JP2004524795A

JP2004524795A - Ｖｓｃコンバータ

Info

Publication number: JP2004524795A
Application number: JP2002581675A
Authority: JP
Inventors: ボービレンガ，
Original assignee: エービービーエービー
Priority date: 2001-04-11
Filing date: 2002-04-05
Publication date: 2004-08-12
Also published as: WO2002084851A1; EP1378047A1; SE0101274L; US20040120166A1; SE0101274D0; SE521367C2

Abstract

本発明は、高圧直流電圧と交流電圧間の双方向の変換を行うＶＳＣコンバータに関係する。該コンバータは、コンバータの直流電圧側の正及び負の２電極（４、５）間に、直列接続された少なくとも２つの電流バルブを有する。各電流バルブは、ターンオフ型の半導体素子（９）と、それと逆並列に接続された整流部材（１０）とを有する。交流電圧位相線（１２）が位相出力部と称される中間点（１１）に結線され、２つの電流バルブ間の直列接続部を等分する。本発明によれば、コンバータは、位相出力部（１１）における対アース電圧誘導の制限手段を有し、該手段は１又は複数の容量性部材（２０、２２、２３、２４、３６、３７、３８）を有し、それを介して位相出力部（１１）が接地される。前記容量性部材（２０、２２、２３、２４、３６、３７、３８）は、位相出力部（１１）における有害な大容量の対アース電圧誘導を防止するのに適したキャパシンタンスで構成される。本発明は、前記ＶＳＣコンバータを有する高圧直流電流（ＨＶＤＣ）用の直流電圧網を介して送電するプラントにも関係する。
【選択図】図１

Description

【技術分野】
【０００１】
本発明は、請求項１の前提部分に記載のＶＳＣコンバータに関する。また、本発明は、高圧直流電圧（ＨＶＤＣ）の直流電圧網を通じて電力を送電するプラントにも関わる。
【背景技術】
【０００２】
直流電圧網と交流電圧網間を接続するＶＳＣコンバータは非特許文献１などから公知である。この刊行物には、前記コンバータを利用して高圧直流電流（ＨＶＤＣ）の直流電圧網を通じて電力を送電するプラントが記述されている。この論文の発表前は、直流電圧網と交流電圧網間に電力を送電するプラントは、送電所で網の転流を行うＣＳＣ（電流源コンバータ）コンバータの使用に基づいていた。しかし、この論文には全く新しい概念が開示されている。該概念は、高電圧直流電流の場合に過大電圧となる直流電圧網とそこに接続される交流電圧網との間の送電を行うために、強制転流するＶＳＣ（電圧源コンバータ）コンバータを代用することに基づいており、ＨＶＤＣにおける網転流ＣＳＣコンバータの使用と比較して複数の大きな利点を提供する。その中でも、有効電力と無効電力の消費を互いに独立に制御できることと、網転流ＣＳＣでは発生する場合がある、コンバータ内における転流不良のリスクがなく、よって異なるＨＶＤＣリンク間に転流不良が発生するリスクがなくなることは注目に値する。さらに、弱い交流電圧網又はそれ自身が何も生成しない網（不通交流電圧網）に給電することが可能である。その他にも利点を有する。
【０００３】
