JP2004519889A - 周波数発生器に追従される周波数逓倍器を具備するトランシーバ - Google Patents
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Abstract
トランシーバが、第一の周波数において第一の信号を生成するための周波数発生手段を有する。前記周波数発生手段は、前記第一の周波数において共振させるための第一のタンク手段を有する。前記トランシーバは、前記第一の信号の基本周波数の整数倍によって前記第一の信号を逓倍するための周波数逓倍手段を更に有する。前記周波数逓倍手段は、前記基本周波数の高調波の周波数で共振させるための第二のタンク手段を有し、前記高調波の周波数が、前記整数倍によって決定される。前記周波数逓倍手段は、前記高調波の周波数で第二の信号を出力するための出力手段を有する。前記第一のタンク手段は、前記第一の周波数付近で高い周波数選択度を有し、前記第二のタンク手段は、前記高調波の周波数付近で高い周波数選択度を有する。前記トランシーバは、前記第一及び第二のタンク手段を同時に同調させるための同調手段を有し、前記第二の信号をアップ／ダウンコンバートするためのアップ／ダウンコンバート手段を有する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自身に含まれる周波数発生器（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）によって生成される信号を逓倍するための周波数逓倍器（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）を具備するトランシーバに関する。前記周波数発生器及び前記周波数逓倍器は、前記トランシーバ内に構成されている受信器と送信器との間に共有されていてもよい。当該トランシーバは、いわゆるＷＬＡＮ ＩＥＥＥ ８０２．１１ｂ規格に従うデバイス、又は他の好適な高周波デバイスとなり得る。また、前記デバイスは別個の送信器又は受信器となってもよい。
【０００２】
【従来の技術】
フィリップスデータシートＳＡ２４２０、“低電圧高周波トランシーバ−２．４５ＧＨｚ（Ｌｏｗ Ｖｏｌｔａｇｅ ＲＦ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ−２．４５ＧＨｚ）”の１６頁（１９９７年５月２３日）において、送信器及び受信器のフロントエンドを具備するトランシーバのフロントエンドが開示されている。前記トランシーバは、帯域通過フィルタ（ｂａｎｄ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）を通じて局部発振器信号（ｌｏｃａｌ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ ｓｉｇｎａｌ）をミキサ（ｍｉｘｅｒ）に供給する周波数２倍器（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｕｂｌｅｒ）を有している。前記周波数２倍器は、周波数発生器によって生成される信号の周波数を２倍化する。当該周波数発生器は、通常、位相同期ループ（ｐｈａｓｅ ｌｏｃｋｅｄ ｌｏｏｐ）内に構成される電圧制御型発振器（ｖｏｌｔａｇｅ−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）から形成されるが、他の種類の周波数発生器が知られている。前記電圧制御型発振器は、通常、コンデンサ及びインダクタを具備するタンク回路を有し、当該発振器に印加される同調電圧によって同調される。当該ＳＡ２４２０の集積回路を使用する、知られているトランシーバは、前記タンク回路の、負荷のかかった選択度（ｌｏａｄｅｄ ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）（Ｑ）が低い（通常２乃至３）、すなわち前記タンク回路が低周波の選択度（ｌｏｗ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｅｌｅｃｔｉｖｉｔｙ）を有している広帯域２倍器（ｗｉｄｅｂａｎｄ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｕｂｌｅｒ）を使用している。低Ｑのために、利得は周波数全体に渡ってフラットとなり、前記トランシーバは、基本周波数及びフラットでない２倍化域において、所望されない周波数をほとんど抑圧していない。当該所望されない周波数は、所望されない受信、又は前記トランシーバの受信モードにおける阻止耐性（ｂｌｏｃｋｉｎｇ ｉｍｍｕｎｉｔｙ）の低下をもたらし、特に前記トランシーバが送信モードにあるとき、チップ外でフィルタリングされなければならない。
【０００３】
