JP2005038400A - Method and device for estimating simultaneous switching output noise of semiconductor integrated circuit,and method and device for designing semiconductor integrated circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、半導体集積回路を設計する場合に使用して好適な半導体集積回路の同時スイッチング出力(以下、SSO[simultaneous switching output]という)ノイズ見積もり方法及び装置並びに半導体集積回路の設計方法及び装置に関する。 The present invention relates to a method and apparatus for estimating a simultaneous switching output (hereinafter referred to as SSO [simultaneous switching output]) noise of a semiconductor integrated circuit suitable for use in designing a semiconductor integrated circuit, and a method and apparatus for designing a semiconductor integrated circuit. .
半導体集積回路(LSI)は、プリント基板との接続や、外部汚染からの保護等のためにパッケージに実装される。図29は半導体集積回路のパッケージへの実装状態の一例を示す概略的斜視図である。図29中、1は半導体集積回路であり、2はパッド、3は入出力回路、4はコア部である。5は半導体集積回路1が実装されたパッケージであり、6はピン、7はリード、8はボンディングワイヤである。
A semiconductor integrated circuit (LSI) is mounted on a package for connection to a printed circuit board, protection from external contamination, and the like. FIG. 29 is a schematic perspective view showing an example of a state in which a semiconductor integrated circuit is mounted on a package. In FIG. 29, 1 is a semiconductor integrated circuit, 2 is a pad, 3 is an input / output circuit, and 4 is a core part.
入出力回路3には、信号回路と電源回路がある。信号回路には、外部への信号の出力のみを行う出力回路、外部からの信号の入力のみを行う入力回路、外部への信号の出力と外部からの信号の入力の両方が可能な双方向回路がある。電源回路には電源電圧VDDを入力するためのVDD電源回路、接地電圧GNDを入力するためのGND電源回路がある。
The input /
電源回路は半導体集積回路1に一定電圧を供給しなければならないが、現実には電気的寄生素子により電圧は一定とはならない。およそ、金属配線には、抵抗、インダクタンス及び容量が寄生する。パッケージ5内の金属配線も同様である。これら電気的寄生素子は、半導体集積回路1の動作を妨げる諸問題を引き起す原因となる。
The power supply circuit must supply a constant voltage to the semiconductor integrated
図30は図29に示す半導体集積回路1及びパッケージ5を電気素子でモデル化した図である。図30中、9は外部電源、10はグランド、11はリード7及びボンディングワイヤ8の抵抗成分、12はリード7及びボンディングワイヤ8のインダクタンス成分、13は入力回路、14は出力回路、15は双方向回路、16はVDD電源回路、17はGND電源回路である。
FIG. 30 is a diagram in which the semiconductor integrated
18はコア部4の一部分のモデルを示しており、19はVDD電源配線をモデル化したVDD電源配線モデル、20はGND電源配線をモデル化したGND電源配線モデル、21はVDD電源配線モデル19とGND電源配線モデル20との間に存在する論理ゲート等で消費される電流をモデル化した消費電流モデル、22はVDD電源配線モデル19とGND電源配線モデル20との間に存在する容量をモデル化した容量モデルである。
半導体集積回路1の複数の出力回路14及び複数の双方向回路15中の出力回路15Aが同時、同相にスイッチングする時にVDD電源配線又はGND電源配線に大きな電流が流れるが、リード7及びボンディングワイヤ8のインダクタンス成分12に電流変化が発生すると、リード7及びボンディングワイヤ8のインダクタンス成分12の両端にV=Ldi/dtで表される電圧が誘起される。但し、Lはインダクタンス成分12のインダクタンスである。
When the plurality of
例えば、複数の出力回路14、…、14及び複数の双方向回路15、…、15中の出力回路15A、…、15AがHレベル信号を出力している状態から同時にLレベル信号を出力すると、図31Aに示すように、外部から複数の出力回路14、…、14及び複数の双方向回路15、…、15中の出力回路15A、…、15Aを介してGND電源配線に電流ia、…、iaが流れ込む。この結果、GND電源配線からGND電源回路17、ボンディングワイヤ8及びリード7を介してグランド10に大きな電流IAが流れる。この時、GND電源配線の電圧は、図31Bに示すように、接地電圧GNDからLdi/dtだけ上昇する。
For example, when the L level signal is output simultaneously from the state in which the
これに対して、複数の出力回路14、…、14及び複数の双方向回路15、…、15中の出力回路15A、…、15AがLレベル信号を出力している状態から同時にHレベル信号を出力すると、図32Aに示すように、VDD電源配線から複数の出力回路14、…、14及び複数の双方向回路15、…、15中の出力回路15A、…、15Aを介して外部に電流ib、…、ibが流れ出す。この結果、外部電源9からリード7及びボンディングワイヤ8を介してVDD電源配線に大きな電流IBが流れる。この時、VDD電源配線の電圧は、図32Bに示すように、電源電圧VDDからLdi/dtだけ下降する。
On the other hand, the H level signal is simultaneously output from the state in which the
このように、パッケージ化された半導体集積回路においては、複数の出力回路が同時、同相にスイッチングすると、そのVDD電源配線又はGND電源配線の電圧に変動が発生するが、このようにして発生する電源電圧VDD、GNDの変動が一般にSSOノイズと呼ばれているものである。電源電圧VDD、GNDの変動は、半導体集積回路の誤動作及び動作速度の低下の原因となるため、電源電圧VDD、GNDの変動の1つであるSSOノイズを低減するための取り組みが従来からなされている(例えば、特許文献1参照)。
近年、製品のライフサイクルが短くなったため、Time to Marketの要求(半導体集積回路を開発/設計する側にとっては、顧客からの納期厳守の要求)が厳しくなっているが、半導体集積回路が仕様通りに動作しなければ、障害対応に追われることになり、余計な出費を強いられることになる。薄利な半導体集積回路にあって、余計なコスト発生は赤字の原因になる。また、障害が発生すれば、半導体集積回路の納期が遅れることになり、ビジネスチャンスを逸することにつながる。 In recent years, the life cycle of products has become shorter, so the time-to-market requirements (for those developing / designing semiconductor integrated circuits, demands from customers to meet deadlines) have become stricter, but semiconductor integrated circuits are as specified. If it doesn't work, you will be forced to deal with the trouble, and you will be forced to spend extra money. In a thin semiconductor integrated circuit, excessive cost generation causes a deficit. Also, if a failure occurs, the delivery date of the semiconductor integrated circuit is delayed, leading to missed business opportunities.
ここに、半導体集積回路は高集積化の傾向にあり、このことが動作電圧を低電圧化させる要因となっている。半導体集積回路の動作電圧が低電圧化すると、半導体集積回路のノイズ耐性が弱くなり、ノイズマージンが低下する。このため、ノイズの影響で半導体集積回路が誤動作を起こしたり、仕様通りの性能で動作しないという障害が発生する頻度が高くなっている。 Here, semiconductor integrated circuits tend to be highly integrated, which is a factor for lowering the operating voltage. When the operating voltage of the semiconductor integrated circuit is lowered, the noise tolerance of the semiconductor integrated circuit becomes weak and the noise margin is lowered. For this reason, the frequency of occurrence of a failure that the semiconductor integrated circuit malfunctions due to noise or does not operate with the performance according to the specification is increasing.
そこで、半導体集積回路では、ノイズを考慮した設計の重要性が増している。ノイズを考慮した設計をしなかった場合でも、半導体集積回路が正常動作することはあるが、それは偶然の成功に過ぎない。半導体集積回路を必ず正常動作させるには、ノイズ対策込みの設計手法によって、半導体集積回路を設計する必要がある。 Therefore, in the semiconductor integrated circuit, the importance of designing considering noise is increasing. Even if the design is not designed in consideration of noise, the semiconductor integrated circuit may operate normally, but this is only a coincidence. In order for a semiconductor integrated circuit to operate normally, it is necessary to design the semiconductor integrated circuit by a design technique including noise countermeasures.
半導体集積回路の障害要因の一つに、前述のSSOノイズがある。半導体集積回路は、多ピン化によりVDD電源配線やGND電源配線に流れる電流が大きくなる傾向にある。また、高速化により出力回路の最終段トランジスタの単位時間当たりの電流変化率が大きくなる傾向にもある。この結果、SSOノイズは増加傾向にあり、その対策が必須となっている。 One of the obstacle factors of the semiconductor integrated circuit is the SSO noise described above. In a semiconductor integrated circuit, the current flowing through the VDD power supply wiring and the GND power supply wiring tends to increase due to the increase in the number of pins. In addition, the current change rate per unit time of the final stage transistor of the output circuit tends to increase due to the increase in speed. As a result, SSO noise tends to increase, and countermeasures are indispensable.
SSOノイズを低減する取り組みは、過去、ボンディングワイヤ及びリードフレームのインダクタンス成分が小さくなるように半導体集積回路の実装技術を改善する、入出力回路と外部電源/グランドの接続部分にキャパシタを内蔵するように半導体集積回路を実装する、出力回路にSSOノイズを抑制する回路を取り付ける、といった半導体装置の改善(ハードウエアの改良)によって行われてきた。しかし、SSOノイズを低減するためには、ハードウエアの改良のほかに、半導体集積回路の設計段階において、ソフトウェア的アプローチによりSSOノイズを抑制することが必要である。 In the past, efforts to reduce SSO noise have improved the mounting technology of semiconductor integrated circuits so that the inductance components of bonding wires and lead frames are reduced, so that capacitors are built in the connection between the input / output circuit and the external power supply / ground. The semiconductor device has been improved (hardware improvement) such as mounting a semiconductor integrated circuit and attaching a circuit for suppressing SSO noise to the output circuit. However, in order to reduce the SSO noise, it is necessary to suppress the SSO noise by a software approach at the design stage of the semiconductor integrated circuit in addition to the improvement of the hardware.
半導体集積回路の設計段階においてSSOノイズを抑制するには、SSOノイズを見積もる手法が必要となる。SSOノイズを見積もる手法として、例えば、回路シミュレータを用いる手法があるが、この手法では、条件を変えて何度も回路シミュレーションを行う必要があり、非常に時間がかかる(例えば、1シミュレーション当たり、3〜5時間を要する)。即ち、回路シミュレーションでは、ノイズの値が求められるだけで、SSOノイズを抑制するのに必要なパラメータが算出されるわけではないので、条件を変えて何度も回路シミュレーションを行う必要が生じ、設計工数が多大なものとなる。 In order to suppress the SSO noise at the design stage of the semiconductor integrated circuit, a method for estimating the SSO noise is required. As a method for estimating the SSO noise, for example, there is a method using a circuit simulator. However, in this method, it is necessary to perform circuit simulation many times under different conditions, and it takes a very long time (for example, 3 per simulation). Takes ~ 5 hours). That is, in the circuit simulation, only the noise value is obtained, and the parameters necessary for suppressing the SSO noise are not calculated. Therefore, it is necessary to perform circuit simulation many times under different conditions. A lot of man-hours.
また、電源回路の挿入については、電源回路の最適配置手段がないため、ノイズの偏りや、局部的にピークノイズが大きくなることがあった。そのため、慣行に従った電源回路配置を行うか、いくつかの電源回路配置パターンを回路シミュレーションで確認する必要があった。前者は、合理的な解決方法ではない。後者は、シミュレーションコストがかかり、設計工数が多大なものとなる。 Further, regarding the insertion of the power supply circuit, since there is no optimum arrangement means of the power supply circuit, there is a case where noise is biased or peak noise is locally increased. For this reason, it is necessary to perform power supply circuit arrangement according to practice or to confirm several power supply circuit arrangement patterns by circuit simulation. The former is not a reasonable solution. The latter requires a simulation cost and requires a large number of design steps.
本発明は、かかる点に鑑み、回路シミュレーションを行わずに、解析的計算によってSSOノイズを短時間で見積もることができる半導体集積回路のSSOノイズ見積もり方法及び装置、並びに、SSOノイズの抑制に必要な措置をとることができる半導体集積回路の設計方法及び装置を提供することを目的とする。 In view of the above, the present invention is necessary for SSO noise estimation method and apparatus for semiconductor integrated circuit capable of estimating SSO noise in a short time by analytical calculation without performing circuit simulation, and for suppressing SSO noise. An object of the present invention is to provide a semiconductor integrated circuit design method and apparatus capable of taking measures.
