JP2005311657A - Radio receiver - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、デジタル信号がFSK(Frequency Shift Keying)変調された電波を受信することが可能な無線受信装置に関する。 The present invention relates to a wireless receiver capable of receiving a radio wave obtained by modulating a digital signal with FSK (Frequency Shift Keying).
近年、無線ネットワークはさまざまな規格が標準化され、さまざまな用途を持つ装置が同じ規格の無線ネットワークに接続されるようになってきている。 In recent years, various standards have been standardized for wireless networks, and devices having various applications have been connected to wireless networks of the same standard.
例えば、無線ネットワークの規格であるブルートゥース(Bluetooth(商標))は、コンピュータのみならず、プリンタ、スキャナなどのコンピュータ周辺機器や、ファクシミリ装置、オーディオ装置、コードレス電話機などをブルートゥースの規格で接続することができる。 For example, Bluetooth (Bluetooth (trademark)), which is a wireless network standard, can connect not only computers but also computer peripherals such as printers and scanners, facsimile devices, audio devices, cordless telephones, and the like according to the Bluetooth standard. it can.
ブルートゥースは、ISM(Industry Science Medical)バンドと呼ばれる、2.402GHzから2.480GHzまでの周波数帯域を使用しており、その変調方式は、FSKが用いられている。 Bluetooth uses a frequency band from 2.402 GHz to 2.480 GHz called an ISM (Industry Science Medical) band, and FSK is used as the modulation method.
このISMバンドである2.4GHz帯でFSK変調された電波を受信するシングルスーパーヘテロダイン受信機を例に、従来の無線受信装置の構成を図6に基づいて説明する。図6は従来の無線受信装置の構成を説明する図である。 The configuration of a conventional radio receiving apparatus will be described with reference to FIG. 6, taking as an example a single superheterodyne receiver that receives radio waves that are FSK modulated in the 2.4 GHz band, which is the ISM band. FIG. 6 is a diagram for explaining the configuration of a conventional radio receiving apparatus.
図6に示すように、従来の無線受信装置31は、電波を受信するアンテナ32と、バンドパスフィルタ部33と、高周波増幅部34と、PLL(Phase Locked Loop)制御によりダウンコンバート用の局部発振周波数を出力する局部発振部35と、ミキサ部36と、IF(Intermediate Frequency)部37と、復調器38と、ローパスフィルタ部39と、比較器40と、スイッチ41とを備えている。
As shown in FIG. 6, a conventional radio receiving apparatus 31 includes an antenna 32 for receiving radio waves, a bandpass filter unit 33, a high frequency amplifying unit 34, and local oscillation for down-conversion by PLL (Phase Locked Loop) control. A local oscillation unit 35 that outputs a frequency, a
このように構成される従来の無線受信装置31の動作を説明する。 The operation of the conventional radio receiving apparatus 31 configured as described above will be described.
まず、アンテナ32により受信された電波は、バンドパスフィルタ部33により2450MHzの希望信号を含むISMバンド2.4GHz帯の電波の信号だけを通過させる。次に、高周波増幅部34により受信した電波が増幅され、ミキサ部36へ出力される。ミキサ部36は、局部発振部35から局部発振周波数2448MHzの信号を入力し、高周波増幅部34から出力された信号を中心周波数2MHzとした中間周波数にダウンコンバートする。ミキサ部36から出力された信号はIF部37へ入力される。IF部37に入力された信号は希望するチャンネルの信号だけが選局され信号が増幅される。そして、復調器38によりFSKの復調が行われベースバンド信号であるVin信号が出力される。復調器38から出力されたVin信号は、ローパスフィルタ部39により直流成分が抽出され、この直流成分の電圧を閾値電圧Vthとして比較器40に入力される。復調器38の出力は、比較器40により閾値電圧Vthを基準としてVin信号と比較される。そして比較器40は、Vin信号がこの閾値電圧Vthより高い期間を1とし、低い期間を0とした2値比較の結果をVout信号として出力する。
First, the radio wave received by the antenna 32 passes only the radio wave signal in the ISM band 2.4 GHz band including the desired signal of 2450 MHz by the band pass filter unit 33. Next, the radio wave received by the high frequency amplifier 34 is amplified and output to the
このようにして、FSK変調された電波をデジタル信号へ変換を行うために、ローパスフィルタ部39が閾値電圧Vthを設定している。なお、ローパスフィルタ部39はパケットの先頭で一定時間スイッチ41を閉じてこの閾値電圧Vthを設定すると、その後パケット受信中はスイッチ41を開いてこの閾値電圧Vthを保持し続け、比較器40はこの閾値
電圧Vthで2値比較を行う。そして、再度ローパスフィルタ部39は、次のパケットの先頭で一定時間スイッチ41を閉じて閾値電圧Vthを設定する。この動作をローパスフィルタ部39は繰り返している。
In this way, the low-
このローパスフィルタ部39により直流成分を抽出してこれを閾値として比較器40でベースバンド信号を2値判定する方法は、データスライサと呼ばれコンデンサと抵抗との積分回路であるCR回路で構成することができるため、安価であり、かつ簡単であるため多く用いられている。
A method of extracting a DC component by the low-
ローパスフィルタ部39が閾値電圧Vthを出力する動作を図7に基づいて詳細に説明する。図7はローパスフィルタ部39の動作を説明する図である。
An operation in which the low-
図7に示すように、RXENable信号は、電圧の高い部分が従来の無線受信装置31が受信している期間を示している。Sample&Hold信号は、スイッチ41への制御信号で、電圧の高い部分がスイッチ41を閉じて閾値電圧Vthをサンプリングしている期間である。また、Sample&Hold信号が高い電圧から低い電圧へ変化する時に、スイッチ41を開いてその閾値電圧Vthを保持している。Vin信号は、復調器38から出力されたベースバンド信号である。このVin信号を閾値電圧Vthで2値判定した比較器40の出力がVout信号である。
As shown in FIG. 7, the RXENable signal indicates a period during which the conventional radio receiving apparatus 31 receives a high voltage portion. The Sample & Hold signal is a control signal to the switch 41 and is a period during which the high voltage portion closes the switch 41 and samples the threshold voltage Vth. Also, when the Sample & Hold signal changes from a high voltage to a low voltage, the switch 41 is opened to hold the threshold voltage Vth. The Vin signal is a baseband signal output from the
