JP2005150856A - Sweep oscillation device, sweep oscillating method and sweep frequency control program - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電圧制御発振器に対して周波数制御電圧を印加することにより、予め定めた掃引周波数範囲内の周波数を発生する掃引発振装置、掃引発振方法および掃引周波数制御プログラムに関するものである。 The present invention relates to a sweep oscillation apparatus, a sweep oscillation method, and a sweep frequency control program that generate a frequency within a predetermined sweep frequency range by applying a frequency control voltage to a voltage controlled oscillator.
さらに詳述すると本発明は、被測定物に対して所定周波数範囲の掃引周波数信号を供給する掃引発振装置、掃引発振方法および掃引周波数制御プログラムに関するものである。 More specifically, the present invention relates to a sweep oscillation apparatus, a sweep oscillation method, and a sweep frequency control program for supplying a sweep frequency signal in a predetermined frequency range to an object to be measured.
一般的に知られているように、測定器としてのネットワークアナライザでは、部品の周波数特性あるいはインピーダンスマッチングの状態等を測定するために、被測定物(DUT: Device Under Test)に対して、所定周波数範囲の掃引周波数信号を高速かつ高分解能で供給する掃引発振装置が必須である。 As is generally known, in a network analyzer as a measuring instrument, a predetermined frequency is measured with respect to an object to be measured (DUT: Device Under Test) in order to measure the frequency characteristics or impedance matching state of a component. A sweep oscillator that supplies a sweep frequency signal in a range with high speed and high resolution is essential.
このネットワークアナライザは高価かつ大型であるが、アンテナ,アイソレータを初めとした携帯電話・GPS機器等の製造ラインにおいて必要不可欠な測定器である。一方、これら携帯電話・GPS機器等の製造ラインにより製造される部品は、その価格を一段と低下させることが望まれている。したがって、高価かつ大型のネットワークアナライザを製造ラインで用いることは、コスト競争の激しい現在では望ましくない状況である。 Although this network analyzer is expensive and large, it is an indispensable measuring instrument in the production line of mobile phones and GPS devices such as antennas and isolators. On the other hand, it is desired to further reduce the price of parts manufactured by a manufacturing line such as a mobile phone / GPS device. Therefore, it is not desirable to use an expensive and large network analyzer in a production line at present when cost competition is intense.
従来から、ネットワークアナライザ等に用いられている掃引発振装置の主要な回路要素として、位相ロックループがある。この位相ロックループでは、電圧制御発振器(VCO)を設けて所望の発振周波数を得る際に、位相ロックを迅速に確立させるための方法が数多く知られている。 Conventionally, there is a phase lock loop as a main circuit element of a sweep oscillation device used in a network analyzer or the like. In this phase lock loop, many methods are known for quickly establishing phase lock when a voltage controlled oscillator (VCO) is provided to obtain a desired oscillation frequency.
第1の従来技術は、特開昭62−157426号公報(特許文献1)に記載されているように、「PLL回路で構成したシンセサイザ方式の選局回路において、例えば空きチャンネル等を選局するための通信チャンネルをスキャンするときは、そのスキャン幅、つまり周波数のジャンプ幅に対応したパルス幅を有する制御信号を形成し、この制御信号によってPLLループの特性を切り換えることによってPLL回路のロックインタイムを早くなるようにした」構成が知られている。 As described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 62-157426 (Patent Document 1), the first prior art “selects a vacant channel or the like in a synthesizer-type channel selection circuit constituted by a PLL circuit, for example. When a communication channel for scanning is scanned, a control signal having a pulse width corresponding to the scan width, that is, the frequency jump width is formed, and the PLL circuit lock-in time is changed by switching the characteristics of the PLL loop by this control signal. Is known to be faster.
しかしこの従来技術は、周波数のジャンプ幅が変化することを前提としているので、シンセサイザ方式の選局回路には適用可能であっても、測定器としての掃引発振装置には不適当である。 However, since this prior art is based on the premise that the frequency jump width changes, it is not suitable for a sweep oscillation device as a measuring instrument even if it can be applied to a synthesizer type tuning circuit.