本発明の半導体集積回路のSSOノイズ見積もり方法及び装置は、半導体集積回路の入出力回路の構成情報、パッケージの電気的特性情報及びSSOノイズ見積もり用パラメータに基づいてSSOノイズを計算するというものである。 The semiconductor integrated circuit SSO noise estimation method and apparatus according to the present invention calculates SSO noise based on input / output circuit configuration information of a semiconductor integrated circuit, package electrical characteristic information, and SSO noise estimation parameters. .
本発明の半導体集積回路の設計方法及び装置は、半導体集積回路の入出力回路中の信号回路グループの情報、パッケージの電気的特性情報及びSSOノイズ見積もり用パラメータに基づいてSSOノイズが規定値を超えないようにするために必要な電源回路数を計算するというものである。 According to the semiconductor integrated circuit design method and apparatus of the present invention, the SSO noise exceeds the specified value based on the information of the signal circuit group in the input / output circuit of the semiconductor integrated circuit, the electrical characteristic information of the package, and the parameter for estimating the SSO noise. This is to calculate the number of power supply circuits necessary for avoiding this.
本発明の半導体集積回路のSSOノイズ見積もり方法及び装置によれば、半導体集積回路の入出力回路の構成情報、パッケージの電気的特性情報及びSSOノイズ見積もり用パラメータに基づいてSSOノイズを計算するとしているので、回路シミュレーションを行わずに、解析的計算によりSSOノイズを短時間で見積もることができる。 According to the SSO noise estimation method and apparatus for a semiconductor integrated circuit of the present invention, the SSO noise is calculated based on the configuration information of the input / output circuit of the semiconductor integrated circuit, the electrical characteristic information of the package, and the SSO noise estimation parameters. Therefore, SSO noise can be estimated in a short time by analytical calculation without performing circuit simulation.
本発明の半導体集積回路の設計方法及び装置によれば、半導体集積回路の入出力回路中の信号回路グループの情報、パッケージの電気的特性情報及びSSOノイズ見積もり用パラメータに基づいてSSOノイズが規定値を超えないようにするために必要な電源回路数を計算するとしているので、回路シミュレーションを行わずに、半導体集積回路の設計段階においてSSOノイズの抑制に必要な措置をとることができる。 According to the semiconductor integrated circuit design method and apparatus of the present invention, the SSO noise has a specified value based on the information of the signal circuit group in the input / output circuit of the semiconductor integrated circuit, the electrical characteristic information of the package, and the parameter for estimating the SSO noise. Since the number of power supply circuits necessary to avoid exceeding this value is calculated, it is possible to take measures necessary for suppressing SSO noise at the design stage of the semiconductor integrated circuit without performing circuit simulation.
以下、図1〜図28を参照して、本発明の半導体集積回路のSSOノイズ見積もり方法及び装置の第1実施形態及び第2実施形態、並びに、本発明の半導体集積回路の設計方法及び装置の一実施形態について説明する。 1 to 28, the first and second embodiments of the SSO noise estimation method and apparatus for a semiconductor integrated circuit according to the present invention and the method and apparatus for designing a semiconductor integrated circuit according to the present invention will be described below. An embodiment will be described.
(本発明の半導体集積回路のSSOノイズ見積もり方法及び装置の第1実施形態)
図1は本発明の半導体集積回路のSSOノイズ見積もり装置の第1実施形態の概略的構成図であり、本発明の半導体集積回路のSSOノイズ見積もり装置の第1実施形態は、本発明の半導体集積回路のSSOノイズ見積もり方法の第1実施形態を実施するためのものである。
(First Embodiment of SSO Noise Estimation Method and Device for Semiconductor Integrated Circuit of the Present Invention)
FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a first embodiment of an SSO noise estimation apparatus for a semiconductor integrated circuit according to the present invention. The first embodiment of the SSO noise estimation apparatus for a semiconductor integrated circuit according to the present invention is a semiconductor integrated circuit according to the present invention. It is for implementing 1st Embodiment of the SSO noise estimation method of a circuit.
図1中、23はパッケージ電気的特性情報記憶手段、24は入出力回路構成情報記憶手段、25はSSOノイズ見積もり用パラメータ記憶手段、26はパラメータ取得環境、27はSSOノイズ計算手段、28はSSOノイズ見積もり値記憶手段である。 In FIG. 1, 23 is a package electrical characteristic information storage means, 24 is an input / output circuit configuration information storage means, 25 is an SSO noise estimation parameter storage means, 26 is a parameter acquisition environment, 27 is an SSO noise calculation means, and 28 is an SSO. This is noise estimated value storage means.
本発明の半導体集積回路のSSOノイズ見積もり装置の第1実施形態においては、SSOノイズ見積もり対象の半導体集積回路が実装されるパッケージのリードのインダクタンス及びボンディングワイヤのインダクタンスがパッケージの電気的特性情報としてパッケージ電気的特性情報記憶手段23に記憶される。 In the first embodiment of the SSO noise estimation device for a semiconductor integrated circuit of the present invention, the inductance of the lead of the package on which the semiconductor integrated circuit subject to SSO noise estimation is mounted and the inductance of the bonding wire are packaged as the electrical characteristic information of the package. It is stored in the electrical characteristic information storage means 23.
また、SSOノイズ見積もり対象の半導体集積回路が有する入出力回路中の信号回路の種類(出力回路、入力回路、双方向回路)及び種類毎の数と、電源回路の種類(VDD電源回路、GND電源回路)及び種類毎の数が入出力回路の構成情報として入出力回路構成情報記憶手段24に記憶される。
Also, the types of signal circuits (output circuit, input circuit, bidirectional circuit) in the input / output circuit included in the semiconductor integrated circuit subject to SSO noise estimation, the number of each type, and the types of power supply circuits (VDD power supply circuit, GND power supply) Circuit) and the number of each type are stored in the input / output circuit configuration
また、数9に示すSSOノイズ見積もり式に含まれるSSOノイズ見積もり用パラメータがSSOノイズ見積もり用パラメータ記憶手段25に記憶される。SSOノイズ見積もり用パラメータはパラメータ取得環境26から取得される。
Further, the SSO noise estimation parameter included in the SSO noise estimation formula shown in
そして、SSOノイズ計算手段27において、パッケージ電気的特性情報記憶手段23が記憶するパッケージの電気的特性情報、入出力回路構成情報記憶手段24が記憶する入出力回路の構成情報及びSSOノイズ見積もり用パラメータ記憶手段25が記憶するSSOノイズ見積もり用パラメータに基づいてSSOノイズの見積もり値が解析的計算により計算される。
In the SSO noise calculation means 27, the package electrical characteristic information stored in the package electrical characteristic information storage means 23, the input / output circuit configuration information stored in the input / output circuit configuration information storage means 24, and the SSO noise estimation parameters. Based on the SSO noise estimation parameters stored in the
SSOノイズ計算手段27で計算されたSSOノイズの見積もり値は、SSOノイズ見積もり値記憶手段28に記憶される。これら一例の手順が本発明の半導体集積回路のSSOノイズ見積もり方法の第1実施形態である。
The estimated SSO noise value calculated by the SSO
ここで、電源回路の1個当たりのパッケージのインダクタンスをL、同相同時に変化する出力回路数をSSO数とすると、SSOノイズのピークVSSO_NOISEは、 Here, assuming that the inductance of the package per power supply circuit is L, and the number of output circuits that change simultaneously in phase is the SSO number, the SSO noise peak V SSO _NOISE is
と表すことができる。但し、「i」は1個の出力回路がスイッチングすることにより流れる電流である。また、「電源回路数」とは、同相同時に変化する出力回路が割り当てられている電源回路の数であり、出力回路がプルアップ動作を行うとき(Hレベル信号を出力するとき)はVDD電源回路の数、プルダウン動作を行うとき(Lレベル信号を出力するとき)はGND電源回路の数である。 It can be expressed as. However, “i” is a current that flows when one output circuit switches. The “number of power supply circuits” is the number of power supply circuits to which output circuits that change in phase at the same time are assigned. When the output circuit performs a pull-up operation (when an H level signal is output), the VDD power supply circuit When the pull-down operation is performed (when an L level signal is output), the number of GND power supply circuits.
また、「L」は、出力回路がプルアップ動作を行うときはVDD電源回路側のボンディングワイヤ及びリードのインダクタンス、出力回路がプルダウン動作を行うときはGND電源回路側のボンディングワイヤ及びリードのインダクタンスである。 “L” is the inductance of the bonding wire and lead on the VDD power supply circuit side when the output circuit performs a pull-up operation, and the bonding wire and lead inductance on the GND power supply circuit side when the output circuit performs a pull-down operation. is there.
また、電流変化率di/dtは、出力回路の最終段トランジスタのIDS(ドレイン電流)−VDS(ドレイン電圧)特性から求めることができ、図2及び図3は、これを説明するための図である。 Further, the current change rate di / dt can be obtained from the I DS (drain current) -V DS (drain voltage) characteristic of the final stage transistor of the output circuit, and FIGS. 2 and 3 are for explaining this. FIG.
図2A、図3Aは出力回路の一部分を示しており、29は出力回路の最終段トランジスタのうち、プルダウン動作を行うNMOSトランジスタ、30はGND電源配線、31は外部負荷、32はNMOSトランジスタ29のゲートへの入力信号、33はNMOSトランジスタ29からの出力信号、34はSSOノイズである。図2B、図3BはNMOSトランジスタ29のIDS−VDS特性である。
2A and 3A show a part of the output circuit. 29 is an NMOS transistor that performs a pull-down operation among the final stage transistors of the output circuit, 30 is a GND power supply wiring, 31 is an external load, and 32 is an
特に、図2はGND電源配線30にSSOノイズが発生していない状態でのNMOSトランジスタ29のドレイン電流IDSを説明するための図、図3はGND電源配線30にSSOノイズが発生したときのNMOSトランジスタ29のドレイン電流IDSを説明するための図である。
In particular, Figure 2 is for illustrating the drain current I DS of the
入力信号32がLレベルからHレベルに変化し、出力信号33がHレベルからLレベルに変化する場合、NMOSトランジスタ29のゲート電圧VGSがLレベルからHレベルに変化する時間内のNMOSトランジスタ29の動作領域が飽和領域であると仮定すると、GND電源配線30にSSOノイズが発生しない場合には、NMOSトランジスタ29のドレイン電流IDSは図2Bに矢印P1で示すように変化すると仮定することができる。
When the
ここで、NMOSトランジスタ29の飽和領域でのNMOSトランジスタ29のドレイン電流IDSは、NMOSトランジスタ29の閾値電圧をVTHとすれば、
Here, the drain current I DS of the
で表される。但し、βnは It is represented by Where β n is
であり、μnはキャリヤ(電子)の実効移動度、εoxはゲート酸化膜の誘電率、toxはゲート酸化膜の厚み、Wnは実効ゲート幅、Lnはゲート長である。 Μ n is the effective mobility of carriers (electrons), ε ox is the dielectric constant of the gate oxide film, t ox is the thickness of the gate oxide film, W n is the effective gate width, and L n is the gate length.
これに対して、入力信号32がLレベルからHレベルに変化し、出力信号33がHレベルからLレベルに変化する場合において、GND電源配線30にSSOノイズが発生したときは、NMOSトランジスタ29のゲート電圧VGSはSSOノイズの電圧VSSO_NOISE分だけ減少するので、NMOSトランジスタ29のドレイン電流IDSは図3Bに矢印P2で示すように変化すると仮定することができる。
In contrast, when the
したがって、この場合のNMOSトランジスタ29のドレイン電流IDSは、
Therefore, the drain current I DS of the
と表すことができる。ここで、図3Aに示すように、ゲート電圧VGSの波形を飽和ランプ波形、SSOノイズ34の波形を三角パルス波形と仮定すると、NMOSトランジスタ29のドレイン電流IDSの変化率は、
It can be expressed as. As shown in FIG. 3A, assuming that the waveform of the gate voltage V GS is a saturated ramp waveform and the waveform of the
となる。但し、「Slope」は入力信号32の傾きであり、ゲート電圧VGSの変化が終わったときに、NMOSトランジスタ29のドレイン電流変化率dIDS/dtが最大となる。
It becomes. However, “Slope” is the slope of the
そこで、SSOノイズ34がピークVSSO_NOISEに達する時間とNMOSトランジスタ29のゲート電圧VGSの立ち上がり時間が同じであると仮定すると、NMOSトランジスタ29のドレイン電流変化率dIDS/dtは、
Therefore, when the rising time of the gate voltage V GS of time and
となる。但し、VCCはNMOSトランジスタ29の動作電圧である。ここで、数6に示すドレイン電流変化率dIDS/dtを数1に代入すると、
It becomes. However, V CC is the operating voltage of the
となる。これを解くと、 It becomes. Solving this,
が得られる。数8を拡張して、SSOノイズ34のピークVSSO_NOISEを、
Is obtained. Expanding
と表す。但し、「同時SW(スイッチング)係数」は出力回路のSSOノイズの相対強度を表す係数であり、「Slope」、「β」に比例する。「PVT(σ)係数」はプロセスバラツキを表す係数、「PVT(T)係数」は温度による違いを表す係数、Bは飽和ノイズ電圧係数、Ljは電源のパッケージインダクタンスである。 It expresses. However, the “simultaneous SW (switching) coefficient” is a coefficient representing the relative intensity of the SSO noise of the output circuit, and is proportional to “Slope” and “β”. “PVT (σ) coefficient” is a coefficient representing process variation, “PVT (T) coefficient” is a coefficient representing a difference depending on temperature, B is a saturation noise voltage coefficient, and L j is a package inductance of the power source.
