッチング電源回路Ｓでは電流検出抵抗体１１での導通損失は無視できない程に大きな損失となる。 In the configuration of the overcurrent protection circuit K shown in FIG. 5, when the switching power supply circuit S enters an overcurrent state, the current detection resistor 11 is set so that the peak voltage of the current detection resistor 11 is about 0.4V. It is necessary to set the resistance value. Since the conduction loss generated in the current detection resistor 11 when the switching power supply circuit S is in a steady state is proportional to the magnitude of the output power of the switching power supply circuit S, the current detection resistor is used in the switching power supply circuit S with low output power. Even if the conduction loss at 11 is small, in the switching power supply circuit S with a large output power, the conduction loss at the current detection resistor 11 is so large that it cannot be ignored.

電流検出抵抗体１１に代えて、過電流を検出するためにカレントトランスを利用することが考えられるが、カレントトランスは、高価な部品であるし、大型な（占有体積の大きな）部品である。このため、スイッチング電源回路Ｓの低コスト化や小型化を妨げるという問題が生じる。 Although it is conceivable to use a current transformer in place of the current detection resistor 11 to detect an overcurrent, the current transformer is an expensive component or a large (occupied volume) component. For this reason, there arises a problem that the switching power supply circuit S is prevented from being reduced in cost and size.

また、ショットキーバリアダイオード２６の順方向電圧Ｖf₂₆の温度変化幅は、出力トランジスタ１８のベース−エミッタ間飽和電圧Ｖs₁₈の温度変化幅よりも小さいので、前記した過電流動作開始用しきい値電流値Ｉsの温度ドリフトの問題を補償しきれない。このため、過電流動作開始用しきい値電流値Ｉsの高精度な安定化の要求には満足に応えることが難しいという問題がある。 Further, since the temperature change width of the forward voltage Vf ₂₆ of the Schottky barrier diode 26 is smaller than the temperature change width of the base-emitter saturation voltage Vs ₁₈ of the output transistor 18, the overcurrent operation start threshold value described above. The problem of temperature drift of the current value Is cannot be fully compensated. For this reason, there is a problem that it is difficult to satisfactorily meet the demand for highly accurate stabilization of the overcurrent operation start threshold current value Is.

本発明は上記課題を解決するために成されたものであり、その目的は、低損失であり、低コスト化および小型化が容易な過電流保護回路を提供することにある。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide an overcurrent protection circuit that has low loss and can be easily reduced in cost and size.

上記目的を達成するために、この発明は次に示す構成をもって前記課題を解決するための手段としている。すなわち、この発明は、出力制御用の電力スイッチ素子と、この電力スイッチ素子のスイッチング動作を制御して出力制御を行う制御回路とを備えた絶縁型のスイッチング電源回路に組み込まれる過電流保護回路において、スイッチング電源回路の出力制御用の電力スイッチ素子に直列に接続される電流検出抵抗体と、この電流検出抵抗体に発生する電圧に基づきスイッチング電源回路の過電流状態を検出したときに過電流検知信号を出力する過電流検出部と、過電流検知信号を受けてスイッチング電源回路に過電流保護動作を行わせるべくスイッチオン動作しスイッチング電源回路の制御回路に出力低下の制御を行わせる過電流保護制御用のトランジスタ素子とを有している構成であって、過電流検出部は、エミッタ同士が接続されている第１と第２の２つのＰＮＰトランジスタを備えた差動トランジスタ回路と、第１のＰＮＰトランジスタのベースにバイアス電圧を印加するための第１のバイアス電圧源と、第２のＰＮＰトランジスタのベースにバイアス電圧を印加するための第２のバイアス電圧源とを備え、第１のＰＮＰトランジスタのベースが第１のバイアス電圧源を介して電流検出抵抗体の一端側に接続され、第２のＰＮＰトランジスタのベースが第２のバイアス電圧源を介して電流検出抵抗体の他端側に接続されており、差動トランジスタ回路は、電流検出抵抗体に発生する電圧に基づいてスイッチング電源回路の過電流状態を検知したときに、過電流保護制御用のトランジスタ素子をスイッチオンさせるためのオン駆動電圧を過電流検知信号として過電流保護制御用のトランジスタ素子の制御端子に加える構成と成しており、この差動トランジスタ回路には、過電流保護制御用のトランジスタ素子の飽和電圧の温度変動に応じて、過電流保護制御用のトランジスタ素子へのオン駆動電圧を制御するための温度補正部が設けられていることを特徴としている。 In order to achieve the above object, the present invention has the following configuration as means for solving the above problems. That is, the present invention relates to an overcurrent protection circuit incorporated in an insulating switching power supply circuit including a power switching element for output control and a control circuit for controlling output by controlling a switching operation of the power switching element. A current detection resistor connected in series to the power switch element for output control of the switching power supply circuit, and an overcurrent detection when an overcurrent state of the switching power supply circuit is detected based on a voltage generated in the current detection resistor An overcurrent detection unit that outputs a signal, and an overcurrent protection that receives an overcurrent detection signal and switches on the power supply circuit to perform an overcurrent protection operation and controls the switching power supply circuit to control output reduction. And an overcurrent detection unit in which emitters are connected to each other. A differential transistor circuit having first and second PNP transistors, a first bias voltage source for applying a bias voltage to the base of the first PNP transistor, and a bias to the base of the second PNP transistor A second bias voltage source for applying a voltage, the base of the first PNP transistor is connected to one end side of the current detection resistor via the first bias voltage source, and the second PNP transistor The base is connected to the other end side of the current detection resistor via the second bias voltage source, and the differential transistor circuit determines the overcurrent state of the switching power supply circuit based on the voltage generated in the current detection resistor. For overcurrent protection control, the overdrive detection signal is used to switch on the transistor element for overcurrent protection control when it is detected. The differential transistor circuit is configured to be added to the control terminal of the transistor element, and the differential transistor circuit is connected to the transistor element for overcurrent protection control according to the temperature variation of the saturation voltage of the transistor element for overcurrent protection control. A temperature correction unit for controlling the on-drive voltage is provided.

この発明では、過電流保護回路の過電流保護制御用のトランジスタ素子をターンオン（スイッチオン動作）させることにより、スイッチング電源回路に過電流保護動作を行わせる構成と成しており、過電流保護制御用のトランジスタ素子のスイッチオン制御を行う過電流検出部は差動トランジスタ回路を有する構成とした。その差動トランジスタ回路は、第１と第２の２つのＰＮＰトランジスタを有して構成されている。 According to the present invention, the transistor element for overcurrent protection control of the overcurrent protection circuit is turned on (switch-on operation) so that the switching power supply circuit performs the overcurrent protection operation. The overcurrent detection unit that performs switch-on control of the transistor element for use has a differential transistor circuit. The differential transistor circuit is configured to include first and second PNP transistors.