第2の従来技術は、特開2000−4155号公報(特許文献2)の図1に記載されているように、非ラグリード型ループフィルタ18の抵抗16と並列に、2つのダイオードD1,D2を互いに逆極性に接続し、チャージポンプ回路14の出力電流によって積分用コンデンサ15を充電し、積分用コンデンサ15の端子電圧と電圧保持コンデンサ17の端子電圧との差の絶対値がダイオードD1,D2の順方向降下電圧に達すると、ダイオードD1またはD2がオンとなって、電圧保持コンデンサ17を短時間で充電する、というものである。この回路構成により、「位相比較器の出力側に電流出力型のチャージポンプ回路が接続され、チャージポンプ回路の出力側に非ラグリード型のループフィルタが接続されたPLL装置において、著しく簡単な構成によって高速のロックアップを実現できるようにする。」という課題を解決している。
As described in FIG. 1 of Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-4155 (Patent Document 2), the second conventional technique includes two diodes D1 and D2 in parallel with the resistor 16 of the non-lag lead type loop filter 18. The capacitor 15 for integration is charged by the output current of the
しかしこの従来技術は、非ラグリード型のループフィルタが接続されたPLL装置でしか使用することができず、且つロックアップ時間の短縮化も、その図4および図5に示されているように、一定の改善が見られるといった程度である。 However, this prior art can only be used in a PLL device to which a non-lag-lead type loop filter is connected, and the shortening of the lock-up time is also shown in FIGS. There is a certain degree of improvement.
このように、上述した従来技術を用いただけでは、ネットワークアナライザ等に用いるための掃引発振装置を改善することはできない。 As described above, the sweep oscillator for use in a network analyzer or the like cannot be improved only by using the above-described conventional technology.
そこで、上述した従来技術と、従来から知られている一般的な位相ロック技術とを組み合わせることにより、図1に示すような、ループフィルタの切り換え機能付きPLL(位相ロックループ)を用いた掃引発振器を構成することが可能である。この回路では、まず時定数の小さいループフィルタ1で高速に位相ロックさせ、その位相ロック後、時定数が大きいループフィルタ2に切り換え、ロック動作を安定化させている。この回路によれば、高速かつ正確な位相ロックが可能となる。しかし、その反面、周波数ステップを細かくしようとするとPD(位相比較器)での比較周波数を低くしなければならないのでロックアップタイムが長くなる上、位相ロックさせた後に比較周波数成分を減らすためにループフィルタを切り換える必要がある。その結果、回路規模の拡大を招くという問題が生じる。
Therefore, a sweep oscillator using a PLL (phase lock loop) with a loop filter switching function as shown in FIG. 1 by combining the above-described conventional technique with a conventionally known general phase lock technique. Can be configured. In this circuit, first, the phase is locked at high speed by the
あるいは、他の一般的な位相ロック技術に基づいて、図2に示すような、2重ループ方式のPLLを用いた掃引発振器を構成することが可能である。この回路はフィードフォワード型とも呼ばれており、まずPD(位相比較器)1,ループフィルタ1,VCO(電圧制御発振器)1とBPF(バンドパスフィルタ)からなるループによりプリチューンしてロック点に近づけさせ、次いで、PD2,ループフィルタ2,VCO2を経由したループによりファインチューンするものである。この回路によれば、高速に位相ロックが可能となる上、周波数ステップを細かく設定することができるという利点をもつ。しかしその反面、PLLが2組必要になり、且つ、位相が正しくない、いわゆる擬似ロック状態を防止するためのバンドパスフィルタが必要となる。その結果として、回路規模が極めて大きくなるという欠点をもつ。
Alternatively, it is possible to configure a sweep oscillator using a double-loop PLL as shown in FIG. 2 based on another general phase lock technique. This circuit is also called a feed forward type. First, it is pretuned to a lock point by a loop composed of a PD (phase comparator) 1, a
また、PLLは周波数および位相の両方をロックできるという利点をもっているが、高速にロック周波数を変化させたい場合には、PLLの分周器を逐一切り換えてロックさせなくてはならない上、周波数分解能を向上させたい場合には比較周波数を低くする必要があることからループフィルタのカットオフ周波数も低下しなければならず、位相ロックに要する時間の高速化をさらに困難にしている。しかも、被測定物に対する掃引周波数信号の精度を上げるために、位相ロックする周波数の数を多くすると、掃引時間が長期化してしまい、製造ラインにとっては致命傷となる。 The PLL has the advantage of being able to lock both the frequency and phase. However, if it is desired to change the lock frequency at high speed, the PLL frequency divider must be switched and locked, and the frequency resolution can be reduced. If it is desired to improve, it is necessary to lower the comparison frequency, so the cut-off frequency of the loop filter must also be lowered, which makes it more difficult to speed up the time required for phase locking. In addition, if the number of frequencies to be phase-locked is increased in order to increase the accuracy of the sweep frequency signal with respect to the object to be measured, the sweep time becomes longer, which is fatal to the production line.
よって本発明の目的は、上述の点に鑑み、簡易な回路構成にも拘わらず、従来にはない掃引速度の高速化を実現すると共に、正確な周波数掃引信号を供給できるようにした掃引発振装置、掃引発振方法および掃引周波数制御プログラムを提供することにある。 Accordingly, an object of the present invention is to realize a sweep oscillation apparatus capable of providing an unprecedented increase in sweep speed and supplying an accurate frequency sweep signal in spite of a simple circuit configuration in view of the above points. Another object is to provide a sweep oscillation method and a sweep frequency control program.