なお、出力回路の最終段トランジスタのうち、プルアップ動作を行うPMOSトランジスタについても同様の式を導くことができる。したがって、本実施形態では、SSOノイズ計算手段27において数9をSSOノイズ見積もり式として使用する。
A similar equation can be derived for a PMOS transistor that performs a pull-up operation among the final stage transistors of the output circuit. Therefore, in this embodiment, the SSO
ここで、例えば、図4に示すように、半導体集積回路35について、コア回路36の周辺部に352個の入出力回路N1〜N352が作られており、これら入出力回路N1〜N352について、同時スイッチング係数及びパッケージのインダクタンスが表1に示すようなっており、SSOノイズ見積もり式のパラメータが表2に示すようになっているとする。
Here, for example, as shown in FIG. 4, for the semiconductor integrated
表2において、「SS」、「TT」、「FF」はVTH、PVT(σ)を選択するための指標σの内容であり、「SS」はプロセスバラツキによりトランジスタの動作速度が遅くなった場合、「TT」はトランジスタの動作速度が設計値の範囲にある場合、「FF」はプロセスバラツキによりトランジスタの動作速度が速くなった場合である。 In Table 2, “SS”, “TT”, and “FF” are the contents of the index σ for selecting V TH and PVT (σ), and “SS” indicates that the operation speed of the transistor is slow due to process variation. In this case, “TT” is a case where the operation speed of the transistor is within the range of the design value, and “FF” is a case where the operation speed of the transistor is increased due to process variations.
そこで、例えば、σをFF、温度を25℃、動作電圧を3.3Vとして、半導体集積回路35の各辺でのSSOノイズを計算すると、GND電源配線に発生するSSOノイズは、左辺では0.391V、下辺では0.468V、右辺では0.407V、上辺では0.415Vとなり、VDD電源配線に発生するSSOノイズは、左辺では1.138V、下辺では1.269V、右辺では1.167V、上辺では1.180Vとなる。
Therefore, for example, when calculating SSO noise on each side of the semiconductor integrated
ここで、本実施形態が用いる数9に示すSSOノイズ見積もり式は、トランジスタの電流電圧特性から導出されており、合理的根拠に基づいているので、誤差が少ない。図5は本実施形態によるSSOノイズ見積もり精度を示す図である。
Here, the SSO noise estimation formula shown in
図5(A)は本実施形態で用いるSSOノイズ見積もり式によるSSOノイズ値とHSPICEシミュレーションによるSSOノイズ値を示したもので、本実施形態で用いるSSOノイズ見積もり式によるによるSSOノイズ値はシミュレーション結果とほぼ一致する。これ対して、従来用いられていたシミュレーション結果を線形近似した式は、同時スイッチング係数の総和が大きくなるほどシミュレーション結果との乖離が大きくなる。 FIG. 5A shows the SSO noise value based on the SSO noise estimation formula used in this embodiment and the SSO noise value based on the HSPICE simulation. The SSO noise value based on the SSO noise estimation formula used in this embodiment is the simulation result. Almost matches. On the other hand, the equation obtained by linearly approximating the simulation result that has been used conventionally has a greater divergence from the simulation result as the sum of the simultaneous switching coefficients increases.
図5(B)は5通りの同時スイッチング係数の総和に対して動作電圧を変化させたときのSSOノイズ値を、本実施形態で用いるSSOノイズ見積もり式による場合とHSPICEシミュレーションによる場合とを比較して示したものである。本実施形態で用いるSSOノイズ見積もり式によるSSOノイズ値はシミュレーション結果とほぼ一致する。従来の線形近似では、動作電圧は式のパラメータに入っていない。 FIG. 5B compares the SSO noise value when the operating voltage is changed with respect to the sum of the five simultaneous switching coefficients between the case of using the SSO noise estimation formula used in this embodiment and the case of using the HSPICE simulation. It is shown. The SSO noise value according to the SSO noise estimation formula used in the present embodiment substantially matches the simulation result. In the conventional linear approximation, the operating voltage is not included in the parameters of the equation.
LSIをその推奨動作条件で保証する際には、推奨動作条件の動作電圧の範囲内で、SSOノイズが規定値に収まることを保証しなければならない。ゆえに、動作電圧が見積もり式のパラメータに入っていて、十分な精度を持っていることは、実用面で非常に有効である。 When an LSI is guaranteed under its recommended operating conditions, it must be ensured that the SSO noise falls within a specified value within the operating voltage range of the recommended operating conditions. Therefore, it is very effective in practical use that the operating voltage is included in the parameters of the estimation formula and has sufficient accuracy.
本実施形態によれば、半導体集積回路の設計において、回路シミュレーションを行わずに短時間でSSOノイズを見積もることができる。例えば、信号回路数が300本規模の半導体集積回路のSSOノイズ見積もり作業を行うと、回路シミュレーションによる場合には約16時間を要するが、本実施形態による場合には約1時間で足りる。即ち、本実施形態によれば、SSOノイズ見積もり作業時間は、回路シミュレーションによる場合の約16分の1で足りる。なお、回路シミュレーションによる場合と本実施形態による場合のSSOノイズのピーク値の差は、10〜15%である。 According to this embodiment, in designing a semiconductor integrated circuit, it is possible to estimate SSO noise in a short time without performing circuit simulation. For example, when the SSO noise estimation work of a semiconductor integrated circuit having 300 signal circuits is performed, it takes about 16 hours in the case of circuit simulation, but it takes about 1 hour in the case of this embodiment. In other words, according to the present embodiment, the work time for estimating the SSO noise is about one-sixteenth that required by the circuit simulation. Note that the difference in peak value of SSO noise between the case of circuit simulation and the case of this embodiment is 10 to 15%.
以上のように、本実施形態によれば、入出力回路の種類(出力回路、入力回路、双方向回路)及び種類毎の数、パッケージのインダクタンス及びSSOノイズ見積もり用パラメータに基づいてSSOノイズ計算手段27で数9によりSSOノイズを計算するとしているので、回路シミュレーションを行わずに、解析的計算によりSSOノイズを短時間で見積もることができる。 As described above, according to the present embodiment, the SSO noise calculation means is based on the types of input / output circuits (output circuit, input circuit, bidirectional circuit) and the number of each type, package inductance, and SSO noise estimation parameters. 27, the SSO noise is calculated by the equation (9). Therefore, the SSO noise can be estimated in a short time by analytical calculation without performing circuit simulation.
なお、入出力回路の種類及び種類毎の数、パッケージのインダクタンス及びSSOノイズ見積もり用パラメータに基づいてSSOノイズ計算手段27での数9によるSSOノイズの計算は、コンピュータをSSOノイズ計算手段27として機能させるプログラムにより達成することができる。
Note that the SSO
(本発明の半導体集積回路のSSOノイズ見積もり方法及び装置の第2実施形態)
図6は本発明の半導体集積回路のSSOノイズ見積もり装置の第2実施形態の概略的構成図であり、本発明の半導体集積回路のSSOノイズ見積もり装置の第2実施形態は、本発明の半導体集積回路のSSOノイズ見積もり方法の第2実施形態を実施するためのものである。
(Second Embodiment of SSO Noise Estimation Method and Apparatus for Semiconductor Integrated Circuit of the Present Invention)
FIG. 6 is a schematic configuration diagram of a second embodiment of the SSO noise estimation apparatus for a semiconductor integrated circuit according to the present invention. The second embodiment of the SSO noise estimation apparatus for a semiconductor integrated circuit according to the present invention is a semiconductor integrated circuit according to the present invention. It is for implementing 2nd Embodiment of the SSO noise estimation method of a circuit.
本実施形態においては、入出力回路構成情報記憶手段24が記憶する入出力回路構成情報から信号回路のグルーピングを行う信号回路グルーピング手段100と、信号回路グルーピング手段100がグルーピングした信号回路グループ情報を記憶する信号回路グループ情報記憶手段101−1〜101−Nが設けられている。
In the present embodiment, the signal
本実施形態では、SSOノイズ計算手段27は、信号回路グループ情報記憶手段101−1〜101−Nが記憶する信号回路グループ情報、パッケージ電気的特性情報記憶手段23が記憶するパッケージの電気的特性情報及びSSOノイズ見積もり用パラメータ記憶手段25が記憶するSSOノイズ見積もり用パラメータに基づいて、信号回路グループごとにSSOノイズの見積もり値を解析的計算により計算する。その他については、本発明の半導体集積回路のSSOノイズ見積もり装置の第1実施形態と同様に構成されている。 In the present embodiment, the SSO noise calculation means 27 is the signal circuit group information stored in the signal circuit group information storage means 101-1 to 101 -N, and the package electrical characteristic information stored in the package electrical characteristic information storage means 23. Based on the SSO noise estimation parameters stored in the SSO noise estimation parameter storage means 25, an estimated value of SSO noise is calculated by analytical calculation for each signal circuit group. The rest of the configuration is the same as that of the first embodiment of the SSO noise estimation device for a semiconductor integrated circuit according to the present invention.
信号回路グルーピング手段100は、入出力回路構成情報記憶手段24に記憶された入出力回路構成情報に基づいて、入出力回路中の信号回路を種類及び動作周波数でグルーピングするものである。信号回路の種類は接続先やセル規格で決定される。接続先やセル規格が異なれば、信号回路の種類は別となる。但し、セル規格が同じであれば、接続先が異なっても、信号回路の種類を同じとしても良い。例えば、ローカル・バス(Local Bus)と、SDRAMインタフェース(SDRAM-IF)とは異なる信号回路種類である。
The signal
図7、図8は信号回路グルーピング手段100が採用する信号回路のグルーピング方法を説明するための図である。まず、入出力回路並びの左端(もしくは右端)から信号回路並びを見ていき、一つ前の信号回路と動作周波数が同じ信号回路は同一の信号回路グループとし、異なった場合は、今までの信号回路グループに含めず、新しい信号回路グループとする。 7 and 8 are diagrams for explaining a signal circuit grouping method employed by the signal circuit grouping means 100. FIG. First, look at the signal circuit array from the left end (or right end) of the input / output circuit array. Signal circuits with the same operating frequency as the previous signal circuit are in the same signal circuit group. A new signal circuit group is not included in the signal circuit group.
次に、再び、入出力回路並びの左端(もしくは右端)から信号回路の種類を見ていき、一つ前の信号回路と信号回路種類が同一の場合は、同一の信号回路グループとし、異なった場合には、今までの信号回路グループに含めず、新しい信号回路グループとする。 Next, look again at the type of signal circuit from the left end (or right end) of the input / output circuit array. If the signal circuit type is the same as the previous signal circuit, the signal circuit group is the same, and In this case, a new signal circuit group is not included in the conventional signal circuit group.
図7は出力回路a〜kを動作周波数でグルーピングした例を示しており、この例では、出力回路a〜hは、動作周波数=133MHzの信号回路グループにグルーピングされ、出力回路i〜kは、動作周波数=66MHzの信号回路グループにグルーピングされている。 FIG. 7 shows an example in which the output circuits a to k are grouped by the operating frequency. In this example, the output circuits a to h are grouped into a signal circuit group having an operating frequency = 133 MHz, and the output circuits i to k are They are grouped into signal circuit groups with an operating frequency of 66 MHz.