更に概して、類似の方式が、トランシーバ内に構成される、知られている周波数逓倍器に適用されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、大幅に減衰させる必要がなく、生成された周波数の信号に起因する高調波を効果的に抑圧するトランシーバ、送信器、又は受信器における周波数逓倍手段を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、
第一の周波数において第一の信号を生成し、前記第一の周波数において共振させるための第一のタンク手段を含む周波数発生手段と、
前記第一の信号の基本周波数の整数倍によって前記第一の信号を逓倍し、前記基本周波数の高調波の周波数で共振させるための第二のタンク手段を含み、前記高調波の周波数が前記整数倍によって決定され、前記高調波の周波数で第二の信号を出力するための出力手段を含み、前記第一のタンク手段が前記第一の周波数付近で高い周波数選択度を有し、前記第二のタンク手段が前記高調波の周波数付近で高い周波数選択度を有する周波数逓倍手段と、
前記第一及び第二のタンク手段を同時に同調させるための同調手段と
を有するトランシーバが提供される。
【０００６】
当該トランシーバにおいて、第二の信号は、アップコンバート、ダウンコンバート、又はアップコンバートとダウンコンバートとの両方のために使用されてもよい。基本的に、本発明は、送信器のみ又は受信器のみのデバイス内に使用され得る。
【０００７】
本発明は、所望されないフラットでない高調波を抑圧するために必要とされる、高い周波数選択度は、周波数特性全体を全くフラットにしないので、細かな周波数単位で前記タンク回路を同調させることによって補償される必要があるという見識に基づいている。実際これにより周波数特性全体がここでもフラットになることが実現される。
【０００８】
好ましくは、前記タンク回路は、１ユニットのコンデンサ及びインダクタから構成される、整合されたオンチップ周波数決定素子を有している。また、好ましくは、前記周波数発生手段及び周波数逓倍手段における能動素子は、同じエミッタ面積を有するバイポーラトランジスタ、又は１ユニットのチャネルディメンションを有する電界効果トランジスタのような、整合されたオンチップ素子である。これにより、所望の帯域全体に渡る良好な追従（ｔｒａｃｋｉｎｇ）が実現される。
【０００９】
アップコンバート及び／又はダウンコンバートの前に、前記周波数逓倍手段の出力部側において高域通過フィルタ（ｈｉｇｈ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）を挿入することによって、基本周波数が更に抑圧される。
【００１０】
好ましくは、発振器タンク回路において、１ユニットの容量性及び誘導性素子の倍数が同じに選択される。これによって、追従エラーが最小限となる。前記第一のタンク手段は、好ましくは第一のバラクタ（ｖａｒａｃｔｏｒ）を有しており、前記第二のタンク手段は、好ましくは第二のバラクタを有しており、前記第一及び第二のバラクタは、好ましくは前記同調手段において構成される。
【００１１】
【発明の実施の形態】
図を通じて、同じ符号が同じ機能に対して使用されている。
【００１２】
図１は、本発明によるトランシーバ１のブロック図である。受信分岐（ｒｅｃｅｉｖｅ ｂｒａｎｃｈ）において、トランシーバ１は、低雑音増幅器２及びミキサ３を有しており、送信分岐（ｔｒａｎｓｍｉｔ ｂｒａｎｃｈ）において、トランシーバ１はミキサ４、帯域通過フィルタ（ｂａｎｄ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）５、及びパワーアンプ（ｐｏｗｅｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）６を有している。前記送信分岐及び受信分岐は、送信／受信（Ｔｘ／Ｒｘ）スイッチ７に結合される。トランシーバ１は、タンク回路９を具備する周波数発生器８と、タンク回路１１を具備する周波数逓倍器１０と、オプションとして高域通過フィルタ１２とを更に有している。
【００１３】
本発明によれば、タンク回路９及び１１は、高い選択度を有しており、同調可能であり、周波数追従モードで動作、すなわち同調されるときの周波数で互いに密接に追従するように動作する。実際、タンク回路９及び１１は、好ましくは同じ同調電圧を印加することによって、同時に同調される。大変好ましくは、誘導性素子及び容量性素子のような周波数決定素子と、タンク回路９及び１１の各々における能動素子とは整合される。チップ上に実装される際、当該整合には、１ユニットの誘導性素子としてのインダクタと、１ユニットの容量性素子としてのコンデンサとの製造手段、並びに、例えばバイポーラトランジスタの場合、同一のエミッタ面積を適用することによる、標準形状のトランジスタのような能動素子の製造手段が関わっている。電界効果トランジスタが使用される場合、当該電界効果トランジスタは、１ユニットのチャネルディメンションを適用することによって整合される。当該精度の高い整合により、精度の高い周波数追従が実現される。実施例の場合、周波数逓倍器１１は、周波数２倍器として動作するようにディメンションが決定される。すなわち、タンク回路１１は、周波数発生器８の出力周波数の２倍で共振し、当該回路の高い選択度により他の全ての高調波をほぼ除去する。基本的に、周波数逓倍器１０は、第三高調波のような他の高調波を選択してもよい。第三高調波を選択する場合、周波数逓倍器は周波数３倍器として動作する。