上記の目的を達成するために、本発明の第1の形態は、電圧制御発振器に対して周波数制御電圧を印加することにより、予め定めた掃引周波数範囲内の周波数を発生する掃引発振装置において、前記予め定めた掃引周波数範囲内における所定の周波数ポイントFn(nは、1〜Nまでの正の整数)において位相ロックをかけ、それぞれの周波数ポイントにおける前記電圧制御発振器の周波数制御電圧Vn(nは、1〜Nまでの正の整数)を記憶する掃引前処理手段と、前記電圧制御発振器を含んだ位相ロックループの動作を停止させ、前記電圧制御発振器を該位相ロックループから切り離す位相ロック停止手段と、前記掃引前処理手段により記憶された周波数制御電圧Vnのうち、隣接した二つの周波数制御電圧の間を補間するための補間電圧を算出する演算手段と、前記位相ロック停止手段の動作により前記位相ロックループから切り離された前記電圧制御発振器に対して前記補間電圧を印加することにより、既定のスポット周波数を前記電圧制御発振器から順次発生させる掃引実行手段と、を具備したものである。 In order to achieve the above object, according to a first aspect of the present invention, there is provided a sweep oscillator that generates a frequency within a predetermined sweep frequency range by applying a frequency control voltage to a voltage controlled oscillator. A phase lock is applied at a predetermined frequency point Fn (n is a positive integer from 1 to N) within the predetermined sweep frequency range, and the frequency control voltage Vn (n is a value of the voltage controlled oscillator at each frequency point). , A pre-sweep processing means for storing (a positive integer from 1 to N), and a phase lock stop means for stopping the operation of the phase locked loop including the voltage controlled oscillator and disconnecting the voltage controlled oscillator from the phase locked loop And an interpolation voltage for interpolating between two adjacent frequency control voltages among the frequency control voltages Vn stored by the sweep preprocessing means. A predetermined spot frequency sequentially from the voltage-controlled oscillator by applying the interpolation voltage to the voltage-controlled oscillator disconnected from the phase-locked loop by the operation of the calculating means for calculating the phase-locking means. And a sweep execution means to be generated.
ここで、上記の掃引発振装置において、前記演算手段は、前記掃引前処理手段により記憶された周波数制御電圧Vnのうち、隣接した二つの周波数制御電圧の間を補間するための補間電圧を算出するに際して、前記掃引前処理手段により記憶された周波数制御電圧Vnに関する記憶データD1nを再び当該メモリから読み出し、前記記憶データD1nをアナログ信号A1nに変換した後、該アナログ信号A1nをデジタル変換して再変換データD2nを形成し、前記記憶データD1nと前記再変換データD2nとの差を補正用誤差データδとして用いることにより、前記補間電圧を算出することが可能である。 Here, in the sweep oscillation device, the calculation unit calculates an interpolation voltage for interpolating between two adjacent frequency control voltages among the frequency control voltages Vn stored by the sweep preprocessing unit. At this time, the storage data D1n related to the frequency control voltage Vn stored by the pre-sweep processing means is read again from the memory, the storage data D1n is converted into the analog signal A1n, and then the analog signal A1n is digitally converted and reconverted. The interpolation voltage can be calculated by forming data D2n and using the difference between the stored data D1n and the reconverted data D2n as the correction error data δ.
また、上記の掃引発振装置において、前記予め定めた掃引周波数範囲内の掃引モードが前記掃引実行手段により実行された後は、再び、前記掃引前処理手段と、前記位相ロック停止手段と、前記演算手段とにより、校正モードが実行されるように構成することができる。 In the sweep oscillation device, after the sweep mode within the predetermined sweep frequency range is executed by the sweep execution unit, the sweep preprocessing unit, the phase lock stop unit, and the calculation are performed again. The calibration mode may be executed by the means.
本発明の第2の形態は、電圧制御発振器に対して周波数制御電圧を印加することにより、予め定めた掃引周波数範囲内の周波数を発生する掃引発振方法において、前記予め定めた掃引周波数範囲内における所定の周波数ポイントFn(nは、1〜Nまでの正の整数)において位相ロックをかけ、それぞれの周波数ポイントにおける前記電圧制御発振器の周波数制御電圧Vn(nは、1〜Nまでの正の整数)を記憶する掃引前処理ステップと、前記掃引前処理ステップにより記憶された周波数制御電圧Vnのうち、隣接した二つの周波数制御電圧の間を補間するための補間電圧を算出する演算ステップと、位相ロックループから切り離された前記電圧制御発振器に対して前記補間電圧を印加することにより、既定のスポット周波数を前記電圧制御発振器から順次発生させる掃引実行ステップと、を具備したものである。 According to a second aspect of the present invention, there is provided a sweep oscillation method for generating a frequency within a predetermined sweep frequency range by applying a frequency control voltage to the voltage controlled oscillator. A phase lock is applied at a predetermined frequency point Fn (n is a positive integer from 1 to N), and the frequency control voltage Vn (n is a positive integer from 1 to N) at each frequency point. ), A calculation step for calculating an interpolation voltage for interpolating between two adjacent frequency control voltages among the frequency control voltages Vn stored in the pre-sweep processing step, and a phase By applying the interpolation voltage to the voltage controlled oscillator disconnected from the lock loop, a predetermined spot frequency is set to the voltage controlled. And sweep executing step of sequentially generated from the oscillator is obtained by including a.