例えば、第１のＰＮＰトランジスタのベースを直接的に電流検出抵抗体の一端側に、また、第２のＰＮＰトランジスタのベースを直接的に電流検出抵抗体の他端側に、それぞれ、接続する構成とすると、過電流保護制御用のトランジスタ素子をスイッチオンさせるために必要な電圧と同程度の電圧（例えば約０．６Ｖの電圧）を電流検出抵抗体に発生させなければ、差動トランジスタ回路は、過電流保護制御用のトランジスタ素子をターンオンさせることができない。これに対して、この発明では、第１のＰＮＰトランジスタのベースは第１のバイアス電圧源を介して電流検出抵抗体の一端側に、また、第２のＰＮＰトランジスタのベースは第２のバイアス電圧源を介して電流検出抵抗体の他端側に、それぞれ、接続される構成とした。このため、電流検出抵抗体に生じる電圧がバイアス電圧によって嵩上げされて第１又は第２のＰＮＰトランジスタのベースに加えられるので、電流検出抵抗体に生じる電圧が小さくとも、差動トランジスタ回路は、過電流保護制御用のトランジスタ素子をターンオンさせることができるオン駆動電圧を出力することができる。例えば、スイッチング電源回路が過電流状態であるときに、電流検出抵抗体に生じる電圧のピーク電圧が約０．１Ｖ程度というように小さくとも、差動トランジスタ回路から過電流保護検知信号（過電流保護制御用のトランジスタ素子をスイッチオンさせるためのオン駆動電圧）を出力できて過電流保護制御用のトランジスタ素子をスイッチオン動作させることができる。 For example, a configuration in which the base of the first PNP transistor is directly connected to one end side of the current detection resistor, and the base of the second PNP transistor is directly connected to the other end side of the current detection resistor, respectively. If the current detection resistor does not generate a voltage equivalent to the voltage necessary for switching on the transistor element for overcurrent protection control (for example, a voltage of about 0.6 V), the differential transistor circuit is The transistor element for overcurrent protection control cannot be turned on. In contrast, in the present invention, the base of the first PNP transistor is connected to one end side of the current detection resistor via the first bias voltage source, and the base of the second PNP transistor is the second bias voltage. It was set as the structure connected to the other end side of a current detection resistor through a source, respectively. For this reason, the voltage generated in the current detection resistor is raised by the bias voltage and applied to the base of the first or second PNP transistor, so that even if the voltage generated in the current detection resistor is small, the differential transistor circuit is An on-drive voltage that can turn on the transistor element for current protection control can be output. For example, when the switching power supply circuit is in an overcurrent state, an overcurrent protection detection signal (overcurrent protection) is output from the differential transistor circuit even if the peak voltage of the voltage generated in the current detection resistor is as small as about 0.1V. The on-driving voltage for switching on the control transistor element) can be output, and the overcurrent protection control transistor element can be switched on.

このため、電流検出抵抗体の抵抗値を小さく抑制することができる。例えば、電流検出抵抗体の抵抗値を従来の電流検出抵抗体の抵抗値の数分の一程度に小さく設定することにより、その電流検出抵抗体での導通損失を従来の数分の一程度に小さく抑制することができる。 For this reason, the resistance value of the current detection resistor can be reduced. For example, by setting the resistance value of the current detection resistor as small as a fraction of the resistance value of the conventional current detection resistor, the conduction loss in the current detection resistor is reduced to a fraction of the conventional value. It can be suppressed small.

また、この発明では、温度補正部を設け、この温度補正部により、過電流保護制御用のトランジスタ素子の飽和電圧の温度変動に応じて、差動トランジスタ回路から過電流保護制御用のトランジスタ素子に加えるオン駆動電圧の出力を制御する構成を備えているので、過電流動作開始用しきい値電流値Ｉsの温度ドリフトを小さく抑制することができる。 In the present invention, a temperature correction unit is provided, and the temperature correction unit changes the differential transistor circuit from the differential transistor circuit to the overcurrent protection control transistor element according to the temperature variation of the saturation voltage of the overcurrent protection control transistor element. Since the configuration for controlling the output of the applied on-drive voltage is provided, the temperature drift of the overcurrent operation start threshold current value Is can be suppressed to be small.

さらに、この発明では、電流検出抵抗体は電力スイッチ素子に直列に接続され、電流検出抵抗体の通電電流は電力スイッチ素子に通電している電流と同じパルス状の電流であることから、パルスバイパルス動作が行われる。つまり、電力スイッチ素子のスイッチング動作の１周期毎に、電流検出抵抗体の通電電流を利用して過電流状態の有無が判断される構成であることから、例えば過渡的な過電流に対しても応答性良く動作してスイッチング電源回路に過電流保護動作を行わせることができる。これにより、例えば急激な負荷短絡や入力チャタリング等による過電流に対しても、スイッチング電源回路や負荷の部品を保護することができる。 Furthermore, in the present invention, the current detection resistor is connected in series to the power switch element, and the current flowing through the current detection resistor is the same pulse current as the current flowing through the power switch element. A pulse operation is performed. In other words, since there is a configuration in which the presence / absence of an overcurrent state is determined using the energization current of the current detection resistor every cycle of the switching operation of the power switch element, for example, even for a transient overcurrent The switching power supply circuit can be operated with good responsiveness to perform an overcurrent protection operation. As a result, the switching power supply circuit and load components can be protected against overcurrent caused by, for example, a sudden load short circuit or input chattering.

さらに、この発明の過電流保護回路は、カレントトランスのような高価で大型な部品を使用せずに、安価で小型なバイポーラトランジスタやダイオードや抵抗体やコンデンサだけで構築することができる。また、過電流保護回路の回路構成の簡略化もできて、部品点数を少なく抑えることができる。これらのことから、小型で、安価な過電流保護回路および絶縁型のスイッチング電源回路を提供することが容易となる。 Furthermore, the overcurrent protection circuit of the present invention can be constructed with only inexpensive and small bipolar transistors, diodes, resistors, and capacitors without using expensive and large components such as current transformers. In addition, the circuit configuration of the overcurrent protection circuit can be simplified, and the number of parts can be reduced. Therefore, it is easy to provide a small and inexpensive overcurrent protection circuit and an insulating switching power supply circuit.

さらに、温度補正部が温度補正用の抵抗体を有して構成される構成とすることによって、抵抗体を１つ設けるだけで、過電流動作開始用しきい値電流値Ｉsの温度ドリフトの抑制を行うことができるので、回路構成の煩雑化を防止しながら、周囲温度変動に悪影響を受け難い過電流保護回路を提供することができる。 Further, by configuring the temperature correction unit to have a temperature correction resistor, the temperature drift of the overcurrent operation start threshold current value Is can be suppressed by providing only one resistor. Therefore, it is possible to provide an overcurrent protection circuit that is less susceptible to adverse effects of ambient temperature fluctuations while preventing the circuit configuration from becoming complicated.

さらに、第１のバイアス電圧源と、第２のバイアス電圧源とのうちの一方側にスピードアップコンデンサを並列接続することによって、過電流に対する応答性をより早くすることができる。 Furthermore, by connecting a speed-up capacitor in parallel on one side of the first bias voltage source and the second bias voltage source, the response to overcurrent can be made faster.

さらに、第１のバイアス電圧源と第２のバイアス電圧源とのうちの一方又は両方が、絶縁型のスイッチング電源回路に設けられている基準電圧源を分圧抵抗体により分圧し当該分圧電圧をバイアス電圧として出力する構成であったり、また、第１のバイアス電圧源と第２のバイアス電圧源とのうちの一方又は両方が、ダイオードに生じる順方向降下電圧をバイアス電圧として出力する構成とすることによって、高精度に安定化したバイアス電圧をＰＮＰトランジスタのベースに印加することができて、過電流保護回路の回路動作の信頼性を高めることができる。 Further, one or both of the first bias voltage source and the second bias voltage source divides the reference voltage source provided in the insulation type switching power supply circuit by the voltage dividing resistor and the divided voltage. And a configuration in which one or both of the first bias voltage source and the second bias voltage source output a forward drop voltage generated in the diode as a bias voltage. By doing so, the bias voltage stabilized with high accuracy can be applied to the base of the PNP transistor, and the reliability of the circuit operation of the overcurrent protection circuit can be improved.

