JP2005051923A

JP2005051923A - Switching regulator

Info

Publication number: JP2005051923A
Application number: JP2003281446A
Authority: JP
Inventors: Akira Moriyama; 顕森山
Original assignee: Yokogawa Electric Corp
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 2003-07-29
Filing date: 2003-07-29
Publication date: 2005-02-24

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a low-cost, low-loss, and simple switching power source. <P>SOLUTION: This switching power source receives the input of AC power voltage and converts it into a specified output. This is equipped with a rectifying circuit which rectifies AC voltage, a switch which switches on or switches off the circuit, based on the above output, with one end connected to the positive electrode of a rectifying circuit and the other end connected to common potential, an inductor which is excited by the switching on or switching off, with one end connected to the common potential and the other end connected to the negative electrode of the rectifying circuit, a diode which rectifies the voltage induced in the inductor, with its anode connected to the junction between the negative electrode of the rectifying circuit and the inductor, and a smoothing capacitor which smoothes the potential induced in the inductor, with its positive electrode connected to the output and the cathode of the diode and with its negative electrode connected to the common potential. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

本発明は、交流電圧を入力し所定の出力に変換し、特に、入力電流の高調波を抑制し、高力率で電力を変換するスイッチング電源に関する。 The present invention relates to a switching power supply that receives an AC voltage and converts it into a predetermined output, and in particular, suppresses harmonics of an input current and converts power at a high power factor.

従来のスイッチング電源は、例えば、磁性素子であるディザ用のトランスを備えるシングル・ステージ・コンバータである（例えば、特許文献１及び特許文献２参照。）。その詳細について、図２を用いて説明する。図２は、従来のスイッチング電源を示す構成図である。 A conventional switching power supply is, for example, a single stage converter including a dither transformer which is a magnetic element (see, for example, Patent Document 1 and Patent Document 2). Details thereof will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a block diagram showing a conventional switching power supply.

図２において、共通電位ＣＯＭ及び共通電位ＧＮＤはスイッチング電源の共通電位である。また、交流電圧Ｖａｃは整流回路ＤＢ１に接続する。 In FIG. 2, a common potential COM and a common potential GND are common potentials of the switching power supply. The AC voltage Vac is connected to the rectifier circuit DB1.

また、整流回路ＤＢ１の正極、即ち電圧Ｖａは、ディザ用のトランスＴ１の一次巻線Ｎ１１の一端に接続する。さらに、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１１の他端は、ダイオードＤ３を介して、スイッチＱ１の一端（ドレイン）に接続する。さらにまた、スイッチＱ１の他端（ソース）は共通電位ＣＯＭに接続する。 The positive electrode of the rectifier circuit DB1, that is, the voltage Va is connected to one end of the primary winding N11 of the dither transformer T1. Further, the other end of the primary winding N11 of the transformer T1 is connected to one end (drain) of the switch Q1 via the diode D3. Furthermore, the other end (source) of the switch Q1 is connected to the common potential COM.

さらに、トランスＴ１の二次巻線Ｎ１２の一端は、ダイオードＤ１のアノードに接続する。さらにまた、トランスＴ１の二次巻線Ｎ１２の他端は、共通電位ＣＯＭに接続する。 Furthermore, one end of the secondary winding N12 of the transformer T1 is connected to the anode of the diode D1. Furthermore, the other end of the secondary winding N12 of the transformer T1 is connected to the common potential COM.

また、ダイオードＤ１のカソードは、平滑コンデンサＣ１の正極、即ち出力である電圧Ｖｂに接続する。さらにまた、平滑コンデンサＣ１の負極は共通電位ＣＯＭに接続する。 The cathode of the diode D1 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor C1, that is, the output voltage Vb. Furthermore, the negative electrode of the smoothing capacitor C1 is connected to the common potential COM.

さらに、電圧Ｖｂは、トランスＴ２の一次巻線Ｎ２１の一端に接続する。さらにまた、トランスＴ２の一次巻線Ｎ２１の他端はダイオードＤ２を介してスイッチＱ１の一端（ドレイン）に接続する。 Further, the voltage Vb is connected to one end of the primary winding N21 of the transformer T2. Furthermore, the other end of the primary winding N21 of the transformer T2 is connected to one end (drain) of the switch Q1 via the diode D2.

