JP2005045668A - Method for measuring electrical characteristic of array antenna - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、複数のアンテナ素子からなり指向特性が可変であるアレーアンテナの電気的特性を計算することができるアレーアンテナの電気的特性の測定方法に関し、特に、電子制御導波器アレーアンテナ装置(Electronically Steerable Passive Array Radiator Antenna)の指向特性を変化させることができるアレーアンテナの電気的特性の測定方法に関する。 The present invention relates to a method for measuring the electrical characteristics of an array antenna that can calculate the electrical characteristics of an array antenna composed of a plurality of antenna elements and having variable directivity characteristics, and more particularly to an electronically controlled waveguide array antenna device ( The present invention relates to a method for measuring the electrical characteristics of an array antenna that can change the directivity characteristics of an electronically steerable passive array radiator antenna.
従来技術の電子制御導波器アレーアンテナ装置は、例えば、特許文献1や、非特許文献1乃至4において提案されている。このアレーアンテナ装置は、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも1個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。この電子制御導波器アレーアンテナ装置においては、可変リアクタンス素子として安価な可変容量ダイオードを使用でき、また1つの給電系で構成できるため、小型、軽量、低コストの適応型アンテナが実現可能である。また、可変容量ダイオードを逆バイアス電圧で用いるので低消費電力であり、空間ビームを形成するため、回路の損失がなく高いダイナミックレンジが得られる。
Prior art electronically controlled waveguide array antenna devices have been proposed in, for example,
また、非特許文献4は、アンテナを測定するための小型の電波暗室(又は電波暗箱という。)を開示し、非特許文献5は、測定されるアンテナ上の極近傍電磁界をプロービングする低擾乱のプローブを開示している。さらに、非特許文献6は、非特許文献4における小型電波暗室と非特許文献5におけるプローブとを用いたアンテナの極近傍界測定が、大型の電波暗室で測定した結果によく一致していることを示している。
Non-Patent Document 4 discloses a small anechoic chamber (or an anechoic box) for measuring an antenna, and Non-Patent
電子制御導波器アレーアンテナ装置は、半導体デバイスの可変リアクタンス素子が一体化(又は集積化)された可変ビームアンテナであるが、製作後の検査において、可変リアクタンス素子に対する制御電圧の校正を含めたビーム形成機能の確認が必須である。しかし、アンテナ素子と可変リアクタンス素子とが一体となっているため、これらを分離して測定することができない。半導体素子が直接アンテナに一体化されているので、半導体素子の製造バラツキやその取り付け誤差がアンテナの制御特性に影響するという課題がある。電子制御導波器アレーアンテナ装置を適応型アンテナとして用いる場合には制御アルゴリズムによって多少の誤差は補正できるが(非特許文献3参照。)、方向探知機として用いる場合や無線アドホックネットワークで近くにある端末の角度情報を元にルーチングを行う場合などには製造後の校正が必要である。また、可変リアクタンス素子の可変なリアクタンス値(又は可変容量)が必要な範囲をカバーしていない場合には所望の動作は期待できなくなる。そこで、アレーアンテナ装置の構造パラメータを測定しかつ計算する方法を提供することが望まれる。 The electronically controlled waveguide array antenna apparatus is a variable beam antenna in which variable reactance elements of a semiconductor device are integrated (or integrated). In the post-production inspection, the control voltage calibration for the variable reactance elements is included. Confirmation of the beam forming function is essential. However, since the antenna element and the variable reactance element are integrated, they cannot be measured separately. Since the semiconductor element is directly integrated with the antenna, there is a problem that manufacturing variation of the semiconductor element and its mounting error affect the control characteristics of the antenna. When an electronically controlled waveguide array antenna device is used as an adaptive antenna, some errors can be corrected by a control algorithm (see Non-Patent Document 3), but it is close to a direction detector or a wireless ad hoc network. When routing is performed based on the angle information of the terminal, calibration after manufacture is necessary. Also, if the variable reactance value (or variable capacitance) of the variable reactance element does not cover the required range, the desired operation cannot be expected. It is therefore desirable to provide a method for measuring and calculating the structural parameters of an array antenna device.
本発明の目的は以上の問題点を解決し、例えば電子制御導波器アレーアンテナ装置などのアレーアンテナの制御装置の各アンテナ素子間の結合インピーダンス及びそれ自身の入力インピーダンスとを含むアレーアンテナ装置の構造パラメータをきわめて簡単に測定して計算することができる、アレーアンテナの電気的特性の測定方法を提供することにある。 The object of the present invention is to solve the above-mentioned problems, for example, in an array antenna apparatus including a coupling impedance between antenna elements of an array antenna control apparatus such as an electronically controlled waveguide array antenna apparatus and its own input impedance. It is an object of the present invention to provide a method for measuring the electrical characteristics of an array antenna, in which structural parameters can be measured and calculated very easily.
本発明に係るアレーアンテナの電気的特性の測定方法は、無線信号を送受信するための励振素子と、上記励振素子を中心として互いに等角度で離間されかつ上記励振素子から所定の間隔だけ離間されて設けられた少なくとも1つの非励振素子と、上記非励振素子にそれぞれ接続された少なくとも1つの可変リアクタンス素子とを備え、上記少なくとも1つの可変リアクタンス素子にそれぞれ制御電圧を設定して上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記少なくとも1つの非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させることで指向特性が変化するアレーアンテナの電気的特性の測定方法であって、
上記少なくとも1つの可変リアクタンス素子に第1の制御電圧セットを設定し、上記励振素子及び上記少なくとも1つの非励振素子を含む各アンテナ素子上の電流を測定し、かつ上記アレーアンテナ装置の入力インピーダンスを測定するステップと、
上記少なくとも1つの可変リアクタンス素子に上記第1の制御電圧セットとは異なる第2の制御電圧セットを設定し、上記各アンテナ素子上の電流を測定し、かつ上記アレーアンテナ装置の入力インピーダンスを測定するステップと、
上記測定された電流及び入力インピーダンスに基づいて、上記各アンテナ素子上の電流と、上記アレーアンテナ装置の入力インピーダンスと、上記励振素子自身の入力インピーダンスと、上記励振素子と上記各非励振素子との間の結合インピーダンスと、可変リアクタンス素子が装荷された各非励振素子自身の入力インピーダンスとの間の関係式を用いて、上記各アンテナ素子間のインピーダンスを含む上記アレーアンテナの構造パラメータを計算するステップとを含むことを特徴とする。
The method for measuring the electrical characteristics of an array antenna according to the present invention includes an excitation element for transmitting and receiving a radio signal, spaced apart from each other by an equal angle around the excitation element, and separated from the excitation element by a predetermined distance. At least one non-excitation element provided, and at least one variable reactance element connected to the non-excitation element, respectively, and a control voltage is set in each of the at least one variable reactance element to A method for measuring the electrical characteristics of an array antenna in which the directivity is changed by operating the at least one non-excited element as a director or a reflector by changing a reactance value,
A first control voltage set is set for the at least one variable reactance element, a current on each antenna element including the excitation element and the at least one non-excitation element is measured, and an input impedance of the array antenna apparatus is determined. Measuring step;
A second control voltage set different from the first control voltage set is set in the at least one variable reactance element, a current on each antenna element is measured, and an input impedance of the array antenna apparatus is measured. Steps,
Based on the measured current and input impedance, the current on each antenna element, the input impedance of the array antenna device, the input impedance of the excitation element itself, the excitation element and the non-excitation element Calculating structural parameters of the array antenna including impedances between the antenna elements using a relational expression between a coupling impedance between the antenna elements and an input impedance of each non-excited element loaded with the variable reactance element. It is characterized by including.
また、上記アレーアンテナの電気的特性の測定方法において、上記各アンテナ素子上の電流を測定することは、極近傍電磁界測定法を用いて、少なくとも1つの磁界プローブの検出部を上記各アンテナ素子の給電点又は電流最大点に電磁気的に結合するように近接させて上記各アンテナ素子が発生する磁界を測定し、測定した磁界に基づいて電流を計算することを特徴とする。 Further, in the method for measuring the electrical characteristics of the array antenna, the current on each antenna element is measured by using a near-field electromagnetic field measurement method, and the detection unit of at least one magnetic field probe is connected to each antenna element. The magnetic field generated by each antenna element is measured so as to be electromagnetically coupled to the feeding point or the maximum current point, and the current is calculated based on the measured magnetic field.
さらに、上記アレーアンテナの電気的特性の測定方法において、上記アレーアンテナの構造パラメータは、上記各アンテナ素子間の結合インピーダンスと、上記励振素子自身の入力インピーダンスと、上記可変リアクタンス素子が装荷された上記少なくとも1つの非励振素子自身の入力インピーダンスとを含むことを特徴とする。 Furthermore, in the method for measuring the electrical characteristics of the array antenna, the structural parameters of the array antenna include the coupling impedance between the antenna elements, the input impedance of the excitation element itself, and the variable reactance element loaded therein. Including at least one input impedance of the non-excited element itself.
従って、本発明に係るアレーアンテナの電気的特性の測定方法によれば、例えば電子制御導波器アレーアンテナ装置などのアレーアンテナの制御装置の各アンテナ素子間の結合インピーダンス及びそれ自身の入力インピーダンスとを含むアレーアンテナ装置の構造パラメータをきわめて簡単に測定して計算することができる。 Therefore, according to the method for measuring the electrical characteristics of the array antenna according to the present invention, for example, the coupling impedance between the antenna elements of the array antenna control device such as an electronically controlled waveguide array antenna device and the input impedance of itself. The structural parameters of the array antenna device including can be measured and calculated very easily.