同一パッケージ内に複数のトランジスタが封入されている構成を持つ複合トランジスタの一つのトランジスタが第１のＰＮＰトランジスタを構成し、別の一つのトランジスタが第２のＰＮＰトランジスタを形成する構成とすることによって、第１と第２の２つのＰＮＰトランジスタは、ベース−エミッタ間飽和電圧の温度変動がほぼ等しくなる。このため、それら第１と第２の２つのＰＮＰトランジスタにより構成される差動トランジスタ回路は、周囲温度の変化の悪影響を殆ど受けることなく回路動作を行うことが可能となり、過電流保護回路に対する回路動作の信頼性をより一層向上させることができる。 By adopting a configuration in which one transistor of a composite transistor having a configuration in which a plurality of transistors are enclosed in the same package constitutes a first PNP transistor, and another transistor forms a second PNP transistor. The first and second PNP transistors have substantially the same temperature fluctuation of the base-emitter saturation voltage. For this reason, the differential transistor circuit constituted by the first and second PNP transistors can perform circuit operation with almost no adverse effect of changes in the ambient temperature, and is a circuit for an overcurrent protection circuit. The reliability of operation can be further improved.

以下に、この発明に係る実施形態例を図面に基づいて説明する。なお、以下に説明する各実施形態例の説明において、図５に示す回路構成と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。 Embodiments according to the present invention will be described below with reference to the drawings. In the description of each embodiment described below, the same components as those in the circuit configuration shown in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals, and redundant description of common portions is omitted.

図１には第１実施形態例の過電流保護回路Ｋがスイッチング電源回路Ｓに組み込まれた状態で示されている。この第１実施形態例の過電流保護回路Ｋは、電流検出抵抗体１１と、コンデンサ１２と、過電流保護制御用のトランジスタ素子である出力トランジスタ１８と、コンデンサ１９と、過電流検出部Ｍとを有して構成されている。 FIG. 1 shows the overcurrent protection circuit K of the first embodiment incorporated in a switching power supply circuit S. The overcurrent protection circuit K of the first embodiment includes a current detection resistor 11, a capacitor 12, an output transistor 18 that is a transistor element for overcurrent protection control, a capacitor 19, and an overcurrent detection unit M. It is comprised.

この過電流保護回路Ｋでは、電流検出抵抗体１１に生じる電圧に基づいて過電流検出部Ｍがスイッチング電源回路Ｓの過電流状態を検知したときには、過電流検出部Ｍから出力トランジスタ１８のベースに向けて、出力トランジスタ１８をスイッチオン動作させるためのオン駆動電圧が過電流検知信号として出力される。この出力トランジスタ１８のスイッチオン動作（ターンオン）によって、制御回路３のデューティ制御用端子３Ａに加えられる電圧が低下し、これにより、制御回路３の電力スイッチ素子制御用端子３Ｃから電力スイッチ素子２へのスイッチング制御用のパルス信号のオンパルス幅（デューティ）が狭くなってスイッチング電源回路Ｓの出力低下の制御が行われる。このため、スイッチング電源回路Ｓ内の通電電流が下げられて過電流が抑制される。 In the overcurrent protection circuit K, when the overcurrent detection unit M detects the overcurrent state of the switching power supply circuit S based on the voltage generated in the current detection resistor 11, the overcurrent detection unit M supplies the base of the output transistor 18 to the overcurrent detection circuit M. On the other hand, an ON drive voltage for switching on the output transistor 18 is output as an overcurrent detection signal. As a result of the switch-on operation (turn-on) of the output transistor 18, the voltage applied to the duty control terminal 3 A of the control circuit 3 is reduced. The on-pulse width (duty) of the switching control pulse signal becomes narrow, and the output reduction of the switching power supply circuit S is controlled. For this reason, the energization current in the switching power supply circuit S is lowered and the overcurrent is suppressed.

この第１実施形態例では、過電流検出部Ｍは、第１のＰＮＰトランジスタ１７と、第２のＰＮＰトランジスタ２１と、抵抗体１３，１５，１６，２０，２２，２３，２４と、スピードアップコンデンサ１４とを有して構成されている。この過電流検出部Ｍにおいて、第１と第２の２つのＰＮＰトランジスタ１７，２１のエミッタ同士は接続され当該接続部は抵抗体２０を介し基準電圧源である制御回路３の基準電圧出力端子３Ｄに接続されている。また、第１のＰＮＰトランジスタ１７のコレクタは抵抗体１６を介してスイッチング電源回路Ｓのグランドに接続され、第２のＰＮＰトランジスタ２１のコレクタはスイッチング電源回路Ｓのグランドに直接的に接続されている。第１と第２の２つのＰＮＰトランジスタ１７，２１と抵抗体１６，２０は差動トランジスタ回路を構成しており、この差動トランジスタ回路の出力部である第１のＰＮＰトランジスタ１７のコレクタ側は出力トランジスタ１８のベースに接続されている。 In the first embodiment, the overcurrent detection unit M includes a first PNP transistor 17, a second PNP transistor 21, resistors 13, 15, 16, 20, 22, 23, 24, and a speed-up. And a capacitor 14. In the overcurrent detection unit M, the emitters of the first and second PNP transistors 17 and 21 are connected to each other, and the connection unit is connected to the reference voltage output terminal 3D of the control circuit 3 serving as a reference voltage source via the resistor 20. It is connected to the. The collector of the first PNP transistor 17 is connected to the ground of the switching power supply circuit S via the resistor 16, and the collector of the second PNP transistor 21 is directly connected to the ground of the switching power supply circuit S. . The first and second PNP transistors 17 and 21 and the resistors 16 and 20 constitute a differential transistor circuit. The collector side of the first PNP transistor 17 which is an output part of the differential transistor circuit is It is connected to the base of the output transistor 18.

なお、第１と第２の２つのＰＮＰトランジスタ１７，２１は、それぞれ、別個独立のトランジスタ素子により構成されていてもよいし、複数のトランジスタが同一パッケージ内に封入されている構成を持つ複合トランジスタ内の一つのトランジスタを第１のＰＮＰトランジスタ１７として利用し、別の一つのトランジスタを第２のＰＮＰトランジスタ２１として利用する構成としてもよい。複合トランジスタを利用した場合には、第１と第２の２つのトランジスタ１７，２１が同一パッケージ内に封入されているので、温度差や、ｈfe（直流電流増幅率）ばらつきによる過電流動作開始用しきい値電流値Ｉsの誤差を最小限に抑制できることとなる。 Each of the first and second PNP transistors 17 and 21 may be composed of separate and independent transistor elements, or a composite transistor having a configuration in which a plurality of transistors are enclosed in the same package. One of the transistors may be used as the first PNP transistor 17 and the other one may be used as the second PNP transistor 21. When a composite transistor is used, the first and second transistors 17 and 21 are sealed in the same package, so that overcurrent operation starts due to temperature differences and hfe (DC current gain) variations. The error of the threshold current value Is can be suppressed to the minimum.

この第１実施形態例では、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベースは抵抗体１３を介して電流検出抵抗体１１の一端側（直流入力電源１の負極側の端部）に接続され、第２のＰＮＰトランジスタ２１のベースは抵抗体２３を介して電流検出抵抗体１１の他端側（電力スイッチ素子２側の端部）に接続されている。抵抗体１３にはスピードアップコンデンサ１４が並列接続されている。また、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベースと抵抗体１３との接続部から、制御回路３の基準電圧出力端子３Ｄに至る導通経路が形成され、この導通経路には抵抗体１５が直列的に介設されている。 In the first embodiment, the base of the first PNP transistor 17 is connected to one end side of the current detection resistor 11 (the end on the negative electrode side of the DC input power supply 1) via the resistor 13, and the second The base of the PNP transistor 21 is connected to the other end side (the end portion on the power switch element 2 side) of the current detection resistor 11 via the resistor 23. A speed-up capacitor 14 is connected to the resistor 13 in parallel. In addition, a conduction path is formed from a connection portion between the base of the first PNP transistor 17 and the resistor 13 to the reference voltage output terminal 3D of the control circuit 3, and the resistor 15 is interposed in series in this conduction path. It is installed.

