JP2005116173A - Semiconductor device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ダイナミック型RAM(以下、「DRAM」という。)を用いた半導体装置に関する。特に、適用されるシステムに応じて最適なデータ入出力幅を容易に設定する手段を特徴とし、DRAMの低電力化や高速化に有効な技術に関する。 The present invention relates to a semiconductor device using a dynamic RAM (hereinafter referred to as “DRAM”). In particular, the present invention relates to a technique that is characterized by means for easily setting an optimum data input / output width according to an applied system, and that is effective for reducing the power and speed of a DRAM.
近年、DRAMをマクロセル化しマイクロプロセッサやASIC(Application Specific IC:以下「ロジック」という。)と一つの半導体基盤上に形成する混載化が盛んである。 In recent years, DRAM has become a macrocell, and a microprocessor and an ASIC (Application Specific IC: hereinafter referred to as “logic”) are formed on a single semiconductor substrate.
DRAMを混載化することで、外付けでDRAMを使用する場合に比べ、DRAMのピン数に起因する制約が無くなるのでデータ入出力のデータ幅を拡張することができ、DRAMとロジックの間のデータ転送速度を飛躍的に拡大できること、また混載化によってDRAMとロジックの間はメタル配線を用いて短距離の結線で行うことができるので入出力配線の寄生容量を著しく低減でき、低消費電力化が実現できるという利点が良く知られている。 By embedding DRAM, compared with the case of using external DRAM, restrictions due to the number of pins of DRAM can be eliminated, so the data input / output data width can be expanded, and data between DRAM and logic can be expanded. The transfer speed can be dramatically increased, and the integration between the DRAM and logic can be achieved by short-distance connection between the DRAM and logic by using metal wiring, so the parasitic capacitance of the input / output wiring can be remarkably reduced and the power consumption can be reduced. The advantage of being realizable is well known.
一方DRAMの基本動作は、第1の動作期間(以下、「RASサイクル」という。)として所定領域のメモリセルのデータを一旦センスアンプを活性化して読み出しそのデータを保持する動作と、第2の動作期間(以下、「CASサイクル」という。)としてこのセンスアンプに保持されたデータを所定単位に分割し時系列的に外部に出力または外部から入力されたデータをセンスアンプに書き込む動作と、第3の動作期間(以下、「プリチャージサイクル」という。)として次の動作サイクルに備えてプリチャージ状態に設定する動作で構成される。 On the other hand, in the basic operation of the DRAM, as the first operation period (hereinafter referred to as “RAS cycle”), data in a memory cell in a predetermined area is temporarily activated to read and hold the data. As an operation period (hereinafter referred to as “CAS cycle”), an operation of dividing data held in the sense amplifier into predetermined units and writing data output to the outside or input data from the outside in time series to the sense amplifier; 3 operation periods (hereinafter, referred to as “precharge cycle”), an operation for setting a precharge state in preparation for the next operation cycle.
実用化されている単体のDRAM製品において、高速ページ方式、EDO方式、シンクロナス方式等の各種仕様のDRAMが一般的であるが、全てこのような基本動作に基づいて構成されており、混載化されるDRAMマクロセルの仕様も、これらの何れかの仕様に基づいて構成される。 In a single DRAM product in practical use, DRAMs of various specifications such as a high-speed page method, EDO method, and synchronous method are generally used, but all are configured based on such basic operations and are mixed. The specifications of the DRAM macro cell to be performed are also configured based on any of these specifications.
さらに混載化されるDRAMマクロセルでは、適用される半導体装置の仕様に応じて記憶容量や入出力のデータ幅を所定の単位で製品用途に応じて変更することが行われている。 Furthermore, in DRAM macrocells to be embedded, the storage capacity and the input / output data width are changed in predetermined units according to the product application in accordance with the specifications of the applied semiconductor device.
ところで、DRAMが混載される半導体装置が使用される分野は多種多様にわたり、DRAMに要求される性能も用途に応じて異なる。例えば、グラフィックス系の画像データを処理する様なシステムに適用される場合、100MHz以上の高速クロックを用いデータ転送速度の高速化が要求される。このため、ページモードまたはそれに相当するようなモードで、広いページ長と高速のデータ転送速度が必要となる。(例えば、特許文献1〜3を参照)
また、携帯機器や民生機器等のシステムに適用される場合、数10MHz程度のクロック周波数によるランダムアクセスモードまたは数ページ程度の比較的短いページ長によるアクセスモードでの使用が主体で、データ転送速度の高速化より低消費電力化が要求される。
By the way, there are a wide variety of fields in which semiconductor devices on which DRAMs are embedded are used, and the performance required for DRAMs varies depending on the application. For example, when applied to a system that processes graphics image data, it is required to increase the data transfer rate using a high-speed clock of 100 MHz or higher. For this reason, a wide page length and a high data transfer rate are required in the page mode or a mode equivalent thereto. (For example, see
When applied to a system such as a portable device or a consumer device, the data transfer rate is mainly used in a random access mode with a clock frequency of about several tens of MHz or an access mode with a relatively short page length of about several pages. Lower power consumption is required than higher speed.