ブルートゥースでは、パケットの先頭にプリアンブルと呼ばれる1μs幅の1と0が交互に繰り返す4ビット長のデータが送信される。このプリアンブルは、Vin信号の中央値付近の電圧に閾値電圧Vthが正確に設定できるように設けられたものである。これは、プリアンブルが1と0が交互に繰り返す4ビット長のデータとしているので、ローパスフィルタ部39を構成するコンデンサと抵抗の充放電のバランスを保つことができるからである。ローパスフィルタ部39は、このプリアンブルの期間を上述した閾値電圧Vthを設定するサンプル期間として、スイッチ41を閉じて閾値電圧Vthを設定し、以降スイッチ41を開いてこの値を保持することで、比較器40による正確な2値比較が可能となる。
In Bluetooth, 4-bit data, which repeats alternately 1 and 0 having a 1 μs width called a preamble, is transmitted at the beginning of a packet. This preamble is provided so that the threshold voltage Vth can be accurately set to a voltage near the median value of the Vin signal. This is because the preamble uses 4-bit data in which 1 and 0 are alternately repeated, so that the balance of charging and discharging of the capacitor and the resistor constituting the low-
しかし、上記サンプル期間に復調器38からの出力であるVin信号の1と0の分布がアンバランスな場合、特に、1が連続して続く場合や、0が連続して続く場合は、ローパスフィルタ部39の出力である閾値電圧Vthの電圧の差は、本来の値と異なってしまう。
However, when the distribution of 1 and 0 of the Vin signal that is output from the
例えば、ノイズが送信パケットに干渉した場合や、無線送信装置との距離が遠くて送信パケットの電界強度が弱い場合や、どの無線送信装置も送信していない場合などでは、プリアンブルが正常に受信できないことがある。 For example, when the noise interferes with the transmission packet, when the distance from the wireless transmission device is far and the electric field strength of the transmission packet is weak, or when no wireless transmission device is transmitting, the preamble cannot be received normally. Sometimes.
図8は、最初の通信期間(スロット)のプリアンブルが正常でなく、そのローパスフィルタ部39がサンプルする期間に受信可能な信号がない状態を示している。
FIG. 8 shows a state in which the preamble of the first communication period (slot) is not normal and there is no signal that can be received during the period that the low-
この場合では、ローパスフィルタ部39は、その閾値電圧Vthが極端に下がったまま保持してしまっている。このため、次の通信期間の4ビットのプリアンブルでは短すぎて、閾値電圧Vthが適切と思われるVin信号の中央値付近の電圧まで上昇させることができない。
In this case, the low-
従って、閾値電圧Vthが低くなってしまい、比較器40で正確に2値比較することができなくなってしまう。Vthが入力信号に追従して本来の値に達するまでの時間は、ローパスフィルタ39の時定数を短くすれば、短時間で入力信号に追従するようになる。一方でローパスフィルタ39の時定数を短くすれば、カットオフ周波数が高くなってしまい、直流成分を取り出すためのローパスフィルタで、信号成分が減衰しきれなくなってくる。こ
のように、追従速度と信号成分の必要減衰量とのトレードオフになり、短いプリアンブル期間内で大きな電位差に追従するローパスフィルタを実現するのは難しい。
Therefore, the threshold voltage Vth becomes low, and the
このように、正確に比較器40で2値比較できないと、正常に送信されたパケットでも通信エラーと誤って判断されたりして、通信の信頼性の低下を招くおそれがある。
As described above, if the
このような復調した信号を2値比較してデジタル信号へ変換するための閾値電圧を正確に抽出することが可能なデジタル信号形成回路が特許文献1に記載されている。
この特許文献1に記載のデジタル信号形成回路は、復調器からの復調信号の振幅幅によりノイズを検出し、このノイズに応じて2値比較する基準電圧を抽出するローパスフィルタ(参照電圧発生部)を切り離す。そして、代わりに付加電圧発生部からの参照電圧を基準電圧として、信号比較器の2値比較に使用するものである。これにより、信号比較器から出力されるデジタル信号の基準レベルのずれを補正することができるとある。
しかし、特許文献1に記載のデジタル信号形成回路は、復調器から出力された信号とは別の参照電圧発生部からの参照電圧を基準としている。一方、復調器のばらつきにより、2値比較されるベースバンド信号(Vin信号)の直流成分の電圧が設計値よりずれることがある。
However, the digital signal forming circuit described in
この復調器が出力する直流成分の電圧のずれは、復調器を構成する部品のばらつきや、設置環境による温度変化または部品の発熱によるものなので、製造時に決定されるものだけではなく、使用中でも変化するものである。 The deviation of the DC component voltage output from this demodulator is due to variations in the components that make up the demodulator, temperature changes due to the installation environment, or heat generation of the parts. To do.
従って、製造時に予め復調器のばらつきを考慮した参照電圧としても、使用環境によって復調器から出力される信号のベースバンド信号(Vin信号)の直流成分の電圧が変化してしまう。 Therefore, even if the reference voltage is determined in advance in consideration of variations in the demodulator, the voltage of the DC component of the baseband signal (Vin signal) of the signal output from the demodulator changes depending on the usage environment.
このように、復調器が出力するベースバンド信号の直流成分が、+方向または−方向にずれた場合に、2値比較に使用される閾値電圧がベースバンド信号の中央値付近の電圧に設定することができないため、比較器にて正確な2値比較をすることができない。 As described above, when the DC component of the baseband signal output from the demodulator is shifted in the + direction or the − direction, the threshold voltage used for the binary comparison is set to a voltage near the median value of the baseband signal. Therefore, an accurate binary comparison cannot be performed by the comparator.
そこで本発明は、復調された信号を正確に2値化するための閾値電圧を適切な値とすることにより信頼性が高い無線受信装置を提供することを目的とする。 Accordingly, an object of the present invention is to provide a highly reliable radio receiving apparatus by setting an appropriate threshold voltage for binarizing a demodulated signal accurately.
