JP2005064663A - Voltage controlled oscillator and pll frequency synthesizer modulation circuit using same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電圧制御発振器およびこれを用いたPLL周波数シンセサイザ変調回路に関する。 The present invention relates to a voltage controlled oscillator and a PLL frequency synthesizer modulation circuit using the same.
PLL回路を有するPLL周波数シンセサイザを用いた変調回路は、一般に良く知られている。このような変調回路は可変分周器や電圧制御発振器等を備え、この可変分周器の分周比を高速に変化させて、電圧制御発振器から出力される変調のかかったRF(Radio Frequency)信号を得るものである。このPLL周波数シンセサイザを用いた変調回路は、ミキサ回路を使った変調器に比べ、RF信号を扱うアナログ回路が少なくなり、PLLを構成するための少数のアナログ回路と、制御するためのデジタル回路で構成できるため、消費電流を削減できるメリットがある。 A modulation circuit using a PLL frequency synthesizer having a PLL circuit is generally well known. Such a modulation circuit includes a variable frequency divider, a voltage controlled oscillator, and the like, and changes the frequency dividing ratio of the variable frequency divider at high speed to output a modulated RF (Radio Frequency) output from the voltage controlled oscillator. Get the signal. The modulation circuit using this PLL frequency synthesizer has fewer analog circuits for handling RF signals than a modulator using a mixer circuit, and is a small number of analog circuits for configuring the PLL and a digital circuit for control. Since it can be configured, there is an advantage that current consumption can be reduced.
しかしながら、PLL周波数シンセサイザを用いた変調回路の変調信号帯域は、PLL周波数シンセサイザのループ帯域に制限されるため、狭帯域の変調信号で変調をかけることはできるが、近年の移動体通信システム等で採用される広帯域の変調をかけることができない。そこで、可変分周器の分周比変化で変調をかけるのと同時に、電圧制御発振器の制御端子に直接変調信号を与える2点変調方式のPLLシンセサイザが注目されている(例えば、特許文献1参照)。 However, since the modulation signal band of the modulation circuit using the PLL frequency synthesizer is limited to the loop band of the PLL frequency synthesizer, it can be modulated with a narrow band modulation signal. However, in recent mobile communication systems, etc. The wideband modulation employed cannot be applied. Thus, attention is paid to a two-point modulation type PLL synthesizer that applies a modulation signal directly to the control terminal of the voltage controlled oscillator at the same time as modulation is performed by changing the division ratio of the variable frequency divider (see, for example, Patent Document 1). ).
図8は従来のPLLシンセサイザを示す概略構成図である。図8に示すように、このPLLシンセサイザは、電圧制御発振器81と、可変分周器82と、位相比較器83と、ループフィルタ84とを備える。
FIG. 8 is a schematic configuration diagram showing a conventional PLL synthesizer. As shown in FIG. 8, this PLL synthesizer includes a voltage controlled
電圧制御発振器81の発振周波数は、制御端子Vtに与えられる電圧によって制御され、RF信号802を出力する。可変分周器82は、電圧制御発振器81から出力されるRF信号802を分周する。位相比較器83は、可変分周器82の出力信号と基準信号801の位相を比較して、位相差に応じた信号を出力する。ループフィルタ84は、位相比較器の出力を平均化する。
The oscillation frequency of the voltage controlled
さらに、図8に示されるPLLシンセサイザは、変調データ803に基づいて変調信号を出力する変調感度テーブル85と、チャネル選択データ804およびゲイン制御信号805を出力する制御部86と、制御部86から出力されるゲイン制御信号805に応じてゲインを調整するとともに変調感度テーブル85の出力信号をアナログ電圧に変換するDA変換器88と、変調感度テーブル85からの出力信号にチャネル選択情報を加算した信号をデルタシグマ変調をかけ分周比として可変分周器87へ出力するデルタシグマ変調器87と、電圧制御発振器81の電圧端子Vtに入力される電圧値をデジタル値に変換して制御部85に出力するAD変換器89とを備える。
Further, the PLL synthesizer shown in FIG. 8 has a modulation sensitivity table 85 that outputs a modulation signal based on the
変調動作に関しては、ループフィルタ84の帯域内の変調は、可変分周器82の分周比を変化させることによって行われ、ループフィルタ84の帯域外の変調は、電圧制御発振器81の制御端子Vtに直接与えることによって行われる。この結果、電圧制御発振器81の出力からは、RF変調信号802が得られる。この時、電圧制御発振器81の制御端子Vtに与える変調信号は、デジタルの変調データ803をDA変換器88でアナログ値に変換してループフィルタ84の出力電圧と合成したものである。