ここで、上記の掃引発振方法において、前記演算ステップは、さらに加えて、前記掃引前処理ステップにより記憶された周波数制御電圧Vnに関する記憶データD1nを再び当該メモリから読み出すステップと、前記記憶データD1nをアナログ信号A1nに変換した後、該アナログ信号A1nをデジタル変換して再変換データD2nを形成するステップと、前記記憶データD1nと前記再変換データD2nとの差を補正用誤差データδとして用いることにより、前記掃引前処理ステップにより記憶された周波数制御電圧Vnを補正し、隣接した二つの周波数制御電圧の間を補間するための補間電圧を算出するステップと、を有することが可能である。 Here, in the sweep oscillation method, the calculation step further includes a step of reading again the storage data D1n related to the frequency control voltage Vn stored in the pre-sweep processing step from the memory, and the storage data D1n. After converting to analog signal A1n, digitally converting analog signal A1n to form reconverted data D2n, and using the difference between stored data D1n and reconverted data D2n as correction error data δ , Correcting the frequency control voltage Vn stored in the pre-sweep processing step, and calculating an interpolation voltage for interpolating between two adjacent frequency control voltages.
また、上記の掃引発振方法において、前記予め定めた掃引周波数範囲内の掃引モードが前記掃引実行ステップにより実行された後は、再び、前記掃引前処理ステップと、前記演算ステップとにより、校正モードが実行されるよう構成することができる。 In the above sweep oscillation method, after the sweep mode within the predetermined sweep frequency range is executed by the sweep execution step, the calibration mode is again set by the pre-sweep processing step and the calculation step. It can be configured to be executed.
本発明の第3の形態は、上述したいずれかの掃引発振方法を、掃引発振装置のコントローラが読み出し可能な形態で記憶した掃引周波数制御プログラムである。 The third aspect of the present invention is a sweep frequency control program that stores any of the above-described sweep oscillation methods in a form that can be read by the controller of the sweep oscillation apparatus.
本発明を実施することにより、以下に列挙する効果を得ることができる。 By implementing the present invention, the effects listed below can be obtained.
(1)簡易な回路構成にも拘わらず、高速な周波数掃引を行うことができる。
具体的な実施例としては、1600ポイントの周波数掃引を100ミリ秒程度で実行することが可能となる。これに対して、従来の掃引発振装置では、1200ポイントの周波数を掃引する場合、早くても250ミリ秒程度を要するので、本発明による高速化は格段なものであるといえる。
(1) Despite a simple circuit configuration, high-speed frequency sweep can be performed.
As a specific example, a frequency sweep of 1600 points can be executed in about 100 milliseconds. On the other hand, in the conventional sweep oscillator, when the frequency of 1200 points is swept, it takes about 250 milliseconds at the earliest, so it can be said that the speeding up according to the present invention is remarkable.
(2)しかも、必要とするPLLは従来から知られている一般的なPLLでよいので、安価に小型化が可能である。 (2) Moreover, since a necessary PLL may be a general PLL that has been conventionally known, it can be reduced in size at low cost.
(3)校正されたVCO制御入力電圧を提供することができるので、周波数分解能を容易に高めることができる。すなわち、周波数掃引時には位相ロックが行われていないにもかかわらず、正確な掃引周波数を高速に得ることができる。 (3) Since the calibrated VCO control input voltage can be provided, the frequency resolution can be easily increased. That is, an accurate sweep frequency can be obtained at a high speed even though the phase lock is not performed during the frequency sweep.
実施の形態1
図3は、本発明を適用した掃引発振装置(スイープジェネレータ)を示すブロック図である。本図において、1は基準周波数信号を発生する水晶発振器である。2は位相比較器(PD)、3はループフィルタ、4は切り換えスイッチ、5は電圧制御発振器(VCO)、6は1/N分周器であり、これらは通常のPLLを形成している。7はA/Dコンバータであり、VCO5の制御入力電圧VCNTを入力してメモリ12に記憶させる。8はD/Aコンバータであり、メモリ12に記憶されているデータをアナログ電圧に変換する。9は増幅器(AMP)であり、切り換えスイッチ4がb端子側に倒されているときには、増幅器9の出力電圧がVCO5の制御入力電圧VCNTとなる。10はI/O回路であり、切り換えスイッチ4および1/N分周器6を制御するための信号を出力する。11はCPUであり、メモリ12に対するR/W制御、I/O回路10への制御信号供給、および、その他の演算処理を行う。
FIG. 3 is a block diagram showing a sweep oscillation apparatus (sweep generator) to which the present invention is applied. In this figure,
次に、図4に示した説明図を参照しながら、本実施形態の動作を説明する。 Next, the operation of this embodiment will be described with reference to the explanatory diagram shown in FIG.