本発明のＶＳＣコンバータは、高圧直流電流（ＨＶＤＣ）の直流電圧網を通じて送電するプラント内に具備され、例えば、直流電圧網から交流電圧網に対して送電することができる。この場合、コンバータは直流電圧網に接続される直流電圧側と交流電圧網に接続される交流電圧側とを有する。しかし、本発明のＶＳＣコンバータは、高圧ジェネレータ又はモータ等の負荷に直接的に接続することもできる。その場合、コンバータの直流電圧側か交流電圧側のいずれかを、ジェネレータ又はモータに接続する。本発明はこれらの用途に限定されるものではなく、逆に本コンバータは、同様にＳＶＣ（静止形無効電力補償装置)又はバックツーバック局(back to back station)における変換にも使用できる。コンバータの直流電圧側の電圧は有利には高く、１０−４００ｋＶ、好ましくは１３０−４００ｋＶである。本発明のコンバータは、上述の装置以外の他の種類のＦＡＣＴＳ(Flexible Alternating Current Transmission)装置に具備することもできる。
【０００４】
ＰＷＭ（パルス幅変調）技術を用いて制御されることの多い今日の高圧用ＶＳＣコンバータは、コンバータがスイッチングしているとき位相出力部上に非常に大きい対アース電圧誘導（ｄＶ／ｄｔ）を示す。この接続部に続いて発生する過渡電圧は、通常約１μｓ間存続する。例えば、位相出力が＋３００ｋＶから−３００ｋＶに切り替わる場合、結果的に約６００ｋＶ／μｓに相当する電圧誘導が発生する場合がある。この非常に大きな電圧誘導により、特にリードスルー及びリアクタ、更にはフィルタ、ケーブル、計測センサ、変圧器及びＶＳＣコンバータに接続される他の電気設備にも大きな容量性電流が発生する。このような容量性電流は、前記装置に局部加熱及び過熱を発生させる。当該電流はまた、リアクタ及び変圧器に局部的に高い電界を発生させ、それにより、例えば、機能停止、又は長期的には絶縁系に損傷を与える部分放電が引起される。さらに、過渡電圧は、コンバータ本体及びコンバータに接続される電気設備から放出される無線妨害を引起す。位相出力部の高速過渡電圧はまた、コンバータに接続される電気設備内部又はその間で様々な共振を起こし始め、それにより加熱、高い絶縁負担又は共振周波数について高レベル無線妨害を誘発する。
【非特許文献１】
Anders Lindbergによる論文"PWM and control of two and three level High Power Voltage Source Converters" （Royal Institute of Technology, Stockholm, 1995 )
【特許文献１】
米国特許第５０４７９１３号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の目的
本発明の目的は、上述の課題を解決する請求項１の前提部分に記載のＶＳＣコンバータを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明によれば、前記目的は、請求項１の特徴を有するＶＳＣコンバータにより達成される。
【０００７】
従って、本発明による解決法では、ＶＳＣコンバータは該コンバータの位相出力部が接地される１又は複数の容量性部材を具備することを開示している。前記容量性部材は、位相出力部における有害で多大な対アース電圧誘導を防止するのに適したキャパシタンスを有する。位相出力部に比較的高い対アースキャパシタンスを配設することにより、コンバータでは、高い対アース誘導電圧の発生が防止される。それにより上述の課題を本質的に軽減することができる。位相出力部とアース間のキャパシタンスは、状況に応じて、つまり、コンバータの電圧及びスイッチング周波数に応じて決定される。
【０００８】