また、トランスＴ２の二次巻線Ｎ２２は、ダイオードＤ４及びコンデンサＣ２に接続する。 The secondary winding N22 of the transformer T2 is connected to the diode D4 and the capacitor C2.

さらに、制御回路（図示せず）は、出力電圧Ｖｏに基づき、スイッチＱ１のオンオフを制御する。 Furthermore, a control circuit (not shown) controls on / off of the switch Q1 based on the output voltage Vo.

また、負荷３０を電圧Ｖｂと共通電位ＣＯＭとの間に接続する。即ち、負荷３０を平滑コンデンサＣ１に並列に接続する。 Further, the load 30 is connected between the voltage Vb and the common potential COM. That is, the load 30 is connected in parallel to the smoothing capacitor C1.

このような、図２の従来例の動作を説明する。
交流電圧Ｖａｃは、整流回路ＤＢ１で整流され、電圧Ｖａとなる。また、スイッチＱ１のオンオフにより、整流回路ＤＢ１の出力、即ち電圧Ｖａは、一次巻線Ｎ１１に印加される。さらに、ダイオードＤ１は、二次巻線Ｎ１２に誘起する電圧を整流する。また、平滑コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１で整流する電圧を平滑し、電圧Ｖｂを生成する。 The operation of the conventional example of FIG. 2 will be described.
The AC voltage Vac is rectified by the rectifier circuit DB1 and becomes the voltage Va. Further, the output of the rectifier circuit DB1, that is, the voltage Va is applied to the primary winding N11 by turning on and off the switch Q1. Furthermore, the diode D1 rectifies the voltage induced in the secondary winding N12. The smoothing capacitor C1 smoothes the voltage rectified by the diode D1 and generates the voltage Vb.

さらに、スイッチＱ１のオンオフにより、電圧Ｖｂは一次巻線Ｎ２１に印加される。さらに、ダイオードＤ４及びコンデンサＣ２は、二次巻線Ｎ２２に誘起する電圧を整流及び平滑し、出力電圧Ｖｏを生成する。 Furthermore, the voltage Vb is applied to the primary winding N21 by turning on and off the switch Q1. Furthermore, the diode D4 and the capacitor C2 rectify and smooth the voltage induced in the secondary winding N22 to generate the output voltage Vo.

このようにして、スイッチＱ１のオンオフにより、交流電圧Ｖａｃは、電圧Ｖａ及び電圧Ｖｂを介して、出力電圧Ｖｏへ変換される。 In this way, the AC voltage Vac is converted to the output voltage Vo via the voltage Va and the voltage Vb by turning on and off the switch Q1.

また、スイッチＱ１のオンオフを制御することにより、出力電圧Ｖｏは所定の値に安定化される。さらに、スイッチＱ１のオンオフにより、入力電流Ｉｉｎの導通角は広くなり、入力電流Ｉｉｎの高調波は抑制される。そして、図２の従来例は、高力率で電力を変換する。 Further, the output voltage Vo is stabilized to a predetermined value by controlling on / off of the switch Q1. Furthermore, by turning on / off the switch Q1, the conduction angle of the input current Iin is widened, and the harmonics of the input current Iin are suppressed. The conventional example of FIG. 2 converts power at a high power factor.

特許第３２５７０１４号公報Japanese Patent No. 3257014 特開１１−１９１９６０号公報JP 11-191960 A

しかしながら、図２の従来例において、トランスＴ１は高価という課題がある。また、一次巻線Ｎ１１と二次巻線Ｎ１２との結合が完全ではないために、損失及びノイズが増加するという課題がある。 However, the conventional example of FIG. 2 has a problem that the transformer T1 is expensive. Further, since the coupling between the primary winding N11 and the secondary winding N12 is not perfect, there is a problem that loss and noise increase.

さらに、平滑コンデンサＣ１の電圧の変動が大きいため、負荷３０が不安定となるという課題がある。 Furthermore, since the voltage fluctuation of the smoothing capacitor C1 is large, there is a problem that the load 30 becomes unstable.

また、図２の従来例等のシングル・ステージ・コンバータは、簡易的な力率改善であり、１００％に近い力率を得ることはできない。 Further, the single stage converter of the conventional example of FIG. 2 is a simple power factor improvement, and cannot obtain a power factor close to 100%.