以下、図面を参照して、発明を実施するための最良の形態について説明する。 The best mode for carrying out the invention will be described below with reference to the drawings.
図1は、本発明に係る実施形態の、電子制御導波器アレーアンテナ装置であるアレーアンテナ装置100を備えたアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施形態のアレーアンテナの制御装置は、図1に示すように、1つの励振素子A0と、可変リアクタンス素子12−1乃至12−6がそれぞれ装荷された6個の非励振素子A1乃至A6と、接地導体11とを備えてなるアレーアンテナ装置100と、適応制御型コントローラ20とを備えて構成される。
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an array antenna control apparatus including an
本発明に係る実施形態のアレーアンテナの電気的特性の測定方法によれば、詳細後述するように、
(a)各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に第1の制御電圧セットを設定し、励振素子A0及び各非励振素子A1乃至A6を含む各アンテナ素子(以下、励振素子A0及び各非励振素子A1乃至A6を含む総称をアンテナ素子という。)上の電流を測定し、かつアレーアンテナ装置100の入力インピーダンスを測定するステップと、
(b)各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に上記第1の制御電圧セットとは異なる第2の制御電圧セットを設定し、各アンテナ素子A0乃至A6上の電流を測定し、かつアレーアンテナ装置100の入力インピーダンスを測定するステップと、
(c)測定された電流及び入力インピーダンスに基づいて、各アンテナ素子A0乃至A6上の電流と、上記アレーアンテナ装置の入力インピーダンスと、上記励振素子A0自身の入力インピーダンスと、上記励振素子A0と上記各非励振素子A1−A6との間の結合インピーダンスと、各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6が装荷された各非励振素子A1乃至A6自身の入力インピーダンスとの間の関係式を用いて、各アンテナ素子A0乃至A6間のインピーダンスを含むアレーアンテナの構造パラメータを計算するステップとを含むことを特徴としている。
According to the measurement method of the electrical characteristics of the array antenna of the embodiment according to the present invention, as will be described in detail later,
(A) A first control voltage set is set for each of the variable reactance elements 12-1 to 12-6, and each antenna element including the excitation element A0 and each of the non-excitation elements A1 to A6 (hereinafter referred to as the excitation element A0 and each of the non-excitation elements). Measuring the current on the antenna element 100) and measuring the input impedance of the
(B) A second control voltage set different from the first control voltage set is set for each of the variable reactance elements 12-1 to 12-6, the currents on the antenna elements A0 to A6 are measured, and the array Measuring the input impedance of the
(C) Based on the measured current and input impedance, the current on each antenna element A0 to A6, the input impedance of the array antenna device, the input impedance of the excitation element A0 itself, the excitation element A0 and the above Using a relational expression between the coupling impedance between each non-excitation element A1-A6 and the input impedance of each non-excitation element A1 to A6 loaded with each variable reactance element 12-1 to 12-6. And calculating the structural parameters of the array antenna including the impedance between the antenna elements A0 to A6.
これによって、励振素子A0及び各非励振素子A1乃至A6間の結合インピーダンスと、各非励振素子A1乃至A6間の結合インピーダンスと、励振素子A0自身の入力インピーダンスと、各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6が装荷された各非励振素子A1乃至A6自身の入力インピーダンスとを含む、アレーアンテナ装置100の構造パラメータを測定して計算することができる。
Thus, the coupling impedance between the excitation element A0 and the non-excitation elements A1 to A6, the coupling impedance between the non-excitation elements A1 to A6, the input impedance of the excitation element A0 itself, and the variable reactance elements 12-1 to It is possible to measure and calculate the structural parameters of the
図1のアレーアンテナの制御装置において、適応制御型コントローラ20は、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、受信時において、復調器4による無線通信を開始する前に、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナ装置100の励振素子A0により受信したときの受信信号y(t)と、上記学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して学習シーケンス信号発生器21で発生された学習シーケンス信号r(t)とに基づいて、例えば最急勾配法による適応制御処理を実行する。この適応制御処理では、上記アレーアンテナ装置100の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための、各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に印加されるバイアス電圧値(以下、制御電圧という。)を探索して制御電圧信号を用いて設定する。以上の説明においては最急勾配法を用いているが、これに限らず他の適応制御方法を用いてもよい。適応制御型コントローラ20にはキーボードなどの入力装置22が接続され、復調器又は無線送信機7を用いた無線通信を開始する前に、ユーザは入力装置22を用いて適応制御方法の選択等を行って、適応制御型コントローラ20の動作を制御することができる。
In the array antenna control apparatus of FIG. 1, the adaptive
図1において、アレーアンテナ装置100は、接地導体11上に設けられた7本のアンテナ素子、すなわち励振素子A0及び非励振素子A1乃至A6から構成され、励振素子A0は、半径rの円周上に設けられた6本の非励振素子A1乃至A6によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子A1乃至A6は上記半径rの円周上に互いに等間隔(すなわち、励振素子A0を中心として互いに等角度で(図1の例では、60度で)離間して)を保って設けられる。各励振素子A0及び非励振素子A1乃至A6は、例えば、所望波の波長λに対して約λ/4の長さのモノポール素子になるように構成され、また、上記半径rはλ/4になるように構成される。また、各アンテナ素子の直径は0.02λである。励振素子A0の給電点は、同軸ケーブル5及びサーキュレータ6を介して低雑音増幅器(LNA)1に接続され、また、非励振素子A1乃至A6はそれぞれ可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に接続され、これら可変リアクタンス素子12−1乃至12−6は、適応制御型コントローラ20からの制御電圧信号に応答してそのリアクタンス値を変化させる。
In FIG. 1, an
図2は、アレーアンテナ装置100の縦断面図である。励振素子A0は接地導体11と電気的に絶縁され、各非励振素子A1乃至A6は、可変リアクタンス素子12−1乃至12−6を介して、接地導体11に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子12−1乃至12−6の動作を説明すると、例えば励振素子A0と非励振素子A1乃至A6の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子12−1がインダクタンス性(L性)を有するときは、可変リアクタンス素子12−1は延長コイルとなり、非励振素子A1乃至A6の電気長が励振素子A0に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子12−1がキャパシタンス性(C性)を有するときは、可変リアクタンス素子12−1は短縮コンデンサとなり、非励振素子A1の電気長が励振素子A0に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の可変リアクタンス素子12−2乃至12−6に接続された非励振素子A2乃至A6についても同様に動作する。
FIG. 2 is a longitudinal sectional view of the
従って、図1のアレーアンテナ装置100において、各非励振素子A1乃至A6に接続された可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に印加する制御電圧値を変化させて、その接合容量値であるリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置100の平面指向特性を変化させることができる。
Therefore, in the
図1のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ100で受信される無線信号を送信する送信局は、学習シーケンス信号発生器21で発生される所定の学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有する学習シーケンス信号を含む所定のシンボルレートのディジタルデータ信号に従って、無線周波数の搬送波信号を、例えばBPSK、QPSKなどのディジタル変調法を用いて変調し、当該変調信号を電力増幅して受信局のアレーアンテナ装置100に向けて送信する。本実施形態においては、データ通信を行う前に、送信局から受信局に向けて学習シーケンス信号を含む無線信号が送信され、受信局では、適応制御型コントローラ20による適応制御処理が実行される。
In the array antenna control apparatus of FIG. 1, a transmitting station that transmits a radio signal received by the
アレーアンテナ装置100は送信局からの無線信号を受信し、上記受信された信号は、給電用同軸ケーブル5及びサーキュレータ6を介して低雑音増幅器(LNA)1に入力されて増幅され、次いで、ダウンコンバータ(D/C)2は増幅された信号を所定の中間周波数の信号(IF信号)に低域変換する。さらに、A/D変換器3は低域変換されたアナログ信号をディジタル信号にA/D変換し、そのディジタル信号を適応制御型コントローラ20及び復調器4に出力する。次いで、適応制御型コントローラ20は、入力される受信信号y(t)と学習シーケンス信号r(t)とに基づいて、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を、順次所定の差分幅だけ摂動させ、各リアクタンス値に対して所定の評価関数値(例えば、受信信号の電力)を計算し、上記計算された評価関数値に基づいて、最急勾配法を用いて、当該評価関数値が最大となるように、各リアクタンス値を反復して計算することにより、当該アレーアンテナ装置100の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するように制御する。これにより、当該評価関数値が最大となるように、上記アレーアンテナ装置100の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のバイアス電圧値を探索し、探索された各バイアス電圧値を有する制御電圧信号を各可変リアクタンス素子に出力して設定する。
The
また、無線送信機7は入力される送信ベースバンド信号に基づいて無線搬送波を所定の変調方式で変調し、変調された無線搬送波である無線信号をサーキュレータ6、給電用同軸ケーブル5を介してアレーアンテナ装置100の励振素子A0に出力され、これにより当該アレーアンテナ装置100から無線信号が放射される。
The
図3は、図1の1/4波長モノポールアンテナのアレーアンテナ装置100に取って代わる、7素子の半波長ダイポールアンテナのアレーアンテナ装置110の構成を示す斜視図である。図3のアレーアンテナ装置110では、図1のアレーアンテナ装置100における接地導体11が除去された代わりに、各アンテナ素子A0乃至A6が長手方向に延長されて半波長モノポールのアンテナ素子として構成されたことを特徴としている。