Regarding the modulation operation, the modulation within the band of the
上述した2点変調方式においては、Vtに与える変調信号の振幅変動に対する電圧制御発振器81の発振周波数fの変動、すなわち変調信号に対する周波数感度Kmが、常に一定でなくてはならない。それは、周波数感度Kmが変動することは、変調度すなわち変調信号の帯域が変化してしまうことになり、変調特性の劣化につながるためである。
In two-point modulation scheme described above, fluctuation of the oscillation frequency f of the voltage controlled
ここで、PLL変調回路に用いられる電圧制御発振器は、通常、可変容量ダイオードを備えている。しかしながら、この可変容量ダイオードの非線形性に起因して、周波数感度Kmが変動してしまう。図9は、周波数感度Kmの変化の様子を示す図である。図9において、電圧制御発振器81の制御端子Vtに入力される電圧−発振周波数特性における各点の接線の傾きが周波数感度Kmを示す。図9から明らかなように、異なる周波数(たとえば、f1とf3)において、周波数感度Kmが異なることが分かる。 Here, the voltage controlled oscillator used in the PLL modulation circuit usually includes a variable capacitance diode. However, due to the nonlinearity of the variable capacitance diode, the frequency sensitivity K m fluctuates. Figure 9 is a diagram showing changes in the frequency sensitivity K m. 9, the voltage input to the control terminal V t of the voltage controlled oscillator 81 - the tangent slope of each point in the oscillation frequency characteristics showing a frequency sensitivity K m. As is clear from FIG. 9, it can be seen that the frequency sensitivity K m is different at different frequencies (for example, f 1 and f 3 ).
そこで、図8に示された例においては、電圧制御発振器81の制御電圧VtをAD変換器89で検出し、制御部86において周波数感度Kmを算出する。ここで、電圧制御発振器81の発振周波数は、制御部86から出力されるチャネル選択データ804により既知となる。したがって、周波数感度Kmは、チャネル切替え時の周波数変化量ΔfをAD変換器89で検出した電圧変化分ΔVtで除算することで求められる。すなわち、周波数感度をKmとすると、Km=Δf/ΔVtとなる。この結果を、変調度テーブル85に格納しておき、チャネル選択データ804に応じてテーブルを参照してDA変換器88のゲイン制御を行い変調信号の振幅を補正している。
Therefore, in the example shown in FIG. 8, the control voltage V t of the voltage controlled
さらに、PLL周波数シンセサイザとしてロック動作している時に、チャネルが隣接、あるいは次隣接に切り替わった時(f1とf2)にも周波数感度Km検出を行い、変調度テーブル85のテーブルデータを更新する。これにより、動作環境に応じた周波数感度Kmの補正が行えるので変調度の変動が抑制できる。
しかしながら、上記従来のPLL周波数シンセサイザ変調回路にあっては、全チャネル周波数にロックさせた時の電圧Vtを採取し、チャネル周波数に対応した周波数感度Kmを算出して変調度テーブルを作成する必要がある。これは、周波数感度の変動が可変容量ダイオードの非線形性に起因するものであり、また、個体毎の素子ばらつきによって固有の値を持つためである。よって変調度テーブルの作成に多くの工数を要する。 However, in the conventional PLL frequency synthesizer modulation circuit, the voltage V t when the channel frequency is locked is sampled, the frequency sensitivity K m corresponding to the channel frequency is calculated, and the modulation degree table is created. There is a need. This is because the frequency sensitivity fluctuation is caused by the non-linearity of the variable capacitance diode, and has a unique value due to the element variation for each individual. Therefore, it takes a lot of man-hours to create the modulation degree table.
さらに、PLL周波数シンセサイザ動作時に周囲温度が変化した場合には、可変容量ダイオード特性の温度変化により周波数感度が変化するため、変調度テーブルの更新が必要となる。しかしながら、周波数感度Kmの検出のためには、チャネルの切替わりが必要である。さらにこの切替りは隣接、あるいは次隣接の微小の周波数変化でなければならない。ところが、この温度変化時に、隣接あるいは次隣接へのチャネル切替えが必ず発生するとは限らないため、変調度の劣化を生じる可能性がある。 Furthermore, when the ambient temperature changes during the operation of the PLL frequency synthesizer, the frequency sensitivity changes due to the temperature change of the variable capacitance diode characteristics, so the modulation degree table needs to be updated. However, for detection of frequency sensitivity K m, it is necessary to switch spite of channels. Furthermore, this switching must be a minute frequency change between adjacent or next adjacent. However, when this temperature change occurs, channel switching to the adjacent or the next adjacent does not always occur, and there is a possibility that the degree of modulation is deteriorated.