図8は出力回路a〜kを動作周波数でグルーピングした後、信号回路種類でグルーピングした例を示しており、この例では、出力回路a〜dは、信号回路種類=SDRAM−IF、動作周波数=133MHzの信号回路グループにグルーピングされ、出力回路e〜hは、信号回路種類=プロセッサコア制御端子、動作周波数133MHzの信号回路グループにグルーピングされ、出力回路i〜kは、信号回路種類=ローカル・バス、動作周波数=66MHzの信号回路グループにグルーピングされている。図9は半導体集積回路のコア部の周辺の出力回路の全体をグルーピングした例を示している。 FIG. 8 shows an example in which the output circuits a to k are grouped by the operation frequency and then grouped by the signal circuit type. In this example, the output circuits a to d have the signal circuit type = SDRAM-IF and the operation frequency = The signal circuit group is grouped into a 133 MHz signal circuit group, the output circuits e to h are grouped into a signal circuit type = processor core control terminal and a signal circuit group with an operating frequency of 133 MHz, and the output circuits i to k are a signal circuit type = local bus. , And grouped into a signal circuit group of operating frequency = 66 MHz. FIG. 9 shows an example in which the entire output circuits around the core portion of the semiconductor integrated circuit are grouped.
ここで、例えば、図10に示すように、半導体集積回路35について、コア回路36の周辺部に352個の出力回路N1〜N352が作られており、これら出力回路N1〜N352について、同時スイッチング係数及びパッケージのインダクタンスが表1に示すようなっており、SSOノイズ見積もり式のパラメータが表2に示すようになっているとする。
Here, for example, as shown in FIG. 10, for the semiconductor integrated
このとき、図10のコア回路36の各辺でのSSOノイズを計算する。プロセスバラツキFF、温度25℃、動作電圧3.3Vとすると、出力回路グループAのGND電源配線に発生するSSOノイズは、数9に示すSSOノイズ見積もり式を用いて、数10に示すように計算することができ、0.379Vと求められる。
At this time, the SSO noise at each side of the
同様に、出力回路グループBでは0.430V、出力回路グループCでは0.486V、出力回路グループDでは0.403Vとなる。VDD電源配線に発生するSSOノイズを計算すると、出力回路グループAでは1.237V、出力回路グループBでは1.178V、出力回路グループCでは1.332V、出力回路グループDでは1.160Vとなる。 Similarly, the output circuit group B is 0.430 V, the output circuit group C is 0.486 V, and the output circuit group D is 0.403 V. When the SSO noise generated in the VDD power supply wiring is calculated, the output circuit group A is 1.237 V, the output circuit group B is 1.178 V, the output circuit group C is 1.332 V, and the output circuit group D is 1.160 V.
以上のように、本実施形態によれば、信号回路グループ情報、パッケージの電気的特性情報及びSSOノイズ見積もり用パラメータに基づいてSSOノイズ計算手段27で数9によりSSOノイズを計算するとしているので、本発明のSSOノイズ見積もり装置の第1実施形態(又は本発明のSSOノイズ見積もり方法の第1実施形態)と同様に、回路シミュレーションを行わずに、解析的計算によりSSOノイズを短時間で見積もることができると共に、信号回路グループ毎にSSOノイズを見積もるとしているので、本発明のSSOノイズ見積もり装置の第1実施形態(又は本発明のSSOノイズ見積もり方法の第1実施形態)よりも精度の高いSSOノイズ見積もりを行うことができる。
As described above, according to the present embodiment, the SSO noise is calculated by the SSO
なお、入出力回路の種類及び種類毎の数に基づいて行われる信号回路グルーピング手段100での信号回路のグルーピング処理、及び、信号回路グループピング手段100によるグルーピングの結果、パッケージのインダクタンス及びSSOノイズ見積もり用パラメータに基づいて行われるSSOノイズ計算手段27での数9によるSSOノイズの計算は、コンピュータを信号回路グルーピング手段100及びSSOノイズ計算手段27として機能させるプログラムにより達成することができる。
Note that the signal circuit grouping process in the signal
(本発明の半導体集積回路の設計方法及び装置の一実施形態)
図11は本発明の半導体集積回路の設計装置の一実施形態の概略的構成図であり、本発明の半導体集積回路の設計装置の一実施形態は、本発明の半導体集積回路の設計方法の一実施形態を実施するためのものである。
(One Embodiment of Semiconductor Integrated Circuit Design Method and Apparatus of the Present Invention)
FIG. 11 is a schematic configuration diagram of an embodiment of a semiconductor integrated circuit design apparatus according to the present invention. One embodiment of the semiconductor integrated circuit design apparatus according to the present invention is a semiconductor integrated circuit design method according to the present invention. It is for implementing embodiment.
図11中、37はパッケージ電気的特性情報記憶手段、38は入出力回路構成情報記憶手段、39は信号回路グルーピング手段、40−1〜40−Nは信号回路グループ情報記憶手段、41はSSOノイズ見積もり用パラメータ記憶手段、42はパラメータ取得環境、43は電源回路数計算手段、44−1〜44−Nは入出力回路構成情報記憶手段、45は電源回路挿入手段、46は入出力回路配置情報記憶手段である。
In FIG. 11,
本発明の半導体集積回路の設計装置の一実施形態では、設計対象の半導体集積回路が実装されるパッケージのリードのインダクタンス及びボンディングワイヤのインダクタンスがパッケージの電気的特性情報としてパッケージ電気的特性情報記憶手段37に記憶される。 In one embodiment of a semiconductor integrated circuit design apparatus according to the present invention, package electrical characteristic information storage means includes package lead inductance and bonding wire inductance as package electrical characteristic information on which a semiconductor integrated circuit to be designed is mounted. 37.
また、設計対象の半導体集積回路が有する入出力回路中の信号回路の種類(出力回路、入力回路、双方向回路)及び種類毎の数が入出力回路構成情報として入出力回路構成情報記憶手段38に記憶される。 Further, the type (output circuit, input circuit, bidirectional circuit) of the signal circuit in the input / output circuit included in the design target semiconductor integrated circuit and the number of each type are input / output circuit configuration information storage means 38 as the input / output circuit configuration information. Is remembered.
また、数9に示すSSOノイズ見積もり式に含まれるSSOノイズ見積もり用パラメータがSSOノイズ見積もり用パラメータ記憶手段41に記憶される。SSOノイズ見積もり用パラメータはパラメータ取得環境42から取得される。
Further, the SSO noise estimation parameter included in the SSO noise estimation formula shown in
そして、信号回路グルーピング手段39において、入出力回路構成情報記憶手段38に記憶された入出力回路構成情報に基づいて、入出力回路中の信号回路が接続先や動作周波数やセル規格名(LVCMOS、ANALOG、USB等)や駆動能力別(high-speed LVCMOS、normal-speed LVCMOS)でグループに分けられ、各信号回路グループ毎に信号回路の種類及び種類毎の数が各信号回路グループの情報として信号回路グループ情報記憶手段40−1〜40−Nに記憶される。 Then, in the signal circuit grouping means 39, based on the input / output circuit configuration information stored in the input / output circuit configuration information storage means 38, the signal circuit in the input / output circuit is connected to the connection destination, operating frequency, cell standard name (LVCMOS, (ANALOG, USB, etc.) and driving capability (high-speed LVCMOS, normal-speed LVCMOS) are grouped into groups, and for each signal circuit group, the type of signal circuit and the number of each type are signaled as information of each signal circuit group. It is stored in the circuit group information storage means 40-1 to 40-N.
次に、電源回路数計算手段43において、パッケージ電気的特性記憶手段37に記憶されたパッケージ電気的特性情報、信号回路グループ情報記憶手段40−1〜40−Nに記憶された各信号回路グループの情報及びSSOノイズ見積もり用パラメータ記憶手段41に記憶されたSSOノイズ見積もり用パラメータに基づいて、SSOノイズが規定値Vnoise_tolerableを超えないようにするために必要な電源回路数がVDD電源回路及びGND電源回路についてそれぞれ計算される。
Next, in the power circuit number calculation means 43, the package electrical characteristic information stored in the package electrical characteristic storage means 37 and the signal circuit group information stored in the signal circuit group information storage means 40-1 to 40-N are stored. based on the information and the SSO noise estimate parameters stored in the SSO noise estimate
電源回路数計算手段43で計算された電源回路の種類(VDD電源回路、GND電源回路)及び種類毎の数が信号回路の種類及び種類毎の数と共に各信号回路グループ毎に入出力回路の構成情報として入出力回路構成情報記憶手段44−1〜44−Nに記憶される。 The type of power supply circuit (VDD power supply circuit, GND power supply circuit) calculated by the power supply circuit number calculating means 43 and the number of each type together with the type of signal circuit and the number of each type are configured for each signal circuit group. Information is stored in the input / output circuit configuration information storage means 44-1 to 44-N.
次に、電源回路挿入手段45において、入出力回路構成情報記憶手段44−1〜44−Nに記憶された入出力回路構成情報(信号回路の種類・数、電源回路の種類・数)に基づいて、各信号回路グループ毎に電源回路の挿入が行われ、その結果が入出力回路(信号回路・電源回路)の配置情報として入出力回路配置情報記憶手段46に記憶される。これら一連の手順が本発明の半導体集積回路の設計方法の一実施形態である。 Next, in the power supply circuit insertion means 45, based on the input / output circuit configuration information (type / number of signal circuits, type / number of power supply circuits) stored in the input / output circuit configuration information storage means 44-1 to 44-N. Then, the power supply circuit is inserted for each signal circuit group, and the result is stored in the input / output circuit arrangement information storage means 46 as the arrangement information of the input / output circuit (signal circuit / power supply circuit). A series of these procedures is one embodiment of the method for designing a semiconductor integrated circuit of the present invention.
ここで、電源回路に接続されているボンディングワイヤ及びリードのインダクタンス成分を全ての電源回路について均等であると仮定し、それをLとすると、SSOノイズVSS0_NOISEが規定値Vnoise\tolerableを超えないための条件式は、数9から、 Here, assuming that the inductance components of the bonding wires and leads connected to the power supply circuit are the same for all power supply circuits, and assuming that it is L, the SSO noise V SS0 _NOISE is equal to the specified value V noise \ tolerable . The conditional expression for not exceeding
となる。したがって、SSOノイズVSS0_NOISEが規定値Vnoise_tolerableを超えないために必要な電源回路数は、 It becomes. Therefore, the number of power supply circuits required for the SSO noise V SS0 — NOISE not to exceed the specified value V noise — tolerable is:
となる。本実施形態では、電源回路数計算手段43で行われる電源回路数の計算は、数12に示す電源回路数計算式を用いて行われるものとする。但し、電源回路数は整数である。
It becomes. In this embodiment, the calculation of the number of power supply circuits performed by the power supply circuit number calculation means 43 is performed using the power supply circuit number calculation formula shown in
また、本実施形態では、例えば、図12に示すように、1個の電源回路を中心に隣接する同種の電源回路との間にある出力回路の同時スイッチング係数の総和の半分が、1個の電源回路が受け持つ出力回路の同時スイッチング係数の総和となるように電源回路を挿入する。 Further, in the present embodiment, for example, as shown in FIG. 12, half of the sum of the simultaneous switching coefficients of the output circuit between one power supply circuit and the adjacent power supply circuit of the same type is one. The power supply circuit is inserted so that the sum of the simultaneous switching coefficients of the output circuit handled by the power supply circuit is obtained.
図12の例では、VDD電源回路47、49間の出力回路の同時スイッチング係数の総和は20であるので、VDD電源回路48が受け持つ出力回路の同時スイッチング係数の総和が20/2=10となるようにVDD電源回路48が配置されている。なお、VDD電源回路48が受け持つ左側の出力回路の同時スイッチング係数の総和は5、VDD電源回路48が受け持つ右側の出力回路の同時スイッチング係数の総和は5である。
In the example of FIG. 12, since the sum of the simultaneous switching coefficients of the output circuit between the VDD
ここで、1個のVDD電源回路(もしくはGND電源回路)が原則として受け持つ同時スイッチング係数の総和は、 Here, the sum of the simultaneous switching coefficients that one VDD power supply circuit (or GND power supply circuit) basically takes is:
で求めることができ、1個の電源回路が原則として受け持つ片側の出力回路の同時スイッチング係数は、数13の結果を2で割って求めることができる。
The simultaneous switching coefficient of the output circuit on one side, which is basically handled by one power supply circuit, can be obtained by dividing the result of
また、本実施形態では、図13に示すように、1つの信号回路グループの中で、1個の電源回路の受け持つ同時スイッチング係数の総和が略均等になるように電源回路を出力回路の間に挿入する。すなわち、1個の電源回路の受け持つ同時スイッチング係数の不均等さをコスト関数として、最適化アルゴリズムによってコスト関数が最小になる電源回路の挿入位置を解として求める。 Further, in this embodiment, as shown in FIG. 13, the power supply circuit is placed between the output circuits so that the sum of the simultaneous switching coefficients of one power supply circuit in one signal circuit group is substantially equal. insert. That is, the non-uniformity of the simultaneous switching coefficients of one power supply circuit is used as a cost function, and the insertion position of the power supply circuit that minimizes the cost function is obtained as a solution by an optimization algorithm.