さらに、第２のＰＮＰトランジスタ２１のベース−エミッタ間に並列的に抵抗体２２が設けられている。抵抗体２２が接続されている第２のＰＮＰトランジスタ２１のエミッタ側は、周囲温度が高くなるに従って電圧値が低くなる位置であり、ここでは、温度補正用電圧検出位置に設定されており、抵抗体２２は温度補正用の抵抗体と成している。 Further, a resistor 22 is provided in parallel between the base and emitter of the second PNP transistor 21. The emitter side of the second PNP transistor 21 to which the resistor 22 is connected is a position where the voltage value decreases as the ambient temperature increases. Here, the voltage is set to a temperature detection voltage detection position, and the resistance value The body 22 is a resistor for temperature correction.

さらに、第２のＰＮＰトランジスタ２１のベースと抵抗体２３との接続部から、制御回路３の基準電圧出力端子３Ｄに至る導通経路が形成され、この導通経路には抵抗体２４が直列的に介設されている。 Further, a conduction path is formed from the connection portion between the base of the second PNP transistor 21 and the resistor 23 to the reference voltage output terminal 3D of the control circuit 3, and the resistor 24 is connected in series to this conduction path. It is installed.

このような過電流保護回路Ｋでは、スイッチング電源回路Ｓの制御回路３の基準電圧出力端子３Ｄから出力された電流は抵抗体１３，１５に流れると共に、抵抗体２３，２４に流れる。このため、基準電圧出力端子３Ｄから出力された基準電圧Ｖ_3Dは抵抗体１３，１５によって分圧され、抵抗体１３に生じる電圧は第１のＰＮＰトランジスタ１７のベースに加えられる。また、基準電圧Ｖ_3Dは抵抗体２３，２４によって分圧され、抵抗体２４に生じる電圧は第２のＰＮＰトランジスタ２１のベースに加えられる。すなわち、基準電圧出力端子３Ｄから出力される基準電圧Ｖ_3Dは高精度に安定化した直流電圧であり、この第１実施形態例では、その基準電圧Ｖ_3Dに基づいて抵抗体１３に生じる電圧Ｖb1は、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベースにバイアス電圧として印加される。また、基準電圧Ｖ_3Dに基づいて抵抗体２３に生じる電圧Ｖb2は、第２のＰＮＰトランジスタ２１のベースにバイアス電圧として印加される。つまり、抵抗体１３によって、第１のバイアス電圧源が構成され、抵抗体２３によって、第２のバイパス電圧源が構成されている。 In such an overcurrent protection circuit K, the current output from the reference voltage output terminal 3D of the control circuit 3 of the switching power supply circuit S flows to the resistors 13 and 15 and to the resistors 23 and 24. Therefore, the reference voltage V _3D output from the reference voltage output terminal 3D is divided by the resistors 13 and 15, and the voltage generated in the resistor 13 is applied to the base of the first PNP transistor 17. The reference voltage V _3D is divided by the resistors 23 and 24, and the voltage generated in the resistor 24 is applied to the base of the second PNP transistor 21. That is, the reference voltage V _3D output from the reference voltage output terminal 3D is a DC voltage stabilized with high accuracy. In the first embodiment, the voltage Vb1 generated in the resistor 13 based on the reference voltage V _3D. Is applied as a bias voltage to the base of the first PNP transistor 17. The voltage Vb2 generated in the resistor 23 based on the reference voltage V _3D is applied to the base of the second PNP transistor 21 as a bias voltage. That is, the resistor 13 constitutes a first bias voltage source, and the resistor 23 constitutes a second bypass voltage source.

この第１実施形態例では、電流検出抵抗体１１の電力スイッチ素子２側の端部は制御回路３のグランドに接続されていることから、電力スイッチ素子２のスイッチング動作に基づいて電流検出抵抗体１１に電流が通電すると、電流検出抵抗体１１には、その通電電流に応じた、グランドに対して負の電圧が発生する。この電流検出抵抗体１１に生じた負の電圧は、抵抗体１３のバイアス電圧Ｖb1と共に、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベースに印加する。換言すれば、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベースには、電流検出抵抗体１１の電圧に抵抗体１３のバイアス電圧Ｖb1が重畳された電圧が印加される。当該第１のＰＮＰトランジスタ１７のベース電圧は、例えば図２（ｅ）に示されるような電圧波形を持つ。すなわち、電力スイッチ素子２のスイッチオフ期間中には、電流検出抵抗体１１には電流が通電しないので、電流検出抵抗体１１の電圧は０となることから、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベース電圧は、抵抗体１３のバイアス電圧Ｖb1となる。電力スイッチ素子２のスイッチオン期間中には、電流検出抵抗体１１に電流が通電して負の電圧が発生するので、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベース電圧は、抵抗体１３のバイアス電圧Ｖb1から電流検出抵抗体１１の負の電圧分だけ低下した電圧となる。このように、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベース電圧は、電力スイッチ素子２のスイッチング周波数と同じ周波数でもって負の方向のパルスが生じる電圧波形を持つ。これに対して、第２のＰＮＰトランジスタ２１のベース電圧は、図２（ｅ）に示されるように、抵抗体２３のバイアス電圧Ｖb2に安定化されている。 In the first embodiment, the end of the current detection resistor 11 on the power switch element 2 side is connected to the ground of the control circuit 3, so that the current detection resistor is based on the switching operation of the power switch element 2. When a current is passed through 11, current detection resistor 11 generates a negative voltage with respect to the ground in accordance with the supplied current. The negative voltage generated in the current detection resistor 11 is applied to the base of the first PNP transistor 17 together with the bias voltage Vb1 of the resistor 13. In other words, a voltage obtained by superimposing the bias voltage Vb1 of the resistor 13 on the voltage of the current detection resistor 11 is applied to the base of the first PNP transistor 17. The base voltage of the first PNP transistor 17 has a voltage waveform as shown in FIG. That is, during the switch-off period of the power switch element 2, since no current flows through the current detection resistor 11, the voltage of the current detection resistor 11 becomes 0. Therefore, the base voltage of the first PNP transistor 17 Becomes the bias voltage Vb1 of the resistor 13. During the switch-on period of the power switch element 2, a current is passed through the current detection resistor 11 and a negative voltage is generated. Therefore, the base voltage of the first PNP transistor 17 is derived from the bias voltage Vb 1 of the resistor 13. The voltage is reduced by the negative voltage of the current detection resistor 11. As described above, the base voltage of the first PNP transistor 17 has a voltage waveform in which a pulse in the negative direction is generated at the same frequency as the switching frequency of the power switch element 2. On the other hand, the base voltage of the second PNP transistor 21 is stabilized at the bias voltage Vb2 of the resistor 23 as shown in FIG.

