JP2005117884A - Power supply - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a two-phase insulated power supply capable of realizing soft start. <P>SOLUTION: S1a and S2b are turned on under state I, S2a and S2b are turned on under state II, S2a, and S1b are turned on under state III, and S2a and S2b are turned on under state IV. Consequently, a transformer Trsa is connected with a capacitor Cia under states II-IV, a transformer Trsb is connected with a capacitor Cib under states I, II and IV, and a forward voltage is induced on the secondary winding side of the transformers Trsa and Trsb. A current induced on the secondary winding side of the transformer Trsa under states II-IV is thereby fed to a load R through a rectifier element Doa, and a current induced on the secondary winding side of the transformer Trsb under states I, II and IV is fed to the load R through a rectifier element Dob. When they are superposed, an output voltage Vo where ripples are suppressed can be produced. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

本発明は、電源装置に関し、より詳しくは出力電圧に含まれるリプルを低減させるための技術に関する。   The present invention relates to a power supply device, and more particularly to a technique for reducing ripples included in an output voltage.

ディジタルＩＣ用電源には、低電圧大電流を高スリューレートに供給し、しかも出力電圧変動を微小範囲内に収める性能が求められる。しかし、一般的な電源方式においてこの条件を満たすには、出力側に大容量の平滑コンデンサが必要となる。また、低電圧大電流環境では、回路内のインピーダンス成分の影響が無視できないほど大きくなるにも拘らず、現在の技術では十分に低インピーダンスの部品を作ることができていないのが現状である。そのため、インピーダンス成分による、効率の低下、出力電圧リプルの増大、スイッチングサージの増大等を抑制するために、複数の電源を多相構成にし、出力平滑コンデンサを並列接続する等の対策が必要となり、部品数の増加、高コスト化、回路の大型化を招いている。   A power supply for a digital IC is required to supply a low voltage and large current at a high slew rate and to keep the output voltage fluctuation within a minute range. However, in order to satisfy this condition in a general power supply system, a large-capacity smoothing capacitor is required on the output side. Moreover, in a low-voltage, high-current environment, even though the influence of the impedance component in the circuit becomes so large that it cannot be ignored, the current technology has not made a sufficiently low-impedance component. Therefore, in order to suppress the decrease in efficiency, increase in output voltage ripple, increase in switching surge, etc. due to impedance components, it is necessary to take measures such as configuring multiple power supplies in multiple phases and connecting output smoothing capacitors in parallel. This increases the number of parts, increases costs, and increases the size of the circuit.

そこで、これらの問題解決に有効な手段として、２つの絶縁形ステップダウンインバータを用いて、各インバータの二次巻線側に１８０°位相差の矩形波電圧を誘導し、これらを半波整流して重ね合わせることで、原理的には低電圧大電流環境において出力平滑コンデンサなしで直流電圧を供給する方式が提案されている。   Therefore, as an effective means for solving these problems, two insulated step-down inverters are used to induce a rectangular wave voltage of 180 ° phase difference on the secondary winding side of each inverter, and these are half-wave rectified. In principle, a method of supplying a DC voltage without an output smoothing capacitor in a low-voltage, high-current environment has been proposed.

このような方式は例えば特開２００３−１０２１７５号公報に開示されている。図１にその回路を示す。図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、入力直流電源Ｖiと、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｓ1a，Ｓ2a，Ｓ1b，Ｓ2b，Ｓoa及びＳobと、一次巻線と二次巻線との極性が同じであるトランスＴrsaとＴrsbと、キャパシタＣiと、平滑用キャパシタＣoと、負荷Ｒとを含む。なお、原理的には平滑用キャパシタＣoは不要であるが、ここでは示している。また制御部として、基準電圧電源Ｖrと、比較器１０００と、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2aのためのスイッチング信号を出力する第１パルス発生器１００１と、スイッチング素子Ｓ1b及びＳ2bのためのスイッチング信号を出力する第２パルス発生器１００２とを含む。なお、スイッチング素子Ｓoaはスイッチング素子Ｓ1aと同じようにスイッチングされる。スイッチング素子Ｓobは、スイッチング素子Ｓ1bと同じようスイッチングされる。   Such a system is disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2003-102175. FIG. 1 shows the circuit. In the DC-DC converter device shown in FIG. 1, the polarities of the input DC power source Vi, the switching elements S1a, S2a, S1b, S2b, Soa and Sob which are MOSFETs, and the primary winding and the secondary winding are the same. It includes certain transformers Trsa and Trsb, a capacitor Ci, a smoothing capacitor Co, and a load R. In principle, the smoothing capacitor Co is not necessary, but is shown here. Further, as a control unit, a reference voltage power supply Vr, a comparator 1000, a first pulse generator 1001 that outputs a switching signal for the switching elements S1a and S2a, and a switching signal for the switching elements S1b and S2b are output. A second pulse generator 1002. The switching element Soa is switched in the same manner as the switching element S1a. The switching element Sob is switched in the same manner as the switching element S1b.

入力直流電源Ｖiの正極側端子は、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ1bのドレインに接続されている。スイッチング素子Ｓ1aのソースは、スイッチング素子Ｓ2aのドレインとトランスＴrsaの一次巻線の一端に接続されている。トランスＴrsaの一次巻線の他端は、キャパシタＣiの一端に接続されている。キャパシタＣiの他端は、入力直流電源Ｖiの負極側端子に接続されている。スイッチング素子Ｓ1aのソースにドレインが接続されているスイッチング素子Ｓ2aのソースも入力直流電源Ｖiの負極側端子に接続されている。また、スイッチング素子Ｓ1bのソースは、トランスＴrsbの一次巻線の一端及びスイッチング素子Ｓ2bのドレインに接続されている。トランスＴrsbの一次巻線の他端は、キャパシタＣiの一端に接続されている。スイッチング素子Ｓ2bのソースは、入力直流電源Ｖiの負極側端子に接続されている。   The positive terminal of the input DC power source Vi is connected to the drains of the switching elements S1a and S1b. The source of the switching element S1a is connected to the drain of the switching element S2a and one end of the primary winding of the transformer Trsa. The other end of the primary winding of the transformer Trsa is connected to one end of the capacitor Ci. The other end of the capacitor Ci is connected to the negative terminal of the input DC power source Vi. The source of the switching element S2a, whose drain is connected to the source of the switching element S1a, is also connected to the negative terminal of the input DC power supply Vi. The source of the switching element S1b is connected to one end of the primary winding of the transformer Trsb and the drain of the switching element S2b. The other end of the primary winding of the transformer Trsb is connected to one end of the capacitor Ci. The source of the switching element S2b is connected to the negative terminal of the input DC power source Vi.

トランスＴrsaの二次巻線の一端は、スイッチング素子Ｓoaのソースに接続されている。一方、スイッチング素子Ｓoaのドレインは、負荷Ｒの正極側端子と平滑用キャパシタＣoの一端とスイッチング素子Ｓobのドレインに接続されている。トランスＴrsaの二次巻線の他端は、負荷Ｒの負極側端子と平滑用キャパシタＣoの他端とに接続されている。トランスＴrsbの二次巻線の一端は、スイッチング素子Ｓobのソースに接続されている。スイッチング素子Ｓobのドレインは、負荷Ｒの正極側端子に接続されている。トランスＴrsbの二次巻線の他端は、トランスＴrsaの二次巻線の他端及び負荷Ｒの負極側端子に接続されている。   One end of the secondary winding of the transformer Trsa is connected to the source of the switching element Soa. On the other hand, the drain of the switching element Soa is connected to the positive terminal of the load R, one end of the smoothing capacitor Co, and the drain of the switching element Sob. The other end of the secondary winding of the transformer Trsa is connected to the negative terminal of the load R and the other end of the smoothing capacitor Co. One end of the secondary winding of the transformer Trsb is connected to the source of the switching element Sob. The drain of the switching element Sob is connected to the positive terminal of the load R. The other end of the secondary winding of the transformer Trsb is connected to the other end of the secondary winding of the transformer Trsa and the negative terminal of the load R.

制御部において比較器１０００の第１の入力端子には負荷Ｒの出力電圧Ｖoが入力され、第２の入力端子には基準電圧電源Ｖrの基準電圧Ｖrが入力される。比較器１０００の出力は、第１パルス発生器１００１及び第２パルス発生器１００２に出力される。   In the control unit, the output voltage Vo of the load R is input to the first input terminal of the comparator 1000, and the reference voltage Vr of the reference voltage power supply Vr is input to the second input terminal. The output of the comparator 1000 is output to the first pulse generator 1001 and the second pulse generator 1002.

このようなＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、制御部により各スイッチング素子に図２に示すようなスイッチングを行わせることにより負荷Ｒに出力電圧Ｖoを生成する。なお、スイッチング素子Ｓ1aのドレイン・ソース間の電圧をＶs1aとし、スイッチング素子Ｓ2aのドレイン・ソース間の電圧をＶs2aとし、スイッチング素子Ｓ1bのドレイン・ソース間の電圧をＶs1bとし、スイッチング素子Ｓ2bのドレイン・ソース間の電圧Ｖs2b、スイッチング素子Ｓoaのドレイン・ソース間の電圧をＶsoa、スイッチング素子Ｓobのドレイン・ソース間の電圧をＶsobとする。また、トランスＴrsaの二次巻線側に誘導される電圧をＶwoa、トランスＴrsbの二次巻線側に誘導される電圧をＶwob、キャパシタＣiの両端に生ずる電圧をＶciとする。   Such a DC-DC converter device generates an output voltage Vo at the load R by causing the switching unit to perform switching as shown in FIG. Note that the drain-source voltage of the switching element S1a is Vs1a, the drain-source voltage of the switching element S2a is Vs2a, the drain-source voltage of the switching element S1b is Vs1b, and the drain-source voltage of the switching element S2b is The voltage Vs2b between the sources, the voltage between the drain and the source of the switching element Soa are Vsoa, and the voltage between the drain and the source of the switching element Sob is Vsob. Further, a voltage induced on the secondary winding side of the transformer Trsa is Vwoa, a voltage induced on the secondary winding side of the transformer Trsb is Vwob, and a voltage generated at both ends of the capacitor Ci is Vci.

図２に示すように、状態Ｉ、ＩＩ、III及びＩＶの４つの状態が繰り返し生じるようになっており、まず状態Ｉにおいて、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ1b並びにＳoa及びＳobをオン、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ2bをオフに設定する。そうすると、入力直流電源Ｖiの正極側端子がトランスＴrsa及びトランスＴrsbに接続される。従って、状態Ｉでは、トランスＴrsa及びＴrsbの二次巻線にはＶi−Ｖciに応じた電圧が誘導される。この時トランスＴrsa及びＴrsbの二次巻線側に接続されたスイッチング素子Ｓoa及びＳobもオンになっているので、両方のトランスから電流が負荷Ｒに流れ、これらの電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。   As shown in FIG. 2, four states of states I, II, III and IV are repeatedly generated. In state I, first, switching elements S1a and S1b, Soa and Sob are turned on, and switching elements S2a and S2b are turned on. Set to off. Then, the positive terminal of the input DC power source Vi is connected to the transformer Trsa and the transformer Trsb. Therefore, in state I, a voltage corresponding to Vi-Vci is induced in the secondary windings of the transformers Trsa and Trsb. At this time, since the switching elements Soa and Sob connected to the secondary winding side of the transformers Trsa and Trsb are also turned on, current flows from both transformers to the load R, and the output voltage is output to the load R by these currents. Vo is generated.

状態ＩＩでは、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2b並びにＳoaをオン、スイッチング素子Ｓ1b及びＳ2a並びにＳobをオフに設定する。そうすると、入力直流電源Ｖiの正極側端子がトランスＴrsaに接続される。従って、トランスＴrsaの二次巻線にはＶi−Ｖciに応じた電圧が誘導される。一方、トランスＴrsbは、直接入力電流電源Ｖiの正極側端子に接続せず、電流はキャパシタＣi側から流れる。従って、トランスＴrsbの二次巻線にはＶciに応じた逆相の電圧が誘導される。しかし、トランスＴrsa及びＴrsbの二次巻線側ではスイッチング素子Ｓoaのみがオンになっているので、トランスＴrsaからの電流が負荷Ｒに流れ、これらの電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。   In the state II, the switching elements S1a and S2b and Soa are turned on, and the switching elements S1b and S2a and Sob are turned off. Then, the positive terminal of the input DC power source Vi is connected to the transformer Trsa. Therefore, a voltage corresponding to Vi-Vci is induced in the secondary winding of the transformer Trsa. On the other hand, the transformer Trsb is not directly connected to the positive terminal of the input current power source Vi, and current flows from the capacitor Ci side. Accordingly, a reverse-phase voltage according to Vci is induced in the secondary winding of the transformer Trsb. However, since only the switching element Soa is turned on on the secondary winding side of the transformers Trsa and Trsb, the current from the transformer Trsa flows to the load R, and the output voltage Vo is generated at the load R by these currents. The

状態IIIでは、各スイッチング素子の状態は状態Ｉと同じであり、説明を省略する。   In the state III, the state of each switching element is the same as the state I, and the description is omitted.

状態ＩＶでは、スイッチング素子Ｓ1b及びＳ2a並びにＳobがオン、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2b並びにＳoaがオフに設定する。そうすると、入力直流電源Ｖiの正極側端子はトランスＴrsbに接続される。従って、トランスＴrsbの二次巻線にはＶi−Ｖciに応じた電圧が誘導される。一方、トランスＴrsaは、直接入力直流電源Ｖiの正極側端子に接続せず、電流はキャパシタＣi側から流れる。従って、トランスＴrsaの二次巻線にはＶciに応じた逆相の電圧が誘導される。しかし、トランスＴrsa及びＴrsbの二次巻線側ではスイッチング素子Ｓobのみがオンになっているので、トランスＴrsbからの電流が負荷Ｒに流れ、これらの電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。   In the state IV, the switching elements S1b, S2a, and Sob are set on, and the switching elements S1a, S2b, and Soa are set off. Then, the positive terminal of the input DC power source Vi is connected to the transformer Trsb. Therefore, a voltage corresponding to Vi-Vci is induced in the secondary winding of the transformer Trsb. On the other hand, the transformer Trsa is not connected to the positive terminal of the direct input DC power supply Vi, and current flows from the capacitor Ci side. Accordingly, a reverse phase voltage corresponding to Vci is induced in the secondary winding of the transformer Trsa. However, since only the switching element Sob is turned on on the secondary winding side of the transformers Trsa and Trsb, the current from the transformer Trsb flows to the load R, and the output voltage Vo is generated at the load R by these currents. The

図２に示すように、トランスＴrsaの二次巻線側の誘起電圧Ｖwoaは、状態Ｉ，ＩＩ及びIIIの期間Ｔ1の間正の電圧となり、スイッチング素子Ｓoaを介して負荷Ｒに電流が流れる。また、状態ＩＶの期間Ｔ2の間負の電圧となり、スイッチング素子Ｓoaにより電流は遮断される。一方、トランスＴrsbの二次巻線側の誘起電圧Ｖwobは、状態III，ＩＶ及びＩの期間Ｔ1の間正の電圧となり、スイッチング素子Ｓobを介して負荷Ｒに電流が流れる。また、状態ＩＩの期間Ｔ2の間負の電圧となり、スイッチング素子Ｓobにより電流は遮断される。   As shown in FIG. 2, the induced voltage Vwoa on the secondary winding side of the transformer Trsa becomes a positive voltage during the period T1 of the states I, II and III, and a current flows through the load R via the switching element Soa. Further, the voltage becomes negative during the period T2 of the state IV, and the current is cut off by the switching element Soa. On the other hand, the induced voltage Vwob on the secondary winding side of the transformer Trsb becomes a positive voltage during the period T1 of the states III, IV, and I, and a current flows to the load R through the switching element Sob. Further, the voltage becomes negative during the period T2 of the state II, and the current is cut off by the switching element Sob.

結果として、各トランスの二次巻線側には図２に示すような矩形波電圧が誘導される。従って、これらの波形をスイッチング素子Ｓoa及びＳobにより半波整流して重ね合わせれば、原理的には平滑用キャパシタＣoがなくとも直流電圧Ｖoを生成することができる。   As a result, a rectangular wave voltage as shown in FIG. 2 is induced on the secondary winding side of each transformer. Therefore, if these waveforms are half-wave rectified by the switching elements Soa and Sob and superimposed, in principle, the DC voltage Vo can be generated without the smoothing capacitor Co.

しかし、上で述べたように本ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、負荷Ｒに電流が流されるタイミングでトランスＴrsa及びＴrsbに誘導される電圧は、Ｖi−Ｖciに応じた電圧となる。より具体的には一次側巻線数／二次側巻線数＝ｎとすると、（Ｖi−Ｖci）／ｎとなる。従って、起動時には、キャパシタＣiにまだ電荷が貯まっていないのでＶci＝０であり、キャパシタＣinに突入電流が流れ、この電流がトランスTrsa及びＴrsbに流れるため、負荷ＲにはＶi／ｎという出力電圧が発生してしまう。これは大きな出力オーバーシュートの原因となる。
特開２００３−１０２１７５号公報 米国特許５，００８，７９５号 However, as described above, in the present DC-DC converter device, the voltage induced in the transformers Trsa and Trsb at the timing when the current flows through the load R is a voltage corresponding to Vi-Vci. More specifically, assuming that the number of primary windings / the number of secondary windings = n, (Vi−Vci) / n. Therefore, at the time of start-up, since no charge has been stored in the capacitor Ci, Vci = 0, and an inrush current flows in the capacitor Cin, and this current flows in the transformers Trsa and Trsb. Therefore, an output voltage Vi / n is applied to the load R. Will occur. This causes a large output overshoot.
JP 2003-102175 A US Patent 5,008,795

このように従来技術では、起動時に出力電圧Ｖoを徐々に高くするというソフトスタートを実現することができず、商用化に適さない。   As described above, the conventional technique cannot realize the soft start in which the output voltage Vo is gradually increased at the time of startup, and is not suitable for commercialization.

従って、本発明の目的は、起動時のソフトスタートを実現可能な二相式絶縁型の電源装置を提供することである。   Accordingly, an object of the present invention is to provide a two-phase insulation type power supply device capable of realizing a soft start at startup.

本発明に係る電源装置は、第１及び第２のトランスと、第１及び第２のトランスの一次巻線側に接続された容量部及びスイッチング部と、第１のトランスの二次巻線側に接続された第１の整流素子と、第２のトランスの二次巻線側に接続された第２の整流素子と、スイッチング部のスイッチングを制御する制御部とを有する。そして、当該制御部は、第１の期間において、容量部の出力電圧に応じた電圧（容量部の出力電圧と同じ場合を含む。以下同じ。）が第２のトランスの一次巻線に印加されるようにスイッチング部のスイッチングを行い、第２のトランスの二次巻線に生じた電流を前記第２の整流素子を介して負荷に供給するように制御する。また、第２の期間において、容量部の出力電圧に応じた電圧が第１及び第２のトランスの一次巻線に印加されるようにスイッチング部のスイッチングを行い、第１及び第２のトランスの二次巻線に生じた電流を第１及び第２の整流素子を介して負荷に供給するように制御する。さらに、第３の期間において、容量部の出力電圧に応じた電圧が第１のトランスの一次巻線に印加されるようにスイッチング部のスイッチングを行い、第１のトランスの二次巻線に生じた電流を第１の整流素子を解して負荷に供給するように制御する。また、第４の期間において、容量部の出力電圧に応じた電圧が第１及び第２のトランスの一次巻線に印加されるようにスイッチング部のスイッチングを行い、第１及び第２のトランスの二次巻線に生じた電流を第１及び第２の整流素子を介して負荷に供給するように制御する。   A power supply device according to the present invention includes a first transformer, a second transformer, a capacitor and a switching unit connected to a primary winding side of the first and second transformers, and a secondary winding side of the first transformer. A first rectifying element connected to the second transformer, a second rectifying element connected to the secondary winding side of the second transformer, and a control unit that controls switching of the switching unit. In the first period, the control unit applies a voltage corresponding to the output voltage of the capacitor unit (including the same case as the output voltage of the capacitor unit; hereinafter the same) to the primary winding of the second transformer. Thus, the switching unit is switched so that the current generated in the secondary winding of the second transformer is supplied to the load via the second rectifier element. In the second period, the switching unit is switched so that a voltage corresponding to the output voltage of the capacitor unit is applied to the primary windings of the first and second transformers, and the first and second transformers are switched. Control is performed so that the current generated in the secondary winding is supplied to the load via the first and second rectifying elements. Further, in the third period, switching of the switching unit is performed so that a voltage corresponding to the output voltage of the capacitor unit is applied to the primary winding of the first transformer, which occurs in the secondary winding of the first transformer. The current is controlled to be supplied to the load through the first rectifying element. In the fourth period, the switching unit is switched so that a voltage corresponding to the output voltage of the capacitor unit is applied to the primary windings of the first and second transformers, and the first and second transformers are switched. Control is performed so that the current generated in the secondary winding is supplied to the load via the first and second rectifying elements.