DRAMのページ動作は、第1の動作期間で活性化されるセンスアンプのデータを第2の動作期間において所定単位毎に次々と読み出す(又は書き込む)動作であり、従ってページ長はその活性化領域が大きいほど長く構成できる。一方、DRAMの消費電力はこの活性化されるメモリセル領域とセンスアンプの個数に大きく依存し、活性化領域を小さくするほど消費電力は低減できる。
一般に、DRAMを混載する半導体装置は使用されるシステムの用途によって、必要とされる入出力のデータ幅は異なる。しかしながら、従来のDRAMを用いた半導体装置においては、各種用途の半導体装置に混載化するためには、必要とされるデータ幅に応じて、回路構成やレイアウト構成を変更する必要があった。 In general, a semiconductor device in which a DRAM is embedded has different input / output data widths depending on the application of the system used. However, in a conventional semiconductor device using a DRAM, it is necessary to change a circuit configuration or a layout configuration according to a required data width in order to be embedded in a semiconductor device for various uses.
本発明は、上記課題を克服するべく、回路構成やレイアウト構成を変更することなく、例えばメタル配線の接続変更だけで、所望のデータ幅を容易に実現できる半導体装置を提供することを目的とする。 In order to overcome the above-described problems, an object of the present invention is to provide a semiconductor device that can easily realize a desired data width without changing the circuit configuration or layout configuration, for example, only by changing the connection of metal wiring. .
上記目的を達成するために本発明にかかる半導体装置は、ダイナミック型記憶素子で構成されたメモリセルと、直交するワード線とビット線の交点に接続されたメモリセルが所定個数マトリックス状に配列されたメモリセルアレイと、ビット線の電位を増幅する第1のセンスアンプ回路と、ビット線と平行な方向に配置されるメインビット線と、第1のセンスアンプ回路の出力とメインビット線との間の導通を制御するスイッチ回路で構成されたメモリブロックを基本単位とし、同一列のメインビット線が互いに接続されるように所望の記憶容量分のメモリブロックが配置されたメモリブロックアレイと、メインビット線のデータを増幅する第2のセンスアンプ回路と、第2のセンスアンプ回路の出力データをラッチするラッチ回路と、ラッチ回路の出力を入力とするトライステートバッファと、複数個配置されたメモリブロックのうち一つまたは複数のメモリブロックに属するワード線および第2のセンスアンプを選択指示する第1のデコーダ回路と、複数個配置されたメモリブロックのうち一つのメモリブロックに属するスイッチ回路を選択指示する第2のデコーダ回路と、第1のデコーダ回路および第2のデコーダ回路を制御するアドレスプリデコーダ回路と、第2のデコーダ回路と第2のセンスアンプ回路、ラッチ回路、およびトライステートバッファを制御する制御信号発生回路で構成された半導体装置において、複数のトライステートバッファからの出力のうち、一つのみを出力可能状態に設定することを特徴とする。 In order to achieve the above object, a semiconductor device according to the present invention includes a memory cell composed of a dynamic memory element and a memory cell connected at the intersection of orthogonal word lines and bit lines arranged in a matrix. A memory cell array, a first sense amplifier circuit for amplifying the potential of the bit line, a main bit line arranged in a direction parallel to the bit line, and an output between the first sense amplifier circuit and the main bit line A memory block array in which memory blocks each having a desired storage capacity are arranged so that main bit lines in the same column are connected to each other, and a main bit. A second sense amplifier circuit that amplifies line data, a latch circuit that latches output data of the second sense amplifier circuit, and a latch circuit. A tri-state buffer that receives an output of the circuit, a first decoder circuit that selects and designates a word line and a second sense amplifier belonging to one or a plurality of memory blocks among a plurality of arranged memory blocks, and a plurality of A second decoder circuit for selecting and instructing a switch circuit belonging to one of the arranged memory blocks; an address predecoder circuit for controlling the first decoder circuit and the second decoder circuit; In a semiconductor device composed of a decoder circuit, a second sense amplifier circuit, a latch circuit, and a control signal generation circuit for controlling a tristate buffer, only one of outputs from a plurality of tristate buffers can be output. It is characterized by setting to.
上記構成によれば、複数のトライステートバッファの出力を、例えばメタル配線で接続することにより、回路構成やレイアウトを変更することなく、容易に所望のデータ幅に設定可能である。 According to the above configuration, the outputs of a plurality of tristate buffers can be easily set to a desired data width without changing the circuit configuration or layout by connecting them with, for example, metal wiring.
以下、本発明の実施の形態にかかる半導体装置について、図面を参照しながら説明する。図1は本発明にかかる半導体装置におけるDRAMマクロセルのレイアウト概略図である。 A semiconductor device according to an embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a schematic layout diagram of a DRAM macrocell in a semiconductor device according to the present invention.
図1において、1はDRAMマクロセルを、2はメモリセルアレイとセンスアンプを一つの基本単位にブロック化したメモリブロックをそれぞれ示しており、2aはセンスアンプ回路を示している。また、3はロウデコーダを、4はアドレスプリデコーダ回路を、5はメインアンプ回路ブロックを、6は制御信号発生回路を、それぞれ示す。 In FIG. 1, 1 indicates a DRAM macro cell, 2 indicates a memory block obtained by blocking a memory cell array and a sense amplifier into one basic unit, and 2a indicates a sense amplifier circuit. 3 represents a row decoder, 4 represents an address predecoder circuit, 5 represents a main amplifier circuit block, and 6 represents a control signal generation circuit.