本発明は、局部発振周波数を発生させる局部発振部と、受信した電波を前記局部発振部からの局部発振周波数と混合して中間周波数に変換するミキサ部と、前記中間周波数に変換された信号を復調する復調器と、前記復調された信号の直流成分を閾値電圧として抽出するローパスフィルタ部と、前記復調された信号および前記閾値電圧を2値比較する比較器とを有する無線受信装置において、前記中間周波数に等しい周波数の無変調信号を出力する調整用信号発生部と、前記調整用信号発生部の出力および前記ミキサ部の出力を切り替える切り替え部と、前記切り替え部により前記調整用信号発生部が選択されたときの前記復調器からの出力電圧を保存し、前記電圧を基準閾値電圧として一時的に前記比較器に設定する閾値電圧調整部とを備えたことを特徴とする。 The present invention includes a local oscillation unit that generates a local oscillation frequency, a mixer unit that mixes a received radio wave with a local oscillation frequency from the local oscillation unit to convert it to an intermediate frequency, and a signal converted to the intermediate frequency. In the radio receiving apparatus, comprising: a demodulator that demodulates; a low-pass filter that extracts a DC component of the demodulated signal as a threshold voltage; and a comparator that compares the demodulated signal and the threshold voltage in binary. An adjustment signal generating unit that outputs an unmodulated signal having a frequency equal to the intermediate frequency, a switching unit that switches an output of the adjustment signal generating unit and an output of the mixer unit, and the adjustment signal generating unit by the switching unit A threshold voltage adjustment unit that stores an output voltage from the demodulator when selected and temporarily sets the voltage as a reference threshold voltage in the comparator; Characterized in that was.
本発明の無線受信装置は、局部発振周波数を発生させる局部発振部と、受信した電波を局部発振部からの局部発振周波数と混合して中間周波数に変換するミキサ部と、中間周波数に変換された信号を復調する復調器と、復調された信号の直流成分を閾値電圧として抽出するローパスフィルタ部と、復調された信号および閾値電圧を2値比較する比較器とを有する無線受信装置において、中間周波数に等しい周波数の無変調信号を出力する調整用信号発生部と、調整用信号発生部の出力および前記ミキサ部の出力を切り替える切り替え部と、切り替え部により調整用信号発生部が選択されたときの復調器からの出力電圧を保存し、電圧を基準閾値電圧として一時的に比較器に設定する閾値電圧調整部とを備えたことにより、復調器から復調器のばらつきを含んだ直流成分のみの信号を取り出し、保存することができる。閾値電圧調整部がこの電圧を基準閾値電圧として一時的に比較器へ設定することで、閾値電圧は短時間で入力信号に追従して望ましい電圧に到達するので、比較器にて正確に2値比較できる。よって、復調された信号を正確に2値化するための閾値電圧を適切な値とすることができるので、信頼性が高い無線受信装置とすることができる。 The wireless receiver of the present invention includes a local oscillation unit that generates a local oscillation frequency, a mixer unit that mixes the received radio wave with the local oscillation frequency from the local oscillation unit and converts the mixed radio wave to an intermediate frequency, and the intermediate frequency converted to the intermediate frequency In a radio reception apparatus having a demodulator that demodulates a signal, a low-pass filter that extracts a DC component of the demodulated signal as a threshold voltage, and a comparator that compares the demodulated signal and the threshold voltage in binary, an intermediate frequency When the adjustment signal generator is selected by the switching unit, the adjustment signal generator that outputs an unmodulated signal having the same frequency as the output, the switching unit that switches the output of the adjustment signal generator and the output of the mixer unit, A threshold voltage adjustment unit that stores the output voltage from the demodulator and temporarily sets the voltage as a reference threshold voltage in the comparator. Taking out a signal of only the DC component containing the variability can be stored. The threshold voltage adjustment unit temporarily sets this voltage as a reference threshold voltage to the comparator, so that the threshold voltage reaches the desired voltage following the input signal in a short time, so that the comparator accurately binary. You can compare. Therefore, since the threshold voltage for accurately binarizing the demodulated signal can be set to an appropriate value, a highly reliable wireless reception device can be obtained.
本願の第1の発明は、局部発振周波数を発生させる局部発振部と、受信した電波を局部発振部からの局部発振周波数と混合して中間周波数に変換するミキサ部と、中間周波数に変換された信号を復調する復調器と、復調された信号の直流成分を閾値電圧として抽出するローパスフィルタ部と、復調された信号および閾値電圧を2値比較する比較器とを有する無線受信装置において、中間周波数に等しい周波数の無変調信号を出力する調整用信号発生部と、調整用信号発生部の出力およびミキサ部の出力を切り替える切り替え部と、切り替え部により調整用信号発生部が選択されたときの復調器からの出力電圧を保存し、電圧を基準閾値電圧として一時的に比較器に設定する閾値電圧調整部とを備えたことを特徴とする。 1st invention of this application is a local oscillation part which generates a local oscillation frequency, a mixer part which mixes the received electric wave with a local oscillation frequency from a local oscillation part, and converts it into an intermediate frequency, and was converted into an intermediate frequency In a radio reception apparatus having a demodulator that demodulates a signal, a low-pass filter that extracts a DC component of the demodulated signal as a threshold voltage, and a comparator that compares the demodulated signal and the threshold voltage in binary, an intermediate frequency An adjustment signal generating unit that outputs an unmodulated signal having a frequency equal to the frequency, a switching unit that switches the output of the adjustment signal generating unit and the output of the mixer unit, and demodulation when the adjustment signal generating unit is selected by the switching unit And a threshold voltage adjusting unit that stores the output voltage from the comparator and temporarily sets the voltage as a reference threshold voltage in the comparator.