本発明は、上記従来の課題を解決するためになされたもので、変調度の制御が容易で、さらに周囲温度の変化に起因した変調度の変化を抑制した電圧制御発振器およびこれを用いたPLL周波数シンセサイザ変調回路を提供することを目的とする。 The present invention has been made in order to solve the above-described conventional problems, and it is easy to control the degree of modulation, and further, a voltage-controlled oscillator that suppresses changes in the degree of modulation due to changes in ambient temperature, and a PLL using the same An object of the present invention is to provide a frequency synthesizer modulation circuit.
本発明の電圧制御発振器は、発振周波数を制御するためのアナログ入力信号に基づいて容量値が変化する可変容量ダイオードを含む共振器を備えた電圧制御発振器であって、前記共振器に変調用のデジタル信号に基づいて容量値が切替えられるスイッチング容量を備えた構成を有する。 A voltage-controlled oscillator according to the present invention is a voltage-controlled oscillator including a resonator including a variable capacitance diode whose capacitance value changes based on an analog input signal for controlling an oscillation frequency. It has a configuration including a switching capacitor whose capacitance value is switched based on a digital signal.
この構成により、変調信号に対する容量変化値がデジタル的に制御できるため、変調信号に対する容量の変化比がキャリア周波数に依存せず、変調度の制御が容易になる。さらに、スイッチング容量の変化比が温度に対して変化しないため、変調度の変化を抑制できる。 With this configuration, the capacitance change value with respect to the modulation signal can be digitally controlled, so that the change ratio of the capacitance with respect to the modulation signal does not depend on the carrier frequency, and the modulation degree can be easily controlled. Furthermore, since the change ratio of the switching capacitance does not change with respect to the temperature, the change in the modulation factor can be suppressed.
さらに、本発明の電圧制御発振器は、複数の前記スイッチング容量が並列に接続され、各々の前記複数のスイッチング容量の容量値が入力された前記デジタル信号の対応するビットに基づいて切替えられることにより、前記複数のスイッチング容量の容量値の合計を変化させて変調をかける構成を有する。 Furthermore, in the voltage controlled oscillator of the present invention, a plurality of the switching capacitors are connected in parallel, and the capacitance values of the plurality of switching capacitors are switched based on the corresponding bits of the input digital signal, The modulation is performed by changing the total capacitance value of the plurality of switching capacitors.
この構成により、複数のスイッチング容量について、各々の容量値を切替えることによって、変調度の制御をより細かく行うことができる。 With this configuration, the modulation degree can be controlled more finely by switching the capacitance values of a plurality of switching capacitors.
また、本発明の電圧制御発振器は、前記複数のスイッチング容量は、それぞれ略同一の容量値を有する構成を有する。 The voltage controlled oscillator according to the present invention has a configuration in which the plurality of switching capacitors have substantially the same capacitance value.
この構成により、各々のスイッチング容量が略同一のレイアウト形状を基に構成できるので、容量値の相対バラツキを抑圧抑制できる。 With this configuration, each switching capacitor can be configured on the basis of substantially the same layout shape, so that the relative variation of the capacitance value can be suppressed and suppressed.
本発明のPLL周波数シンセサイザ変調回路は、電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の出力を分周する分周器と、前記分周器の出力側に接続された位相比較器と、前記位相比較器の後段に接続されたチャージポンプと、前記チャージポンプの後段に接続され、前記電圧制御発振器に入力される前記アナログ信号を出力するループフィルタとを備え、前記アナログ信号はキャリア周波数データに基づいて生成され、前記デジタル信号は変調データに基づいて生成される構成を有する。 A PLL frequency synthesizer modulation circuit according to the present invention includes a voltage controlled oscillator, a frequency divider that divides the output of the voltage controlled oscillator, a phase comparator connected to an output side of the frequency divider, and the phase comparator A charge pump connected to the subsequent stage, and a loop filter connected to the subsequent stage of the charge pump and outputting the analog signal input to the voltage controlled oscillator, wherein the analog signal is generated based on carrier frequency data The digital signal is generated based on the modulation data.
