JP2004519188A - Switchable FET circuit - Google Patents
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Abstract
例えば、同期式DC/DC変換器に使用される所定の極性の入力DC電圧を切り替える切替え回路が提供される。切替え回路は高電位側パッケージ52と低電位側パッケージ56の間で分割され、各パッケージは、論理入力端子90と切替え出力端子84,86の間に接続されたスイッチ6,8を備えている。高電位および低電位パッケージの切替え出力端子84,86は入力電圧端子4,2の間に直列接続されている。パルス幅変調器18は各パッケージの論理入力端子90に接続され、交流制御信号を供給して高電位および低電位スイッチ6,8を交互に切り替える。高電位および低電位パッケージそれぞれは、各論理入力端子と各切替え出力端子の電圧のみに基づいて各スイッチを制御して、高電位および低電位側パッケージが同時に導通状態にならないようにする。論理回路150は所定の遅延を使用したり、出力端子の電圧に基づいて切り替えるセンス回路構成を統合可能である。このようにして、高電位および低電位パッケージ間の相互接続を制御する必要性が回避される。For example, a switching circuit for switching an input DC voltage having a predetermined polarity used in a synchronous DC / DC converter is provided. The switching circuit is divided between the high-potential-side package 52 and the low-potential-side package 56, and each package includes switches 6, 8 connected between a logic input terminal 90 and switching output terminals 84, 86. The switching output terminals 84, 86 of the high and low potential packages are connected in series between the input voltage terminals 4, 2. The pulse width modulator 18 is connected to the logic input terminal 90 of each package, and supplies an AC control signal to alternately switch the high potential and low potential switches 6 and 8. Each of the high-potential and low-potential packages controls each switch based only on the voltage of each logic input terminal and each switching output terminal so that the high-potential and low-potential side packages are not simultaneously turned on. The logic circuit 150 can use a predetermined delay or integrate a sense circuit configuration that switches based on the voltage of the output terminal. In this way, the need to control the interconnection between the high and low potential packages is avoided.
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は切替え型FET(電界効果トランジスタ)回路に関し、さらに、たとえば同期式DC/DC電圧変換器で使用されるような回路の動作方法に関する。
【0002】
【従来技術】
切替え型FETを備えている回路は周知である。例として、たとえば12Vの電源から1.5Vの電圧線を供給するような、ある電圧レベルから他の電圧レベルに電圧を変換するのによく使用されるDC(直流)/DC変換器が挙げられる。
【0003】
変換器の1形態である同期式DC/DC変換器を概略的に図1に示す。入力電圧Vinが入力端子2と4の間に加圧されている。1対のトランジスタ−−本例では電界効果トランジスタ−−6と8が入力端子2と4の間に接続されている。入力端子2に接続されたトランジスタ6は制御式FETまたは高電位側トランジスタと呼ばれ、接地側に接続されたトランジスタ8は同期式FETまたは低電位側トランジスタと呼ばれる。高電位側が低電位側より比較的、より正であるが、ただし、高電位側または低電位側が特に接地される必要は必ずしもない。
【0004】
トランジスタ6と8の間のノードは切替えノード10と呼ばれる。切替えノードはインダクタ12を介してコンデンサ14を渡って出力端子16に給電する。
【0005】
制御式および同期式FETはそれぞれの対応するドライバ30と32により駆動される。
【0006】
制御回路18には、入力制御端子20に至る入力端子と、帰還経路22を介して出力端子16から給電される他の入力端子とが備えられている。制御回路18は制御信号を供給して、FET6と8を制御して、切替え型トランジスタ6と8のオンとオフを繰り返すことで出力端子で電圧を保持する。制御信号は、制御式および同期式FETを交互に導通させる交流信号である。マークスペース比は可変であり、すなわち、制御式FETが導通している時間対同期式FETが導通する時間の比率が調整されて、出力端子16での目標電圧が達成される。
【0007】
こうしたDC/DC変換器の例としては、インテル株式会社に譲渡されたWO98/49607やLeeに譲渡された米国特許第5479089号が挙げられる。
【0008】
同期式DC/DC変換器の特色としては、高電位側トランジスタ6と低電位側トランジスタ8を同時にオンにすることが通常望ましいとは限らないことである。どちらのトランジスタもオンになると、制御式FETと同期式FETを介して2つの入力端子2と4の間を直接通る電流により入力電圧が短絡される。この現象は「シュートスルー(shoot−through)」とよばれる。したがって、制御回路18は通常、確実に2つのトランジスタ6と8の1方だけしかオンにならないように構成されている。
【0009】
上記のことは従来、2つの電圧をモニタすることによって実施される。切替えノード10の電圧は、高電位側トランジスタ6がオフになるまで低電位側トランジスタ8がオンに切り替わらないようにモニタされる。低電位側トランジスタ8のゲート24の電圧は、低電位側トランジスタ8がオフになるまで高電位側トランジスタがオンに切り替わらないようにモニタされる。例えば、特許文献1にはこの型の回路が記載されている。また例えば特許文献2にも同様の回路が記載されている。
【0010】
どちらのFETも非導通状態にあるデッドタイムは、トランジスタのしきい電圧と同期式FETの容量に応じて決まる。これらのしきい電圧とFETの容量はおおまかには、選択されたFETのパラメータの製造スプレッドならびに、個々の選択されたFETに応じて変化するものである。このことは、シュートスルーを回避するデッドタイムを生成するようにこうしたパラメータを控えめに見積もらなければならないことを意味している。こうすれば通常、使用された特定のFETに対して制御回路が最適化された場合に可能となるデッドタイムより長くなる。