ＶＳＣコンバータは、通常、位相出力部のアースに対して非常に低いキャパシタンスを有し、それがアースに対して素早く電圧変化させる前提条件である。本発明による解決法では、ＶＳＣコンバータを構成する一般的な原理とは逆行する当該技術分野における新しい技術的思想を開示している。位相出力部とアース間のキャパシタンスはスイッチング時間を延長する。例えば、ＨＶＤＣ（高圧直流電流）、ＳＶＣ及びバックツーバック等の応用分野では、ＰＷＭ技術を用いて制御されるコンバータは、位相出力部が切換わる周波数であるスイッチング周波数を１ｋＨｚオーダーで使用していることが多い。しかし、より高い及びより低いスイッチング周波数が発生することもある。例えば１ｋＨｚのスイッチング周波数における位相出力部とアース間の容量性部材（適当であれば複数も可）が、位相出力部が代表的な位相電流で例えば１０−２０μｓ間スイッチがオンとなるように設計されている場合、このスイッチング時間はＰＷＭ周期全体の一部に相当するにすぎない。従って、変調角度が高くなる可能性は、このように構成されたＶＳＣコンバータではあまり影響されない。しかし、位相出力部とアース間のキャパシタンスにより延長されたスイッチング時間は、位相出力部の対アース電圧誘導をかなり減少させ、それにより、従来型のＶＳＣコンバータを用いた場合と比較して、また非常に高い電圧用のＶＳＣコンバータの場合も、かなり容易に対処できるレベルまで上記課題が軽減される。
【０００９】
本発明による解決法は、ＶＳＣコンバータが、例えば、１３０〜４００ｋＶの網電圧で高圧網に接続されると特に有利であるが、例えば、１０〜１３０ｋＶオーダーの低い網電圧でも有利である。
【００１０】
本発明の好ましい実施形態によると、コンバータはアースに接続される導電材料の外部筐体を有し、前記容量性部材は、位相出力部と前記筐体との間に接続される。これにより、コンバータの筐体外部のリードスルー又は電気設備での高過渡電流誘導が回避される。当該筐体は、アルミニウム等の金属で形成されるのが好ましい。
【００１１】
本発明の別の好ましい実施形態によると、当該コンバータは、前記容量性部材を再充電する共振回路を有する。位相出力部とアース間に配設される容量性部材を再充電する共振回路を使用することにより、位相出力部の対アース電圧誘導の制限に加えて、コンバータのターンオフ型の半導体素子内のスイッチング損失を制限することができる。共振回路は、いわゆるＡＲＣＰ回路（補助共振転流ポール(Auxiliary Resonant Commutation Pole)回路）であることが好ましい。該ＡＲＣＰ回路は、コンバータのメインバルブの半導体素子のターンオンに接続する位相出力部とアース間の容量性部材を再充電するのに適しているので、前記半導体素子は、高圧の代わりに低圧でオン状態に切換えることができる。それによりメインバルブの半導体素子のターンオン損失が制限される。共振回路は、位相電流が低いために位相出力部での電圧のスイッチング時間が法外に長くなる場合に、コンバータのメインバルブの半導体素子のターンオフにも使用される。
【００１２】
本発明のＶＳＣコンバータのさらに好ましい実施形態は、特許請求の範囲及び以下の説明から明らかにする。
【００１３】
本発明は、請求項１４の記載に従い、高圧直流電流（ＨＶＤＣ）の直流電圧網を通じて電力を送電するプラントにも関わる。
【００１４】
添付図を参照して実施例により本発明をさらに詳述する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
好ましい実施形態の詳細な説明
ＶＳＣコンバータには複数の構成が知られている。全ての構成において、ＶＳＣコンバータは、複数のいわゆる電流バルブを備え、各電流バルブはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）又はＧＴＯ（ゲートターンオフサイリスタ）等のターンオフ型の半導体素子と、それと逆並列に接続された転流ダイオードと呼ばれるダイオードからなる整流部材とを備える。ターンオフ型の各半導体素子は、通常、複数の独立したＩＧＢＴ又はＧＴＯ等、複数の直列接続されて同時制御されるターンオフ型半導体構成要素で構築される。高圧用途においては、各電流バルブが保持する電圧をブロッキング状態に維持するため、比較的多数の前記半導体構成要素を必要とする。これと対応して、各整流部材は複数の直列接続された整流構成要素で構築される。ターンオフ型の半導体構成要素と整流構成要素は直列接続された複数の回路内に配設された電流バルブ内に存在する。つまり、各回路は、１つのターンオフ型の半導体構成要素とそれと逆並列に接続された１つの整流構成要素とを備える。