この構成により、チャネル周波数を生成するPLL閉ループの制御信号はアナログであるために、良好なC/N特性が得られる。また、変調データをデジタル信号で与え、スイッチング容量値を制御するため、変調信号に対する容量の変化比がキャリア周波数に依存せず、変調度の制御が容易になる。 With this configuration, the PLL closed-loop control signal for generating the channel frequency is analog, so that a good C / N characteristic can be obtained. Further, since the modulation data is given as a digital signal and the switching capacitance value is controlled, the change ratio of the capacitance with respect to the modulation signal does not depend on the carrier frequency, and the modulation degree can be easily controlled.
また、本発明のPLL周波数シンセサイザ変調回路は、前記分周器は前記キャリア周波数データと前記変調データに基づいて分周比を可変制御し、前記変調データに基づいて前記電圧制御発振器のスイッチング容量を制御する構成を有する。 Further, in the PLL frequency synthesizer modulation circuit of the present invention, the frequency divider variably controls the frequency division ratio based on the carrier frequency data and the modulation data, and the switching capacity of the voltage controlled oscillator is controlled based on the modulation data. It has a configuration to control.
この構成により、スイッチング容量にデジタルで変調データを与えるため、可変分周器を用いる場合においても、変調をかけるタイミングとの調整が容易である。 With this configuration, modulation data is digitally supplied to the switching capacitor, so that adjustment with the timing for applying modulation is easy even when a variable frequency divider is used.
さらに、本発明のPLL周波数シンセサイザ変調回路は、ダイレクトデジタルシンセサイザをさらに備え、前記ダイレクトデジタルシンセサイザは変調データとキャリア周波数データに基づいて制御信号を出力し、前記分周器は分周比固定の分周器で構成され、前記ダイレクトデジタルシンセサイザの出力と前記分周器の出力とに基づいて前記電圧制御発振器の発振周波数を制御する構成を有する。 Further, the PLL frequency synthesizer modulation circuit of the present invention further includes a direct digital synthesizer, the direct digital synthesizer outputs a control signal based on the modulation data and the carrier frequency data, and the frequency divider is a frequency division ratio fixed. A frequency divider configured to control the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator based on the output of the direct digital synthesizer and the output of the frequency divider.
この構成により、PLL周波数シンセサイザの消費電力を少なくすることができる。 With this configuration, the power consumption of the PLL frequency synthesizer can be reduced.
また、本発明のPLL周波数シンセサイザ変調回路は、前記キャリア周波数データに基づいて算出された補正テーブルをさらに備え、前記デジタル信号は前記変調データを前記補正テーブルを用いて補正される構成を有する。 The PLL frequency synthesizer modulation circuit according to the present invention further includes a correction table calculated based on the carrier frequency data, and the digital signal has a configuration in which the modulation data is corrected using the correction table.
この構成により、可変容量ダイオードの容量値の変化に依らず周波数感度を一定に保つことができる。 With this configuration, the frequency sensitivity can be kept constant regardless of the change in the capacitance value of the variable capacitance diode.
本発明のポーラー変調システムは、PLL周波数シンセサイザ変調回路と、前記変調データを位相変調データと振幅変調データに分離して、前記位相変調データを前記PLL周波数シンセサイザ変調回路に出力する変調信号生成部と、前記PLL周波数シンセサイザ変調回路の前記電圧制御発振器の出力と前記変調信号生成部の出力する振幅変調データとに基づいて変調信号を生成するポーラー変調器とを備えた構成を有する。 The polar modulation system of the present invention includes a PLL frequency synthesizer modulation circuit, a modulation signal generation unit that separates the modulation data into phase modulation data and amplitude modulation data, and outputs the phase modulation data to the PLL frequency synthesizer modulation circuit. And a polar modulator that generates a modulation signal based on the output of the voltage controlled oscillator of the PLL frequency synthesizer modulation circuit and the amplitude modulation data output from the modulation signal generator.
この構成により、デジタルの変調データで変調をかけるので、変調信号を生成する際の位相変調データと振幅変調データとのタイミング調整を容易に行うことができる。 With this configuration, since modulation is performed with digital modulation data, timing adjustment of phase modulation data and amplitude modulation data when generating a modulation signal can be easily performed.
本発明の変調度テーブル算出方法は、PLL周波数シンセサイザ変調回路の変調度を補正する補正テーブルの算出方法であって、キャリア周波数を制御するためのキャリア周波数データに基づき、電圧制御発振器に設けられた可変容量ダイオードの容量値に依存した補正値を算出する工程を備えた。 The modulation degree table calculation method of the present invention is a correction table calculation method for correcting the modulation degree of a PLL frequency synthesizer modulation circuit, and is provided in a voltage controlled oscillator based on carrier frequency data for controlling a carrier frequency. A step of calculating a correction value depending on the capacitance value of the variable capacitance diode is provided.