【0011】
【特許文献1】
WO98/49607号
【特許文献2】
米国特許第5479089号明細書
【0012】
【発明が解決しようとする課題】
現行では、切替えとクロックの速度を増加させる方に向けられている。このことは、高電位側トランジスタ6と低電位側トランジスタ8のどちらもオンになっていないデッドタイムの重要性が増すことを意味する。このデッドタイムを短くすることが有益となる。
【0013】
並列に接続された複数のFETが単一の高電位側および低電位側トランジスタの代わりに使用されている場合には他の欠点が発生することになる。ゲート抵抗のバラツキや、FETが備えられた回路における製造上のバラツキにより再び引き起こされた他のパラメータに応じて並列接続FETは正確に同じ時間には決して切り替わることはなくなる。したがって、高電位側または低電位側FETがすべてオフに切り替わるとき、すなわち、他のFETがオンに切り替わるときを正確に判定するのが困難になる。通常は解決法として回路にゲート抵抗器を備えることが採用される。しかし、こうするとFETの切替えの速度が下がり、切替えに伴う損失が、特に高周波数において、増大することになる。したがって、並列接続FETの使用が一層容易になる回路構成を提供することが有益になるであろう。
【0014】
【課題を解決するための手段】
本発明によると、入力電圧に加圧された所定の電極の入力DC電圧を切り替える切替え回路が提供され、前記切替え回路は、それぞれが論理入力端子と、切替え出力端子間に接続されたスイッチとを備えた高電位側パッケージおよび低電位側パッケージとを備え、高電位側および低電位側パッケージの切替え出力端子は、入力電圧端子間に直列に接続されており、さらに、前記パッケージの論理入力端子に接続され、高電位および低電位側スイッチを交互に切り替えるように交流制御信号を論理入力端子に供給するパルス幅変調器とを備え、高電位側および低電位側パッケージはそれぞれ、高電位側および低電位側パッケージのスイッチが同時に導通しなくなるように各論理入力端子および切替え出力端子上の電圧のみに基づいて各スイッチを制御する論理回路構成を含んでいる。
【0015】
したがって、高電位側および低電位側回路間で制御信号を通過させるために複雑な回路構成を備えなくてもシュートスルーが防げる。必要な唯一つの制御信号は、論理レベルにある交流パルス幅変調(PWM:Pulse Width Modulated)制御信号である。高電位側および低電位側構成部中のドライバ回路が前記構成部中の他方からの信号には依存していないので、切替えの速度が速くなり、どちらのスイッチも非導通状態にあるデッドタイムが短くなる。
【0016】
前記のスイッチはFETでもかまわない。
【0017】
高電位側および低電位側パッケージを接続するノードは切替えノードと呼ばれる。各パッケージにおける論理回路構成には、切替えノードと電圧入力端子における電圧に基づいて対応するスイッチの切替えを制御するセンス回路を備えられている場合がある。
【0018】
好適実施例では、センス回路には、所定の電極に相対する極の電圧エッジを検出して電圧エッジが検出された後でのみ対応するFETをオンに切り替えるエッジ検出器が備えられている。
【0019】
代わりに、論理回路は、対応するFETがオンに切り替わる前と制御信号が切り替わった後の間に、遅延を引き起こす。
【0020】
ドライバ回路は制御回路から分離可能であり、ドライバ回路の低電圧側は対応するFETのソースに直接接続可能である。この方法で、ゲートを駆動する回路の領域を縮小できる。これにより、ゲート−ソースループインダクタンスを縮小して、ゲート−ソース電圧の上昇および下降をより迅速にする。さらに、ソース接続点における寄生インダクタンスにより、ゲート−ソース電圧の低下、その結果としてFETの切替えの低速化を引き起こすことがなくなる。
【0021】
ドライバは、ドライバとゲート間に抵抗器を備えなくても、対応するFETのゲートに直接接続可能である。こうした抵抗器は、同期式FETのゲート電圧をモニタすることで制御式FETがオンに切り替わる従来の設計では必要であった。
【0022】
高電位側および低電位側構成部は容易に並列構成可能である。というのは各構成部ともシュートスルーを回避するための回路構成を備えているからである。
【0023】
対応するパッケージに各FETとドライバを統合することで、広いスペースがうき、設計も広範囲に単純化できる。各FETは現在では、シュートスルーを防いでデッドタイムを縮小するように、適切な時間、確実に導通するようにデジタル入力をとり、自動的のそのゲートドライブを制御する装置とみなすことができる。
【0024】
高電位側構成部には、内部にブートストラップダイオードを備え、制御回路から分離可能である。これにより、FETで使用されている電圧は制御およびドライバ回路を駆動するのに使用されている電圧とは一致しなくなる。
【0025】
内部調整器は、ゲート駆動用の安定した動作電圧を確保して、備えてあるレベルシフタに給電するように構成されている。
【0026】
外部からのモニタしなくても、障害が発生すると、FETが直接遮断されるように熱保護が備えられている。
【0027】
容易に電力は増大可能である。たとえば、面実装パッケージに敷設された多層FR4 PCB上では、各デバイスの損失は約3Wに制限される。電力を増加させるためには、より多くの位相が必要である。すなわち、移相PWM信号を使用して様々な位相で追加FETを駆動することが必要である。というのは、シュートスルーや相互導通の恐れがあるためデバイスを並列化してパッケージを追加することは危険なためである。各構成部の切替えノードでの感知動作により、並列化が可能になり、本発明の解法が容易に解決できる。
【0028】
本発明はさらに高電位および低電位側構成部自体にも関する。したがって、他の態様では、本発明は、所定の極性の入力DC電圧を切り替える切替え回路で使用できる高電位側構成部に関し、高電位側構成部にはパッケージが備えられ、前記パッケージは、ソース、ドレインおよびゲートを含むFETと、ゲートを制御するドライバと、入力DC電圧の高電圧側を入力するドレインに接続された電圧入力端子と、ソースに接続された出力端子と、交互制御信号を受け取る論理入力端子と、論理入力に基づいて高電位側FETを切り替えるようにドライバを制御する論理回路と、を含み、前記論理回路には、入力DC電圧の出力端子と接地側の間に接続された低電位側FETとして前記FETが同時に導通することがないようにFETのソースの電圧を検出し論理入力に基づいてFETの切替えを制御してセンス回路が備えられている。
【0029】
さらに他の態様では、本発明は、所定の極性の入力DC電圧を切り替える切替え回路で使用される低電位側構成部に関し、低電位側構成部にはパッケージが備えられ、前記パッケージは、ソース、ドレインおよびゲートをもつFETと、ゲートを制御するドライバと、入力DC電圧の低電圧側を入力するソースに接続された電圧入力端子と、ドレインに接続された出力端子と、交流制御信号を受け取る論理入力端子と、論理入力端子上の切替えに基づいてFETを切り替えるようにドライバを制御する論理回路とを、含み、前記論理回路には、入力DC電圧の高電圧側と出力端子の間に接続された高電位側FETとして、同時にFETが導通しなくなるようにFETのドレインの電圧を検出し論理入力に基づいてFETの切替えを制御するセンス回路が備えられ、前記ドライバは論理回路から分離され、ソースに直接準拠されている。