ところで、第１と第２の２つのＰＮＰトランジスタ１７，２１を有する差動トランジスタ回路においては、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベース電圧が第２のＰＮＰトランジスタ２１のベース電圧よりも大きい場合には、第１のＰＮＰトランジスタ１７はスイッチオフ状態で、第２のＰＮＰトランジスタ２１はスイッチオン状態となる。このとき、差動トランジスタ回路（第１のＰＮＰトランジスタ１７）から出力トランジスタ１８のベースに向けて電力は供給されないので、出力トランジスタ１８はスイッチオフ状態である。これに対して、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベース電圧が出力トランジスタ１８のベース電圧よりも小さくなった場合には、第１のＰＮＰトランジスタ１７はスイッチオン状態となり、第２のＰＮＰトランジスタ２１はスイッチオフ状態となる。この第１実施形態例では、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベースに、抵抗体１３のバイアス電圧Ｖb1を印加していることから、電流検出抵抗体１１の電圧が小さくとも、そのバイアス電圧Ｖb1を適宜設定することにより、第１のＰＮＰトランジスタ１７がスイッチオンしたときには、そのバイアス電圧Ｖb1によって、差動トランジスタ回路（第１のＰＮＰトランジスタ１７）から出力トランジスタ１８のベースに向けて、出力トランジスタ１８をスイッチオンさせるためのオン駆動電圧（例えば０．６Ｖ以上の電圧）を出力できて、出力トランジスタ１８をターンオンさせることができる。 By the way, in the differential transistor circuit having the first and second PNP transistors 17 and 21, when the base voltage of the first PNP transistor 17 is larger than the base voltage of the second PNP transistor 21, The first PNP transistor 17 is switched off and the second PNP transistor 21 is switched on. At this time, since power is not supplied from the differential transistor circuit (first PNP transistor 17) toward the base of the output transistor 18, the output transistor 18 is in a switch-off state. On the other hand, when the base voltage of the first PNP transistor 17 becomes lower than the base voltage of the output transistor 18, the first PNP transistor 17 is switched on and the second PNP transistor 21 is switched on. Turns off. In the first embodiment, since the bias voltage Vb1 of the resistor 13 is applied to the base of the first PNP transistor 17, even if the voltage of the current detection resistor 11 is small, the bias voltage Vb1 is appropriately set. By setting, when the first PNP transistor 17 is switched on, the bias voltage Vb1 switches the output transistor 18 from the differential transistor circuit (first PNP transistor 17) toward the base of the output transistor 18. An ON drive voltage (for example, a voltage of 0.6 V or more) for turning on can be output, and the output transistor 18 can be turned on.

差動トランジスタ回路は上記のように回路動作することから、スイッチング電源回路Ｓが過電流状態となったときに、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベース電圧が第２のＰＮＰトランジスタ２１のベース電圧Ｖb2よりも低くなるように、電流検出抵抗体１１の抵抗値と、抵抗体１３のバイアス電圧Ｖb1と、抵抗体２３のバイアス電圧Ｖb2とが、それぞれ、関係づけられて設定されている。例えば、過電流動作開始用しきい値電流値Ｉsの電流が電流検出抵抗体１１に通電しているときに電流検出抵抗体１１に生じる電圧をＶ11pとし、抵抗体１３のバイアス電圧Ｖb1をＶb1とし、抵抗体２３のバイアス電圧Ｖb2をＶb2としたときに、Ｖb1＋Ｖ11p＝Ｖb2の数式が満たされるように、差動トランジスタ回路の回路定数が設定されている。なお、もちろん、抵抗体１３のバイアス電圧Ｖb1は、差動トランジスタ回路から出力トランジスタ１８にオン駆動電圧（例えば０，６Ｖ以上の電圧）を出力できるようにするという条件をも考慮して設定されるものである。 Since the differential transistor circuit operates as described above, the base voltage of the first PNP transistor 17 is higher than the base voltage Vb2 of the second PNP transistor 21 when the switching power supply circuit S enters an overcurrent state. Also, the resistance value of the current detection resistor 11, the bias voltage Vb1 of the resistor 13, and the bias voltage Vb2 of the resistor 23 are set in association with each other so as to be lower. For example, the voltage generated in the current detection resistor 11 when the current of the overcurrent operation start threshold current value Is is applied to the current detection resistor 11 is V11p, and the bias voltage Vb1 of the resistor 13 is Vb1. The circuit constants of the differential transistor circuit are set so that the equation of Vb1 + V11p = Vb2 is satisfied when the bias voltage Vb2 of the resistor 23 is Vb2. Of course, the bias voltage Vb1 of the resistor 13 is set in consideration of the condition that an on-drive voltage (for example, a voltage of 0, 6 V or more) can be output from the differential transistor circuit to the output transistor 18. Is.

このように、差動トランジスタ回路の回路定数が設定されることによって、スイッチング電源回路Ｓが過電流状態となったときには、差動トランジスタ回路により出力トランジスタ１８がターンオンして、スイッチング電源回路Ｓは過電流保護動作を行うことができる。 As described above, when the circuit constant of the differential transistor circuit is set, when the switching power supply circuit S enters an overcurrent state, the output transistor 18 is turned on by the differential transistor circuit, and the switching power supply circuit S Current protection operation can be performed.

以下に、この第１実施形態例の過電流保護回路Ｋの動作例を図２を利用して説明する。時間ｔ0において、スイッチング電源回路Ｓは正常な動作を行っている。このとき、電力スイッチ素子２がスイッチオフして（図２（ａ）参照）、一次コイル４Ａの励磁インダクタンスと電力スイッチ素子２の寄生容量とによるＬＣ共振によって一次コイル４Ａにはパルス電圧が発生する（例えば、図２（ｂ）参照）。そのＬＣ共振の半周期が経過すると（時間ｔ1）、トランス４のリセットが完了し、電力スイッチ素子２のドレイン−ソース間電圧がほぼ直流入力電源１の入力電圧でクランプされる。時間ｔ2で、電力スイッチ素子２がスイッチオンすると、直流入力電源１→一次コイル４Ａ→電力スイッチ素子２→電流検出抵抗体１１を通る経路でもって電流（スイッチング電流）が流れる。このとき、スパイク電流成分は電流検出抵抗体１１を通らずにコンデンサ１２を経由して流れる。このため、電流検出抵抗体１１には、電力スイッチ素子２を通電するスイッチング電流からスパイク電流成分が除去された電流が通電し、当該通電電流に応じた負の電圧が発生する（例えば、図２（ｃ）、（ｄ）参照）。 Hereinafter, an operation example of the overcurrent protection circuit K of the first embodiment will be described with reference to FIG. At time t0, the switching power supply circuit S is operating normally. At this time, the power switch element 2 is switched off (see FIG. 2A), and a pulse voltage is generated in the primary coil 4A due to LC resonance due to the exciting inductance of the primary coil 4A and the parasitic capacitance of the power switch element 2. (For example, see FIG. 2 (b)). When the half cycle of the LC resonance has elapsed (time t 1), the reset of the transformer 4 is completed, and the drain-source voltage of the power switch element 2 is clamped approximately by the input voltage of the DC input power supply 1. When the power switch element 2 is switched on at time t2, a current (switching current) flows along a path passing through the DC input power source 1 → the primary coil 4A → the power switch element 2 → the current detection resistor 11. At this time, the spike current component flows through the capacitor 12 without passing through the current detection resistor 11. For this reason, the current detection resistor 11 is energized with a current obtained by removing the spike current component from the switching current energizing the power switch element 2, and a negative voltage corresponding to the energization current is generated (for example, FIG. 2). (See (c) and (d)).

