JP2005191858A - Oscillator - Google Patents
Oscillator Download PDFInfo
- Publication number
- JP2005191858A JP2005191858A JP2003429900A JP2003429900A JP2005191858A JP 2005191858 A JP2005191858 A JP 2005191858A JP 2003429900 A JP2003429900 A JP 2003429900A JP 2003429900 A JP2003429900 A JP 2003429900A JP 2005191858 A JP2005191858 A JP 2005191858A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- circuit
- voltage
- clock signal
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Images
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
Description
本発明は発振器に関するものである。 The present invention relates to an oscillator.
従来、電圧制御発振器(VCO:Voltage Controlled Oscillator)から出力されたクロック信号はカウンタ回路によって分周され、リファレンス信号と位相比較された後、クロック信号とリファレンス信号の位相比較結果を2進データによってチャージポンプ回路へ出力し、チャージポンプ回路において位相比較器から送られてきた2進データに基づいた制御電流を出力してループフィルタを介して制御電圧に変換され、VCOに制御電圧が入力される。 Conventionally, a clock signal output from a voltage controlled oscillator (VCO) is divided by a counter circuit, phase-compared with a reference signal, and a phase comparison result between the clock signal and the reference signal is charged with binary data. The control current is output to the pump circuit, and the control current based on the binary data sent from the phase comparator in the charge pump circuit is output and converted to the control voltage via the loop filter, and the control voltage is input to the VCO.
上述の動作を連続的に繰り返すことによって、リファレンス信号とクロック信号が同位相となり、VCOの出力クロック信号はロックされる。ロックされた後も、上述の動作によって、VCOの出力クロック信号はロックの状態を維持される。 By repeating the above operation continuously, the reference signal and the clock signal are in phase, and the output clock signal of the VCO is locked. Even after being locked, the output clock signal of the VCO is kept locked by the above-described operation.
このようなVCOにおいて問題の1つとして挙げられるのは、外部からの影響によって一時的にクロック信号の周波数が変動してしまうことがある。このようなクロック信号の周波数変動が生じることによって、移動体通信機器の送受信経路の立上がり時間が遅くなり、アンテナから入力された信号を最初から効率よく伝送できず、MPU(Microprocessing Unit、以下、マイコンという)において、入力された信号の最初の方のビットを検出できず、ビットエラーを生じてしまうことが懸念されている。 One of the problems in such a VCO is that the frequency of the clock signal may fluctuate temporarily due to external influences. Due to the frequency variation of the clock signal, the rise time of the transmission / reception path of the mobile communication device is delayed, and the signal input from the antenna cannot be transmitted efficiently from the beginning. There is a concern that the first bit of the input signal cannot be detected and a bit error occurs.
一例としては、VCOの出力は、通常、カウンタ回路と変復調器あるいはミキサ回路の局部発振信号入力部と接続しているが、移動体通信機器などにおいて、送受信を切り替えるときに、送信および受信のミキサ回路の動作をオン/オフさせると、ミキサ回路の局部発振信号入力部のインピーダンスが変化し、そのインピーダンス変化によって、VCOの共振回路に用いられている負荷が変動し、その結果、クロック信号の周波数が変動してしまうのである。 As an example, the output of the VCO is usually connected to the counter oscillation circuit and the local oscillation signal input section of the modulator / demodulator or mixer circuit. When the circuit operation is turned on / off, the impedance of the local oscillation signal input section of the mixer circuit changes, and the load used in the resonant circuit of the VCO fluctuates due to the impedance change, and as a result, the frequency of the clock signal Will fluctuate.
このような負荷変動による周波数変動は、一般的にVCO出力とミキサ回路の間にバッファ回路を挿入し、ミキサ回路からみたときのVCO出力のインピーダンスを高くする、すなわちアイソレーションを高くすることにより、周波数変動を抑制することができる。
しかしながら、VCOのクロック信号の周波数変動は、負荷変動によってのみ生じるものではなく、あらゆる要因によって生じる。上述のように負荷変動によって生じる周波数変動は対策がなされ易いが、寄生成分による影響など、小さな諸要因の積み重ねによって生じる周波数変動の対策は困難である。 However, the frequency fluctuation of the clock signal of the VCO is not only caused by the load fluctuation, but is caused by any factor. As described above, it is easy to take measures against frequency fluctuations caused by load fluctuations, but it is difficult to take countermeasures against frequency fluctuations caused by the accumulation of small factors such as the influence of parasitic components.