図13の例は、出力回路の数=21、同時スイッチング係数の総和=60、VDD電源回路数=6とする場合を示しており、この例では、6個のVDD電源回路50、51、52、53、54、55が、それぞれ受け持つ同時スイッチング係数の総和が10、10、9.5、9.5、11、10と略均等になるように挿入されている。
The example of FIG. 13 shows the case where the number of output circuits = 21, the sum of simultaneous switching coefficients = 60, and the number of VDD power supply circuits = 6. In this example, six VDD
図14はVDD電源回路及びGND電源回路を挿入する場合の例であり、出力回路の数=21、同時スイッチング係数の総和=60、VDD電源回路数=6、GND電源回路数=10の場合を示している。 FIG. 14 shows an example in which a VDD power supply circuit and a GND power supply circuit are inserted. In this case, the number of output circuits = 21, the sum of simultaneous switching coefficients = 60, the number of VDD power supply circuits = 6, and the number of GND power supply circuits = 10. Show.
図12〜図14に示す例では、電源回路の配置に制約を設けていないが、設計においては、SSOノイズ以外の観点から決まる電源回路の配置制約が存在する場合がある。そのような場合には、電源回路の配置制約を制約条件とし、最適化アルゴリズムによってコスト関数が最小になる電源回路挿入位置を解として求めるようにする。 In the example shown in FIGS. 12 to 14, there is no restriction on the arrangement of the power supply circuit, but there may be a restriction on the arrangement of the power supply circuit determined from a viewpoint other than the SSO noise in the design. In such a case, the arrangement constraint of the power supply circuit is used as the constraint condition, and the power supply circuit insertion position where the cost function is minimized is obtained as a solution by the optimization algorithm.
図15、図16は電源回路挿入アルゴリズムを説明するための図である。信号回路グルーピング手段39では、入出力回路構成情報記憶手段38に記憶された入出力回路構成情報に基づいて、入出力回路中の信号回路が接続先や動作周波数やセル規格名でグループに分けられるが、図15Aは入出力回路中の出力回路(双方向回路中の出力回路を含む)を4つの出力回路グループG1〜G4に分けた場合を示している。 15 and 16 are diagrams for explaining the power circuit insertion algorithm. In the signal circuit grouping means 39, based on the input / output circuit configuration information stored in the input / output circuit configuration information storage means 38, the signal circuits in the input / output circuit are grouped by connection destination, operating frequency and cell standard name. However, FIG. 15A shows a case where the output circuit in the input / output circuit (including the output circuit in the bidirectional circuit) is divided into four output circuit groups G1 to G4.
ここで、例えば、指標σ=FF、温度=25℃、動作電圧=3.3V、GND電源配線のパッケージのインダクタンス=5nH、VDD電源配線のパッケージのインダクタンス=6nH、GND電源配線のSSOノイズ規定値=0.4V、VDD電源配線のSSOノイズ規定値=1.2Vとし、数12を用いてSSOノイズ規定値を満足するGND電源回路数、VDD電源回路数を計算すると、表3に示すようになる。
Here, for example, index σ = FF, temperature = 25 ° C., operating voltage = 3.3V, GND power supply wiring package inductance = 5 nH, VDD power supply wiring package inductance = 6 nH, GND power supply wiring SSO noise specified value When the number of GND power supply circuits and the number of VDD power supply circuits satisfying the SSO noise specified value are calculated by using
そこで、最適化アルゴリズムによってSSOノイズが最も抑制されるようにVDD電源回路及びGND電源回路を配置すると、例えば、図15Bに示すようになる。 Therefore, when the VDD power supply circuit and the GND power supply circuit are arranged so that the SSO noise is most suppressed by the optimization algorithm, for example, as shown in FIG. 15B.
出力回路グループG1では、GND電源回路56、57、58、59、60、61が受け持つ同時スイッチング係数の総和はそれぞれ14、14、14、15、13、12とされ、VDD電源回路62、63、64が受け持つ同時スイッチング係数の総和はそれぞれ28、28、26とされている。
In the output circuit group G1, the sum of the simultaneous switching coefficients of the GND
出力回路グループG2では、GND電源回路65、66、67、68、69が受け持つ同時スイッチング係数の総和はそれぞれ11.5、11.5、12、13、13とされ、VDD電源回路70、71、72が受け持つ同時スイッチング係数の総和はそれぞれ19、20.5、21.5とされている。
In the output circuit group G2, the sum of the simultaneous switching coefficients of the GND
出力回路グループG3では、GND電源回路73、74、75が受け持つ同時スイッチング係数の総和はそれぞれ9、10.5、10.5とされ、VDD電源回路76、77が受け持つ同時スイッチング係数の総和はそれぞれ15.5、14.5とされている。
In the output circuit group G3, the sum of the simultaneous switching coefficients of the GND
出力回路グループG4では、GND電源回路78、79、80、81、82、83、84が受け持つ同時スイッチング係数の総和はそれぞれ14、14、14、13、14、13、14とされ、VDD電源回路85、86、87、88が受け持つ同時スイッチング係数の総和はそれぞれ24、24、24、24とされている。
In the output circuit group G4, the sum of the simultaneous switching coefficients of the GND
また、図16Aは入出力回路中の出力回路(双方向回路中の出力回路を含む)を4つの出力回路グループA〜Dに分けた場合を示している。出力回路グループAは信号回路種類=SDRAM−IF、動作周波数=133MHzの信号回路グループ、出力回路グループBは信号回路種類=記憶機器制御端子、動作周波数=66MHzの信号回路グループ、出力回路グループCは信号回路種類=プロセッサコア制御端子、動作周波数=133MHzの信号回路グループ、出力回路グループDは信号回路種類=ローカル・バス、動作周波数=66MHzの信号回路グループである。 FIG. 16A shows a case where the output circuit in the input / output circuit (including the output circuit in the bidirectional circuit) is divided into four output circuit groups A to D. Output circuit group A is signal circuit type = SDRAM-IF, operation frequency = 133 MHz signal circuit group, output circuit group B is signal circuit type = memory device control terminal, operation frequency = 66 MHz signal circuit group, and output circuit group C is A signal circuit type = processor core control terminal, a signal circuit group with an operating frequency = 133 MHz, and an output circuit group D are a signal circuit group with a signal circuit type = local bus and an operating frequency = 66 MHz.
ここで、例えば、指標σ=FF、温度=25℃、動作電圧=3.3V、GND電源配線のパッケージのインダクタンス=5nH、VDD電源配線のパッケージのインダクタンス=6nH、GND電源配線のSSOノイズ規定値=0.4V、VDD電源配線のSSOノイズ規定値=1.1Vとし、数12を用いてSSOノイズ規定値を満足するGND電源回路数、VDD電源回路数を計算すると、表4に示すようになる。また、出力回路グループAの計算例を数14に示す。
Here, for example, index σ = FF, temperature = 25 ° C., operating voltage = 3.3V, GND power supply wiring package inductance = 5 nH, VDD power supply wiring package inductance = 6 nH, GND power supply wiring SSO noise specified value Table 4 shows that the number of GND power supply circuits and the number of VDD power supply circuits satisfying the SSO noise specified value are calculated using
次に、電源1個が受け持つ同時スイッチング係数を数13により計算すると、表5、表6に示すようになる。
Next, when the simultaneous switching coefficient of one power source is calculated by
そこで、最適化アルゴリズムによってSSOノイズが最も抑制されるようにVDD電源回路及びGND電源回路を配置すると、例えば、図16Bに示すようになる。 Therefore, when the VDD power supply circuit and the GND power supply circuit are arranged so that the SSO noise is most suppressed by the optimization algorithm, for example, as shown in FIG. 16B.
出力回路グループAでは、GND電源回路102、103、104、105、106、107が受け持つ同時スイッチング係数の総和はそれぞれ14、14、14、15、13、12とされ、VDD電源回路108、109、110、111が受け持つ同時スイッチング係数の総和はそれぞれ20、20、21、21とされている。
In the output circuit group A, the sum of the simultaneous switching coefficients of the GND
出力回路グループBでは、GND電源回路112、113、114、115、116が受け持つ同時スイッチング係数の総和はそれぞれ11.5、11.5、12、13、13とされ、VDD電源回路117、118、119が受け持つ同時スイッチング係数の総和はそれぞれ19、20.5、21.5とされている。
In the output circuit group B, the sum of the simultaneous switching coefficients of the GND
出力回路グループCでは、GND電源回路120、121、122が受け持つ同時スイッチング係数の総和はそれぞれ9、10.5、10.5とされ、VDD電源回路123、124が受け持つ同時スイッチング係数の総和はそれぞれ15.5、14.5とされている。
In the output circuit group C, the sum of the simultaneous switching coefficients of the GND
出力回路グループDでは、GND電源回路125、126、127、128、129、130、131が受け持つ同時スイッチング係数の総和はそれぞれ14、14、14、13、14、13、14とされ、VDD電源回路132、133、134、135が受け持つ同時スイッチング係数の総和はそれぞれ24、24、24、24とされている。
In the output circuit group D, the sum of the simultaneous switching coefficients of the GND
ここで、本実施形態が採用する電源回路挿入位置最適化アルゴリズムについて説明すると、本実施形態では、ある出力回路グループに対して出力回路グループの左端(もしくは右端)から同時スイッチング係数を加算しながら、VDD電源回路(又はGND電源回路)が受け持つ片側の同時スイッチング係数と比較していき、 Here, the power circuit insertion position optimization algorithm adopted by this embodiment will be described. In this embodiment, while adding a simultaneous switching coefficient from the left end (or right end) of an output circuit group to a certain output circuit group, Compared to the simultaneous switching coefficient on one side of the VDD power supply circuit (or GND power supply circuit)
となる所に、VDD電源回路(又はGND電源回路)を挿入するというアルゴリズムを採用している。 Thus, an algorithm of inserting a VDD power supply circuit (or a GND power supply circuit) is employed.