FIG. 3 is a perspective view showing a configuration of an
励振素子A10は、上側素子A10aと下側素子A10bとからなる半波長ダイポールのアンテナ素子であり、この上側素子A10aと下側素子A10bとはそれぞれ1/4波長の長手方向の長さを有し、かつ一直線上に延在している。上側素子A10aと下側素子A10bとが互いに対向した側の端部(すなわち、励振素子A10の長手方向の中央部)において、励振素子A10は給電点F1を備えている。給電点F1には、図1の給電用同軸ケーブル5が接続される。非励振素子A11もまた、上側素子A11aと下側素子A11bとからなる半波長ダイポールのアンテナ素子であり、この上側素子A11aと下側素子A11bとはそれぞれ1/4波長の長手方向の長さを有し、かつ一直線上に延在している。上側素子A11aと下側素子A11bの互いに対向した端部(すなわち、非励振素子A11の長手方向の中央部)は、可変リアクタンス素子12−1を介して互いに接続される。可変リアクタンス素子12−1には、図1と同様に制御電圧信号が印加される。非励振素子A12乃至A16もまた非励振素子A11と同様に構成され、各非励振素子A11乃至A16は、励振素子A10を中心とする1/4波長の半径を有する円周111上に、励振素子A10と平行に設けられる。このアレーアンテナ装置110によれば、図1のアレーアンテナ装置100と同様に、各非励振素子A11乃至A16に接続された可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に印加する制御電圧値を変化させて、その接合容量値であるリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置110の平面指向特性を変化させることができる。
Excitation element A10 is a half-wave dipole antenna element composed of upper element A10a and lower element A10b, and each of upper element A10a and lower element A10b has a length in the longitudinal direction of a quarter wavelength. And extending in a straight line. The excitation element A10 includes a feeding point F1 at an end portion on the side where the upper element A10a and the lower element A10b face each other (that is, a central portion in the longitudinal direction of the excitation element A10). The feeding
図4は、図1の1/4波長モノポールアンテナのアレーアンテナ装置100に取って代わる、2素子の半波長ダイポールアンテナのアレーアンテナ装置120の構成を示す斜視図である。図4のアレーアンテナの制御装置120において、励振素子A20は図3の励振素子A10と同様に構成され、非励振素子A21は図3の非励振素子A11と同様に構成される。励振素子A20と非励振素子A21とは、所定の間隔(例えば、1/4波長)だけ互いに離間され、互いに平行に設けられる。アレーアンテナ装置120においても、非励振素子A21に接続された可変リアクタンス素子12−1に印加する制御電圧値を変化させて、その接合容量値であるリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置120の平面指向特性を変化させることができる。
FIG. 4 is a perspective view showing a configuration of an
また、図5は、図1の1/4波長モノポールアンテナのアレーアンテナ装置100に取って代わる、3素子の半波長ダイポールアンテナのアレーアンテナ装置130の構成を示す斜視図である。アレーアンテナ装置130において、励振素子A30は図3の励振素子A10と同様に構成され、非励振素子A31及びA32はそれぞれ図3の非励振素子A11及びA14と同様に構成される。励振素子A30及び非励振素子A31と、励振素子A30及び非励振素子A32とは、それぞれ所定の間隔(例えば、1/4波長)だけ互いに離間され、互いに平行に設けられる。アレーアンテナ装置130においても、各非励振素子A31及びA31に接続された可変リアクタンス素子12−1及び12−2に印加する制御電圧値を変化させて、その接合容量値であるリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置130の平面指向特性を変化させることができる。
FIG. 5 is a perspective view showing a configuration of an
図1を参照して上述されたアレーアンテナの制御装置において使用されるアレーアンテナ装置100の構造パラメータを測定して計算する方法について説明する。
A method for measuring and calculating the structural parameters of the
図6は、本発明に係る実施形態である、アレーアンテナ装置の構造パラメータの測定計算システムの構成を示すブロック図である。当該測定計算システムは、測定されるアレーアンテナ装置100と、アレーアンテナ装置100の各アンテナ素子A0乃至A6に近接して設けられたプローブ32−0乃至32−6とを収容した小型電波暗箱40を備え、当該測定計算システムはさらに、アレーアンテナ装置100及びプローブ32−0乃至32−6に接続されたネットワークアナライザ31と、アレーアンテナの構造パラメータの測定計算処理を実行するアンテナ測定コントローラ30とを備えている。アンテナ測定コントローラ30は、D/A変換器34を用いて、所定のリアクタンス値セットを生成する制御電圧セットを含む制御電圧信号をアレーアンテナ装置100の可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に出力して設定し、このときのアレーアンテナ装置100の各アンテナ素子A0乃至A6上の極近傍界の高周波磁界をプローブ32−0乃至32−6及びネットワークアナライザ31を用いて測定するとともに、アレーアンテナ装置100の入力インピーダンスをネットワークアナライザ31を用いて測定する。ここで、プローブ32−0乃至32−6の先端検出部は、各アンテナ素子A0乃至A6の給電点又は電流最大点に電磁的に結合するように近接され、その点での磁界を検出することによりそれに基づいて電流を計算することができる。
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a structure parameter measurement calculation system for an array antenna apparatus according to an embodiment of the present invention. The measurement calculation system includes a small
本実施形態では、測定時間を短縮し、かつ測定中にアンテナ素子ごとに面倒なプローブの位置決めをしなくてもすむように、すべてのアンテナ素子A0乃至A6の極近傍界を同時に測定するための、複数のプローブを備えた測定計算システムを構成した。 In the present embodiment, in order to shorten the measurement time and to eliminate the need for troublesome probe positioning for each antenna element during measurement, it is possible to simultaneously measure the pole near field of all the antenna elements A0 to A6. A measurement calculation system with a plurality of probes was constructed.
図6の縦断面図で示された小型電波暗箱40は、例えば630mm×630mm×630mmの寸法の立方体の外形形状を有し、その6つの内面において電波吸収体41が装着され、この電波吸収体41は、先鋭な先端部を有するピラミッド形状を繰り返してなる形状を有し、その材料はポリウレタンフォームにカーボンを含浸させたものである。この小型電波暗箱40の中央部に、アレーアンテナ装置100が位置するように回転軸42により回転可能に支持される。
The small
本実施形態において、各プローブ32−0乃至32−6は、例えば、日本電気真空硝子(株)製CP−2S型の低擾乱多層基板型磁界プローブであり、各プローブ32−0乃至32−6の検出先端は、各アンテナ素子A0乃至A6に接触しないように、各アンテナ素子A0乃至A6の接地導体11に近接した給電点又は電流最大点において、電磁的に結合するように所定の近接距離(例えば、0.05mm)でそれぞれ近接配置され、アンテナの極近傍磁界を測定する。従って、アンテナの極近傍磁界は可変リアクタンス素子12−1乃至12−6付近で流れる高周波電流に実質的に比例した値を示し、当該磁界の測定出力信号の周波数スペクトラムを観測することで高周波電流に対応する電力レベルを測定できる。この実施例では、低擾乱探針磁界プローブ32−0乃至32−6と、小型電波暗箱40による極近傍界測定法を用いて実験コストの大幅削減を図っている。
In the present embodiment, each of the probes 32-0 to 32-6 is, for example, a CP-2S type low disturbance multilayer substrate type magnetic field probe manufactured by NEC Vacuum Glass Corporation, and each of the probes 32-0 to 32-6. The detection tip of each of the antenna elements A0 to A6 is not in contact with the antenna elements A0 to A6, so that they are electromagnetically coupled to each other at a feeding point or a current maximum point close to the
プローブ32−0は、非励振素子A1乃至A6上の電流を測定するときに他のプローブ32−1乃至32−6への影響を除去するために、プローブ移動機構36と、プローブ移動機構36とプローブ32−0とを機械的に連結するプローブ支持部材36aとを用いて、アレーアンテナ装置100から離隔させることができる。プローブ32−0はケーブル33−0を介してスイッチS1の接点c2に接続され、また、各プローブ32−1乃至32−6はそれぞれケーブル33−1乃至33−6を介してスイッチS2の接点c3乃至c8に接続されている。スイッチS2は接点c3乃至c8のいずれかをスイッチS1の接点c1に接続し、スイッチS1は、プローブ32−0乃至32−6で測定された各アンテナ素子A0乃至A6上の電流を表す測定出力信号をネットワークアナライザ31に入力する。
The probe 32-0 has a
当該測定計算システムのアンテナ測定コントローラ30は、完全に自動化された振幅及び位相測定を達成するために、IEEE−488/GP−IBバス38を介して、ネットワークアナライザ31と、位置コントローラ35と、スイッチS1及びS2と、処理メモリ39とに、それぞれ所定のインターフェースを介して接続されている。D/A変換器34は、アンテナ測定コントローラ30内からディジタル値として出力されるバイアス電圧を、アナログ値の制御電圧信号に変換し、各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に出力して設定する。ネットワークアナライザ31は、測定された高周波電流及び入力インピーダンスを、バス38を介して処理メモリ39に記憶する。アンテナ測定コントローラ30は、計算されたアレーアンテナ装置100の構造パラメータを、バス38を介して処理メモリ39に記憶する。
The
位置コントローラ35は、プローブ32−0を励振素子A0に近接させて又は離隔せるように移動させるプローブ移動機構36と、アレーアンテナ装置100の回転軸42を回転することによりアレーアンテナ装置100を回転させて所定の角度の位置に保持する回転機構37とを制御する。
The
本実施形態に係る測定計算システムにおいて、測定されるアレーアンテナ装置100とプローブ32−0乃至32−6のみが電波暗箱40の中に設けられ、それ以外の構成要素は電波暗箱40の外部に配置される。それによって、電波暗箱40内での不要な電波の反射を防止できる。
In the measurement calculation system according to the present embodiment, only the
図6の小型電波暗箱40は、大型の電波暗室で得られるものと同様の正確な測定値を得ることが示されているので(非特許文献6参照。)、本実施形態では、従来の大型の電波暗室ではなく小型電波暗箱40において低干渉のプローブ32−0乃至32−6を使用してアレーアンテナ装置100の極近傍界の高周波磁界が測定される。極近傍界測定システムの優位点の1つは、通常は電波暗室の内部に設置されるポジショナ等の測定計器からの反射がほとんどないことにある。さらに、アレーアンテナ装置100とは別の測定用アンテナを使用する代わりに、素子の極近傍界の電流を検出するプローブ32−0乃至32−6を使用する。従って、プローブ32−0乃至32−6と被測定アンテナとの距離は極めて近い。実際に、本実施形態のために行った測定では、プローブ32−0乃至32−6は、アンテナ装置に対して、プローブ32−0乃至32−6の先端から可変リアクタンス素子までの距離が0.05mmの場所で配置されている。上述の優位点に加えて、小型電波暗箱40は、従来の測定計器と同様に効果的に使用することができる。すなわち、移動が容易で机上での使用に便利である。この極近傍界測定技術は、実験にかかる時間と費用を大幅に低減させる。
Since the small
以下、本実施形態に係るアレーアンテナ装置の構造パラメータの測定方法において用いる極近傍測定法について説明する。 In the following, a description will be given of a pole vicinity measurement method used in the method for measuring the structural parameters of the array antenna apparatus according to the present embodiment.