まず、切り換えスイッチ4をa端子側に倒し、周波数掃引範囲内における掃引開始周波数fminから掃引終了周波数fmaxに至るまで、合計10個の周波数ポイントf1〜f10についてそれぞれ位相ロックをかける。これら10個の周波数ポイントf1〜f10それぞれについて得られた10個のVCO制御入力電圧VCNT(1)〜VCNT(10)は、A/Dコンバータ7を介して、メモリ12に記憶される。
First, the
次に、切り換えスイッチ4をb端子側に倒すことにより、PLLからVCO5を切り離す。これによりPLL動作とは関係なく、VCO5を単独で動作させることができる。これと同時に、CPU11は、メモリ12に記憶されている10個のVCO制御入力電圧VCNT(1)〜VCNT(10)のうち隣接する二つの電圧、すなわち、VCNT(1)とVCNT(2)、VCNT(2)とVCNT(3)、VCNT(3)とVCNT(4)、VCNT(4)とVCNT(5)、VCNT(5)とVCNT(6)、VCNT(6)とVCNT(7)、VCNT(7)とVCNT(8)、VCNT(8)とVCNT(9)、VCNT(9)とVCNT(10)を順次読み出し、これら二つの電圧の間に所定のポイント数(たとえば40)が入るよう直線補間(内挿)演算を行う。なお、二つの電圧間における直線補間は周知の技術であるので、ここでの説明は省略する。このようにして得られた内挿ポイント電圧は、メモリ12に記憶される。
Next, the
次にCPU11は、これらの内挿ポイント電圧および既述のVCO制御入力電圧VCNT(1)〜VCNT(10)をメモリ12から周波数順に読み出し、D/Aコンバータ8および増幅器9を介して、切り換えスイッチ4のb端子に供給する。現在、切り換えスイッチ4はb端子側に倒されているので、増幅器9から出力されたアナログ電圧そのものがVCO制御入力電圧VCNTとなり、この電圧に対応した周波数信号がVCO5から出力される。換言すると、掃引周波数の発生時には、位相ロックは行われず、VCO5が単独で動作するので、高速な周波数掃引が行われる。
Next, the
そして一回の周波数掃引が終了すると、再び、切り換えスイッチ4をa端子側に倒し、上記の周波数ポイントf1〜f10それぞれについて得られた10個のVCO制御入力電圧VCNT(1)〜VCNT(10)を記憶する。以下、同様である。
When one frequency sweep is completed, the
このように、一回の周波数掃引ごとに、あるいは所定回数の周波数掃引ごとに、10個のVCO制御入力電圧VCNT(1)〜VCNT(10)を記憶し直すことにより、VCO5が有する温度特性の影響を除去することができる。
In this way, by storing 10 VCO control input voltages V CNT (1) to V CNT (10) every time one frequency sweep or every predetermined number of frequency sweeps, the temperature of the
実施の形態2
上述した実施の形態1では、A/Dコンバータ7,D/Aコンバータ8,増幅器9に動作誤差がないとの前提で説明を行った。しかし現実には、各種アンプが固有的に有するゲイン誤差・オフセット誤差あるいは環境変化などに起因して、既述の周波数ポイントf1〜f10(図4参照)それぞれについて得られた10個のVCO制御入力電圧VCNT(1)〜VCNT(10)は、必ずしも、D/Aコンバータ8および増幅器9を介して正確に再現されるとは限らず、一定の誤差を含むことがあり得る。そこで、ここで述べる実施の形態2においては、そういった誤差を補償する方法について説明する。
In the first embodiment described above, the description has been made on the assumption that the A /
図5は、実施の形態2の動作を示したフローチャートである。なお、このフローチャートを実施するためのハードウェア構成は、図3に示した通りであるので、説明は省略する。 FIG. 5 is a flowchart showing the operation of the second embodiment. The hardware configuration for carrying out this flowchart is as shown in FIG.
まず、ステップS1において、切り換えスイッチ4の位置がa端子側であるか否かを判別する。切り換えスイッチ4の位置がa端子側にない場合には、ステップS2において、切り換えスイッチ4の位置をa端子側に切り換える。
First, in step S1, it is determined whether or not the position of the
ステップS3では、各周波数ポイント毎にPLLのロック状態を確立する。 In step S3, a PLL lock state is established for each frequency point.
