JP2005229304A - High frequency circuit - Google Patents

High frequency circuit Download PDF

Info

Publication number
JP2005229304A
JP2005229304A JP2004035467A JP2004035467A JP2005229304A JP 2005229304 A JP2005229304 A JP 2005229304A JP 2004035467 A JP2004035467 A JP 2004035467A JP 2004035467 A JP2004035467 A JP 2004035467A JP 2005229304 A JP2005229304 A JP 2005229304A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
power
frequency circuit
conductor
input
superconducting
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2004035467A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Hisashi Sato
寿志 佐藤
Keizo Cho
敬三 長
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nippon Telegraph and Telephone Corp
Original Assignee
Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nippon Telegraph and Telephone Corp filed Critical Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority to JP2004035467A priority Critical patent/JP2005229304A/en
Publication of JP2005229304A publication Critical patent/JP2005229304A/en
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Landscapes

  • Superconductor Devices And Manufacturing Methods Thereof (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce nonlinear effect of complex conductivity on a large AC power. <P>SOLUTION: The high frequency circuit comprises a plurality of conductor components 12a and 12b having a conductor part formed of a superconducting metal, and a power distributor 11 for outputting input power divided into a plurality of powers, respectively, to the conductor components 12a and 12b. An input power is supplied to the plurality of conductor components 12a and 12b while being distributed through the power distributor 11. Consequently, power passing through each conductor component 12a, 12b is reduced even for the same input power. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

本発明は、高周波回路に関し、特に、超伝導体が用いられた高周波回路に関するものである。   The present invention relates to a high-frequency circuit, and particularly to a high-frequency circuit using a superconductor.

超伝導体で形成された高周波回路には、電力損失が低いという特徴がある。このため、従来より、超伝導体で形成された高周波回路として、バンドパスフィルタなどが実用化されている（例えば、非特許文献１参照）。   A high-frequency circuit formed of a superconductor is characterized by low power loss. For this reason, conventionally, a band pass filter or the like has been put to practical use as a high-frequency circuit formed of a superconductor (for example, see Non-Patent Document 1).

なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
D.E.Oates, in“Microwave Superconductivity", ed.H.Weinstock and M.Nisenoff(Dorderecht:Kluwer Academic Publishers)(2001)p.117-148. The applicant has not yet found prior art documents related to the present invention by the time of filing other than the prior art documents specified by the prior art document information described in this specification.
DEOates, in “Microwave Superconductivity”, ed.H. Weinstock and M. Nisenoff (Dorderecht: Kluwer Academic Publishers) (2001) p.117-148.

しかし、超伝導体は、非超伝導金属に較べて、交流電力に対する複素伝導度の非線形性が著しく大きい。このため、超伝導体部分を通過する交流電力が大きい場合には、その超伝導体部分での複素伝導度の非線形効果が回路特性の劣化を招く。この非線形効果には、その超伝導体部分の表面抵抗の増大と、その超伝導体部分からの高調波および相互変調波の発生が含まれる。このため、超伝導体の高周波回路は、大きな交流電力が通過する用途には使用できない場合があるという問題があった。
本発明はこのような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、大きな交流電力に対する複素伝導度の非線形効果が小さい超伝導高周波回路を提供することにある。 However, superconductors have significantly greater nonlinearity of complex conductivity with respect to AC power than non-superconducting metals. For this reason, when the AC power passing through the superconductor portion is large, the nonlinear effect of the complex conductivity in the superconductor portion causes the circuit characteristics to deteriorate. This non-linear effect includes an increase in the surface resistance of the superconductor portion and generation of harmonics and intermodulation waves from the superconductor portion. For this reason, the high frequency circuit of the superconductor has a problem that it may not be used for applications through which large AC power passes.
The present invention has been made to solve such problems, and an object of the present invention is to provide a superconducting high-frequency circuit with a small nonlinear effect of complex conductivity with respect to a large AC power.

このような目的を達成するために、本発明に係る高周波回路は、電力を伝搬させる導体部分の少なくとも一部が超伝導金属で形成された複数の導体部品と、導体部品のそれぞれの一端に出力側が接続されかつ入力される電力を複数に分割し分割された電力を導体部品のそれぞれに出力する電力分配器とを備えることを特徴とする。なお、電力分配器の可逆性より、この高周波回路の電力分配器を電力合成器に置き換えてもよい。
また、上述した高周波回路は、導体部品のそれぞれの他端に入力側が接続されかつ導体部品のそれぞれから入力される電力を合成し合成された電力を出力する電力合成器をさらに備えていてもよい。 In order to achieve such an object, the high-frequency circuit according to the present invention outputs a plurality of conductor parts in which at least a part of a conductor part for propagating power is formed of a superconducting metal and one end of each conductor part. And a power distributor that divides the inputted power into a plurality of parts and outputs the divided power to each of the conductor parts. Note that the power divider of the high-frequency circuit may be replaced with a power combiner because of the reversibility of the power divider.
The high-frequency circuit described above may further include a power combiner that is connected to the other end of each of the conductor parts and that combines the power input from each of the conductor parts and outputs the combined power. .

ここで、電力分配器は、電力を伝搬させる導体部分が非超伝導金属で形成されても、超伝導金属で形成されてもよい。電力合成器もまた、電力を伝搬させる導体部分が非超伝導金属で形成されても、超伝導金属で形成されてもよい。
また、導体部品は、所定の周波数帯の電力のみを通過させるバンドパスフィルタを含んでいてもよい。または、電力分配器の出力側に一端が接続されかつこの一端から入力される電力の所定の周波数帯のみを通過させるバンドパスフィルタと、このバンドパスフィルタの他端に接続されたアンテナとを含んでいてもよい。 Here, in the power distributor, a conductor portion for propagating power may be formed of a non-superconducting metal or a superconducting metal. The power combiner may also be formed of a non-superconducting metal or a superconducting metal as a conductor portion for propagating power.
The conductor component may include a band pass filter that allows only power in a predetermined frequency band to pass therethrough. Alternatively, a band pass filter having one end connected to the output side of the power distributor and passing only a predetermined frequency band of power input from the one end, and an antenna connected to the other end of the band pass filter is included. You may go out.