極近傍測定法とは、図6に示されたように、小型電波暗箱40(非特許文献4参照。)と低擾乱のプローブ32−0乃至32−6(非特許文献5参照。)とを用いて被測定アンテナ上の極近傍電磁界を検出する方法である。本発明者らは、これまでに、極近傍界測定法による電子制御導波器アレーアンテナ装置の励振素子及び各非励振素子のエバネセント磁界を低擾乱磁界プローブでピックアップし、測定された磁界に基づいて電流を計算し、アンテナの指向性パターンを推定した。その結果が大型の電波暗室で実測したパターンとよく一致することを示した(非特許文献6参照。)。 As shown in FIG. 6, the near-field measurement method includes a small anechoic box 40 (see Non-Patent Document 4) and low-disturbance probes 32-0 to 32-6 (see Non-Patent Document 5). This is a method for detecting a near-field electromagnetic field on an antenna to be measured. The present inventors have so far picked up the evanescent magnetic fields of the excitation element and each non-excitation element of the electronically controlled waveguide array antenna apparatus by the near-field measurement method with a low disturbance magnetic field probe, and based on the measured magnetic field. The current was calculated and the directivity pattern of the antenna was estimated. It was shown that the result was in good agreement with the pattern measured in a large anechoic chamber (see Non-Patent Document 6).
ある非励振素子Am(m=1,2,…,6)に装荷された可変リアクタンス素子12−m(m=1,2,…,6)の制御電圧が変わると、非励振素子Am上の電流も変化する。しかも、各非励振素子Am上のRF電流は、素子間結合により、非励振素子Am自体に装荷された可変リアクタンス素子12−mのリアクタンス値に依存するだけでなく、他の非励振素子An(n≠m;n=1,2,…,6)に装荷された可変リアクタンス素子12−nのリアクタンス値にも依存する。可変リアクタンス素子12−mの制御電圧のすべての範囲にわたる電流を知るには、測定回数が膨大となる。ここでは、素子間の電磁結合部分が高周波ポートを有する回路網であるとみなし、アンテナ素子間のインピーダンスを成分とするインピーダンス行列によってポート電圧と電流を関係つける。各アンテナ素子の放射抵抗やアンテナ素子間の電磁結合を、インピーダンス行列に完全に含ませる。インピーダンス行列が可変リアクタンス素子12−mの容量や外部信号源に依存しないことを利用し、少ない測定回数で構造パラメータを計算するアプローチを提案する。インピーダンス行列及び可変リアクタンス素子12−mのリアクタンス値を計算できれば、等価ウェイトベクトルモデルが完全に確定することになる。 When the control voltage of the variable reactance element 12-m (m = 1, 2,..., 6) loaded on a certain non-excitation element Am (m = 1, 2,..., 6) changes, The current also changes. In addition, the RF current on each non-excited element Am not only depends on the reactance value of the variable reactance element 12-m loaded on the non-excited element Am itself, but also includes other non-excited elements An ( n ≠ m; n = 1, 2,..., 6) also depends on the reactance value of the variable reactance element 12-n loaded. To know the current over the entire range of the control voltage of the variable reactance element 12-m, the number of measurements is enormous. Here, the electromagnetic coupling part between the elements is regarded as a circuit network having a high-frequency port, and the port voltage and the current are related by an impedance matrix having the impedance between the antenna elements as a component. The radiation resistance of each antenna element and the electromagnetic coupling between the antenna elements are completely included in the impedance matrix. An approach is proposed in which the structural parameters are calculated with a small number of measurements using the fact that the impedance matrix does not depend on the capacitance of the variable reactance element 12-m or the external signal source. If the reactance values of the impedance matrix and the variable reactance element 12-m can be calculated, the equivalent weight vector model is completely determined.
まず、図3のアレーアンテナ装置110をモデル化し、当該アレーアンテナ装置110から構造パラメータを計算する方法を定式化する。以下の説明では、非励振素子の個数をM本に一般化し、簡単化のために非励振素子Am(m=1,2,…,M)と表記する。図3において、可変リアクタンス素子12−m(m=1,2,…,M)のリアクタンス値x1,…,xMを成分として含むリアクタンスベクトルを、次式のように定義する。
First, the
ここで、上付き添字Tは転置を表す。また、計算処理の途中では、リアクタンス値x1,…,xMにはそれぞれ虚数単位jが乗算されている。以下、アレーアンテナ装置110の送信動作について説明するが、相反定理により一般性を失わない。アレーアンテナ装置110を送信動作させる時の無線送信機7の出力インピーダンスをzsとする。また、励振素子A0上のRF電流をi0とし、非励振素子Am(m=1,2,…,M)上のRF電流をi1,i2,…,iMとする。各電流の向きは、可変リアクタンス素子12−m(m=1,2,…,M)から、当該可変リアクタンス素子12−mに接続された非励振素子Amの上側素子Amaに向かって流れる方向を、正の方向とする。以上の電流i0,…,iMを成分として含む電流ベクトルiを、次式のように定義する。
Here, the superscript T represents transposition. Further, during the calculation process, the reactance values x 1 ,..., X M are each multiplied by an imaginary unit j. Hereinafter, although the transmission operation of the
電流ベクトルiの各成分は、アレーアンテナ装置110の中の各アンテナ素子Am(m=0,1,…,M)に対するウェイト(重み付け係数)として作用する。
Each component of the current vector i acts as a weight (weighting coefficient) for each antenna element Am (m = 0, 1,..., M) in the
各アンテナ素子Am(m=0,1,…,M)、無線送信機7、可変リアクタンス素子12−m(m=1,2,…,M)を含む回路に対するキルヒホッフの法則に基づいた閉路方程式から、次式が導出される(非特許文献1参照。)。
A closed circuit equation based on Kirchhoff's law for a circuit including each antenna element Am (m = 0, 1,..., M), a
ここで、u0は、次式のM+1次元の単位ベクトルである。 Here, u 0 is the M + 1-dimensional unit vectors in the following equation.
また、vsは無線送信機7の開放電圧であり、Xは無線送信機7の出力インピーダンスと可変リアクタンス素子12−m(m=1,2,…,M)のリアクタンス値xmを対角成分にもつ次式の行列である。
Further, v s is an open circuit voltage of the
また、Zは、次式に示す、アレーアンテナ装置110中の各アンテナ素子Am(m=0,1,…,M)間のインピーダンスを成分とするM+1次のインピーダンス行列である。
Z is an M + 1 order impedance matrix having an impedance between each antenna element Am (m = 0, 1,..., M) in the
各非励振素子Am(m=1,2,…,M)の配置が励振素子A0に対して巡回的な対称性を有している場合には、このインピーダンス行列Zの(M+1)2個の要素のうちで独立な要素は、非励振素子の個数Mが奇数の場合に3+(M−1)/2個となり、非励振素子の個数Mが偶数の場合に3+M/2個となる。 When the arrangement of the non-excitation elements Am (m = 1, 2,..., M) has a cyclic symmetry with respect to the excitation element A0, (M + 1) 2 of the impedance matrix Z Among the elements, the independent elements are 3+ (M−1) / 2 when the number M of non-excited elements is odd, and 3 + M / 2 when the number M of non-excited elements is even.
また、
(a)z00は励振素子A0自身の入力インピーダンスを示し、
(b)z01は励振素子A0と非励振素子Am(m=1,2,…,M)の間の結合インピーダンスを示し、
(c)z11は非励振素子Am自身の入力インピーダンスを示し、
(d)zMnは非励振素子AMと非励振素子Anの間の結合インピーダンスを示す。
Also,
(A) z 00 represents the input impedance of the
(B) z 01 represents a coupling impedance between the excitation element A0 and the non-excitation element Am (m = 1, 2,..., M),
(C) z 11 represents the input impedance of the non-excited element Am itself,
(D) z Mn represents a coupling impedance between the non-excited element AM and the non-excited element An.