【００１４】
逓倍された周波数発生器の周波数は、前記受信及び送信分岐のミキサ３とミキサ４との両方に適用されてもよく、前記送信分岐のみに適用されてもよく、又は前記受信分岐のみに適用されてもよい。前記送信分岐又は前記受信分岐の何れかが省略されてもよい。省略される場合、トランシーバの代わりに、前記デバイスは、それぞれ、送信器のみ、又は受信器のみとなる。
【００１５】
高域通過フィルタ１２は、オプションであり、周波数発生器８によって供給される基本周波数の信号からの更なる除去を実現する。
【００１６】
周波数発生器８の周波数は、様々な態様で実現されてもよい。例えば、周波数発生器８は、位相同期ループに含まれている電圧制御型発振器を有している。代わりに、周波数発生器８は、単一の発振器又は複雑なシンセサイザであってもよい。周波数発生器８の構成は、本発明にとって本質的なものではない。
【００１７】
周波数逓倍器１１は、高い選択度を有し同調可能なタンク回路を有する限り、様々な態様で実現されてもよい。タンク回路９及び１１も、様々な態様で実現されてもよい。従来技術において、多くの、同調可能で高い選択度を有するタンク回路は、それ自体知られており、アナログによって、又はアナログとディジタルとの混成手段によって、同調させる手段である。同調は、バリキャップ又はバラクタ、ＰＩＮダイオードスイッチトキャパシタアレイ（ＰＩＮ ｄｉｏｄｅ ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ａｒｒａｙ）、スイッチトインダクタアレイ（ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｉｎｄｕｃｔｏｒ ａｒｒａｙ）、トランジスタスイッチトキャパシタアレイ（ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ａｒｒａｙ）、若しくは他の好適な同調手段を適用することによって行われてもよい。
【００１８】
図２は、周波数２倍器としてディメンションが決定されている例の場合の、本発明による周波数逓倍器１０の回路図である。周波数逓倍器１０は、各々のコレクタのパスにおいて、同調可能なタンク回路２２及び２３を具備する入力トランジスタ２０と２１との平衡対、並びにエミッタフォロワとして構成される出力トランジスタ２４を有している。カップリングコンデンサ２５と、電流源２６及び２７と、電圧源２８とが更に示されている。同調可能なタンク回路２２は、コンデンサ２９と、バリキャップ又はバラクタ３０と、インダクタ３１とを有している。前記同調可能なタンク回路２３は、コンデンサ３２と、バリキャップ又はバラクタ３３と、インダクタ３４とを有している。
【００１９】
図３は、本発明による電圧制御型発振器回路における同調可能なタンク回路４０を示している。同調可能なタンク回路４０は、インダクタ４１、４２、４３、及び４４と、バリキャップ４５及び４６と、コンデンサ４７及び４８と、抵抗４９及び５０とを有している。ノード（ｎｏｄｅ）５１において、同調電圧が印加されてもよい。コンデンサ４７と４８との間のノード５２は、コンデンサ４７及び４８と、バリキャップ４５及び４６と、抵抗４９及び５０とから形成される前記同調回路を電源Ｖｃｃに結合する。前記電圧制御型発振器（更なる詳細な図示略）のトランジスタ４７及び４８の各々のカップリングのためのカップリングコンデンサ５３及び５４が更に示されている。タンク回路４０は、実際前記電圧制御型発振器における周波数決定素子となる。タンク回路４０は、同様に周波数逓倍器１０において示されているようなバリキャップを使用して同調されてもよいが、図１に関連して記載されているように多くの代わりの同調メカニズムが従来技術において知られている。精度の高い追従をさせるように、同調可能なタンク回路９と１１とが整合することは不可欠なことである。
【００２０】