【００１６】
本発明の複数の選択的な実施形態によるＶＳＣコンバータが図１ないし図５に示されている。図１ないし図５では、交流電圧の位相線(phase line)の一相に接続されるコンバータの一部分のみが図示されている。相の数は通常３つであるが、これが単相交流電圧網に接続される場合は完全なコンバータを構成する場合もある。コンバータの図示された部分は、いわゆる位相脚(phase leg)を構成し、例えば三相交流電圧網に適したＶＳＣコンバータは、図示されたような位相脚を３つ有する。
【００１７】
図１ないし図５に示されたＶＳＣコンバータの位相脚は、コンバータの直流電圧側の２電極４、５間に直列接続された２つの電流バルブ２、３を有する。本明細書では中間リンクキャパシタと称する２つの直列接続されたキャパシタ６、７が、２電極４、５間に配設され、その間の地点８は通常、各電極の電位がそれぞれ＋Ｕ／２と−Ｕ／２となるように接地される。Ｕは２電極４、５間の電圧である。
【００１８】
上記の通り、各電流バルブ２、３は、ＩＧＢＴ又はＧＴＯといったターンオフ型の半導体素子９と、それと逆並列に接続された転流ダイオード等のダイオードからなる整流部材１０とからなる。各電流バルブ２、３には、ターンオフ型の１つの半導体素子９と１つの整流部材１０の記号のみ図示されているが、これらの記号は、上記の通りそれぞれ複数のターンオフ型の半導体構成要素と整流構成要素とを示す場合もある。
【００１９】
コンバータの位相出力部をなす、２つの電流バルブ２、３間の直列接続部の中間点１１は交流電圧位相線１２に結線される。このように、前記直列接続は電流バルブ２と３の各部分に等分される。
【００２０】
図１では、ＶＳＣコンバータの位相出力部１１が、リードスルー１４、リアクタ１５、電流及び／又は電圧を測定するセンサ１６、フィルタ１７、ケーブル１８及び変圧器１９で形成される電気設備を介して配電網又は送電網１３に接続される様子を図示している。
【００２１】
本発明によると、ＶＳＣコンバータ１には、位相出力部１１における対アース電圧誘導の制限手段が具備され、前記手段は１又は複数の容量性部材を具備し、該部材を介して位相出力部１１は接地されている。前記容量性部材は、位相出力部１１における、有害な大容量の対アース電圧を防止するようなキャパシタンスで構成される。前記容量性部材は、ＶＳＣコンバータの外部筐体２１内に配設されるのが好ましく、該筐体は好ましくは金属の導電材製であり、接地されている。その結果、筐体２１は適切に画成された接地点を構成するので、前記容量性部材は筐体２１を介して有効に接地することができる。
【００２２】
図１の実施形態では、前記手段は、位相出力部１１とアース間で結線されたキャパシタからなる容量性部材２０からなる。容量性部材２０は中間リンクキャパシタ６、７の上記直列接続部の中間点８に結線され、さらに、当該中間点８は筐体２１を介して接地されている。
【００２３】
コンバータの直流電圧側がいわゆるＤＣ中間リンクにより構成されるＳＶＣ及びバックツーバックに適用する場合、中間リンクキャパシタ６、７の直列接続部の中間点８を接地しないことが有利な場合がある。位相出力部１１とアース間に直接容量性部材を配設する別の解決法は、図５に示されたように、ＤＣ中間リンクの中間点８とアース間にキャパシタ２２を配設することにより位相出力部１１とアース間に静電結合を達成することである。
【００２４】