本発明の目的は、以上説明した課題を解決するものであり、低コスト・低損失・低ノイズのスイッチング電源を提供することにある。
また、本発明の目的は、平滑コンデンサＣ１の電圧が安定かつ簡便で好適なスイッチング電源を供給することにある。 An object of the present invention is to solve the above-described problems and to provide a low-cost, low-loss, low-noise switching power supply.
Another object of the present invention is to provide a suitable switching power source in which the voltage of the smoothing capacitor C1 is stable and simple.

このような目的を達成する本発明は、次の通りである。
（１）交流電圧を入力し所定の出力に変換するスイッチング電源において、前記交流電圧を整流する整流回路と、一端を前記整流回路の正極に接続し、他端を共通電位に接続し、前記出力に基づきオンオフするスイッチと、一端を前記共通電位に接続し、他端を前記整流回路の負極に接続し、前記オンオフにより励磁されるインダクタと、アノードを前記整流回路の負極と前記インダクタの接続点に接続し、前記インダクタに誘起する電圧を整流するダイオードと、正極を出力及び前記ダイオードのカソードに接続し、負極を共通電位に接続し、前記インダクタに誘起する電圧を平滑する平滑コンデンサとを備えることを特徴とするスイッチング電源。
（２）前記スイッチの制御回路と後段のコンバータの制御回路とを一体に形成することを特徴とする（１）記載のスイッチング電源。
（３）前記スイッチをオンオフさせると共に、前記平滑コンデンサの電圧を前記交流電圧の振幅のピーク値よりも低くする制御回路を備えることを特徴とする（１）記載のスイッチング電源。
（４）前記整流回路の正極と前記整流回路の負極との間に接続するコンデンサと、前記共通電位に接続する前記整流回路のヒートシンクとを備えることを特徴とする（１）記載のスイッチング電源。 The present invention which achieves such an object is as follows.
(1) In a switching power supply that inputs an AC voltage and converts it to a predetermined output, a rectifier circuit that rectifies the AC voltage, one end connected to the positive electrode of the rectifier circuit, the other end connected to a common potential, and the output A switch that is turned on / off based on the same, one end connected to the common potential, the other end connected to the negative electrode of the rectifier circuit, an inductor excited by the on / off, and an anode connected to the negative electrode of the rectifier circuit and the inductor A diode for rectifying the voltage induced in the inductor, a positive electrode connected to the output and the cathode of the diode, a negative electrode connected to a common potential, and a smoothing capacitor for smoothing the voltage induced in the inductor. A switching power supply characterized by that.
(2) The switching power supply according to (1), wherein the control circuit for the switch and the control circuit for the subsequent converter are integrally formed.
(3) The switching power supply according to (1), further comprising a control circuit that turns on and off the switch and lowers the voltage of the smoothing capacitor below the peak value of the amplitude of the AC voltage.
(4) The switching power supply according to (1), further comprising a capacitor connected between a positive electrode of the rectifier circuit and a negative electrode of the rectifier circuit, and a heat sink of the rectifier circuit connected to the common potential.

本発明によれば次のような効果がある。
インダクタを構成要素とするため、低コストとなる。また、結合率は１となるため、低損失となる。また、実装が容易となり、簡便となる。 The present invention has the following effects.
Since the inductor is a constituent element, the cost is low. Further, since the coupling ratio is 1, the loss is low. Moreover, mounting becomes easy and simple.

さらに、スイッチの他端（ソース）を共通電位とするために、スイッチの駆動を安定にできる。 Furthermore, since the other end (source) of the switch has a common potential, the drive of the switch can be stabilized.

また、本発明は昇降圧形コンバータであるために、平滑コンデンサの電圧ストレスを下げることができる。そして、交流電圧の振幅のピーク付近においても安定に動作し、入力電流の歪を小さくできる。そしてまた、平滑コンデンサの耐圧及び後段のコンバータの耐圧を低くできる。 Moreover, since the present invention is a step-up / step-down converter, the voltage stress of the smoothing capacitor can be reduced. And it operates stably even near the peak of the amplitude of the AC voltage, and the distortion of the input current can be reduced. In addition, the breakdown voltage of the smoothing capacitor and the breakdown voltage of the subsequent stage converter can be lowered.

さらに、交流電圧の投入時に発生する突入電流が小さい。 Furthermore, the inrush current generated when the AC voltage is applied is small.