電源投入時には容量部に蓄積されている電荷はないため、容量部の出力電圧に応じた電圧も０Ｖとなり、トランスの二次巻線側には電流は流れない。従って、負荷における出力電圧も０Ｖとなる。容量部にはスイッチング部がスイッチングを繰り返すうちに電荷が蓄積されるので、徐々に、容量部の出力電圧に応じた電圧及び負荷における出力電圧は上昇する。すなわち、ソフトスタートが実現される。   Since no charge is accumulated in the capacitor when the power is turned on, the voltage corresponding to the output voltage of the capacitor is also 0 V, and no current flows on the secondary winding side of the transformer. Therefore, the output voltage at the load is also 0V. Since charges are accumulated in the capacitor portion while the switching portion repeats switching, the voltage corresponding to the output voltage of the capacitor portion and the output voltage at the load gradually increase. That is, soft start is realized.

なお、第１のトランスの一次巻線側にスイッチング部として第１及び第２のスイッチング素子が接続され、第２のトランスの一次巻線側にスイッチング部として第３及び第４のスイッチング素子が接続されるようにしてもよい。その際上記制御部は、第１の期間において、第１及び第４のスイッチング素子をオンにセットし、第２の期間において、第２及び第４のスイッチング素子をオンにセットし、第３の期間において、第２及び第３のスイッチング素子をオンにセットし、第４の期間において、第２及び第４のスイッチング素子をオンにセットするようにしてもよい。このように４つのスイッチング素子を使用してソフトスタートを実現することも可能である。   The first and second switching elements are connected as the switching unit to the primary winding side of the first transformer, and the third and fourth switching elements are connected as the switching unit to the primary winding side of the second transformer. You may be made to do. At that time, the control unit sets the first and fourth switching elements to ON in the first period, sets the second and fourth switching elements to ON in the second period, and sets the third switching element to the third period. The second and third switching elements may be set on in the period, and the second and fourth switching elements may be set on in the fourth period. Thus, it is also possible to realize soft start using four switching elements.

また、第１のトランスの一次巻線側に容量部として第１のキャパシタが接続され、第２のトランスの一次巻線側に容量部として第２のキャパシタが接続されるようにしてもよい。その際上記制御部が、第１の期間において、第２のキャパシタの端子間電圧に応じた電圧が第２のトランスの一次巻線に印加されるように第１乃至第４のスイッチング素子のスイッチングを行い、第２の期間において、第１のキャパシタの端子間電圧に応じた電圧が第１のトランスの一次巻線に印加されるように、第２のキャパシタの端子間電圧に応じた電圧が第２のトランスの一次巻線に印加されるように第１乃至第４のスイッチング素子のスイッチングを行い、第３の期間において、第１のキャパシタの端子間電圧に応じた電圧が第１のトランスの一次巻線に印加されるように第１乃至第４のスイッチング素子のスイッチングを行い、第４の期間において、第１のキャパシタの端子間電圧に応じた電圧が第１のトランスの一次巻線に印加されるように、第２のキャパシタの端子間電圧に応じた電圧が第２のトランスの一次巻線に印加されるように第１乃至第４のスイッチング素子のスイッチングを行うようにしてもよい。このように、４つのスイッチング素子を使用し且つ２つのキャパシタを使用してソフトスタートを実現することも可能である。   Alternatively, the first capacitor may be connected as a capacitor to the primary winding side of the first transformer, and the second capacitor may be connected as the capacitor to the primary winding side of the second transformer. In this case, the control unit switches the first to fourth switching elements so that a voltage corresponding to the voltage across the second capacitor is applied to the primary winding of the second transformer in the first period. The voltage according to the voltage between the terminals of the second capacitor is applied so that the voltage according to the voltage between the terminals of the first capacitor is applied to the primary winding of the first transformer in the second period. The first to fourth switching elements are switched so as to be applied to the primary winding of the second transformer, and in the third period, a voltage corresponding to the voltage across the terminals of the first capacitor is the first transformer. The first to fourth switching elements are switched so as to be applied to the primary winding of the first transformer, and during the fourth period, a voltage corresponding to the voltage across the terminals of the first capacitor is the primary winding of the first transformer. Applied to As a voltage corresponding to the inter-terminal voltage of the second capacitor may perform switching of the first to fourth switching elements so as to be applied to the second transformer primary winding. Thus, it is also possible to realize soft start using four switching elements and using two capacitors.

なお、容量部の一端子がグランドに接地されている場合もあれば、容量部の一端子が入力電源に接続されている場合もある。   Note that one terminal of the capacitor unit may be grounded, or one terminal of the capacitor unit may be connected to the input power supply.

さらに、第１の期間から第２の期間への移行時期と第４の期間から第１の期間への移行時期に、第１及び第２のスイッチング素子をオフにセットし、第２の期間から第３の期間への移行時期と第３の期間から第４の期間への移行時期に、第３及び第４のスイッチング素子をオフにセットするようにしてもよい。これにより、ゼロ電圧ソフトスイッチングが実現される。   Further, the first and second switching elements are set off at the transition time from the first period to the second period and at the transition time from the fourth period to the first period, and from the second period. You may make it set a 3rd and 4th switching element to OFF in the transition time to a 3rd period, and the transition time from a 3rd period to a 4th period. Thereby, zero voltage soft switching is realized.

また、スイッチング部が、入力電源に接続される第１のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子に接続され且つ第１のトランスと容量部とでループを構成する第２のスイッチング素子と、容量部と第２のトランスとでループを構成する第３のスイッチング素子とを含むようにしてもよい。その際上記制御部が、第１の期間において、第１及び第３のスイッチング素子をオンにセットし、第２の期間において、第２及び第３のスイッチング素子をオンにセットし、第３の期間において、第１及び第２のスイッチング素子をオンにセットし、第４の期間において、第２及び第３のスイッチング素子をオンにセットするようにしてもよい。３つのスイッチング素子でソフトスタートを実現することも可能である。   The switching unit includes a first switching element connected to the input power source, a second switching element connected to the first switching element and forming a loop with the first transformer and the capacitor unit, and the capacitor unit. And the second transformer may include a third switching element forming a loop. At that time, the control unit sets the first and third switching elements to ON in the first period, sets the second and third switching elements to ON in the second period, The first and second switching elements may be set on in the period, and the second and third switching elements may be set on in the fourth period. It is also possible to realize a soft start with three switching elements.

さらに、上記容量部が、第１のトランスの一次巻線側に接続される第１のキャパシタと、第２のトランスの一次巻線側に接続される第２のキャパシタとを含み、スイッチング部が、入力電源に接続される第１のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子に接続され且つ第１のトランスと第１のキャパシタとでループを構成する第２のスイッチング素子と、第２のキャパシタと第２のトランスとでループを構成する第３のスイッチング素子とを含むようにしてもよい。そして、第１の期間において、第１及び第３のスイッチング素子をオンにセットし、第１のトランスの一次巻線に第１のキャパシタの出力電圧に応じた電圧を印加するようにしてもよい。また、第２の期間において、第２及び第３のスイッチング素子をオンにセットし、第１のトランスの一次巻線に第１のキャパシタの出力電圧に応じた電圧を印加し、第２のトランスの一次巻線に第２のキャパシタの出力電圧に応じた電圧を印加するようにしてもよい。さらに、第３の期間において、第１及び第２のスイッチング素子をオンにセットし、第２のトランスの一次巻線に第２のキャパシタの出力電圧に応じた電圧を印加するようにしてもよい。また、第４の期間において、第２及び第３のスイッチング素子をオンにセットし、第１のトランスの一次巻線に第１のキャパシタの出力電圧に応じた電圧を印加し、第２のトランスの一次巻線に第２のキャパシタの出力電圧に応じた電圧を印加するようにしてもよい。このように、３つのスイッチング素子で２つのキャパシタを用いてもソフトスタートを実現することが可能である。   Further, the capacitance unit includes a first capacitor connected to the primary winding side of the first transformer and a second capacitor connected to the primary winding side of the second transformer, and the switching unit includes A first switching element connected to the input power source, a second switching element connected to the first switching element and forming a loop with the first transformer and the first capacitor, and a second capacitor, You may make it include the 3rd switching element which comprises a loop with a 2nd transformer. In the first period, the first and third switching elements may be set on, and a voltage corresponding to the output voltage of the first capacitor may be applied to the primary winding of the first transformer. . In the second period, the second and third switching elements are turned on, a voltage according to the output voltage of the first capacitor is applied to the primary winding of the first transformer, and the second transformer A voltage corresponding to the output voltage of the second capacitor may be applied to the primary winding. Further, in the third period, the first and second switching elements may be set on, and a voltage corresponding to the output voltage of the second capacitor may be applied to the primary winding of the second transformer. . In the fourth period, the second and third switching elements are turned on, a voltage according to the output voltage of the first capacitor is applied to the primary winding of the first transformer, and the second transformer A voltage corresponding to the output voltage of the second capacitor may be applied to the primary winding. Thus, soft start can be realized even when two capacitors are used with three switching elements.

上で述べた本発明の構成を実現する回路構成は複数存在しており、以下で述べる回路例に限定されるものではない。   There are a plurality of circuit configurations for realizing the configuration of the present invention described above, and the present invention is not limited to the circuit examples described below.

本発明によれば、二相式絶縁型の電源装置において起動時のソフトスタートが可能となる。   According to the present invention, it is possible to perform a soft start at startup in a two-phase insulation type power supply device.

［第１の実施の形態］
本発明の第１の実施の形態に係る回路図を図３に示す。二相式絶縁形コンバータ１００は、入力直流電源Ｖiと、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｓ1a，Ｓ2a，Ｓ1b及びＳ2bと、一次巻線と二次巻線との極性が逆になっているトランスＴrsaとＴrsbと、キャパシタＣia及びＣibと、整流素子であるダイオードＤoa及びＤobと、平滑用キャパシタＣoと、負荷Ｒとを含む。なお、原理的には平滑用キャパシタＣoは不要であるが、実際には従来より小さい容量のキャパシタを接続する方が好ましいため、ここでは示している。制御部１１０は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulator）１１２と、ドライバ１１３とを含む。 [First Embodiment]
A circuit diagram according to the first embodiment of the present invention is shown in FIG. The two-phase isolated converter 100 includes an input DC power supply Vi, switching elements S1a, S2a, S1b and S2b which are MOSFETs, and transformers Trsa and Trsb in which the polarities of the primary winding and the secondary winding are reversed. And capacitors Cia and Cib, rectifier diodes Doa and Dob, a smoothing capacitor Co, and a load R. Although the smoothing capacitor Co is unnecessary in principle, it is shown here because it is actually preferable to connect a capacitor having a smaller capacity than the conventional one. Control unit 110 includes a PWM (Pulse Width Modulator) 112 and a driver 113.

入力直流電源Ｖiの正極側端子は、スイッチング素子Ｓ1aのドレインに接続されている。スイッチング素子Ｓ1aのソースは、スイッチング素子Ｓ2aのドレインとトランスＴrsaの一次巻線の一端に接続されている。トランスＴrsaの一次巻線の他端は、キャパシタＣiaの一端に接続されている。キャパシタＣiaの他端は、スイッチング素子Ｓ2aのソース及び入力直流電源Ｖiの負極側端子に接続されている。   The positive terminal of the input DC power source Vi is connected to the drain of the switching element S1a. The source of the switching element S1a is connected to the drain of the switching element S2a and one end of the primary winding of the transformer Trsa. The other end of the primary winding of the transformer Trsa is connected to one end of the capacitor Cia. The other end of the capacitor Cia is connected to the source of the switching element S2a and the negative terminal of the input DC power source Vi.

また、入力直流電源Ｖiの正極側端子は、スイッチング素子Ｓ1bのドレインにも接続されている。スイッチング素子Ｓ1bのソースは、スイッチング素子Ｓ2bのドレインとトランスＴrsbの一次巻線の一端に接続されている。トランスＴrsbの一次巻線の他端は、キャパシタＣibの一端に接続されている。キャパシタＣibの他端は、スイッチング素子Ｓ2bのソース及び入力直流電源Ｖiの負極側端子に接続されている。   The positive terminal of the input DC power source Vi is also connected to the drain of the switching element S1b. The source of the switching element S1b is connected to the drain of the switching element S2b and one end of the primary winding of the transformer Trsb. The other end of the primary winding of the transformer Trsb is connected to one end of the capacitor Cib. The other end of the capacitor Cib is connected to the source of the switching element S2b and the negative terminal of the input DC power source Vi.

トランスＴrsaの二次巻線の一端は、ダイオードＤoaのアノードに接続されている。ダイオードＤoaのカソードは、負荷Ｒの正極側端子と平滑用キャパシタＣoの一端とダイオードＤobのカソードに接続されている。トランスＴrsaの二次巻線の他端は、負荷Ｒの負極側端子と平滑用キャパシタＣoの他端とに接続されている。トランスＴrsbの二次巻線の一端は、ダイオードＤobのアノードに接続されている。ダイオードＤobのカソードは、負荷Ｒの正極側端子に接続されている。トランスＴrsbの二次巻線の他端は、トランスＴrsaの二次巻線の他端に接続されている。   One end of the secondary winding of the transformer Trsa is connected to the anode of the diode Doa. The cathode of the diode Doa is connected to the positive terminal of the load R, one end of the smoothing capacitor Co, and the cathode of the diode Dob. The other end of the secondary winding of the transformer Trsa is connected to the negative terminal of the load R and the other end of the smoothing capacitor Co. One end of the secondary winding of the transformer Trsb is connected to the anode of the diode Dob. The cathode of the diode Dob is connected to the positive terminal of the load R. The other end of the secondary winding of the transformer Trsb is connected to the other end of the secondary winding of the transformer Trsa.

制御部１１０のＰＷＭ１１２には負荷Ｒの出力電圧Ｖoが入力されている。ＰＷＭ１１２の出力はドライバ１１３に出力され、ドライバ１１３の出力は、スイッチング素子Ｓ1aに接続される第１の出力と、スイッチング素子Ｓ1bに接続される第２の出力とを含む。なお、スイッチング素子Ｓ2aには、ドライバ１１３の第１の出力をＮＯＴ回路により反転した信号が出力され、スイッチング素子Ｓ2bには、ドライバ１１３の第２の出力をＮＯＴ回路にて反転させた信号が出力される。   The output voltage Vo of the load R is input to the PWM 112 of the control unit 110. The output of the PWM 112 is output to the driver 113, and the output of the driver 113 includes a first output connected to the switching element S1a and a second output connected to the switching element S1b. A signal obtained by inverting the first output of the driver 113 by the NOT circuit is output to the switching element S2a, and a signal obtained by inverting the second output of the driver 113 by the NOT circuit is output to the switching element S2b. Is done.

このように、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2aと、キャパシタＣiaと、トランスＴrsaと、ダイオードＤoaとで構成された第１のインバータと、スイッチング素子Ｓ1b及びＳ2bと、キャパシタＣibと、トランスＴrsbと、ダイオードＤobとで構成された第２のインバータとが並列して接続された構造となる。本実施の形態における二相式絶縁形コンバータ１００は、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2aが交互に高周波スイッチングされ、これと１８０°の位相差で、スイッチング素子Ｓ1b及びＳ2bが交互に高周波スイッチングされる。この一連のスイッチング動作によって、二相式絶縁型コンバータ１００の各部において、状態（期間とも呼ぶ。）Ｉ乃至ＩＶを有する、図４に示すような波形が繰り返し発生する。   In this way, the first inverter composed of the switching elements S1a and S2a, the capacitor Cia, the transformer Trsa, and the diode Doa, the switching elements S1b and S2b, the capacitor Cib, the transformer Trsb, and the diode Dob It becomes the structure where the 2nd inverter comprised by was connected in parallel. In the two-phase insulated converter 100 according to the present embodiment, switching elements S1a and S2a are alternately high-frequency switched, and switching elements S1b and S2b are alternately high-frequency switched at a phase difference of 180 °. By this series of switching operations, waveforms as shown in FIG. 4 having states (also referred to as periods) I to IV are repeatedly generated in each part of the two-phase isolated converter 100.

なお、スイッチング素子Ｓ1aのドレイン・ソース間の電圧をＶs1a、スイッチング素子Ｓ2aのドレイン・ソース間の電圧をＶs2a、スイッチング素子Ｓ1bのドレイン・ソース間の電圧をＶs1b、スイッチング素子Ｓ2bのドレイン・ソース間の電圧をＶs2b、キャパシタＣiaの両端に生じる電圧をＶcia、キャパシタＣibの両端に生じる電圧をＶcib、トランスＴrsaの二次巻線側に誘導される電圧をＶwoa、トランスＴrsbの二次巻線側に誘導される電圧をＶwob、負荷Ｒの出力電圧をＶoとする。また、トランスＴrsaの一次巻線に流れる電流をｉLia、トランスＴrsbの一次巻線に流れる電流をｉLibとする。 Note that the drain-source voltage of the switching element S1a is Vs1a, the drain-source voltage of the switching element S2a is Vs2a, the drain-source voltage of the switching element S1b is Vs1b, and the drain-source voltage of the switching element S2b. The voltage is Vs2b, the voltage generated across the capacitor Cia is Vcia, the voltage generated across the capacitor Cib is Vcib, the voltage induced on the secondary winding side of the transformer Trsa is induced on the secondary winding side of the transformer Trsb The output voltage is Vwob and the output voltage of the load R is Vo. Also, let i Lia be the current flowing in the primary winding of the transformer Trsa, and i Lib be the current flowing in the primary winding of the transformer Trsb.

状態Ｉでは、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2bがオンに、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ1bがオフにセットされるので、図５（ａ）の一次巻線側の等価回路に示すように、トランスＴrsaの一次巻線は、入力直流電源Ｖi及びキャパシタＣiaに接続され、トランスＴrsbの一次巻線はキャパシタＣibのみと接続される。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が逆極性となっているため、状態ＩではトランスＴrsbの二次巻線側に正の電圧が、トランスＴrsaの二次巻線側に負の電圧が誘導される。従って、状態Ｉでは、キャパシタＣibの両端に生ずる電圧Ｖcibに応じた電圧ＶwobがトランスＴrsbの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤobの順方向に電流が流れ、この電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。一方、トランスＴrsaの二次巻線側に誘導される電圧は逆であるため、ダイオードＤoaにより半波整流され、電流は流れない。   In the state I, the switching elements S1a and S2b are set on and the switching elements S2a and S1b are set off, so that the primary winding of the transformer Trsa as shown in the equivalent circuit on the primary winding side in FIG. Is connected to the input DC power source Vi and the capacitor Cia, and the primary winding of the transformer Trsb is connected only to the capacitor Cib. In the transformer Trsa and the transformer Trsb, the primary winding and the secondary winding have opposite polarities. Therefore, in the state I, a positive voltage is applied to the secondary winding side of the transformer Trsa and a positive voltage is applied to the secondary winding side of the transformer Trsa. A negative voltage is induced. Therefore, in the state I, a voltage Vwob corresponding to the voltage Vcib generated across the capacitor Cib is induced on the secondary winding side of the transformer Trsb. In this case, a current flows in the forward direction of the diode Dob, and an output voltage Vo is generated at the load R by this current. On the other hand, since the voltage induced on the secondary winding side of the transformer Trsa is opposite, it is half-wave rectified by the diode Doa and no current flows.

状態ＩＩでは、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ2bがオンに、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ1bがオフにセットされるので、図５（ｂ）の一次巻線側の等価回路に示すように、トランスＴrsaの一次巻線はキャパシタＣiaのみと接続され、さらに、トランスＴrsbの一次巻線もキャパシタＣibのみと接続される。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が逆極性となっているため、状態ＩＩではトランスＴrsa及びＴrsbの両方の二次巻線側に正の電圧が誘導される。従って、状態ＩＩでは、キャパシタＣiaの両端に生ずる電圧Ｖciaに応じた電圧ＶwoaがトランスＴrsaの二次巻線側に誘導され、さらにキャパシタＣibの両端に生じる電圧Ｖcibに応じた電圧ＶwobがトランスＴrsbの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤoa及びダイオードＤobの順方向に電流が流れ、これらの電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。   In the state II, the switching elements S2a and S2b are set on and the switching elements S1a and S1b are set off. Therefore, as shown in the equivalent circuit on the primary winding side in FIG. Is connected only to the capacitor Cia, and the primary winding of the transformer Trsb is also connected only to the capacitor Cib. In the transformer Trsa and the transformer Trsb, since the primary winding and the secondary winding have opposite polarities, in the state II, a positive voltage is induced on the secondary winding side of both the transformers Trsa and Trsb. Accordingly, in the state II, the voltage Vwoa corresponding to the voltage Vcia generated across the capacitor Cia is induced to the secondary winding side of the transformer Trsa, and the voltage Vwob corresponding to the voltage Vcib generated across the capacitor Cib is Induced to the secondary winding side. In this case, current flows in the forward direction of the diode Doa and the diode Dob, and the output voltage Vo is generated at the load R by these currents.