図２は、上記手段に含まれる２つ容量性部材２３、２４の選択的な配設箇所を示している。一方の容量性部材は、位相出力部１１とコンバータの接地された筐体２１との間に直接接続されるキャパシタ２３である。発生した交流電圧に対して有害な作用をもたないよう、キャパシタは低誘導型でなければならない。他方の容量性部材２４は、交流電圧位相線１２と筐体の間に配設されたリードスルー１４により形成される。そのリードスルーはその構成を適切に調整することにより目的に適したキャパシタンスを取得することができる。容量性部材２４は、同様に位相出力部１１とコンバータの接地された筐体２１との間にも直接接続されており、キャパシタンス２３と同様に低誘導でなければならない。図２には、リードスルー１４の詳細な拡大図も示され、破線で示す線がリードスルー内を通ってコンバータの筐体２１に静電結合されている様子が図示されている。
【００２５】
本発明によるコンバータは、位相出力部１１における対アース電圧誘導の上記制限手段に含まれる容量性部材を再充電するための共振回路を適宜備えている。ここでは、それ自体は周知の異なる種類の共振回路が使用されている。しかし、当該共振回路は、ここで問題とする目的に非常に適していると実証されている、いわゆるＡＲＣＰ回路（補助共振転流ポール回路）であることが好ましい。
【００２６】
このようなＡＲＣＰ回路の好ましい実施形態が図３と図４に示されている。ここでは、ＡＲＣＰ回路は、直列接続された２つ１組の補助バルブ回路３１、３２を有し、それぞれがＩＧＢＴ又はＧＴＯ等のターンオフ型の半導体構成要素３３と、それと逆並列に接続された転流ダイオード等のダイオードからなる整流構成要素３４とを有する。当該２つの補助バルブ回路３１、３２のターンオフ型の半導体素子３３は、相互に対極に配設される。ＡＲＣＰ回路は、さらに、前記補助バルブ３０と直列接続された少なくとも１つのインダクタ３５を有する。また、ＡＲＣＰ回路は、適切な場合には直列接続された複数組の補助バルブ回路を有することもできるし、当然、その他の点についても図３と図４に示された以外の別の構成を有することもできる。
【００２７】
図３と図４の種類のＡＲＣＰ回路の機能は当業者には周知であり、例えば、特許文献１に記載されているので、本明細書では詳述しない。
【００２８】
図３の実施形態では、位相出力部１１における対アース電圧誘導の前記制限手段は、位相出力部１１とアース間に接続され、かつ共振回路の補助バルブ３０及びインダクタ３５と並列接続されるキャパシタからなる容量性部材３６を有する。
【００２９】
図４の実施形態では、位相出力部１１における対アース電圧誘導の前記制限手段は、補助バルブ３０及びインダクタ３５と直列に、かつ各電流バルブ２、３と並列に接続されるキャパシタ３７、３８からなる容量性部材を有する。また、前記電流バルブはしばしばメインバルブとも称される。各キャパシタ３７、３８は、中間リンクキャパシタ６、７の一方と中間リンクキャパシタ６、７間の接地された中間点８とを介して接地される。また、これらのキャパシタ３７、３８は、電流バルブの半導体素子９のターンオフに関するターンオフ損失を低減する、いわゆるスナバキャパシタにもなる。
【００３０】
共振回路の補助バルブ３０とインダクタ３５は、周知の方法でそれぞれキャパシタ３６（図３）及びスナバキャパシタ３７と３８（図４）と協働し、ターンオンされる各半導体素子９全体に亘り実質的にゼロ電圧又は少なくとも非常に低い電圧で、電流バルブの半導体素子９のターンオンを可能にする。この機能は、「ソフトスイッチング」と称され、電流バルブ２、３のターンオン損失を非常に低く保つことができることを意味している。
【００３１】
位相出力部１１とアース間に配設された容量性部材２０、２２、２３、２４、３６、３７、３８のキャパシタンスは、場合に応じて適切に選定されるか、或いはコンバータの電圧及びスイッチング周波数に依存する。しかし、あらゆる場合において、各容量性部材のキャパシタンスは、中間リンクキャパシタ６、７のキャパシタンスより十分に小さい。
【００３２】
共振回路の共振周波数は、共振周期が約２０〜４０μｓとなるように適宜選定され、それにより約１０〜２０μｓで電極電圧の一方から他方に対して容量性部材３６、３７、３８を再充電することができる。