本発明に係る高周波回路では、電力分配器を用い、超伝導金属で形成された複数の導体部品に入力電力を分配供給する。これにより、入力電力が同じでも、それぞれの導体部品を通過する電力が低減される。このため、本発明に係る高周波回路では、導体部品を単独で用いる従来構成に較べて、回路全体での交流電力に対する複素伝導度の非線形効果が小さくなる。よって、従来よりも大きな交流電力を扱う用途に超伝導体高周波回路を利用することが可能となる。その結果、種々の高周波装置の損失を低減することが可能となる。   In the high-frequency circuit according to the present invention, input power is distributed and supplied to a plurality of conductor parts made of superconducting metal using a power distributor. Thereby, even if input power is the same, the electric power which passes each conductor component is reduced. For this reason, in the high frequency circuit according to the present invention, the nonlinear effect of the complex conductivity with respect to the AC power in the entire circuit is reduced as compared with the conventional configuration in which the conductor component is used alone. Therefore, it is possible to use a superconductor high-frequency circuit for applications that handle larger AC power than in the past. As a result, it is possible to reduce the loss of various high-frequency devices.

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照し詳細に説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る高周波回路の構成を示すブロック図である。この図に示す高周波回路１０は、入力電力を複数に分割して出力する電力分配器１１と、複数入力される電力を合成して出力する電力合成器１３と、電力分配器１１の出力側と電力合成器１３の入力側との間に並列に接続された２つの超伝導バンドパスフィルタ（導体部品）１２ａ，１２ｂとを有している。電力分配器１１の入力側には入力端子１４が接続され、電力合成器１５の出力側には出力端子１５が接続されている。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a high-frequency circuit according to the first embodiment of the present invention. The high-frequency circuit 10 shown in this figure includes a power distributor 11 that divides input power into a plurality of outputs, a power combiner 13 that combines and outputs a plurality of input powers, and an output side of the power distributor 11. Two superconducting bandpass filters (conductor parts) 12a and 12b connected in parallel with the input side of the power combiner 13 are provided. An input terminal 14 is connected to the input side of the power distributor 11, and an output terminal 15 is connected to the output side of the power combiner 15.

ここで、超伝導バンドパスフィルタ１２ａ，１２ｂは、それぞれの一端が電力分配器１１の出力側に接続され、それぞれの他端が電力合成器１３の入力側に接続され、一端と他端との間で電力を伝搬させる導体部分が例えばＹＢａ2Ｃｕ3Ｏ7やＮｄＢａ2Ｃｕ3Ｏ7などの酸化物超伝導体を含む超伝導金属で形成されている。ここでは、超伝導バンドパスフィルタ１２ａと１２ｂとは、同一の特性を持つものであるとする。
電力分配器１１は、同相等比率の電力分配器である。また、電力合成器１３は、同相等比率の電力合成器である。電力分配器１１および電力合成器１３は、電力を伝搬させる導体部分が例えば銅や金などの非超伝導金属で形成されている。ここでは、電力分配器１１および電力合成器１３のそれぞれの電力分配比を１：１とする。 Here, one end of each of the superconducting bandpass filters 12a and 12b is connected to the output side of the power distributor 11, the other end is connected to the input side of the power combiner 13, and one end and the other end are connected. A conductor portion for propagating electric power between them is formed of a superconducting metal including an oxide superconductor such as YBa 2 Cu 3 O 7 or NdBa 2 Cu 3 O 7 . Here, it is assumed that the superconducting bandpass filters 12a and 12b have the same characteristics.
The power distributor 11 is an in-phase power ratio power distributor. Further, the power combiner 13 is a power combiner with an in-phase equal ratio. In the power distributor 11 and the power combiner 13, the conductor portion for propagating power is formed of a non-superconducting metal such as copper or gold. Here, the power distribution ratio of each of the power distributor 11 and the power combiner 13 is 1: 1.

比較のため、超伝導バンドパスフィルタを単独で用いる従来構成の高周波回路を図２に示す。この図に示す高周波回路２０の超伝導バンドパスフィルタ１２は、本実施の形態に係る高周波回路１０の超伝導バンドパスフィルタ１２ａ，１２ｂと同一の特性を持つものである。   For comparison, a conventional high-frequency circuit using a superconducting bandpass filter alone is shown in FIG. The superconducting bandpass filter 12 of the high-frequency circuit 20 shown in this figure has the same characteristics as the superconducting bandpass filters 12a and 12b of the high-frequency circuit 10 according to the present embodiment.

本実施の形態に係る高周波回路１０および従来構成の高周波回路２０において、入力端子１４，２４から出力端子１５，２５へＰ1（ｄＢｍ）の交流電力が通過する場合を考える。回路での電力損失は無視できるほど小さいものとする。 Consider a case where AC power of P 1 (dBm) passes from the input terminals 14 and 24 to the output terminals 15 and 25 in the high-frequency circuit 10 according to the present embodiment and the conventional high-frequency circuit 20. The power loss in the circuit is assumed to be negligibly small.

従来構成の高周波回路２０では、超伝導バンドパスフィルタ１２を通過する交流電力はＰ1（ｄＢｍ）である。これに対し、本実施の形態に係る高周波回路１０では、入力されたＰ1（ｄＢｍ）の交流電力が電力分配器１１で二等分されるため、超伝導バンドパスフィルタ１２ａ，１２ｂのそれぞれを通過する交流電力は（Ｐ1−３）（ｄＢｍ）となる。したがって、本実施の形態に係る高周波回路１０では、従来構成の高周波回路２０に較べて、超伝導バンドパスフィルタを通過する交流電力が３ｄＢ低減される。このため、本実施の形態に係る高周波回路１０では、従来構成の高周波回路２０に較べて、入力端子１４，２４と出力端子１５，２５との間を通過する交流電力が同じでも、交流電力に対する複素伝導度の非線形効果が小さくなる。
なお、本実施の形態に係る高周波回路１０では、電力分配器１１および電力合成器１３にＰ1（ｄＢｍ）の交流電力が通過する。しかし、電力分配器１１および電力合成器１３は非超伝導金属で形成されているため、非線形効果の増大には寄与しない。 In the conventional high-frequency circuit 20, the AC power passing through the superconducting bandpass filter 12 is P 1 (dBm). On the other hand, in the high-frequency circuit 10 according to the present embodiment, the input AC power of P 1 (dBm) is divided into two equal parts by the power distributor 11, so that each of the superconducting bandpass filters 12a and 12b is The passing AC power is (P 1 -3) (dBm). Therefore, in the high-frequency circuit 10 according to the present embodiment, the AC power passing through the superconducting bandpass filter is reduced by 3 dB compared to the high-frequency circuit 20 having the conventional configuration. For this reason, in the high-frequency circuit 10 according to the present embodiment, the AC power passing between the input terminals 14 and 24 and the output terminals 15 and 25 is the same as that of the high-frequency circuit 20 of the conventional configuration. The nonlinear effect of complex conductivity is reduced.
In the high-frequency circuit 10 according to the present embodiment, AC power of P 1 (dBm) passes through the power distributor 11 and the power combiner 13. However, since the power distributor 11 and the power combiner 13 are made of a non-superconducting metal, they do not contribute to the increase of the nonlinear effect.