また、平滑コンデンサの電圧が安定となるため、平滑コンデンサに並列に接続する負荷は安定となる。 Further, since the voltage of the smoothing capacitor becomes stable, the load connected in parallel to the smoothing capacitor becomes stable.

さらに、スイッチのオンオフを制御することにより、１００％に近い高力率を得ることができる。 Furthermore, a high power factor close to 100% can be obtained by controlling on / off of the switch.

以下に、図１に基づいて、本発明を詳細に説明する。図１は本発明に係るスイッチング電源の一実施例を示す構成図である。なお、図２の従来例と同一の要素には同一の符号を付し、説明を省略する。 Below, based on FIG. 1, this invention is demonstrated in detail. FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a switching power supply according to the present invention. The same elements as those in the conventional example of FIG. 2 are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.

図１の実施例の特徴は、整流回路ＤＢ１と、スイッチＱ２と、インダクタＬ１と、ダイオードＤ１と、平滑コンデンサＣ１との接続に係る構成にある。 The feature of the embodiment of FIG. 1 is the configuration relating to the connection of the rectifier circuit DB1, the switch Q2, the inductor L1, the diode D1, and the smoothing capacitor C1.

また、図１の実施例と図２の従来例とを比較すると、図１の実施例は、磁性素子であるインダクタＬ１が共通電位ＣＯＭに接続するというレイアウトで構成される。 Further, when the embodiment of FIG. 1 is compared with the conventional example of FIG. 2, the embodiment of FIG. 1 has a layout in which an inductor L1 which is a magnetic element is connected to a common potential COM.

そして、スイッチＱ２と、インダクタＬ１と、ダイオードＤ１と及び平滑コンデンサＣ１で形成する昇降圧形コンバータと、後段のコンバータ１０とは、それぞれ独立して制御する。 The step-up / down converter formed by the switch Q2, the inductor L1, the diode D1, and the smoothing capacitor C1, and the subsequent converter 10 are controlled independently.

また、図１の実施例の特徴は、スイッチＱ２の他端（ソース）と後段のコンバータ１０のスイッチＱ３の他端（ソース）とを共に、共通電位ＣＯＭとする点にある。 Further, the embodiment of FIG. 1 is characterized in that the other end (source) of the switch Q2 and the other end (source) of the switch Q3 of the converter 10 in the subsequent stage are both set to a common potential COM.

図１において、スイッチＱ２の一端（ドレイン）は整流回路ＤＢ１の正極、即ち電圧Ｖａに接続する。また、スイッチＱ２の他端（ソース）は共通電位ＣＯＭに接続する。そして、スイッチＱ２は平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖｂに基づきオンオフする。 In FIG. 1, one end (drain) of the switch Q2 is connected to the positive electrode of the rectifier circuit DB1, that is, the voltage Va. The other end (source) of the switch Q2 is connected to the common potential COM. The switch Q2 is turned on / off based on the voltage Vb of the smoothing capacitor C1.

さらに、インダクタＬ１の一端を共通電位ＣＯＭに接続する。また、インダクタＬ１の他端を整流回路ＤＢ１の負極に接続する。そして、スイッチＱ２のオンオフにより、インダクタＬ１は、電圧Ｖａが印加され、励磁される。 Further, one end of the inductor L1 is connected to the common potential COM. Further, the other end of the inductor L1 is connected to the negative electrode of the rectifier circuit DB1. Then, the voltage Va is applied to the inductor L1 to be excited by turning on / off the switch Q2.

さらにまた、ダイオードＤ１のアノードを整流回路ＤＢ１の負極とインダクタＬ１の接続点に接続する。そして、ダイオードＤ１はインダクタＬ１に誘起する電圧を整流する。 Furthermore, the anode of the diode D1 is connected to the connection point between the negative electrode of the rectifier circuit DB1 and the inductor L1. The diode D1 rectifies the voltage induced in the inductor L1.

また、平滑コンデンサＣ１の正極をダイオードＤ１のカソードと電圧Ｖｂとに接続する。さらに、平滑コンデンサＣ１はコンバータ１０に接続し、電力を供給する。また、平滑コンデンサＣ１の負極を共通電位ＣＯＭに接続する。そして、平滑コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１が整流した電圧を平滑する。即ち、インダクタＬ１に誘起する電圧を平滑する。 Further, the positive electrode of the smoothing capacitor C1 is connected to the cathode of the diode D1 and the voltage Vb. Further, the smoothing capacitor C1 is connected to the converter 10 and supplies power. Further, the negative electrode of the smoothing capacitor C1 is connected to the common potential COM. The smoothing capacitor C1 smoothes the voltage rectified by the diode D1. That is, the voltage induced in the inductor L1 is smoothed.