図1では、メモリブロック2はロウ方向256ビット、カラム方向2048ビット配列された計512Kビットのアレイで構成されており、このメモリブロック2を所望の個数配列することで、任意の記憶容量を実現することができる。また、DRAMマクロセル1への主要な入出力信号としては、クロック(CLK)、ロウアドレスストローブ信号(/RAS)、カラムアドレスストローブ信号(/CAS)、ライトイネーブル信号(/WE)、アドレス入力信号(A(i))、データ出力信号(Do(k))、データ入力信号(Di(k))が挙げられる。なお、“/”は負論理を示す識別子である。図1に示すDRAMマクロセル1は、記憶容量4M(メガ)ビット、データ入出力は64ビットで構成されている。
In FIG. 1, the
図2は、DRAMマクロセル1におけるメモリブロック2、メインアンプ回路ブロック5、及びロウデコーダ3の一部についての詳細構成図である。図2では、センスアンプ回路2aは1列に1024個配列され、メインビット線MBLは2個のセンスアンプ回路2aで1本を共有化されるため終端部を含め1025本、メインアンプ11等の入出力回路は512個備えているものとする。なお、説明文中で“*”表示をしているものは、この512個の何れかを示している。
FIG. 2 is a detailed configuration diagram of a part of the
図2において、7はワード線WLおよびビット線BLに接続されたメモリセルを示し、センスアンプ回路2aはその左右に配置されたビット線対BL、BLBで一つのセンスアンプ回路2aを共有する一般的に知られているシェアード方式で構成されている。
In FIG. 2,
8はN型MOSトランジスタで形成された転送ゲートを、MBL(1)、MBL(2)、…は第3メタルで形成されるメインビット線を示し、センスアンプ回路2aの相補出力は転送ゲート8を介して選択されるメインビット線MBL(i)、MBL(i+1)に接続される(i=0〜1023)。
9は転送ゲート8の開閉を選択指示する4入力のAND回路で構成されたデコーダを示し、その第1の入力は転送ゲート8の開閉タイミングを指示するMBT信号が接続され、第2および第3の入力は何れのセンスアンプ回路2aをメインビット線対MBL(i)、MBL(i+1)に接続するかを選択指示するアドレスデコード信号PA(0)〜PA(3)およびPB(0)〜PB(3)がプログラム接続され、第4の入力は活性化するメモリブロック2を選択指示するブロック選択信号BLK(0)〜BLK(7)のうち隣接するメモリブロック2を選択指示するもの同士をOR回路9aで論理和したものが接続されている。
また、メインアンプ回路ブロック5において、10はN型MOSトランジスタQ1で構成されたカラムデコーダ回路を示し、そのゲートにはアドレスデコード信号PA(0)とPA(2)をOR回路9bで論理和した信号とアドレスデコード信号PA(1)とPA(3)をOR回路9bで論理和した信号が交互に接続されている。
Further, in the main
11はカラムデコーダ10の出力MA(*)、MB(*)を入力とするメインアンプ回路を、12はラッチ信号DLCHで制御されるラッチ回路を、13は出力イネーブル信号OE(j)でその出力が制御されるトライステートバッファを示し、最終的にメモリセル7からの読み出しデータはデータ出力端子Do(k)より出力される(j=0〜7、k=0〜63)。
11 is a main amplifier circuit that receives the outputs MA (*) and MB (*) of the
一方、データの書き込みはデータ入力端子Din(k)より、インバータ15およびライトイネーブル信号WE(j)で制御されるトライステートバッファ14を介してカラムデコーダ10の出力MA(*)、MB(*)に接続されている。
On the other hand, data is written from the data input terminal Din (k) via the
なお、本回路の入力信号のうち、MBTは制御信号発生回路6より供給され、アドレスデコード信号PA(0)〜PA(3)およびPB(0)〜PB(3)、ブロック選択信号BLK(0)〜BLK(7)はアドレスプリデコーダ回路より供給される。
Of the input signals of this circuit, MBT is supplied from the control
図3は、メインアンプ回路11およびラッチ回路12の詳細回路図である。図3において、11aは入力信号のプリチャージ回路を示し、メインビット線プリチャージ信号/MPRをゲート入力とするP型MOSトランジスタQ2およびQ3で構成されている。11bは出力信号のプリチャージ回路を示し、メインアンプイネーブル信号MSEをゲート入力とするP型MOSトランジスタQ4およびQ5で構成されている。11cはアンプ回路を示し、P型MOSトランジスタQ6およびN型MOSトランジスタQ7、Q8、Q9で構成され、その出力をP型MOSトランジスタQ6の互いのゲートに接続したクロスカップル型アンプで形成されている。またN型トランジスタQ7のゲートには、カラムデコーダ10の出力信号MA(*)およびMB(*)が接続され、N型MOSトランジスタQ8のゲートには後述するラッチ回路12の出力が接続され、N型MOSトランジスタQ9のゲートにはメインアンプイネーブル信号MSEが接続されている。
FIG. 3 is a detailed circuit diagram of the
ラッチ回路12は、直列接続されたP型MOSトランジスタQ10、Q11、N型MOSトランジスタQ12、Q13で構成されるトライステートインバータと、インバータ16、17と、P型MOSトランジスタQ14およびN型MOSトランジスタQ15からなるトランスファゲートで構成されている。ラッチ回路12はラッチ信号DLCHにより制御され、その相補出力はアンプ回路11cのN型MOSトランジスタQ8に接続され、またその一方の出力Mout(*)は図2に示すトライステートバッファ13に接続される。なお、本回路の入力信号/MPR、MSE、DLCHはいずれも制御信号発生回路6より供給される。
The
図4は、アドレスプリデコーダ回路4を構成する回路のうち、その入力回路の詳細回路図である。図4において、18はセレクタ回路、19はロード/ホールド型D−FF回路、20および21はインバータ、22は“H”レベルまたは“L”レベルに固定するプログラム回路を示す。
FIG. 4 is a detailed circuit diagram of an input circuit among the circuits constituting the