記載されているように、タンク回路２２、２３、及び４０において、好ましくは、オンチップの１ユニットの誘導性及び容量性素子が適用される。周波数２倍器の場合、インダクタ４１及び４２は、共にインダクタ３１又は３４の２倍のインダクタンスを有し、コンデンサ４５は、コンデンサ２９及び３０、又は３２及び３３の２倍の容量を有している。これにより、追従エラーが最小限となる。代わりに、インダクタンスが４倍で容量が同じであってもよい。代わりに、容量が４倍でインダクタンスが同じであってもよい。当該代わりの選択の場合、予想される、コンポーネント増加のより高い影響により、追従エラーはより高くなってもよい。周波数３倍器の場合、容量とインダクタンスとの両方は、前記発振器タンク回路において、３倍となってもよい。
【００２１】
図４は、タンク回路の、容量による同調の代わりの態様を示している。当該代わりの同調可能なタンク回路は、電界効果トランジスタ６２及び６３によってスイッチングされるスイッチトキャパシタ６０及び６１のアレイと、インダクタ６４と、バリキャップ６５とを有している。基本的に、バリキャップ６５は省略されてもよい。
【００２２】
図５は、タンク回路において使用されるための、インダクタの同調手段を示している。示されているように、ノード７２と７３との間に構成される直列構成のインダクタ７０と７１との対のうちの一つが、電界効果トランジスタ７４によってスイッチングされる。
【００２３】
図６は、本発明の動作を図示している。実線、すなわち高い選択度を有する周波数特性８０は、例えば２．４ＧＨｚ乃至２．５ＧＨｚの帯域における２．４５ＧＨｚのような所与の帯域の中間の周波数ｆ＝ｆ０における、タンク回路２２、２３、及び４０による、第二高調波の周波数選択度と、基本周波数ｆ０／２＝１．２２５ＧＨｚ、及び周波数３ｆ０／２＝３．６７５ＧＨｚにおける第三高調波のようなより高い高調波の抑圧状態とを示している。破線、すなわち周波数特性８１及び８２は、それぞれ２．４ＧＨｚ及び２．５ＧＨｚにおける帯域の外縁部における周波数特性である。前記縁部においても、前記発振器タンク回路の周波数特性は、前記周波数２倍器タンク回路、すなわちそれぞれ１．２ＧＨｚ及び１．２５ＧＨｚに対する発振器の周波数特性に追従する。図６に示されているように、高い選択度の周波数特性は、所与の帯域に渡ってわずかにシフトしている。
【００２４】
図７は、本発明の動作を更に図示している。ｆ＝ｆ０＝２．４５ＧＨｚにおける中間の周波数特性から前記帯域の外縁部まで細かな周波数ステップでシフトする、タンク回路９の周波数特性９０が示されている。前記ステップは、前記帯域内の物理チャネルの単位であってもよいし、他の好適な単位であってもよい。同調は、離散的又は連続的な態様で行われてもよい。これにより、本発明によれば、実線９１で示されているように、実際ほぼフラットな周波数特性が帯域全体に渡って得られる。
【００２５】
上記を考慮して、様々な変形例が、この場合従属請求項によって規定されるような本発明の範囲内に含まれると共に、本発明が、提供されている例に限定されないことは、当業者にとって明らかであろう。単語“有する”は、請求項に記載される構成要素又はステップ以外に構成要素又はステップの存在を排除するものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明によるトランシーバのブロック図を示している。
【図２】
本発明による周波数逓倍器の回路図を示している。
【図３】
本発明による電圧制御型発振器回路におけるタンク回路を示している。
【図４】
タンク回路の容量による同調手段を示している。
【図５】
タンク回路において使用されるインダクタの同調手段を示している。
【図６】
本発明の動作を示している。
【図７】
本発明の動作を更に示している。
【発明の属する技術分野】
本発明は、自身に含まれる周波数発生器（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）によって生成される信号を逓倍するための周波数逓倍器（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）を具備するトランシーバに関する。前記周波数発生器及び前記周波数逓倍器は、前記トランシーバ内に構成されている受信器と送信器との間に共有されていてもよい。当該トランシーバは、いわゆるＷＬＡＮ ＩＥＥＥ ８０２．１１ｂ規格に従うデバイス、又は他の好適な高周波デバイスとなり得る。また、前記デバイスは別個の送信器又は受信器となってもよい。
【０００２】
【従来の技術】