非線形効果が小さくなることを別の観点から説明する。回路が交流電力に対する複素伝導度の非線形性を持つ場合には、異なる周波数ｆ1，ｆ2を持つ２つの交流電気信号が同時に回路に入力されると、周波数ｆ1，ｆ2の信号と共に、周波数（２×ｆ1−ｆ2），（２×ｆ2−ｆ1）の信号が出力される。周波数ｆ1，ｆ2の信号を信号基本信号、周波数（２×ｆ1−ｆ2），（２×ｆ2−ｆ1）の信号を３次相互変調信号と呼ぶ。入力信号強度が同じ場合には、回路の非線形性が強いほど、基本信号強度に対する３次相互変調信号強度の比が大きくなる。また、入力信号強度が大きいほど、基本信号強度に対する３次相互変調信号強度の比が大きくなる。よって、３次相互変調信号強度が基本信号強度に一致する入力信号強度をＩＰ3と表記し、回路の非線形性を表す指標として用いることができる。一般には、基本信号強度および３次相互変調信号強度の入力信号強度依存性を２つの直線で外挿した時のそれらの交点における入力信号強度によりＩＰ3が決定される。 The fact that the nonlinear effect is reduced will be described from another viewpoint. When the circuit has nonlinearity of complex conductivity with respect to AC power, when two AC electric signals having different frequencies f 1 and f 2 are input to the circuit at the same time, together with signals of frequencies f 1 and f 2 , Signals with frequencies (2 × f 1 −f 2 ) and (2 × f 2 −f 1 ) are output. Signals with frequencies f 1 and f 2 are called signal basic signals, and signals with frequencies (2 × f 1 −f 2 ) and (2 × f 2 −f 1 ) are called third-order intermodulation signals. When the input signal strength is the same, the ratio of the third-order intermodulation signal strength to the basic signal strength increases as the circuit nonlinearity increases. In addition, as the input signal strength increases, the ratio of the third-order intermodulation signal strength to the basic signal strength increases. Therefore, the input signal strength at which the third-order intermodulation signal strength matches the basic signal strength can be expressed as IP 3 and used as an index representing the nonlinearity of the circuit. In general, IP 3 is determined by the input signal strength at the intersection point when the input signal strength dependency of the basic signal strength and the third-order intermodulation signal strength is extrapolated by two straight lines.

図３に、超伝導バンドパスフィルタ１２のみからなる従来構成の高周波回路２０における基本信号強度および３次相互変調信号強度の入力信号強度依存性３１，３２を示す。それぞれの依存性から決定されたＩＰ3を、矢印のようにＡ（ｄＢｍ）とする。
これに対し、図４には、本実施の形態に係る高周波回路１０における基本信号強度および３次相互変調信号強度の入力信号強度依存性４１，４２を示す。それぞれの依存性から、ＩＰ3は矢印のように（Ａ＋３）（ｄＢｍ）となる。
図３と図４とを比較すると、本実施の形態に係る高周波回路１０の方が、従来構成の高周波回路２０に較べて、ＩＰ3が３ｄＢ大きくなっている。回路の非線形性が小さいほどＩＰ3が大きくなるので、本実施の形態により回路の非線形性が低減されたことがわかる。回路の非線形性が低減された結果、非線形効果が小さくなる。 FIG. 3 shows the input signal strength dependences 31 and 32 of the basic signal strength and the third-order intermodulation signal strength in the conventional high-frequency circuit 20 including only the superconductive bandpass filter 12. Let IP 3 determined from each dependency be A (dBm) as shown by the arrow.
On the other hand, FIG. 4 shows the input signal strength dependencies 41 and 42 of the basic signal strength and the third-order intermodulation signal strength in the high-frequency circuit 10 according to the present embodiment. From each dependence, IP 3 becomes (A + 3) (dBm) as shown by an arrow.
When FIG. 3 and FIG. 4 are compared, the high frequency circuit 10 according to the present embodiment is 3 dB larger in IP 3 than the high frequency circuit 20 having the conventional configuration. Since IP 3 increases as the nonlinearity of the circuit decreases, it can be seen that the nonlinearity of the circuit is reduced by this embodiment. As a result of the reduced nonlinearity of the circuit, the nonlinear effect is reduced.

本実施の形態に係る高周波回路１０は、非線形効果が小さいので、従来よりも大きな交流電力を扱う用途に利用可能である。
なお、本実施の形態では、２つの超伝導バンドパスフィルタ１２ａ，１２ｂが並列接続された例を示したが、それ以上の複数の超伝導バンドパスフィルタが並列接続された構成としてもよい。また、これらの超伝導バンドパスフィルタが、互いに異なる特性を持つものであってもよい。 Since the high-frequency circuit 10 according to the present embodiment has a small nonlinear effect, it can be used for applications that handle a larger amount of AC power than conventional ones.
In the present embodiment, an example is shown in which two superconducting bandpass filters 12a and 12b are connected in parallel. However, a configuration in which a plurality of superconducting bandpass filters is connected in parallel may be used. Further, these superconducting band pass filters may have different characteristics.

次に、図１における超伝導バンドパスフィルタ１２ａ，１２ｂ、電力分配器１１および電力合成器１３の構成例について説明する。
図５は、超伝導バンドパスフィルタ１２ａ，１２ｂの一構成例を示す図である。この図において、（Ａ）は底面図、（Ｂ）は平面図、（Ｃ）はＶC−ＶC′線方向の断面図である。 Next, configuration examples of the superconducting bandpass filters 12a and 12b, the power distributor 11 and the power combiner 13 in FIG. 1 will be described.
FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of the superconducting bandpass filters 12a and 12b. In this figure, (A) is a bottom view, (B) is a plan view, and (C) is a cross-sectional view in the direction of the VC-VC 'line.