状態IIIでは、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ1bがオンに、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2bがオフにセットされるので、図５（ｃ）の一次巻線側の等価回路に示すように、トランスＴrsaの一次巻線はキャパシタＣiaのみと接続され、さらに、トランスＴrsbの一次巻線は入力直流電源Ｖi及びキャパシタＣibと接続される。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が逆極性となっているため、状態IIIではトランスＴrsaの二次巻線側に正の電圧が、トランスＴrsbの二次巻線側に負の電圧が誘導される。従って、状態IIIでは、キャパシタＣiaの両端に生ずる電圧Ｖciaに応じた電圧ＶwoaがトランスＴrsaの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤoaの順方向に電流が流れ、この電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。一方、トランスＴrsbの二次巻線側に誘導される電圧は逆であるため、ダイオードＤobにより半波整流され、電流は流れない。   In the state III, the switching elements S2a and S1b are turned on and the switching elements S1a and S2b are set off, so that the primary winding of the transformer Trsa as shown in the equivalent circuit on the primary winding side in FIG. Is connected only to the capacitor Cia, and the primary winding of the transformer Trsb is connected to the input DC power source Vi and the capacitor Cib. In the transformer Trsa and the transformer Trsb, the primary winding and the secondary winding have opposite polarities. Therefore, in the state III, a positive voltage is applied to the secondary winding side of the transformer Trsa and a positive voltage is applied to the secondary winding side of the transformer Trsb. A negative voltage is induced. Therefore, in the state III, a voltage Vwoa corresponding to the voltage Vcia generated across the capacitor Cia is induced on the secondary winding side of the transformer Trsa. In this case, a current flows in the forward direction of the diode Doa, and an output voltage Vo is generated at the load R by this current. On the other hand, since the voltage induced on the secondary winding side of the transformer Trsb is opposite, it is half-wave rectified by the diode Dob and no current flows.

状態ＩＶでは、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ2bがオンに、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ1bがオフにセットされる。これは状態ＩＩと同じであるから、説明を省略する。   In the state IV, the switching elements S2a and S2b are set on and the switching elements S1a and S1b are set off. Since this is the same as in state II, the description is omitted.

図４に示すように、トランスＴrsaの二次巻線側の誘起電圧Ｖwoaは、状態ＩＩ、III及びＩＶの期間Ｔ1（＝（１−Ｄ）Ｔｓ）の間正の電圧となり、ダイオードＤoaを介して負荷Ｒに電流が流れる。また、状態Ｉの期間Ｔ2（＝ＤＴｓ）の間負の電圧となり、ダイオードＤoaにより電流は遮断される。一方、トランスＴrsbの二次巻線側の誘起電圧Ｖwobは、状態Ｉ、ＶＩ及びＩＩの期間Ｔ1の間正の電圧となり、ダイオードＤobを介して負荷Ｒに電流が流れる。また、状態IIIの期間Ｔ2の間負の電圧となり、ダイオードＤobにより電流は遮断される。   As shown in FIG. 4, the induced voltage Vwoa on the secondary winding side of the transformer Trsa becomes a positive voltage during the periods T1 (= (1-D) Ts) of the states II, III, and IV, and passes through the diode Doa. Current flows through the load R. Further, the voltage becomes negative during the period T2 (= DTs) of the state I, and the current is cut off by the diode Doa. On the other hand, the induced voltage Vwob on the secondary winding side of the transformer Trsb becomes a positive voltage during the period T1 of the states I, VI and II, and a current flows to the load R via the diode Dob. Further, the voltage becomes negative during the period T2 of the state III, and the current is cut off by the diode Dob.

結果として、これらの動作は、降圧インバータを２相構成にしたものと同様であり、キャパシタＣia及びＣibに十分な容量を与えて直流電圧を作り出せば、各トランスの二次巻線側には図４に示すような矩形波電圧が誘導される。従って、これらの波形をダイオードＤoa及びＤobにより半波整流して重ね合わせれば、平滑用キャパシタＣoがなくとも直流電圧Ｖoを生成することができる。   As a result, these operations are the same as those in the case where the step-down inverter has a two-phase configuration. If a sufficient voltage is applied to the capacitors Cia and Cib to generate a DC voltage, the secondary winding side of each transformer is not shown in FIG. A rectangular wave voltage as shown in FIG. Therefore, if these waveforms are half-wave rectified by the diodes Doa and Dob and superimposed, the DC voltage Vo can be generated without the smoothing capacitor Co.

なお、原理的には平滑用キャパシタＣoは不要であるが、実際には、トランスの漏れインダクタンスや配線の寄生インダクタンスなどの影響により、負荷電流が急変した際に応答の遅れが生じる。この応答の遅れを補償するために、平滑キャパシタＣoを設ける。しかし、トランスの漏れインダクタンスを十分に抑えれば、平滑用キャパシタを小容量化することが可能なため、低内部等価直列抵抗（低ＥＳＲ）のセラミックコンデンサが利用可能となる。   In principle, the smoothing capacitor Co is unnecessary, but in reality, a response delay occurs when the load current changes suddenly due to the influence of the leakage inductance of the transformer, the parasitic inductance of the wiring, and the like. In order to compensate for this response delay, a smoothing capacitor Co is provided. However, if the leakage inductance of the transformer is sufficiently suppressed, the capacity of the smoothing capacitor can be reduced, so that a ceramic capacitor having a low internal equivalent series resistance (low ESR) can be used.

以下、図３に示した二相式絶縁形コンバータ１００についてもう少し詳細に解析する。なお、ここでは各トランスの励磁インダクタンスをＬとし、漏れインダクタンスや巻線抵抗などの影響を無視する。また、スイッチング素子やキャパシタも理想素子であると仮定する。さらに、スイッチング周期をＴｓ、時比率をＤとする。   Hereinafter, the two-phase insulated converter 100 shown in FIG. 3 will be analyzed in a little more detail. Here, the excitation inductance of each transformer is L, and the influence of leakage inductance, winding resistance, etc. is ignored. It is also assumed that the switching element and the capacitor are ideal elements. Further, the switching cycle is Ts and the duty ratio is D.

以下の説明の理解を容易にするため、まず片側のインバータの動作から説明する。まず、スイッチＳ1aがオンの期間、すなわち状態Ｉでは、トランスＴrsaの一次巻線が、入力直流電源ＶiとキャパシタＣiaに接続される。この時、ダイオードＤoaは逆バイアスとなるため、トランスＴrsaの二次巻線側には電流が流れない。従って、この間はトランスＴrsaの励磁成分にエネルギーが蓄積される。なお、トランスＴrsaの一次巻線側に流れる励磁電流ｉLiaの増加量は、入力直流電源Ｖiの電圧をＶiとすると、以下の微分方程式が成り立つ。

Figure 2005117884
In order to facilitate understanding of the following description, the operation of the inverter on one side will be described first. First, in the period when the switch S1a is on, that is, in the state I, the primary winding of the transformer Trsa is connected to the input DC power source Vi and the capacitor Cia. At this time, since the diode Doa is reverse-biased, no current flows on the secondary winding side of the transformer Trsa. Accordingly, energy is accumulated in the excitation component of the transformer Trsa during this period. The increase amount of the excitation current i Lia flowing on the primary winding side of the transformer Trsa is expressed by the following differential equation when the voltage of the input DC power supply Vi is Vi.
Figure 2005117884

高周波帯域においては、励磁電流が直線状に変化するとみなせるので、（１）式から励磁電流の増加量は以下のように表される。

Figure 2005117884
Since it can be considered that the exciting current changes linearly in the high frequency band, the increase amount of the exciting current is expressed as follows from the equation (1).
Figure 2005117884

続いて、スイッチＳ2aがオンの期間、すなわち状態ＩＩ乃至ＩＶでは、トランスＴrsaがキャパシタＣiaのみと接続され、状態Ｉとは逆側に電圧が誘導される。従って、ダイオードＤoaに流れる電流は順方向となり、トランスＴrsaを介してキャパシタＣiaから負荷Ｒへエネルギーが供給される。なお、状態Ｉ中にトランスＴrsaの励磁成分に蓄えられたエネルギーは、状態ＩＩ乃至ＩＶ中に、キャパシタＣiaに放出される。従って、励磁電流ｉLiaは減少し、その減少量は以下のようになる。

Figure 2005117884
Subsequently, in a period in which the switch S2a is on, that is, in states II to IV, the transformer Trsa is connected only to the capacitor Cia, and a voltage is induced on the opposite side to the state I. Therefore, the current flowing through the diode Doa is in the forward direction, and energy is supplied from the capacitor Cia to the load R via the transformer Trsa. The energy stored in the excitation component of the transformer Trsa during the state I is released to the capacitor Cia during the states II to IV. Therefore, the exciting current i Lia is reduced and the amount of reduction is as follows.
Figure 2005117884

定常状態においては、電流の減少量と増加量が同じであるから、（２）式及び（３）式から、キャパシタＣiaの端子間電圧Ｖciaは以下のようになる。

Figure 2005117884
In the steady state, the current decrease amount and the increase amount are the same, and therefore, the voltage Vcia between the terminals of the capacitor Cia is as follows from the equations (2) and (3).
Figure 2005117884

ここで状態ＩＩ乃至ＩＶにおいてトランスＴrsaの二次巻線側に誘導される電圧Ｖwoaは、キャパシタの端子間電圧Ｖciaをトランスの巻線比ｎ（＝一次側巻線数／二次側巻線数）で割った値となるため、（４）式から以下の定電圧が正側に発生することになる。

Figure 2005117884
Here, the voltage Vwoa induced on the secondary winding side of the transformer Trsa in the states II to IV is the voltage Vcia between the terminals of the capacitor, and the transformer winding ratio n (= number of primary side windings / number of secondary side windings). ), The following constant voltage is generated on the positive side from equation (4).
Figure 2005117884

同様に、もう片側のインバータにおいても、状態IIIにおいて、トランスＴrsbの励磁電流ｉLibが増加し、状態Ｉ、ＩＩ及びＩＶにおいてｉLibが減少する。この状態Ｉ、ＩＩ及びＩＶにおける、トランスＴrsbの二次巻線側の電圧Ｖwobは、（５）式と同じように、以下の定電圧が正側に発生する。

Figure 2005117884
Similarly, in the inverter on the other side, in the state III, the exciting current i Lib of the transformer Trsb increases, and in the states I, II, and IV, i Lib decreases. As for the voltage Vwob on the secondary winding side of the transformer Trsb in the states I, II, and IV, the following constant voltage is generated on the positive side as in the equation (5).
Figure 2005117884

よって、ダイオードＤoa及びＤobによりＶwoa及びＶwobの正側の波形のみを取り出して重ね合わせれば、出力電圧Ｖoは以下の直流電圧を供給できる。

Figure 2005117884
但し、Ｄ＜０．５である。 Therefore, if only the positive waveforms of Vwoa and Vwob are extracted by the diodes Doa and Dob and superimposed, the output voltage Vo can supply the following DC voltage.
Figure 2005117884
 However, D <0.5.

本実施の形態では、（７）式で明らかなように、時比率Ｄを制御することにより容易に出力電圧を調整可能となる。   In the present embodiment, as apparent from the equation (7), the output voltage can be easily adjusted by controlling the duty ratio D.

なお、電源投入直後、キャパシタＣia及びＣibの端子間電圧Ｖcia及びＶcibは０Ｖからスタートする。上で述べたように、出力電圧Ｖoは、キャパシタＣia及びＣibの端子間電圧Ｖcia及びＶcibをトランスの巻線比ｎで割った値として生成されるため、出力電圧Ｖoも０Ｖからスタートする。その後は、スイッチング動作が繰り返されるにつれてトランスＴrsa及びＴrsbの励磁成分に蓄えられたエネルギーがキャパシタＣia及びＣibに充電されてゆき、次第に出力電圧Ｖoが高くなる。このようにしてソフトスタートが実現される。   Note that immediately after the power is turned on, the voltages Vcia and Vcib between the terminals of the capacitors Cia and Cib start from 0V. As described above, the output voltage Vo is generated as a value obtained by dividing the voltages Vcia and Vcib between the terminals of the capacitors Cia and Cib by the winding ratio n of the transformer, so that the output voltage Vo also starts from 0V. Thereafter, as the switching operation is repeated, the energy stored in the excitation components of the transformers Trsa and Trsb is charged in the capacitors Cia and Cib, and the output voltage Vo gradually increases. In this way, soft start is realized.

以上のように、本実施の形態によれば、平滑用キャパシタＣoの容量を最低限に抑えることができるため、小型化が可能となる。また、平滑用キャパシタＣoの低容量化により、低インピーダンス特性を有する積層セラミックコンデンサを使用でき、高信頼性化が可能となる。さらに、高効率化が可能となり、ヒートシンクなどの放熱部材が不要で、コストダウンがさらに可能となる。また、ソフトスタート機能も実現できる。   As described above, according to the present embodiment, since the capacitance of the smoothing capacitor Co can be minimized, the size can be reduced. In addition, by reducing the capacitance of the smoothing capacitor Co, a multilayer ceramic capacitor having low impedance characteristics can be used, and high reliability can be achieved. Furthermore, high efficiency can be achieved, and a heat radiating member such as a heat sink is unnecessary, which further reduces the cost. Also, a soft start function can be realized.

［第２の実施の形態］
本発明の第２の実施の形態に係る回路図を図６に示す。制御部１１０については、本実施の形態でも構成は同じであるのでここでは省略している。なお第１の実施の形態において用いた素子に対応する素子については、同じ参照記号を用いている。二相式絶縁形コンバータ２００は、入力直流電源Ｖiと、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｓ1a，Ｓ2a，Ｓ1b及びＳ2bと、一次巻線と二次巻線との極性が逆になっているトランスＴrsaとＴrsbと、キャパシタＣia及びＣibと、整流素子であるダイオードＤoa及びＤobと、平滑用キャパシタＣoと、負荷Ｒとを含む。なお、ここでも平滑用キャパシタＣoを用いる例を示している。 [Second Embodiment]
A circuit diagram according to the second embodiment of the present invention is shown in FIG. Since the configuration of the control unit 110 is the same in this embodiment, it is omitted here. The same reference symbols are used for elements corresponding to the elements used in the first embodiment. The two-phase isolated converter 200 includes an input DC power source Vi, switching elements S1a, S2a, S1b, and S2b that are MOSFETs, and transformers Trsa and Trsb in which the polarities of the primary winding and the secondary winding are reversed. And capacitors Cia and Cib, rectifier diodes Doa and Dob, a smoothing capacitor Co, and a load R. Here, an example using the smoothing capacitor Co is also shown.

入力直流電源Ｖiの正極側端子は、スイッチング素子Ｓ2aのドレイン及びキャパシタＣiaの一端に接続されている。キャパシタＣiaの他端は、トランスＴrsaの一次巻線の一端に接続されている。スイッチング素子Ｓ2aのソースは、スイッチング素子Ｓ1aのドレインとトランスＴrsaの一次巻線の他端に接続されている。スイッチング素子Ｓ1aのソースは、入力直流電源Ｖiの負極側端子に接続されている。   The positive terminal of the input DC power source Vi is connected to the drain of the switching element S2a and one end of the capacitor Cia. The other end of the capacitor Cia is connected to one end of the primary winding of the transformer Trsa. The source of the switching element S2a is connected to the drain of the switching element S1a and the other end of the primary winding of the transformer Trsa. The source of the switching element S1a is connected to the negative terminal of the input DC power supply Vi.

また、入力直流電源Ｖiの正極側端子は、スイッチング素子Ｓ2bのドレイン及びキャパシタＣibの一端にも接続されている。キャパシタＣibの他端は、トランスＴrsbの一次巻線の一端に接続されている。スイッチング素子Ｓ2bのソースは、スイッチング素子Ｓ1bのドレインとトランスＴrsbの一次巻線の他端に接続されている。スイッチング素子Ｓ1bのソースは、入力直流電源Ｖiの負極側端子に接続されている。   The positive terminal of the input DC power source Vi is also connected to the drain of the switching element S2b and one end of the capacitor Cib. The other end of the capacitor Cib is connected to one end of the primary winding of the transformer Trsb. The source of the switching element S2b is connected to the drain of the switching element S1b and the other end of the primary winding of the transformer Trsb. The source of the switching element S1b is connected to the negative terminal of the input DC power supply Vi.

トランスＴrsaの二次巻線の一端は、ダイオードＤoaのアノードに接続されている。ダイオードＤoaのカソードは、負荷Ｒの正極側端子と平滑用キャパシタＣoの一端とダイオードＤobのカソードに接続されている。トランスＴrsaの二次巻線の他端は、負荷Ｒの負極側端子と平滑用キャパシタＣoの他端とに接続されている。トランスＴrsbの二次巻線の一端は、ダイオードＤobのアノードに接続されている。ダイオードＤobのカソードは、負荷Ｒの正極側端子に接続されている。トランスＴrsbの二次巻線の他端は、トランスＴrsaの二次巻線の他端に接続されている。   One end of the secondary winding of the transformer Trsa is connected to the anode of the diode Doa. The cathode of the diode Doa is connected to the positive terminal of the load R, one end of the smoothing capacitor Co, and the cathode of the diode Dob. The other end of the secondary winding of the transformer Trsa is connected to the negative terminal of the load R and the other end of the smoothing capacitor Co. One end of the secondary winding of the transformer Trsb is connected to the anode of the diode Dob. The cathode of the diode Dob is connected to the positive terminal of the load R. The other end of the secondary winding of the transformer Trsb is connected to the other end of the secondary winding of the transformer Trsa.

このように、本実施の形態の二相式絶縁形コンバータ２００も２つのインバータによって構成される。本実施の形態においても、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2aが交互に高周波スイッチングされ、これと１８０°の位相差で、スイッチング素子Ｓ1b及びＳ2bが交互に高周波スイッチングされる。この一連のスイッチング動作によって、二相式絶縁形コンバータ２００の各部において、状態Ｉ乃至ＩＶを有する、図４に示すような波形の信号が繰り返し発生する。   Thus, the two-phase insulated converter 200 of the present embodiment is also composed of two inverters. Also in the present embodiment, the switching elements S1a and S2a are alternately switched at high frequency, and the switching elements S1b and S2b are alternately switched at high frequency with a phase difference of 180 °. By this series of switching operations, signals having waveforms as shown in FIG. 4 having states I to IV are repeatedly generated in each part of the two-phase insulated converter 200.

状態Ｉでは、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2bがオンに、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ1bがオフにセットされるので、図７（ａ）の一次巻線側の等価回路に示すように、トランスＴrsaの一次巻線は、入力直流電源Ｖi及びキャパシタＣiaに接続され、トランスＴrsbの一次巻線はキャパシタＣibのみと接続される。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が逆極性となっているため、状態ＩではトランスＴrsbの二次巻線側に正の電圧が、トランスＴrsaの二次巻線側に負の電圧が誘導される。従って、状態Ｉでは、キャパシタＣibの両端に生ずる電圧Ｖcibに応じた電圧ＶwobがトランスＴrsbの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤobの順方向に電流が流れ、この電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。一方、トランスＴrsaの二次巻線側に誘導される電圧は逆であるため、ダイオードＤoaにより半波整流され、電流は流れない。   In the state I, the switching elements S1a and S2b are set on and the switching elements S2a and S1b are set off, so that the primary winding of the transformer Trsa as shown in the equivalent circuit on the primary winding side in FIG. Is connected to the input DC power source Vi and the capacitor Cia, and the primary winding of the transformer Trsb is connected only to the capacitor Cib. In the transformer Trsa and the transformer Trsb, the primary winding and the secondary winding have opposite polarities. Therefore, in the state I, a positive voltage is applied to the secondary winding side of the transformer Trsa and a positive voltage is applied to the secondary winding side of the transformer Trsa. A negative voltage is induced. Therefore, in the state I, a voltage Vwob corresponding to the voltage Vcib generated across the capacitor Cib is induced on the secondary winding side of the transformer Trsb. In this case, a current flows in the forward direction of the diode Dob, and an output voltage Vo is generated at the load R by this current. On the other hand, since the voltage induced on the secondary winding side of the transformer Trsa is opposite, it is half-wave rectified by the diode Doa and no current flows.

状態ＩＩでは、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ2bがオンに、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ1bがオフにセットされるので、図７（ｂ）の一次巻線側の等価回路に示すように、トランスＴrsaの一次巻線はキャパシタＣiaのみと接続され、さらに、トランスＴrsbの一次巻線もキャパシタＣibのみと接続される。そしてトランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が逆極性となっているため、状態ＩＩではトランスＴrsa及びＴrsbの両方の二次巻線側に正の電圧が誘導される。従って、状態ＩＩでは、キャパシタＣiaの両端に生ずる電圧Ｖciaに応じた電圧ＶwoaがトランスＴrsaの二次巻線側に誘導され、さらに電圧Ｖcibに応じた電圧ＶwobがトランスＴrsbの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤoa及びダイオードＤobの順方向に電流が流れ、これらの電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。   In the state II, the switching elements S2a and S2b are set on and the switching elements S1a and S1b are set off. Therefore, as shown in the equivalent circuit on the primary winding side in FIG. Is connected only to the capacitor Cia, and the primary winding of the transformer Trsb is also connected only to the capacitor Cib. In the transformer Trsa and the transformer Trsb, since the primary winding and the secondary winding have opposite polarities, in the state II, a positive voltage is induced on the secondary winding side of both the transformers Trsa and Trsb. Therefore, in the state II, the voltage Vwoa corresponding to the voltage Vcia generated at both ends of the capacitor Cia is induced to the secondary winding side of the transformer Trsa, and further the voltage Vwob corresponding to the voltage Vcib is applied to the secondary winding side of the transformer Trsb. Be guided. In this case, current flows in the forward direction of the diode Doa and the diode Dob, and the output voltage Vo is generated at the load R by these currents.