【0030】
本発明は、入力DC端子と切替えノードの間に接続された制御式FETを備えた高電位側構成部と、切替えノードと接地端子に接続された同期式FETを備えた低電位側構成部とを含む同期式DC/DC変換器回路を可動する方法に関し、交流制御信号により高電位側パッケージと低電位側パッケージを交互に駆動する工程と、同期式および制御式FETが同時にオンに切り替わらないようにする工程と、から成る。上記の方法は、高電位側パッケージにおいて第1極性から第2極性への交流制御信号の極性の変化に応じて、制御式FETをオフに切り替え、第2極性から第1極性への交流信号の極性の変化に応じて、遅延時間をおいて、制御式FETをオンに切り替えて、低電位側パッケージにおいて第2極性から第1極性への交流信号の極性変化に応じて、同期式FETをオフに切り替えて、第1極性から第2極性に交流信号の極性の変化に応じて、遅延時間をおいて、同期式FETをオンに切り替えることにより達成される。
【0031】
遅延工程には所定の時間の遅延が含まれる。
【0032】
代わりに、遅延工程には、切替えノードの電圧の負エッジを待ち、各FETのオンへの切替えをトリガーする工程が含まれている。
【0033】
本発明をより良く理解するために、特定の実施例を、添付図面を参照しながら、実質的に例を介しながら以下に説明する。
【0034】
【発明の実施の形態】
図2を参照すると、本発明の特定の実施形態は低電位側構成部56に関する。低電位側構成部には, ドレイン106、ソース108およびゲート110を含む同期式FET8が備えられている。ドレイン106とソース108はそれぞれドレイン端子84とソース端子86に接続されている。ドライバ32はゲート110に接続されて、ゲート110を駆動する。論理回路150は、論理レベル入力端子90で受け取った信号に応じてドライバ32を駆動する。
【0035】
論理回路には、同期式FET8のドレイン106で所定の電圧状態が発生するとドライバ32をトリガーするセンス回路153が備えられている。センス回路153は、電圧が所定レベル、たとえば、−0.5V以下に低下するときにトリガーするように構成されている。代わりに、センス回路は、同期式FETのドレイン106の負方向エッジでトリガーすることも可能である。論理回路構成150は、論理レベル入力端子90の信号が第1極性から第2極性に替わるときにドライバ32をオフにするように構成されている。交流信号が第2極性から第1極性に逆反転すると、ドライバ32は、センス回路153がトリガーした後でのみオンに切り替わる。この様にして、論理レベル入力端子90に供給された論理信号以外の外部論理接続部は不必要になる。
【0036】
論理回路150は接続線により給電されて、Vccおよび接地にそれぞれ接続された入力端子80、82に給電する。ドライバ回路への接地帰還は接地端子82ではなく、直接ドライバ帰還線138に沿ってFETのソース108に至る。したがって、論理回路150には、ドレインの電圧を感知してドライバ32をトリガーする、ドレイン106に接続されたセンス入力端子152が備えられている。
【0037】
低電位側構成部におけるドライバ32とソース108の間の直接接続線138は、ゲート110を駆動するのに使用される電流用の低インダクタンス帰還経路である。すなわち、ドライバ32、ゲート110および帰還経路138の面積は縮小される。これにより、寄生インダクタンスを通過する切替え電流により引き起こされる一過性の影響が抑えられる。しかし、直接接続線は必須ではない。
【0038】
レベルシフト回路136は、論理回路とドライバ32の間に示されている。同様にこれも必須ではない、ただし同期FETドライバ32を分離することで、直接接続線138が半導体ダイの本体、したがって、論理回路150における電圧を大幅に振幅させるといった悪影響を及ぼすことは確実に無くなる。
【0039】
対応する高電位側構成部52が図3に示されている。制御式FET6はドレイン100と、ソース102とゲート104を備えている。ドレイン100とソース102はそれぞれドレイン端子84とソース端子86に接続されている。ドライバ30はゲート110に接続されて、ゲート110を駆動する。論理回路150は、論理レベル入力端子90で受け取られた信号に応じてレベルシフト回路136を介してドライバ30を駆動する。
【0040】
論理回路150には、低電位側構成部56の場合のように、ドライバ32をトリガーするセンス回路153が備えてある。しかし、この場合には、電圧は制御式FET6のソース102で検出される。センス回路153は、電圧が所定レベル、たとえば、−0.5V以下に下がるときにトリガーするように構成可能である。代わりに、センス回路は負方向エッジでトリガー可能である。論理回路150は、論理レベル入力端子90の信号が第2極性から第1極性に替わるときにドライバ32をオフにする(同じ極性は低電位側構成部56において上記に使用されているように意図されている)。交流信号が第1極性から第2極性に逆に反転すると、ドライバ32はセンス回路153がトリガーした後でのみオンになる。この様にして、論理レベル入力端子90に送られる論理信号とは別の外部論理接続部は制御式FETを制御するのには不必要である。
【0041】
制御式FET6および同期式FET8が交互にオンに切り替えられるのが望ましい。高電位側構成部52と低電位側構成部56についての上記の記載では、高電位側構成部52および低電位側構成部56の1方の論理入力端子90に加えられた信号が他方の論理入力端子に加えられた信号と同じであると仮定されているので、交流信号が1方の極性のときには、制御式FET6同期式FET8の1方がオンになり、他方の極性の時には、制御式FET6および同期式FET8の他方がオンになる。
【0042】
当然のことながら、たとえば入力端子90の1つに接続されたインバータを用いて本発明が外部で実行されるように制御式FET6および同期式FET8における論理回路150を構成することも可能である。この場合には、制御式FET6がオンに切り替わるのは、低電位側パッケージ56の論理入力端子90に加えられるとき同期式FET8をオンにする信号の極性と、高電位側パッケージ52の論理入力端子90に加えられた同じ極性の信号によってである。
【0043】
論理回路150は、Vccと接地にそれぞれ接続された入力端子80と82に給電するように接続線により給電される。ドライバ回路の接地帰還は接地端子82ではなく直接ドライバ帰還138を介してFETのソース102に至る。
【0044】
ブートストラップダイオード160は高電圧入力端子80とブースト端子94の間に接続され、ドライバ30に給電する。ブートストラップダイオードは必須ではない。たとえば、十分な入力DC電圧が利用可能なときには省略可能である。代わりに、ドライバは、Vcc入力端子80から直接に給電可能である。
【0045】
スイッチや代替方式はpチャンネルFETやバイポーラトランジスタさえ使用可能なので、例示のように、nチャンネルFETの使用は必須ではない。低電位側構成部のnチャンネルFETと共に高電位側構成部のpチャンネルFETを使用すると特に有益である。こうした場合には、ブートストラップダイオード160を省略可能である。
【0046】
高電位側構成部52と低電位側構成部56は接続されて、図4に示すような回路を構成する。図示の実施例の高電位側構成部52と低電位側構成部56それぞれには、1つのダイとして実施されたFET6、8と、対応する論理回路構成150と、ドライバ30、32と、各単一分離ダイ50、54として実施されたレベルシフタ132、136とが含まれている。
【0047】
高電位側制御式FET6と低電位側同期式FET8は、供給入力端子4と接地2の間に直列接続されている。所定の極性のDC入力電圧はこうした入力端子の間に接続されている。