ここで、n=M/2(Mが偶数の場合)のとき、もしくは、n=(M−1)/2(Mが奇数の場合)のとき、z1n=zMnが成り立つ。これらの独立要素はアレーアンテナ装置110の構造パラメータであり、各アンテナ素子Am(m=0,1,…,M)の半径、長さ、及び/又は間隔や、接地導体11(図1のアレーアンテナ装置100の場合)の寸法形状などにより決まる。
Here, when n = M / 2 (when M is an even number) or when n = (M−1) / 2 (when M is an odd number), z 1n = z Mn holds. These independent elements are structural parameters of the
電流ベクトルiとリアクタンス値x1,…,xMとの関係式(数3参照。)の中に逆行列演算が含まれている。これは、例えば、ある1系統の可変リアクタンス素子12−m(m=1,2,…,M)の値を変えると、その系統の非励振素子Am上の電流(すなわち、当該電流の位相及び振幅)が変化するのみならず、他系統のアンテナ素子An(n=0,1,…,M;n≠m)上の電流も変化してしまうということを意味する。インピーダンス行列Zの要素は、アレーアンテナ装置110の構造パラメータから高周波電磁界解析(例えばモーメント法)により求めることができる。これらの要素は、可変リアクタンス素子12−mに印加される制御電圧に対して不変であるということに着目し、本実施形態では、数3を用いて、2回の電流測定(極近傍電磁界測定)でインピーダンス行列Zの要素を求める方法を提案する。同時に、実装状態の可変リアクタンス素子12−mのリアクタンス値を求める。その定式化を以下に示す。
An inverse matrix operation is included in the relational expression (see Equation 3) between the current vector i and the reactance values x 1 ,..., X M. For example, if the value of a certain variable reactance element 12-m (m = 1, 2,..., M) is changed, the current on the non-excitation element Am of that system (that is, the phase of the current and the current) (Amplitude) not only changes, but also means that the current on the antenna elements An (n = 0, 1,..., M; n ≠ m) of other systems also changes. The elements of the impedance matrix Z can be obtained from the structural parameters of the
まず、1回目の測定において、制御電圧セット(v1,v2,…,vM)を各可変リアクタンス素子12−m(m=1,2,…,M)に印加し、このときの各可変リアクタンス素子12−mのリアクタンス値セット(jx1,jx2,…,jxM)(これは未知である。)と、このとき測定で得た各アンテナ素子Am上の電流(i0,i1,…,iM)とを数3に代入して展開すると、次式が得られる。
First, in the first measurement, a control voltage set (v 1 , v 2 ,..., V M ) is applied to each variable reactance element 12-m (m = 1, 2,..., M). The reactance value set (jx 1 , jx 2 ,..., Jx M ) (this is unknown) of the variable reactance element 12-m, and the current (i 0 , i) on each antenna element Am obtained by the measurement at this time Substituting 1 ,..., I M ) into
ここでは、励振素子A0上の電流i0≠0と仮定し、全ての非励振素子Am(m=1,2,…,M)上の電流の値を電流i0で正規化してある。これは実際の測定において励振素子A0上の電流を基準信号と見なすことにより、電流測定系自体の校正が不要となることを意味する。M個のリアクタンス値にてなるリアクタンスセットを用いているとき、M+1個の式からなる数6の連立方程式に対して、非励振素子の個数Mが偶数ならば未知数はM+3+M/2個であり、また、非励振素子の個数Mが奇数ならば未知数はM+3+(M−1)/2個であるが、アレーアンテナ装置110では非励振素子Amと可変リアクタンス素子12−mとが一体となっているので、次式で表されるzakを1個の未知独立変数とみなす。
Here, it is assumed that the current i 0 on the excitation element A 0 ≠ 0, and the current values on all the non-excitation elements Am (m = 1, 2,..., M) are normalized with the current i 0 . This means that the calibration of the current measurement system itself is not required by regarding the current on the excitation element A0 as a reference signal in actual measurement. When a reactance set consisting of M reactance values is used, if the number M of non-excited elements is an even number with respect to the simultaneous equations of
本実施形態では、このzakを「可変リアクタンス素子が装荷された非励振素子自身の入力インピーダンス」と呼ぶ。従って、上記数8から明らかなように、自身の入力インピーダンスzakの値は、非励振素子Am自身の入力インピーダンスz11と、可変リアクタンス素子12−mのリアクタンス値jxmとをともに含む。
In the present embodiment, the za k is referred to as "the input impedance of the parasitic elements themselves variable reactance element is loaded." Accordingly, as apparent from the
次に、2回目の測定において、各可変リアクタンス素子12−m(m=1,2,…,M)に印加される制御電圧セットを変更して、同様の測定を行う。その測定からM+1個の方程式が得られる。2回の測定を合わせて2(M+1)個の方程式から2(M+1)個の唯一解が得られるので、2回目の測定で変えられる可変リアクタンス素子12−mの制御電圧(リアクタンス値(新しい未知数))の数は、非励振素子の個数Mが偶数ならば2(M+1)−(M+3+M/2−1)=M/2個であり、また、非励振素子の個数Mが奇数ならば2(M+1)−(M+3+(M−1)/2−1)=(M+1)/2個である。2回目の測定では、M個の可変リアクタンス素子12−mの中で、非励振素子の個数Mが偶数のときはK=M/2個だけの制御電圧を、又は、非励振素子の個数Mが奇数のときはK=(M+1)/2個だけの制御電圧を、1回目の測定での値から変化させる。本実施形態の説明では、例として、K個の制御電圧v1,…,vKのみを変化させるが、他の制御電圧セット(例えば、v2,…,vK+1)であってもよい。このとき、リアクタンスセット(jx’1,jx’2,…,jx’K,jxK+1,…,jxM)の要素のうちK個だけが変化するが、電流ベクトルiは全要素が変化する。このときの電流値を(i0’,i1’,…,iM’)と表記すると、数7と同様に、数3のキルヒホッフの法則に基づいた方程式から次式が得られる。
Next, in the second measurement, the same measurement is performed by changing the control voltage set applied to each variable reactance element 12-m (m = 1, 2,..., M). M + 1 equations are obtained from the measurement. Since 2 (M + 1) equations can be obtained from 2 (M + 1) equations by combining the two measurements, the control voltage (reactance value (new unknown) of the variable reactance element 12-m that can be changed by the second measurement is obtained. )) Is 2 (M + 1)-(M + 3 + M / 2-1) = M / 2 if the number M of non-excited elements is an even number, and 2 (if the number M of non-excited elements is an odd number) M + 1) − (M + 3 + (M−1) / 2-1) = (M + 1) / 2. In the second measurement, in the M variable reactance elements 12-m, when the number M of non-excited elements is an even number, only K = M / 2 control voltages or the number M of non-excited elements Is an odd number, only K = (M + 1) / 2 control voltages are changed from the values in the first measurement. In the description of the present embodiment, as an example, only K control voltages v 1 ,..., V K are changed, but other control voltage sets (for example, v 2 ,..., V K + 1 ) may be used. At this time, only K of the elements of the reactance set (jx ′ 1 , jx ′ 2 ,..., Jx ′ K , jx K + 1 ,..., Jx M ) change, but all elements of the current vector i change. When the current value at this time is expressed as (i 0 ′, i 1 ′,..., I M ′), the following equation is obtained from the equation based on Kirchhoff's law of
さらに、数7の第1の式の右辺の項vs/i0−zsと、数9の第1の式の右辺の項vs/i0’−zsとは、それぞれアンテナの入力インピーダンスzin,zin’であって、次式が成り立つ。
Furthermore, the term v s / i 0 −z s on the right side of the first equation of
これらの入力インピーダンスzin,zin’は、図6の測定計算システムにおいて、各可変リアクタンス素子12−mに制御電圧がそれぞれ印加された状態においてネットワークアナライザ31(1ポートの使用)により測定される。 These input impedances z in and z in ′ are measured by the network analyzer 31 (use of one port) in the state where the control voltage is applied to each variable reactance element 12-m in the measurement calculation system of FIG. .
数7と数9の各連立方程式における第1の式はそれぞれ、励振素子A0と非励振素子Am(m=1,2,…,M)の結合インピーダンス及び励振素子A0自身の入力インピーダンスと、アンテナの入力インピーダンスとのみに関連し、非励振素子Am間の結合インピーダンスの項を含んでいない。すなわち、インピーダンスz00とz01の2つの未知数についての次の連立方程式から、インピーダンスz00とz01を計算できる。
The first equations in the simultaneous equations of
数7と数9の第2の式以降を整理すると、それぞれ次式の数14と数15を得る
By rearranging the second and subsequent equations of
これらの式の右辺は励振素子A0から非励振素子Am(m=1,2,…,M)への結合で生じる誘起電圧を意味している。これらの連立方程式から、インピーダンスz00とz01を除いた2(M+1)−2個の未知数を全て計算できる。 The right side of these equations means an induced voltage generated by coupling from the excitation element A0 to the non-excitation element Am (m = 1, 2,..., M). From these simultaneous equations, all 2 (M + 1) −2 unknowns excluding impedances z 00 and z 01 can be calculated.