その電流検出抵抗体１１の負の電圧に抵抗体１３のバイアス電圧Ｖb1が重畳され当該重畳電圧が第１のＰＮＰトランジスタ１７のベースに加えられる（図２（ｅ）参照）。また、第２のＰＮＰトランジスタ２１のベースには抵抗体２３のバイアス電圧Ｖb2が印加されている。この第１実施形態例では、スイッチング電源回路Ｓが過電流状態ではない正常の状態であるときには、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベース電圧は、第２のＰＮＰトランジスタ２１のベース電圧よりも大きくなるように設計されているので、このとき、第１のＰＮＰトランジスタ１７はスイッチオフ状態であり、第２のＰＮＰトランジスタ２１はスイッチオン状態であって、出力トランジスタ１８はスイッチオフ状態を継続する。このため、スイッチング電源回路Ｓは過電流保護動作を行わない。時間ｔ3で、電力スイッチ素子２が再びスイッチオフすると、上記同様の動作が周期的に繰り返される。 The bias voltage Vb1 of the resistor 13 is superimposed on the negative voltage of the current detection resistor 11, and the superimposed voltage is applied to the base of the first PNP transistor 17 (see FIG. 2 (e)). The bias voltage Vb2 of the resistor 23 is applied to the base of the second PNP transistor 21. In the first embodiment, when the switching power supply circuit S is in a normal state that is not an overcurrent state, the base voltage of the first PNP transistor 17 is larger than the base voltage of the second PNP transistor 21. At this time, the first PNP transistor 17 is in a switch-off state, the second PNP transistor 21 is in a switch-on state, and the output transistor 18 continues to be in a switch-off state. For this reason, the switching power supply circuit S does not perform an overcurrent protection operation. When the power switch element 2 is switched off again at time t3, the same operation as described above is periodically repeated.

時間ｔ4において、何らかの原因で負荷短絡が発生して、スイッチング電源回路Ｓが過電流状態となったとする。これにより、電力スイッチ素子２のスイッチオン期間中には、電力スイッチ素子２や電流検出抵抗体１１を通電する電流（スイッチング電流）が増加する。そして、例えば時間ｔ5において、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベース電圧が第２のＰＮＰトランジスタ２１のベース電圧よりも低下すると（図２（ｅ）参照）、第２のＰＮＰトランジスタ２１はスイッチオフし、第１のＰＮＰトランジスタ１７がスイッチオンして、抵抗体１６に電流が通電する。これにより、出力トランジスタ１８のベースにはオン駆動電圧が印加されて、出力トランジスタ１８がターンオンする。この出力トランジスタ１８の導通によって制御回路３のデューティ制御用端子３Ａの電圧が低下して、電力スイッチ素子２のデューティが小さくなる。 It is assumed that the load short circuit occurs for some reason at time t4 and the switching power supply circuit S enters an overcurrent state. As a result, during the switch-on period of the power switch element 2, the current (switching current) for energizing the power switch element 2 and the current detection resistor 11 increases. For example, when the base voltage of the first PNP transistor 17 falls below the base voltage of the second PNP transistor 21 at time t5 (see FIG. 2 (e)), the second PNP transistor 21 is switched off, The first PNP transistor 17 is switched on, and a current flows through the resistor 16. As a result, an ON drive voltage is applied to the base of the output transistor 18 and the output transistor 18 is turned on. Due to the conduction of the output transistor 18, the voltage of the duty control terminal 3 A of the control circuit 3 decreases, and the duty of the power switch element 2 decreases.

時間ｔ6において、電力スイッチ素子２がスイッチオフすると、電流検出抵抗体１１の電圧が無くなるので、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベース電圧は第２のＰＮＰトランジスタ２１のベース電圧よりも大きくなって第１のＰＮＰトランジスタ１７および出力トランジスタ１８はスイッチオフする。このように出力トランジスタ１８がスイッチオフしても、デューティ制御用端子３Ａの電圧はコンデンサ１９によって平滑されて、図２（ｇ）に示されるように、低下した電圧を維持できる。 When the power switch element 2 is switched off at time t6, the voltage of the current detection resistor 11 disappears, so that the base voltage of the first PNP transistor 17 becomes larger than the base voltage of the second PNP transistor 21 and becomes the first. The PNP transistor 17 and the output transistor 18 are switched off. Thus, even if the output transistor 18 is switched off, the voltage at the duty control terminal 3A is smoothed by the capacitor 19, and the lowered voltage can be maintained as shown in FIG.

その後、電力スイッチ素子２がスイッチオンして、再び、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベース電圧が第２のＰＮＰトランジスタ２１のベース電圧よりも低くなると（時間ｔ7）、出力トランジスタ１８がターンオンしてデューティ制御用端子３Ａの電圧が更に下げられて（図２（ｇ）参照）、電力スイッチ素子２のデューティが更に狭められる（図２（ａ）参照）。 After that, when the power switch element 2 is switched on and the base voltage of the first PNP transistor 17 becomes lower than the base voltage of the second PNP transistor 21 again (time t7), the output transistor 18 is turned on and the duty is changed. The voltage of the control terminal 3A is further lowered (see FIG. 2G), and the duty of the power switch element 2 is further narrowed (see FIG. 2A).

このように過電流保護回路Ｋが回路動作し、これにより、スイッチング電源回路Ｓは出力を低下させ通電電流を抑えて過電流保護動作を行う。この第１実施形態例では、上記のように、電力スイッチ素子２のスイッチング周期の１周期毎に、電力スイッチ素子２に通電するスイッチング電流を検出して過電流状態の有無を判断できるパルスバイパルス動作が行われる。この第１実施形態例では、第１のＰＮＰトランジスタ１７のバイアス電圧源である抵抗体１３にスピードアップコンデンサ１４を並列接続しているので、電流検出抵抗体１１の電圧が過電流状態を示す大きな電圧になったときに、直ちに第１のＰＮＰトランジスタ１７をスイッチオンさせることができることから、望ましいパルスバイパルス動作を実現できる。 In this way, the overcurrent protection circuit K performs circuit operation, whereby the switching power supply circuit S reduces the output and suppresses the energization current to perform the overcurrent protection operation. In the first embodiment, as described above, the pulse-by-pulse that can detect the switching current flowing through the power switch element 2 and determine the presence or absence of an overcurrent state for each switching period of the power switch element 2. Operation is performed. In the first embodiment, since the speed-up capacitor 14 is connected in parallel to the resistor 13 that is the bias voltage source of the first PNP transistor 17, the voltage of the current detection resistor 11 is large indicating an overcurrent state. Since the first PNP transistor 17 can be switched on immediately when the voltage is reached, a desirable pulse-by-pulse operation can be realized.

また、この第１実施形態例では、温度補正用電圧検出位置に接続されている温度補正用の抵抗体２２が第２のＰＮＰトランジスタ２１のベースに接続されているので、周囲温度が変化すると、その温度変動に応じて、第２のＰＮＰトランジスタ２１のベース電圧が変化する。差動トランジスタ回路には温度依存性は殆ど無いが、出力トランジスタ１８のベース−エミッタ間飽和電圧Ｖs₁₈は温度依存性がある。このため、過電流動作開始用しきい値電流値Ｉsの温度ドリフトの問題が生じる虞があるが、この第１実施形態例では、そのように、周囲温度に応じて第２のＰＮＰトランジスタ２１のベース電圧を変化できる構成としたので、過電流状態であるときに、差動トランジスタ回路から出力トランジスタ１８に出力されるオン駆動電圧の出力開始タイミングと、そのオン駆動電圧のパルス幅とが周囲温度に応じて変化する。このために、温度補正用の抵抗体２２の抵抗値を適宜設定することによって、過電流動作開始用しきい値電流値Ｉsの温度ドリフトを殆ど抑制することができる。 In the first embodiment, the temperature correction resistor 22 connected to the temperature correction voltage detection position is connected to the base of the second PNP transistor 21, so that when the ambient temperature changes, The base voltage of the second PNP transistor 21 changes according to the temperature fluctuation. Although the differential transistor circuit has almost no temperature dependence, the base-emitter saturation voltage Vs ₁₈ of the output transistor ₁₈ has temperature dependence. For this reason, there may be a problem of temperature drift of the overcurrent operation start threshold current value Is, but in the first embodiment, the second PNP transistor 21 of the second PNP transistor 21 depends on the ambient temperature. Since the base voltage can be changed, the output start timing of the ON drive voltage output from the differential transistor circuit to the output transistor 18 and the pulse width of the ON drive voltage in the overcurrent state are the ambient temperature. It changes according to. For this reason, the temperature drift of the overcurrent operation start threshold current value Is can be almost suppressed by appropriately setting the resistance value of the temperature correcting resistor 22.