この方法により、キャリア周波数に基づいて補正値を算出するので、変調度補正テーブルをあらかじめ設定できるため、変調度の劣化を防ぐことができる。 Since the correction value is calculated based on the carrier frequency by this method, the modulation degree correction table can be set in advance, so that deterioration of the modulation degree can be prevented.
本発明によれば、変調度の制御が容易で、さらに周囲温度が変化に起因した変調度の変化を抑制した電圧制御発振器およびこれを用いたPLL周波数シンセサイザ変調回路を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a voltage-controlled oscillator that can easily control the degree of modulation and that suppresses a change in the degree of modulation caused by a change in ambient temperature, and a PLL frequency synthesizer modulation circuit using the voltage-controlled oscillator.
(第1の実施形態)
図1は、本発明の第1の実施形態を説明するためのPLL周波数シンセサイザ変調回路を示す概略構成図である。図1に示すように、本実施形態のPLL周波数シンセサイザ変調回路10は、電圧制御発振器1と、可変分周器2と、位相比較器3と、電圧制御発振器1の制御信号に変換するチャージポンプ4と、ループフィルタ5と、分周比生成部6と、変調度補正テーブル7と、可変増幅器8とを備える。
(First embodiment)
FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing a PLL frequency synthesizer modulation circuit for explaining a first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the PLL frequency
電圧制御発振器1は、RF変調信号102を生成および出力する。可変分周器2は、電圧制御発振器1が出力したRF変調信号102を分周する。位相比較器3は、基準信号101の位相と可変分周器2の出力信号の位相とを比較し、位相差に応じた信号を出力する。チャージポンプ4は、位相比較器3の出力信号を電圧制御発振器1の制御信号に変換する。ループフィルタ5は、チャージポンプ4の出力信号を平滑化し、電圧制御発振器1の制御端子Vtに出力する。電圧制御発振器1の発振周波数は、制御端子Vtに与えられる電圧によって制御される。
The voltage controlled
さらに、PLL周波数シンセサイザ変調回路10は、分周比生成部6と、変調度補正テーブル7と、可変増幅器8とを備え、変調動作を行う。
Further, the PLL frequency
分周比生成部6は、キャリア周波数データ103と変調データ104に基づいて、可変分周器2の分周比を制御する信号を生成する。可変増幅器8は、変調データ104を振幅制御し、電圧制御発振器1のVm端子に与えられる信号を生成する。この時、可変増幅器8の増幅度は、キャリア周波数データ103に応じた信号を出力する変調度補正テーブル7により制御される。
The frequency division
上記の変調動作は、ループフィルタ5の帯域以下の変調については、可変分周器2の分周比を変化させることによって行われ、ループフィルタ5の帯域以上の変調については、デジタル信号で電圧制御発振器1の制御端子Vmに直接与えることによって行われる。
The above modulation operation is performed by changing the frequency division ratio of the
電圧制御発振器1は、バラクタダイオード等の可変容量ダイオード21と、スイッチング容量22を備え、可変容量ダイオード21は制御端子Vtに与えられるアナログ信号の制御電圧に基づいて発振周波数を制御し、スイッチング容量22は、制御端子Vmに与えられるディジタル信号に基づいて変調をかけるものである。
Voltage controlled
図2は、本発明の第1の実施形態を説明するための電圧制御発振器の一例を示す図である。この電圧制御発振器1は、可変容量ダイオード21、n個のスイッチング容量22(1)、22(2)、・・・、22(n−1)、22(n)(n≧1)、固定容量23、およびインダクタ24を有する共振器と、能動素子25を有する発振器とを備えたLC共振型発振器である。
FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a voltage-controlled oscillator for explaining the first embodiment of the present invention. This voltage controlled
可変容量ダイオード21、スイッチング容量22、固定容量23およびインダクタ24は、それぞれ一端が接地されるとともに並列に接続されている。また、スイッチング容量22(1)、22(2)、・・・、22(n−1)、22(n)は、制御端子Vm(1)、Vm(2)、・・・、Vm(n−1)、Vm(n)に入力される信号により、それぞれ容量値が切替えられる。
The