例えば、図3に示した7素子(M=6)のアレーアンテナ装置110の場合は、2回の測定での未知数は14個となる。これらを求めるための、行列表示された式(2回の測定で用いる連立方程式をまとめた式)を、図7の式1に示す。図6のアンテナ測定コントローラ30は、図7の式1を用いて、図8のアレーアンテナ装置の構造パラメータの測定計算処理を実行する。
For example, in the case of the 7-element (M = 6)
図8は、以上説明した原理に従って図6のアンテナ測定コントローラ30が実行する、アレーアンテナ装置の構造パラメータの測定計算処理を示すフローチャートである。
FIG. 8 is a flowchart showing the measurement calculation processing of the structural parameters of the array antenna apparatus, which is executed by the
図8のステップS1において、まず、D/A変換器34を用いて、第1のリアクタンス値セットを生成する制御電圧信号を、可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に出力して設定する。次いで、ステップS2乃至S7では、極近傍界測定法により、第1のリアクタンス値セットが各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に設定されたときの各アンテナ素子上の電流i0,…,i6を測定する。ステップS2において、位置コントローラ35、プローブ移動機構36及びプローブ支持部材36aを用いて、プローブ32−0を励振素子A0の給電点の極近傍に配置し、スイッチS1を接点c2に接続し、プローブ32−0及びネットワークアナライザ31を用いて励振素子A0上の電流i0を測定し、処理メモリ39に記憶する。ステップS3において、位置コントローラ35、プローブ移動機構36及びプローブ支持部材36aを用いてプローブ32−0をアレーアンテナ装置100から離隔させるとともに、スイッチS1を接点c1に接続する。ステップS4乃至S7では、極近傍界測定法により、第1のリアクタンス値セットが各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に設定されたときの各非励振素子A1乃至A6上の電流i1,…,i6を測定する。ステップS4においてパラメータmを1に設定し、次いで、ステップS5において、スイッチS2を接点m+2に接続し、プローブ32−m及びネットワークアナライザ31を用いて非励振素子Am上の電流imを測定し、処理メモリ39に記憶する。ステップS6において、パラメータmが6以上でないならば、ステップS7においてパラメータmを1だけインクリメントし、ステップS5に戻る。ステップS6でパラメータmが6以上のときは、ステップS8に進む。ステップS8において、ネットワークアナライザ31を用いてアレーアンテナ装置100の入力インピーダンスzinを測定し、処理メモリ39に記憶する。
In step S1 of FIG. 8, first, using the D /
次いで、図9のステップS9において、D/A変換器34を用いて、第2のリアクタンス値セットを生成する制御電圧信号を、可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に出力して設定する。第2のリアクタンス値セットは、第1のリアクタンス値セットに対して、可変リアクタンス素子12−1乃至12−3に対応する3つの要素のみが異なっている。次いで、ステップS10乃至S15では、極近傍界測定法により、第2のリアクタンス値セットが各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に設定されたときの各アンテナ素子上の電流i0’,…,i6’を測定する。ステップS10において、位置コントローラ35、プローブ移動機構36及びプローブ支持部材36aを用いて、プローブ32−0を励振素子A0の極近傍に配置し、スイッチS1を接点c2に接続し、プローブ32−0及びネットワークアナライザ31を用いて励振素子A0上の電流i0’を測定し、処理メモリ39に記憶する。ステップS11において、位置コントローラ35、プローブ移動機構36及びプローブ支持部材36aを用いてプローブ32−0をアレーアンテナ装置100から離隔させるとともに、スイッチS1を接点c1に接続する。ステップS12乃至S15では、極近傍界測定法により、第2のリアクタンス値セットが各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に設定されたときの各非励振素子A1乃至A6上の電流i1’,…,i6’を測定する。ステップS12においてパラメータmを1に設定し、次いで、ステップS13において、スイッチS2を接点m+2に接続し、プローブ32−m及びネットワークアナライザ31を用いて非励振素子Am上の電流im’を測定し、処理メモリ39に記憶する。ステップS14において、パラメータmが6以上でないならば、ステップS15においてパラメータmを1だけインクリメントし、ステップS13に戻る。ステップS14でパラメータmが6以上のときは、ステップS16に進む。ステップS16において、ネットワークアナライザ31を用いてアレーアンテナ装置100の入力インピーダンスzin’を測定し、処理メモリ39に記憶する。
Next, in step S9 in FIG. 9, the D /
最後に、ステップS17において、測定して記憶された電流i1,…,i6,i1’,…,i6’及び入力インピーダンスzin及びzin’に基づいて、図7の式1を用いて、アレーアンテナ装置100の構造パラメータを計算する。ここで計算される構造パラメータは、具体的には、
(a)励振素子A10自身の入力インピーダンスz00と、
(b)励振素子A10と非励振素子A11との結合インピーダンスz01と、
(c)隣接した非励振素子間の結合インピーダンスz12と、
(d)1つの非励振素子を間に挟んで隣接した非励振素子間の結合インピーダンスz13と、
(e)励振素子A10を挟んで対向した非励振素子間の結合インピーダンスz14と、
(f)非励振素子A11乃至A16における、第1のリアクタンス値セット中の値をそれぞれ含む、可変リアクタンス素子が装荷された非励振素子自身の入力インピーダンスza1,…,za6と、
(g)非励振素子A11乃至A13における、第2のリアクタンス値セット中の値をそれぞれ含む、可変リアクタンス素子が装荷された非励振素子自身の入力インピーダンスza1’、za2’、za3’と
を含む。
Finally, in step S17, based on the measured and stored currents i 1 ,..., I 6 , i 1 ′,..., I 6 ′ and the input impedances z in and z in ′,
(A) the input impedance z 00 of the excitation element A10 itself;
(B) coupling impedance z 01 between the excitation element A10 and the non-excitation element A11;
(C) a coupling impedance z 12 between adjacent non-excited elements;
A coupling impedance z 13 between the parasitic element adjacent in between the (d) 1 single parasitic element,
(E) a coupling impedance z 14 between parasitic elements facing each other across the excitation element A10,
(F) the input impedances za 1 ,..., Za 6 of the non-excitation element itself loaded with the variable reactance element, each including a value in the first reactance value set in each of the non-excitation elements A11 to A16;
(G) The input impedances za 1 ′, za 2 ′, za 3 ′ of the non-excitation element itself loaded with the variable reactance element, including the values in the second reactance value set in the non-excitation elements A11 to A13, respectively. including.
図6の測定コンピュータ30はさらに、以上のように測定されたアレーアンテナ装置100の構造パラメータに基づいて、アレーアンテナの各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6の制御電圧対リアクタンス値特性を校正することができる。アンテナ測定コントローラ30は、さまざまな制御電圧セットを含む制御電圧信号を用いて図8及び図9の測定計算処理を反復し、各反復のステップS1でそれぞれ設定された制御電圧セットと、各反復でそれぞれ計算された、可変リアクタンス素子が装荷された非励振素子自身の入力インピーダンスza1,…,za6とに基づいて、各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6の制御電圧対リアクタンス値特性を求める。アンテナ測定コントローラ30は、得られた各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6の制御電圧対リアクタンス値特性に基づいて、当該制御電圧対リアクタンス値特性を校正できる。それによって、アレーアンテナ装置100の可変リアクタンス素子12−1乃至12−6の可変なリアクタンス値に、当該アレーアンテナ装置100が所望の動作を実行するために必要な範囲をカバーさせることができる。このように、アレーアンテナ装置100の校正を簡単に実行できるために、当該アレーアンテナ装置100を方向探知機として用いる場合や無線アドホックネットワークで近くにある端末の角度情報を元にルーチングを行う場合、製造過程を簡単かつ安価なものにすることができる。
The
以上説明したように、本発明に係る実施形態のアレーアンテナ装置の電気的特性の測定方法によれば、各アンテナ素子A0乃至A6の極近傍の高周波磁界を測定しこれに基づき電流を計算することにより、等価ウェイトベクトルモデルのパラメータ(構造パラメータと可変リアクタンス素子制御特性)を計算することができる。アレーアンテナ装置100のインピーダンス行列が可変リアクタンス素子12−1乃至12−6の容量や外部信号源に依存しないことに着目することにより、必要な測定回数を最小限に抑えることができる。結果として、アンテナ素子数に依存せずに、互いに異なる2組の制御電圧セットが設定されたときの磁界測定で構造パラメータを計算できることが示された。さらに、本方法により、可変リアクタンス素子12−1乃至12−6の制御電圧対リアクタンス値特性を校正することもできる。従って、本実施形態のアレーアンテナ装置の電気的特性の測定方法によれば、アレーアンテナ装置100の測定評価の大幅コストダウンが図れる。
As described above, according to the method for measuring the electrical characteristics of the array antenna device according to the embodiment of the present invention, the high-frequency magnetic field in the vicinity of each antenna element A0 to A6 is measured, and the current is calculated based on this measurement. Thus, the parameters of the equivalent weight vector model (structure parameters and variable reactance element control characteristics) can be calculated. By paying attention to the fact that the impedance matrix of the
以下、本発明に係る実施形態のアレーアンテナ装置の電気的特性の測定方法を用いて、図4及び図5のアレーアンテナ装置120及び130の構造パラメータを計算したシミュレーションについて説明する。
Hereinafter, a simulation in which the structural parameters of the
図8及び図9のアレーアンテナ装置の構造パラメータ測定計算処理を実行するには、各アンテナ素子上の電流と給電ポートの入力インピーダンスとを実測する必要がある。しかし、ここでは簡単のため、電磁界シミュレーションの結果データを用いて本実施形態の測定計算処理を検証する。具体的には、市販のモーメント法シミュレータパッケージを使用して電流と入力インピーダンスを予め計算しておき、これに基づいてパラメータ計算を行う。 In order to execute the structural parameter measurement calculation processing of the array antenna apparatus of FIGS. 8 and 9, it is necessary to actually measure the current on each antenna element and the input impedance of the feed port. However, for the sake of simplicity, the measurement calculation processing of the present embodiment is verified using the result data of the electromagnetic field simulation. Specifically, current and input impedance are calculated in advance using a commercially available moment method simulator package, and parameter calculation is performed based on this.