フィリップスデータシートＳＡ２４２０、“低電圧高周波トランシーバ−２．４５ＧＨｚ（Ｌｏｗ Ｖｏｌｔａｇｅ ＲＦ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ−２．４５ＧＨｚ）”の１６頁（１９９７年５月２３日）において、送信器及び受信器のフロントエンドを具備するトランシーバのフロントエンドが開示されている。前記トランシーバは、帯域通過フィルタ（ｂａｎｄ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）を通じて局部発振器信号（ｌｏｃａｌ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ ｓｉｇｎａｌ）をミキサ（ｍｉｘｅｒ）に供給する周波数２倍器（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｕｂｌｅｒ）を有している。前記周波数２倍器は、周波数発生器によって生成される信号の周波数を２倍化する。当該周波数発生器は、通常、位相同期ループ（ｐｈａｓｅ ｌｏｃｋｅｄ ｌｏｏｐ）内に構成される電圧制御型発振器（ｖｏｌｔａｇｅ−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）から形成されるが、他の種類の周波数発生器が知られている。前記電圧制御型発振器は、通常、コンデンサ及びインダクタを具備するタンク回路を有し、当該発振器に印加される同調電圧によって同調される。当該ＳＡ２４２０の集積回路を使用する、知られているトランシーバは、前記タンク回路の、負荷のかかった選択度（ｌｏａｄｅｄ ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）（Ｑ）が低い（通常２乃至３）、すなわち前記タンク回路が低周波の選択度（ｌｏｗ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｅｌｅｃｔｉｖｉｔｙ）を有している広帯域２倍器（ｗｉｄｅｂａｎｄ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｕｂｌｅｒ）を使用している。低Ｑのために、利得は周波数全体に渡ってフラットとなり、前記トランシーバは、基本周波数及びフラットでない２倍化域において、所望されない周波数をほとんど抑圧していない。当該所望されない周波数は、所望されない受信、又は前記トランシーバの受信モードにおける阻止耐性（ｂｌｏｃｋｉｎｇ ｉｍｍｕｎｉｔｙ）の低下をもたらし、特に前記トランシーバが送信モードにあるとき、チップ外でフィルタリングされなければならない。
【０００３】
更に概して、類似の方式が、トランシーバ内に構成される、知られている周波数逓倍器に適用されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、大幅に減衰させる必要がなく、生成された周波数の信号に起因する高調波を効果的に抑圧するトランシーバ、送信器、又は受信器における周波数逓倍手段を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、
第一の周波数において第一の信号を生成し、前記第一の周波数において共振させるための第一のタンク手段を含む周波数発生手段と、
前記第一の信号の基本周波数の整数倍によって前記第一の信号を逓倍し、前記基本周波数の高調波の周波数で共振させるための第二のタンク手段を含み、前記高調波の周波数が前記整数倍によって決定され、前記高調波の周波数で第二の信号を出力するための出力手段を含み、前記第一のタンク手段が前記第一の周波数付近で高い周波数選択度を有し、前記第二のタンク手段が前記高調波の周波数付近で高い周波数選択度を有する周波数逓倍手段と、
前記第一及び第二のタンク手段を同時に同調させるための同調手段と
を有するトランシーバが提供される。
【０００６】
当該トランシーバにおいて、第二の信号は、アップコンバート、ダウンコンバート、又はアップコンバートとダウンコンバートとの両方のために使用されてもよい。基本的に、本発明は、送信器のみ又は受信器のみのデバイス内に使用され得る。
【０００７】
本発明は、所望されないフラットでない高調波を抑圧するために必要とされる、高い周波数選択度は、周波数特性全体を全くフラットにしないので、細かな周波数単位で前記タンク回路を同調させることによって補償される必要があるという見識に基づいている。実際これにより周波数特性全体がここでもフラットになることが実現される。
【０００８】
好ましくは、前記タンク回路は、１ユニットのコンデンサ及びインダクタから構成される、整合されたオンチップ周波数決定素子を有している。また、好ましくは、前記周波数発生手段及び周波数逓倍手段における能動素子は、同じエミッタ面積を有するバイポーラトランジスタ、又は１ユニットのチャネルディメンションを有する電界効果トランジスタのような、整合されたオンチップ素子である。これにより、所望の帯域全体に渡る良好な追従（ｔｒａｃｋｉｎｇ）が実現される。
【０００９】
アップコンバート及び／又はダウンコンバートの前に、前記周波数逓倍手段の出力部側において高域通過フィルタ（ｈｉｇｈ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）を挿入することによって、基本周波数が更に抑圧される。