調整用信号発生部から出力される中間周波数に等しい周波数の無変調信号を、切り替え部を切り替えて復調器へ入力することで、復調器から直流成分のみの信号が出力される。つまり、この信号は中間周波数に等しい周波数の無変調信号を復調器で復調させているので、復調器のばらつきにより設計値からずれを含んだ直流電圧となったものである。閾値電圧調整部がこの電圧を保存し、基準閾値電圧として一時的に比較器へ設定することで、閾値電圧は短い時間で入力信号に追従して望ましい電圧に到達するので、比較器にて正確に2値比較することが可能である。 By switching a non-modulated signal having a frequency equal to the intermediate frequency output from the adjustment signal generator to the demodulator by switching the switching unit, a signal having only a DC component is output from the demodulator. That is, since this signal is demodulated by a demodulator of an unmodulated signal having a frequency equal to the intermediate frequency, it becomes a DC voltage including a deviation from the design value due to variations in the demodulator. The threshold voltage adjustment unit stores this voltage and temporarily sets it as a reference threshold voltage to the comparator, so that the threshold voltage reaches the desired voltage following the input signal in a short time. It is possible to compare two values.
本願の第2の発明は、局部発振周波数を発生させる局部発振部と、受信した電波を局部発振部からの局部発振周波数と混合して中間周波数に変換するミキサ部と、中間周波数に変換された信号を復調する復調器と、復調された信号の直流成分を閾値電圧として抽出するローパスフィルタ部と、復調された信号および閾値電圧を2値比較する比較器とを有する無線受信装置において、中間周波数に等しい周波数の無変調信号を出力する調整用信号発生部と、調整発振部からの信号および前記ミキサ部の出力を切り替える切り替え部と、復調器出力の基準となり、また基準閾値電圧として一時的に比較器に設定する電圧を発生させる電源部と、切り替え部により調整用信号発生部が選択されたときに、復調器からの出力信号および電源部からの基準電圧を比較し、この比較結果を復調器に帰還する復調電圧調整部とを備え、復調器は、復調電圧調整部により復調された信号の直流成分の電圧を較正することを特徴としたものである。 The second invention of the present application is a local oscillation unit that generates a local oscillation frequency, a mixer unit that mixes a received radio wave with a local oscillation frequency from the local oscillation unit and converts it to an intermediate frequency, and an intermediate frequency converted In a radio reception apparatus having a demodulator that demodulates a signal, a low-pass filter that extracts a DC component of the demodulated signal as a threshold voltage, and a comparator that compares the demodulated signal and the threshold voltage in binary, an intermediate frequency A signal generator for adjustment that outputs a non-modulated signal having a frequency equal to that, a switching unit that switches the signal from the adjustment oscillator and the output of the mixer unit, a reference for the demodulator output, and temporarily as a reference threshold voltage When a power supply unit that generates a voltage to be set in the comparator and an adjustment signal generation unit are selected by the switching unit, an output signal from the demodulator and a reference from the power supply unit A demodulating voltage adjusting unit that compares the voltages and feeds back the comparison result to the demodulator, and the demodulator calibrates the voltage of the DC component of the signal demodulated by the demodulating voltage adjusting unit. is there.
調整用信号発生部から出力される中間周波数に等しい周波数の無変調信号を、切り替え部を切り替えて復調器へ入力することで、復調器から直流成分のみの信号が出力される。つまり、この信号は中間周波数に等しい周波数の無変調信号を復調器で復調させているので、復調器のばらつきを含んだ直流電圧となったものである。閾値電圧調整部がこの電圧と、電源部からの基準電圧とを比較し、比較結果を復調器へ帰還する。そして、復調器出
力電圧が基準電圧に等しくなるように較正することで、無変調信号を復調したときの復調器の出力電圧のばらつきを調整することができる。さらに、通信中に同じ基準電圧を、基準閾値電圧として一時的に比較器に設定することで、閾値電圧は短い時間で入力信号に追従して望ましい電圧に到達するので、比較器にて正確に2値比較することが可能である。
By switching a non-modulated signal having a frequency equal to the intermediate frequency output from the adjustment signal generator to the demodulator by switching the switching unit, a signal having only a DC component is output from the demodulator. That is, since this signal is a demodulator demodulating an unmodulated signal having a frequency equal to the intermediate frequency, it becomes a DC voltage including variations of the demodulator. The threshold voltage adjustment unit compares this voltage with the reference voltage from the power supply unit, and feeds back the comparison result to the demodulator. Then, by calibrating so that the demodulator output voltage is equal to the reference voltage, it is possible to adjust the variation in the output voltage of the demodulator when the unmodulated signal is demodulated. Furthermore, by setting the same reference voltage as the reference threshold voltage temporarily in the comparator during communication, the threshold voltage reaches the desired voltage following the input signal in a short time. It is possible to compare two values.
本願の第3の発明は、調整用信号発生部は、局部発振部からの信号を分周して出力する分周回路であることを特徴としたものである。 The third invention of the present application is characterized in that the adjustment signal generator is a frequency divider that divides and outputs a signal from the local oscillator.
調整用信号発生部を局部発振部からの信号を分周して出力する分周回路で構成することで、他に中間周波数と等しい周波数の無変調信号を発振する発振器を設ける必要がないので回路規模を小さいものとすることができる。 By configuring the adjustment signal generator with a frequency divider that divides and outputs the signal from the local oscillator, there is no need to provide an oscillator that oscillates an unmodulated signal having the same frequency as the intermediate frequency. The scale can be small.