状態IIIでは、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ1bがオンに、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2bがオフにセットされるので、図７（ｃ）の一次巻線側の等価回路に示すように、トランスＴrsaの一次巻線はキャパシタＣiaのみと接続され、さらに、トランスＴrsbの一次巻線は入力直流電源Ｖi及びキャパシタＣibと接続される。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が逆極性となっているため、状態IIIではトランスＴrsaの二次巻線側に正の電圧が、トランスＴrsbの二次巻線側に負の電圧が誘導される。従って、状態IIIでは、キャパシタＣiaの両端に生ずる電圧Ｖciaに応じた電圧ＶwoaがトランスＴrsaの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤoaの順方向に電流が流れ、この電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。一方、トランスＴrsbの二次巻線側に誘導される電圧は逆であるため、ダイオードＤobにより半波整流され、電流は流れない。   In the state III, the switching elements S2a and S1b are set to ON and the switching elements S1a and S2b are set to OFF. Therefore, as shown in the equivalent circuit on the primary winding side of FIG. Is connected only to the capacitor Cia, and the primary winding of the transformer Trsb is connected to the input DC power source Vi and the capacitor Cib. In the transformer Trsa and the transformer Trsb, the primary winding and the secondary winding have opposite polarities. Therefore, in the state III, a positive voltage is applied to the secondary winding side of the transformer Trsa and a positive voltage is applied to the secondary winding side of the transformer Trsb. A negative voltage is induced. Therefore, in the state III, a voltage Vwoa corresponding to the voltage Vcia generated across the capacitor Cia is induced on the secondary winding side of the transformer Trsa. In this case, a current flows in the forward direction of the diode Doa, and an output voltage Vo is generated at the load R by this current. On the other hand, since the voltage induced on the secondary winding side of the transformer Trsb is opposite, it is half-wave rectified by the diode Dob and no current flows.

状態ＩＶでは、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ2bがオンに、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ1bがオフにセットされる。これは状態ＩＩと同じであるから、説明を省略する。   In the state IV, the switching elements S2a and S2b are set on and the switching elements S1a and S1b are set off. Since this is the same as in state II, the description is omitted.

図４に示すように、トランスＴrsaの二次巻線側の誘起電圧Ｖwoaは、状態ＩＩ、III及びＩＶの期間Ｔ1（＝（１−Ｄ）Ｔｓ）の間正の電圧となり、ダイオードＤoaを介して負荷Ｒに電流が流れる。また、状態Ｉの期間Ｔ2（＝ＤＴｓ）の間負の電圧となり、ダイオードＤoaにより電流は遮断される。一方、トランスＴrsbの二次巻線側の誘起電圧Ｖwobは、状態Ｉ、ＶＩ及びＩＩの期間Ｔ1の間正の電圧となり、ダイオードＤobを介して負荷Ｒに電流が流れる。また、状態IIIの期間Ｔ2の間負の電圧となり、ダイオードＤobにより電流は遮断される。   As shown in FIG. 4, the induced voltage Vwoa on the secondary winding side of the transformer Trsa becomes a positive voltage during the periods T1 (= (1-D) Ts) of the states II, III, and IV, and passes through the diode Doa. Current flows through the load R. Further, the voltage becomes negative during the period T2 (= DTs) of the state I, and the current is cut off by the diode Doa. On the other hand, the induced voltage Vwob on the secondary winding side of the transformer Trsb becomes a positive voltage during the period T1 of the states I, VI and II, and a current flows to the load R via the diode Dob. Further, the voltage becomes negative during the period T2 of the state III, and the current is cut off by the diode Dob.

結果として、これらの動作は、降圧インバータを２相構成にしたものと同様であり、キャパシタＣia及びＣibに十分な容量を与えて直流電圧を作り出せば、各トランスの二次巻線側には図４に示すような矩形波電圧が誘導される。従って、これらの波形をダイオードＤoa及びＤobにより半波整流して重ね合わせれば、平滑用キャパシタＣoがなくとも直流電圧Ｖoを生成することができる。なお、平活用キャパシタＣoが使用される理由は上で述べたとおりである。   As a result, these operations are the same as those in the case where the step-down inverter has a two-phase configuration. If a sufficient voltage is applied to the capacitors Cia and Cib to generate a DC voltage, the secondary winding side of each transformer is not shown in FIG. A rectangular wave voltage as shown in FIG. Therefore, if these waveforms are half-wave rectified by the diodes Doa and Dob and superimposed, the DC voltage Vo can be generated without the smoothing capacitor Co. The reason why the flat utilization capacitor Co is used is as described above.

本実施の形態は、第１の実施の形態と実質的には同じであり、時比率Ｄを制御することにより容易に出力電圧Ｖoを調整可能であり、ソフトスタートも実現可能である。   This embodiment is substantially the same as the first embodiment, and the output voltage Vo can be easily adjusted by controlling the duty ratio D, and soft start can also be realized.

［実施の形態３］
本発明の第３の実施の形態に係る回路図を図８に示す。制御部１１０については、本実施の形態でも構成は同じであるのでここでは省略している。なお第１の実施の形態において用いた素子に対応する素子については、同じ参照記号を用いている。二相式絶縁形コンバータ３００は、入力直流電源Ｖiと、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｓ1a，Ｓ2a，Ｓ1b及びＳ2bと、一次巻線と二次巻線との極性が逆になっているトランスＴrsaとＴrsbと、キャパシタＣiと、整流素子であるダイオードＤoa及びＤobと、平滑用キャパシタＣoと、負荷Ｒとを含む。なお、ここでも平滑用キャパシタＣoを用いる例を示している。第１及び第２の実施の形態との差は、キャパシタが１つになった点である。 [Embodiment 3]
FIG. 8 shows a circuit diagram according to the third embodiment of the present invention. Since the configuration of the control unit 110 is the same in this embodiment, it is omitted here. The same reference symbols are used for elements corresponding to the elements used in the first embodiment. Two-phase isolated converter 300 includes an input DC power supply Vi, switching elements S1a, S2a, S1b and S2b which are MOSFETs, and transformers Trsa and Trsb in which the polarities of the primary winding and the secondary winding are reversed. A capacitor Ci, diodes Doa and Dob, which are rectifier elements, a smoothing capacitor Co, and a load R. Here, an example using the smoothing capacitor Co is also shown. The difference from the first and second embodiments is that the number of capacitors is one.

入力直流電源Ｖiの正極側端子は、スイッチング素子Ｓ1aのドレインに接続されている。スイッチング素子Ｓ1aのソースは、スイッチング素子Ｓ2aのドレインとトランスＴrsaの一次巻線の一端に接続されている。トランスＴrsaの一次巻線の他端は、キャパシタＣiの一端及びトランスＴrsbの一次巻線の一端に接続されている。キャパシタＣiの他端は、スイッチング素子Ｓ2aのソース及び入力直流電源Ｖiの負極側端子に接続されている。このようにキャパシタＣiの他端は接地されている。   The positive terminal of the input DC power source Vi is connected to the drain of the switching element S1a. The source of the switching element S1a is connected to the drain of the switching element S2a and one end of the primary winding of the transformer Trsa. The other end of the primary winding of the transformer Trsa is connected to one end of the capacitor Ci and one end of the primary winding of the transformer Trsb. The other end of the capacitor Ci is connected to the source of the switching element S2a and the negative terminal of the input DC power source Vi. Thus, the other end of the capacitor Ci is grounded.

また、入力直流電源Ｖiの正極側端子は、スイッチング素子Ｓ1bのドレインにも接続されている。スイッチング素子Ｓ1bのソースは、スイッチング素子Ｓ2bのドレインとトランスＴrsbの一次巻線の他端に接続されている。スイッチング素子Ｓ2bのソースは、入力直流電源Ｖiの負極側端子に接続されている。   The positive terminal of the input DC power source Vi is also connected to the drain of the switching element S1b. The source of the switching element S1b is connected to the drain of the switching element S2b and the other end of the primary winding of the transformer Trsb. The source of the switching element S2b is connected to the negative terminal of the input DC power source Vi.

トランスＴrsaの二次巻線の一端は、ダイオードＤoaのアノードに接続されている。ダイオードＤoaのカソードは、負荷Ｒの正極側端子と平滑用キャパシタＣoの一端とダイオードＤobのカソードに接続されている。トランスＴrsaの二次巻線の他端は、負荷Ｒの負極側端子と平滑用キャパシタＣoの他端とに接続されている。トランスＴrsbの二次巻線の一端は、ダイオードＤobのアノードに接続されている。ダイオードＤobのカソードは、負荷Ｒの正極側端子に接続されている。トランスＴrsbの二次巻線の他端は、トランスＴrsaの二次巻線の他端に接続されている。   One end of the secondary winding of the transformer Trsa is connected to the anode of the diode Doa. The cathode of the diode Doa is connected to the positive terminal of the load R, one end of the smoothing capacitor Co, and the cathode of the diode Dob. The other end of the secondary winding of the transformer Trsa is connected to the negative terminal of the load R and the other end of the smoothing capacitor Co. One end of the secondary winding of the transformer Trsb is connected to the anode of the diode Dob. The cathode of the diode Dob is connected to the positive terminal of the load R. The other end of the secondary winding of the transformer Trsb is connected to the other end of the secondary winding of the transformer Trsa.

このように、本実施の形態の二相式絶縁形コンバータ３００も２つのインバータによって構成される。本実施の形態においても、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2aが交互に高周波スイッチングされ、これと１８０°の位相差で、スイッチング素子Ｓ1b及びＳ2bが交互に高周波スイッチングされる。この一連のスイッチング動作によって、二相式絶縁型コンバータ３００の各部において、状態Ｉ乃至ＩＶを有する、図４に示すような波形の信号が繰り返し発生する。   Thus, the two-phase insulated converter 300 of the present embodiment is also composed of two inverters. Also in the present embodiment, the switching elements S1a and S2a are alternately switched at high frequency, and the switching elements S1b and S2b are alternately switched at high frequency with a phase difference of 180 °. By this series of switching operations, signals having waveforms as shown in FIG. 4 having states I to IV are repeatedly generated in each part of the two-phase isolated converter 300.

状態Ｉでは、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2bがオンに、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ1bがオフにセットされるので、図９（ａ）の一次巻線側の等価回路に示すように、トランスＴrsaの一次巻線は、入力直流電源Ｖi及びキャパシタＣiに接続され、トランスＴrsbの一次巻線はキャパシタＣiのみと接続される。なお、入力直流電源Ｖiの負極側端子は接地されているので、トランスＴrsbの一次巻線の一端は接地されていることになる。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が逆極性となっているため、状態ＩではトランスＴrsbの二次巻線側に正の電圧が、トランスＴrsaの二次巻線側に負の電圧が誘導される。従って、状態Ｉでは、キャパシタＣiの両端に生じる電圧Ｖciに応じた電圧ＶwobがトランスＴrsbの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤobの順方向に電流が流れ、この電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。一方、トランスＴrsaの二次巻線側に誘導される電圧は逆であるため、ダイオードＤoaにより半波整流され、電流は流れない。   In the state I, the switching elements S1a and S2b are set on and the switching elements S2a and S1b are set off, so that the primary winding of the transformer Trsa as shown in the equivalent circuit on the primary winding side in FIG. Is connected to the input DC power source Vi and the capacitor Ci, and the primary winding of the transformer Trsb is connected only to the capacitor Ci. Since the negative terminal of the input DC power source Vi is grounded, one end of the primary winding of the transformer Trsb is grounded. In the transformer Trsa and the transformer Trsb, the primary winding and the secondary winding have opposite polarities. Therefore, in the state I, a positive voltage is applied to the secondary winding side of the transformer Trsa and a positive voltage is applied to the secondary winding side of the transformer Trsa. A negative voltage is induced. Therefore, in the state I, the voltage Vwob corresponding to the voltage Vci generated across the capacitor Ci is induced on the secondary winding side of the transformer Trsb. In this case, a current flows in the forward direction of the diode Dob, and an output voltage Vo is generated at the load R by this current. On the other hand, since the voltage induced on the secondary winding side of the transformer Trsa is opposite, it is half-wave rectified by the diode Doa and no current flows.

状態ＩＩでは、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ2bがオンに、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ1bがオフにセットされるので、図９（ｂ）の一次巻線側の等価回路に示すように、トランスＴrsaの一次巻線はキャパシタＣiのみと接続され、さらに、トランスＴrsbの一次巻線もキャパシタＣiのみと接続される。そしてトランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が逆極性となっているため、状態ＩＩではトランスＴrsa及びＴrsbの両方の二次巻線側に正の電圧が誘導される。従って、状態ＩＩでは、キャパシタＣiの両端に生ずる電圧Ｖciに応じた電圧ＶwoaがトランスＴrsaの二次巻線側に誘導され、さらに電圧Ｖciに応じた電圧ＶwobがトランスＴrsbの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤoa及びダイオードＤobの順方向に電流が流れ、これらの電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。   In the state II, the switching elements S2a and S2b are set on and the switching elements S1a and S1b are set off, so that the primary winding of the transformer Trsa as shown in the equivalent circuit on the primary winding side in FIG. Is connected only to the capacitor Ci, and the primary winding of the transformer Trsb is also connected only to the capacitor Ci. In the transformer Trsa and the transformer Trsb, since the primary winding and the secondary winding have opposite polarities, in the state II, a positive voltage is induced on the secondary winding side of both the transformers Trsa and Trsb. Accordingly, in the state II, the voltage Vwoa corresponding to the voltage Vci generated at both ends of the capacitor Ci is induced to the secondary winding side of the transformer Trsa, and the voltage Vwob corresponding to the voltage Vci is applied to the secondary winding side of the transformer Trsb. Be guided. In this case, current flows in the forward direction of the diode Doa and the diode Dob, and the output voltage Vo is generated at the load R by these currents.

状態IIIでは、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ1bがオンに、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2bがオフにセットされるので、図９（ｃ）の一次巻線側の等価回路に示すように、トランスＴrsaの一次巻線はキャパシタＣiのみと接続され、さらに、トランスＴrsbの一次巻線は入力直流電源Ｖi及びキャパシタＣiと接続される。なお、入力直流電源Ｖiの負極側端子は接地されているので、トランスＴrsaの一次巻線の一端は接地されていることになる。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が逆極性となっているため、状態IIIではトランスＴrsaの二次巻線側に正の電圧が、トランスＴrsbの二次巻線側に負の電圧が誘導される。従って、状態IIIでは、キャパシタＣiの両端に生ずる電圧Ｖciに応じた電圧ＶwoaがトランスＴrsaの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤoaの順方向に電流が流れ、この電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。一方、トランスＴrsbの二次巻線側に誘導される電圧は逆であるため、ダイオードＤobにより半波整流され、電流は流れない。   In the state III, the switching elements S2a and S1b are turned on and the switching elements S1a and S2b are set off, so that the primary winding of the transformer Trsa as shown in the equivalent circuit on the primary winding side in FIG. Is connected only to the capacitor Ci, and the primary winding of the transformer Trsb is connected to the input DC power source Vi and the capacitor Ci. Since the negative terminal of the input DC power source Vi is grounded, one end of the primary winding of the transformer Trsa is grounded. In the transformer Trsa and the transformer Trsb, the primary winding and the secondary winding have opposite polarities. Therefore, in the state III, a positive voltage is applied to the secondary winding side of the transformer Trsa and a positive voltage is applied to the secondary winding side of the transformer Trsb. A negative voltage is induced. Therefore, in the state III, the voltage Vwoa corresponding to the voltage Vci generated across the capacitor Ci is induced to the secondary winding side of the transformer Trsa. In this case, a current flows in the forward direction of the diode Doa, and an output voltage Vo is generated at the load R by this current. On the other hand, since the voltage induced on the secondary winding side of the transformer Trsb is opposite, it is half-wave rectified by the diode Dob and no current flows.

状態ＩＶでは、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ2bがオンに、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ1bがオフにセットされる。これは状態ＩＩと同じであるから、説明を省略する。   In the state IV, the switching elements S2a and S2b are set on and the switching elements S1a and S1b are set off. Since this is the same as in state II, the description is omitted.

図４に示すように、トランスＴrsaの二次巻線側の誘起電圧Ｖwoaは、状態ＩＩ、III及びＩＶの期間Ｔ1（＝（１−Ｄ）Ｔｓ）の間正の電圧となり、ダイオードＤoaを介して負荷Ｒに電流が流れる。また、状態Ｉの期間Ｔ2（＝ＤＴｓ）の間負の電圧となり、ダイオードＤoaにより電流は遮断される。一方、トランスＴrsbの二次巻線側の誘起電圧Ｖwobは、状態Ｉ、ＶＩ及びＩＩの期間Ｔ1の間正の電圧となり、ダイオードＤobを介して負荷Ｒに電流が流れる。また、状態ＩＩの期間Ｔ2の間負の電圧となり、ダイオードＤobにより電流は遮断される。第１の実施の形態では、キャパシタＣia及びＣibが存在したので別々に議論していたが、本実施の形態では１つのキャパシタＣiしかないので、Ｖcia＝Ｖcib＝Ｖciとして考えれば同じになる。   As shown in FIG. 4, the induced voltage Vwoa on the secondary winding side of the transformer Trsa becomes a positive voltage during the periods T1 (= (1-D) Ts) of the states II, III, and IV, and passes through the diode Doa. Current flows through the load R. Further, the voltage becomes negative during the period T2 (= DTs) of the state I, and the current is cut off by the diode Doa. On the other hand, the induced voltage Vwob on the secondary winding side of the transformer Trsb becomes a positive voltage during the period T1 of the states I, VI and II, and a current flows to the load R via the diode Dob. Further, the voltage becomes negative during the period T2 of the state II, and the current is cut off by the diode Dob. In the first embodiment, since the capacitors Cia and Cib existed, they have been discussed separately. However, in this embodiment, since there is only one capacitor Ci, it is the same if Vcia = Vcib = Vci.

結果として、これらの動作は、降圧インバータを２相構成にしたものと同様であり、キャパシタＣiに十分な容量を与えて直流電圧を作り出せば、各トランスの二次巻線側には図４に示すような矩形波電圧が誘導される。従って、これらの波形をダイオードＤoa及びＤobにより半波整流して重ね合わせれば、平滑用キャパシタＣoがなくとも直流電圧Ｖoを生成することができる。なお、平活用キャパシタＣoが使用される理由は上で述べたとおりである。   As a result, these operations are the same as those in the case where the step-down inverter has a two-phase configuration. If a sufficient voltage is applied to the capacitor Ci to generate a DC voltage, the secondary winding side of each transformer is shown in FIG. A rectangular wave voltage as shown is induced. Therefore, if these waveforms are half-wave rectified by the diodes Doa and Dob and superimposed, the DC voltage Vo can be generated without the smoothing capacitor Co. The reason why the flat utilization capacitor Co is used is as described above.

本実施の形態は、第１の実施の形態と実質的には同じであり、時比率Ｄを制御することにより容易に出力電圧Ｖoを調整可能であり、ソフトスタートも実現可能である。   This embodiment is substantially the same as the first embodiment, and the output voltage Vo can be easily adjusted by controlling the duty ratio D, and soft start can also be realized.

［実施の形態４］
本発明の第４の実施の形態に係る回路図を図１０に示す。制御部１１０については、本実施の形態でも構成は同じであるのでここでは省略している。なお第１の実施の形態において用いた素子に対応する素子については、同じ参照記号を用いている。二相式絶縁形コンバータ４００は、入力直流電源Ｖiと、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｓ1a，Ｓ2a，Ｓ1b及びＳ2bと、一次巻線と二次巻線との極性が逆になっているトランスＴrsaとＴrsbと、キャパシタＣiと、整流素子であるダイオードＤoa及びＤobと、平滑用キャパシタＣoと、負荷Ｒとを含む。なお、ここでも平滑用キャパシタＣoを用いる例を示している。第１及び第２の実施の形態との差は、キャパシタが１つになった点である。 [Embodiment 4]
FIG. 10 shows a circuit diagram according to the fourth embodiment of the present invention. Since the configuration of the control unit 110 is the same in this embodiment, it is omitted here. The same reference symbols are used for elements corresponding to the elements used in the first embodiment. Two-phase insulated converter 400 includes an input DC power source Vi, switching elements S1a, S2a, S1b, and S2b that are MOSFETs, and transformers Trsa and Trsb in which the polarities of the primary winding and the secondary winding are reversed. A capacitor Ci, diodes Doa and Dob, which are rectifier elements, a smoothing capacitor Co, and a load R. Here, an example using the smoothing capacitor Co is also shown. The difference from the first and second embodiments is that the number of capacitors is one.