ステップS4において、VCO5への入力信号はA/Dコンバータ7を介してデータD1(n)(n=1〜10)に変換し、メモリ12に記憶する。
In step S4, the input signal to the
ステップS5において、切り換えスイッチ4をb端子側に切り換える。
In step S5, the
ステップS6では、既に記憶してあるデータD1(n)を読み出す。 In step S6, data D1 (n) already stored is read.
ステップS7においては、D/Aコンバータ8および増幅器9を介してVCO5へ入力される信号を生成する。
In step S7, a signal input to the
ステップS8では、ステップS7で生成した生成信号を、A/Dコンバータ7を介してメモリ12へデータD2(n)として再び記憶する。
In step S8, the generated signal generated in step S7 is stored again as data D2 (n) in the
ステップS9においては、D2(n)−D1(n)=誤差δを演算する。 In step S9, D2 (n) −D1 (n) = error δ is calculated.
ステップS10においては、上記のD1(n)を誤差δで補正し、補正後の校正済みデータD3(n)として記憶する。具体的には、上記δと逆極性のδをD1(n)に加算することにより、D3(n)とする。 In step S10, D1 (n) is corrected with error δ and stored as corrected data D3 (n) after correction. Specifically, D3 (n) is obtained by adding δ having a polarity opposite to that of δ to D1 (n).
ステップS11では、D3(n)を読み出しながら内挿補間演算(Y=aX+b:図4参照)をし、二つのポイントD3(n) ,D3(n+1)間を補間する。 In step S11, interpolation interpolation (Y = aX + b: see FIG. 4) is performed while reading D3 (n), and interpolation is made between the two points D3 (n) and D3 (n + 1).
ステップS12において、位相ロックしたポイント数(f1〜f10)分をすべて繰り返すことにより掃引用ランプ波(VCO制御入力電圧VCNT:実際には、個別的なVCO制御入力電圧の集合)を生成する。 In step S12, a sweeping ramp wave (VCO control input voltage V CNT : actually, a set of individual VCO control input voltages) is generated by repeating all the number of phase-locked points (f1 to f10).
ステップS13では、D/Aコンバータ8および増幅器9を介して、ステップS12で生成した信号ランプ波を出力する。
In step S13, the signal ramp wave generated in step S12 is output via the D / A converter 8 and the
ステップS14では、ステップS13で生成したランプ波をVCO5へ入力し、周波数掃引を開始させる。
In step S14, the ramp wave generated in step S13 is input to
上記の誤差補正処理を行うことにより、周囲温度等に起因した誤差も修正することができる。 By performing the above error correction processing, errors caused by the ambient temperature or the like can be corrected.
実施の形態3
上述した実施の形態1,2では、10個のロック周波数ポイントf1〜f10を全てつなぎ合わせてfmin 〜 fmaxを周波数掃引させているが、例えば図6(A)のSW1に示すようにfmin 〜 f1までを掃引し、f1 〜 fmax間を休止させることも可能である。また、図6(B)のSW2に示すように、fmin 〜 f2間を休止させ、f2 〜 f3までを掃引し、f3 〜 fmax間を休止させることも可能である。さらに、図6(C)のSW3に示すように、fmin 〜 f4間を休止させ、f4 〜 fmax間を掃引させることも可能である。
Embodiment 3
In the first and second embodiments described above, all 10 lock frequency points f1 to f10 are connected to sweep the frequency of fmin to fmax. For example, as indicated by SW1 in FIG. 6A, fmin to f1. It is also possible to sweep between f1 and fmax. Further, as indicated by SW2 in FIG. 6B, it is possible to pause between fmin and f2, sweep between f2 and f3, and pause between f3 and fmax. Further, as indicated by SW3 in FIG. 6C, it is possible to pause between fmin and f4 and sweep between f4 and fmax.
このように、メモリ12に記憶してある各ポイントの読み出し範囲を制御することにより、被測定物に適した周波数掃引が可能となる。
In this way, by controlling the readout range of each point stored in the
本発明は、ネットワークアナライザに適用可能である。測定器としてのネットワークアナライザでは、部品の周波数特性あるいはインピーダンスマッチングの状態等を測定するために、被測定物に対して、所定周波数範囲の掃引周波数信号を高速かつ高分解能で供給する掃引発振装置が必須である。そのために、本発明によれば、被測定物に対して所定周波数範囲の掃引周波数信号を供給する掃引発振装置、掃引発振方法および掃引周波数制御プログラムを提供することができる。 The present invention is applicable to a network analyzer. In a network analyzer as a measuring instrument, there is a sweep oscillation device that supplies a sweep frequency signal in a predetermined frequency range to a device under test at a high speed and with a high resolution in order to measure the frequency characteristics or impedance matching state of a component. It is essential. Therefore, according to the present invention, it is possible to provide a sweep oscillation apparatus, a sweep oscillation method, and a sweep frequency control program that supply a sweep frequency signal in a predetermined frequency range to a device under test.