【0048】
制御式FET6のドレイン100は電源入力端子4とソース102に接続されて、ノード10を切り替える。同期式FET8のドレイン106は切替えノード10とソース108に接続されて接地2に至る。
【0049】
切替えノード10はインダクタ12とコンデンサ14を介して接地されている。回路の出力端子16がインダクタ12とコンデンサ14の間で取られている。
【0050】
制御回路18は、論理入力端子90を介して論理レベル交流パルス幅変調(PWM)切替え信号を供給する。制御回路は論理回路150を駆動する。帰還経路22は出力端子16から制御回路18への帰還を提供する。交流PWM切替え信号のマークスペース比率、すなわち、切替え信号が高レベルの時間対低レベルの時間の比率、が、出力端子16での出力電圧を制御するよう変化する。制御回路18としては、様々な適切な回路が知られているので、これ以上は説明しない。適切なPWM出力信号を供給する広範な制御回路と共に使用可能なのが本発明の特色である。
【0051】
個別電圧入力端子36は、ドライバ30,32、論理回路150、および制御回路18に給電する。
【0052】
制御回路18は、出力端子16の電圧を必要な値に維持するように帰還経路22を使用して制御される一連の制御信号切替えパルスを供給する。
【0053】
制御信号が低下すると、制御式FET6がスイッチオフになる。このため、電流がインダクタ12により引きだされ続けているので、制御式FET6を通過するよりも切替えノード10の電圧が低下し始めて、電流が同期式FET8の本体ダイオード164を通過する。このプロセスは、同期式FET8の本体ダイオード164上の電圧低下により判定される切替えノード10の電圧で終了する。この電圧は約−0.8Vである。
【0054】
切替えノードの電圧が所定の基準値、たとえば、−0.5Vよりも低下すると、低電位側構成部の論理回路150がトリガーされて、低電位側ドライバ32、ひいては、同期式FET8をオンにする。切替えノード10の電圧は制御式FET6がスイッチオフされるまで負になることはないので、シュートスルーの発生の危険性は回避される。
【0055】
同期式FET8がオンに切り替わり、飽和状態になると、切替えノード10の電圧は約−0.1Vに上昇する。
【0056】
制御信号が上昇すると、最初に、同期式FET8がオフに切り替わる。再び、電流が同期式FETの本体ダイオード164に送られて、切替えノード10の電圧は負方向に進む。電圧が所定の電圧よりも下降すると、高電位側構成部の論理回路150がトリガーされ、この場合には、ドライバ30がオンになり、制御FET6がオンに切り替えられる。
【0057】
次いで、このサイクルが繰り返される。
【0058】
したがって、制御FET8は、切替えノード10を介して、同期式FET8の本体ダイオード164が導通状態にあることを検出するときのみ、オンになる。この方式は、同期式FET8のゲート110の電圧を用いる従来の方式よりもより正確な方法で同期式FET8がオフに切り替わると信じられている。こうした精度がより高まった結果、デバイスを迅速に切り替える上での本質的な問題である、どちらのFETも非導通状態にあるときのデッドタイムが短くなる。
【0059】
高電位側構成部52および低電位側構成部56のそれぞれの内部の単純なドライバ30またはドライバ32を、対応するFETのソースゲートとドレインの一方の電圧に反応するセンス回路150に組み合わせることで、高電位側および低電位側回路間に流れる制御信号がなくても同期式DC/DC動作が確保可能になる。必要とされる唯一つの制御信号は交流パルス幅変調(PWM)制御信号であり、この信号は論理レベルにある。高電位構成部52および低電位側構成部56のドライバ回路30,32が上記両構成部52,56の他方からの信号に依存していないので、切替えはより迅速になり、FETのどちらも非導通状態にあるデッドタイムを短縮できる。
【0060】
ドライバ30とドライバ32は、ドライバ30とドライバ32およびゲート104とゲート110の間に抵抗器を配置する必要なく、対応するFET6とFET8のゲート104とゲート110に直接接続されている。こうした抵抗器は、同期式FET8のゲート110の電圧をモニタすることでトリガーされて制御式FET6がオンに切り替わる従来の設計では必要になる場合がある。
【0061】
FET6とFET8およびドライバ30とドライバ32を含む高電位側構成部52と低電位側構成部56は、それぞれシュートスルーを回避する独自の回路構成を備えているので、容易に並列構成可能である。
【0062】
FET6またはFET8と共にドライバ30またはドライバ32を備えることで、ボード上の面積を縮小できるし、ボードの設計を単純化できる。各構成部52または56は、デジタル入力を取ってそのゲートドライブを自動的に制御して、確実に適切な時点で導通状態になりシュートスルーを防ぎデッドタイムを短くすることができるデバイスと考えられる。
【0063】
オプションのブートストラップコンデンサ162は高電位側構成部のドライバ30上に電圧を保持する。コンデンサの電荷は、切替えノードの電圧が低いとき、すなわち、同期式FETがオンの期間の最後の方で、サイクルの各時点において、ダイオード160に充電される。適切な代替電圧源が利用可能な場合にはコンデンサ162は省略できる。
【0064】
外部からモニタすることなく、障害が発生した場合には直接FETを遮断できるように熱保護が備えられている。
【0065】
電力の増加がより一層容易になる。表面装備パッケージが敷設されたマザーボード上で、各デバイスの最高電力損失が、あるレベルに制限される。電力を増大させるためには、より多くの位相が必要である、すなわち、移相式PWM信号を用いて様々な位相で追加FETを駆動する必要がある。とういのはシュートスルーまたは相互導通の恐れがあるのでデバイスの並列化は危険なためである。各構成部の切替えノードでの感知により、並列化が可能になり、本発明の解法は容易に解決できる。
【0066】
本発明は、パワー変換器、自動システム、パワーインターフェースの論理変換器、電源、モータドライブに適用できる。
【0067】
本発明は、図示の構成に制限されるものではない。たとえば、ゲートドライブの確実な動作電圧を確保して、任意のレベルシフタに給電するように内部調整器を備えることも可能である。
【0068】
高電位および低電位側構成部52と56はそれぞれ、図示の実施例の単一パッケージに集積されている。しかし、単一パッケージに回路全体を集積することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【図1】
従来の同期式DC/DC変換器の概略構成図である。
【図2】
本発明の第1実施形態の概略構成図である。
【図3】
本発明の第2実施形態の概略構成図である。
【図4】
図2および図3に示す構成を用いた同期式DC/DC電圧変換器の一実施形態の構成を示す図。
【符号の説明】
56 低電位側構成部
8 同期式FET
106 ドレイン
108 ソース
110 ゲート
150 論理回路
153 センス回路
136 レベル移相回路[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to switched FET (field effect transistor) circuits and, more particularly, to methods of operating such circuits as used in, for example, synchronous DC / DC voltage converters.