入力直流電源Ｖiの正極側端子は、スイッチング素子Ｓ2aのドレイン及びキャパシタＣiの一端に接続されている。キャパシタＣiの他端は、トランスＴrsaの一次巻線の一端及びトランスＴrsbの一次巻線の一端に接続されている。スイッチング素子Ｓ2aのソースは、スイッチング素子Ｓ1aのドレインとトランスＴrsaの一次巻線の他端に接続されている。スイッチング素子Ｓ1aのソースは、入力直流電源Ｖiの負極側端子に接続されている。   The positive terminal of the input DC power source Vi is connected to the drain of the switching element S2a and one end of the capacitor Ci. The other end of the capacitor Ci is connected to one end of the primary winding of the transformer Trsa and one end of the primary winding of the transformer Trsb. The source of the switching element S2a is connected to the drain of the switching element S1a and the other end of the primary winding of the transformer Trsa. The source of the switching element S1a is connected to the negative terminal of the input DC power supply Vi.

また、入力直流電源Ｖiの正極側端子は、スイッチング素子Ｓ2bのドレインにも接続されている。スイッチング素子Ｓ2bのソースは、スイッチング素子Ｓ1bのドレインとトランスＴrsbの一次巻線の他端に接続されている。スイッチング素子Ｓ1bのソースは、入力直流電源Ｖiの負極側端子に接続されている。   The positive terminal of the input DC power source Vi is also connected to the drain of the switching element S2b. The source of the switching element S2b is connected to the drain of the switching element S1b and the other end of the primary winding of the transformer Trsb. The source of the switching element S1b is connected to the negative terminal of the input DC power supply Vi.

トランスＴrsaの二次巻線の一端は、ダイオードＤoaのアノードに接続されている。ダイオードＤoaのカソードは、負荷Ｒの正極側端子と平滑用キャパシタＣoの一端とダイオードＤobのカソードに接続されている。トランスＴrsaの二次巻線の他端は、負荷Ｒの負極側端子と平滑用キャパシタＣoの他端とに接続されている。トランスＴrsbの二次巻線の一端は、ダイオードＤobのアノードに接続されている。ダイオードＤobのカソードは、負荷Ｒの正極側端子に接続されている。トランスＴrsbの二次巻線の他端は、トランスＴrsaの二次巻線の他端に接続されている。   One end of the secondary winding of the transformer Trsa is connected to the anode of the diode Doa. The cathode of the diode Doa is connected to the positive terminal of the load R, one end of the smoothing capacitor Co, and the cathode of the diode Dob. The other end of the secondary winding of the transformer Trsa is connected to the negative terminal of the load R and the other end of the smoothing capacitor Co. One end of the secondary winding of the transformer Trsb is connected to the anode of the diode Dob. The cathode of the diode Dob is connected to the positive terminal of the load R. The other end of the secondary winding of the transformer Trsb is connected to the other end of the secondary winding of the transformer Trsa.

このように、本実施の形態の二相式絶縁形コンバータ４００も２つのインバータによって構成される。本実施の形態においても、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2aが交互に高周波スイッチングされ、これと１８０°の位相差で、スイッチング素子Ｓ1b及びＳ2bが交互に高周波スイッチングされる。この一連のスイッチング動作によって、二相式絶縁型コンバータ４００の各部において、状態Ｉ乃至ＩＶを有する、図４に示すような波形の信号が繰り返し発生する。   Thus, the two-phase insulated converter 400 of the present embodiment is also composed of two inverters. Also in the present embodiment, the switching elements S1a and S2a are alternately switched at high frequency, and the switching elements S1b and S2b are alternately switched at high frequency with a phase difference of 180 °. By this series of switching operations, signals having waveforms as shown in FIG. 4 having states I to IV are repeatedly generated in each part of the two-phase isolated converter 400.

状態Ｉでは、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2bがオンに、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ1bがオフにセットされるので、図１１（ａ）の一次巻線側の等価回路に示すように、トランスＴrsaの一次巻線は、入力直流電源Ｖi及びキャパシタＣiに直列に接続され、トランスＴrsbの一次巻線はキャパシタＣiと並列に接続される。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が逆極性となっているため、状態ＩではトランスＴrsbの二次巻線側に正の電圧が、トランスＴrsaの二次巻線側に負の電圧が誘導される。従って、状態Ｉでは、キャパシタＣiの両端に生ずる電圧Ｖciに応じた電圧ＶwobがトランスＴrsbの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤobの順方向に電流が流れ、この電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。一方、トランスＴrsaの二次巻線側に誘導される電圧は逆であるため、ダイオードＤoaにより半波整流され、電流は流れない。   In the state I, the switching elements S1a and S2b are set on and the switching elements S2a and S1b are set off, so that the primary winding of the transformer Trsa as shown in the equivalent circuit on the primary winding side in FIG. Is connected in series to the input DC power source Vi and the capacitor Ci, and the primary winding of the transformer Trsb is connected in parallel to the capacitor Ci. In the transformer Trsa and the transformer Trsb, the primary winding and the secondary winding have opposite polarities. Therefore, in the state I, a positive voltage is applied to the secondary winding side of the transformer Trsa and a positive voltage is applied to the secondary winding side of the transformer Trsa. A negative voltage is induced. Therefore, in the state I, a voltage Vwob corresponding to the voltage Vci generated across the capacitor Ci is induced to the secondary winding side of the transformer Trsb. In this case, a current flows in the forward direction of the diode Dob, and an output voltage Vo is generated at the load R by this current. On the other hand, since the voltage induced on the secondary winding side of the transformer Trsa is opposite, it is half-wave rectified by the diode Doa and no current flows.

状態ＩＩでは、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ2bがオンに、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ1bがオフにセットされるので、図１１（ｂ）の一次巻線側の等価回路に示すように、トランスＴrsaの一次巻線はキャパシタＣiのみと接続され、さらに、トランスＴrsbの一次巻線もキャパシタＣiのみと接続される。そしてトランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が逆極性となっているため、状態ＩＩではトランスＴrsa及びＴrsbの両方の二次巻線側に正の電圧が誘導される。従って、状態ＩＩでは、キャパシタＣiの両端に生ずる電圧Ｖciに応じた電圧ＶwoaがトランスＴrsaの二次巻線側に誘導され、さらに電圧Ｖciに応じた電圧ＶwobがトランスＴrsbの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤoa及びダイオードＤobの順方向に電流が流れ、これらの電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。   In the state II, the switching elements S2a and S2b are set on and the switching elements S1a and S1b are set off, so that the primary winding of the transformer Trsa as shown in the equivalent circuit on the primary winding side in FIG. Is connected only to the capacitor Ci, and the primary winding of the transformer Trsb is also connected only to the capacitor Ci. In the transformer Trsa and the transformer Trsb, since the primary winding and the secondary winding have opposite polarities, in the state II, a positive voltage is induced on the secondary winding side of both the transformers Trsa and Trsb. Accordingly, in the state II, the voltage Vwoa corresponding to the voltage Vci generated at both ends of the capacitor Ci is induced to the secondary winding side of the transformer Trsa, and the voltage Vwob corresponding to the voltage Vci is applied to the secondary winding side of the transformer Trsb. Be guided. In this case, current flows in the forward direction of the diode Doa and the diode Dob, and the output voltage Vo is generated at the load R by these currents.

状態IIIでは、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ1bがオンに、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2bがオフにセットされるので、図１１（ｃ）の一次巻線側の等価回路に示すように、トランスＴrsaの一次巻線はキャパシタＣiと並列に接続され、さらに、トランスＴrsbの一次巻線は入力直流電源Ｖi及びキャパシタＣiと直列に接続される。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が逆極性となっているため、状態IIIではトランスＴrsaの二次巻線側に正の電圧が、トランスＴrsbの二次巻線側に負の電圧が誘導される。従って、状態IIIでは、キャパシタＣiの両端に生ずる電圧Ｖciに応じた電圧ＶwoaがトランスＴrsaの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤoaの順方向に電流が流れ、この電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。一方、トランスＴrsbの二次巻線側に誘導される電圧は逆であるため、ダイオードＤobにより半波整流され、電流は流れない。   In the state III, the switching elements S2a and S1b are turned on and the switching elements S1a and S2b are set off, so that the primary winding of the transformer Trsa as shown in the equivalent circuit on the primary winding side in FIG. Is connected in parallel with the capacitor Ci, and the primary winding of the transformer Trsb is connected in series with the input DC power source Vi and the capacitor Ci. In the transformer Trsa and the transformer Trsb, the primary winding and the secondary winding have opposite polarities. Therefore, in the state III, a positive voltage is applied to the secondary winding side of the transformer Trsa and a positive voltage is applied to the secondary winding side of the transformer Trsb. A negative voltage is induced. Therefore, in the state III, the voltage Vwoa corresponding to the voltage Vci generated across the capacitor Ci is induced to the secondary winding side of the transformer Trsa. In this case, a current flows in the forward direction of the diode Doa, and an output voltage Vo is generated at the load R by this current. On the other hand, since the voltage induced on the secondary winding side of the transformer Trsb is opposite, it is half-wave rectified by the diode Dob and no current flows.

状態ＩＶでは、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ2bがオンに、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ1bがオフにセットされる。これは状態ＩＩと同じであるから、説明を省略する。   In the state IV, the switching elements S2a and S2b are set on and the switching elements S1a and S1b are set off. Since this is the same as in state II, the description is omitted.

図４に示すように、トランスＴrsaの二次巻線側の誘起電圧Ｖwoaは、状態ＩＩ、III及びＩＶの期間Ｔ1（＝（１−Ｄ）Ｔｓ）の間正の電圧となり、ダイオードＤoaを介して負荷Ｒに電流が流れる。また、状態Ｉの期間Ｔ2（＝ＤＴｓ）の間負の電圧となり、ダイオードＤoaにより電流は遮断される。一方、トランスＴrsbの二次巻線側の誘起電圧Ｖwobは、状態Ｉ、ＶＩ及びＩＩの期間Ｔ1の間正の電圧となり、ダイオードＤobを介して負荷Ｒに電流が流れる。また、状態IIIの期間Ｔ2の間負の電圧となり、ダイオードＤobにより電流は遮断される。第１の実施の形態では、キャパシタＣia及びＣibが存在したので別々に議論していたが、本実施の形態では１つのキャパシタＣiしかないので、Ｖcia＝Ｖcib＝Ｖciとして考えれば同じになる。   As shown in FIG. 4, the induced voltage Vwoa on the secondary winding side of the transformer Trsa becomes a positive voltage during the periods T1 (= (1-D) Ts) of the states II, III, and IV, and passes through the diode Doa. Current flows through the load R. Further, the voltage becomes negative during the period T2 (= DTs) of the state I, and the current is cut off by the diode Doa. On the other hand, the induced voltage Vwob on the secondary winding side of the transformer Trsb becomes a positive voltage during the period T1 of the states I, VI and II, and a current flows to the load R via the diode Dob. Further, the voltage becomes negative during the period T2 of the state III, and the current is cut off by the diode Dob. In the first embodiment, since the capacitors Cia and Cib existed, they have been discussed separately. However, in this embodiment, since there is only one capacitor Ci, it is the same if Vcia = Vcib = Vci.

結果として、これらの動作は、降圧インバータを２相構成にしたものと同様であり、キャパシタＣiに十分な容量を与えて直流電圧を作り出せば、各トランスの二次巻線側には図４に示すような矩形波電圧が誘導される。従って、これらの波形をダイオードＤoa及びＤobにより半波整流して重ね合わせれば、平滑用キャパシタＣoがなくとも直流電圧Ｖoを生成することができる。なお、平活用キャパシタＣoが使用される理由は上で述べたとおりである。   As a result, these operations are the same as those in the case where the step-down inverter has a two-phase configuration. If a sufficient voltage is applied to the capacitor Ci to generate a DC voltage, the secondary winding side of each transformer is shown in FIG. A rectangular wave voltage as shown is induced. Therefore, if these waveforms are half-wave rectified by the diodes Doa and Dob and superimposed, the DC voltage Vo can be generated without the smoothing capacitor Co. The reason why the flat utilization capacitor Co is used is as described above.

本実施の形態は、第１の実施の形態と実質的には同じであり、時比率Ｄを制御することにより容易に出力電圧Ｖoを調整可能であり、ソフトスタートも実現可能である。   This embodiment is substantially the same as the first embodiment, and the output voltage Vo can be easily adjusted by controlling the duty ratio D, and soft start can also be realized.

［実施の形態５］
ＦＥＴであるスイッチング素子には、図１２に示すように寄生容量成分があるため、スイッチのオフ期間に寄生容量に蓄えられたエネルギーが、スイッチング素子がオンに切り替わった際に放電され、電流サージとスイッチング損失を生み出す。そこで、図１３に示すように、状態Ｉと状態ＩＩの間に状態Ｉ'というスイッチング素子Ｓ1a及びＳ2aが両方ともオフとなる期間と、状態ＩＩと状態IIIの間に状態ＩＩ'というスイッチング素子Ｓ1b及びＳ2bの両方がオフとなる期間と、状態IIIと状態ＩＶの間に状態III'というスイッチング素子Ｓ1b及びＳ2bの両方がオフとなる期間と、状態ＩＶと状態Ｉの間に状態ＩＶ'というスイッチング素子Ｓ1a及びＳ2aが両方ともオフとなる期間とを、デッドタイムとして設け、なおかつ、図１３に示すようにトランスの励磁電流ｉLaとｉLbが、常に正負に振れるように励磁インダクタンスを設定すれば、ゼロ電圧ソフトスイッチングが可能となる。本実施の形態では、特別な部品などを追加することなく、状態Ｉ'、状態ＩＩ'、状態III'及び状態ＩＶ'において上記のようなスイッチング状態を生成することで実現できる。なお、図１３において、ＶG1aはスイッチング素子Ｓ1aのゲート端子電圧であり、ＶG2aはスイッチング素子Ｓ2aのゲート端子電圧であり、ＶG1bはスイッチング素子Ｓ1bのゲート端子電圧であり、ＶG2bはスイッチング素子Ｓ2bのゲート端子電圧である。 [Embodiment 5]
Since the switching element which is an FET has a parasitic capacitance component as shown in FIG. 12, the energy stored in the parasitic capacitance during the switch off period is discharged when the switching element is turned on, and the current surge and Generates switching loss. Therefore, as shown in FIG. 13, a period during which both switching elements S1a and S2a, which are in state I ', are turned off between states I and II, and a switching element S1b, which is in state II' between states II and III. And S2b are turned off, and a state III ′ between the state III and the state IV, a state in which both the switching elements S1b and S2b are turned off, and a state IV ′ between the state IV and the state I. and a period during which the elements S1a and S2a are turned off both, provided as the dead time, and yet, transformer magnetizing current i La and i Lb as shown in FIG. 13, if always set the exciting inductance so swings between positive and negative Zero voltage soft switching is possible. This embodiment can be realized by generating the switching state as described above in the state I ′, the state II ′, the state III ′, and the state IV ′ without adding any special components. In FIG. 13, V G1a is the gate terminal voltage of the switching element S1a, V G2a is the gate terminal voltage of the switching element S2a, V G1b is the gate terminal voltage of the switching element S1b, and V G2b is the switching element. This is the gate terminal voltage of S2b.

このようにすれば、スイッチング素子のオフ期間中、寄生容量に蓄えられていたエネルギーは、後続のデッドタイム期間中にトランスの励磁電流ｉLaとｉLbの作用によって押し流されて全て入力直流電源Ｖiに回生される。従って、スイッチング素子の電圧はゼロまで減少し、ゼロになった以降は、励磁電流がスイッチング素子のボディダイオードを通過するため、スイッチング素子の電圧はゼロの状態を保持する。よって、この期間中に必要なスイッチング素子をオンにすれば、ゼロ電圧ソフトスイッチングが実現され、スイッチング損失やサージが発生しないようになる。 In this way, the energy stored in the parasitic capacitance during the OFF period of the switching element is swept away by the action of the exciting currents i La and i Lb of the transformer during the subsequent dead time period, and all of the input DC power supply Vi. It is regenerated. Accordingly, the voltage of the switching element decreases to zero, and after the excitation current has reached zero, the exciting current passes through the body diode of the switching element, so that the voltage of the switching element is kept at zero. Therefore, if a necessary switching element is turned on during this period, zero voltage soft switching is realized, and switching loss and surge are not generated.

［実施の形態６］
トランスの二次巻線側の整流素子であるダイオードを同期整流用スイッチング素子に置き換えることも可能である。すなわち、図３、図６、図８及び図１０と異なり、ダイオードＤoaの代わりにスイッチング素子Ｓoaが設けられ、トランスＴrsaの二次巻線側の一端はスイッチング素子Ｓoaのソースに接続され、負荷Ｒの正極側端子はスイッチング素子Ｓoaのドレインに接続される。また、ダイオードＤobの代わりにスイッチング素子Ｓobが設けられ、トランスＴrsbの二次巻線側の一端はスイッチング素子Ｓobのソースに接続され、負荷Ｒの正極側端子はスイッチング素子Ｓobのドレインに接続される。なお、スイッチング素子Ｓoaは、スイッチング素子Ｓ2aと同じ制御信号が制御部１１０によりゲートに印加され、スイッチング素子Ｓobは、スイッチング素子Ｓ2bと同じ制御信号が制御部１１０によりゲートに印加される。 [Embodiment 6]
It is also possible to replace a diode, which is a rectifying element on the secondary winding side of the transformer, with a switching element for synchronous rectification. That is, unlike FIG. 3, FIG. 6, FIG. 8 and FIG. 10, a switching element Soa is provided instead of the diode Doa, and one end on the secondary winding side of the transformer Trsa is connected to the source of the switching element Soa. Is connected to the drain of the switching element Soa. A switching element Sob is provided in place of the diode Dob. One end of the transformer Trsb on the secondary winding side is connected to the source of the switching element Sob, and the positive terminal of the load R is connected to the drain of the switching element Sob. . For the switching element Soa, the same control signal as that for the switching element S2a is applied to the gate by the controller 110, and for the switching element Sob, the same control signal as that for the switching element S2b is applied to the gate by the controller 110.

スイッチング電源では、通常、整流素子にダイオードを用いているが、この整流用ダイオードは、少なくとも０．５Ｖの順方向電圧降下が生じるため、低電圧電源においては、大幅に電源効率が低下してしまう。よって、低電圧大電流電源の場合には、整流用ダイオードの代わりに半導体スイッチング素子を用い、ここではＶwoa及びＶwobの電圧波形に同期させてオン／オフさせる同期整流方式が有効である。この場合、ＦＥＴのオン抵抗は数ｍΩと小さいため、電源効率を大幅に改善できる。   In a switching power supply, a diode is normally used as a rectifying element. However, since this rectifying diode causes a forward voltage drop of at least 0.5 V, the power supply efficiency is greatly reduced in a low-voltage power supply. . Therefore, in the case of a low-voltage, high-current power supply, a semiconductor switching element is used instead of the rectifying diode, and here, a synchronous rectification method that turns on / off in synchronization with the voltage waveforms of Vwoa and Vwob is effective. In this case, since the on-resistance of the FET is as small as several mΩ, the power supply efficiency can be greatly improved.

［実施の形態７］
本発明の第７の実施の形態に係る回路図を図１４に示す。二相式絶縁形コンバータ５００は、入力直流電源Ｖiと、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｓim，Ｓia，Ｓibと、一次巻線と二次巻線との極性が逆になっているトランスＴrsaとＴrsbと、キャパシタＣiと、整流素子であるダイオードＤoa及びＤobと、平滑用キャパシタＣoと、負荷Ｒとを含む。なお、ここでも平滑用キャパシタＣoを示している。制御部５１０は、基準電圧電源Ｖrefと、比較器５１１と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulator）５１２と、ＮＡＮＤ回路５１３とを含む。 [Embodiment 7]
FIG. 14 shows a circuit diagram according to the seventh embodiment of the present invention. Two-phase insulated converter 500 includes an input DC power supply Vi, switching elements Sim, Sia, Sib that are MOSFETs, transformers Trsa and Trsb in which the polarities of the primary winding and the secondary winding are reversed, The capacitor Ci includes diodes Doa and Dob that are rectifying elements, a smoothing capacitor Co, and a load R. Here, the smoothing capacitor Co is also shown. Control unit 510 includes a reference voltage power supply Vref, a comparator 511, a PWM (Pulse Width Modulator) 512, and a NAND circuit 513.

入力直流電源Ｖiの正極側端子は、スイッチング素子Ｓimのドレインに接続されている。スイッチング素子Ｓimのソースは、スイッチング素子ＳiaのドレインとトランスＴrsaの一次巻線の一端に接続されている。トランスＴrsaの一次巻線の他端は、キャパシタＣiの一端とスイッチング素子Ｓibのドレインに接続されている。キャパシタＣiの他端は、スイッチング素子ＳiaのソースとトランスＴrsbの一次巻線の一端に接続されている。入力直流電源Ｖiの負極側端子は、スイッチング素子ＳibのソースとトランスＴrsbの一次巻線の他端に接続されている。   The positive terminal of the input DC power source Vi is connected to the drain of the switching element Sim. The source of the switching element Sim is connected to the drain of the switching element Sia and one end of the primary winding of the transformer Trsa. The other end of the primary winding of the transformer Trsa is connected to one end of the capacitor Ci and the drain of the switching element Sib. The other end of the capacitor Ci is connected to the source of the switching element Sia and one end of the primary winding of the transformer Trsb. The negative terminal of the input DC power source Vi is connected to the source of the switching element Sib and the other end of the primary winding of the transformer Trsb.