図５に示す超伝導バンドパスフィルタは、マイクロストリップ線路で形成されている。マイクロストリップ線路は、誘電体基板５１と、誘電体基板５１の一方の面に形成された超伝導金属からなる接地導体膜５２と、誘電体基板５１の他方の面に形成された超伝導金属からなる線路導体膜５３とから構成されている。線路導体膜５３を平面視コ字型に配線することにより、共振器が構成される。このような共振器を１１個容量結合し、バンドパスフィルタを構成している。
一方の入出力端子５５（または５６）から入力された高周波電流のうち、バンドパスフィルタの通過帯域内の周波数を持つものだけがバンドパスフィルタを通過し、他方の入出力端子５６（または５５）から出力される。それ以外は、もとの入出力端子５５（または５６）に反射される。 The superconducting bandpass filter shown in FIG. 5 is formed of a microstrip line. The microstrip line includes a dielectric substrate 51, a ground conductor film 52 made of a superconductive metal formed on one surface of the dielectric substrate 51, and a superconductive metal formed on the other surface of the dielectric substrate 51. And a line conductor film 53. A resonator is formed by wiring the line conductor film 53 in a U shape in plan view. Eleven such resonators are capacitively coupled to form a bandpass filter.
Of the high-frequency current input from one input / output terminal 55 (or 56), only the one having a frequency within the pass band of the bandpass filter passes through the bandpass filter, and the other input / output terminal 56 (or 55). Is output from. Other than that, it is reflected by the original input / output terminal 55 (or 56).

図６は、電力分配器１１および電力合成器１３の一構成例を示す図である。この図において、（Ａ）は底面図、（Ｂ）は平面図、（Ｃ）はVIC−VIC′線方向の断面図である。
図６に示す電力分配合成器は、マイクロストリップ線路で形成されている。マイクロストリップ線路は、誘電体基板６１と、誘電体基板６１の一方の面に形成された非超伝導金属からなる接地導体膜６２と、誘電体基板６１の他方の面に形成された非超伝導金属からなる線路導体膜６３，６３ａ，６３ｂとから構成されている。線路導体膜６３を途中で二分岐し、分岐された線路導体膜６３ａ，６３ｂをそれぞれの終端付近で抵抗６４を介して接続し、ウィルキンソン型電力分配合成器を構成している。 FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration example of the power distributor 11 and the power combiner 13. In this figure, (A) is a bottom view, (B) is a plan view, and (C) is a cross-sectional view in the VIC-VIC ′ line direction.
The power distribution combiner shown in FIG. 6 is formed of a microstrip line. The microstrip line includes a dielectric substrate 61, a ground conductor film 62 made of a non-superconducting metal formed on one surface of the dielectric substrate 61, and a non-superconducting material formed on the other surface of the dielectric substrate 61. The line conductor films 63, 63a, and 63b are made of metal. The line conductor film 63 is bifurcated in the middle, and the branched line conductor films 63a and 63b are connected through the resistors 64 in the vicinity of their respective ends to constitute a Wilkinson power distribution synthesizer.

入出力端子６５から入力された高周波電流は、線路導体膜６３から線路導体膜６３ａ，６３ｂのそれぞれに二等分され、入出力端子６６，６７のそれぞれに同相かつもとの半分の強度で出力される。また、入出力端子６６，６７のそれぞれに同相で入力された高周波電力は合成され、すべて入出力端子６５に出力され、入出力端子６６，６７には出力されない。   The high-frequency current input from the input / output terminal 65 is divided into two equal parts from the line conductor film 63 to each of the line conductor films 63a and 63b, and is output to the input / output terminals 66 and 67 with the same phase and half the original intensity. Is done. In addition, the high frequency powers input in the same phase to the input / output terminals 66 and 67 are combined, and all are output to the input / output terminal 65 and are not output to the input / output terminals 66 and 67.

マイクロストリップ線路で図５に示した超伝導バンドパスフィルタおよび図６に示した電力分配合成器を２つずつ形成し、一方の電力分配合成器の入出力端子６６，６７にそれぞれ超伝導バンドパスフィルタの入出力端子５５を接続し、他方の電力分配合成器の入出力端子６６，６７にそれぞれ超伝導バンドパスフィルタの入出力端子５６を接続することにより、本実施の形態に係る高周波回路１０を平面回路で実現することができる。   Two superconducting bandpass filters shown in FIG. 5 and two power distribution synthesizers shown in FIG. 6 are formed by microstrip lines, and superconducting bandpasses are respectively connected to input / output terminals 66 and 67 of one power distribution synthesizer. By connecting the input / output terminal 55 of the filter and connecting the input / output terminal 56 of the superconducting bandpass filter to the input / output terminals 66 and 67 of the other power distribution synthesizer, the high-frequency circuit 10 according to the present embodiment. Can be realized by a planar circuit.

しかし、高周波回路１０は、このような構成には限定されない。例えば、超伝導バンドパスフィルタ１２ａ，１２ｂが形成された基板を積層し、超伝導バンドパスフィルタ１２ａ，１２ｂを電力分配器１１および電力合成器１３に接続する構成にしてもよい。また、超伝導バンドパスフィルタ１２ａ，１２ｂ、電力分配器１１および電力合成器１３を同軸ケーブルや導波管などを用いて形成し、高周波回路１０を立体回路で実現してもよい。これらの高周波回路１０の構成のバリエーションは、後述する高周波回路７０，８０，１２０にも適用することができる。   However, the high frequency circuit 10 is not limited to such a configuration. For example, the substrate on which the superconducting bandpass filters 12a and 12b are formed may be stacked, and the superconducting bandpass filters 12a and 12b may be connected to the power distributor 11 and the power combiner 13. Alternatively, the superconducting bandpass filters 12a and 12b, the power distributor 11 and the power combiner 13 may be formed using a coaxial cable, a waveguide, or the like, and the high-frequency circuit 10 may be realized as a three-dimensional circuit. These variations in the configuration of the high-frequency circuit 10 can be applied to the high-frequency circuits 70, 80, and 120 described later.