【００１０】
好ましくは、発振器タンク回路において、１ユニットの容量性及び誘導性素子の倍数が同じに選択される。これによって、追従エラーが最小限となる。前記第一のタンク手段は、好ましくは第一のバラクタ（ｖａｒａｃｔｏｒ）を有しており、前記第二のタンク手段は、好ましくは第二のバラクタを有しており、前記第一及び第二のバラクタは、好ましくは前記同調手段において構成される。
【００１１】
【発明の実施の形態】
図を通じて、同じ符号が同じ機能に対して使用されている。
【００１２】
図１は、本発明によるトランシーバ１のブロック図である。受信分岐（ｒｅｃｅｉｖｅ ｂｒａｎｃｈ）において、トランシーバ１は、低雑音増幅器２及びミキサ３を有しており、送信分岐（ｔｒａｎｓｍｉｔ ｂｒａｎｃｈ）において、トランシーバ１はミキサ４、帯域通過フィルタ（ｂａｎｄ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）５、及びパワーアンプ（ｐｏｗｅｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）６を有している。前記送信分岐及び受信分岐は、送信／受信（Ｔｘ／Ｒｘ）スイッチ７に結合される。トランシーバ１は、タンク回路９を具備する周波数発生器８と、タンク回路１１を具備する周波数逓倍器１０と、オプションとして高域通過フィルタ１２とを更に有している。
【００１３】
本発明によれば、タンク回路９及び１１は、高い選択度を有しており、同調可能であり、周波数追従モードで動作、すなわち同調されるときの周波数で互いに密接に追従するように動作する。実際、タンク回路９及び１１は、好ましくは同じ同調電圧を印加することによって、同時に同調される。大変好ましくは、誘導性素子及び容量性素子のような周波数決定素子と、タンク回路９及び１１の各々における能動素子とは整合される。チップ上に実装される際、当該整合には、１ユニットの誘導性素子としてのインダクタと、１ユニットの容量性素子としてのコンデンサとの製造手段、並びに、例えばバイポーラトランジスタの場合、同一のエミッタ面積を適用することによる、標準形状のトランジスタのような能動素子の製造手段が関わっている。電界効果トランジスタが使用される場合、当該電界効果トランジスタは、１ユニットのチャネルディメンションを適用することによって整合される。当該精度の高い整合により、精度の高い周波数追従が実現される。実施例の場合、周波数逓倍器１１は、周波数２倍器として動作するようにディメンションが決定される。すなわち、タンク回路１１は、周波数発生器８の出力周波数の２倍で共振し、当該回路の高い選択度により他の全ての高調波をほぼ除去する。基本的に、周波数逓倍器１０は、第三高調波のような他の高調波を選択してもよい。第三高調波を選択する場合、周波数逓倍器は周波数３倍器として動作する。
【００１４】
逓倍された周波数発生器の周波数は、前記受信及び送信分岐のミキサ３とミキサ４との両方に適用されてもよく、前記送信分岐のみに適用されてもよく、又は前記受信分岐のみに適用されてもよい。前記送信分岐又は前記受信分岐の何れかが省略されてもよい。省略される場合、トランシーバの代わりに、前記デバイスは、それぞれ、送信器のみ、又は受信器のみとなる。
【００１５】
高域通過フィルタ１２は、オプションであり、周波数発生器８によって供給される基本周波数の信号からの更なる除去を実現する。
【００１６】
周波数発生器８の周波数は、様々な態様で実現されてもよい。例えば、周波数発生器８は、位相同期ループに含まれている電圧制御型発振器を有している。代わりに、周波数発生器８は、単一の発振器又は複雑なシンセサイザであってもよい。周波数発生器８の構成は、本発明にとって本質的なものではない。
【００１７】
周波数逓倍器１１は、高い選択度を有し同調可能なタンク回路を有する限り、様々な態様で実現されてもよい。タンク回路９及び１１も、様々な態様で実現されてもよい。従来技術において、多くの、同調可能で高い選択度を有するタンク回路は、それ自体知られており、アナログによって、又はアナログとディジタルとの混成手段によって、同調させる手段である。同調は、バリキャップ又はバラクタ、ＰＩＮダイオードスイッチトキャパシタアレイ（ＰＩＮ ｄｉｏｄｅ ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ａｒｒａｙ）、スイッチトインダクタアレイ（ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｉｎｄｕｃｔｏｒ ａｒｒａｙ）、トランジスタスイッチトキャパシタアレイ（ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ａｒｒａｙ）、若しくは他の好適な同調手段を適用することによって行われてもよい。
【００１８】