1 水晶発振器
2 位相比較器(PD)
3 ループフィルタ
4 切り換えスイッチ
5 電圧制御発振器(VCO)
6 1/N分周器
7 A/Dコンバータ
8 D/Aコンバータ
9 増幅器(AMP)
10 I/O回路
11 CPU
12 メモリ
1
3
6 1 / N frequency divider 7 A / D converter 8 D /
10 I /
12 memory
Claims (7)
前記予め定めた掃引周波数範囲内における所定の周波数ポイントFn(nは、1〜Nまでの正の整数)において位相ロックをかけ、それぞれの周波数ポイントにおける前記電圧制御発振器の周波数制御電圧Vn(nは、1〜Nまでの正の整数)を記憶する掃引前処理手段と、
前記電圧制御発振器を含んだ位相ロックループの動作を停止させ、前記電圧制御発振器を該位相ロックループから切り離す位相ロック停止手段と、
前記掃引前処理手段により記憶された周波数制御電圧Vnのうち、隣接した二つの周波数制御電圧の間を補間するための補間電圧を算出する演算手段と、
前記位相ロック停止手段の動作により前記位相ロックループから切り離された前記電圧制御発振器に対して前記補間電圧を印加することにより、既定のスポット周波数を前記電圧制御発振器から順次発生させる掃引実行手段と、
を具備したことを特徴とする掃引発振装置。 In a sweep oscillation device that generates a frequency within a predetermined sweep frequency range by applying a frequency control voltage to the voltage controlled oscillator,
A phase lock is applied at a predetermined frequency point Fn (n is a positive integer from 1 to N) within the predetermined sweep frequency range, and the frequency control voltage Vn (n is a value of the voltage controlled oscillator at each frequency point). , A sweep preprocessing means for storing (a positive integer from 1 to N),
Phase lock stop means for stopping the operation of the phase locked loop including the voltage controlled oscillator and disconnecting the voltage controlled oscillator from the phase locked loop;
An arithmetic means for calculating an interpolation voltage for interpolating between two adjacent frequency control voltages among the frequency control voltages Vn stored by the sweep preprocessing means;
Sweep execution means for sequentially generating a predetermined spot frequency from the voltage controlled oscillator by applying the interpolation voltage to the voltage controlled oscillator separated from the phase locked loop by the operation of the phase lock stop means;
A sweep oscillation apparatus comprising:
前記演算手段は、前記掃引前処理手段により記憶された周波数制御電圧Vnのうち、隣接した二つの周波数制御電圧の間を補間するための補間電圧を算出するに際して、
前記掃引前処理手段により記憶された周波数制御電圧Vnに関する記憶データD1nを再び当該メモリから読み出し、
前記記憶データD1nをアナログ信号A1nに変換した後、該アナログ信号A1nをデジタル変換して再変換データD2nを形成し、
前記記憶データD1nと前記再変換データD2nとの差を補正用誤差データδとして用いることにより、前記補間電圧を算出する、
ことを特徴とする掃引発振装置。 The sweep oscillation apparatus according to claim 1,
The calculation means calculates an interpolation voltage for interpolating between two adjacent frequency control voltages among the frequency control voltages Vn stored by the sweep preprocessing means.
The storage data D1n related to the frequency control voltage Vn stored by the sweep preprocessing unit is read again from the memory,
After converting the stored data D1n into an analog signal A1n, the analog signal A1n is digitally converted to form reconverted data D2n;
The interpolation voltage is calculated by using the difference between the stored data D1n and the reconverted data D2n as correction error data δ.
A sweep oscillation device characterized by that.
前記予め定めた掃引周波数範囲内の掃引モードが前記掃引実行手段により実行された後は、再び、前記掃引前処理手段と、前記位相ロック停止手段と、前記演算手段とにより、校正モードが実行されることを特徴とする掃引発振装置。 The sweep oscillation device according to claim 1 or 2,
After the sweep mode within the predetermined sweep frequency range is executed by the sweep execution means, the calibration mode is executed again by the pre-sweep processing means, the phase lock stop means, and the calculation means. A sweep oscillation apparatus characterized by the above.