（第２の実施の形態）
図７は、本発明の第２の実施の形態に係る高周波回路の構成を示すブロック図である。この図では、図１に示した構成要素と同一の構成要素を、図１と同一符号で示している。
図７に示す高周波回路７０は、電力分配器７１および電力合成器７３の電力を伝搬させる導体部分がＹＢａ2Ｃｕ3Ｏ7やＮｄＢａ2Ｃｕ3Ｏ7などの酸化物超伝導体を含む超伝導金属で形成されている点で、第１の実施の形態に係る高周波回路１０と異なる。 (Second Embodiment)
FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the high-frequency circuit according to the second embodiment of the present invention. In this figure, the same components as those shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals as those in FIG.
The high-frequency circuit 70 shown in FIG. 7 has superconductivity in which the conductor portions for propagating the power of the power distributor 71 and the power combiner 73 include oxide superconductors such as YBa 2 Cu 3 O 7 and NdBa 2 Cu 3 O 7. It is different from the high-frequency circuit 10 according to the first embodiment in that it is made of metal.

電力分配器７１および電力合成器７３としては、例えば図６に示した電力分配合成器において接地導体膜６２および線路導体膜６３の両方が超伝導金属で形成されたものを用いることができる。この電力分配合成器には、共振器などの電力が循環する回路がない。このため、電力分配合成器を超伝導金属で形成しても、バンドパスフィルタを超伝導金属で形成する場合ほど、交流電力に対する複素伝導度の非線形性は大きくならない。よって、超伝導金属で形成された電力分配器７１および電力合成器７３を用いても、大きな交流電力に対する非線形効果が回路特性に与える影響は小さい。   As the power distributor 71 and the power combiner 73, for example, a power distribution combiner shown in FIG. 6 in which both the ground conductor film 62 and the line conductor film 63 are formed of a superconductive metal can be used. This power distribution synthesizer does not have a circuit for circulating power, such as a resonator. For this reason, even if the power distribution synthesizer is formed of a superconducting metal, the nonlinearity of the complex conductivity with respect to the AC power does not increase as much as when the bandpass filter is formed of a superconducting metal. Therefore, even if the power distributor 71 and the power combiner 73 made of superconducting metal are used, the influence of the nonlinear effect on the large AC power on the circuit characteristics is small.

（第３の実施の形態）
図８は、本発明の第３の実施の形態に係る高周波回路の構成を示すブロック図である。この図に示す高周波回路８０は、入力電力を複数に分割して出力する電力分配器８１と、超伝導バンドパスフィルタ８２ａおよびアンテナ８３ａからなる直列回路（導体部品）８４ａと、超伝導バンドパスフィルタ８２ｂおよびアンテナ８３ｂからなる直列回路（導体部品）８４ｂとを有している。超伝導バンドパスフィルタ８２ａ，８２ｂは、それぞれの一端が電力分配器８１の出力側に接続され、アンテナ８３ａ，８３ｂは、超伝導バンドパスフィルタ８２ａ，８２ｂのそれぞれの他端に接続されている。電力分配器８１の入力側には、入力端子８５が接続されている。 (Third embodiment)
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a high-frequency circuit according to the third embodiment of the present invention. A high-frequency circuit 80 shown in this figure includes a power distributor 81 that divides input power into a plurality of outputs, a series circuit (conductor component) 84a including a superconducting bandpass filter 82a and an antenna 83a, and a superconducting bandpass filter. 82b and a series circuit (conductor part) 84b composed of an antenna 83b. One end of each of superconducting bandpass filters 82a and 82b is connected to the output side of power distributor 81, and antennas 83a and 83b are connected to the other end of each of superconducting bandpass filters 82a and 82b. An input terminal 85 is connected to the input side of the power distributor 81.

ここで、超伝導バンドパスフィルタ８２ａ，８２ｂは、一端と他端との間で電力を伝搬させる導体部分が例えばＹＢａ2Ｃｕ3Ｏ7やＮｄＢａ2Ｃｕ3Ｏ7などの酸化物超伝導体を含む超伝導金属で形成されている。ここでは、超伝導バンドパスフィルタ８２ａと８２ｂとは、同一の特性を持つものであるとする。なお、超伝導バンドパスフィルタ８２ａ，８２ｂとしては、例えば図５に示した回路構成のものを用いることができる。
アンテナ８３ａ，８３ｂの導体部分は、超伝導金属または非超伝導金属で形成されている。
電力分配器８１は、同相等比率の電力分配器であり、電力を伝搬させる導体部分が例えば銅や金などの非超伝導金属で形成されている。ここでは、電力分配器８１の電力分配比を１：１とする。なお、電力分配器８１としては、例えば図６に示した回路構成のものを用いることができる。 Here, in the superconducting bandpass filters 82a and 82b, the conductor portion for propagating power between one end and the other end is made of an oxide superconductor such as YBa 2 Cu 3 O 7 or NdBa 2 Cu 3 O 7. It is made of superconducting metal. Here, it is assumed that superconducting bandpass filters 82a and 82b have the same characteristics. As the superconducting band pass filters 82a and 82b, for example, the circuit configuration shown in FIG. 5 can be used.
The conductor portions of the antennas 83a and 83b are made of a superconductive metal or a non-superconductive metal.
The power distributor 81 is an in-phase power ratio distributor, and a conductor portion for propagating power is formed of a non-superconducting metal such as copper or gold. Here, the power distribution ratio of the power distributor 81 is 1: 1. As the power distributor 81, for example, the circuit configuration shown in FIG. 6 can be used.

比較のため、超伝導バンドパスフィルタおよびアンテナからなる直列回路を単独で用いる従来構成の高周波回路を図９に示す。この図に示す高周波回路９０の超伝導バンドパスフィルタ８２は、本実施の形態に係る高周波回路８０の超伝導バンドパスフィルタ８２ａ，８２ｂと同一の特性を持つものである。また、高周波回路９０のアンテナ８３は、高周波回路８０のアンテナ８３ａ，８３ｂと同一の特性を持つものである。したがって、高周波回路９０の直列回路８４は、高周波回路８０の直列回路８４ａ，８４ｂと同一の特性を持つものである。   For comparison, FIG. 9 shows a conventional high-frequency circuit using a series circuit composed of a superconducting bandpass filter and an antenna alone. The superconducting bandpass filter 82 of the high-frequency circuit 90 shown in this figure has the same characteristics as the superconducting bandpass filters 82a and 82b of the high-frequency circuit 80 according to the present embodiment. The antenna 83 of the high frequency circuit 90 has the same characteristics as the antennas 83 a and 83 b of the high frequency circuit 80. Therefore, the series circuit 84 of the high-frequency circuit 90 has the same characteristics as the series circuits 84 a and 84 b of the high-frequency circuit 80.