[0002]
[Prior art]
Circuits with switchable FETs are well known. Examples include DC / DC converters that are commonly used to convert voltage from one voltage level to another, such as providing a 1.5V voltage line from a 12V power supply. .
[0003]
FIG. 1 schematically shows a synchronous DC / DC converter which is one form of the converter. The input voltage Vin is applied between the input terminals 2 and 4. A pair of transistors--in this example, field effect transistors--6 and 8 are connected between input terminals 2 and 4. The transistor 6 connected to the input terminal 2 is called a control FET or a high-potential transistor, and the transistor 8 connected to the ground is called a synchronous FET or a low-potential transistor. The high potential side is relatively more positive than the low potential side, although it is not necessary that the high or low potential side be specifically grounded.
[0004]
The node between transistors 6 and 8 is called switching node 10. The switching node feeds output terminal 16 across capacitor 14 via inductor 12.
[0005]
Controlled and synchronous FETs are driven by corresponding drivers 30 and 32, respectively.
[0006]
The control circuit 18 has an input terminal reaching the input control terminal 20 and another input terminal supplied with power from the output terminal 16 via the feedback path 22. The control circuit 18 supplies a control signal to control the FETs 6 and 8, and keeps the voltage at the output terminal by repeatedly turning on and off the switching transistors 6 and 8. The control signal is an AC signal that alternately conducts the control type and the synchronous type FET. The mark space ratio is variable, i.e., the ratio of the time that the controlled FET is conducting to the time that the synchronous FET is conducting is adjusted to achieve the target voltage at the output terminal 16.
[0007]
Examples of such DC / DC converters include WO98 / 49607 assigned to Intel Corporation and US Pat. No. 5,479,089 assigned to Lee.
[0008]
A feature of the synchronous DC / DC converter is that it is not always desirable to turn on the high potential side transistor 6 and the low potential side transistor 8 simultaneously. When both transistors are turned on, the input voltage is short-circuited by current flowing directly between the two input terminals 2 and 4 via the controllable FET and the synchronous FET. This phenomenon is called "shoot-through". Therefore, the control circuit 18 is normally configured to ensure that only one of the two transistors 6 and 8 is turned on.
[0009]
This is conventionally done by monitoring two voltages. The voltage at the switching node 10 is monitored so that the low-side transistor 8 does not switch on until the high-side transistor 6 turns off. The voltage at the gate 24 of the low-side transistor 8 is monitored so that the high-side transistor does not switch on until the low-side transistor 8 turns off. For example, Patent Document 1 describes a circuit of this type. Also, for example, a similar circuit is described in Patent Document 2.
[0010]
The dead time during which both FETs are non-conductive is determined by the threshold voltage of the transistor and the capacity of the synchronous FET. These threshold voltages and FET capacities will vary roughly depending on the manufacturing spread of the parameters of the selected FET, as well as on the individual selected FET. This means that these parameters must be conservatively estimated to produce dead time that avoids shoot-through. This typically results in a longer dead time than would be possible if the control circuit were optimized for the particular FET used.
[0011]
[Patent Document 1]
WO98 / 49607
[Patent Document 2]
U.S. Pat. No. 5,479,089
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
Currently, it is aimed at increasing switching and clock speeds. This means that the importance of the dead time in which neither the high-potential-side transistor 6 nor the low-potential-side transistor 8 is turned on increases. It is beneficial to shorten this dead time.
[0013]
Another drawback occurs when multiple FETs connected in parallel are used instead of a single high-side and low-side transistor. Depending on variations in gate resistance and other parameters that are again caused by manufacturing variations in the circuits in which the FETs are provided, the parallel-connected FETs will never switch at exactly the same time. Therefore, it is difficult to accurately determine when all of the high-potential-side or low-potential-side FETs are turned off, that is, when other FETs are turned on. Usually, a solution is to provide a gate resistor in the circuit. However, this slows down the switching of the FETs and increases the losses associated with switching, especially at high frequencies. Therefore, it would be beneficial to provide a circuit configuration that would make the use of parallel connected FETs easier.
[0014]
[Means for Solving the Problems]
According to the present invention, there is provided a switching circuit for switching an input DC voltage of a predetermined electrode pressurized to an input voltage, wherein the switching circuit includes a logic input terminal and a switch connected between the switching output terminals. A high-potential-side package and a low-potential-side package provided, switching output terminals of the high-potential-side and low-potential-side packages are connected in series between input voltage terminals, and further, a logic input terminal of the package. And a pulse width modulator for supplying an AC control signal to a logic input terminal so as to alternately switch between a high potential side switch and a low potential side switch. Each switch based on only the voltage on each logic input terminal and switching output terminal so that the switches on the potential side package do not conduct simultaneously. Control to contain logic circuitry.
[0015]
Therefore, shoot-through can be prevented without providing a complicated circuit configuration for passing a control signal between the high potential side circuit and the low potential side circuit. The only control signal required is an AC Pulse Width Modulated (PWM) control signal that is at a logic level. Since the driver circuits in the high-potential side and low-potential side components do not depend on signals from the other of the components, the switching speed is increased, and the dead time when both switches are non-conductive is reduced. Be shorter.
[0016]
The switch may be an FET.
[0017]
A node connecting the high potential side package and the low potential side package is called a switching node. The logic circuit configuration in each package may include a sense circuit that controls switching of a corresponding switch based on a voltage at a switching node and a voltage input terminal.
[0018]
In a preferred embodiment, the sense circuit includes an edge detector that detects the voltage edge of the pole opposite the predetermined electrode and turns on the corresponding FET only after the voltage edge is detected.
[0019]
Instead, the logic circuit causes a delay before the corresponding FET switches on and after the control signal switches.
[0020]
The driver circuit can be separated from the control circuit, and the low voltage side of the driver circuit can be directly connected to the source of the corresponding FET. In this manner, the area of the circuit for driving the gate can be reduced. This reduces the gate-source loop inductance and makes the gate-source voltage rise and fall more quickly. Furthermore, the parasitic inductance at the source connection prevents the gate-source voltage from lowering and consequently slowing down the FET switching.
[0021]
The driver can be directly connected to the gate of the corresponding FET without providing a resistor between the driver and the gate. Such a resistor was necessary in conventional designs where the controlled FET was turned on by monitoring the gate voltage of the synchronous FET.
[0022]
The high-potential-side and low-potential-side components can be easily configured in parallel. This is because each component has a circuit configuration for avoiding shoot-through.