図２は、周波数２倍器としてディメンションが決定されている例の場合の、本発明による周波数逓倍器１０の回路図である。周波数逓倍器１０は、各々のコレクタのパスにおいて、同調可能なタンク回路２２及び２３を具備する入力トランジスタ２０と２１との平衡対、並びにエミッタフォロワとして構成される出力トランジスタ２４を有している。カップリングコンデンサ２５と、電流源２６及び２７と、電圧源２８とが更に示されている。同調可能なタンク回路２２は、コンデンサ２９と、バリキャップ又はバラクタ３０と、インダクタ３１とを有している。前記同調可能なタンク回路２３は、コンデンサ３２と、バリキャップ又はバラクタ３３と、インダクタ３４とを有している。
【００１９】
図３は、本発明による電圧制御型発振器回路における同調可能なタンク回路４０を示している。同調可能なタンク回路４０は、インダクタ４１、４２、４３、及び４４と、バリキャップ４５及び４６と、コンデンサ４７及び４８と、抵抗４９及び５０とを有している。ノード（ｎｏｄｅ）５１において、同調電圧が印加されてもよい。コンデンサ４７と４８との間のノード５２は、コンデンサ４７及び４８と、バリキャップ４５及び４６と、抵抗４９及び５０とから形成される前記同調回路を電源Ｖｃｃに結合する。前記電圧制御型発振器（更なる詳細な図示略）のトランジスタ４７及び４８の各々のカップリングのためのカップリングコンデンサ５３及び５４が更に示されている。タンク回路４０は、実際前記電圧制御型発振器における周波数決定素子となる。タンク回路４０は、同様に周波数逓倍器１０において示されているようなバリキャップを使用して同調されてもよいが、図１に関連して記載されているように多くの代わりの同調メカニズムが従来技術において知られている。精度の高い追従をさせるように、同調可能なタンク回路９と１１とが整合することは不可欠なことである。
【００２０】
記載されているように、タンク回路２２、２３、及び４０において、好ましくは、オンチップの１ユニットの誘導性及び容量性素子が適用される。周波数２倍器の場合、インダクタ４１及び４２は、共にインダクタ３１又は３４の２倍のインダクタンスを有し、コンデンサ４５は、コンデンサ２９及び３０、又は３２及び３３の２倍の容量を有している。これにより、追従エラーが最小限となる。代わりに、インダクタンスが４倍で容量が同じであってもよい。代わりに、容量が４倍でインダクタンスが同じであってもよい。当該代わりの選択の場合、予想される、コンポーネント増加のより高い影響により、追従エラーはより高くなってもよい。周波数３倍器の場合、容量とインダクタンスとの両方は、前記発振器タンク回路において、３倍となってもよい。
【００２１】
図４は、タンク回路の、容量による同調の代わりの態様を示している。当該代わりの同調可能なタンク回路は、電界効果トランジスタ６２及び６３によってスイッチングされるスイッチトキャパシタ６０及び６１のアレイと、インダクタ６４と、バリキャップ６５とを有している。基本的に、バリキャップ６５は省略されてもよい。
【００２２】
図５は、タンク回路において使用されるための、インダクタの同調手段を示している。示されているように、ノード７２と７３との間に構成される直列構成のインダクタ７０と７１との対のうちの一つが、電界効果トランジスタ７４によってスイッチングされる。
【００２３】
図６は、本発明の動作を図示している。実線、すなわち高い選択度を有する周波数特性８０は、例えば２．４ＧＨｚ乃至２．５ＧＨｚの帯域における２．４５ＧＨｚのような所与の帯域の中間の周波数ｆ＝ｆ０における、タンク回路２２、２３、及び４０による、第二高調波の周波数選択度と、基本周波数ｆ０／２＝１．２２５ＧＨｚ、及び周波数３ｆ０／２＝３．６７５ＧＨｚにおける第三高調波のようなより高い高調波の抑圧状態とを示している。破線、すなわち周波数特性８１及び８２は、それぞれ２．４ＧＨｚ及び２．５ＧＨｚにおける帯域の外縁部における周波数特性である。前記縁部においても、前記発振器タンク回路の周波数特性は、前記周波数２倍器タンク回路、すなわちそれぞれ１．２ＧＨｚ及び１．２５ＧＨｚに対する発振器の周波数特性に追従する。図６に示されているように、高い選択度の周波数特性は、所与の帯域に渡ってわずかにシフトしている。
【００２４】
図７は、本発明の動作を更に図示している。ｆ＝ｆ０＝２．４５ＧＨｚにおける中間の周波数特性から前記帯域の外縁部まで細かな周波数ステップでシフトする、タンク回路９の周波数特性９０が示されている。前記ステップは、前記帯域内の物理チャネルの単位であってもよいし、他の好適な単位であってもよい。同調は、離散的又は連続的な態様で行われてもよい。これにより、本発明によれば、実線９１で示されているように、実際ほぼフラットな周波数特性が帯域全体に渡って得られる。
【００２５】