本実施の形態に係る高周波回路８０および従来構成の高周波回路９０において、入力端子８５または９５から、直列回路８４ａ，８４ｂまたは８４のアンテナ８３ａ，８３ｂまたは８３を通して、空間へＰ2（ｄＢｍ）の交流電力が通過する場合を考える。回路での電力損失は無視できるほど小さいものとする。 In high-frequency circuit 80 according to the present embodiment and high-frequency circuit 90 having a conventional configuration, an alternating current of P 2 (dBm) is passed from input terminal 85 or 95 to space through antenna 83a, 83b or 83 of series circuit 84a, 84b or 84. Consider the case where power passes. The power loss in the circuit is assumed to be negligibly small.

従来構成の高周波回路９０では、直列回路８４を通過する交流電力はＰ2（ｄＢｍ）である。これに対し、本実施の形態に係る高周波回路８０では、入力されたＰ2（ｄＢｍ）の交流電力が電力分配器８１で二等分されるため、直列回路８４ａ，８４ｂのそれぞれを通過する交流電力は（Ｐ2−３）（ｄＢｍ）となる。したがって、本実施の形態に係る高周波回路８０では、従来構成の高周波回路９０に較べて、直列回路を通過する交流電力が３ｄＢ低減される。このため、本実施の形態に係る高周波回路８０では、従来構成の高周波回路９０に較べて、入力端子８５，９５から空間へ通過する交流電力が同じでも、交流電力に対する複素伝導度の非線形効果が小さくなる。
なお、本実施の形態に係る高周波回路８０では、電力分配器８１にＰ2（ｄＢｍ）の交流電力が通過する。しかし、電力分配器８１は非超伝導金属で形成されているため、非線形効果の増大には寄与しない。 In the conventional high frequency circuit 90, the AC power passing through the series circuit 84 is P 2 (dBm). On the other hand, in the high-frequency circuit 80 according to the present embodiment, the input AC power of P 2 (dBm) is divided into two equal parts by the power distributor 81, and therefore the AC that passes through each of the series circuits 84a and 84b. power becomes (P 2 -3) (dBm) . Therefore, in the high frequency circuit 80 according to the present embodiment, the AC power passing through the series circuit is reduced by 3 dB as compared with the high frequency circuit 90 having the conventional configuration. For this reason, in the high-frequency circuit 80 according to the present embodiment, compared with the high-frequency circuit 90 of the conventional configuration, even if the AC power passing from the input terminals 85 and 95 to the space is the same, the nonlinear effect of the complex conductivity on the AC power is reduced. Get smaller.
In the high-frequency circuit 80 according to the present embodiment, P 2 (dBm) AC power passes through the power distributor 81. However, since the power distributor 81 is made of a non-superconducting metal, it does not contribute to an increase in the nonlinear effect.

図１０に、直列回路８４のみからなる従来構成の高周波回路９０における基本信号強度および３次相互変調信号強度の入力信号強度依存性１０１，１０２を示す。それぞれの依存性から決定されたＩＰ3を、矢印のようにＢ（ｄＢｍ）とする。
これに対し、図１１には、本実施の形態に係る高周波回路８０における基本信号強度および３次相互変調信号強度の入力信号強度依存性１１１，１１２を示す。それぞれの依存性から、ＩＰ3は矢印のように（Ｂ＋３）（ｄＢｍ）となる。
図１０と図１１とを比較すると、本実施の形態に係る高周波回路８０の方が、従来構成の高周波回路９０に較べて、ＩＰ3が３ｄＢ大きくなっている。回路の非線形性が小さいほどＩＰ3が大きくなるので、本実施の形態により回路の非線形性が低減されたことがわかる。回路の非線形性が低減された結果、非線形効果が小さくなる。 FIG. 10 shows the input signal strength dependencies 101 and 102 of the basic signal strength and the third-order intermodulation signal strength in the high-frequency circuit 90 having a conventional configuration including only the series circuit 84. Let IP 3 determined from each dependency be B (dBm) as shown by the arrow.
On the other hand, FIG. 11 shows the input signal strength dependencies 111 and 112 of the basic signal strength and the third-order intermodulation signal strength in the high-frequency circuit 80 according to the present embodiment. From each dependence, IP 3 becomes (B + 3) (dBm) as shown by the arrow.
Comparing FIG. 10 with FIG. 11, the high frequency circuit 80 according to the present embodiment has a larger IP 3 of 3 dB than the high frequency circuit 90 of the conventional configuration. Since IP 3 increases as the nonlinearity of the circuit decreases, it can be seen that the nonlinearity of the circuit is reduced by this embodiment. As a result of the reduced nonlinearity of the circuit, the nonlinear effect is reduced.

本実施の形態に係る高周波回路８０は、非線形効果が小さいので、従来よりも大きな交流電力を扱う用途に利用可能である。
なお、本実施の形態では、超伝導バンドパスフィルタおよびアンテナからなる２つの直列回路８４ａ，８４ｂが電力分配器８１の出力側に接続された例を示したが、それ以上の複数の直列回路が接続された構成としてもよい。また、これらの直列回路が、互いに異なる特性を持つものであってもよい。
また、本実施の形態に係る高周波回路８０の電力分配器８１は、可逆の理より電力合成器としても機能する。よって、高周波回路８０は、無線通信システムの送信部の部品としてだけでなく、電力分配器８１を電力合成器として機能させることにより受信部の部品として利用することもできる。 Since the high-frequency circuit 80 according to the present embodiment has a small non-linear effect, the high-frequency circuit 80 can be used for applications that handle larger AC power than conventional ones.
In the present embodiment, an example in which two series circuits 84a and 84b including a superconducting bandpass filter and an antenna are connected to the output side of the power distributor 81 has been described. It is good also as a connected structure. Further, these series circuits may have different characteristics.
Further, the power distributor 81 of the high-frequency circuit 80 according to the present embodiment also functions as a power combiner because of reversibility. Therefore, the high-frequency circuit 80 can be used not only as a component of the transmission unit of the wireless communication system but also as a component of the reception unit by causing the power distributor 81 to function as a power combiner.