図17は電源回路挿入位置最適化アルゴリズムを示すフローチャートである。ステップS1では、着目出力回路グループ選択手段が、出力回路グループ群情報を保持する出力回路グループ群ファイル136を参照して、電源回路の挿入を行う出力回路グループを選択し、これを着目出力回路グループとする。
FIG. 17 is a flowchart showing a power circuit insertion position optimization algorithm. In step S1, the target output circuit group selection means refers to the output circuit
ステップS2では、同時スイッチング係数計算手段が、同時スイッチング係数情報を保持する同時スイッチング係数ファイル137と電源回路挿入本数情報を保持する電源回路挿入本数ファイル138を参照し、数式13を用いて1本の電源回路が受け持つ同時スイッチング係数を計算し、結果が電源回路受け持ち同時スイッチング係数ファイル139に保持される。
In step S2, the simultaneous switching coefficient calculation means refers to the simultaneous
ステップS3では、着目出力回路決定手段が、着目出力回路グループ内の出力回路並び情報を保持する出力回路並びファイル140を参照して着目出力回路を決定する。初めは、着目出力回路グループの左端(もしくは右端)の出力回路を着目出力回路に決定する。
In step S3, the target output circuit determining means determines the target output circuit with reference to the output
ステップS4では、同時スイッチング係数加算手段が、同時スイッチング係数ファイル137を参照して着目出力回路の同時スイッチング係数を加算する。初めは、着目出力回路グループの左端(もしくは右端)の出力回路のみが着目出力回路である。
In step S4, the simultaneous switching coefficient adding means refers to the simultaneous
ステップS5では、同時スイッチング係数比較手段が、電源回路受け持ち同時スイッチング係数ファイル139を参照して、電源回路が受け持つ片側の同時スイッチング係数と着目出力回路の同時スイッチング係数の合計との比較を行う。比較した結果、電源回路の受け持ち分のほうが大きい場合は、ステップS3に戻り、隣の出力回路を着目出力回路に追加することにより、着目出力回路を追加する。電源回路の受け持ち分が小さい場合は、ステップS6に進む。
In step S5, the simultaneous switching coefficient comparison unit compares the simultaneous switching coefficient on one side of the power supply circuit with the total of the simultaneous switching coefficients of the target output circuit with reference to the simultaneous
ステップS6では、電源回路挿入手段が、同時スイッチング係数ファイル137と出力回路並びファイル140を参照し、次の出力回路の同時スイッチング係数の半分をここまでの着目出力回路の同時スイッチング係数に加算し、電源回路の片側の受け持ち分と比較し、電源回路の片側受け持ち分の方が大きい場合は、着目出力回路の後に電源回路を挿入し、小さい場合は着目出力回路の前に電源回路を挿入し、その情報を電源回路・出力回路並びフィイル141に保持する。ここで当該電源回路の挿入位置が決定される。
In step S6, the power supply circuit inserting means refers to the simultaneous
ステップS7では、電源回路挿入本数判定手段が、電源回路挿入本数ファイル138を参照して、挿入された電源回路本数と電源回路挿入本数とを比較し、電源回路挿入本数分を全て挿入したか否かを判定し、全て挿入していなければ、次の電源回路へ進む。全て挿入していれば、着目出力回路グループに対する電源回路挿入は終了する。
In step S7, the power supply circuit insertion number determination means refers to the power supply circuit
ステップS8では、電源回路挿入済出力回路グループ判定手段が、全ての出力回路グループに対し、電源回路挿入処理が行われたかを判定し、全ての出力回路グループに対し、電源回路の挿入が行われていれば、電源回路の挿入処理を終了する。そうでなければ、ステップS1に戻って、次の出力回路グループに対して、電源回路の挿入処理を実行する。 In step S8, the power supply circuit inserted output circuit group determining means determines whether power supply circuit insertion processing has been performed for all output circuit groups, and power supply circuits are inserted for all output circuit groups. If so, the power supply circuit insertion processing is terminated. Otherwise, the process returns to step S1, and the power supply circuit insertion process is executed for the next output circuit group.
以下では、VDD電源回路(又はGND電源回路)の片側が原則として受け持つ同時スイッチング係数が5の場合を例として説明する。 In the following, a case where the simultaneous switching coefficient which one side of the VDD power supply circuit (or the GND power supply circuit) takes as a general rule is 5 will be described as an example.
図18は出力回路グループを示しており、a〜kは出力回路である。この場合において、例えば、出力回路dの右側に電源回路を挿入すると、電源回路の左側で電源回路の片側が受け持つスイッチング係数を超える。このような場合には、出力回路dの同時スイッチング係数の半分を出力回路a〜cの同時スイッチング係数の合計に加算して電源回路が受け持つ片側の同時スイッチング係数と比較する。 FIG. 18 shows output circuit groups, and a to k are output circuits. In this case, for example, when a power supply circuit is inserted on the right side of the output circuit d, the switching coefficient of one side of the power supply circuit on the left side of the power supply circuit is exceeded. In such a case, half of the simultaneous switching coefficient of the output circuit d is added to the total of the simultaneous switching coefficients of the output circuits a to c and compared with the simultaneous switching coefficient on one side of the power supply circuit.
そして、出力回路dの同時スイッチング係数の半分を出力回路a〜cの同時スイッチング係数の合計に加算した値が、電源回路が受け持つ片側の同時スイッチング係数を超える場合は、出力回路dの左側に電源回路を挿入し、超えない場合には、出力回路dの右側に電源回路を挿入する。図18の例では、出力回路a〜cの同時スイッチング係数の合計(=3)+出力回路dの同時スイッチング係数の半分(=3/2)=4.5となるため、図19に示すように、出力回路dの右側に電源回路89を挿入する。
When the value obtained by adding half of the simultaneous switching coefficients of the output circuit d to the total of the simultaneous switching coefficients of the output circuits a to c exceeds the simultaneous switching coefficient on one side of the power supply circuit, the power supply is connected to the left side of the output circuit d. If a circuit is inserted and does not exceed, a power supply circuit is inserted on the right side of the output circuit d. In the example of FIG. 18, since the sum of the simultaneous switching coefficients of the output circuits a to c (= 3) + half the simultaneous switching coefficient of the output circuit d (= 3/2) = 4.5, as shown in FIG. The
図19に示すように電源回路89を挿入すると、電源回路89は、その左側で同時スイッチング係数6を受け持つことになるので、挿入した電源回路89の右側の同時スイッチング係数の受け持ち分は、10−6=4とする。この結果、電源回路89は、その右側で、出力回路eと出力回路fの半分までを受け持つことになる。図20は2個目の電源回路90の挿入位置を示している。
When the
上記の処理を繰り返して出力回路グループに必要な本数の電源回路を全て挿入する。なお、上記の例は、左側から挿入しているが、右側からも同じ手法で挿入することができる。また、同一辺の場合を例としているが、辺をまたぐ場合も同じ手法で挿入することができる。 By repeating the above processing, all the necessary number of power supply circuits are inserted into the output circuit group. The above example is inserted from the left side, but can be inserted from the right side by the same method. Moreover, although the case of the same side is taken as an example, it can be inserted by the same method when straddling the side.
また、図21は電源回路を挿入するに際して既配置の異電位電源回路がある場合を示している。図21に示すように、電源回路を挿入するに際して既配置の異電位電源回路91がある場合には、同時スイッチング係数の均等化と、VDD電源回路及びGND電源回路のペア配置を考慮する。
FIG. 21 shows a case where there is a different potential power supply circuit already placed when the power supply circuit is inserted. As shown in FIG. 21, when the different potential
すなわち、図18に示す例では、出力回路dの左右のどちらに電源回路89を挿入するかを判定し、図19に示すように、出力回路dの右側に電源回路89を挿入したが、図21に示す例では、このようにすると、電源回路89の挿入位置の左側に出力回路dを介して異電位電源回路91が存在することになる。そこで、このような場合には、例えば、図22に示すように、異電位電源回路91の右側に挿入対象の電源回路89を挿入する。
That is, in the example shown in FIG. 18, it is determined whether the
図22に示すように電源回路89を挿入した場合、電源回路89は、左側で同時スイッチング係数として3を受け持つので、電源回路89の右側の同時スイッチング係数の受け持ち分は、10−3=7とする。この結果、電源回路89は、出力回路d、eと出力回路fの半分まで受け持つこととなる。
When the
また、例えば、図23Aに示すように、異電位電源回路92の左側の出力回路a〜dについて、挿入対象の電源回路の片側の同時スイッチング係数の受け持ち分(本例では、5)で賄えない場合でも、両側の同時スイッチング係数の受け持ち分(本例では、10)で賄えるのであれば、図23Bに示すように、異電位電源回路92の隣に挿入対象の電源回路93を挿入して電源回路のペア配置を優先する。
Further, for example, as shown in FIG. 23A, the output circuits a to d on the left side of the different-
図23Bに示すように電源回路93を挿入した場合、電源回路93が左側で受け持つ同時スイッチング係数は8となるので、電源回路93の右側の同時スイッチング係数の持ち分は、10−8=2とする。このため、電源回路93は、出力回路eまでを受け持つこととなる。
When the
また、図24は電源回路を挿入するに際して既配置の同電位電源回路がある場合を示している。図24に示すように、挿入対象の電源回路と同電位の電源回路94がある場合は、同電位電源回路94は同時スイッチング係数を0とみなして挿入処理を行う。
FIG. 24 shows a case where there is an existing equipotential power supply circuit when the power supply circuit is inserted. As shown in FIG. 24, when there is a
また、図25は出力回路の同時スイッチング係数が大きい場合を示している。図25Aに示すように、例えば、出力回路aの同時スイッチング係数が電源回路1個で受け持てない大きさである場合は、図25Bに示すように、出力回路aの左側に複数の電源回路95、96を挿入する。
FIG. 25 shows a case where the simultaneous switching coefficient of the output circuit is large. As shown in FIG. 25A, for example, when the simultaneous switching coefficient of the output circuit a is not large enough to be handled by one power supply circuit, a plurality of
上記の方法では、出力回路の同時スイッチング係数の大きさと電源回路が受け持つ片側の同時スイッチング係数の大きさとを比較して、電源回路の挿入箇所を判定する方法を示したが、電源回路の左右の同時スイッチング係数のバランスを見て挿入することもできる。 In the above method, the method of determining the insertion position of the power supply circuit by comparing the size of the simultaneous switching coefficient of the output circuit with the size of the simultaneous switching coefficient on one side of the power supply circuit is shown. It can also be inserted by looking at the balance of the simultaneous switching coefficients.
例えば、図26において、出力回路a〜cの同時スイッチング係数の合計は3であり、出力回路a〜dの同時スイッチング係数の合計は6となる。すなわち、出力回路dの左側に電源回路を挿入する場合には、電源回路が受け持つ左側の同時スイッチング係数は、電源回路の片側が原則として受け持つ同時スイッチング係数を超えることはないが、出力回路dの右側に電源回路を挿入する場合には、電源回路が受け持つ左側の同時スイッチング係数は、電源回路の片側が原則として受け持つ同時スイッチング係数を超えてしまう。 For example, in FIG. 26, the sum of the simultaneous switching coefficients of the output circuits a to c is 3, and the sum of the simultaneous switching coefficients of the output circuits a to d is 6. That is, when a power supply circuit is inserted on the left side of the output circuit d, the simultaneous switching coefficient on the left side which the power supply circuit takes charge does not exceed the simultaneous switching coefficient which one side of the power supply circuit takes on principle. When a power supply circuit is inserted on the right side, the simultaneous switching coefficient on the left side that the power supply circuit takes over exceeds the simultaneous switching coefficient that the one side of the power supply circuit takes on in principle.
この場合には、出力回路dの左側に電源回路を挿入した場合に電源回路が受け持つ左右の同時スイッチング係数と、出力回路dの右側に電源回路を挿入した場合に電源回路が受け持つ左右の同時スイッチング係数の和を求める。 In this case, the left and right simultaneous switching coefficients that the power circuit has when the power circuit is inserted on the left side of the output circuit d, and the left and right simultaneous switching coefficients that the power circuit has when the power circuit is inserted on the right side of the output circuit d. Find the sum of coefficients.
出力回路dの左側に電源回路を挿入した場合には、電源回路が受け持つ左側の同時スイッチング係数は、出力回路aの同時スイッチング係数(=1)+出力回路bの同時スイッチング係数(=1)+出力回路cの同時スイッチング係数(=1)=3となり、右側の同時スイッチング係数は、出力回路dの同時スイッチング係数(=3)+出力回路eの同時スイッチング係数(=3)+出力回路fの同時スイッチング係数(=2)の半分=7となる。 When a power supply circuit is inserted on the left side of the output circuit d, the simultaneous switching coefficient on the left side of the power supply circuit is the simultaneous switching coefficient of the output circuit a (= 1) + the simultaneous switching coefficient of the output circuit b (= 1) + The simultaneous switching coefficient of the output circuit c (= 1) = 3, and the simultaneous switching coefficient on the right side is the simultaneous switching coefficient of the output circuit d (= 3) + the simultaneous switching coefficient of the output circuit e (= 3) + the output circuit f Half of the simultaneous switching coefficient (= 2) = 7.
これに対して、出力回路dの右側に電源回路を挿入した場合には、電源回路が受け持つ左側の同時スイッチング係数は、出力回路aの同時スイッチング係数(=1)+出力回路bの同時スイッチング係数(=1)+出力回路cの同時スイッチング係数(=1)+出力回路dの同時スイッチング係数(=3)=6となり、右側の同時スイッチング係数は、出力回路eの同時スイッチング係数(=3)+出力回路fの同時スイッチング係数(=2)の半分=4となる。 On the other hand, when the power supply circuit is inserted on the right side of the output circuit d, the simultaneous switching coefficient on the left side of the power supply circuit is the simultaneous switching coefficient of the output circuit a (= 1) + the simultaneous switching coefficient of the output circuit b. (= 1) + simultaneous switching coefficient of output circuit c (= 1) + simultaneous switching coefficient of output circuit d (= 3) = 6, and the simultaneous switching coefficient on the right side is the simultaneous switching coefficient of output circuit e (= 3) + Half of simultaneous switching coefficients (= 2) of the output circuit f = 4.