セレクタ回路18は、RASサイクルにおいてアドレス入力を可能と設定するRACF信号がAポートに接続され、CASサイクルにおいてアドレス入力を可能と設定するCACF信号がBポートに接続され、セレクタポートSにはプログラム回路22の出力が接続され、Aポート入力またはBポート入力の一方を出力ポートYに出力する構成となっている。セレクタ回路18は、Sポートの入力レベルが“L”レベル設定の時、AポートのデータがポートYに出力され、Sポートの入力レベルが“H”レベル設定の時、BポートのデータがポートYに出力される。
The
ロード/ホールド型D−FF回路19は、セレクタ回路18の出力がロード/ホールドポートLHに接続され、データ入力ポートDにはアドレス信号A(i)が接続され、クロックポートCKにはクロック信号CLKが接続され、またその出力はインバータ20、21を介して正、負論理信号AP(i)、AN(i)が出力される。
In the load / hold type D-
プログラム回路22は、DRAMマクロセル1が適用される半導体装置のページ長仕様に応じて、アドレス毎にメタル配線で電源配線またはグランド配線の一方に接続される。なお、本回路の入力信号の内RACF、CACF、CLKは制御信号発生回路6より供給される。
The
図5から図7は、アドレスプリデコーダ回路4を構成する回路のうち、メインビット線の選択に関係するアドレスプリデコード回路の回路図である。図5は8個のメモリブロック2の何れかを選択指示するブロック選択プリデコーダ回路の回路図であり、図6、図7はメインビット線MBL(i)とセンスアンプ回路2aとを選択指示するアドレスデコード回路の回路図である。何れの回路の出力信号もロウデコーダ3に入力される。
5 to 7 are circuit diagrams of an address predecode circuit related to the selection of the main bit line among the circuits constituting the
23、25、26はAND回路、24は電源線またはアドレス信号の何れか一方にメタル配線で接続するプログラム回路である。何れのアドレス信号も図4で説明した入力回路の出力が接続される。
図8は、制御信号発生回路6を構成する回路のうち、図2または図3に示したメインアンプブロック5やメインビット線の制御に関係する信号の発生回路である。30はクロックCLKとイネーブル端子で構成された出力MPULSEを生成する基準パルス発生回路、31は基準パルス発生回路30の信号をもとに作られるパルス発生回路、32は/RASおよび/CASを入力とするNOR回路、33はD−FF回路、34a〜34cはインバータ、35はNAND回路、36はインバータ回路、37はNOR回路32の出力Bまたはインバータ36の出力Aのいずれか一方を基準パルス発生回路30のイネーブル端子にメタルで接続するプログラム回路である。基準パルス発生回路30はイネーブル端子に“H”レベルが入力されている期間に入力されたクロックCLKの立ち上がりエッジに同期して所定幅のパルスMPULSEを発生する構成となっている。
FIG. 8 is a signal generation circuit related to the control of the
図9はアドレスプリデコーダ回路4を構成する回路のうち、図2に示すトライステートバッファ13を制御する出力イネーブル信号OE(0)〜OE(7)のプリデコード回路の回路図である。27は4入力のAND回路を示し、データ出力のタイミング制御信号OEと、カラム系アドレス信号AN(13)〜AN(15)、AP(13)〜AP(15)を入力としている。何れのアドレス信号も図4で説明した入力回路の出力が接続され、タイミング制御信号OEは制御信号発生回路6より供給される。
FIG. 9 is a circuit diagram of a predecode circuit for output enable signals OE (0) to OE (7) for controlling the
図10は、図2に示したトライステートバッファ13の接続関係図である。DRAMマクロセル1は512ビット分の並列動作をするトライステートバッファ13を備えており、64ビット出力構成に変換するため、隣接するトライステートバッファ13を8個単位でその出力をメタルで共通接続している。また、出力の各々に図9で説明した出力イネーブル信号OE(j)が接続されている。
FIG. 10 is a connection diagram of the
次に、以上のように構成された半導体装置において、その設定方法および動作について図面を参照しながら説明する。図11は、DRAMマクロセル1の読み出し制御方法に関するタイミング図である。
Next, a setting method and operation of the semiconductor device configured as described above will be described with reference to the drawings. FIG. 11 is a timing chart relating to the read control method of the
図11において、DRAMマクロセル1はクロックCLKの立ち上がりエッジに同期して動作が制御される。最初に、時間t0においてロウアドレスストローブ/RASが“L”レベル、カラムアドレスストローブ/CASが“H”レベルであることを受け、ロウ系アドレスA(i)を取り込む。次に、時間t1においてロウアドレスストローブ/RASおよびカラムアドレスストローブ/CASがともに“L”レベルであることを受け、カラム系アドレスA(i)を取り込む。その後、同一サイクル内でtA経過後、データ出力端子Doから該当するアドレスのデータが出力される。次に、時間t2において次のカラム系アドレスが入力されると、同様にtA経過後、それに該当するアドレスのデータが出力される。
In FIG. 11, the operation of the
以下、設定ページ長内のカラム系アドレス空間でこのページモード動作はくり返し行われる。また、ロウアドレスストローブ/RAS、カラムアドレスストローブ/CASをともに“H”に設定すると、クロックCLKの“H”エッジに同期するタイミングでプリチャージ動作が開始される。 Thereafter, this page mode operation is repeated in the column address space within the set page length. When both the row address strobe / RAS and the column address strobe / CAS are set to “H”, the precharge operation is started at the timing synchronized with the “H” edge of the clock CLK.