（第４の実施の形態）
図１２は、本発明の第４の実施の形態に係る高周波回路の構成を示すブロック図である。この図では、図８に示した構成要素と同一の構成要素を、図８と同一符号で示している。
図１２に示す高周波回路１２０は、電力分配器１２１の電力を伝搬させる導体部分が例えばＹＢａ2Ｃｕ3Ｏ7やＮｄＢａ2Ｃｕ3Ｏ7などの酸化物超伝導体を含む超伝導金属で形成されている点で、第３の実施の形態に係る高周波回路８０と異なる。
電力分配器１２１としては、例えば図６に示した電力分配合成器において接地導体膜６２および線路導体膜６３の両方が超伝導金属で形成されたものを用いることができる。この電力分配合成器には、共振器などの電力が循環する回路がない。このため、電力分配合成器を超伝導金属で形成しても、バンドパスフィルタを超伝導金属で形成する場合ほど、交流電力に対する複素伝導度の非線形性は大きくならない。よって、超伝導金属で形成された電力分配器１２１を用いても、大きな交流電力に対する非線形効果が回路特性に与える影響は小さい。 (Fourth embodiment)
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a high-frequency circuit according to the fourth embodiment of the present invention. In this figure, the same components as those shown in FIG. 8 are denoted by the same reference numerals as those in FIG.
In the high-frequency circuit 120 shown in FIG. 12, the conductor portion for propagating the power of the power distributor 121 is formed of a superconducting metal including an oxide superconductor such as YBa 2 Cu 3 O 7 or NdBa 2 Cu 3 O 7. This is different from the high-frequency circuit 80 according to the third embodiment.
As the power distributor 121, for example, a power distributor / synthesizer shown in FIG. 6 in which both the ground conductor film 62 and the line conductor film 63 are formed of a superconductive metal can be used. This power distribution synthesizer does not have a circuit for circulating power, such as a resonator. For this reason, even if the power distribution synthesizer is formed of a superconducting metal, the nonlinearity of the complex conductivity with respect to the AC power does not increase as much as when the bandpass filter is formed of a superconducting metal. Therefore, even if the power distributor 121 formed of a superconducting metal is used, the influence of nonlinear effects on large AC power on circuit characteristics is small.

本発明は、比較的大きな交流電力を扱う用途に利用できる。一例としては、近年急速に普及が拡大している携帯電話や、無線ＬＡＮなどに代表される種々の無線通信システムの送信部の部品としての利用が可能になる。   The present invention can be used for applications that handle relatively large AC power. As an example, it can be used as a part of a transmitter of various wireless communication systems represented by mobile phones and wireless LANs that have been rapidly spreading in recent years.

第１の実施の形態に係る高周波回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the high frequency circuit which concerns on 1st Embodiment. 従来の高周波回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the conventional high frequency circuit. 従来の高周波回路の相互変調特性を示す図である。It is a figure which shows the intermodulation characteristic of the conventional high frequency circuit. 第１の実施の形態に係る高周波回路の相互変調特性を示す図である。It is a figure which shows the intermodulation characteristic of the high frequency circuit which concerns on 1st Embodiment. 超伝導バンドパスフィルタの一構成例を示す図である。It is a figure which shows one structural example of a superconducting band pass filter. 電力分配器および電力合成器の一構成例を示す図である。It is a figure which shows one structural example of a power divider | distributor and a power combiner. 第２の実施の形態に係る高周波回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the high frequency circuit which concerns on 2nd Embodiment. 第３の実施の形態に係る高周波回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the high frequency circuit which concerns on 3rd Embodiment. 従来の高周波回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the conventional high frequency circuit. 従来の高周波回路の相互変調特性を示す図である。It is a figure which shows the intermodulation characteristic of the conventional high frequency circuit. 第３の実施の形態に係る高周波回路の相互変調特性を示す図である。It is a figure which shows the intermodulation characteristic of the high frequency circuit which concerns on 3rd Embodiment. 第４の実施の形態に係る高周波回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the high frequency circuit which concerns on 4th Embodiment.

符号の説明Explanation of symbols

１０，２０，７０，８０，９０…高周波回路、１１，７１，８１，１２１…電力分配器、１２，１２ａ，１２ｂ，８２，８２ａ，８２ｂ…超伝導バンドパスフィルタ、１３，７３…電力合成器、１４，２４，８５，９５…入力端子、１５，２５…出力端子、３１，４１，１０１，１１１…基本信号強度の入力信号強度依存性、３２，４２，１０２，１１２…３次相互変調信号強度の入力信号強度依存性、５１，６１…誘電体基板、５２，６２…接地導体膜、５３，６３，６３ａ，６３ｂ…線路導体膜、５５，５６，６５〜６７…入出力端子、６４…抵抗、８３，８３ａ，８３ｂ…アンテナ、８４，８４ａ，８４ｂ…直列回路。   10, 20, 70, 80, 90 ... high frequency circuit, 11, 71, 81, 121 ... power distributor, 12, 12a, 12b, 82, 82a, 82b ... superconducting bandpass filter, 13, 73 ... power combiner , 14, 24, 85, 95... Input terminals, 15, 25... Output terminals, 31, 41, 101, 111... Dependence of basic signal intensity on input signal strength, 32, 42, 102, 112. Dependence of input signal strength on strength, 51, 61 ... dielectric substrate, 52, 62 ... ground conductor film, 53, 63, 63a, 63b ... line conductor film, 55, 56, 65-67 ... input / output terminals, 64 ... Resistance, 83, 83a, 83b ... Antenna, 84, 84a, 84b ... Series circuit.

Claims (8)