前記予め定めた掃引周波数範囲内における所定の周波数ポイントFn(nは、1〜Nまでの正の整数)において位相ロックをかけ、それぞれの周波数ポイントにおける前記電圧制御発振器の周波数制御電圧Vn(nは、1〜Nまでの正の整数)を記憶する掃引前処理ステップと、
前記掃引前処理ステップにより記憶された周波数制御電圧Vnのうち、隣接した二つの周波数制御電圧の間を補間するための補間電圧を算出する演算ステップと、
位相ロックループから切り離された前記電圧制御発振器に対して前記補間電圧を印加することにより、既定のスポット周波数を前記電圧制御発振器から順次発生させる掃引実行ステップと、
を具備したことを特徴とする掃引発振方法。 In a sweep oscillation method for generating a frequency within a predetermined sweep frequency range by applying a frequency control voltage to the voltage controlled oscillator,
A phase lock is applied at a predetermined frequency point Fn (n is a positive integer from 1 to N) within the predetermined sweep frequency range, and the frequency control voltage Vn (n is a value of the voltage controlled oscillator at each frequency point). , A pre-sweep processing step that stores a positive integer from 1 to N),
A calculation step for calculating an interpolation voltage for interpolating between two adjacent frequency control voltages among the frequency control voltages Vn stored in the pre-sweep processing step;
A sweep execution step of sequentially generating a predetermined spot frequency from the voltage controlled oscillator by applying the interpolated voltage to the voltage controlled oscillator disconnected from the phase locked loop;
A sweep oscillation method characterized by comprising:
前記演算ステップは、さらに加えて、
前記掃引前処理ステップにより記憶された周波数制御電圧Vnに関する記憶データD1nを再び当該メモリから読み出すステップと、
前記記憶データD1nをアナログ信号A1nに変換した後、該アナログ信号A1nをデジタル変換して再変換データD2nを形成するステップと、
前記記憶データD1nと前記再変換データD2nとの差を補正用誤差データδとして用いることにより、前記掃引前処理ステップにより記憶された周波数制御電圧Vnを補正し、隣接した二つの周波数制御電圧の間を補間するための補間電圧を算出するステップと、
を有することを特徴とする掃引発振方法。 The sweep oscillation method according to claim 4, wherein
The calculation step further includes:
Reading stored data D1n related to the frequency control voltage Vn stored in the pre-sweep processing step from the memory again;
Converting the stored data D1n into an analog signal A1n and then digitally converting the analog signal A1n to form reconverted data D2n;
By using the difference between the stored data D1n and the reconverted data D2n as the correction error data δ, the frequency control voltage Vn stored in the pre-sweep processing step is corrected, and the difference between the two adjacent frequency control voltages is corrected. Calculating an interpolation voltage for interpolating
A sweep oscillation method characterized by comprising:
前記予め定めた掃引周波数範囲内の掃引モードが前記掃引実行ステップにより実行された後は、再び、前記掃引前処理ステップと、前記演算ステップとにより、校正モードが実行されることを特徴とする掃引発振方法。 The sweep oscillation method according to claim 4 or 5,
After the sweep mode within the predetermined sweep frequency range is executed by the sweep execution step, the calibration mode is executed again by the sweep preprocessing step and the calculation step. Oscillation method.
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2007298317A (en) * | 2006-04-28 | 2007-11-15 | Fujitsu Ltd | Frequency modulation circuit, fm-cw radar device, and communication integrated radar device |
JP2008288866A (en) * | 2007-05-17 | 2008-11-27 | New Japan Radio Co Ltd | Frequency sweep oscillation circuit |
WO2013027314A1 (en) * | 2011-08-23 | 2013-02-28 | 日本電気株式会社 | Frequency sweep signal generator, frequency component analyzer, wireless device, and frequency sweep signal generating method |
JP2014197764A (en) * | 2013-03-29 | 2014-10-16 | アンリツ株式会社 | Magnetically tuned device driver, signal analysis device using the same, and method for driving magnetically tuned device |
-
2003
- 2003-11-11 JP JP2003381739A patent/JP2005150856A/en active Pending
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007298317A (en) * | 2006-04-28 | 2007-11-15 | Fujitsu Ltd | Frequency modulation circuit, fm-cw radar device, and communication integrated radar device |
JP2008288866A (en) * | 2007-05-17 | 2008-11-27 | New Japan Radio Co Ltd | Frequency sweep oscillation circuit |
WO2013027314A1 (en) * | 2011-08-23 | 2013-02-28 | 日本電気株式会社 | Frequency sweep signal generator, frequency component analyzer, wireless device, and frequency sweep signal generating method |
JPWO2013027314A1 (en) * | 2011-08-23 | 2015-03-05 | 日本電気株式会社 | Frequency sweep signal generator, frequency component analyzer, radio apparatus, and frequency sweep signal generation method |
US9143313B2 (en) | 2011-08-23 | 2015-09-22 | Nec Corporation | Frequency sweep signal generator, frequency component analysis apparatus, radio apparatus, and frequency sweep signal generating method |
JP2014197764A (en) * | 2013-03-29 | 2014-10-16 | アンリツ株式会社 | Magnetically tuned device driver, signal analysis device using the same, and method for driving magnetically tuned device |
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