[0023]
By integrating each FET and driver in the corresponding package, a large space is available and the design can be simplified over a wide range. Each FET can now be viewed as a device that takes a digital input to ensure conduction for an appropriate time and automatically controls its gate drive to prevent shoot-through and reduce dead time.
[0024]
The high potential side component has a bootstrap diode inside and can be separated from the control circuit. This causes the voltage used in the FET to be inconsistent with the voltage used to drive the control and driver circuits.
[0025]
The internal regulator secures a stable operating voltage for driving the gate and is configured to supply power to the provided level shifter.
[0026]
Even without external monitoring, thermal protection is provided so that if a fault occurs, the FET is directly shut off.
[0027]
The power can easily be increased. For example, on a multilayer FR4 PCB laid in a surface mount package, the loss of each device is limited to about 3W. More phases are needed to increase the power. That is, it is necessary to drive additional FETs at various phases using the phase shifted PWM signal. This is because it is dangerous to add a package by paralleling devices because of the possibility of shoot-through and mutual conduction. The sensing operation at the switching node of each component enables parallelization, and the solution of the present invention can be easily solved.
[0028]
The invention also relates to the high and low potential components themselves. Therefore, in another aspect, the invention relates to a high-potential component that can be used in a switching circuit for switching an input DC voltage of a predetermined polarity, wherein the high-potential component comprises a package, wherein the package comprises a source, FET including a drain and a gate, a driver for controlling the gate, a voltage input terminal connected to the drain for inputting the high voltage side of the input DC voltage, an output terminal connected to the source, and logic for receiving an alternating control signal An input terminal; and a logic circuit for controlling a driver to switch the high-side FET based on the logic input, wherein the logic circuit includes a low-level terminal connected between an output terminal of the input DC voltage and the ground side. By detecting the voltage of the source of the FET and controlling the switching of the FET based on the logical input so that the FET does not conduct simultaneously as the potential side FET. Nsu circuit is provided.
[0029]
In yet another aspect, the invention relates to a low potential component used in a switching circuit for switching an input DC voltage of a predetermined polarity, wherein the low potential component comprises a package, wherein the package comprises a source, FET having a drain and a gate, a driver for controlling the gate, a voltage input terminal connected to a source for inputting a low voltage side of the input DC voltage, an output terminal connected to the drain, and a logic for receiving an AC control signal An input terminal, and a logic circuit controlling the driver to switch the FET based on the switching on the logic input terminal, wherein the logic circuit is connected between the high voltage side of the input DC voltage and the output terminal. The high-potential side FET detects the voltage at the drain of the FET and controls switching of the FET based on the logical input so that the FET does not conduct at the same time. Scan circuit mounted, the driver is separated from the logic circuit and is compliant directly to the source.
[0030]
The present invention provides a high-potential-side component having a controlled FET connected between an input DC terminal and a switching node, and a low-potential-side component having a synchronous FET connected to a switching node and a ground terminal. For driving a synchronous DC / DC converter circuit including a step of alternately driving a high-potential-side package and a low-potential-side package by an AC control signal, and preventing synchronous and control-type FETs from being simultaneously turned on. And In the above method, the controllable FET is turned off in response to a change in the polarity of the AC control signal from the first polarity to the second polarity in the high-potential side package, and the AC signal is switched from the second polarity to the first polarity. The control type FET is turned on after a delay time according to the polarity change, and the synchronous type FET is turned off according to the polarity change of the AC signal from the second polarity to the first polarity in the low potential side package. This is achieved by switching the synchronous FET on after a delay time according to the change in the polarity of the AC signal from the first polarity to the second polarity.
[0031]
The delay step includes a delay of a predetermined time.
[0032]
Instead, the delaying step includes waiting for the negative edge of the voltage at the switching node and triggering each FET to switch on.
[0033]
BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS For a better understanding of the present invention, certain embodiments are described below, by way of example only, with reference to the accompanying drawings.
[0034]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Referring to FIG. 2, a particular embodiment of the present invention relates to the low side component 56. The low potential side component includes a synchronous FET 8 including a drain 106, a source 108, and a gate 110. The drain 106 and the source 108 are connected to a drain terminal 84 and a source terminal 86, respectively. The driver 32 is connected to the gate 110 and drives the gate 110. The logic circuit 150 drives the driver 32 according to the signal received at the logic level input terminal 90.
[0035]
The logic circuit includes a sense circuit 153 that triggers the driver 32 when a predetermined voltage state occurs at the drain 106 of the synchronous FET 8. The sense circuit 153 is configured to trigger when the voltage drops to a predetermined level, for example, -0.5 V or less. Alternatively, the sense circuit could trigger on the negative edge of the synchronous FET drain 106. The logic circuit configuration 150 is configured to turn off the driver 32 when the signal at the logic level input terminal 90 changes from the first polarity to the second polarity. When the AC signal reverses from the second polarity to the first polarity, the driver 32 switches on only after the sense circuit 153 triggers. In this way, external logic connection parts other than the logic signal supplied to the logic level input terminal 90 become unnecessary.
[0036]
Logic circuit 150 is powered by a connection line to power input terminals 80 and 82 which are connected to Vcc and ground, respectively. The ground feedback to the driver circuit goes not directly to the ground terminal 82 but directly to the FET source 108 along the driver feedback line 138. Accordingly, the logic circuit 150 includes a sense input terminal 152 connected to the drain 106 that senses the voltage at the drain and triggers the driver 32.
[0037]
The direct connection 138 between the driver 32 and the source 108 in the low side component is a low inductance feedback path for the current used to drive the gate 110. That is, the areas of the driver 32, the gate 110, and the feedback path 138 are reduced. This reduces transient effects caused by switching currents passing through the parasitic inductance. However, a direct connection is not required.
[0038]
The level shift circuit 136 is shown between the logic circuit and the driver 32. Again, this is not essential, but isolating the synchronous FET driver 32 ensures that the direct connection 138 does not have the adverse effect of significantly swinging the voltage on the body of the semiconductor die, and thus on the logic circuit 150. .
[0039]
The corresponding high-side component 52 is shown in FIG. The controllable FET 6 has a drain 100, a source 102 and a gate 104. Drain 100 and source 102 are connected to drain terminal 84 and source terminal 86, respectively. The driver 30 is connected to the gate 110 and drives the gate 110. The logic circuit 150 drives the driver 30 via the level shift circuit 136 according to the signal received at the logic level input terminal 90.