(実施の形態1)
以下、本発明の実施の形態1に係る無線受信通信装置について、ISMバンドである2.4GHz帯でFSK変調された電波の受信するシングルスーパーヘテロダイン受信機を例に、図面に基づいて説明する。図1は、本発明の実施の形態1に係る無線受信装置の構成を説明する図である。
(Embodiment 1)
Hereinafter, a radio reception communication apparatus according to
図1に示すように、無線受信装置1は、電波を受信するアンテナ2と、バンドパスフィルタ部3と、高周波増幅部4と、PLL制御により局部発振周波数を発生させる局部発振部5と、ミキサ部6と、IF部7と、復調器8と、ローパスフィルタ部9と、比較器10とを備えている。
As shown in FIG. 1, a
更に、無線受信装置1は、分周部11と、切り替え部12と、閾値電圧調整部13と、スイッチ14,15とを備えている。
Further, the
バンドパスフィルタ部3は、2450MHzの希望信号を含むISMバンド2.4GHz帯を受信した信号だけを通過させる。
The band-
高周波増幅部4は、2.4GHz帯の受信した高周波の信号を増幅する。
The
局部発振部5は、2450MHzの希望高周波信号を2MHzの中間周波数に変換するため、2448MHzの局部発信周波数を発生させる。
The
ミキサ部6は、2450MHzの希望信号と混合することにより、高周波増幅部4からの出力信号を2MHzの中間周波数にダウンコンバートする。
The
IF部7は、入力された信号から希望するチャンネルの信号だけが選局され、信号の増幅が行われる。
The
復調器8は、FSKの復調を行いベースバンド信号であるVin信号を出力する。
The
ローパスフィルタ部9は、スイッチ14が閉じている期間に、復調器8から出力されたVin信号から直流成分を抽出する。この抽出した直流成分の電圧を閾値電圧Vthとして比較器10に入力する。実施の形態1では、このローパスフィルタ部9は、コンデンサと抵抗とを用いたCR回路で構成されているが、復調器8から出力されたVin信号の直流成分を抽出することができれば、どのような回路構成としてもよい。スイッチ14が開いている期間は、この抽出した直流成分である閾値電圧Vthは保持される。
The low-
比較器10は、復調器8から出力されたVin信号を閾値電圧Vthと比較することで2値
へ変換して、FSK復調された信号をデジタル信号へ変換する。つまり、比較器10は、Vin信号がこの閾値電圧Vthより高い期間を1とし、低い期間を0とした2値比較の結果をVout信号として出力する。
The
分周部11は、局部発振部5から出力される2448MHzを1224分周して2MHzの無変調信号を出力する調整用信号発生部である。
The
切り替え部12は、ミキサ部6からの出力と分周部11からの出力を切り替えるスイッチである。切り替え部12は、図示しない制御線により閾値電圧調整部13とともに、その切り替えが制御される。
The switching unit 12 is a switch that switches the output from the
閾値電圧調整部13は、切り替え部12により分周部11からの出力が選択されたときの復調器8からの出力電圧を保存し、基準閾値電圧Vthとして比較器10に設定する機能を有する。
The threshold
スイッチ14は、復調器8および閾値電圧調整部13と、ローパスフィルタ部9とを接続する。また、スイッチ15は、閾値電圧調整部13と、ローパスフィルタ部9および比較器10とを接続する。これらのスイッチ14,15は、図示しない制御線で閾値電圧調整部13とともに、その接続状態が制御される。
The
以上のように構成される本発明の実施の形態1に係る無線受信装置の動作を図面に基づいて説明する。
The operation of the radio reception apparatus according to
無線受信装置1は、基準閾値電圧を保存する較正動作と、その基準閾値電圧を初期値としてデータスライサを動作させる通常動作とを行う。
The
まず、基準閾値電圧を保存する較正動作の際の無線受信装置1の動作を説明する。
First, the operation of the
基準閾値電圧を設定する場合には、切り替え部12の接続を分周部11からの出力をIF部7へ接続するように制御する。また、スイッチ14は開いた状態、スイッチ15は開いた状態とする。
When the reference threshold voltage is set, the connection of the switching unit 12 is controlled to connect the output from the
分周部11が、局部発振部5から2448MHzの信号を入力して、1224分周して、中間周波数に等しい2MHzの無変調信号を出力する。
The
この無変調信号は、切り替え部12が分周部11の出力と、IF部7の入力とを接続しているので、IF部7へ入力される。
This unmodulated signal is input to the
そして無変調信号は、IF部7を介して増幅され復調器8へ入力される。
The unmodulated signal is amplified via the
復調器8は、IF部7から出力された無変調信号を復調する。この信号は、中間周波数に等しい周波数の無変調信号を復調器で復調させているので、直流成分のみの信号であり、復調器8のばらつきを含んだ直流電圧である。
The
この直流電圧を閾値電圧調整部13は、基準閾値電圧として保持する。
The threshold
次に、通常動作の際の無線受信装置1の動作を、図1および図2に基づいて説明する。図2は本発明の実施の形態1に係る無線受信装置が閾値電圧を設定するタイミングを説明する図である。また図1において、切り替え部12は、通常動作中には常にミキサ部6の出力をIF部7に接続している状態とする。
Next, the operation of the
図2に示すように、RXENable信号は、電圧の高い部分が無線受信装置1が受信している期間を示している。Slicer Reset信号は、スイッチ15の制御信号であり、電圧の高い部分がスイッチ15を閉じて、基準閾値電圧を閾値電圧Vthに印加している期間である。Sample&Hold信号は、スイッチ14の制御信号であり、電圧が高い部分がスイッチ14を閉じて閾値電圧Vthをサンプリングしている期間である。また、ローパスフィルタ部9は、Sample&Hold信号が高い電圧から低い電圧へ変化する時にその閾値電圧Vthを保持している。Vin信号は、復調器8から出力されたベースバンド信号である。このVin信号を閾値電圧Vthで2値判定した比較器10の出力がVout信号である。
As illustrated in FIG. 2, the RXENable signal indicates a period during which the
最初の通信期間は、どの無線送信装置からも送信されるパケットがなく、周囲のノイズを受信している状態を表している。このような受信状態となった場合は、復調器が出力するベースバンド信号の直流成分の電圧が、極端に−(マイナス)方向にずれている。この通信期間が終了した後もスイッチ14は開いたままで、閾値電圧Vthはずれた状態のままで保持されている。
The first communication period represents a state in which there is no packet transmitted from any wireless transmission device and ambient noise is received. In such a reception state, the voltage of the DC component of the baseband signal output from the demodulator is extremely shifted in the-(minus) direction. Even after the end of the communication period, the