ここで、可変容量ダイオード21の容量をCv、スイッチング容量22(1)、22(2)、・・・、22(n−1)、22(n)の容量値をそれぞれC1、C2、・・・、Cn-1、Cn、固定容量23の容量値をCo、インダクタ24のインダクタンスをLoとすると、電圧制御発振器1の発振周波数foscは数1で表される。
ここで、可変容量ダイオード21の容量値Cvは、制御端子Vtに与えられる電圧によって発振周波数を制御し、キャリア周波数を決定する。スイッチング容量22(1)、22(2)、・・・、22(n−1)、22(n)の容量値C1、C2、・・・、Cn−1、Cnは、制御端子Vm(1:n)に与えられる変調データによってそれぞれ切替えられて容量値が制御されることで、キャリア周波数に変調をかける。スイッチング容量22(1)ないし22(n)に対して与えられる変調データはデジタル信号で与えられ、各々対応する制御端子Vm(1)ないしVm(n)には、デジタル信号の例えばビット等の、制御端子Vm(1)ないしVm(n)に対応する変調信号を構成する情報が入力される。
Here, the capacitance value C v of the
図3および図4は、スイッチング容量22の構成例を示す図である。図3に示したスイッチング容量は、固定容量31とスイッチングトランジスタ32とが直列に接続され、Vm端子に与える制御電圧Dnによりトランジスタをオン、オフさせることにより容量値を2値に切替えるものである。図4に示したスイッチング容量は、MOSトランジスタ41のドレインとソースを共通接続し、Vm端子に与える制御電圧Dnによりゲートとドレイン−ソース間のチャネル容量を2値に切替えるものである。
3 and 4 are diagrams illustrating a configuration example of the switching
図5に、スイッチング容量の制御電圧Dnに対する容量変化の様子を示す。図5に示すように、制御電圧Dnが0VとVcc近辺の電圧値の領域において、容量値がC_HとC_Lの2値に変化する。したがって、デジタル信号によって容量値を2値に切替えることができる。 Figure 5 shows how the capacitance change with respect to the control voltage D n of the switching capacity. 5, the control voltage D n is in the region of the voltage value of near 0V and V cc, the capacitance value is changed to a binary C_H and C_L. Therefore, the capacitance value can be switched to a binary value by a digital signal.
ここで、図3、図4に示したような、本実施形態のスイッチング容量が有するトランジスタとしては、NchまたはPchMOSトランジスタ、バイポーラトランジスタ、スイッチング動作を行う素子等が用いられる。また、容量としては、MIM(Metal Insulator Metal)構造、MOS構造等で構成できる。さらには、並走する配線の断面間の容量を利用したフリンジ容量を用いてもよい。フリンジ容量は、一般に絶対精度が良いといわれている。 Here, as a transistor included in the switching capacitor of the present embodiment as shown in FIGS. 3 and 4, an Nch or PchMOS transistor, a bipolar transistor, an element for performing a switching operation, or the like is used. Further, the capacitor can be composed of a MIM (Metal Insulator Metal) structure, a MOS structure, or the like. Further, a fringe capacity using a capacity between cross sections of parallel wirings may be used. The fringe capacity is generally said to have good absolute accuracy.
さらに、スイッチング容量の構成時に、すべてのスイッチング容量を共通の最小単位の容量を基本として構成することが好ましい。例えば、スイッチング容量の最小単位が10fFで、100fFの容量を構成する時には、10fFの容量を10個並列接続して100fFを得る。これにより、それぞれのスイッチング容量が略同一のレイアウト形状を基に構成できるので、容量値の相対バラツキを抑制できる。 Further, when configuring the switching capacitors, it is preferable to configure all the switching capacitors based on a common minimum unit capacity. For example, when the minimum unit of the switching capacity is 10 fF and a capacity of 100 fF is configured, 10 capacitors of 10 fF are connected in parallel to obtain 100 fF. As a result, each switching capacitor can be configured based on substantially the same layout shape, so that relative variations in capacitance values can be suppressed.