まず、図4に示された2素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置であるアレーアンテナ装置120の構造パラメータを計算するシミュレーションを行う。アレーアンテナ装置120の励振素子A0と非励振素子A1の電流対リアクタンスをモーメント法で計算すると図10に示す様になる。ここで、給電点F2おける電圧vs=1Vとし、インピーダンスzs=50Wとした。
First, a simulation is performed to calculate the structural parameters of the
図10に示されたこれらの電流値を用いて、次式の4元連立方程式を解くことによって、アレーアンテナ装置120の構造パラメータとリアクタンス値とを計算する。
Using these current values shown in FIG. 10, the structural parameters and reactance values of the
ここで、入力インピーダンスzin=vs/i0及びzin’=vs/i0’と、電圧vsも、モーメント法の計算結果の値を使う。また、シミュレーションでは、リアクタンス値jx1が既知なので、可変リアクタンス素子が装荷された非励振素子自身の入力インピーダンスza1=z11+jx1から、インピーダンスz11を計算できる。計算した構造パラメータの結果を図11に示す。インピーダンスz11とz00の比較を図12に示す。図12の各パラメータとも、モーメント法による理論値である、
(a)z00=70.6844−j5.0369,
(b)z01=38.3617−j29.8264,及び
(c)z11=70.6844−j5.0369
と比較して、実数部で±0.17Ω以内の精度、かつ虚数部で±j0.28Ω以内の精度で一致している。
Here, the input impedance z in = v s / i 0 and z in ′ = v s / i 0 ′, and the voltage v s also use values of the calculation result of the moment method. In the simulation, since the reactance value jx 1 is known, the impedance z 11 can be calculated from the input impedance za 1 = z 11 + jx 1 of the non-excitation element itself loaded with the variable reactance element. The result of the calculated structural parameter is shown in FIG. A comparison between impedances z 11 and z 00 is shown in FIG. Each parameter in FIG. 12 is a theoretical value by the moment method.
(A) z 00 = 70.844-j5.0369,
(B) z 01 = 38.3617-j29.8264, and (c) z 11 = 70.844-j5.0369
Compared with, the real part matches with accuracy within ± 0.17Ω and the imaginary part with accuracy within ± j0.28Ω.
次に、同様のシミュレーションを3素子で行う。このシミュレーションでは、図5に示された3素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置であるアレーアンテナ装置130を用いた。この場合、2回の測定で、以下の6次元連立方程式から3個の構造パラメータと、3個の、可変リアクタンス素子が装荷された非励振素子自身の入力インピーダンスを計算する。
Next, a similar simulation is performed with three elements. In this simulation, the
3素子のアレーアンテナ装置130の各アンテナ素子A30、A31とA32の電流対リアクタンス値をモーメント法で計算すると図13に示すようになる。ここで、給電点F3における電圧vs=1Vとし、インピーダンスzs=50Wとした。
FIG. 13 shows the current versus reactance values of the antenna elements A30, A31, and A32 of the three-element
計算したパラメータの結果を図14に示す。図14の各パラメータとも、モーメント法による理論値である、
(a)z00=70.3438−j5.089,
(b)z01=38.5236−j29.3194,
(c)z11=71.4561−j4.806,及び
(d)z12=−14.3802−j28.8879
と比較して、実数部で±0.5Ω以内の精度で、かつ虚数部で±j0.3Ω以内の精度で一致している。
The results of the calculated parameters are shown in FIG. Each parameter in FIG. 14 is a theoretical value by the moment method.
(A) z 00 = 70.3438−j5.089,
(B) z 01 = 38.5236-j29.3194
(C) z 11 = 71.4561-j4.806, and (d) z 12 = −14.3802-j28.8879
Compared with, the real part has an accuracy within ± 0.5Ω and the imaginary part has an accuracy within ± j0.3Ω.
次いで、可変リアクタンス素子12−m(m=1,2,…,M)の制御特性の校正について説明する。アレーアンテナ装置の構造パラメータが一旦求まると、各可変リアクタンス素子12−mの制御電圧対リアクタンス値の校正が簡単にできる。ここでは、7素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置であるアレーアンテナ装置110の構造パラメータ(z00,z01,z12,z13,z14)が既知であるとして、可変リアクタンス素子が装荷された非励振素子自身の入力インピーダンスzan(n=1,2,…,6)を計算する。数14より、次式が成り立つ。
Next, calibration of control characteristics of the variable reactance element 12-m (m = 1, 2,..., M) will be described. Once the structural parameters of the array antenna apparatus are obtained, the control voltage versus reactance value of each variable reactance element 12-m can be easily calibrated. Here, the variable reactance element is loaded on the assumption that the structural parameters (z 00 , z 01 , z 12 , z 13 , z 14 ) of the
これらの式からわかるように、可変リアクタンス素子が装荷された非励振素子自身の入力インピーダンスは、アレーアンテナ110の構造パラメータと各アンテナ素子上の電流だけで決まる。
As can be seen from these equations, the input impedance of the non-excited element itself loaded with the variable reactance element is determined only by the structural parameters of the
ここで、励振素子A0及びM本の各非励振素子A1乃至AMに対する(M+1)回の電流測定を1組の電流測定とする。上述の処理では、以下の手順を行っている。
(S1)M個の可変リアクタンス素子12−1乃至12−Mに対してある制御電圧セットを与えて1組の電流測定及び1回の入力インピーダンス測定を行う。
(S2)次に、M個の可変リアクタンス素子12−1乃至12−Mのうちの1個の可変リアクタンス素子(例えば1番目とする)の制御電圧だけを変えて、同じく1組の電流測定及び1回の入力インピーダンス測定を行う。
(S3)数12と数13からインピーダンスz00とz01を計算する。
(S4)数14と数15からインピーダンスz12乃至z1Mとza1乃至zaM、za1’を計算する。
以上の手順の処理を行うことにより、
(i)Z行列の(M/2+3)個の独立な要素のうちのインピーダンスz11以外の全ての要素と、
(ii)M個の可変リアクタンス素子12−1乃至12−Mが装荷された非励振素子自身の入力インピーダンスと、
(iii)制御電圧を変えた可変リアクタンス素子だけはその電圧に対する可変リアクタンス素子が装荷された非励振素子自身の入力インピーダンスを計算することができる。
Here, (M + 1) times of current measurement for the excitation element A0 and each of the M non-excitation elements A1 to AM is defined as one set of current measurement. In the above-described processing, the following procedure is performed.
(S1) A certain control voltage set is given to the M variable reactance elements 12-1 to 12-M, and one set of current measurement and one input impedance measurement are performed.
(S2) Next, by changing only the control voltage of one variable reactance element (for example, the first) of the M variable reactance elements 12-1 to 12-M, Perform one input impedance measurement.
(S3) several 12 to several 13 to calculate the impedance z 00 and z 01.
(S4) to the impedance z 12 from several 14 to several 15 z 1M and za 1 to Zam, it calculates the za1 '.
By performing the above procedure,
(I) all the elements other than the impedance z 11 among the (M / 2 + 3) independent elements of the Z matrix;
(Ii) the input impedance of the non-excitation element itself loaded with M variable reactance elements 12-1 to 12-M;
(Iii) Only the variable reactance element whose control voltage is changed can calculate the input impedance of the non-excitation element itself loaded with the variable reactance element with respect to the voltage.
こうして一旦インピーダンスz11以外のZ行列の要素が求められると、これらは可変リアクタンス素子の容量や外部信号源に依存しないため既知の定数として扱える。この結果を用いると、以下の手順により、実装状態におけるM個の可変リアクタンス素子12−1乃至12−Mが装荷された非励振素子自身の入力インピーダンス値za1乃至zaMの校正データを求めることができる。
(S11)M個の可変リアクタンス素子12−1乃至12−Mに対してある制御電圧セットを与えて、1組の電流測定を行う。ここで、入力インピーダンス測定は不要である。
(S12)次式のM元連立方程式よりインピーダンスza1乃至zaMを計算する。
Once the elements of the Z matrix other than the impedance z 11 are obtained in this way, they can be handled as known constants because they do not depend on the capacitance of the variable reactance element or the external signal source. Using this result, calibration data of the input impedance values za 1 to za M of the non-excited elements loaded with the M variable reactance elements 12-1 to 12-M in the mounted state are obtained by the following procedure. Can do.
(S11) A control voltage set is given to the M variable reactance elements 12-1 to 12-M, and one set of current measurements is performed. Here, the input impedance measurement is unnecessary.
(S12) Impedances za 1 to za M are calculated from the following M-ary simultaneous equations.
(S13)M個の全ての可変リアクタンス素子12−1乃至12−Mの制御電圧を同時に変え、1組の電流測定を行う。
(S14)上記の処理(S12)と同様にしてその制御電圧に対するインピーダンスza1乃至zaMを計算する。
(S15)上記の処理(S13)及び(S14)をN回繰り返すと、各インピーダンスza1乃至zaMそれぞれについてN点の異なる制御電圧に対するインピーダンス値を計算できる。
(S13) The control voltages of all the M variable reactance elements 12-1 to 12-M are changed at the same time, and one set of current measurements is performed.
(S14) Impedances za 1 to za M for the control voltage are calculated in the same manner as in the above processing (S12).