また、周波数変動はPLL回路によって制御されるが、ループフィルタの特性によってループ応答時間が遅くなり、ロックアップタイムが遅くなってしまう。ロックアップタイムを速くすると、VCOのクロック信号のC/N特性が劣化あるいはリファレンス信号のリークの増大などが生じるため、周波数変動の対策は困難である。 Further, the frequency fluctuation is controlled by the PLL circuit, but the loop response time is delayed due to the characteristics of the loop filter, and the lock-up time is delayed. When the lock-up time is increased, the C / N characteristic of the clock signal of the VCO is deteriorated or the leak of the reference signal is increased. Therefore, it is difficult to take measures against frequency fluctuations.
以上のようなことから、本発明は、各要因に対してVCOのクロック信号の周波数変動対策を行わずに、ループフィルタから出力される制御電圧によって周波数変動が制御される前に周波数変動を検出回路によって検出して周波数変動分を補正する補正回路を有することによって、周波数変動によるビットエラーへの影響が従来よりも少ない発振器を提供することを目的とする。 As described above, the present invention detects the frequency fluctuation before the frequency fluctuation is controlled by the control voltage output from the loop filter without taking measures against the frequency fluctuation of the VCO clock signal for each factor. An object of the present invention is to provide an oscillator in which the influence of the frequency fluctuation on the bit error due to the frequency fluctuation is less than that of the conventional one by having the correction circuit that detects the frequency fluctuation and corrects the frequency fluctuation.
前記の目的を達成するために本発明は、VCOから出力されたクロック信号を位相比較器で比較した後、周波数変動を検出する検出回路と、1対の可変容量と1対のインダクタによって構成された共振回路と、前記クロック信号を出力する1対のMOSFETによって構成されたVCOおよび前記共振回路を構成する1対の可変容量のチャージポンプ回路からの出力電圧を印加する端子とは反対側の従来は接地してある端子に1対の抵抗を介して検出回路に接続された可変電源と接続することよって構成された前記クロック信号の周波数変動を補正する補正回路を有しているVCOを含むことを特徴とする。 In order to achieve the above object, the present invention comprises a detection circuit for detecting a frequency variation after comparing a clock signal output from a VCO with a phase comparator, a pair of variable capacitors, and a pair of inductors. And a conventional VCO that is constituted by a pair of MOSFETs that output the clock signal and a terminal to which an output voltage from a pair of variable-capacity charge pump circuits that constitute the resonance circuit is applied. Includes a VCO having a correction circuit for correcting a frequency variation of the clock signal, which is configured by connecting a grounded terminal to a variable power source connected to a detection circuit via a pair of resistors. It is characterized by.
本発明によれば、PLL回路によってロックしていたVCOのクロック信号が外部要因によって周波数変動を起こし始めたときに、検出回路によって周波数変動を検出し、補正回路によって強制的に、VCOの共振回路を構成する可変容量に可変電源によって、補正電圧を印加することにより、周波数変動が補正されるため、周波数変動を低減させることが可能となる。 According to the present invention, when the clock signal of the VCO locked by the PLL circuit starts to cause frequency fluctuation due to an external factor, the frequency fluctuation is detected by the detection circuit, and the VCO resonance circuit is forcibly detected by the correction circuit. Since the frequency fluctuation is corrected by applying a correction voltage from the variable power source to the variable capacitor constituting the frequency fluctuation, the frequency fluctuation can be reduced.
本発明によれば、VCOの可変容量において電圧を印加する端子と反対側の端子に、検出回路によって制御された可変電圧を印加する回路を構成することによって、外部要因によって生じるVCOのクロック信号の周波数変動を、可変容量の電位差を強制的に補正することにより、クロック信号の周波数変動を抑制するため、ビットエラーが非常に少ない高品質通信が可能となる。 According to the present invention, by configuring a circuit that applies a variable voltage controlled by the detection circuit to a terminal opposite to a terminal to which a voltage is applied in the variable capacitor of the VCO, the clock signal of the VCO that is generated by an external factor is generated. By forcibly correcting the frequency variation for the potential difference of the variable capacitor, the frequency variation of the clock signal is suppressed, so that high-quality communication with very few bit errors becomes possible.
本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。 Embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図1は本発明の一実施形態に係る発振器の基本構成を示すブロック図である。 FIG. 1 is a block diagram showing a basic configuration of an oscillator according to an embodiment of the present invention.
アンテナ1から入力された信号は、RF部2で増幅,変調および不要信号の除去がなされた後、MPU3に入力される。
The signal input from the antenna 1 is amplified, modulated, and unnecessary signals are removed by the
図2は図1のRF部の一部であるPLL回路の基本構成を示すブロック図である。 FIG. 2 is a block diagram showing a basic configuration of a PLL circuit which is a part of the RF unit of FIG.