そしてまた、図１の実施例において、スイッチＱ２と、インダクタＬ１と、ダイオードＤ１と及び平滑コンデンサＣ１は、入力が電圧Ｖａ、出力が電圧Ｖｂとなる非絶縁方式の昇降圧形コンバータを形成する。 In the embodiment of FIG. 1, the switch Q2, the inductor L1, the diode D1, and the smoothing capacitor C1 form a non-insulating step-up / step-down converter in which the input is the voltage Va and the output is the voltage Vb.

さらに、電圧Ｖｂは、トランスＴ２の一次巻線Ｎ２１の一端に接続する。さらに、トランスＴ２の一次巻線Ｎ２１の他端はスイッチＱ３の一端（ドレイン）に接続する。また、スイッチＱ３の他端（ソース）を共通電位ＣＯＭに接続する。 Further, the voltage Vb is connected to one end of the primary winding N21 of the transformer T2. Further, the other end of the primary winding N21 of the transformer T2 is connected to one end (drain) of the switch Q3. Further, the other end (source) of the switch Q3 is connected to the common potential COM.

そして、図１の実施例において、スイッチＱ３と、トランスＴ２と、ダイオードＤ４と、コンデンサＣ２は、入力が電圧Ｖｂ、出力が出力電圧Ｖｏとなるフライバック形のコンバータ１０を形成する。 In the embodiment of FIG. 1, the switch Q3, the transformer T2, the diode D4, and the capacitor C2 form a flyback converter 10 with the input being the voltage Vb and the output being the output voltage Vo.

即ち、図１の実施例は、スイッチＱ２と、インダクタＬ１と、ダイオードＤ１と及び平滑コンデンサＣ１で形成する非絶縁方式の昇降圧形コンバータの後段に、スイッチＱ３と、トランスＴ２と、ダイオードＤ４と、コンデンサＣ２で形成するフライバック形のコンバータ１０を接続する。 That is, in the embodiment of FIG. 1, the switch Q3, the transformer T2, the diode D4, and the non-insulating step-up / down converter formed by the switch Q2, the inductor L1, the diode D1, and the smoothing capacitor C1 The flyback converter 10 formed by the capacitor C2 is connected.

そして、スイッチＱ２の他端（ソース）とスイッチＱ３の他端（ソース）とは共に、共通電位ＣＯＭとなる。また、制御回路２０は、電圧Ｖｂに基づきスイッチＱ２のオンオフを制御し、出力電圧Ｖｏに基づきスイッチＱ３のオンオフを制御する。即ち、制御回路２０は、スイッチＱ２の制御回路と後段のコンバータ１０の制御回路とを一体に形成する。 The other end (source) of the switch Q2 and the other end (source) of the switch Q3 are both at the common potential COM. Further, the control circuit 20 controls on / off of the switch Q2 based on the voltage Vb, and controls on / off of the switch Q3 based on the output voltage Vo. That is, the control circuit 20 integrally forms a control circuit for the switch Q2 and a control circuit for the converter 10 at the subsequent stage.

また、コンデンサＣ３を整流回路ＤＢ１の正極と整流回路ＤＢ１の負極との間に接続する。さらに、整流回路ＤＢ１のヒートシンクＨを共通電位ＣＯＭに接続する。 Further, the capacitor C3 is connected between the positive electrode of the rectifier circuit DB1 and the negative electrode of the rectifier circuit DB1. Further, the heat sink H of the rectifier circuit DB1 is connected to the common potential COM.

このような図１の実施例の動作を説明する。
スイッチＱ２のオンオフにより、整流回路ＤＢ１の出力、即ち電圧Ｖａは、インダクタＬ１に印加される。さらに、ダイオードＤ１は、インダクタＬ１に誘起する電圧を整流する。また、平滑コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１で整流する電圧を平滑し、電圧Ｖｂを生成する。 The operation of the embodiment of FIG. 1 will be described.
By turning on / off the switch Q2, the output of the rectifier circuit DB1, that is, the voltage Va is applied to the inductor L1. Furthermore, the diode D1 rectifies the voltage induced in the inductor L1. The smoothing capacitor C1 smoothes the voltage rectified by the diode D1 and generates the voltage Vb.