このような第1の実施形態の電圧制御発振器1によれば、変調信号に対する容量変化値がスイッチング容量によってデジタル的に制御できるため、変調信号に対する容量の変化比がキャリア周波数に依存せず、変調度の制御が容易になる。さらに、スイッチング容量の変化比が温度に対して変化しないため、温度変化に起因する変調度の変化を抑制できる。また、スイッチング容量を複数設ければ、それぞれのスイッチング容量を切替え制御することで合計の容量値を変化させて、変調度の制御をより細かく行うことができる。
According to the voltage controlled
以下に、スイッチング容量値を制御した時の周波数感度Kmの算出について述べる。電圧制御発振器の変調信号に対する周波数感度Kmは、デジタル信号で制御するスイッチング容量の容量変化に対する周波数の変化であるから、周波数感度Kmは、数2のように表せる。
したがって、数1のfoscをスイッチング容量の和(C1+C2+・・・+Cn−1+Cn)で微分したものになる。数3に、foscを微分した値f’oscを示す。
ここで、チャネル周波数の帯域が数百MHzであるのに対し、変調信号の帯域は数MHzである。したがって、容量値の総和{Co+Cv+(C1+C2+・・・+Cn−1+Cn)}に対し、スイッチング容量の和(C1+C2+・・・+Cn−1+Cn)の変化量は非常に小さいことが分かる。よって、数3は、数4のように近似することができる。
したがって、周波数感度Kmは、制御電圧Vtによって制御される可変容量ダイオードの容量値Cvに対して一対一に変化する。ここで、Cvの変化、すなわちキャリア周波数の変化に依らずKmを一定に保つためには、数5で表される補正値Aを掛ければよい。
補正後の周波数感度をKm’とすると、数6で表される。
よって、変調度補正テーブルにAの値をもてば、可変容量ダイオード21の容量値Cvの変化に依らず周波数感度Kmを一定に保つことができる。さらに、容量値Cvは、キャリア周波数に対して一対一に対応する。したがって、キャリア周波数データに基づいて補正値Aを算出することができる。 Therefore, it is possible to maintain it Mote the value of A in the modulation correction table, regardless of the change of the capacitance value C v of the variable capacitance diode 21 a frequency sensitivity K m constant. Furthermore, the capacitance value Cv has a one-to-one correspondence with the carrier frequency. Therefore, the correction value A can be calculated based on the carrier frequency data.
このような本発明の第1の実施形態のPLL周波数シンセサイザ変調回路によれば、チャネル周波数を生成するPLL閉ループのVt制御信号はアナログであるために、良好なC/N特性が得られる。また、電圧制御発振器のスイッチング容量で変調をかけるため、変調信号に対する容量変化値がデジタル的に制御でき、変調信号に対する容量の変化比がキャリア周波数に依存せず、変調度の制御が容易になる。さらに、変調データをデジタル信号で与えて容量値を制御するため、周波数感度Kmを算出できる。このため、キャリア周波数に対応した変調度補正テーブルの値をあらかじめ設定できる。したがって、変調度の劣化を防ぐことができる。また、デジタルで変調データを与えるため、可変分周器の分周比により変調をかけるタイミングとの調整が容易である。さらに、スイッチング容量の変化比が温度に対して変化しないため、温度に起因した変調度の変化を抑制できる。 According to the PLL frequency synthesizer modulation circuit of the first embodiment of this invention, V t control signal of the PLL loop for generating the channel frequency in order to be analog, good C / N characteristics. In addition, since the modulation is performed by the switching capacitor of the voltage controlled oscillator, the capacitance change value with respect to the modulation signal can be digitally controlled, and the change ratio of the capacitance with respect to the modulation signal does not depend on the carrier frequency, and the modulation degree can be easily controlled. . Furthermore, since the modulation data is given as a digital signal to control the capacitance value, the frequency sensitivity K m can be calculated. For this reason, the value of the modulation degree correction table corresponding to the carrier frequency can be set in advance. Therefore, the deterioration of the modulation degree can be prevented. Further, since modulation data is given digitally, it is easy to adjust the modulation timing according to the frequency division ratio of the variable frequency divider. Furthermore, since the change ratio of the switching capacitance does not change with respect to the temperature, the change in the modulation factor due to the temperature can be suppressed.
(第2の実施形態)
図6は、本発明の第2の実施形態を説明するためのPLL周波数シンセサイザ変調回路を示す概略構成図である。図6において、第1の実施形態で説明した図1と重複する部分には同一の符号を付す。
(Second Embodiment)
FIG. 6 is a schematic configuration diagram showing a PLL frequency synthesizer modulation circuit for explaining the second embodiment of the present invention. In FIG. 6, the same reference numerals are given to the portions overlapping those in FIG. 1 described in the first embodiment.
図6に示すように、第2の実施形態に係るPLLシンセサイザ変調回路は、分周比固定の分周器61と、ダイレクト・デジタル・シンセサイザ(Direct Digital Synthesizer:以下、DDS)62とを備える。
As shown in FIG. 6, the PLL synthesizer modulation circuit according to the second embodiment includes a
DDS62は、キャリア周波数データ103と変調データ104とに基づき、数値演算を行う。そして、数値演算を行った結果を内蔵されたDA変換器等を用いて直接信号を生成および出力する。したがって、数値演算で波形を生成するため、任意の周波数のキャリア信号および変調信号を得ることができる。
The
DDS62の出力信号は、位相比較器3に入力される。上述したように、DDS62の出力は数値演算で直接波形を生成するため、PLL周波数シンセサイザに設けられる分周器として、分周比固定の分周器61を適用することができる。固定分周器61は、複数の分周器を縦続接続して構成でき、さらに後段にいくほど動作周波数が下がるので消費電力を少なくすることができる。
The output signal of the
このような本発明の第2の実施形態のPLL周波数シンセサイザ変調回路によれば、PLL回路に固定分周器を用いることができるので、消費電力を減少させることができる。 According to the PLL frequency synthesizer modulation circuit of the second embodiment of the present invention, since a fixed frequency divider can be used in the PLL circuit, power consumption can be reduced.