(S15) When the above processes (S13) and (S14) are repeated N times, impedance values for different control voltages at N points can be calculated for each of the impedances za 1 to za M.
こうして全ての可変リアクタンス素子が装荷された非励振素子自身の入力インピーダンス値za1乃至zaMの校正データを計算できると、任意の制御電圧セットに対するインピーダンスza1乃至zaMは、補間やモデルに対するフィッティングなどにより求められる。すると上記数24から電流i1乃至i6(M=6のとき)の相対値が計算できる。下記にこの方法で求めた電流値の一例を示す。 When the calibration data of the input impedance values za 1 to za M of the non-excited elements loaded with all the variable reactance elements can be calculated in this way, the impedances za 1 to za M for any control voltage set can be interpolated or fitted to the model. Required by Then, the relative values of the currents i 1 to i 6 (when M = 6) can be calculated from the above equation (24). An example of the current value obtained by this method is shown below.
電流の相対値が求まると、等価ウェイトベクトルモデルにより、正規化された放射パターンを簡単に計算できる。 Once the relative value of the current is obtained, the normalized radiation pattern can be easily calculated by the equivalent weight vector model.
(M+1)素子の場合の本手法の測定回数は、初めのZ行列の抽出時に2(M+1)回の電流測定と2回の入力インピーダンス測定、校正データ取得時にN(M+1)回の電流測定(Nは校正データ点数)が必要となる。これに対して、直接に電流i1乃至i6を測定する方法では、M次元パラメータ空間中の各次元でN回の測定を行うとすると、全部でNM回の測定が必要となる。例えば、M=6のときの7素子の場合、0乃至100Ωの範囲を10Ωきざみで測定すると電流測定法の測定回数はNM=百万回となるが、本手法であれば、(2+N)(M+1)+2=86回の測定でよい。 In the case of (M + 1) elements, the number of measurements of this method is as follows: 2 (M + 1) current measurements and 2 input impedance measurements when the first Z matrix is extracted, and N (M + 1) current measurements when acquiring calibration data ( N is the number of calibration data points). In contrast, in the direct to a method for measuring a current i 1 to i 6, When the measurement of N times in each dimension in the M-dimensional parameter space, it is necessary to N M measurements in total. For example, in the case of 7 elements when M = 6, if the range of 0 to 100Ω is measured in increments of 10Ω, the number of measurements of the current measurement method is N M = million times, but with this method, (2 + N) (M + 1) + 2 = 86 measurements are sufficient.
電子制御導波器アレーアンテナ装置は、非励振素子と可変リアクタンス素子(可変リアクタンス素子ダイオード)とが一体となった可変指向性アンテナであり、各々の特性を分離して測定することができない。そこで本発明に係る実施形態のアレーアンテナ装置の電気的特性の測定方法では、各アンテナ素子の極近傍の高周波磁界を測定してそれに基づいて電流を計算することにより、等価ウェイトベクトルモデルのパラメータ(構造パラメータと可変リアクタンス素子制御特性を含む)を計算する方法を提案した。複数のアンテナ素子にてなるアレーのインピーダンス行列が可変リアクタンス素子の容量や外部信号源に依存しないことに着目することにより、必要な測定回数を最小限に抑えることができる。結果として、アンテナ素子数に依存せずに、2組の異なる制御電圧セットが設定されたときの磁界測定で構造パラメータを計算できることが示された。さらに、本方法により、可変リアクタンス素子の容量の電圧制御特性を校正することもできる。従って、本実施形態のアレーアンテナ装置の電気的特性の測定方法によれば、アレーアンテナ装置の測定評価の大幅コストダウンが図れる。 The electronically controlled waveguide array antenna device is a variable directional antenna in which a non-excitation element and a variable reactance element (variable reactance element diode) are integrated, and each characteristic cannot be measured separately. Therefore, in the method for measuring the electrical characteristics of the array antenna device according to the embodiment of the present invention, the high-frequency magnetic field in the vicinity of each antenna element is measured, and the current is calculated based on the measured high-frequency magnetic field. A method to calculate structural parameters and variable reactance element control characteristics was proposed. By paying attention to the fact that the impedance matrix of an array composed of a plurality of antenna elements does not depend on the capacitance of the variable reactance element or the external signal source, the necessary number of measurements can be minimized. As a result, it was shown that the structural parameters can be calculated by the magnetic field measurement when two different control voltage sets are set without depending on the number of antenna elements. Further, the voltage control characteristic of the capacitance of the variable reactance element can be calibrated by this method. Therefore, according to the method for measuring the electrical characteristics of the array antenna apparatus of the present embodiment, the cost of measuring and evaluating the array antenna apparatus can be greatly reduced.
A0,A10,A20,A30…励振素子、
A1乃至A6,A11乃至A16,A21,A31,A32…非励振素子、
A10a,A11a乃至A16a,A20a,A21a,A30a,A31a,A32a…上側素子、
A10b,A11b乃至A16b,A20b,A21b,A30b,A31b,A32b…下側素子、
F1,F2,F3…給電点、
1…低雑音増幅器(LNA)、
2…ダウンコンバータ、
3…A/D変換器、
4…復調器、
5…給電用同軸ケーブル、
6…サーキュレータ、
7…無線送信機、
11…接地導体、
12−1乃至12−6…可変リアクタンス素子、
20…適応制御型コントローラ、
21…学習シーケンス信号発生器、
30…アンテナ測定コントローラ、
31…ネットワークアナライザ、
32−0乃至32−6…プローブ、
33−0乃至33−6…ケーブル、
34…D/A変換器、
35…位置コントローラ、
36…プローブ移動機構、
37…回転機構、
38…バス、
39…処理メモリ、
40…電波暗室、
41…電波吸収体、
S1,S2…スイッチ、
100,110,120,130…アレーアンテナ装置。
A0, A10, A20, A30 ... excitation elements,
A1 to A6, A11 to A16, A21, A31, A32 ... non-excitation elements,
A10a, A11a to A16a, A20a, A21a, A30a, A31a, A32a ... upper element,
A10b, A11b to A16b, A20b, A21b, A30b, A31b, A32b ... lower element,
F1, F2, F3 ... feeding point,
1 ... Low noise amplifier (LNA),
2 ... Down converter,
3 ... A / D converter,
4 ... demodulator,
5 ... Coaxial cable for feeding,
6 ... circulator,
7 ... Wireless transmitter,
11: Ground conductor,
12-1 to 12-6 ... variable reactance element,
20 ... Adaptive control type controller,
21 ... Learning sequence signal generator,
30 ... Antenna measurement controller,
31 ... Network analyzer,
32-0 to 32-6 ... probes,
33-0 to 33-6 ... cable,
34 ... D / A converter,
35 ... Position controller,
36 ... Probe moving mechanism,
37 ... rotation mechanism,
38 ... Bus,
39: Processing memory,
40 ... Anechoic chamber,
41 ... A radio wave absorber,
S1, S2 ... switch,
100, 110, 120, 130... Array antenna device.
Claims (3)
上記少なくとも1つの可変リアクタンス素子に第1の制御電圧セットを設定し、上記励振素子及び上記少なくとも1つの非励振素子を含む各アンテナ素子上の電流を測定し、かつ上記アレーアンテナ装置の入力インピーダンスを測定するステップと、
上記少なくとも1つの可変リアクタンス素子に上記第1の制御電圧セットとは異なる第2の制御電圧セットを設定し、上記各アンテナ素子上の電流を測定し、かつ上記アレーアンテナ装置の入力インピーダンスを測定するステップと、
上記測定された電流及び入力インピーダンスに基づいて、上記各アンテナ素子上の電流と、上記アレーアンテナ装置の入力インピーダンスと、上記励振素子自身の入力インピーダンスと、上記励振素子と上記各非励振素子との間の結合インピーダンスと、可変リアクタンス素子が装荷された各非励振素子自身の入力インピーダンスとの間の関係式を用いて、上記各アンテナ素子間のインピーダンスを含む上記アレーアンテナの構造パラメータを計算するステップとを含むことを特徴とするアレーアンテナの電気的特性の測定方法。 An excitation element for transmitting and receiving a radio signal; at least one non-excitation element provided at an equal angle with respect to the excitation element as a center and spaced apart from the excitation element by a predetermined distance; and the non-excitation element At least one variable reactance element connected to each other, and by setting a control voltage to each of the at least one variable reactance element and changing a reactance value of the variable reactance element, the at least one non-excited element Is a method for measuring the electrical characteristics of an array antenna whose directivity changes by operating as a director or a reflector, respectively,
A first control voltage set is set for the at least one variable reactance element, a current on each antenna element including the excitation element and the at least one non-excitation element is measured, and an input impedance of the array antenna apparatus is determined. Measuring step;
A second control voltage set different from the first control voltage set is set in the at least one variable reactance element, a current on each antenna element is measured, and an input impedance of the array antenna apparatus is measured. Steps,
Based on the measured current and input impedance, the current on each antenna element, the input impedance of the array antenna device, the input impedance of the excitation element itself, the excitation element and the non-excitation element Calculating structural parameters of the array antenna including impedances between the antenna elements using a relational expression between a coupling impedance between the antenna elements and an input impedance of each non-excited element loaded with the variable reactance element. And a method of measuring the electrical characteristics of the array antenna.
The structural parameters of the array antenna include a coupling impedance between the antenna elements, an input impedance of the excitation element itself, and an input impedance of the at least one non-excitation element itself loaded with the variable reactance element. The method for measuring electrical characteristics of an array antenna according to claim 1 or 2.
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