さらに、スイッチＱ３のオンオフにより、電圧Ｖｂは、一次巻線Ｎ２１に印加される。さらに、ダイオードＤ４及びコンデンサＣ２は、二次巻線Ｎ２２に誘起する電圧を整流及び平滑し、出力電圧Ｖｏを生成する。 Furthermore, the voltage Vb is applied to the primary winding N21 by turning on and off the switch Q3. Furthermore, the diode D4 and the capacitor C2 rectify and smooth the voltage induced in the secondary winding N22 to generate the output voltage Vo.

このようにして、図１の実施例は、スイッチＱ２のオンオフにより、交流電圧Ｖａｃを電圧Ｖｂに変換する。また、図１の実施例は、スイッチＱ３のオンオフにより、電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｏに変換する。 Thus, the embodiment of FIG. 1 converts the AC voltage Vac to the voltage Vb by turning on and off the switch Q2. In the embodiment of FIG. 1, the voltage Vb is converted into the output voltage Vo by turning on and off the switch Q3.

そして、スイッチＱ２のオンオフを制御することにより、電圧Ｖｂは所定の値に安定化される。さらに、スイッチＱ３のオンオフを制御することにより、出力電圧Ｖｏは所定の値に安定化される。さらにまた、スイッチＱ２のオンオフにより、入力電流Ｉｉｎの導通角は広くなり、入力電流Ｉｉｎの高調波は抑制される。そしてまた、図１の実施例は、高力率で電力を変換する。 Then, by controlling on / off of the switch Q2, the voltage Vb is stabilized to a predetermined value. Further, the output voltage Vo is stabilized to a predetermined value by controlling the on / off of the switch Q3. Furthermore, by turning on / off the switch Q2, the conduction angle of the input current Iin is widened, and the harmonics of the input current Iin are suppressed. Also, the embodiment of FIG. 1 converts power at a high power factor.

さらに、図１の実施例はインダクタＬ１の構成要素に対し、図２の従来例はトランスＴ１の構成要素である点で、図１の実施例は低コストとなる。 Further, the embodiment of FIG. 1 is low in cost in that the embodiment of FIG. 1 is a component of the transformer T 1 in contrast to the component of the inductor L 1 in the embodiment of FIG.

また、図１の実施例のインダクタＬ１は結合率が１であるに対し、図２の従来例のトランスは結合率が１よりも小さい点で、図１の実施例は低損失となる。 Further, the inductor L1 of the embodiment of FIG. 1 has a coupling rate of 1, whereas the transformer of the conventional example of FIG. 2 has a lower loss than that of the embodiment of FIG.

さらに、図１の実施例のインダクタＬ１端子数は２であるに対し、図２の従来例はトランスＴ１の端子数は４である点で、図１の実施例は実装が容易となり、簡便となる。 Furthermore, the number of terminals of the inductor L1 in the embodiment of FIG. 1 is 2, whereas the number of terminals of the transformer T1 is 4 in the conventional example of FIG. Become.

また、スイッチＱ２と、インダクタＬ１と、ダイオードＤ１と及び平滑コンデンサＣ１で形成する昇降圧形コンバータにおいて、スイッチＱ２のオンオフを調整することにより、出力であるＶｂを入力である電圧Ｖａよりも低くできる。 Further, in the buck-boost converter formed by the switch Q2, the inductor L1, the diode D1, and the smoothing capacitor C1, the output Vb can be made lower than the input voltage Va by adjusting the on / off of the switch Q2. .

したがって、平滑コンデンサＣ１の耐圧は、交流電圧Ｖｉｎの振幅のピーク値よりも下げることができる。そして、スイッチＱ３の耐圧を低くできる。 Therefore, the withstand voltage of the smoothing capacitor C1 can be lowered below the peak value of the amplitude of the AC voltage Vin. The breakdown voltage of the switch Q3 can be lowered.