【００３３】
本発明のＶＳＣコンバータはＰＷＭ技術で制御されることが好ましく、その場合、前記容量性部材の再充電時間がＰＷＭ周期の１〜１０％、好ましくはその１〜５％になるように共振回路と前記容量性部材を適合させるべきである。
【００３４】
図１ないし図５に示す種類のＶＳＣコンバータの機能は当業者には周知であるので、本明細書では詳述しない。
【００３５】
本発明のＶＳＣコンバータは、網電圧１３０〜４００ｋＶに合わせて構成されるのが好ましいが、例えば、１０〜１３０ｋＶのオーダの電圧に合わせて構成されてもよい。
【００３６】
本発明のＶＳＣコンバータは、例えば直流電圧網から交流電圧網に対して電力を送電するために、高圧直流電流（ＨＶＤＣ）用の直流電圧網を通じて電力を送電するプラント内に有効に設置することができる。この場合、２本の直流電圧用ケーブルがコンバータの直流電圧側に結線され、第１の直流電圧ケーブルがコンバータの一方の電極４に結線され、第２の直流電圧ケーブルがコンバータの他方の電極５に結線される。
【００３７】
位相出力部における対アース電圧誘導の制限手段は、図１ないし５に示した容量性部材２０、２２、２３、２４、３６又は３７と３８のいずれか、或いは、これらの部材の任意の組合わせを備えることができる。異なる種類の複数の容量性部材を有する手段を設けることの利点は、例えば、個々の部材をそれぞれ特定の周波数レベルの無線妨害を制限するように適合させることができる点である。また、当然のことながら、本発明に具備された前記手段は図１ないし図５以外の他の任意の構成で位相出力部１１とアース間に配設される容量性部材を有することもできる。
【００３８】
本発明は位相脚ごとに直列接続された２つの電流バルブのみを有するＶＳＣコンバータに限定されず、もっと多数の電流バルブを有する、及び電流バルブが図１ないし図５に示された以外の構成で配設されるコンバータも含んでいることに注意されたい。また、本発明によるコンバータは、その直流電圧側を図１ないし図５に示された以外の方法で構成することができ、例えば、３以上の直列接続された中間リンクキャパシタを含んでもよい。
【００３９】
当然ながら、本発明はその他の点に関しても上述の好ましい実施形態に限定されず、逆に特許請求の範囲に記載された本発明の基本的概念から逸脱することなく多くの変更例が可能であることは当業者には自明である。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】図１は、本発明の第１実施形態によるＶＳＣコンバータを示した簡略回路図である。
【図２】図２は、本発明の第２実施形態によるＶＳＣコンバータを示した簡略回路図である。
【図３】図３は、本発明の第３実施形態によるＶＳＣコンバータを示した簡略回路図である。
【図４】図４は、本発明の第４実施形態によるＶＳＣコンバータを示した簡略回路図である。
【図５】図５は、本発明の第５実施形態によるＶＳＣコンバータを示した簡略回路図である。

Claims

高圧直流電圧と交流電圧間の双方向の変換を行うＶＳＣコンバータであって、
−コンバータの直流電圧側の正及び負の２つの電極（４、５）間に配設された少なくとも２つの電流バルブ（２、３）の直列接続部であり、各電流バルブがターンオフ型の半導体素子（９）と、それと逆並列に接続された整流部材（１０）とを有し、交流電圧位相線（１２）が、２つの電流バルブ間の直列接続の位相出力部と称される中間点（１１）に接続されて前記直列接続部を等分している直列接続部と、
−１又は複数の容量性部材（２０、２２、２３、２４、３６、３７、３８）を有する、位相出力部（１１）の対アース電圧誘導を制限する手段であり、該容量性部材を介して位相出力部（１１）がアースに接続され、また該容量性部材（２０、２２、２３、２４、３６、３７、３８）が位相出力部（１１）の有害で多大な対アース電圧誘導を防止するのに適したキャパシタンスで形成される、手段とを具備し、