図12はページ長とアドレスの割り付けの対応関係図である。このDRAMマクロセル1は記憶容量4Mビットで64ビット構成である為、必要とするアドレスはA0〜A15の16ビットとなる。
FIG. 12 is a correspondence diagram of page length and address assignment. Since this
図12(1)のようにDRAMを混載する半導体装置がDRAMマクロセル1に必要とする最大ページ長が8ページ以下の場合、A0〜A12の13ビットをRASサイクルで取り込む(図11の時間t0のタイミング)設定を行い、A13〜A15の3ビットのみをCASサイクル(図11の時間t1以降のタイミング)で取り込む。具体的な設定方法は、図4に示すプログラム回路22の内、A0〜A12に対応するものに関して“L”レベル設定をし、A13〜A15に対応するものに関して“H”レベル設定を行う。また図5に示すプログラム回路24は同図に示されたように全てアドレス信号線AN(j)、AP(j)側に設定しておく。また図7示すプログラム回路24は全て電源線側に設定しておく。また、図8に示すプログラム回路37は、同図に示す端子A側に設定しておく。
As shown in FIG. 12A, when the maximum page length required for the
図12(2)のようにDRAMを混載する半導体装置がDRAMマクロセル1に必要とする最大ページ長が9ページ以上32ページ以下の場合、A0〜A10の11ビットをRASサイクルで取り込む(図11の時間t0のタイミング)設定を行い、A11〜A15の5ビットをCASサイクル(図11の時間t1以降のタイミング)で取り込む。具体的な設定方法は、図4に示すプログラム回路22の内、A0〜A10に対応するものに関して“L”レベル設定をし、A11〜A15に対応するものに関して“H”レベル設定を行う。また、図5に示すプログラム回路24は同図に示されたように全てアドレス信号線AN(j)、AP(j)側に設定し、図7に示すプログラム回路24は全て電源線側に設定しておく。さらに、図8に示すプログラム回路37は、同図に示す端子B側に設定しておく。
When the maximum page length required for the
図12(3)のようにDRAMを混載する半導体装置がDRAMマクロセル1に必要とする最大ページ長が33ページ以上64ページ以下の場合、A0〜A9の10ビットをRASサイクルで取り込む(図11の時間t0のタイミング)設定を行い、A10〜A15の6ビットをCASサイクル(図11の時間t1以降のタイミング)で取り込む。具体的な設定方法は、図4に示すプログラム回路22の内、A0〜A9に対応するものに関して“L”レベル設定をし、A10〜A15に対応するものに関して“H”レベル設定を行う。また、図5に示すプログラム回路24はアドレス信号線AN(10)、AP(10)は電源線側に設定し、図7に示すプログラム回路24はAN(9)、AP(9)のみ電源線側に設定しておく。さらに、図8に示すプログラム回路37は、同図に示す端子B側に設定しておく。
As shown in FIG. 12 (3), when the maximum page length required for the
図12(4)のようにDRAMを混載する半導体装置がDRAMマクロセル1に必要とする最大ページ長が65ページ以上128ページ以下の場合、A0〜A8の9ビットをRASサイクルで取り込む(図11の時間t0のタイミング)設定を行い、A9〜A15の7ビットをCASサイクル(図11の時間t1以降のタイミング)で取り込む。具体的な設定方法は、図4に示すプログラム回路22の内、A0〜A8に対応するものに関して“L”レベル設定をし、A9〜A15に対応するものに関して“H”レベル設定を行う。また、図5に示すプログラム回路24は全て電源線側に設定し、図7に示すプログラム回路24は全てアドレス信号線AN(j)、AP(j)側に設定しておく。さらに、図8に示すプログラム回路37は、同図に示す端子B側に設定しておく。
As shown in FIG. 12 (4), when the maximum page length required for the
DRAMマクロセル1は図1で示したように、メモリセルアレイが8ブロック、センスアンプ列が9列で構成されている。図13は上記各ページ長設定別に、一回の読み出しまたは書き込み動作で活性化される領域の例示図である。
As shown in FIG. 1, the
ページ長が8ページまたは32ページ設定の場合、図13(1)のように図5に示されたブロック選択プリデコーダ回路の出力信号BLK(0)〜BLK(7)はアドレス入力に対して1本のみ選択されるので、8ブロックのメモリセルアレイのうち1ブロックと、その両側のセンスアンプ列が2列のみ、即ち2048個のセンスアンプ回路2aが活性化される。
When the page length is set to 8 pages or 32 pages, the output signals BLK (0) to BLK (7) of the block selection predecoder circuit shown in FIG. 5 as shown in FIG. Since only one is selected, only one of the eight blocks of the memory cell array and two sense amplifier columns on both sides thereof, that is, 2048
ページ長が64ページ設定の場合、図13(2)のように図5に示されたブロック選択プリデコーダ回路の出力信号BLK(0)〜BLK(7)は、アドレス入力に対して2本選択されるので、8ブロックのメモリセルアレイのうち2ブロックと、その両側のセンスアンプ列が4列、即ち4096個のセンスアンプ回路2aが活性化される。
When the page length is set to 64 pages, two output signals BLK (0) to BLK (7) of the block selection predecoder circuit shown in FIG. 5 as shown in FIG. 13 (2) are selected for the address input. Therefore, 2 blocks of the 8 blocks of the memory cell array and 4 sense amplifier columns on both sides thereof, that is, 4096