(第3の実施形態)
図7は、第3の実施形態を説明するためのポーラー変調システムを示す概略構成図である。図7において、第1の実施形態で説明した図1と重複する部分には同一の符号を付す。図7に示すように、第3の実施形態に係るポーラ変調システムは、PLL周波数シンセサイザ変調回路10と、ポーラー変調器71と、エンベロープ信号生成部72と、変調信号生成部73と、を備える。
(Third embodiment)
FIG. 7 is a schematic configuration diagram showing a polar modulation system for explaining the third embodiment. In FIG. 7, the same reference numerals are given to the portions overlapping those in FIG. 1 described in the first embodiment. As shown in FIG. 7, the polar modulation system according to the third embodiment includes a PLL frequency
変調データ104は、変調信号生成部73によって、位相変調データ701と振幅変調データ702に分離される。位相変調データ701は、PLL周波数シンセサイザ変調回路10に入力され、PLL周波数シンセサイザ変調回路10は、位相変調されたRF信号を出力する。
The
一方、振幅変調データ702はエンベロープ信号生成部72に入力され、エンベロープ信号生成部72は、デジタルの振幅変調データをアナログのエンベロープ信号に変換する。ポーラー変調器71は、PLL周波数シンセサイザ変調回路10から出力されたRF位相変調信号と、エンベロープ信号生成部72から出力されたエンベロープ信号とを極座標平面上で合成し、RF変調信号703を生成し出力する。
On the other hand, the
ポーラー変調システムにおいて、その変調特性を確保するためには、位相変調データ701と振幅変調データ702とを合成するためのタイミングを制御する必要があるが、位相変調を行う手段として、デジタルの変調データで変調をかけるPLL周波数シンセサイザ変調回路10を用いることにより、タイミング調整を容易に行うことができる。
In a polar modulation system, in order to ensure the modulation characteristics, it is necessary to control the timing for synthesizing the
なお、第3の実施形態では、第1の実施形態に係るPLL周波数シンセサイザ変調回路10を用いた例について説明したが、PLL周波数シンセサイザ変調回路10の代わりに、PLL周波数シンセサイザ変調回路60を用いてもよい。この場合も、PLL周波数シンセサイザ変調回路60は、デジタルの変調データで変調をかける構成を有しており、位相変調データ701と振幅変調データ702を合成するタイミング調整を容易にすることができる。
In the third embodiment, an example using the PLL frequency
本発明の電圧制御発振器は、変調度の制御が容易な効果を有し、PLL周波数シンセサイザ変調回路やポーラー変調システム等に有用である。 The voltage-controlled oscillator of the present invention has an effect that the modulation degree can be easily controlled, and is useful for a PLL frequency synthesizer modulation circuit, a polar modulation system, and the like.
1 電圧制御発振器
2 可変分周器
3 位相比較器
4 チャージポンプ
5 ループフィルタ
6 分周比生成部
7 変調度補正テーブル
8 可変増幅器
21 可変容量ダイオード
22(1)〜22(n) スイッチング容量
23 固定容量
24 インダクタ
61 分周器
62 DDS
71 ポーラー変調器
72 エンベロープ信号生成部
73 変調信号生成部
DESCRIPTION OF
71
Claims (9)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003289894A JP2005064663A (en) | 2003-08-08 | 2003-08-08 | Voltage controlled oscillator and pll frequency synthesizer modulation circuit using same |
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Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7599669B2 (en) | 2005-07-08 | 2009-10-06 | Infineon Technologies Ag | Transmitting arrangement, transreceiver with a transmitting arrangement and method for signal processing |
JP2011147169A (en) * | 2005-10-21 | 2011-07-28 | Panasonic Corp | Fm modulator |
US9485085B2 (en) | 2015-03-10 | 2016-11-01 | Qualcomm Incorporated | Phase locked loop (PLL) architecture |
-
2003
- 2003-08-08 JP JP2003289894A patent/JP2005064663A/en not_active Withdrawn
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