ここで、電源回路の左右の同時スイッチング係数の差の絶対値を取ると、出力回路dの左側に電源回路を挿入した場合には4、出力回路dの右側に電源回路を挿入した場合には2となり、出力回路dの右側に電源回路を挿入した方が、電源回路の左右の同時スイッチング係数のバランスが取れている。したがって、この場合には、出力回路dの右側を挿入位置とする。この処理を繰り返して電源を挿入するようにしても良い。 Here, when the absolute value of the difference between the left and right simultaneous switching coefficients of the power supply circuit is taken, it is 4 when the power supply circuit is inserted on the left side of the output circuit d, and when the power supply circuit is inserted on the right side of the output circuit d. 2 and inserting the power supply circuit on the right side of the output circuit d balances the right and left simultaneous switching coefficients of the power supply circuit. Accordingly, in this case, the right side of the output circuit d is set as the insertion position. You may make it insert a power supply by repeating this process.
以上のような電源回路挿入位置最適化アルゴリズムを使用することによって、電源回路を均等分配で配置する場合と比べて、ノイズピーク値を約10%抑止することができるし、ノイズの偏りも抑制することができる。 By using the power supply circuit insertion position optimization algorithm as described above, the noise peak value can be suppressed by about 10%, and noise bias can be suppressed as compared with the case where the power supply circuits are arranged in an even distribution. be able to.
図27はLSIの左辺、下辺に同時スイッチング係数が小、右辺、上辺に同時スイッチング係数が大の出力回路を配置した場合のグランドノイズ(GND電源配線に発生するノイズ)の分布を示す図であり、図27(A)はGND電源回路を本実施形態が用いる電源回路挿入位置最適化アルゴリズムで配置した場合、図27(B)はGND電源回路を均等分配で配置した場合を示している。なお、P1〜P6はノイズの大きさを示すものであり、P1<P2<・・・<P6の関係にある。 FIG. 27 is a diagram showing a distribution of ground noise (noise generated in the GND power supply wiring) when an output circuit having a small simultaneous switching coefficient is arranged on the left side and lower side of the LSI and a large simultaneous switching coefficient is arranged on the right side and the upper side. 27A shows a case where the GND power supply circuit is arranged by the power supply circuit insertion position optimization algorithm used in the present embodiment, and FIG. 27B shows a case where the GND power supply circuit is arranged by equal distribution. P1 to P6 indicate the magnitude of noise, and P1 <P2 <... <P6.
図28はLSIの左辺、下辺に同時スイッチング係数が小、右辺、上辺に同時スイッチング係数が大の出力回路を配置した場合の電源ノイズ(VDD電源配線に発生するノイズ)の分布を示す図であり、図28(A)はVDD電源回路を本実施形態が用いる電源回路挿入位置最適化アルゴリズムで配置した場合、図28(B)はVDD電源回路を均等分配で配置した場合を示している。なお、Q1〜Q8はノイズの大きさを示すものであり、Q1<Q2<・・・<Q8の関係にある。 FIG. 28 is a diagram showing a distribution of power supply noise (noise generated in the VDD power supply wiring) when an output circuit having a small simultaneous switching coefficient is arranged on the left side and bottom side of the LSI and a large simultaneous switching coefficient is arranged on the right side and top side. 28A shows a case where the VDD power supply circuit is arranged by the power supply circuit insertion position optimization algorithm used in the present embodiment, and FIG. 28B shows a case where the VDD power supply circuit is arranged in an even distribution. In addition, Q1-Q8 shows the magnitude | size of noise, It has the relationship of Q1 <Q2 <... <Q8.
また、本実施形態が採用する電源回路挿入位置最適化アルゴリズムを使用することにより、電源回路挿入のための作業時間を、シミュレーションで電源回路挿入位置最適化を図る場合に比べて、約1/24とすることができる。 In addition, by using the power circuit insertion position optimization algorithm adopted by the present embodiment, the work time for power circuit insertion is about 1/24 compared to the case where the power circuit insertion position optimization is achieved by simulation. It can be.
また、出力回路のグルーピングにより、以下に示すデータによれば、グルーピングによりチップ上のノイズの偏在をより正確に見積もることができる。図27、図28の均等配置条件に対して、同時スイッチング係数が1の出力回路だけで構成された出力回路グループAと、同時スイッチング係数が16の出力回路だけで構成された出力回路グループBにグルーピングした場合と、グルーピングせずに全体をひとまとめにした場合とで、SSOノイズ見積もり式を適用した結果を表7に示す。 Further, according to the data shown below, the uneven distribution of noise on the chip can be more accurately estimated by the grouping of the output circuit. 27 and 28, the output circuit group A composed of only output circuits having a simultaneous switching coefficient of 1 and the output circuit group B composed of only output circuits having a simultaneous switching coefficient of 16 Table 7 shows the results of applying the SSO noise estimation formula when grouping and when grouping the whole without grouping.
グルーピングをしない場合には、全体が平均化された均一のノイズピーク値が見積もられる。これに対し、グルーピングして、それぞれに対してノイズピーク値を求めた場合は、同時スイッチング係数が小のAグループと同時スイッチング係数が大のBグループでは、偏在性を以ってノイズピーク値が見積もられる。出力回路グループAと出力回路グループBで見積もられるSSOノイズは、その差、10倍に達する。 When grouping is not performed, a uniform noise peak value that is averaged over the whole is estimated. On the other hand, when the noise peak value is obtained for each group, the noise peak value is unevenly distributed between the A group having a small simultaneous switching coefficient and the B group having a large simultaneous switching coefficient. Estimated. The difference between the SSO noise estimated in the output circuit group A and the output circuit group B reaches 10 times.
以上のように、本実施形態によれば、入出力回路の種類(出力回路、入力回路、双方向回路)及び種類毎の数、パッケージのインダクタンス及びSSOノイズ見積もり用パラメータに基づいてSSOノイズが規定値を超えないようにするために必要な電源回路数を計算するとしているので、回路シミュレーションを行わずに、半導体集積回路の設計段階においてSSOノイズの抑制に必要な措置をとることができる。 As described above, according to the present embodiment, the SSO noise is defined based on the types of input / output circuits (output circuit, input circuit, bidirectional circuit), the number of each type, package inductance, and SSO noise estimation parameters. Since the number of power supply circuits necessary to prevent the value from being exceeded is calculated, it is possible to take measures necessary for suppressing SSO noise at the design stage of the semiconductor integrated circuit without performing circuit simulation.
なお、半導体集積回路の入出力回路の構成情報、パッケージの電気的特性情報及びSSOノイズ見積もり用パラメータに基づいて行われる電源回路数計算手段43での電源回路数の計算、及び、1個の電源が受け持つSSOノイズ相対強度の総和の不均等さをコスト関数とする制約条件下でコスト関数が最小になる電源回路挿入位置を解として求めて電源回路を挿入する電源回路挿入手段45での電源挿入処理は、コンピュータを電源回路数計算手段43及び電源回路挿入手段45として機能させるプログラムにより達成することができる。
The calculation of the number of power supply circuits in the power supply circuit number calculation means 43 performed based on the configuration information of the input / output circuit of the semiconductor integrated circuit, the electrical characteristic information of the package, and the SSO noise estimation parameter, and one power supply Power supply insertion in the power supply circuit insertion means 45 for inserting the power supply circuit by finding the power supply circuit insertion position where the cost function is minimized under the constraint condition where the non-uniformity of the total SSO noise relative strength of the The processing can be achieved by a program that causes the computer to function as the power circuit
ここで、本発明を整理すると、本発明には、少なくとも、以下に掲げる半導体集積回路のSSOノイズ見積もり方法及び装置、半導体集積回路の設計方法及び装置、並びに、プログラムが含まれる。 Here, when the present invention is organized, the present invention includes at least a semiconductor integrated circuit SSO noise estimation method and apparatus, a semiconductor integrated circuit design method and apparatus, and a program described below.
(付記1)半導体集積回路の入出力回路の構成情報、パッケージの電気的特性情報及びSSOノイズ見積もり用パラメータを記憶手段が記憶する工程と、前記記憶手段が記憶した前記半導体集積回路の入出力回路の構成情報、前記パッケージの電気的特性情報及び前記SSOノイズ見積もり用パラメータに基づいてSSOノイズ計算手段がSSOノイズを計算する工程を有することを特徴とする半導体集積回路のSSOノイズ見積もり方法。 (Supplementary Note 1) A step of storing the configuration information of the input / output circuit of the semiconductor integrated circuit, the electrical characteristic information of the package, and the SSO noise estimation parameter by the storage unit, and the input / output circuit of the semiconductor integrated circuit stored by the storage unit An SSO noise estimation method for a semiconductor integrated circuit, characterized in that the SSO noise calculation means has a step of calculating SSO noise based on the configuration information, the electrical characteristic information of the package and the SSO noise estimation parameter.
(付記2)前記入出力回路の構成情報は、前記入出力回路の種類及び種類毎の数の情報であり、前記パッケージの電気的特性情報は、前記パッケージのピンと前記半導体集積回路のパッドとの間の線路が有するインダクタンス情報であることを特徴とする付記1記載の半導体集積回路のSSOノイズ見積もり方法。
(Supplementary Note 2) The configuration information of the input / output circuit is information on the type of the input / output circuit and the number of each type, and the electrical characteristic information of the package is information on the pins of the package and the pads of the semiconductor integrated circuit. 2. The SSO noise estimation method for a semiconductor integrated circuit according to
(付記3)半導体集積回路の入出力回路中の信号回路グループの情報、パッケージの電気的特性情報及びSSOノイズ見積もり用パラメータを記憶手段が記憶する工程と、前記記憶手段が記憶した前記半導体集積回路の入出力回路中の信号回路グループの情報、前記パッケージの電気的特性情報及び前記SSOノイズ見積もり用パラメータに基づいてSSOノイズ計算手段がSSOノイズを計算する工程を有することを特徴とする半導体集積回路のSSOノイズ見積もり方法。 (Supplementary Note 3) A step of storing a signal circuit group information in the input / output circuit of the semiconductor integrated circuit, package electrical characteristic information, and an SSO noise estimation parameter by the storage unit, and the semiconductor integrated circuit stored by the storage unit A semiconductor integrated circuit characterized in that the SSO noise calculation means calculates SSO noise based on information on signal circuit groups in the input / output circuit, electrical characteristic information on the package, and the SSO noise estimation parameter. SSO noise estimation method.
(付記4)前記SSOノイズ計算手段でのSSOノイズの計算は、数16に示す計算式を用いて行われることを特徴とする付記1又は3記載の半導体集積回路のSSOノイズ見積もり方法。
(Supplementary note 4) The SSO noise estimation method for a semiconductor integrated circuit according to
但し、Aはβ×出力回路の最終段トランジスタのゲートへの入力信号の傾きである。βは、 However, A is the slope of the input signal to the gate of the final stage transistor of β × output circuit. β is
であり、μはキャリヤの実効移動度、εoxはゲート酸化膜の誘電率、toxはゲート酸化膜の厚み、Wは実効ゲート幅、Lはゲート長である。また、VCCは出力回路の最終段トランジスタの動作電圧、VTH(σ、T)は出力回路の最終段トランジスタの動作速度モードσ及び温度Tでの閾値電圧、Bは飽和ノイズ電圧係数、γは、 Where μ is the effective carrier mobility, ε ox is the dielectric constant of the gate oxide film, t ox is the thickness of the gate oxide film, W is the effective gate width, and L is the gate length. V CC is the operating voltage of the final stage transistor of the output circuit, V TH (σ, T) is the threshold voltage at the operating speed mode σ and temperature T of the final stage transistor of the output circuit, B is the saturation noise voltage coefficient, γ Is
である。但し、同時SW係数は出力回路が出すSSOノイズの相対強度を示す係数、PVT(σ)係数はプロセスバラツキを表す係数、PVT(T)係数は温度による違いを表す係数、Ljは電源のパッケージインダクタンスである。 It is. However, the simultaneous SW coefficient is a coefficient indicating the relative intensity of the SSO noise generated by the output circuit, the PVT (σ) coefficient is a coefficient indicating process variation, the PVT (T) coefficient is a coefficient indicating a difference depending on temperature, and L j is a package of the power source. Inductance.