そこで、プリアンブル直前のタイミングTにて、スイッチ14を開いたままで、スイッチ15を閉じると、閾値電圧調整部13により保持された基準閾値電圧が、閾値電圧Vthに印加される。本実施の形態では、ローパスフィルタ部9はCR回路としているので、閾値電圧調整部13の出力と、ローパスフィルタ部9の出力とを短絡させることで、ローパスフィルタ部9の出力段のコンデンサを充電することができるので、望ましい電圧に対して極端に−(マイナス)方向にずれてしまっていた閾値電圧Vthは、強制的に基準閾値電圧に等しくなる(リセットされる)。
Therefore, when the
次にプリアンブル期間の先頭で、スイッチ14を閉じ、スイッチ15を開く。閾値電圧調整部13から印加されていた基準閾値電圧は閾値電圧Vthから切り離され、一方で復調器8の出力信号はローパスフィルタ9に入力されるので、閾値電圧Vthは基準閾値電圧を初期値として、従来の技術と同様に復調されたプリアンブルの直流成分に追従することになる。基準閾値電圧は、中間周波数に等しい周波数の無変調信号を復調器8で復調させた電圧であるので、実際の入力信号の直流成分に近い電圧になっており、これを初期値とすることで、短いプリアンブル期間内でも閾値電圧Vthを適切な電圧に到達させることができる。
Next, at the beginning of the preamble period, the
プリアンブル期間が終わると、スイッチ15は開いたままで、スイッチ14を開く。ローパスフィルタ9の入力が切断され、閾値電圧Vthはローパスフィルタ9により保持される。このときの閾値電圧Vthは、前の通信期間における状態にかかわらず、プリアンブル期間中に入力信号に追従した適切な電圧に到達している為、比較器10にて正確に2値比較できる。
When the preamble period ends, switch 15 remains open and switch 14 is opened. The input of the low-
この図2に示される閾値電圧Vthを強制的に基準閾値電圧にリセットする動作は、各通信期間(スロット)ごとでもよいし、所定周期ごとに行ってもよい。また、通信状況に応じて行ってもよい。またブルートゥースの通信に無線受信装置1を用いる場合では、無線受信装置1がスキャンを行った後で、閾値電圧Vthの設定を行うようにしてもよい。また、基準閾値電圧を保存する較正動作は、電源投入時の一回だけでも良いし、周囲温度に追従できる程度の長い周期毎に行っても良い。通信によるシステムの負荷が軽いときに実行すればよく、閾値電圧調整部13を高速に動作させる必要がないので、閾値電圧調整部13を構成する部品を高価なものとする必要がない。また較正動作は通信中以外の期間で行うものであるので、中間周波数に等しい調整用信号を発生させる際の局部発振周波数は、通信には使用しない設定であってもかまわない。分周器11との組み合わせで、正確に中
間周波数に等しい周波数を生成できる設計にしなければならないが、通信中の設定とは別にできるという点で自由度がある。
The operation of forcibly resetting the threshold voltage Vth shown in FIG. 2 to the reference threshold voltage may be performed every communication period (slot) or every predetermined period. Moreover, you may perform according to a communication condition. When the
次に、閾値電圧調整部13の構成を図3に基づいて詳細に説明する。図3(A)および同図(B)は、閾値電圧調整部13の構成を説明する図である。
Next, the configuration of the threshold
上述したように、閾値電圧調整部13は、基準閾値電圧を保存する較正動作時に、切り替え部12の接続を、分周部11からの出力をIF部7の入力に接続するようにした時の復調器8から出力されるVin信号の電圧を基準閾値電圧としてサンプルし、保持する機能を有していればよい。
As described above, the threshold
つまり、図3(A)に示されるように、復調器8からの出力をAD変換器13aへ入力させてデジタル信号へ変換・保持し、そしてそのデジタル信号をDA変換器13bでアナログ信号へ変換して基準閾値電圧として出力するようにしてもよい。
That is, as shown in FIG. 3A, the output from the
また、図3(B)に示されるように、DA変換器13eに対して、その出力と復調器8からの出力とを比較器13cが比較し、制御部13dによって両者が等しく(最も近く)なるように制御して、そのときの制御部13dの設定を保持し、DA変換器13eの出力を基準閾値電圧とするようにしても可能である。
Further, as shown in FIG. 3B, the
(実施の形態2)
次に、本発明の実施の形態2に係る無線受信装置を図4に基づいて説明する。図4は本発明の実施の形態2に係る無線受信装置を示す図である。
(Embodiment 2)
Next, a radio reception apparatus according to
本発明の実施の形態2に係る無線受信装置は、復調器出力の基準となり、また基準閾値電圧として一時的に比較器に設定する電圧を発生させる電源部と、復調器からの出力信号および電源部からの基準電圧を比較し、比較結果を復調器に帰還する復調電圧調整部とを備えたことを特徴としている。
The radio reception apparatus according to
なお、図4に示す実施の形態2に係る無線受信装置20において、アンテナ2と、バンドパスフィルタ部3と、高周波増幅部4と、局部発振部5と、ミキサ部6と、IF部7と、ローパスフィルタ部9と、比較器10と、分周部11と、切り替え部12とは、図1と同様のものであるため、同符号を付して説明は省略する。
In
図4に示すように、本発明の実施の形態2に係る無線受信装置20は、復調器23の基準となり、また基準閾値電圧として一時的に比較器10に設定する電圧を発生させる電源部21を備えている。
As shown in FIG. 4, the
この電源部21は、例えば無線受信装置20が想定する中心周波数の入力信号に対する復調器23の出力電圧(つまり復調器の中心電圧)の設計値が1.2Vであれば、この設計値と同じ1.2Vを出力可能な電源である。
For example, if the design value of the output voltage of the demodulator 23 (that is, the center voltage of the demodulator) with respect to the input signal having the center frequency assumed by the
そして、切り替え部12により分周部11からの出力が選択されたときに、復調器23からの出力信号であるVin信号および電源部21からの基準電圧を比較し、比較結果を復調器23に帰還する復調電圧調整部22を備えている。
When the output from the
復調器23は、復調整用電圧によって出力電圧の直流オフセットを較正する機能を有している。
The
復調電圧調整部22の構成は図5に基づいて詳細に説明する。図5は復調電圧調整部2
2の構成を説明する図である。
The configuration of the demodulated
It is a figure explaining the structure of 2. FIG.