[0040]
The logic circuit 150 includes a sense circuit 153 that triggers the driver 32, as in the case of the low-potential-side configuration unit 56. However, in this case, the voltage is detected at the source 102 of the controlled FET 6. The sense circuit 153 can be configured to trigger when the voltage drops below a predetermined level, for example, -0.5V. Instead, the sense circuit can be triggered on the negative going edge. The logic circuit 150 turns off the driver 32 when the signal at the logic level input terminal 90 switches from the second polarity to the first polarity (the same polarity is intended as used above in the low potential side component 56). Has been). When the AC signal reverses from the first polarity to the second polarity, the driver 32 turns on only after the sense circuit 153 has triggered. In this way, an external logic connection separate from the logic signal sent to logic level input terminal 90 is not necessary to control the controlled FET.
[0041]
It is desirable that the control FET 6 and the synchronous FET 8 are alternately turned on. In the above description of the high potential side component 52 and the low potential side component 56, the signal applied to one logic input terminal 90 of the high potential side component 52 and the low potential side component 56 is used for the other logic. Since it is assumed that the signal applied to the input terminal is the same, when the AC signal has one polarity, one of the control type FET 6 and the synchronous FET 8 turns on, and when the AC signal has the other polarity, the control type FET 6 The other of the FET 6 and the synchronous FET 8 is turned on.
[0042]
Of course, it is also possible to configure the logic circuit 150 in the controllable FET 6 and the synchronous FET 8 so that the invention is implemented externally, for example using an inverter connected to one of the input terminals 90. In this case, the control-type FET 6 is switched on because the polarity of the signal that turns on the synchronous FET 8 when applied to the logic input terminal 90 of the low potential side package 56 and the logic input terminal of the high potential side package 52 90 due to the signal of the same polarity applied to 90.
[0043]
Logic circuit 150 is powered by connection lines to power input terminals 80 and 82 which are connected to Vcc and ground, respectively. The ground feedback of the driver circuit reaches the FET source 102 directly via the driver feedback 138 instead of the ground terminal 82.
[0044]
The bootstrap diode 160 is connected between the high voltage input terminal 80 and the boost terminal 94 and supplies power to the driver 30. A bootstrap diode is not required. For example, it can be omitted when sufficient input DC voltage is available. Alternatively, the driver can be powered directly from the Vcc input terminal 80.
[0045]
As illustrated, the use of n-channel FETs is not essential, as switches and alternatives can use p-channel FETs and even bipolar transistors. It is particularly advantageous to use a p-channel FET in the high-side component with an n-channel FET in the low-side component. In such a case, the bootstrap diode 160 can be omitted.
[0046]
The high-potential-side component 52 and the low-potential-side component 56 are connected to form a circuit as shown in FIG. Each of the high-potential-side component 52 and the low-potential-side component 56 in the illustrated embodiment has an FET 6, 8 implemented as one die, a corresponding logic circuit configuration 150, drivers 30, 32, Included are level shifters 132, 136 implemented as separate dies 50, 54.
[0047]
The high-potential-side control FET 6 and the low-potential-side synchronous FET 8 are connected in series between the supply input terminal 4 and the ground 2. A DC input voltage of a predetermined polarity is connected between these input terminals.
[0048]
The drain 100 of the controlled FET 6 is connected to the power input terminal 4 and the source 102 to switch the node 10. The drain 106 of the synchronous FET 8 is connected to the switching node 10 and the source 108 and reaches the ground 2.
[0049]
The switching node 10 is grounded via an inductor 12 and a capacitor 14. An output terminal 16 of the circuit is taken between the inductor 12 and the capacitor 14.
[0050]
The control circuit 18 supplies a logic level AC pulse width modulation (PWM) switching signal via a logic input terminal 90. The control circuit drives the logic circuit 150. Feedback path 22 provides feedback from output terminal 16 to control circuit 18. The mark space ratio of the AC PWM switching signal, that is, the ratio of the time the switching signal is high to the time low, changes to control the output voltage at output terminal 16. Various suitable circuits are known for the control circuit 18 and will not be described further. It is a feature of the present invention that it can be used with a wide variety of control circuits that provide a suitable PWM output signal.
[0051]
The individual voltage input terminal 36 supplies power to the drivers 30 and 32, the logic circuit 150, and the control circuit 18.
[0052]
Control circuit 18 provides a series of control signal switching pulses that are controlled using feedback path 22 to maintain the voltage at output terminal 16 at the required value.
[0053]
When the control signal drops, the controlled FET 6 switches off. Because of this, the current continues to be drawn by the inductor 12, so that the voltage at the switching node 10 begins to drop more than through the controlled FET 6, and the current passes through the body diode 164 of the synchronous FET 8. This process ends with the voltage at the switching node 10 determined by the voltage drop on the body diode 164 of the synchronous FET 8. This voltage is about -0.8V.
[0054]
When the voltage of the switching node falls below a predetermined reference value, for example, -0.5 V, the logic circuit 150 of the low-potential-side component is triggered to turn on the low-potential-side driver 32 and, consequently, the synchronous FET 8. . Since the voltage at the switching node 10 does not go negative until the controlled FET 6 is switched off, the risk of shoot-through is avoided.
[0055]
When the synchronous FET 8 switches on and becomes saturated, the voltage at the switching node 10 rises to about -0.1V.
[0056]
When the control signal rises, first the synchronous FET 8 switches off. Again, current is sent to the body diode 164 of the synchronous FET, and the voltage at the switching node 10 goes negative. When the voltage drops below a predetermined voltage, the logic circuit 150 of the high-side component is triggered, in which case the driver 30 is turned on and the control FET 6 is turned on.
[0057]
This cycle is then repeated.
[0058]
Therefore, the control FET 8 is turned on only when it detects, via the switching node 10, that the body diode 164 of the synchronous FET 8 is conducting. This scheme is believed to switch the synchronous FET 8 off in a more accurate manner than the conventional scheme using the voltage at the gate 110 of the synchronous FET 8. As a result of this increased accuracy, the dead time when both FETs are non-conducting, which is an essential problem in switching devices quickly, is reduced.
[0059]
By combining the simple driver 30 or the driver 32 inside each of the high potential side component 52 and the low potential side component 56 with the sense circuit 150 responsive to one of the source gate and drain voltages of the corresponding FET, Even if there is no control signal flowing between the high potential side circuit and the low potential side circuit, synchronous DC / DC operation can be ensured. The only control signal required is an AC pulse width modulation (PWM) control signal, which is at a logic level. Since the driver circuits 30, 32 of the high-potential component 52 and the low-potential component 56 do not depend on the signal from the other of the components 52, 56, the switching is quicker and neither of the FETs is switched off. The dead time in the conductive state can be reduced.
[0060]
The drivers 30 and 32 are directly connected to the gates 104 and 110 of the corresponding FETs 6 and 8, without the need to place resistors between the drivers 30 and 32 and the gates 104 and 110. Such a resistor may be needed in conventional designs where the controlled FET 6 switches on, triggered by monitoring the voltage at the gate 110 of the synchronous FET 8.