トランスＴrsaの二次巻線の一端は、ダイオードＤoaのアノードに接続されている。ダイオードＤoaのカソードは、負荷Ｒの正極側端子と平滑用キャパシタＣoの一端とダイオードＤobのカソードに接続されている。トランスＴrsaの二次巻線の他端は、負荷Ｒの負極側端子と平滑用キャパシタＣoの他端とに接続されている。トランスＴrsbの二次巻線の一端は、ダイオードＤobのアノードに接続されている。ダイオードＤobのカソードは、負荷Ｒの正極側端子に接続されている。トランスＴrsbの二次巻線の他端は、トランスＴrsaの二次巻線の他端に接続されている。   One end of the secondary winding of the transformer Trsa is connected to the anode of the diode Doa. The cathode of the diode Doa is connected to the positive terminal of the load R, one end of the smoothing capacitor Co, and the cathode of the diode Dob. The other end of the secondary winding of the transformer Trsa is connected to the negative terminal of the load R and the other end of the smoothing capacitor Co. One end of the secondary winding of the transformer Trsb is connected to the anode of the diode Dob. The cathode of the diode Dob is connected to the positive terminal of the load R. The other end of the secondary winding of the transformer Trsb is connected to the other end of the secondary winding of the transformer Trsa.

制御部５１０の比較器５１１の第１の入力端子には負荷Ｒの出力電圧Ｖoが入力され、第２の入力端子には基準電圧Ｖrefが入力されている。基準電圧Ｖrefと出力電圧Ｖoとの差に基づく比較器５１１の出力はＰＷＭ５１２に入力されており、ＰＷＭ５１２の第１の出力はスイッチング素子Ｓiaのゲートに、第２の出力はスイッチング素子Ｓibのゲートに出力される。なお、第１の出力と第２の出力はＮＡＮＤ回路５１３に入力され、ＮＡＮＤ回路５１３の出力はスイッチング素子Ｓimのゲートに出力される。   The output voltage Vo of the load R is input to the first input terminal of the comparator 511 of the control unit 510, and the reference voltage Vref is input to the second input terminal. The output of the comparator 511 based on the difference between the reference voltage Vref and the output voltage Vo is input to the PWM 512. The first output of the PWM 512 is to the gate of the switching element Sia, and the second output is to the gate of the switching element Sib. Is output. The first output and the second output are input to the NAND circuit 513, and the output of the NAND circuit 513 is output to the gate of the switching element Sim.

図１５に図１４に示した二相式絶縁形コンバータ５００の各部の電圧波形を示す。ここで、スイッチング素子Ｓiaのドレイン・ソース間の電圧をＶsia、スイッチング素子Ｓibのドレイン・ソース間の電圧をＶsib、スイッチング素子Ｓimのドレイン・ソース間の電圧をＶsim、キャパシタＣiの両端に生じる電圧をＶci、トランスＴrsaの二次巻線側に誘導される電圧をＶwoa、トランスＴrsbの二次巻線側に誘導される電圧をＶwob、負荷Ｒの出力電圧をＶoとする。なお、電圧Ｖia，Ｖib及びＶsimについては、オンとオフを入れ替えれば、各スイッチング素子のゲートに印加される電圧となる。   FIG. 15 shows voltage waveforms at various parts of the two-phase insulated converter 500 shown in FIG. Here, the voltage between the drain and source of the switching element Sia is Vsia, the voltage between the drain and source of the switching element Sib is Vsib, the voltage between the drain and source of the switching element Sim is Vsim, and the voltage generated across the capacitor Ci is Vci, Vwoa is a voltage induced on the secondary winding side of the transformer Trsa, Vwob is a voltage induced on the secondary winding side of the transformer Trsb, and Vo is an output voltage of the load R. Note that the voltages Via, Vib, and Vsim are voltages applied to the gates of the switching elements by switching between on and off.

本実施の形態でも、状態Ｉ、ＩＩ、III及びＩＶの４つの状態が繰り返し生じるようになっている。なお、第１乃至第４の実施の形態における状態と本実施の形態における状態には「ずれ」があり、第１乃至第４の実施の形態における状態Ｉ、ＩＩ、III、ＩＶは、順番に本実施の形態の状態ＩＶ、Ｉ、ＩＩ、IIIに対応する。   Also in this embodiment, four states of states I, II, III and IV are repeatedly generated. There is a “deviation” between the state in the first to fourth embodiments and the state in the present embodiment, and states I, II, III, and IV in the first to fourth embodiments are in order. This corresponds to states IV, I, II, and III of the present embodiment.

この状態Ｉでは、スイッチング素子Ｓia及びスイッチング素子Ｓibはオンとなり、スイッチング素子Ｓimはオフとなる。従って、図１６（ａ）に示す一次巻線側の等価回路のように、キャパシタＣiがトランスＴrsaとトランスＴrsbに接続される。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が逆極性となっているため、図示していないが、状態Ｉでは二次巻線側に正の電圧が誘導される。従って、状態Ｉでは、キャパシタＣiにおける電圧Ｖciに応じた電圧ＶwoaがトランスＴrsaの二次巻線側に誘導され、さらに電圧Ｖciに応じた電圧ＶwobがトランスＴrsbの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤoa及びダイオードＤobの順方向に電流が流れ、これらの電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。   In this state I, the switching element Sia and the switching element Sib are turned on, and the switching element Sim is turned off. Therefore, the capacitor Ci is connected to the transformer Trsa and the transformer Trsb as in the equivalent circuit on the primary winding side shown in FIG. In the transformer Trsa and the transformer Trsb, since the primary winding and the secondary winding have opposite polarities, a positive voltage is induced on the secondary winding side in the state I, although not shown. Therefore, in the state I, the voltage Vwoa corresponding to the voltage Vci in the capacitor Ci is induced on the secondary winding side of the transformer Trsa, and further the voltage Vwob corresponding to the voltage Vci is induced on the secondary winding side of the transformer Trsb. . In this case, current flows in the forward direction of the diode Doa and the diode Dob, and the output voltage Vo is generated at the load R by these currents.

状態ＩＩでは、スイッチング素子Ｓiaはオン、スイッチング素子Ｓibはオフ、スイッチング素子Ｓimはオンとなる。従って、図１６（ｂ）に示す一次巻線側の等価回路のように、キャパシタＣiはトランスＴrsaに接続され、入力直流電源ＶiはトランスＴrsbに接続される。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が逆極性となっているため、図示していないが、状態ＩＩではトランスＴrsaの二次巻線側には正の電圧が誘導され、トランスＴrsbの二次巻線側には負の電圧が誘導される。従って、状態ＩＩでは、キャパシタＣiにおける電圧Ｖciに応じた電圧ＶwoaがトランスＴrsaの二次巻線側に誘導され、さらに入力直流電源Ｖｉにおける電圧Ｖiに応じた電圧ＶwobがトランスＴrsbの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤoaの順方向に電流が流れ、この電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。一方、トランスＴrsbの二次巻線側に誘導される電圧は逆であるため、ダイオードＤobにより半波整流され、電流は流れない。   In the state II, the switching element Sia is turned on, the switching element Sib is turned off, and the switching element Sim is turned on. Accordingly, as in the equivalent circuit on the primary winding side shown in FIG. 16B, the capacitor Ci is connected to the transformer Trsa, and the input DC power supply Vi is connected to the transformer Trsb. The transformer Trsa and the transformer Trsb are not shown in the figure because the primary winding and the secondary winding have opposite polarities, but in the state II, a positive voltage is induced on the secondary winding side of the transformer Trsa, A negative voltage is induced on the secondary winding side of the transformer Trsb. Therefore, in the state II, the voltage Vwoa corresponding to the voltage Vci in the capacitor Ci is induced to the secondary winding side of the transformer Trsa, and further the voltage Vwob corresponding to the voltage Vi in the input DC power supply Vi is changed to the secondary winding of the transformer Trsb. Guided to the side. In this case, a current flows in the forward direction of the diode Doa, and an output voltage Vo is generated at the load R by this current. On the other hand, since the voltage induced on the secondary winding side of the transformer Trsb is opposite, it is half-wave rectified by the diode Dob and no current flows.

状態IIIでは、スイッチング素子Ｓia及びスイッチング素子Ｓibはオンとなり、スイッチング素子Ｓimはオフとなる。これは状態Ｉと同じであるから、説明を省略する。   In the state III, the switching element Sia and the switching element Sib are turned on, and the switching element Sim is turned off. Since this is the same as in state I, the description is omitted.

状態ＩＶでは、スイッチング素子Ｓiaはオフとなり、スイッチング素子Ｓim及びスイッチング素子Ｓibはオンとなる。従って、図１６（ｃ）に示す一次巻線側の等価回路のように、キャパシタＣiはトランスＴrsbに接続され、入力直流電源ＶiはトランスＴrsaに接続される。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が逆極性となっているため、図示していないが、状態ＩＶではトランスＴrsaの二次巻線側には負の電圧が誘導され、トランスＴrsbの二次巻線側には正の電圧が誘導される。従って、状態ＩＶでは、入力直流電源Ｖiにおける電圧Ｖiに応じた電圧ＶwoaがトランスＴrsaの二次巻線側に誘導され、さらにキャパシタＣiに置ける電圧Ｖci応じた電圧ＶwobがトランスＴrsbの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤobの順方向に電流が流れ、この電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。一方、トランスＴrsaの二次巻線側に誘導される電圧は逆であるため、ダイオードＤoaにより半波整流され、電流は流れない。   In the state IV, the switching element Sia is turned off, and the switching element Sim and the switching element Sib are turned on. Therefore, as in the equivalent circuit on the primary winding side shown in FIG. 16C, the capacitor Ci is connected to the transformer Trsb, and the input DC power supply Vi is connected to the transformer Trsa. The transformer Trsa and the transformer Trsb are not shown because the primary winding and the secondary winding have opposite polarities, but in the state IV, a negative voltage is induced on the secondary winding side of the transformer Trsa, A positive voltage is induced on the secondary winding side of the transformer Trsb. Accordingly, in the state IV, the voltage Vwoa corresponding to the voltage Vi at the input DC power source Vi is induced to the secondary winding side of the transformer Trsa, and further the voltage Vwob corresponding to the voltage Vci placed on the capacitor Ci is the secondary winding of the transformer Trsb. Guided to the side. In this case, a current flows in the forward direction of the diode Dob, and an output voltage Vo is generated at the load R by this current. On the other hand, since the voltage induced on the secondary winding side of the transformer Trsa is opposite, it is half-wave rectified by the diode Doa and no current flows.

図１５に示すように、トランスＴrsaの二次巻線側の誘起電圧Ｖwoaは、状態Ｉ，ＩＩ及びIIIの期間Ｔ1の間正の電圧となり、ダイオードＤoaを介して負荷Ｒに電流が流れる。また、状態ＩＶの期間Ｔ2の間負の電圧となり、ダイオードＤoaにより電流は遮断される。一方、トランスＴrsbの二次巻線側の誘起電圧Ｖwobは、状態III，ＩＶ及びＩの期間Ｔ1の間正の電圧となり、ダイオードＤobを介して負荷Ｒに電流が流れる。また、状態ＩＩの期間Ｔ2の間負の電圧となり、ダイオードＤobにより電流は遮断される。   As shown in FIG. 15, the induced voltage Vwoa on the secondary winding side of the transformer Trsa becomes a positive voltage during the period T1 of the states I, II, and III, and a current flows to the load R through the diode Doa. Further, the voltage becomes negative during the period T2 of the state IV, and the current is cut off by the diode Doa. On the other hand, the induced voltage Vwob on the secondary winding side of the transformer Trsb becomes a positive voltage during the period T1 of the states III, IV, and I, and a current flows to the load R through the diode Dob. Further, the voltage becomes negative during the period T2 of the state II, and the current is cut off by the diode Dob.

結果として、これらの動作は、昇降圧インバータを２相構成にしたものと同様であり、キャパシタＣiに十分な容量を与えて直流電圧を作り出せば、各トランスの二次巻線側には図１５に示すような矩形波電圧が誘導される。従って、これらの波形をダイオードＤoa及びＤobにより半波整流して重ね合わせれば、平滑用キャパシタＣoがなくとも直流電圧Ｖoを生成することができる。   As a result, these operations are the same as those in the case where the step-up / step-down inverter has a two-phase configuration. A rectangular wave voltage as shown in FIG. Therefore, if these waveforms are half-wave rectified by the diodes Doa and Dob and superimposed, the DC voltage Vo can be generated without the smoothing capacitor Co.

以下、図１４に示した二相式絶縁形コンバータ５００についてもう少し詳細に解析する。なお、ここでは各トランスの励磁インダクタンスをＬとし、漏れインダクタンスや巻線抵抗などの影響を無視する。また、スイッチング素子やキャパシタＣiも理想素子であると仮定する。   Hereinafter, the two-phase insulated converter 500 shown in FIG. 14 will be analyzed in a little more detail. Here, the excitation inductance of each transformer is L, and the influence of leakage inductance, winding resistance, etc. is ignored. Further, it is assumed that the switching element and the capacitor Ci are also ideal elements.

まず、期間Ｔ1では、各トランスがキャパシタＣiに連結されるので、キャパシタＣiの電圧をＶci、各トランスの一次巻線側に流れる励磁電流成分をｉL1とｉL2とすれば、以下の微分方程式が得られる。

Figure 2005117884
First, in the period T1, since each transformer is connected to the capacitor Ci, if the voltage of the capacitor Ci is Vci and the exciting current components flowing in the primary winding side of each transformer are i L1 and i L2 , the following differential equation: Is obtained.
Figure 2005117884

高周波領域では、励磁電流が直線状に減少するとみなせるので、（８）式から期間Ｔ1での電流減少量は以下のとおりになる。

Figure 2005117884
Since it can be considered that the exciting current decreases linearly in the high frequency region, the amount of current decrease in the period T1 is as follows from the equation (8).
Figure 2005117884

期間Ｔ2では、各トランスが電源Ｖiと連結されるので、以下の微分方程式が得られる。

Figure 2005117884
In the period T2, since each transformer is connected to the power source Vi, the following differential equation is obtained.
Figure 2005117884

期間Ｔ2における電流増加量は、以下のようになる。

Figure 2005117884
The amount of current increase in the period T2 is as follows.
Figure 2005117884

定常状態においては、電流の減少量と増加量が同じであるから、（９）式及び（１１）式からキャパシタＣiの電圧Ｖciは以下のように表される。

Figure 2005117884
In the steady state, the amount of decrease and increase of the current are the same, so the voltage Vci of the capacitor Ci is expressed as follows from the equations (9) and (11).
Figure 2005117884

ここで期間Ｔ1において各トランスの二次巻線側に誘導される電圧は、電圧Ｖciをトランスの巻数比ｎ（＝一次側巻数／二次側巻数）で割った値

Figure 2005117884
となるため、（１２）式を（１３）式に代入すれば、以下のような定電圧が二次巻線側の正側に発生する。
Figure 2005117884
 Here, the voltage induced on the secondary winding side of each transformer in the period T1 is a value obtained by dividing the voltage Vci by the transformer turns ratio n (= primary side winding number / secondary side winding number).
Figure 2005117884
 Therefore, if the equation (12) is substituted into the equation (13), the following constant voltage is generated on the positive side on the secondary winding side.
Figure 2005117884

次いで、期間Ｔ2では、各トランスの二次巻線側に誘導される電圧が反転し、入力直流電源Ｖiの電圧Ｖiを巻数比ｎで割った値

Figure 2005117884
の定電圧が二次巻線の正側に発生する。 Next, in the period T2, the voltage induced on the secondary winding side of each transformer is inverted, and the value obtained by dividing the voltage Vi of the input DC power supply Vi by the turn ratio n.
Figure 2005117884
 Is generated on the positive side of the secondary winding.

よって、ダイオードＤoa及びダイオードＤobによりＶwoa及びＶwobの正側波形のみを取り出して重ね合わせれば出力電圧Ｖoは以下のようになる。但し、Ｔ1≧Ｔ2である。

Figure 2005117884
Therefore, if only the positive-side waveforms of Vwoa and Vwob are extracted and superimposed by the diode Doa and the diode Dob, the output voltage Vo is as follows. However, T1 ≧ T2.
Figure 2005117884

この式からわかるように、本実施の形態では、期間Ｔ1及びＴ2をＰＷＭ５１２により適切に制御することにより、容易に出力電圧を調整可能となる。なお、（１４）式からも時比率は、０．５未満というような制限は無く、調整可能な幅は第１乃至第４の実施の形態よりも広い。   As can be seen from this equation, in this embodiment, the output voltage can be easily adjusted by appropriately controlling the periods T1 and T2 by the PWM 512. Note that the duty ratio is not limited to less than 0.5 from equation (14), and the adjustable width is wider than those of the first to fourth embodiments.

また、本実施の形態では、状態Ｉにおいて二次巻線側には、（１３）式に従って、キャパシタＣiの端子間電圧Ｖciに応じた電圧が誘起される。ところが、起動時には、キャパシタＣiは充電されておらず、０Ｖからスタートする。従って、二次巻線側に誘起される電圧Ｖwoa及びＶwob並びに出力電圧Ｖoも０からスタートする。その後は、スイッチング動作が繰り返されるにつれてキャパシタＣiは充電されるため、徐々に誘起される電圧Ｖwoa及びＶwob並びに出力電圧Ｖoも上昇する。従って、ソフトスタート機能が実現される。   In the present embodiment, in state I, a voltage corresponding to the inter-terminal voltage Vci of the capacitor Ci is induced on the secondary winding side according to the equation (13). However, at startup, the capacitor Ci is not charged and starts from 0V. Therefore, the voltages Vwoa and Vwob induced on the secondary winding side and the output voltage Vo also start from zero. Thereafter, as the switching operation is repeated, the capacitor Ci is charged, so that gradually induced voltages Vwoa and Vwob and the output voltage Vo also rise. Therefore, a soft start function is realized.

以上のように、本実施の形態によれば、第１乃至第４の実施の形態では４つのスイッチング素子が必要であったが、３つに削減することができるため、小型化及びコストダウンが可能となる。また、平滑用キャパシタＣoの容量を最低限に抑えることができるため、更なる小型化が可能となる。また、平滑用キャパシタＣoの低容量化により、低インピーダンス特性を有する積層セラミックコンデンサを使用でき、高信頼性化が可能となる。さらに、高効率化が可能となり、ヒートシンクなどの放熱部材が不要で、コストダウンがさらに可能となる。   As described above, according to the present embodiment, four switching elements are required in the first to fourth embodiments. However, since the number of switching elements can be reduced to three, downsizing and cost reduction can be achieved. It becomes possible. Further, since the capacitance of the smoothing capacitor Co can be minimized, further miniaturization is possible. In addition, by reducing the capacitance of the smoothing capacitor Co, a multilayer ceramic capacitor having low impedance characteristics can be used, and high reliability can be achieved. Furthermore, high efficiency can be achieved, and a heat radiating member such as a heat sink is unnecessary, which further reduces the cost.

［実施の形態８］
本発明の第８の実施の形態に係る回路図を図１７に示す。制御部５１０については、本実施の形態でも構成は同じであるのでここでは省略している。なお第７の実施の形態における素子に対応する素子については、同じ参照記号を用いている。本実施の形態に係る二相式絶縁形コンバータ６００は、入力直流電源Ｖiと、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｓim，Ｓia，Ｓib，Ｓoa，Ｓobと、一次巻線と二次巻線との極性が逆になっているトランスＴrsaとＴrsbと、キャパシタＣia及びキャパシタＣibと、平滑用キャパシタＣoと、負荷Ｒとを含む。 [Embodiment 8]
FIG. 17 shows a circuit diagram according to the eighth embodiment of the present invention. Since the configuration of the control unit 510 is the same in this embodiment, it is omitted here. Note that the same reference symbols are used for elements corresponding to the elements in the seventh embodiment. In the two-phase insulated converter 600 according to the present embodiment, the input DC power source Vi, the switching elements Sim, Sia, Sib, Soa, Sob, which are MOSFETs, and the primary winding and the secondary winding are reversed in polarity. Transformers Trsa and Trsb, a capacitor Cia and a capacitor Cib, a smoothing capacitor Co, and a load R are included.