発振器は、VCO101で出力クロック信号がカウンタ回路102に入力され分周された後、外部から入力したリファレンス信号と位相比較器103において位相比較が行われ、その結果が2進データとして位相比較器103から出力される。位相比較器103から出力された2進データがチャージポンプ回路104に入力されると、チャージポンプ回路104において位相比較器103で出力された2進データは電流に変換され出力される。チャージポンプ回路104で出力された電流は、ループフィルタ105において電圧に変換され、位相差分の電圧がVCO101にVt電圧として入力される。また、位相比較器103で位相比較された後、周波数変動分の位相差が検出回路106に入力され、検出回路106によって可変電源は制御される。
After the output clock signal is input to the
次に、図1に示された構成の発振器について説明する。 Next, the oscillator having the configuration shown in FIG. 1 will be described.
アンテナ1は、複数の信号のうち一番感度の良い信号を選択できるようにするため、ダイバーシティ型アンテナをMPU3の制御によって信号の選択を行う。アンテナ1に入力された信号は、RF部2によって低周波信号に処理される。RF部2ではアンテナ1からの信号がスイッチを介して受信信号処理部に入力され、低雑音増幅器などで増幅された後、フィルタを介してミキサに入力され低周波数に変換される。低周波数に変換された信号はMPU3に入力され、入力された低周波信号からデータが引き出される。
The antenna 1 selects a signal from the diversity antenna by controlling the
次に図2に示された構成のPLL回路について説明する。 Next, the PLL circuit having the configuration shown in FIG. 2 will be described.
カウンタ回路102はVCO101の出力クロック信号を分周して、位相比較器103に出力する。
The
位相比較器103は、カウンタ回路102からの出力信号と外部からのリファレンス信号の位相を比較し、その結果をH(High),L(Low)の2進データとしてチャージポンプ104へ出力する。チャージポンプ回路104では位相比較器103からの2進データをH,L,Zの3値信号に変換する。例としてクロック信号がリファレンス信号よりも位相が進んでいる場合は、Hを出力して電流をループフィルタ105に供給し、クロック信号がリファレンス信号よりも遅れている場合は、Lを出力して電流をループフィルタから引き込み、同位相の場合は、Zを出力して、ループフィルタ104との電流の受渡しがない状態、つまり後述するMOSFET211および212をオフの状態にする。
The
図3は図2に示すチャージポンプ回路104の一実施例の基本構成を示した回路図である。
FIG. 3 is a circuit diagram showing a basic configuration of an embodiment of the
図1の位相比較器103から出力された2進データは、図3の入力ライン201および202からMOSFET211および212にそれぞれ入力される。MOSFET211はp型MOSFETのため、入力ライン201に「0」が入力された場合にオンし、MOSFET212はn型MOSFETのため、入力ライン202に「1」が入力された場合にオンする。MOSFET211がオンした場合は、Hの状態になり出力部203に電流が流れる。つまり、後段のループフィルタ105に電流が供給され、逆にMOSFET212がオンした場合には、Lの状態になり出力ライン203からGNDに電流が流れる、つまり、後段のループフィルタ105からGNDに電流が流れる。また、同位相の場合は、Zの状態になり、MOSFET211および212はオフの状態であって電流は流れない。
The binary data output from the
図4は図2に示すループフィルタ105の一実施例の基本構成を示した回路図である。
FIG. 4 is a circuit diagram showing a basic configuration of one embodiment of the
本例では2次のラグフィルタを用いた。チャージポンプ回路104から出力された電流は、図4の各コンデンサ302,303に蓄積され、チャージポンプ回路104から出力された電流を蓄積することによって、コンデンサ302,303に電位差が生じ、その電位差をループフィルタ105はVCO101にVt電圧として出力する。
In this example, a secondary lag filter was used. The current output from the
図5はVCO101の一実施例の基本構成を示した回路図である。
FIG. 5 is a circuit diagram showing the basic configuration of one embodiment of the
図2のループフィルタ105から出力されたVt電圧をn型MOSFET401および402で構成された可変容量412のバックゲートに入力することによって、可変容量412の容量が変化し、この可変容量412とインダクタによって共振回路が構成される。VCO101は1対のMOSFET403および404により、発振信号を生成した後、この共振回路によって、共振周波数の信号をクロック信号として出力する。この出力されたクロック信号は、位相比較器103に入力され、位相比較された後、チャージポンプ104で2進データが電流に変換され、変換された出力電流がループフィルタ105で電圧に変換されVCOに入力され、可変容量412が変化する。この動作を繰り返すことによりVCOの出力クロック信号は、常にリファレンス信号と同位相に保たれる、つまりロックの状態を保つ。
By inputting the Vt voltage output from the
検出回路106は、位相比較器103で位相比較された2進データが入力され、入力されたデータに応じて、可変電源を制御する。
The
次に実施の形態の実施例について説明する。 Next, examples of the embodiment will be described.