以下に、第２実施形態例を説明する。なお、この第２実施形態例の説明において、第１実施形態例と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。 The second embodiment will be described below. In the description of the second embodiment, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and duplicate descriptions of common portions are omitted.

図３には第２実施形態例の過電流保護回路Ｋがスイッチング電源回路Ｓに組み込まれた状態で示されている。この第２実施形態例では、第１実施形態例に示した抵抗体１３，２３に代えて、ダイオード３０，３１が設けられている。つまり、ダイオード３０は、当該ダイオード３０の順方向降下電圧をバイアス電圧Ｖb1として第１のＰＮＰトランジスタ１７のベースに印加する第１のバイアス電圧源を構成する。また、ダイオード３１は、当該ダイオード３１の順方向降下電圧をバイアス電圧Ｖb2として第２のＰＮＰトランジスタ２１のベースに印加する第２のバイアス電圧源を構成する。なお、この第２実施形態例では、抵抗体１３，２３の省略に伴って、抵抗体１５，２４およびスピードアップコンデンサ１４も省略されている。 FIG. 3 shows the overcurrent protection circuit K of the second embodiment as incorporated in the switching power supply circuit S. In the second embodiment, diodes 30 and 31 are provided in place of the resistors 13 and 23 shown in the first embodiment. That is, the diode 30 constitutes a first bias voltage source that applies the forward drop voltage of the diode 30 to the base of the first PNP transistor 17 as the bias voltage Vb1. The diode 31 constitutes a second bias voltage source that applies the forward voltage drop of the diode 31 to the base of the second PNP transistor 21 as the bias voltage Vb2. In the second embodiment, the resistors 15 and 24 and the speed-up capacitor 14 are also omitted with the omission of the resistors 13 and 23.

上記以外の構成は第１実施形態例に示した構成と同様である。 The configuration other than the above is the same as the configuration shown in the first embodiment.

以下に、第３実施形態例を説明する。なお、この第３実施形態例の説明において、第１実施形態例と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。 The third embodiment will be described below. In the description of the third embodiment, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the duplicate description of the common portions is omitted.

図４には第３実施形態例の過電流保護回路Ｋがスイッチング電源回路Ｓに組み込まれた状態で示されている。この第３実施形態例では、第２のＰＮＰトランジスタ２１のコレクタとグランドとの間にＮＰＮトランジスタ２５が介設されている。このＮＰＮトランジスタ２５はコレクタとベースが短絡接続されており、当該ＮＰＮトランジスタ２５のベース電圧は、周囲温度が高くなるに従って電圧値が低くなる方向に変化する。このことから、そのＮＰＮトランジスタ２５のベース側を温度補正用電圧検出位置として定め、温度補正用の抵抗体２２の一端側がそのＮＰＮトランジスタ２５のベースに接続され、温度補正用の抵抗体２２の他端側は第２のＰＮＰトランジスタ２１のベースに接続されている。 FIG. 4 shows the overcurrent protection circuit K of the third embodiment as incorporated in the switching power supply circuit S. In the third embodiment, an NPN transistor 25 is interposed between the collector of the second PNP transistor 21 and the ground. The NPN transistor 25 has a collector and a base that are short-circuited, and the base voltage of the NPN transistor 25 changes in a direction in which the voltage value decreases as the ambient temperature increases. Therefore, the base side of the NPN transistor 25 is determined as a temperature correction voltage detection position, and one end side of the temperature correction resistor 22 is connected to the base of the NPN transistor 25, and the other temperature correction resistor 22 is connected. The end side is connected to the base of the second PNP transistor 21.

この第３実施形態例においても、第１実施形態例と同様に、周囲温度が変動すると、第２のＰＮＰトランジスタ２１のベース電圧は、温度補正用の抵抗体２２を介して接続されている温度補正用電圧検出位置の電圧の温度変化を利用して温度変化できて、過電流動作開始用しきい値電流値Ｉsの温度ドリフトの抑制を行うことができる。 Also in the third embodiment, as in the first embodiment, when the ambient temperature fluctuates, the base voltage of the second PNP transistor 21 is the temperature connected via the temperature correction resistor 22. The temperature can be changed using the temperature change of the voltage at the correction voltage detection position, and the temperature drift of the overcurrent operation start threshold current value Is can be suppressed.

上記以外の構成は第１実施形態例の構成と同様である。 The configuration other than the above is the same as the configuration of the first embodiment.

なお、この発明は第１〜第３の各実施形態例の構成に限定されるものではなく、様々な実施の形態を採り得る。例えば、第１〜第３の各実施形態例では、電流検出抵抗体１１は、制御回路３のグランド端子３Ｂの接続位置と、直流入力電源１の負極側との間に介設されていたが、電流検出抵抗体１１は、電力スイッチ素子２に直列に接続されていればよく、その配設位置は、第１〜第３の各実施形態例に示した位置に限定されるものではなく、例えば、電力スイッチ素子２のソース側と、グランド端子３Ｂの接続位置との間に介設してもよい。 The present invention is not limited to the configurations of the first to third embodiments, and various embodiments can be adopted. For example, in each of the first to third embodiments, the current detection resistor 11 is interposed between the connection position of the ground terminal 3B of the control circuit 3 and the negative electrode side of the DC input power supply 1. The current detection resistor 11 only needs to be connected in series to the power switch element 2, and the arrangement position thereof is not limited to the positions shown in the first to third embodiments. For example, it may be interposed between the source side of the power switch element 2 and the connection position of the ground terminal 3B.

また、第１〜第３の各実施形態例では、出力トランジスタ１８は、バイポーラトランジスタにより構成されていたが、過電流保護制御用のトランジスタ素子である出力トランジスタ１８は、ＭＯＳＦＥＴにより構成されてもよい。 In the first to third embodiments, the output transistor 18 is a bipolar transistor. However, the output transistor 18 that is a transistor element for overcurrent protection control may be a MOSFET. .

さらに、第１〜第３の各実施形態例では、過電流保護回路Ｋが組み込まれる絶縁型スイッチング電源回路Ｓは、共振リセット一石フォワードコンバータであったが、本発明の過電流保護回路は、共振リセット一石フォワードコンバータ以外の、例えば、フライバックコンバータや、プッシュプルコンバータや、ハーフブリッジコンバータ等の他のタイプのコンバータにより構成される絶縁型スイッチング電源回路に組み込んでもよいものである。 Further, in each of the first to third embodiments, the isolated switching power supply circuit S in which the overcurrent protection circuit K is incorporated is a resonance reset single-forward converter, but the overcurrent protection circuit of the present invention is For example, it may be incorporated in an isolated switching power supply circuit constituted by other types of converters such as a flyback converter, a push-pull converter, a half-bridge converter, and the like other than the reset one-stone forward converter.