さらに、交流電圧の投入時に発生する突入電流は、整流回路ＤＢ１、スイッチＱ２、インダクタＬ１の回路で流れる。よって、交流電圧の投入時に発生する突入電流は、平滑コンデンサＣ１を経路としないため、小さい。 Further, the inrush current generated when the AC voltage is applied flows through the circuit of the rectifier circuit DB1, the switch Q2, and the inductor L1. Therefore, the inrush current generated when the AC voltage is applied is small because it does not pass through the smoothing capacitor C1.

さらに、整流回路ＤＢ１の正極の電位と整流回路ＤＢ１の負極の電位とは、スイッチＱ２のオンオフにより、共に変動する。そして、この変動によるノイズは、コンデンサＣ３及びヒートシンクＨにより低く抑制される。 Further, the potential of the positive electrode of the rectifier circuit DB1 and the potential of the negative electrode of the rectifier circuit DB1 both fluctuate depending on the on / off state of the switch Q2. And the noise by this fluctuation | variation is suppressed by the capacitor | condenser C3 and the heat sink H low.

また、図１の実施例は、スイッチＱ２とスイッチＱ３とが独立して動作できるため、広範囲の交流電圧Ｖｉｎに対応できると共に、高い効率で電力を変換できる。 Further, in the embodiment of FIG. 1, the switch Q2 and the switch Q3 can operate independently, so that it can cope with a wide range of AC voltage Vin and can convert power with high efficiency.

さらに、平滑コンデンサＣ１の電圧の変動を抑制できるため、負荷３０が安定となる。 Furthermore, since the fluctuation | variation of the voltage of the smoothing capacitor C1 can be suppressed, the load 30 becomes stable.

また、上述とは別に、コンデンサＣ３に替えてフィルタ回路（図示せず）を配置してもノイズを抑制できる。 In addition to the above, noise can be suppressed even if a filter circuit (not shown) is provided instead of the capacitor C3.

さらに、上述の例では、スイッチＱ２及びスイッチＱ３は、絶縁ゲート型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）であったが、これとは別に、伝導度変調型ＭＯＳＦＥＴ（ＩＧＢＴ）及びバイポーラトランジスタ等であっても同様の好適な効果がある。 Further, in the above example, the switches Q2 and Q3 are insulated gate field effect transistors (MOSFETs). However, apart from this, the conductivity modulation type MOSFET (IGBT) and bipolar transistors are the same. There is a preferable effect.

本発明の一実施例を示す構成図である。It is a block diagram which shows one Example of this invention. 従来のスイッチング電源を示す構成図である。It is a block diagram which shows the conventional switching power supply.

Explanation of symbols

Ｃ１平滑コンデンサ
Ｃ３コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３ダイオード
ＤＢ１整流回路
Ｈヒートシンク
Ｌ１インダクタ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３スイッチ
Ｔ１，Ｔ２トランス
１０コンバータ
２０制御回路
３０負荷
Ｖａｃ交流電圧
Ｉｉｎ入力電流
Ｖｏ出力電圧
ＣＯＭ，ＧＮＤ共通電位

C1 smoothing capacitor C3 capacitor D1, D2, D3 diode DB1 rectifier circuit H heat sink L1 inductor Q1, Q2, Q3 switch T1, T2 transformer 10 converter 20 control circuit 30 load Vac AC voltage Iin input current Vo output voltage COM, GND common potential

Claims

In a switching power supply that inputs AC voltage and converts it to a predetermined output,
A rectifier circuit for rectifying the AC voltage;
One end connected to the positive electrode of the rectifier circuit, the other end connected to a common potential, and a switch that turns on and off based on the output;
One end connected to the common potential, the other end connected to the negative electrode of the rectifier circuit, and an inductor excited by the on / off;
A diode for connecting an anode to a connection point between the negative electrode of the rectifier circuit and the inductor, and rectifying a voltage induced in the inductor;
A switching power supply comprising a smoothing capacitor for connecting a positive electrode to an output and a cathode of the diode, connecting a negative electrode to a common potential, and smoothing a voltage induced in the inductor.

2. The switching power supply according to claim 1, wherein the control circuit for the switch and the control circuit for the subsequent converter are integrally formed.

2. The switching power supply according to claim 1, further comprising a control circuit that turns on and off the switch and lowers the voltage of the smoothing capacitor below the peak value of the amplitude of the AC voltage.

The switching power supply according to claim 1, further comprising: a capacitor connected between a positive electrode of the rectifier circuit and a negative electrode of the rectifier circuit; and a heat sink of the rectifier circuit connected to the common potential.