ページ長が128ページ設定の場合、図13(3)のように図5に示されたブロック選択プリデコーダ回路の出力信号BLK(0)〜BLK(7)は、アドレス入力に対して4本選択されるので、8ブロックのメモリセルアレイのうち4ブロックと、その両側のセンスアンプ列が8列、即ち8192個のセンスアンプ回路2aが活性化される。
When the page length is set to 128 pages, four output signals BLK (0) to BLK (7) of the block selection predecoder circuit shown in FIG. 5 as shown in FIG. 13 (3) are selected for the address input. Therefore, 4 blocks of the 8 blocks of the memory cell array and 8 sense amplifier columns on both sides thereof, that is, 8192
次に、内部信号のタイミング動作を説明する。図16は、図8に示した基準パルス発生回路30の動作についてイネーブル端子を端子A側に接続した場合(即ちページ長8ページ設定の場合)と端子B側に接続した場合(即ちページ長32ページ以上の設定の場合)について示している。
Next, the timing operation of the internal signal will be described. FIG. 16 shows the operation of the reference
図16において、NOR回路32の出力は/RASおよび/CASがともに“L”レベルの期間中“H”レベルが出力される。従って端子B側に接続された場合、クロックCLKの立ち上がりエッジに同期してその期間中毎回基準パルスMPULSEは発生される。
In FIG. 16, the output of the NOR
一方、D−FF回路33の出力はNOR回路32の出力をクロックCLKでサンプリングされた信号であり、さらにはそれをインバータ34a、34b、34cを介して所定時間遅延した逆相信号となる。インバータ36の出力は/RASおよび/CASがともに“L”レベルに設定されたタイミングから最初にクロックが立ち上がった後の所定期間のみ“H”レベルが出力される。従って、端子A側に接続された場合、クロックCLKの立ち上がりエッジに同期して1回のみ基準パルスMPULSEは発生される。
On the other hand, the output of the D-
図14は、ページ長=8ページに設定した場合のDRAMマクロセル1の動作について示している。まず、時間t0のタイミングでロウ系のアドレスを取り込み、それに応じてブロック選択信号BLK(*)で指示されるワード線WLおよびセンスアンプ列が活性化されビット線対BL,BLBの増幅動作が行われる。
FIG. 14 shows the operation of the
次に、時間t1のタイミングでカラム系のアドレス取り込みとともに、前述したように基準パルス発生回路30より基準パルスMPULSEが1回だけ発生され、それに伴って転送ゲート制御信号MBT、ラッチ信号DLCH、メインビット線プリチャージ信号/MPR、メインアンプイネーブル信号MSEが以下に説明するタイミング関係でパルス発生回路31より生成される。
Next, along with the column address fetch at the timing of time t1, the reference pulse MPULSE is generated only once by the reference
まず、ラッチ信号DLCHが“L”レベルに設定されラッチ回路12はスルー状態となる。その後メインビット線プリチャージ信号/MPRは“H”レベルに設定されメインビット線のプリチャージ動作が終了する。同時に転送ゲート制御信号MBTが“H”レベルに設定される。アドレスデコード信号PA(0)〜PA(3)およびPB(0)〜PB(3)はその時点までに確定しているため、その指定アドレスに相当するセンスアンプ2aとメインビット線MBL(i)、MBL(i+1)が接続される。その後メインアンプイネーブル信号MSEが“H”レベルに設定され、メインアンプ11が活性化されセンスアンプ2aのデータが読み出される。その後ラッチ信号DLCHが“H”レベルに設定されメインアンプ11で読み出されたデータはラッチされ、その後メインアンプの非活性化、転送ゲートの閉鎖およびメインビット線のプリチャージが行われる。さらには出力イネーブル信号OE(j)とカラム系アドレスの指示に応じて該当するラッチ回路12のデータが出力端子Do(k)より出力される。
First, the latch signal DLCH is set to the “L” level, and the
t2以降のタイミングでは、メインアンプ11等の動作は行われず、ラッチ回路12でt1のサイクルでラッチされているデータを、カラムアドレスA13〜A15で指示されるトライステートバッファ13をイネーブルにすることだけで出力される。この設定の場合、最少のセンスアンプ列の活性化と、メインビット線も一回の振幅動作だけであるので、低消費電力化が実現できる。
At the timing after t2, the operation of the
図15はページ長=32ページ以上に設定した場合のDRAMマクロセル1の動作について示している。図14のページ長=8ページに設定した場合と異なるのは、ロウ系アドレスとカラム系アドレスの割り付けおよびt1以降の各サイクルで毎回メインアンプの読み出し動作が行われる点にある。
FIG. 15 shows the operation of the
一般に、DRAMを混載する半導体装置は使用されるシステムの用途によって、必要とされる入出力のデータ幅は異なる。図17は、図2で説明したトライステートバッファ13の出力部の接続状態を、各種データ幅の場合について示したものである。
In general, a semiconductor device in which a DRAM is embedded has different input / output data widths depending on the application of the system used. FIG. 17 shows the connection state of the output section of the