上記を考慮して、様々な変形例が、この場合従属請求項によって規定されるような本発明の範囲内に含まれると共に、本発明が、提供されている例に限定されないことは、当業者にとって明らかであろう。単語“有する”は、請求項に記載される構成要素又はステップ以外に構成要素又はステップの存在を排除するものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明によるトランシーバのブロック図を示している。
【図２】
本発明による周波数逓倍器の回路図を示している。
【図３】
本発明による電圧制御型発振器回路におけるタンク回路を示している。
【図４】
タンク回路の容量による同調手段を示している。
【図５】
タンク回路において使用されるインダクタの同調手段を示している。
【図６】
本発明の動作を示している。
【図７】
本発明の動作を更に示している。
Claims (11)
- 第一の周波数において第一の信号を生成し、前記第一の周波数において共振させるための第一のタンク手段を含む周波数発生手段と、
前記第一の信号の基本周波数の整数倍によって前記第一の信号を逓倍し、前記基本周波数の高調波の周波数で共振させるための第二のタンク手段を含み、前記高調波の周波数が前記整数倍によって決定され、前記高調波の周波数で第二の信号を出力するための出力手段を含み、前記第一のタンク手段が前記第一の周波数付近で高い周波数選択度を有し、前記第二のタンク手段が前記高調波の周波数付近で高い周波数選択度を有する周波数逓倍手段と、
前記第一及び第二のタンク手段を同時に同調させるための同調手段と、
送信信号のアップコンバートのために前記第二の信号を使用するアップコンバート手段と
を有する送信器。 - 前記同調手段が、前記帯域の物理チャネルの周波数単位で所与の帯域に渡って前記第二のタンク手段を同調させるように構成される請求項１に記載の送信器。
- 前記物理チャネルが、前記所与の帯域と比較して狭いチャネル帯域幅を有する請求項２に記載の送信器。
- 前記第一のタンク手段が、第一の周波数決定素子を有すると共に、前記第二のタンク手段が第二の周波数決定素子を有し、前記第一及び第二の周波数決定素子が第一のオンチップ整合素子である請求項１に記載の送信器。
- 前記第一のオンチップ整合素子が、１ユニットの容量性素子及び１ユニットの誘導性素子を有する請求項４に記載の送信器。
- 前記周波数発生手段が第一の能動素子を有すると共に前記周波数逓倍手段が第二の能動素子を有し、前記第一及び第二の能動素子が第二のオンチップ整合素子である請求項１に記載の送信器。
- 前記第一及び第二の能動素子が、整合するエミッタ面積を具備するバイポーラトランジスタを有する請求項６に記載の送信器。
- 前記第一及び第二の能動素子が、１ユニットのチャネルディメンションから成る電界効果トランジスタを有する請求項６に記載の送信器。
- 前記第一のタンク手段が第一の数の前記１ユニットの容量性素子及び第二の数の前記１ユニットの誘導性素子を有すると共に、前記第二のタンク手段が第三の数の前記１ユニットの容量性素子及び第四の数の前記１ユニットの容量性素子を有し、前記第一の数が前記第三の数の第一の倍数であると共に、前記第二の数が前記第四の数の第二の倍数であり、前記第一の倍数が、好ましくは前記第二の倍数に等しい請求項５に記載の送信器。
- 第一の周波数において第一の信号を生成し、前記第一の周波数において共振させるための第一のタンク手段を含む周波数発生手段と、
前記第一の信号の基本周波数の整数倍によって前記第一の信号を逓倍し、前記基本周波数の高調波の周波数で共振させるための第二のタンク手段を含み、前記高調波の周波数が前記整数倍によって決定され、前記高調波の周波数で第二の信号を出力するための出力手段を含み、前記第一のタンク手段が前記第一の周波数付近で高い周波数選択度を有し、前記第二のタンク手段が前記高調波の周波数付近で高い周波数選択度を有する周波数逓倍手段と、
前記第一及び第二のタンク手段を同時に同調させるための同調手段と
を有するトランシーバ。 - 第一の周波数において第一の信号を生成し、前記第一の周波数において共振させるための第一のタンク手段を含む周波数発生手段と、
前記第一の信号の基本周波数の整数倍によって前記第一の信号を逓倍し、前記基本周波数の高調波の周波数で共振させるための第二のタンク手段を含み、前記高調波の周波数が前記整数倍によって決定され、前記高調波の周波数で第二の信号を出力するための出力手段を含み、前記第一のタンク手段が前記第一の周波数付近で高い周波数選択度を有し、前記第二のタンク手段が前記高調波の周波数付近で高い周波数選択度を有する周波数逓倍手段と、
前記第一及び第二のタンク手段を同時に同調させるための同調手段と、
受信信号のダウンコンバートのための前記第二の信号を使用するダウンコンバート手段と
を有する受信器。
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