(付記5)半導体集積回路の入出力回路の構成情報、パッケージの電気的特性情報及びSSOノイズ見積もり用パラメータを記憶する記憶手段と、該記憶手段が記憶した前記半導体集積回路の入出力回路の構成情報、前記パッケージの電気的特性情報及び前記SSOノイズ見積もり用パラメータに基づいてSSOノイズを計算するSSOノイズ計算手段を有することを特徴とする半導体集積回路のSSOノイズ見積もり装置。 (Supplementary Note 5) Storage means for storing configuration information of input / output circuit of semiconductor integrated circuit, package electrical characteristic information and SSO noise estimation parameter, and configuration of input / output circuit of semiconductor integrated circuit stored by said storage means An SSO noise estimation device for a semiconductor integrated circuit, comprising: SSO noise calculation means for calculating SSO noise based on the information, the electrical characteristic information of the package and the SSO noise estimation parameter.
(付記6)半導体集積回路の入出力回路中の信号回路グループの情報、パッケージの電気的特性情報及びSSOノイズ見積もり用パラメータを記憶する記憶手段と、該記憶手段が記憶した前記半導体集積回路の入出力回路中の信号回路グループの情報、前記パッケージの電気的特性情報及び前記SSOノイズ見積もり用パラメータに基づいてSSOノイズを計算するSSOノイズ計算手段を有することを特徴とする半導体集積回路のSSOノイズ見積もり装置。 (Supplementary Note 6) Storage means for storing signal circuit group information in the input / output circuit of the semiconductor integrated circuit, package electrical characteristic information, and SSO noise estimation parameters, and input of the semiconductor integrated circuit stored by the storage means SSO noise estimation means for semiconductor integrated circuit, characterized by comprising SSO noise calculation means for calculating SSO noise based on information of signal circuit group in output circuit, electrical characteristic information of package and SSO noise estimation parameter apparatus.
(付記7)コンピュータを、半導体集積回路の入出力回路の構成情報、パッケージの電気的特性情報及びSSOノイズ見積もり用パラメータに基づいてSSOノイズを計算するSSOノイズ計算手段として機能させるためのプログラム。 (Supplementary note 7) A program for causing a computer to function as SSO noise calculation means for calculating SSO noise based on input / output circuit configuration information of a semiconductor integrated circuit, package electrical characteristic information, and SSO noise estimation parameters.
(付記8)コンピュータを、半導体集積回路の入出力回路中の信号回路グループの情報、パッケージの電気的特性情報及びSSOノイズ見積もり用パラメータに基づいてSSOノイズを計算するSSOノイズ計算手段として機能させるためのプログラム。 (Supplementary Note 8) To cause a computer to function as SSO noise calculation means for calculating SSO noise based on signal circuit group information in the input / output circuit of the semiconductor integrated circuit, package electrical characteristic information, and SSO noise estimation parameters. Program.
(付記9)半導体集積回路の入出力回路中の信号回路グループの情報、パッケージの電気的特性情報及びSSOノイズ見積もり用パラメータを記憶手段が記憶する工程と、前記記憶手段が記憶した前記半導体集積回路の入出力回路中の信号回路グループの情報、前記パッケージの電気的特性情報及び前記SSOノイズ見積もり用パラメータに基づいてSSOノイズが規定値を超えないようにするために必要な電源回路数を電源回路数計算手段が計算する工程を有することを特徴とする半導体集積回路の設計方法。 (Supplementary Note 9) A step of storing a signal circuit group information in the input / output circuit of the semiconductor integrated circuit, package electrical characteristic information, and an SSO noise estimation parameter by the storage unit, and the semiconductor integrated circuit stored by the storage unit The number of power supply circuits required to prevent the SSO noise from exceeding a specified value based on the information of the signal circuit group in the input / output circuit, the electrical characteristic information of the package, and the SSO noise estimation parameter A design method of a semiconductor integrated circuit, comprising a step of calculating by a number calculating means.
(付記10)前記パッケージの電気的特性情報は、前記パッケージのピンと前記半導体集積回路のパッドとの間の線路が有するインダクタンス情報であることを特徴とする付記9記載の半導体集積回路の設計方法。
(Supplementary note 10) The method for designing a semiconductor integrated circuit according to
(付記11)1個の電源回路が受け持つSSOノイズ相対強度の総和の不均等さをコスト関数とする制約条件下でコスト関数が最小になる電源回路挿入位置を解として求めて電源回路を挿入する工程を有することを特徴とする付記9記載の半導体集積回路の設計方法。
(Supplementary Note 11) A power supply circuit is inserted by finding a power supply circuit insertion position where the cost function is minimized under a constraint condition where the cost function is a non-uniform sum of SSO noise relative intensities of one power supply circuit. The method for designing a semiconductor integrated circuit according to
(付記12)半導体集積回路の入出力回路中の信号回路グループの情報、パッケージの電気的特性情報及びSSOノイズ見積もり用パラメータを記憶する記憶手段と、該記憶手段が記憶した前記半導体集積回路の入出力回路中の信号回路グループの情報、前記パッケージの電気的特性情報及び前記SSOノイズ見積もり用パラメータに基づいてSSOノイズが規定値を超えないようにするために必要な電源回路数を計算する電源回路数計算手段を有することを特徴とする半導体集積回路の設計装置。 (Supplementary Note 12) Storage means for storing signal circuit group information in the input / output circuit of the semiconductor integrated circuit, package electrical characteristic information, and SSO noise estimation parameters, and input of the semiconductor integrated circuit stored by the storage means A power supply circuit that calculates the number of power supply circuits necessary to prevent the SSO noise from exceeding a specified value based on the information of the signal circuit group in the output circuit, the electrical characteristic information of the package, and the SSO noise estimation parameter An apparatus for designing a semiconductor integrated circuit, comprising a number calculating means.
(付記13)1個の電源回路が受け持つSSOノイズ相対強度の総和の不均等さをコスト関数とする制約条件下でコスト関数が最小になる電源回路挿入位置を解として求めて電源回路を挿入する電源回路挿入手段を有することを特徴とする付記12記載の半導体集積回路の設計装置。
(Supplementary note 13) A power supply circuit is inserted by finding a power supply circuit insertion position where the cost function is minimized under a constraint condition in which the nonuniformity of the total SSO noise relative intensity that one power supply circuit handles is a cost function. The apparatus for designing a semiconductor integrated circuit according to
(付記14)コンピュータを、半導体集積回路の入出力回路中の信号回路グループの情報、パッケージの電気的特性情報及びSSOノイズ見積もり用パラメータに基づいてSSOノイズが規定値を超えないようにするために必要な電源回路数を計算する電源回路数計算手段として機能させるためのプログラム。 (Supplementary Note 14) In order to prevent the SSO noise from exceeding the specified value based on the information of the signal circuit group in the input / output circuit of the semiconductor integrated circuit, the electrical characteristic information of the package, and the parameter for estimating the SSO noise. A program for functioning as a means for calculating the number of power supply circuits for calculating the required number of power supply circuits.
(付記15)コンピュータを、半導体集積回路の入出力回路中の信号回路グループの情報、パッケージの電気的特性情報及びSSOノイズ見積もり用パラメータに基づいてSSOノイズが規定値を超えないようにするために必要な電源回路数を計算する電源回路数計算手段、1個の電源が受け持つSSOノイズ相対強度の総和の不均等さをコスト関数とする制約条件下でコスト関数が最小になる電源回路挿入位置を解として求めて電源回路を挿入する電源回路挿入手段として機能させるためのプログラム。 (Supplementary Note 15) In order to prevent the SSO noise from exceeding the specified value based on the information of the signal circuit group in the input / output circuit of the semiconductor integrated circuit, the electrical characteristic information of the package, and the parameter for estimating the SSO noise. Power supply circuit number calculation means for calculating the number of necessary power supply circuits, and a power supply circuit insertion position at which the cost function is minimized under a constraint condition where the unequality of the total SSO noise relative intensity of one power supply is a cost function A program for functioning as power supply circuit insertion means for inserting a power supply circuit as a solution.
1…半導体集積回路
2…パッド
3…入出力回路
4…コア部
5…パッケージ
6…ピン
7…リード
8…ボンディングワイヤ
9…外部電源
10…グランド
11…リード及びボンディングワイヤの抵抗成分
12…リード及びボンディングワイヤのインダクタンス成分
13…入力回路
14…出力回路
15…双方向回路
16…VDD電源回路
17…GND電源回路
18…コア部の一部分のモデル
19…VDD電源配線モデル
20…GND電源配線モデル
21…消費電流モデル
22…容量モデル
23…パッケージ電気的特性情報記憶手段
24…入出力回路構成情報記憶手段
25…SSOノイズ見積もり用パラメータ記憶手段
26…パラメータ取得環境
27…SSOノイズ計算手段
28…SSOノイズ見積もり値記憶手段
29…NMOSトランジスタ
30…GND電源配線
31…外部負荷
32…NMOSトランジスタ29のゲートへの入力信号
33…NMOSトランジスタ29からの出力信号
34…SSOノイズ
35…半導体集積回路
36…コア部
37…パッケージ電気的特性情報記憶手段
38…入出力回路構成情報記憶手段
39…信号回路グルーピング手段
40−1〜40−N…信号回路グループ情報記憶手段
41…SSOノイズ見積もり用パラメータ記憶手段
43…電源回路数計算手段
44−1〜44−N…入出力回路構成情報記憶手段
45…電源回路挿入手段
46…入出力回路配置情報記憶手段
100…信号回路グルーピング手段
101−1〜101−N…信号回路グループ情報記憶手段
DESCRIPTION OF
Claims (5)
前記記憶手段が記憶した前記半導体集積回路の入出力回路の構成情報、前記パッケージの電気的特性情報及び前記同時スイッチング出力ノイズ見積もり用パラメータに基づいて同時スイッチング出力ノイズ計算手段が同時スイッチング出力ノイズを計算する工程を有することを特徴とする半導体集積回路の同時スイッチング出力ノイズ見積もり方法。 A storage means for storing the configuration information of the input / output circuit of the semiconductor integrated circuit, the electrical characteristic information of the package, and the parameter for simultaneous switching output noise estimation;
The simultaneous switching output noise calculation means calculates the simultaneous switching output noise based on the configuration information of the input / output circuit of the semiconductor integrated circuit stored in the storage means, the electrical characteristic information of the package, and the parameters for estimating the simultaneous switching output noise. A method for estimating a simultaneous switching output noise of a semiconductor integrated circuit, comprising the step of:
前記記憶手段が記憶した前記半導体集積回路の入出力回路中の信号回路グループの情報、前記パッケージの電気的特性情報及び前記同時スイッチング出力ノイズ見積もり用パラメータに基づいて同時スイッチング出力ノイズ計算手段が同時スイッチング出力ノイズを計算する工程を有することを特徴とする半導体集積回路の同時スイッチング出力ノイズ見積もり方法。 A storage means for storing signal circuit group information in the input / output circuit of the semiconductor integrated circuit, electrical characteristic information of the package, and parameters for estimating simultaneous switching output noise; and
Simultaneous switching output noise calculation means performs simultaneous switching based on signal circuit group information in the input / output circuit of the semiconductor integrated circuit stored in the storage means, electrical characteristic information of the package, and parameters for estimating the simultaneous switching output noise. A method for estimating simultaneous switching output noise of a semiconductor integrated circuit, comprising a step of calculating output noise.
前記記憶手段が記憶した前記半導体集積回路の入出力回路中の信号回路グループの情報、前記パッケージの電気的特性情報及び前記同時スイッチング出力ノイズ見積もり用パラメータに基づいて同時スイッチング出力ノイズが規定値を超えないようにするために必要な電源回路数を電源回路数計算手段が計算する工程を有することを特徴とする半導体集積回路の設計方法。
A storage means for storing signal circuit group information in the input / output circuit of the semiconductor integrated circuit, electrical characteristic information of the package, and parameters for estimating simultaneous switching output noise; and
The simultaneous switching output noise exceeds a specified value based on the signal circuit group information in the input / output circuit of the semiconductor integrated circuit stored in the storage means, the electrical characteristic information of the package, and the parameter for estimating the simultaneous switching output noise. A method for designing a semiconductor integrated circuit, comprising: a step of calculating the number of power supply circuits necessary for preventing the number of power supply circuits from being calculated.
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