入力直流電源Ｖiの正極側端子は、スイッチング素子Ｓimのドレインに接続されている。スイッチング素子Ｓimのソースは、スイッチング素子Ｓiaのドレイン及びトランスＴrsaの一次巻線の一端に接続されている。トランスＴrsaの一次巻線の他端は、キャパシタＣiaの一端に接続されている。スイッチング素子Ｓiaのソースは、キャパシタＣiaの他端と、トランスＴrsbの一次巻線の一端と、スイッチング素子Ｓibのドレインとに接続されている。また、その一次巻線の一端がスイッチング素子Ｓiaのソース及びスイッチング素子Ｓibのドレインに接続されたトランスＴrsbの他端は、キャパシタＣibの一端に接続される。キャパシタＣibの他端は、スイッチング素子Ｓibのソース及び入力直流電源Ｖiの負極側端子に接続されている。   The positive terminal of the input DC power source Vi is connected to the drain of the switching element Sim. The source of the switching element Sim is connected to the drain of the switching element Sia and one end of the primary winding of the transformer Trsa. The other end of the primary winding of the transformer Trsa is connected to one end of the capacitor Cia. The source of the switching element Sia is connected to the other end of the capacitor Cia, one end of the primary winding of the transformer Trsb, and the drain of the switching element Sib. Further, the other end of the transformer Trsb in which one end of the primary winding is connected to the source of the switching element Sia and the drain of the switching element Sib is connected to one end of the capacitor Cib. The other end of the capacitor Cib is connected to the source of the switching element Sib and the negative terminal of the input DC power supply Vi.

トランスＴrsaの二次巻線の一端は、スイッチング素子Ｓoaのソースに接続されている。一方、スイッチング素子Ｓoaのドレインは、負荷Ｒの正極側端子と平滑用キャパシタＣoの一端とスイッチング素子Ｓobのドレインに接続されている。トランスＴrsaの二次巻線の他端は、負荷Ｒの負極側端子と平滑用キャパシタＣoの他端とに接続されている。トランスＴrsbの二次巻線の一端は、スイッチング素子Ｓobのソースに接続されている。スイッチング素子Ｓobのドレインは、負荷Ｒの正極側端子に接続されている。トランスＴrsbの二次巻線の他端は、トランスＴrsaの二次巻線の他端及び負荷Ｒの負極側端子に接続されている。   One end of the secondary winding of the transformer Trsa is connected to the source of the switching element Soa. On the other hand, the drain of the switching element Soa is connected to the positive terminal of the load R, one end of the smoothing capacitor Co, and the drain of the switching element Sob. The other end of the secondary winding of the transformer Trsa is connected to the negative terminal of the load R and the other end of the smoothing capacitor Co. One end of the secondary winding of the transformer Trsb is connected to the source of the switching element Sob. The drain of the switching element Sob is connected to the positive terminal of the load R. The other end of the secondary winding of the transformer Trsb is connected to the other end of the secondary winding of the transformer Trsa and the negative terminal of the load R.

図１５に示した、ニ相式絶縁形コンバータ５００の各部の電圧波形は、本実施の形態においても同様である。但し、キャパシタＣiに生ずる電圧Ｖciは、本実施の形態におけるキャパシタＣiaに生ずる電圧Ｖcia、キャパシタＣibに生ずる電圧Ｖcibに対応する。   The voltage waveforms of the respective parts of the two-phase insulated converter 500 shown in FIG. 15 are the same in this embodiment. However, the voltage Vci generated in the capacitor Ci corresponds to the voltage Vcia generated in the capacitor Cia and the voltage Vcib generated in the capacitor Cib in the present embodiment.

状態Ｉでは、スイッチング素子Ｓia及びスイッチング素子Ｓibはオンとなり、スイッチング素子Ｓimはオフとなる。従って、図１８（ａ）に示す一次巻線側の等価回路のように、キャパシタＣiaがトランスＴrsaに、キャパシタＣibがトランスＴrsbに接続される。すなわち、キャパシタＣiaに蓄えられた電荷がトランスＴrsaに供給され、キャパシタＣibに蓄えられた電荷がトランスＴrsbに供給される。このトランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が逆極性となっているため、状態Ｉでは二次巻線側に正の電圧が誘導される。従って、状態Ｉでは、キャパシタＣiaの両端に生ずる電圧Ｖciaに応じた電圧ＶwoaがトランスＴrsaの二次巻線側に誘導され、さらにキャパシタＣibの両端に生ずる電圧Ｖcibに応じた電圧ＶwobがトランスＴrsbの二次巻線側に誘導される。この際、スイッチング素子Ｓoa及びＳobがオンになっているので電流が流れ、これらの電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。   In the state I, the switching element Sia and the switching element Sib are turned on, and the switching element Sim is turned off. Therefore, as in the equivalent circuit on the primary winding side shown in FIG. 18A, the capacitor Cia is connected to the transformer Trsa and the capacitor Cib is connected to the transformer Trsb. That is, the charge stored in the capacitor Cia is supplied to the transformer Trsa, and the charge stored in the capacitor Cib is supplied to the transformer Trsb. In the transformer Trsa and the transformer Trsb, since the primary winding and the secondary winding have opposite polarities, in the state I, a positive voltage is induced on the secondary winding side. Therefore, in the state I, the voltage Vwoa corresponding to the voltage Vcia generated at both ends of the capacitor Cia is induced to the secondary winding side of the transformer Trsa, and the voltage Vwob corresponding to the voltage Vcib generated at both ends of the capacitor Cib is applied to the transformer Trsb. Induced to the secondary winding side. At this time, since the switching elements Soa and Sob are turned on, current flows, and the output voltage Vo is generated at the load R by these currents.

状態ＩＩでは、スイッチング素子Ｓiaはオン、スイッチング素子Ｓibはオフ、スイッチング素子Ｓimはオンとなる。従って、図１８（ｂ）に示す一次巻線側の等価回路のように、キャパシタＣiaはトランスＴrsaに接続され、入力直流電源ＶiはトランスＴrsbに接続される。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が逆極性となっているため、状態ＩＩではトランスＴrsaの二次巻線側には正の電圧が誘導され、トランスＴrsbの二次巻線側には負の電圧が誘導される。従って、状態ＩＩでは、キャパシタＣiaにおける電圧Ｖciaに応じた電圧ＶwoaがトランスＴrsaの二次巻線側に誘導され、さらに入力直流電圧Ｖi及びキャパシタＣibに基づく電圧（Ｖi−Ｖcib）に応じた電圧ＶwobがトランスＴrsbの二次巻線側に誘導される。この際、二次巻線側ではスイッチング素子Ｓoaのみがオンになっているので、電圧Ｖciaに応じた電圧Ｖwoaによる電流が負荷Ｒに流れて、出力電圧Ｖoが生成される。一方、トランスＴrsbの二次巻線側に誘導される電圧は逆であり、スイッチング素子Ｓobがオフになっているので、電流は負荷Ｒへ流れない。   In the state II, the switching element Sia is turned on, the switching element Sib is turned off, and the switching element Sim is turned on. Accordingly, as in the equivalent circuit on the primary winding side shown in FIG. 18B, the capacitor Cia is connected to the transformer Trsa, and the input DC power source Vi is connected to the transformer Trsb. In the transformer Trsa and the transformer Trsb, since the primary winding and the secondary winding have opposite polarities, a positive voltage is induced on the secondary winding side of the transformer Trsa in the state II, and the secondary winding of the transformer Trsb A negative voltage is induced on the line side. Therefore, in the state II, the voltage Vwoa corresponding to the voltage Vcia in the capacitor Cia is induced to the secondary winding side of the transformer Trsa, and further the voltage Vwob corresponding to the input DC voltage Vi and the voltage (Vi−Vcib) based on the capacitor Cib. Is induced on the secondary winding side of the transformer Trsb. At this time, since only the switching element Soa is turned on on the secondary winding side, a current by the voltage Vwoa corresponding to the voltage Vcia flows to the load R, and the output voltage Vo is generated. On the other hand, the voltage induced on the secondary winding side of the transformer Trsb is opposite, and the current does not flow to the load R because the switching element Sob is turned off.

状態IIIでは、スイッチング素子Ｓia及びスイッチング素子Ｓibはオンとなり、スイッチング素子Ｓimはオフとなる。これは状態Ｉと同じであるから、説明を省略する。   In the state III, the switching element Sia and the switching element Sib are turned on, and the switching element Sim is turned off. Since this is the same as in state I, the description is omitted.

状態ＩＶでは、スイッチング素子Ｓiaはオフとなり、スイッチング素子Ｓim及びスイッチング素子Ｓibはオンとなる。従って、図１８（ｃ）に示す一次巻線側の等価回路のように、キャパシタＣibはトランスＴrsbに接続され、入力直流電源ＶiはトランスＴrsaに接続される。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が逆極性となっているため、状態ＩＶではトランスＴrsaの二次巻線側には負の電圧が誘導され、トランスＴrsbの二次巻線側には正の電圧が誘導される。従って、状態ＩＶでは、入力直流電源Ｖi及びキャパシタＣiaに基づく電圧（Ｖi−Ｖcia）に応じた電圧ＶwoaがトランスＴrsaの二次巻線側に誘導され、さらにキャパシタＣibの両端に生ずる電圧Ｖcibに応じた電圧ＶwobがトランスＴrsbの二次巻線側に誘導される。この際、二次巻線側では、スイッチング素子Ｓobはオンになっているので電圧Ｖwobによる電流が流れ、この電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。一方、トランスＴrsaの二次巻線側に誘導される電圧は逆であり、スイッチング素子Ｓoaはオフになっているので、負荷Ｒへ電流は流れない。   In the state IV, the switching element Sia is turned off, and the switching element Sim and the switching element Sib are turned on. Accordingly, as in the equivalent circuit on the primary winding side shown in FIG. 18C, the capacitor Cib is connected to the transformer Trsb, and the input DC power supply Vi is connected to the transformer Trsa. In the transformer Trsa and the transformer Trsb, since the primary winding and the secondary winding have opposite polarities, a negative voltage is induced on the secondary winding side of the transformer Trsa in the state IV, and the secondary winding of the transformer Trsb A positive voltage is induced on the line side. Accordingly, in the state IV, a voltage Vwoa corresponding to the voltage (Vi−Vcia) based on the input DC power source Vi and the capacitor Cia is induced on the secondary winding side of the transformer Trsa, and further according to the voltage Vcib generated at both ends of the capacitor Cib. The voltage Vwob is induced on the secondary winding side of the transformer Trsb. At this time, since the switching element Sob is turned on on the secondary winding side, a current due to the voltage Vwob flows, and the output voltage Vo is generated at the load R by this current. On the other hand, the voltage induced on the secondary winding side of the transformer Trsa is opposite and the switching element Soa is off, so that no current flows to the load R.

図１５に示すように、トランスＴrsaのニ次巻線側の誘起電圧Ｖwoaは、状態Ｉ，ＩＩ及びIIIの期間Ｔ1の間正の電圧となり、スイッチング素子Ｓoaもオンになるので、負荷Ｒに電流が流れる。また、状態ＩＶの期間Ｔ2の間負の電圧となり、スイッチング素子Ｓoaもオフになるので電流は遮断される。一方、トランスＴrsbの二次巻線側の誘起電圧Ｖwobは、状態III，ＩＶ及びＩの期間Ｔ1の間正の電圧となり、スイッチング素子Ｓobもオンになるので、負荷Ｒに電流が流れる。また、状態ＩＩの期間Ｔ2の間負の電圧となり、スイッチング素子Ｓobもオフになるので電流は遮断される。なお、本実施の形態においても時比率Ｄが０．５未満というような制限も無く、調整可能な幅が広がっている。   As shown in FIG. 15, the induced voltage Vwoa on the secondary winding side of the transformer Trsa becomes a positive voltage during the period T1 of the states I, II and III, and the switching element Soa is also turned on. Flows. Further, the voltage becomes negative during the period T2 of the state IV, and the switching element Soa is also turned off, so that the current is cut off. On the other hand, the induced voltage Vwob on the secondary winding side of the transformer Trsb becomes a positive voltage during the period T1 of the states III, IV, and I, and the switching element Sob is also turned on, so that a current flows through the load R. Further, the voltage becomes negative during the period T2 of the state II, and the switching element Sob is also turned off, so that the current is cut off. Also in this embodiment, there is no restriction that the duty ratio D is less than 0.5, and the adjustable range is widened.

結果として、これらの動作は、降圧型インバータをニ相構成にしたものと同様であり、キャパシタＣia及びキャパシタＣibに十分な容量を与えて直流電圧を作り出せば、各トランスの二次巻線側には図１５に示すような矩形波電圧が誘導される。従って、これらの波形をスイッチング素子Ｓoa及びＳobにより半波整流して重ね合わせれば、平滑用キャパシタＣoがなくとも直流電圧Ｖoを生成することができる。但し、実際の回路において平滑用キャパシタＣoを設ける理由は、第５の実施の形態と同じである。   As a result, these operations are the same as those of the step-down inverter having a two-phase configuration. If a sufficient voltage is applied to the capacitor Cia and the capacitor Cib to generate a DC voltage, the operation is performed on the secondary winding side of each transformer. A rectangular wave voltage as shown in FIG. 15 is induced. Therefore, if these waveforms are half-wave rectified by the switching elements Soa and Sob and superimposed, the DC voltage Vo can be generated without the smoothing capacitor Co. However, the reason for providing the smoothing capacitor Co in the actual circuit is the same as in the fifth embodiment.

なお、本実施の形態は第７の実施の形態と同様に、状態Ｉにおいて二次巻線側にはキャパシタＣia（又はＣib）における電圧Ｖcia（又はＶcib）に応じた電圧が誘起される。ところが、起動時には、キャパシタＣia及びＣibは充電されておらず、０Ｖからスタートする。従って、二次巻線側に誘起される電圧Ｖwoa（及びＶwob）並びに出力電圧Ｖoも０からスタートする。その後は、スイッチング動作が繰り返されるにつれてキャパシタＣia及びＣibは充電されるため、徐々に誘起される電圧Ｖwoa（及びＶwob）並びに出力電圧Ｖoも上昇する。従って、ソフトスタート機能が実現される。   In the present embodiment, similarly to the seventh embodiment, a voltage corresponding to the voltage Vcia (or Vcib) in the capacitor Cia (or Cib) is induced on the secondary winding side in the state I. However, at the time of startup, the capacitors Cia and Cib are not charged and start from 0V. Accordingly, the voltage Vwoa (and Vwob) induced on the secondary winding side and the output voltage Vo also start from zero. Thereafter, as the switching operation is repeated, the capacitors Cia and Cib are charged, so that the gradually induced voltage Vwoa (and Vwob) and the output voltage Vo also rise. Therefore, a soft start function is realized.

また、スイッチング素子Ｓoa及びＳobは、ダイオードにより置換可能である。   The switching elements Soa and Sob can be replaced by diodes.

［実施の形態９］
ＦＥＴであるスイッチング素子には、図１２に示すように寄生容量成分があるため、スイッチのオフ期間に寄生容量に蓄えられたエネルギーが、スイッチング素子がオンに切り替わった際に放電され、電流サージとスイッチング損失を生み出す。そこで、図１９（図１４及び図１７の場合の波形。）に示すように、状態Ｉと状態ＩＩの間に状態Ｉ'、状態ＩＩと状態IIIの間に状態ＩＩ'、状態IIIと状態ＩＶの間に状態III'、状態ＩＶと状態Ｉの間に状態ＩＶ'という、スイッチング状態の切り替え時に全スイッチング素子がオフとなるデッドタイムを設け、なおかつ、図１９に示すようにトランスの励磁電流ｉLaとｉLbが、常に正負に振れるように励磁インダクタンスを設定すれば、ゼロ電圧ソフトスイッチングが可能となる。本実施の形態では、特別な部品などを追加することなく、状態Ｉ'、状態ＩＩ'、状態III'及び状態ＩＶ'において全スイッチング素子をオフにすることで実現できる。 [Embodiment 9]
Since the switching element which is an FET has a parasitic capacitance component as shown in FIG. 12, the energy stored in the parasitic capacitance during the switch off period is discharged when the switching element is turned on, and the current surge and Generates switching loss. Accordingly, as shown in FIG. 19 (waveforms in the case of FIGS. 14 and 17), state I ′ is between state I and state II, state II ′ is between state II and state III, state III and state IV. A dead time in which all the switching elements are turned off at the time of switching of the switching state is provided between the state III ′ and the state IV ′ between the state IV and the state I. Further, as shown in FIG. If the excitation inductance is set so that La and i Lb always swing positive and negative, zero voltage soft switching is possible. This embodiment can be realized by turning off all the switching elements in the state I ′, the state II ′, the state III ′, and the state IV ′ without adding any special parts.

このようにすれば、スイッチング素子のオフ期間中、寄生容量に蓄えられていたエネルギーは、後続のデッドタイム期間中にトランスの励磁電流ｉLaとｉLbの作用によって押し流されて全て入力直流電源Ｖiに回生される。従って、スイッチング素子の電圧はゼロまで減少し、ゼロになった以降は、励磁電流がスイッチング素子のボディダイオードを通過するため、スイッチング素子の電圧はゼロの状態を保持する。よって、この期間中に必要なスイッチング素子をオンにすれば、ゼロ電圧ソフトスイッチングが実現され、スイッチング損失やサージが発生しないようになる。 In this way, the energy stored in the parasitic capacitance during the OFF period of the switching element is swept away by the action of the exciting currents i La and i Lb of the transformer during the subsequent dead time period, and all of the input DC power supply Vi. It is regenerated. Accordingly, the voltage of the switching element decreases to zero, and after the excitation current has reached zero, the exciting current passes through the body diode of the switching element, so that the voltage of the switching element is kept at zero. Therefore, if a necessary switching element is turned on during this period, zero voltage soft switching is realized, and switching loss and surge are not generated.

［実施の形態１０］
トランスの二次巻線側の整流素子であるダイオードを同期整流用スイッチング素子に置き換えることも可能である。第７の実施の形態の二相式絶縁形コンバータ５００の変形例を図２０に示す。図１４と異なり、ダイオードＤoaの代わりにスイッチング素子Ｓoaが設けられ、トランスＴrsaの二次巻線側の一端はスイッチング素子Ｓoaのソースに接続され、負荷Ｒの正極側端子はスイッチング素子Ｓoaのドレインに接続される。また、ダイオードＤobの代わりにスイッチング素子Ｓobが設けられ、トランスＴrsbの二次巻線側の一端はスイッチング素子Ｓobのソースに接続され、負荷Ｒの正極側端子はスイッチング素子Ｓobのドレインに接続される。なお、スイッチング素子Ｓoaは、スイッチング素子Ｓiaと同じ制御信号が制御部５１０によりゲートに印加され、スイッチング素子Ｓobは、スイッチング素子Ｓibと同じ制御信号が制御部５１０によりゲートに印加される。 [Embodiment 10]
It is also possible to replace a diode, which is a rectifying element on the secondary winding side of the transformer, with a switching element for synchronous rectification. FIG. 20 shows a modification of the two-phase insulated converter 500 of the seventh embodiment. Unlike FIG. 14, a switching element Soa is provided instead of the diode Doa, one end of the transformer Trsa on the secondary winding side is connected to the source of the switching element Soa, and the positive terminal of the load R is connected to the drain of the switching element Soa. Connected. A switching element Sob is provided in place of the diode Dob. One end of the transformer Trsb on the secondary winding side is connected to the source of the switching element Sob, and the positive terminal of the load R is connected to the drain of the switching element Sob. . For the switching element Soa, the same control signal as that for the switching element Sia is applied to the gate by the controller 510, and for the switching element Sob, the same control signal as that for the switching element Sib is applied to the gate by the controller 510.

スイッチング電源では、通常、整流素子にダイオードを用いているが、この整流用ダイオードは、少なくとも０．５Ｖの順方向電圧降下が生じるため、低電圧電源においては、大幅に電源効率が低下してしまう。よって、低電圧大電流電源の場合には、整流用ダイオードの代わりに半導体スイッチング素子を用い、ここではＶwoa及びＶwobの電圧波形に同期させてオン／オフさせる同期整流方式が有効である。この場合、ＦＥＴのオン抵抗は数ｍΩと小さいため、電源効率を大幅に改善できる。   In a switching power supply, a diode is normally used as a rectifying element. However, since this rectifying diode causes a forward voltage drop of at least 0.5 V, the power supply efficiency is greatly reduced in a low-voltage power supply. . Therefore, in the case of a low-voltage, high-current power supply, a semiconductor switching element is used instead of the rectifying diode, and here, a synchronous rectification method that turns on / off in synchronization with the voltage waveforms of Vwoa and Vwob is effective. In this case, since the on-resistance of the FET is as small as several mΩ, the power supply efficiency can be greatly improved.

図２０に示した本実施の形態を評価するため以下の回路パラメータで実験したところ、図２１及び図２２の結果を得た。入力電圧Ｖi＝４８Ｖ、出力電圧Ｖo＝１．５Ｖ、キャパシタＣiの容量Ｃi＝４．４μＦ、平滑用キャパシタＣoの容量Ｃo＝４００μＦ、トランスＴrsa及びトランスＴrsbの巻数比ｎ＝１／１８、スイッチング素子Ｓoa及びＳobのオン抵抗：１ｍΩ、スイッチング周波数：１００ＭＨｚ。   In order to evaluate the present embodiment shown in FIG. 20, an experiment was performed with the following circuit parameters, and the results of FIGS. 21 and 22 were obtained. Input voltage Vi = 48V, output voltage Vo = 1.5V, capacitance Ci of capacitor Ci = 4.4 μF, capacitance Co of smoothing capacitor Co = 400 μF, turn ratio n = 1/18 of transformer Trsa and transformer Trsb, switching element Soa and Sob on-resistance: 1 mΩ, switching frequency: 100 MHz.