図5に示すように、復調電圧調整部22は、比較器22aと、制御部22bと、復調器に調整用電圧を供給するDA変換器22cとを備えている。
As shown in FIG. 5, the demodulated
比較器22aは、電源部21の出力電圧と、復調器23の出力電圧とを比較する。その比較結果をもとに制御部22bは、電源部21からの基準電圧と、復調器23の出力電圧が等しく(最も近く)なるように、DA変換器22cから出力される調整用電圧を制御する。
The comparator 22 a compares the output voltage of the
このように構成される本発明の他の実施の形態2に係る無線受信装置の動作を図4と図5に基づいて説明する。 The operation of the radio receiving apparatus according to the second embodiment of the present invention configured as described above will be described with reference to FIGS.
まず、復調器23の出力電圧を較正する際の無線受信装置20の動作を説明する。
First, the operation of the
復調器23を較正する場合には、切り替え部12の接続を分周部11からの出力をIF部7へ接続した状態とする。また、スイッチ14およびスイッチ15は開いた状態とする。
When the
分周部11が、局部発振部5から2448MHzの信号を入力して、1224分周して中間周波数と等しい2MHzの無変調信号を出力する。
The
この無変調信号は、切り替え部12が分周部11の出力と、IF部7の入力とを接続しているので、IF部7へ入力される。
This unmodulated signal is input to the
そして無変調信号は、IF部7を介して増幅され復調器23へ入力される。
The unmodulated signal is amplified via the
復調器23は、IF部7から出力された無変調信号を復調する。この信号は、中間周波数に等しい周波数の無変調信号を復調器23で復調させているので、直流成分のみの信号であり、復調器23のばらつきを含んだ直流電圧である。
The
図5に示すように、この復調器23の出力は、復調電圧調整部22の比較器22aへ入力される。比較器22aのもう一方の入力には、電源部21から基準となる電圧が入力されている。例えば、電源部21から1.2Vの電圧が入力される。この復調器23の出力電圧と、電源部21の基準電圧1.2Vの大小を比較器22aで比較し、両者が等しく(最も近く)なるように、制御部22bによってDA変換器22cから出力される調整用電圧を制御する。
As shown in FIG. 5, the output of the
また、通常動作時の動作については、実施の形態1と同様であるので、図2を用いて説明する。実施の形態1で述べたように、最初の通信期間は、どの無線送信装置からも送信されるパケットがなく、閾値電圧Vthは極端に−(マイナス)方向にずれた状態のままで保持されている。 Further, since the operation during the normal operation is the same as that of the first embodiment, it will be described with reference to FIG. As described in the first embodiment, in the first communication period, there is no packet transmitted from any wireless transmission device, and the threshold voltage Vth is held while being extremely shifted in the − (minus) direction. Yes.
そこで、プリアンブル直前のタイミングTにて、スイッチ14を開いたままで、スイッチ15を閉じると、電源部21から基準閾値電圧1.2Vが閾値電圧Vthに印加され、閾値電圧Vthは強制的に基準閾値電圧1.2Vに等しくなる。
Therefore, when the
次にプリアンブル期間の先頭で、スイッチ14を閉じ、スイッチ15を開く。電源部21からの基準閾値電圧1.2Vは閾値電圧Vthから切り離され、一方で復調器23の出力信号はローパスフィルタ9に入力されるので、閾値電圧Vthは基準閾値電圧1.2Vを初
期値として、復調されたプリアンブルの直流成分に追従することになる。ここで復調器23は、その中心電圧が基準電圧1.2Vに等しくなるように較正されているので、実際に入力されるプリアンブルの直流成分も、基準電圧1.2Vに近い電圧になる。この基準電圧1.2Vを、基準閾値電圧として閾値電圧Vthの初期値とすることで、短いプリアンブル期間内でもVthを適切な電圧に到達させることができる。
Next, at the beginning of the preamble period, the
プリアンブル期間が終わると、スイッチ15は開いたままで、スイッチ14を開いた状態とする。閾値電圧Vthはローパスフィルタ9により保持される。このときの閾値電圧Vthは、前の通信期間における状態にかかわらず、プリアンブル期間中に入力信号に追従した適切な電圧に到達している為、比較器10にて正確に2値比較できる。
When the preamble period ends, the
実施の形態1と同様に、この図2に示される閾値電圧Vthを強制的に基準閾値電圧にリセットする動作は、各通信期間(スロット)ごとでもよいし、所定周期ごとに行ってもよい。また、通信状況に応じて行ってもよい。またブルートゥースの通信に無線受信装置1を用いる場合では、無線受信装置1がスキャンを行った後で、閾値電圧Vthの設定を行うようにしてもよい。また、復調器を較正する動作は、電源投入時の一回だけでも良いし、周囲温度に追従できる程度の長い周期ごとに行っても良い。通信によるシステムの負荷が軽いときに実行すればよく、復調電圧調整部22を高速に動作させる必要がないので、復調電圧調整部22を構成する部品を高価なものとする必要がない。また較正動作は通信中以外の期間で行うものであるので、中間周波数に等しい調整用信号を発生させる際の局部発振周波数は、通信には使用しない設定であってもかまわない。分周器との組み合わせで、正確に中間周波数に等しい周波数を生成できる設計にしなければならないが、通信中の設定とは別にできるという点で自由度がある。
Similar to the first embodiment, the operation of forcibly resetting the threshold voltage Vth shown in FIG. 2 to the reference threshold voltage may be performed every communication period (slot) or every predetermined period. Moreover, you may perform according to a communication condition. When the
本発明は、正確に2値比較することができるので、デジタル信号がFSK変調された電波を受信する無線受信装置に好適である。 Since the present invention can accurately perform binary comparison, the present invention is suitable for a radio reception apparatus that receives a radio wave in which a digital signal is FSK modulated.