上述のようにVCO101のクロック信号がロックの状態にあるとき、ミキサの動作をオン/オフさせると、ミキサの局部発振信号入力部のインピーダンスが変化する。仮にミキサをオフの状態からオンの状態に変化した時に、ミキサの局部発振信号入力部のインピーダンスがZからZ+ΔZになったとし、そのインピーダンス変化がVCOの負荷を変動させたとすると、(数1)に示すようになる。
As described above, when the operation of the mixer is turned on / off when the clock signal of the
そこで、本実施形態のように負荷変動によって生じたΔZのインピーダンスを可変容量値を(数5),(数6)が成立つようにミキサの動作をオンさせたときに、ΔC’だけ補正することによって、Δfの周波数変動を抑制することができる。 Therefore, as in this embodiment, the impedance of ΔZ caused by the load fluctuation is corrected by ΔC ′ when the operation of the mixer is turned on so that the variable capacitance values (Equation 5) and (Equation 6) are satisfied. As a result, the frequency fluctuation of Δf can be suppressed.
本発明は、発振器に適用され、特に移動体通信機などの電圧制御発振器を有するPLL回路に用いることができる発振器に実施して有効である。 The present invention is applicable to an oscillator, and is particularly effective when applied to an oscillator that can be used in a PLL circuit having a voltage controlled oscillator such as a mobile communication device.
101 電圧制御発振器
102 カウンタ回路
103 位相比較器
104 チャージポンプ回路
105 ループフィルタ
106 検出回路
201〜202 チャージポンプの入力ライン
203 チャージポンプの出力ライン
211 p型MOSFET
212 n型MOSFET
301 ループフィルタ入力ライン
302〜303 コンデンサ
304 抵抗
305 ループフィルタ出力ライン
404〜404 n型MOSFET
405〜406 抵抗
407〜408 コンデンサ
409〜510 インダクタ
411 可変電源
412 可変容量
DESCRIPTION OF
212 n-type MOSFET
301 Loop
405 to 406
Claims (6)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003429900A JP2005191858A (en) | 2003-12-25 | 2003-12-25 | Oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003429900A JP2005191858A (en) | 2003-12-25 | 2003-12-25 | Oscillator |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2005191858A true JP2005191858A (en) | 2005-07-14 |
Family
ID=34788428
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2003429900A Withdrawn JP2005191858A (en) | 2003-12-25 | 2003-12-25 | Oscillator |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2005191858A (en) |
-
2003
- 2003-12-25 JP JP2003429900A patent/JP2005191858A/en not_active Withdrawn
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US6320435B1 (en) | PLL circuit which can reduce phase offset without increase in operation voltage | |
US6909336B1 (en) | Discrete-time amplitude control of voltage-controlled oscillator | |
US8378721B2 (en) | Phase-locked loop circuit | |
US20040066244A1 (en) | Oscillator, PLL circuit, communication equipment, and oscillating method | |
US7808288B2 (en) | System and method for an automatic coarse tuning of a voltage controlled oscillator in a phase-locked loop (PLL) | |
JP6872434B2 (en) | Wireless signal processing device, semiconductor device, and oscillation frequency fluctuation correction method | |
US7603244B2 (en) | Calibration of voltage controlled oscillators | |
EP2847865B1 (en) | Transceiver using technique for improvement of phase noise and switching of phase lock loop (pll) | |
EP1583220A1 (en) | An oscillating circuit having a noise reduction circuit | |
JP2010239527A (en) | Voltage-controlled oscillator, and pll circuit, fll circuit and wireless communication device using the same | |
US7675374B2 (en) | Voltage controlled oscillator with switching bias | |
US11777507B2 (en) | Phase-locked loop (PLL) with direct feedforward circuit | |
JP2009531995A (en) | Fluctuating charge pump current associated with an integrated PLL filter | |
KR101208565B1 (en) | Voltage controlled oscillator capable of reducing phase noise and jitter with high startup gain and method thereof | |
JP2008306331A (en) | Semiconductor integrated circuit device | |
JP2004056818A (en) | Oscillator, pll circuit, communication equipment, and oscillation method | |
US9281826B2 (en) | Circuit, voltage control oscillator, and oscillation frequency control system | |
US7609123B2 (en) | Direct modulation type voltage-controlled oscillator using MOS varicap | |
US8213560B2 (en) | PLL circuit | |
JP2012090130A (en) | Semiconductor device | |
JP2005191858A (en) | Oscillator | |
US11012078B1 (en) | IQ signal source | |
US20130063661A1 (en) | Phase synchronication circuit and television signal reception circuit | |
US20220385294A1 (en) | Digitally controlled oscillator insensitive to changes in process, voltage, temperature and digital phase locked loop including same | |
JP4507070B2 (en) | Communication device |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20061110 |
|
A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20070731 |