図２１は時比率に対する出力電圧を示すが、式（１６）で示した理論値と実測値はほぼ一致している。従って、出力電圧のＰＷＭ制御が可能である。また、図２２は出力電流に対する回路の効率を示すが、出力電流４０Ａまで９０％以上、６０Ａ出力時においても８６％と高い効率が得られる。   FIG. 21 shows the output voltage with respect to the duty ratio, and the theoretical value and the actually measured value shown in the equation (16) are almost the same. Therefore, PWM control of the output voltage is possible. Further, FIG. 22 shows the efficiency of the circuit with respect to the output current, and an efficiency as high as 90% or more up to an output current of 40A and 86% at 60A output can be obtained.

［実施の形態１１］
図１７及び図２０に示した二相式絶縁形コンバータの二次巻線側は、図２３に示すように変更することができる。図２３が、図１７及び図２０と異なる点は、トランスＴrsaの二次巻線の一端が負荷Ｒに接続され、その他端がスイッチング素子Ｓoaのドレインに接続し、スイッチング素子Ｓoaのソースが負荷ＲとトランスＴrsbの二次巻線の、スイッチング素子Ｓobのソースに接続されている端子ではない方の端子と接続している点である。すなわち、トランスＴrsaとスイッチング素子Ｓoaの順番を入れ替えただけである。 [Embodiment 11]
The secondary winding side of the two-phase insulated converter shown in FIGS. 17 and 20 can be changed as shown in FIG. FIG. 23 differs from FIGS. 17 and 20 in that one end of the secondary winding of the transformer Trsa is connected to the load R, the other end is connected to the drain of the switching element Soa, and the source of the switching element Soa is the load R. And the secondary winding of the transformer Trsb is connected to the terminal that is not connected to the source of the switching element Sob. That is, the order of the transformer Trsa and the switching element Soa is simply changed.

しかしこのような接続形態を採用すると、通常スイッチング素子毎に設けなければならないスナバ回路を１つに削減することができる。すなわち、図２４に示すように、スイッチング素子Ｓobのソースとスイッチング素子Ｓoaのドレインとの間にスナバ回路１３０１を設ける。本実施の形態においてスナバ回路１３０１は整流素子を含む必要がある。例えば図２５（ａ）に示すように、キャパシタＣsと抵抗Ｒsを並列に接続するとともにそれらとダイオードＤsを直列に接続するように構成する。また、図２５（ｂ）に示すように、キャパシタＣsと抵抗Ｒsを並列に接続するとともにそれらとスイッチング素子Ｓs（例えばＦＥＴ）を直列に接続するように構成する。この場合スイッチング素子Ｓsは、スイッチング素子Ｓimと同一の制御信号にてオン・オフを切り替える。   However, when such a connection form is employed, the number of snubber circuits that normally have to be provided for each switching element can be reduced to one. That is, as shown in FIG. 24, a snubber circuit 1301 is provided between the source of the switching element Sob and the drain of the switching element Soa. In this embodiment mode, the snubber circuit 1301 needs to include a rectifying element. For example, as shown in FIG. 25A, the capacitor Cs and the resistor Rs are connected in parallel and the diode Ds is connected in series with the capacitor Cs. Further, as shown in FIG. 25B, the capacitor Cs and the resistor Rs are connected in parallel, and the switching element Ss (for example, FET) is connected in series. In this case, the switching element Ss is switched on / off by the same control signal as that of the switching element Sim.

このようにすれば、スイッチング素子のオン・オフ切り替え時に発生するサージを防止することができるようになる。   In this way, it is possible to prevent a surge that occurs when the switching element is switched on and off.

以上本発明の実施の形態を説明したが、本発明はこれらに限定されるものではない。すなわち、これらの回路構成は上記の趣旨に従って変形することができる。   Although the embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to these. That is, these circuit configurations can be modified in accordance with the above-mentioned purpose.

従来技術に係る回路図である。It is a circuit diagram concerning a prior art. 従来技術に係る回路各部の電圧波形図である。It is a voltage waveform figure of each part of a circuit concerning a prior art. 第１の実施の形態に係る回路図である。It is a circuit diagram concerning a 1st embodiment. 回路各部の電圧電流波形図である。It is a voltage-current waveform diagram of each part of the circuit. （ａ）は第１の実施の形態に係る回路の状態Ｉにおける等価回路、（ｂ）は第１の実施の形態に係る回路の状態ＩＩ及びＩＶにおける等価回路、（ｃ）は第１の実施の形態に係る回路の状態IIIにおける等価回路を示す図である。(A) is an equivalent circuit in state I of the circuit according to the first embodiment, (b) is an equivalent circuit in states II and IV of the circuit according to the first embodiment, and (c) is in the first embodiment. It is a figure which shows the equivalent circuit in the state III of the circuit which concerns on this form. 第２の実施の形態に係る回路図である。It is a circuit diagram concerning a 2nd embodiment. （ａ）は第２の実施の形態に係る回路の状態Ｉにおける等価回路、（ｂ）は第２の実施の形態に係る回路の状態ＩＩ及びＩＶにおける等価回路、（ｃ）は第２の実施の形態に係る回路の状態IIIにおける等価回路を示す図である。(A) is an equivalent circuit in state I of the circuit according to the second embodiment, (b) is an equivalent circuit in states II and IV of the circuit according to the second embodiment, and (c) is in the second embodiment. It is a figure which shows the equivalent circuit in the state III of the circuit which concerns on this form. 第３の実施の形態に係る回路図である。It is a circuit diagram concerning a 3rd embodiment. （ａ）は第３の実施の形態に係る回路の状態Ｉにおける等価回路、（ｂ）は第３の実施の形態に係る回路の状態ＩＩ及びＩＶにおける等価回路、（ｃ）は第３の実施の形態に係る回路の状態IIIにおける等価回路を示す図である。(A) is an equivalent circuit in state I of the circuit according to the third embodiment, (b) is an equivalent circuit in states II and IV of the circuit according to the third embodiment, and (c) is in the third embodiment. It is a figure which shows the equivalent circuit in the state III of the circuit which concerns on this form. 第４の実施の形態に係る回路図である。It is a circuit diagram concerning a 4th embodiment. （ａ）は第４の実施の形態に係る回路の状態Ｉにおける等価回路、（ｂ）は第４の実施の形態に係る回路の状態ＩＩ及びＩＶにおける等価回路、（ｃ）は第４の実施の形態に係る回路の状態IIIにおける等価回路を示す図である。(A) is an equivalent circuit in state I of the circuit according to the fourth embodiment, (b) is an equivalent circuit in states II and IV of the circuit according to the fourth embodiment, and (c) is in the fourth embodiment. It is a figure which shows the equivalent circuit in the state III of the circuit which concerns on this form. ＦＥＴの寄生成分の模式図である。It is a schematic diagram of the parasitic component of FET. 第１乃至第４の実施の形態におけるゼロ電圧ソフトスイッチングを行う際の電圧電流波形図である。It is a voltage current waveform figure at the time of performing the zero voltage soft switching in the 1st thru | or 4th embodiment. 第７の実施の形態に係る回路図である。It is a circuit diagram concerning a 7th embodiment. 回路各部の電圧波形図である。It is a voltage waveform diagram of each part of the circuit. （ａ）は第７の実施の形態に係る回路の状態Ｉ及びIIIにおける等価回路、（ｂ）は第７の実施の形態に係る回路の状態ＩＩにおける等価回路、（ｃ）は第７の実施の形態に係る回路の状態ＩＶにおける等価回路を示す図である。(A) is an equivalent circuit in states I and III of the circuit according to the seventh embodiment, (b) is an equivalent circuit in state II of the circuit according to the seventh embodiment, and (c) is the seventh embodiment. It is a figure which shows the equivalent circuit in the state IV of the circuit which concerns on a form. 第８の実施の形態に係る回路図である。It is a circuit diagram concerning an 8th embodiment. （ａ）は第８の実施の形態に係る回路の状態Ｉ及びIIIにおける等価回路、（ｂ）は第８の実施の形態に係る回路の状態ＩＩにおける等価回路、（ｃ）は第８の実施の形態に係る回路の状態ＩＶにおける等価回路を示す図である。(A) is an equivalent circuit in states I and III of the circuit according to the eighth embodiment, (b) is an equivalent circuit in state II of the circuit according to the eighth embodiment, and (c) is an eighth circuit. It is a figure which shows the equivalent circuit in the state IV of the circuit which concerns on a form. ゼロ電圧ソフトスイッチングを行う際の電圧電流波形図である。It is a voltage-current waveform diagram at the time of performing zero voltage soft switching. 第１０の実施の形態に係る回路の変形例を示す図である。It is a figure which shows the modification of the circuit which concerns on 10th Embodiment. 時比率に対する出力電圧の関係を示すグラフである。It is a graph which shows the relationship of the output voltage with respect to a time ratio. 出力電流に対する効率の関係を表すグラフである。It is a graph showing the relationship of the efficiency with respect to an output current. 第１１の実施の形態の変形例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the modification of 11th Embodiment. スナバ回路の設置例を示す図である。It is a figure which shows the example of installation of a snubber circuit. （ａ）及び（ｂ）はスナバ回路の一例を示す図である。(A) And (b) is a figure which shows an example of a snubber circuit.

符号の説明Explanation of symbols

Ｖi 入力電源
Ｓim,Ｓia,Ｓib，Ｓ1a，Ｓ2a，Ｓ1b，Ｓ2b，Ｓoa，Ｓob スイッチング素子
Ｃi，Ｃia，Ｃib キャパシタ
Ｔrsa,Ｔrsb トランス Ｄoa，Ｄob ダイオード Ｃo 平滑用キャパシタ
Ｒ 負荷 Vi input power supply Sim, Sia, Sib, S1a, S2a, S1b, S2b, Soa, Sob Switching element Ci, Cia, Cib Capacitor Trsa, Trsb Transformer Doa, Dob Diode Co Smoothing capacitor R Load

Claims (8)

第１及び第２のトランスと、
前記第１及び第２のトランスの一次巻線側に接続された容量部及びスイッチング部と、
前記第１のトランスの二次巻線側に接続された第１の整流素子と、
前記第２のトランスの二次巻線側に接続された第２の整流素子と、
前記スイッチング部のスイッチングを制御する制御部と、
を有し、
前記制御部は、
第１の期間において、前記容量部の出力電圧に応じた電圧が前記第２のトランスの一次巻線に印加されるように前記スイッチング部のスイッチングを行い、前記第２のトランスの二次巻線に生じた電流を前記第２の整流素子を介して負荷に供給し、
第２の期間において、前記容量部の出力電圧に応じた電圧が前記第１及び第２のトランスの一次巻線に印加されるように前記スイッチング部のスイッチングを行い、前記第１及び第２のトランスの二次巻線に生じた電流を前記第１及び第２の整流素子を介して負荷に供給し、
第３の期間において、前記容量部の出力電圧に応じた電圧が前記第１のトランスの一次巻線に印加されるように前記スイッチング部のスイッチングを行い、前記第１のトランスの二次巻線に生じた電流を前記第１の整流素子を解して負荷に供給し、
第４の期間において、前記容量部の出力電圧に応じた電圧が前記第１及び第２のトランスの一次巻線に印加されるように前記スイッチング部のスイッチングを行い、前記第１及び第２のトランスの二次巻線に生じた電流を前記第１及び第２の整流素子を介して負荷に供給するように制御する
ことを特徴とする電源装置。 First and second transformers;
A capacitor unit and a switching unit connected to the primary winding side of the first and second transformers;
A first rectifying element connected to the secondary winding side of the first transformer;
A second rectifying element connected to the secondary winding side of the second transformer;
A control unit for controlling switching of the switching unit;
Have
The controller is
In the first period, the switching unit is switched so that a voltage corresponding to the output voltage of the capacitor unit is applied to the primary winding of the second transformer, and the secondary winding of the second transformer And supplying the current generated in the load to the load via the second rectifying element,
In the second period, the switching unit is switched so that a voltage corresponding to the output voltage of the capacitor unit is applied to the primary windings of the first and second transformers, and the first and second Supplying the current generated in the secondary winding of the transformer to the load via the first and second rectifying elements;
In the third period, the switching unit is switched so that a voltage corresponding to the output voltage of the capacitor unit is applied to the primary winding of the first transformer, and the secondary winding of the first transformer The current generated in the first rectifying element is supplied to the load through the first rectifying element,
In the fourth period, the switching unit is switched so that a voltage corresponding to the output voltage of the capacitor unit is applied to the primary windings of the first and second transformers, and the first and second A power supply apparatus, characterized in that control is performed so that a current generated in a secondary winding of a transformer is supplied to a load via the first and second rectifying elements. 前記第１のトランスの一次巻線側に前記スイッチング部として第１及び第２のスイッチング素子が接続され、
前記第２のトランスの一次巻線側に前記スイッチング部として第３及び第４のスイッチング素子が接続され、
前記制御部は、
前記第１の期間において、前記第１及び第４のスイッチング素子をオンにセットし、
前記第２の期間において、前記第２及び第４のスイッチング素子をオンにセットし、
前記第３の期間において、前記第２及び第３のスイッチング素子をオンにセットし、
前記第４の期間において、前記第２及び第４のスイッチング素子をオンにセットする
ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。 First and second switching elements are connected to the primary winding side of the first transformer as the switching unit,
Third and fourth switching elements are connected to the primary winding side of the second transformer as the switching unit,
The controller is
In the first period, the first and fourth switching elements are set on,
In the second period, the second and fourth switching elements are set on,
In the third period, the second and third switching elements are set on,
The power supply apparatus according to claim 1, wherein the second and fourth switching elements are set to ON in the fourth period. 前記第１のトランスの一次巻線側に前記容量部として第１のキャパシタが接続され、
前記第２のトランスの一次巻線側に前記容量部として第２のキャパシタが接続され、
前記制御部が、
前記第１の期間において、前記第２のキャパシタの端子間電圧に応じた電圧が前記第２のトランスの一次巻線に印加されるように前記第１乃至第４のスイッチング素子のスイッチングを行い、
前記第２の期間において、前記第１のキャパシタの端子間電圧に応じた電圧が前記第１のトランスの一次巻線に印加されるように、前記第２のキャパシタの端子間電圧に応じた電圧が前記第２のトランスの一次巻線に印加されるように前記第１乃至第４のスイッチング素子のスイッチングを行い、
前記第３の期間において、前記第１のキャパシタの端子間電圧に応じた電圧が前記第１のトランスの一次巻線に印加されるように前記第１乃至第４のスイッチング素子のスイッチングを行い、
前記第４の期間において、前記第１のキャパシタの端子間電圧に応じた電圧が前記第１のトランスの一次巻線に印加されるように、前記第２のキャパシタの端子間電圧に応じた電圧が前記第２のトランスの一次巻線に印加されるように前記第１乃至第４のスイッチング素子のスイッチングを行う
ことを特徴とする請求項２記載の電源装置。 A first capacitor is connected to the primary winding side of the first transformer as the capacitor.
A second capacitor is connected as the capacitor to the primary winding side of the second transformer,
The control unit is
In the first period, the first to fourth switching elements are switched so that a voltage corresponding to the voltage across the second capacitor is applied to the primary winding of the second transformer,
The voltage according to the voltage between the terminals of the second capacitor so that the voltage according to the voltage between the terminals of the first capacitor is applied to the primary winding of the first transformer in the second period. Switching the first to fourth switching elements so that is applied to the primary winding of the second transformer,
In the third period, the first to fourth switching elements are switched so that a voltage corresponding to the voltage across the terminals of the first capacitor is applied to the primary winding of the first transformer,
The voltage according to the voltage between the terminals of the second capacitor so that the voltage according to the voltage between the terminals of the first capacitor is applied to the primary winding of the first transformer in the fourth period. The power supply apparatus according to claim 2, wherein the first to fourth switching elements are switched so that is applied to a primary winding of the second transformer. 前記容量部の一端子がグランドに接地されていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１つ記載の電源装置。   4. The power supply device according to claim 1, wherein one terminal of the capacitor is grounded. 5. 前記容量部の一端子が入力電源に接続されていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１つ記載の電源装置。   4. The power supply device according to claim 1, wherein one terminal of the capacitor is connected to an input power supply. 5. 前記第１の期間から前記第２の期間への移行時期と前記第４の期間から前記第１の期間への移行時期に、前記第１及び第２のスイッチング素子をオフにセットし、
前記第２の期間から前記第３の期間への移行時期と前記第３の期間から前記第４の期間への移行時期に、前記第３及び第４のスイッチング素子をオフにセットする
ことを特徴とする請求項２記載の電源装置。 In the transition time from the first period to the second period and the transition time from the fourth period to the first period, the first and second switching elements are set off,
The third and fourth switching elements are set off at the transition time from the second period to the third period and at the transition time from the third period to the fourth period. The power supply device according to claim 2. 前記スイッチング部が、入力電源に接続される第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子に接続され且つ前記第１のトランスと前記容量部とでループを構成する第２のスイッチング素子と、前記容量部と前記第２のトランスとでループを構成する第３のスイッチング素子とを含み、
前記制御部が、
前記第１の期間において、前記第１及び第３のスイッチング素子をオンにセットし、
前記第２の期間において、前記第２及び第３のスイッチング素子をオンにセットし、
前記第３の期間において、前記第１及び第２のスイッチング素子をオンにセットし、
前記第４の期間において、前記第２及び第３のスイッチング素子をオンにセットする
ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。 A first switching element connected to an input power supply; a second switching element connected to the first switching element and forming a loop with the first transformer and the capacitor; A third switching element that forms a loop with the capacitor and the second transformer;
The control unit is
In the first period, the first and third switching elements are set on,
In the second period, the second and third switching elements are set on,
In the third period, the first and second switching elements are set on,
The power supply apparatus according to claim 1, wherein the second and third switching elements are set to ON in the fourth period. 前記容量部が、前記第１のトランスの一次巻線側に接続される第１のキャパシタと、前記第２のトランスの一次巻線側に接続される第２のキャパシタとを含み、
前記スイッチング部が、入力電源に接続される第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子に接続され且つ前記第１のトランスと前記第１のキャパシタとでループを構成する第２のスイッチング素子と、前記第２のキャパシタと前記第２のトランスとでループを構成する第３のスイッチング素子とを含み、
前記第１の期間において、前記第１及び第３のスイッチング素子をオンにセットし、前記第１のトランスの一次巻線に前記第１のキャパシタの出力電圧に応じた電圧を印加し、
前記第２の期間において、前記第２及び第３のスイッチング素子をオンにセットし、前記第１のトランスの一次巻線に前記第１のキャパシタの出力電圧に応じた電圧が印加され、前記第２のトランスの一次巻線に前記第２のキャパシタの出力電圧に応じた電圧を印加し、
前記第３の期間において、前記第１及び第２のスイッチング素子をオンにセットし、前記第２のトランスの一次巻線に前記第２のキャパシタの出力電圧に応じた電圧を印加し、
前記第４の期間において、前記第２及び第３のスイッチング素子をオンにセットし、前記第１のトランスの一次巻線に前記第１のキャパシタの出力電圧に応じた電圧を印加し、前記第２のトランスの一次巻線に前記第２のキャパシタの出力電圧に応じた電圧を印加する
ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。 The capacitor includes a first capacitor connected to a primary winding side of the first transformer, and a second capacitor connected to a primary winding side of the second transformer;
The switching unit includes a first switching element connected to an input power source, a second switching element connected to the first switching element and forming a loop with the first transformer and the first capacitor. And a third switching element forming a loop with the second capacitor and the second transformer,
In the first period, the first and third switching elements are set on, and a voltage according to the output voltage of the first capacitor is applied to the primary winding of the first transformer,
In the second period, the second and third switching elements are set on, and a voltage according to the output voltage of the first capacitor is applied to the primary winding of the first transformer, A voltage corresponding to the output voltage of the second capacitor is applied to the primary winding of the two transformers;
In the third period, the first and second switching elements are set on, and a voltage according to the output voltage of the second capacitor is applied to the primary winding of the second transformer,
In the fourth period, the second and third switching elements are set to ON, a voltage corresponding to the output voltage of the first capacitor is applied to the primary winding of the first transformer, and the first The power supply apparatus according to claim 1, wherein a voltage corresponding to an output voltage of the second capacitor is applied to a primary winding of the two transformers.
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Publication number Priority date Publication date Assignee Title
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JP2010246183A (en) * 2009-04-01 2010-10-28 Denso Corp Power unit

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008054464A (en) * 2006-08-28 2008-03-06 Taiyo Yuden Co Ltd Insulated multiphase power supply unit
JP4681518B2 (en) * 2006-08-28 2011-05-11 太陽誘電株式会社 Isolated polyphase power supply
JP2010246183A (en) * 2009-04-01 2010-10-28 Denso Corp Power unit

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