図10で説明したように、64ヒ゛ット出力構成の場合は512個配列されるトライステートバッファ13のうち、隣接する8個のトライステートバッファ13の出力をメタルで共通接続し、この端子をDRAMマクロセル1の出力端子Do(k)とする(k=0〜63)。
As described with reference to FIG. 10, in the case of a 64-bit output configuration, among the 512
128ヒ゛ット出力構成の場合は512個配列されるトライステートバッファ13のうち、隣接する4個のトライステートバッファ13の出力をメタルで共通接続し、この端子をDRAMマクロセル1の出力端子Do(k)とする(k=0〜127)。
In the case of a 128-bit output configuration, among the 512
256ヒ゛ット出力構成の場合は512個配列されるトライステートバッファ13のうち、隣接する2個のトライステートバッファ13の出力をメタルで共通接続し、この端子をDRAMマクロセル1の出力端子Do(k)とする(k=0〜255)。
In the case of a 256-bit output configuration, among the 512
512ヒ゛ット出力構成の場合は512個配列されるトライステートバッファ13の出力をそのままDRAMマクロセル1の出力端子Do(k)とする(k=0〜511)。
In the 512-bit output configuration, the outputs of 512
図18は出力イネーブル信号OE(0)〜OE(7)のプリデコード回路の回路図を示している。図9で示したプリデコード回路と同一の構成にプログラム回路40が付加されている。
FIG. 18 shows a circuit diagram of a predecode circuit for the output enable signals OE (0) to OE (7). A
64ビット出力構成の場合、同図に示したようにAN(13)〜AN(15)、AP(13)〜AP(15)側にプログラムする。これによりOE(0)〜OE(7)の8出力のうち1本のみが選択される。 In the case of a 64-bit output configuration, programming is performed on the AN (13) to AN (15) and AP (13) to AP (15) sides as shown in FIG. As a result, only one of the eight outputs OE (0) to OE (7) is selected.
128ビット出力構成の場合、AN(15)、AP(15)を電源線側にプログラムする。これによりOE(0)〜OE(3)の4出力のうち1本、OE(4)〜OE(7)の4出力のうち1本が選択される。 In the case of a 128-bit output configuration, AN (15) and AP (15) are programmed to the power supply line side. As a result, one of the four outputs OE (0) to OE (3) and one of the four outputs OE (4) to OE (7) are selected.
256ビット出力構成の場合、AN(14)、AP(14)、AN(15)、AP(15)を電源線側にプログラムする。これによりOE(0)〜OE(1)の2出力のうち1本、OE(2)〜OE(3)の2出力のうち1本、OE(4)〜OE(5)の2出力のうち1本、OE(6)〜OE(7)の2出力のうち1本が選択される。 In the case of a 256-bit output configuration, AN (14), AP (14), AN (15), and AP (15) are programmed on the power supply line side. As a result, one of the two outputs OE (0) to OE (1), one of the two outputs OE (2) to OE (3), and the two outputs OE (4) to OE (5) One of the two outputs OE (6) to OE (7) is selected.
512ビット出力構成の場合、AN(13)〜AN(15)、AP(13)〜AP(15)はいずれも電源線側にプログラムする。これによりOEの動きに連動して8本の出力全てが選択される。 In the case of a 512-bit output configuration, AN (13) to AN (15) and AP (13) to AP (15) are all programmed on the power supply line side. As a result, all eight outputs are selected in conjunction with the movement of the OE.
なお、プログラム回路22、24、40はメタル配線によって信号線をバイパスする方式としたが、コンタクト接続によるプログラムや、メタル配線の代わりにトランジスタによるスイッチを設ける方式としてもよい。
The
また図4に示すセレクタ回路18およびプログラム回路22は、全てのアドレス入力A0〜A15に設けているが、必要とされるアドレス入力(ページ長=8ページの場合にはA9〜A12)のみに設けてもよい。
The
また、図8においてページ長=8ページの場合、A端子に接続し基準パルスMPULSEはCASサイクルで一回のみ発生されるようにしたが、回路を簡略化する目的やページモード自体を使用しない場合、端子B側の信号で代用する構成としてもよい。 In FIG. 8, when the page length is 8 pages, the reference pulse MPULSE is connected to the A terminal and is generated only once in the CAS cycle. However, when the purpose of simplifying the circuit and the page mode itself is not used. Alternatively, the signal on the terminal B side may be substituted.