さらに、過電流動作開始用しきい値電流値Ｉsに影響を与える抵抗体をファンクショントリミングしてもよく、そのようにファンクショントリミングすることによって、より設計通りに過電流保護回路を動作させることができるので、過電流保護回路の回路動作の精度を高めることができる。 Further, the resistor that affects the overcurrent operation start threshold current value Is may be function-trimmed, and by performing function trimming in this manner, the overcurrent protection circuit can be operated as designed. Therefore, the accuracy of the circuit operation of the overcurrent protection circuit can be increased.

さらに、第１と第３の各実施形態例では、抵抗体１３（第１のバイアス電圧源）にスピードアップコンデンサ１４が並列接続されていたが、例えば、電流検出抵抗体１１が、電力スイッチ素子２のソース側と、制御回路３のグランド端子３Ｂとの間に介設され、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベースが電流検出抵抗体１１のグランド側の端部に接続されており、第２のＰＮＰトランジスタ２１のバイアス電圧源として抵抗体２３が設けられている構成である場合には、スピードアップコンデンサ１４は、その抵抗体２３（第２のバイアス電圧源）に並列接続される構成としてもよい。 Further, in each of the first and third embodiments, the speed-up capacitor 14 is connected in parallel to the resistor 13 (first bias voltage source). For example, the current detection resistor 11 is a power switch element. 2 and the ground terminal 3B of the control circuit 3, the base of the first PNP transistor 17 is connected to the end of the current detection resistor 11 on the ground side, When the resistor 23 is provided as the bias voltage source of the PNP transistor 21, the speed-up capacitor 14 may be connected in parallel to the resistor 23 (second bias voltage source). .

さらに、第１と第３の各実施形態例では、第１と第２のバイアス電圧源は両方共に抵抗体（１３，２３）により構成され、第２実施形態例では、第１と第２のバイアス電圧源は両方共にダイオード（３０，３１）により構成されていたが、例えば、第１と第２のバイアス電圧源のうちの一方側は制御回路３の基準電圧出力端子３Ｄから出力される基準電圧と抵抗体を利用してバイアス電圧を発生する構成とし、他方側はダイオードの順方向降下電圧をバイアス電圧として利用する構成としてもよい。 Furthermore, in each of the first and third embodiments, both the first and second bias voltage sources are constituted by resistors (13, 23). In the second embodiment, the first and second Both of the bias voltage sources are constituted by diodes (30, 31). For example, one side of the first and second bias voltage sources is a reference output from the reference voltage output terminal 3D of the control circuit 3. The bias voltage may be generated using a voltage and a resistor, and the forward voltage drop of the diode may be used as the bias voltage on the other side.

第１実施形態例の過電流保護回路をスイッチング電源回路に組み込んだ状態で表した回路図である。1 is a circuit diagram illustrating an overcurrent protection circuit according to a first embodiment incorporated in a switching power supply circuit. FIG. 図１に示した過電流保護回路の回路動作の一例を説明するための図である。FIG. 2 is a diagram for explaining an example of circuit operation of the overcurrent protection circuit shown in FIG. 1. 第２実施形態例の過電流保護回路をスイッチング電源回路に組み込んだ状態で表した回路図である。It is the circuit diagram represented in the state which incorporated the overcurrent protection circuit of the example of 2nd Embodiment in the switching power supply circuit. 第３実施形態例の過電流保護回路をスイッチング電源回路に組み込んだ状態で表した回路図である。It is the circuit diagram represented in the state which incorporated the overcurrent protection circuit of the example of 3rd Embodiment in the switching power supply circuit. 過電流保護回路の一従来例をスイッチング電源回路に組み込んだ状態で表した回路図である。It is a circuit diagram showing the state which incorporated one prior art example of the overcurrent protection circuit in the switching power supply circuit.

Explanation of symbols

２電力スイッチ素子
３制御回路
１１電流検出抵抗体
１３，１５，２２，２３，２４抵抗体
１４スピードアップコンデンサ
１７第１のＰＮＰトランジスタ
１８出力トランジスタ
２１第２のＰＮＰトランジスタ
３０，３１ダイオード
Ｓ絶縁型スイッチング電源回路
Ｋ過電流保護回路
Ｍ過電流検出部 2 Power switch element 3 Control circuit 11 Current detection resistor 13, 15, 22, 23, 24 Resistor 14 Speed-up capacitor 17 First PNP transistor 18 Output transistor 21 Second PNP transistor 30, 31 Diode S Insulated switching Power supply circuit K Overcurrent protection circuit M Overcurrent detector

Claims

In an overcurrent protection circuit incorporated in an insulated switching power supply circuit having a power switching element for output control and a control circuit for controlling the switching operation of the power switching element to perform output control, the output of the switching power supply circuit Overcurrent that outputs an overcurrent detection signal when an overcurrent state of the switching power supply circuit is detected based on a current detection resistor connected in series to the control power switch element and a voltage generated in the current detection resistor A detection unit; a transistor element for overcurrent protection control that receives a overcurrent detection signal and performs a switch-on operation to cause the switching power supply circuit to perform an overcurrent protection operation; The overcurrent detection unit includes a first PN and a second PN in which the emitters are connected to each other. A differential transistor circuit having a transistor; a first bias voltage source for applying a bias voltage to the base of the first PNP transistor; and a second for applying a bias voltage to the base of the second PNP transistor. And a base of the first PNP transistor is connected to one end side of the current detection resistor through the first bias voltage source, and a base of the second PNP transistor is the second bias voltage source. Is connected to the other end of the current detection resistor, and the differential transistor circuit detects the overcurrent state of the switching power supply circuit based on the voltage generated in the current detection resistor. The overdrive protection control transistor element is controlled by using an on-drive voltage for switching on the control transistor element as an overcurrent detection signal. In this differential transistor circuit, an ON drive voltage to the transistor element for overcurrent protection control is applied to this differential transistor circuit in accordance with the temperature variation of the saturation voltage of the transistor element for overcurrent protection control. An overcurrent protection circuit, characterized in that a temperature correction unit for controlling is provided.

The first PNP transistor has a configuration in which the collector of the first PNP transistor is connected to the control terminal of the transistor element for overcurrent protection control, and the temperature correction unit includes a temperature correction resistor, and the temperature correction One end of the resistor for resistance is connected to the base of the second PNP transistor, and the other end of the resistor for temperature correction is connected to the temperature correction voltage detection position where the voltage value changes according to the ambient temperature. The overcurrent protection circuit according to claim 1, wherein

3. The overcurrent protection circuit according to claim 2, wherein the voltage at the temperature correction voltage detection position changes in a direction in which the voltage value decreases as the ambient temperature increases.

4. The overcurrent according to claim 1, wherein a speed-up capacitor is connected in parallel to one side of the first bias voltage source and the second bias voltage source. Protection circuit.

One or both of the first bias voltage source and the second bias voltage source is configured to divide the reference voltage of the reference voltage source provided in the switching power supply circuit by the voltage dividing resistor and to apply the divided voltage to the bias voltage. The overcurrent protection circuit according to any one of claims 1 to 4, wherein the overcurrent protection circuit is configured to output as:

5. One or both of the first bias voltage source and the second bias voltage source are configured to output a forward drop voltage generated in a diode as a bias voltage. The overcurrent protection circuit according to any one of the above.

The overcurrent protection circuit according to any one of claims 1 to 6, wherein the first and second PNP transistors are sealed in the same package to form a composite transistor. .