電力を伝搬させる導体部分の少なくとも一部が超伝導金属で形成された複数の導体部品と、
前記導体部品のそれぞれの一端に出力側が接続されかつ入力される電力を複数に分割し分割された電力を前記導体部品のそれぞれに出力する電力分配器と
を備えることを特徴とする高周波回路。 A plurality of conductor parts in which at least a part of a conductor part for propagating electric power is formed of a superconductive metal;
A high frequency circuit comprising: an output side connected to one end of each of the conductor parts; and a power distributor that divides input power into a plurality of parts and outputs the divided power to each of the conductor parts. 請求項１に記載の高周波回路において、
前記導体部品のそれぞれの他端に入力側が接続されかつ前記導体部品のそれぞれから入力される電力を合成し合成された電力を出力する電力合成器をさらに備えることを特徴とする高周波回路。 The high-frequency circuit according to claim 1,
A high-frequency circuit, further comprising: a power combiner that has an input side connected to each other end of each of the conductor components and that combines the power input from each of the conductor components and outputs the combined power. 請求項１または２に記載の高周波回路において、
前記電力分配器は、前記電力を伝搬させる導体部分が非超伝導金属で形成されていることを特徴とする高周波回路。 The high-frequency circuit according to claim 1 or 2,
The high-frequency circuit according to claim 1, wherein the power distributor is formed of a non-superconducting metal in a conductor portion for propagating the power. 請求項２に記載の高周波回路において、
前記電力合成器は、前記電力を伝搬させる導体部分が非超伝導金属で形成されていることを特徴とする高周波回路。 The high-frequency circuit according to claim 2,
The power combiner is a high frequency circuit characterized in that a conductor portion for propagating the electric power is formed of a non-superconducting metal. 請求項１または２に記載の高周波回路において、
前記電力分配器は、前記電力を伝搬させる導体部分が超伝導金属で形成されていることを特徴とする高周波回路。 The high-frequency circuit according to claim 1 or 2,
The high-frequency circuit according to claim 1, wherein the power distributor is formed of a superconductive metal in a conductor portion for propagating the power. 請求項２に記載の高周波回路において、
前記電力合成器は、前記電力を伝搬させる導体部分が超伝導金属で形成されていることを特徴とする高周波回路。 The high-frequency circuit according to claim 2,
The power combiner is a high-frequency circuit characterized in that a conductor portion for propagating the power is formed of a superconductive metal. 請求項１または２に記載の高周波回路において、
前記導体部品は、所定の周波数帯の電力のみを通過させるバンドパスフィルタを含むことを特徴とする高周波回路。 The high-frequency circuit according to claim 1 or 2,
The high-frequency circuit, wherein the conductor component includes a band-pass filter that passes only power in a predetermined frequency band. 請求項１に記載の高周波回路において、
前記導体部品は、
前記電力分配器の出力側に一端が接続されかつこの一端から入力される電力の所定の周波数帯のみを通過させるバンドパスフィルタと、
このバンドパスフィルタの他端に接続されたアンテナと
を含むことを特徴とする高周波回路。
The high-frequency circuit according to claim 1,
The conductor component is
A bandpass filter having one end connected to the output side of the power distributor and passing only a predetermined frequency band of power input from the one end;
And an antenna connected to the other end of the bandpass filter.
JP2004035467A 2004-02-12 2004-02-12 High frequency circuit Pending JP2005229304A (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004035467A JP2005229304A (en) 2004-02-12 2004-02-12 High frequency circuit

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004035467A JP2005229304A (en) 2004-02-12 2004-02-12 High frequency circuit

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2005229304A true JP2005229304A (en) 2005-08-25

Family

ID=35003685

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2004035467A Pending JP2005229304A (en) 2004-02-12 2004-02-12 High frequency circuit

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP2005229304A (en)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2018523337A (en) * 2015-05-01 2018-08-16 ノースロップ グラマン システムズ コーポレイションＮｏｒｔｈｒｏｐ Ｇｒｕｍｍａｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ Superconducting circuit with active termination.
CN110417408A (en) * 2019-08-05 2019-11-05 重庆邮电大学 A kind of 5G communication frequency source of based superconductive material

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09275302A (en) * 1996-04-05 1997-10-21 Nec Corp Microwave switch
JPH09512150A (en) * 1994-04-14 1997-12-02 イー・アイ・デユポン・ドウ・ヌムール・アンド・カンパニー High power high temperature superconducting filter
JP2003324314A (en) * 2002-05-07 2003-11-14 Dx Antenna Co Ltd Multifrequency antenna
JP2005033264A (en) * 2003-07-07 2005-02-03 Fujitsu Ltd Superconducting duplexer

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09512150A (en) * 1994-04-14 1997-12-02 イー・アイ・デユポン・ドウ・ヌムール・アンド・カンパニー High power high temperature superconducting filter
JPH09275302A (en) * 1996-04-05 1997-10-21 Nec Corp Microwave switch
JP2003324314A (en) * 2002-05-07 2003-11-14 Dx Antenna Co Ltd Multifrequency antenna
JP2005033264A (en) * 2003-07-07 2005-02-03 Fujitsu Ltd Superconducting duplexer

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2018523337A (en) * 2015-05-01 2018-08-16 ノースロップ グラマン システムズ コーポレイションＮｏｒｔｈｒｏｐ Ｇｒｕｍｍａｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ Superconducting circuit with active termination.
CN110417408A (en) * 2019-08-05 2019-11-05 重庆邮电大学 A kind of 5G communication frequency source of based superconductive material
CN110417408B (en) * 2019-08-05 2023-10-24 重庆嘉旦微电子有限公司 5G communication frequency source based on superconducting material

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Kim et al. Dual-band branch-line coupler with port extensions
US7397330B2 (en) Filter and radio communication device using the same
Tang et al. Phase-shifter design using phase-slope alignment with grounded shunt $\lambda/4$ stubs
US20070001787A1 (en) Filter circuit device and radio communication apparatus using the same
US6759930B2 (en) Filter circuit and a superconducting filter circuit
US6700459B2 (en) Dual-mode bandpass filter with direct capacitive couplings and far-field suppression structures
US6246299B1 (en) High power broadband combiner having ferrite cores
US6823201B2 (en) Superconducting microstrip filter having current density reduction parts
Yoshida et al. Superconducting slot antenna with broadband impedance matching circuit
US20150380817A1 (en) 3x3 butler matrix and 5x6 butler matrix
JP4426931B2 (en) Coplanar filter and method for forming the same
Muralidharan et al. A compact low loss single-ended to two-way differential power divider/combiner
JPH05243853A (en) Frequency multiplier equipment
US11843360B2 (en) Power combiner/divider
JP3981104B2 (en) Filter circuit and wireless communication apparatus using the same
WO1989007369A1 (en) Three-way power splitter using directional couplers
US5455546A (en) High power radio frequency divider/combiner
JPH09512150A (en) High power high temperature superconducting filter
CN105024125B (en) Trisection odd structure work(point/combiner
US6310788B1 (en) Three-way, three phase power divider and combiner
JP2005229304A (en) High frequency circuit
JP2011211679A (en) Method of designing signal distribution circuit, method of designing signal distributor, design program of signal distribution circuit, and design program of signal distributor
Aznar-Ballesta et al. Recursive active filter with metamaterial unequal Wilkinson power dividers
JP4630891B2 (en) Filter circuit and wireless communication device
JP4679618B2 (en) Filter circuit and wireless communication device

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20060406

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20070619

A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20071016