さらには、図11等で説明したDRAMマクロセル1の仕様は、一般的に知られているEDO方式に類似した方式であるが、シンクロナス方式等や複数のバンクで構成したDRAMにおいても同様に適用できる。
Furthermore, the specification of the DRAM
以上のように本実施の形態によれば、DRAMマクロセルの活性化領域およびページ長を自由に設定することができることから、ページ長が必要となる大容量データにおいては、活性化領域を連続して確保することでデータ転送速度の高速化を図ることができ、一方でページ長が必要でない通常のデータの場合には、無駄な活性化領域を生み出すことなく最小限の活性化領域で処理を行うことで省電力化を図ることができる。また、複数のトライステートバッファの出力をメタル接続することで、回路の構成やレイアウトを変えることなく、メタル配線の接続変更のみによって、データ幅を希望値に変更することが可能となる。 As described above, according to the present embodiment, the activation area and page length of the DRAM macro cell can be freely set. Therefore, in the large-capacity data requiring the page length, the activation area is continuously set. By securing it, the data transfer speed can be increased. On the other hand, in the case of normal data that does not require a page length, processing is performed with the minimum activation area without generating a useless activation area. Thus, power saving can be achieved. In addition, by connecting the outputs of the plurality of tristate buffers with metal, it is possible to change the data width to a desired value only by changing the connection of the metal wiring without changing the circuit configuration or layout.
本発明の半導体装置によれば、回路構成やレイアウトを変更することなく、適用されるシステムに応じて最適なデータ幅に設定可能であり、DRAMの低電力化や高速化に有用である。 According to the semiconductor device of the present invention, the optimum data width can be set according to the system to be applied without changing the circuit configuration and layout, which is useful for reducing the power and speed of the DRAM.
1 DRAMマクロセル
2 メモリブロック
2a センスアンプ回路
3 ロウデコーダ
4 アドレスプリデコーダ回路
5 メインアンプ回路ブロック
6 制御信号発生回路
7 メモリセル
8 転送ゲート
9 デコーダ
10 カラムデコーダ回路
11 メインアンプ回路
12 ラッチ回路
13、14 トライステートバッファ
15、16、17、20、21、34a、34b、34c インバータ
18 セレクタ回路
19 ロード/ホールド型D−FF回路
22、24、37、40 プログラム回路
23、25、26、27 AND回路
30 基準パルス発生回路
31 パルス発生回路
32 NOR回路
33 D−FF回路
35 NAND回路
36 インバータ回路
DESCRIPTION OF
Claims (1)
直交するワード線とビット線の交点に接続された前記メモリセルが所定個数マトリックス状に配列されたメモリセルアレイと、
前記ビット線の電位を増幅する第1のセンスアンプ回路と、
前記ビット線と平行な方向に配置されるメインビット線と、
前記第1のセンスアンプ回路の出力と前記メインビット線との間の導通を制御するスイッチ回路で構成されたメモリブロックを基本単位とし、
同一列の前記メインビット線が互いに接続されるように所望の記憶容量分の前記メモリブロックが配置されたメモリブロックアレイと、
前記メインビット線のデータを増幅する第2のセンスアンプ回路と、
前記第2のセンスアンプ回路の出力データをラッチするラッチ回路と、
前記ラッチ回路の出力を入力とするトライステートバッファと、
複数個配置された前記メモリブロックのうち一つまたは複数の前記メモリブロックに属する前記ワード線および前記第2のセンスアンプを選択指示する第1のデコーダ回路と、
複数個配置された前記メモリブロックのうち一つの前記メモリブロックに属する前記スイッチ回路を選択指示する第2のデコーダ回路と、
前記第1のデコーダ回路および前記第2のデコーダ回路を制御するアドレスプリデコーダ回路と、
前記第2のデコーダ回路と前記第2のセンスアンプ回路、前記ラッチ回路、および前記トライステートバッファを制御する制御信号発生回路で構成された半導体装置において、
複数の前記トライステートバッファからの出力のうち、一つのみを出力可能状態に設定することを特徴とする半導体装置。 A memory cell composed of a dynamic memory element;
A memory cell array in which a predetermined number of memory cells connected to the intersections of orthogonal word lines and bit lines are arranged in a matrix;
A first sense amplifier circuit for amplifying the potential of the bit line;
A main bit line disposed in a direction parallel to the bit line;
The basic unit is a memory block composed of a switch circuit that controls conduction between the output of the first sense amplifier circuit and the main bit line,
A memory block array in which the memory blocks for a desired storage capacity are arranged so that the main bit lines in the same column are connected to each other;
A second sense amplifier circuit for amplifying data of the main bit line;
A latch circuit for latching output data of the second sense amplifier circuit;
A tri-state buffer that receives the output of the latch circuit;
A first decoder circuit for selecting and instructing the word line and the second sense amplifier belonging to one or a plurality of the memory blocks among a plurality of the memory blocks arranged;
A second decoder circuit for selecting and instructing the switch circuit belonging to one of the plurality of memory blocks,
An address predecoder circuit for controlling the first decoder circuit and the second decoder circuit;
In the semiconductor device including the second decoder circuit, the second sense amplifier circuit, the latch circuit, and a control signal generation circuit for controlling the tristate buffer,
A semiconductor device characterized in that only one of the outputs from the plurality of tristate buffers is set to an output enabled state.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (2)
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JP2005116173A true JP2005116173A (en) | 2005-04-28 |
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