1,20 無線受信装置
2 アンテナ
3 バンドパスフィルタ
4 高周波増幅器
5 局部発振部
6 ミキサ部
7 IF部
8,23 復調器
9 ローパスフィルタ部
10 比較器
11 分周部
12 切り替え部
13 閾値電圧調整部
13a AD変換器
13b DA変換器
13c 比較器
13d 制御部
13e DA変換器
21 電源部
22 復調電圧調整部
DESCRIPTION OF
Claims (3)
受信した電波を前記局部発振部からの局部発振周波数と混合して中間周波数に変換するミキサ部と、
前記中間周波数に変換された信号を復調する復調器と、
前記復調された信号の直流成分を閾値電圧として抽出するローパスフィルタ部と、
前記復調された信号および前記閾値電圧を2値比較する比較器とを有する無線受信装置において、
前記中間周波数に等しい周波数の無変調信号を出力する調整用信号発生部と、
前記調整用信号発生部の出力および前記ミキサ部の出力を切り替える切り替え部と、
前記切り替え部により前記調整用信号発生部が選択されたときの前記復調器からの出力電圧を保存し、前記電圧を基準閾値電圧として一時的に前記比較器に設定する閾値電圧調整部とを備えたことを特徴とする無線受信装置。 A local oscillator for generating a local oscillation frequency;
A mixer unit that mixes a received radio wave with a local oscillation frequency from the local oscillation unit and converts it to an intermediate frequency;
A demodulator that demodulates the signal converted to the intermediate frequency;
A low-pass filter that extracts a DC component of the demodulated signal as a threshold voltage;
In a wireless reception device having the demodulated signal and a comparator for binary comparison of the threshold voltage,
An adjustment signal generator for outputting an unmodulated signal having a frequency equal to the intermediate frequency;
A switching unit for switching the output of the adjustment signal generating unit and the output of the mixer unit;
A threshold voltage adjustment unit that stores an output voltage from the demodulator when the adjustment signal generation unit is selected by the switching unit and temporarily sets the voltage as a reference threshold voltage in the comparator; A wireless receiver characterized by the above.
受信した電波を前記局部発振部からの局部発振周波数と混合して中間周波数に変換するミキサ部と、
前記中間周波数に変換された信号を復調する復調器と、
前記復調された信号の直流成分を閾値電圧として抽出するローパスフィルタ部と、
前記復調された信号および前記閾値電圧を2値比較する比較器とを有する無線受信装置において、
前記中間周波数に等しい周波数の無変調信号を出力する調整用信号発生部と、
前記調整発振部からの信号および前記ミキサ部の出力を切り替える切り替え部と、
前記復調器出力の基準となり、また基準閾値電圧として一時的に前記比較器に設定する電圧を発生させる電源部と、
前記切り替え部により前記調整用信号発生部が選択されたときに、前記復調器からの出力信号および前記電源部からの基準電圧を比較し、この比較結果を復調器に帰還する復調電圧調整部とを備え、
前記復調器は、前記復調電圧調整部により前記復調された信号の直流成分の電圧を較正することを特徴とする無線受信装置。 A local oscillator for generating a local oscillation frequency;
A mixer unit that mixes a received radio wave with a local oscillation frequency from the local oscillation unit and converts it to an intermediate frequency;
A demodulator that demodulates the signal converted to the intermediate frequency;
A low-pass filter that extracts a DC component of the demodulated signal as a threshold voltage;
In a wireless reception device having the demodulated signal and a comparator for binary comparison of the threshold voltage,
An adjustment signal generator for outputting an unmodulated signal having a frequency equal to the intermediate frequency;
A switching unit that switches a signal from the adjustment oscillation unit and an output of the mixer unit;
A power supply unit that serves as a reference for the output of the demodulator and that temporarily generates a voltage to be set in the comparator as a reference threshold voltage;
A demodulating voltage adjusting unit that compares an output signal from the demodulator and a reference voltage from the power supply unit and feeds back the comparison result to the demodulator when the adjustment signal generating unit is selected by the switching unit; With
The radio receiver according to claim 1, wherein the demodulator calibrates a voltage of a DC component of the signal demodulated by the demodulated voltage adjustment unit.
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Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007129412A (en) * | 2005-11-02 | 2007-05-24 | Sony Corp | Semiconductor chip for communication, calibration method, and program |
US7573335B2 (en) | 2007-10-23 | 2009-08-11 | Seiko Epson Corporation | Automatic gain control (AGC) with lock detection |
US7804911B2 (en) | 2007-04-25 | 2010-09-28 | Seiko Epson Corporation | Dual demodulation mode AM radio |
US8000671B2 (en) | 2008-04-01 | 2011-08-16 | Seiko Epson Corporation | Dual threshold demodulation in an amplitude modulation radio receiver |
US8155618B2 (en) | 2007-07-20 | 2012-04-10 | Denso Corporation | Receiving device for frequency modulated signals with voltage-limited reference input to demodulated signal binarization comparator |
WO2024018822A1 (en) * | 2022-07-21 | 2024-01-25 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | Reception circuit, power storage pack, reception method, reception program, and storage medium in which reception program is described |
-
2004
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Cited By (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007129412A (en) * | 2005-11-02 | 2007-05-24 | Sony Corp | Semiconductor chip for communication, calibration method, and program |
JP4655891B2 (en) * | 2005-11-02 | 2011-03-23 | ソニー株式会社 | Communication semiconductor chip, calibration method, and program |
US7995966B2 (en) | 2005-11-02 | 2011-08-09 | Sony Corporation | Communication semiconductor chip, calibration method, and program |
US7804911B2 (en) | 2007-04-25 | 2010-09-28 | Seiko Epson Corporation | Dual demodulation mode AM radio |
US8155618B2 (en) | 2007-07-20 | 2012-04-10 | Denso Corporation | Receiving device for frequency modulated signals with voltage-limited reference input to demodulated signal binarization comparator |
DE102008033355B4 (en) | 2007-07-20 | 2019-08-08 | Denso Corporation | receiving device |
US7573335B2 (en) | 2007-10-23 | 2009-08-11 | Seiko Epson Corporation | Automatic gain control (AGC) with lock detection |
US8000671B2 (en) | 2008-04-01 | 2011-08-16 | Seiko Epson Corporation | Dual threshold demodulation in an amplitude modulation radio receiver |
WO2024018822A1 (en) * | 2022-07-21 | 2024-01-25 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | Reception circuit, power storage pack, reception method, reception program, and storage medium in which reception program is described |
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