接地される、望ましくは金属の導電材製の筐体（２１）を有することと、前記容量部材（２０、２２、２３、２４、３６、３７、３８）が位相出力部（１１）と筐体（２１）間に接続されることとを特徴とするＶＳＣコンバータ。
前記容量部材の少なくとも１つが位相出力部（１１）と筐体（２１）間に直接接続される低誘導キャパシタ（２３）であることを特徴とする請求項１に記載のＶＳＣコンバータ。
交流電圧位相線（１２）が筐体内に配設されたリードスルー（１４）を介して筐体内を通って延在するように配設され、
前記リードスルー（１４）が前記容量性部材の一つ（２４）をなすことを特徴とする請求項１又は２に記載のＶＳＣコンバータ。
前記容量性部材（３６；３７、３８）を再充電する共振回路を具備することを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載のＶＳＣコンバータ。
前記電極（４、５）間の直流電圧側に少なくとも２つの中間リンクキャパシタ（６、７）の直列接続部を有し、
前記共振回路がＡＲＣＰ（補助共振転流ポール）回路であることを特徴とする請求項４に記載のＶＳＣコンバータ。
ＡＲＣＰ回路が、各々がターンオフ型の半導体構成要素（３３）と、それと逆並列に接続された整流構成要素（３４）とを有する直列接続された２つの補助バルブ回路（３１、３２）を少なくとも１組有する補助バルブ（３０）を有し、２つの補助バルブ回路のターンオフ型の半導体構成要素（３３）が相互に対極に配設されることと、ＡＲＣＰ回路が前記補助バルブ（３０）と直列接続されたインダクタ（３５）をさらに有することとを特徴とする請求項５に記載のＶＳＣコンバータ。
少なくとも１つの前記容量性部材は、ＡＲＣＰ回路内に具備された補助バルブ（３０）とインダクタ（３５）の直列接続部と並列接続されるキャパシタ（３６）であることを特徴とする請求項６に記載のＶＳＣコンバータ。
前記容量性部材の少なくとも一部は、ＡＲＣＰ回路に具備される補助バルブ（３０）とインダクタ（３５）の直列接続部と直列に、及び、各電流バルブ（２、３）と並列に接続されるキャパシタ（３７、３８）であることを特徴とする請求項６又は７に記載のＶＳＣコンバータ。
前記電極（４、５）間の直列電圧側に少なくとも２つの中間リンクキャパシタ（６、７）の直列接続部を有し、
少なくとも１つの前記容量性部材が、位相出力部（１１）と中間リンクキャパシタ（６、７）の前記直列接続部の中間点（８）との間に接続されるキャパシタ（２０）であり、中間リンクキャパシタ（６、７）の前記直列接続部が接地されていることを特徴とする請求項１ないし８のいずれかに記載のＶＳＣコンバータ。
前記電極（４、５）間の直列電圧側に少なくとも２つの中間リンクキャパシタ（６、７）の直列接続部を有し、
少なくとも１つの前記容量性部材が、中間リンクキャパシタ（６、７）の前記直列接続部の中間点（８）とアースとの間に接続されるキャパシタ（２２）であることを特徴とする請求項１ないし８のいずれかに記載のＶＳＣコンバータ。
ＰＷＭ技術で制御されることを特徴とする請求項１ないし１０のいずれかに記載のＶＳＣコンバータ。
共振回路と前記容量性部材は、前記容量性部材の充電時間がＰＷＭ周期の１〜１０％、好ましくはＰＷＭ周期の１〜５％であるように適合していることを特徴とする請求項１１に記載のＶＳＣコンバータ。
高圧直流電流（ＨＶＤＣ）用の直流電圧網を通じて送電するプラントであって、直流電圧網と交流電圧網間で双方向の電力変換を行う請求項１ないし１２のいずれかに記載のＶＳＣコンバータを具備し、該コンバータの一方の電極（４）が直流電圧網に具備される第１の直流電圧ケーブルに接続され、該コンバータの他方の電極（５）が直流電圧網に具備される第２の直流電圧ケーブルに接続されることを特徴とするプラント。