[0061]
The high-potential-side constituent section 52 and the low-potential-side constituent section 56 including the FETs 6 and 8 and the driver 30 and the driver 32 each have their own circuit configuration for avoiding shoot-through, so that they can be easily configured in parallel.
[0062]
By providing the driver 30 or the driver 32 together with the FET 6 or the FET 8, the area on the board can be reduced and the design of the board can be simplified. Each component 52 or 56 is considered to be a device that takes a digital input and automatically controls its gate drive to ensure that it is conducting at the appropriate time, preventing shoot-through and reducing dead time. .
[0063]
An optional bootstrap capacitor 162 holds the voltage on the driver 30 of the high side component. The capacitor charge is charged to the diode 160 at each point in the cycle when the voltage at the switching node is low, ie, at the end of the period when the synchronous FET is on. Capacitor 162 can be omitted if a suitable alternative voltage source is available.
[0064]
Thermal protection is provided so that the FET can be cut off directly in the event of a failure without external monitoring.
[0065]
It is easier to increase the power. On a motherboard on which a surface equipment package is laid, the maximum power loss of each device is limited to a certain level. To increase power, more phases are needed, that is, additional FETs need to be driven at different phases using phase shifted PWM signals. This is because parallelization of devices is dangerous because there is a risk of shoot-through or mutual conduction. The sensing at the switching node of each component enables parallelization, and the solution of the present invention can be easily solved.
[0066]
INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention can be applied to a power converter, an automatic system, a logic converter of a power interface, a power supply, and a motor drive.
[0067]
The present invention is not limited to the illustrated configuration. For example, it is also possible to provide an internal regulator so as to secure a reliable operating voltage of the gate drive and supply power to an arbitrary level shifter.
[0068]
The high and low potential components 52 and 56 are each integrated into a single package in the illustrated embodiment. However, it is also possible to integrate the entire circuit in a single package.
[Brief description of the drawings]
FIG.
It is a schematic block diagram of the conventional synchronous DC / DC converter.
FIG. 2
It is a schematic structure figure of a 1st embodiment of the present invention.
FIG. 3
It is a schematic structure figure of a 2nd embodiment of the present invention.
FIG. 4
FIG. 4 is a diagram showing a configuration of an embodiment of a synchronous DC / DC voltage converter using the configuration shown in FIGS. 2 and 3.
[Explanation of symbols]
56 Low potential side component
8 Synchronous FET
106 drain
108 sauce
110 gate
150 logic circuit
153 Sense circuit
136 level phase shift circuit
Claims (16)
論理入力端子と、切替え出力端子の間に接続されたスイッチとをそれぞれ備えた高電位側パッケージおよび低電位側パッケージであって、前記高電位側パッケージと低電位側パッケージの切替え出力端子は前記入力電圧端子間に直接接続されている高電位側パッケージおよび低電位側パッケージと、
前記両パッケージの論理入力端子に接続され、交流制御信号を前記論理入力端子に供給して、前記高電位側および低電位側スイッチを交互に切り替えるパルス幅変調器と、を備え、
前記高電位および低電位側パッケージはそれぞれ、前記高電位および低電位側パッケージのスイッチが同時に導通状態にならないように対応する前記論理入力端子と切替え出力端子の電圧のみに基づいて対応するスイッチを制御する論理回路を備えていることを特徴とする切替え回路。A switching circuit for switching an input DC voltage having a predetermined polarity applied to an input voltage terminal,
A high-potential-side package and a low-potential-side package each including a logic input terminal and a switch connected between a switching output terminal, wherein a switching output terminal of the high-potential-side package and a low-potential-side package is connected to the input terminal. A high-potential side package and a low-potential side package directly connected between the voltage terminals,
A pulse width modulator connected to the logic input terminals of the both packages, supplying an AC control signal to the logic input terminal, and alternately switching the high-potential side and the low-potential side switch;
The high-potential and low-potential side packages respectively control corresponding switches based only on the voltages of the corresponding logic input terminals and switching output terminals so that the switches of the high-potential and low-potential side packages are not simultaneously turned on. A switching circuit, comprising:
ソース、ドレイン、およびゲートを含むFETと、
前記ゲートを制御するドライバと、
前記入力DC電圧の高電圧側を入力する、前記ドレインに接続された電圧入力端子と、
前記ソースに接続された入力端子と、
交流御信号を受け取る論理入力端子と、
前記FETのソースの電圧を検出して前記FETが同時に導通状態にならないように前記FETの切替えを制御するセンス回路を、前記出力端子と前記入力DC電圧の接地側との間に接続された低電位側FETとして含み、前記論理入力端子に基づいて前記FETを切り替えるよう前記ドライバを制御する論理回路と、を含むパッケージを備えたことを特徴とする高電位側構成部。Used in a switching circuit that switches an input DC voltage of a predetermined polarity,
An FET including a source, a drain, and a gate;
A driver for controlling the gate,
A voltage input terminal connected to the drain for inputting a high voltage side of the input DC voltage;
An input terminal connected to the source,
A logic input terminal for receiving an AC control signal,
A sense circuit that detects the voltage of the source of the FET and controls switching of the FET so that the FET is not simultaneously turned on is connected to a low-voltage circuit connected between the output terminal and the ground side of the input DC voltage. A high-potential-side component, comprising: a package including a potential-side FET and controlling the driver to switch the FET based on the logic input terminal.
ソース、ドレイン、ゲートを含むFETと、
前記ゲートを制御するドライバと、
前記入力DC電圧の低電圧側を入力する、前記ソースに接続された電圧入力端子と、
前記ドレインに接続された出力端子と、
交流制御信号を受け取る論理入力端子と、
前記FETのドレインの電圧を検出し前記FETの切替えを制御して、前記FETが同時に導通状態にならないようにするセンス回路を、前記入力DC電圧の高電圧側と前記出力端の間に接続された高電位側FETとして備え、前記論理入力端子のスイッチに基づいて前記FETを切り替えるよう前記ドライバを制御する論理回路と、を含み、
前記ドライバは、前記論理回路から分離され、前記ソースに直接準拠されているパッケージを備えたことを特徴とする低電位側構成部。Used in a switching circuit that switches an input DC voltage of a predetermined polarity,
An FET including a source, a drain, and a gate;
A driver for controlling the gate,
A voltage input terminal connected to the source for inputting a low voltage side of the input DC voltage;
An output terminal connected to the drain,
A logic input terminal for receiving an AC control signal,
A sense circuit is connected between the high voltage side of the input DC voltage and the output terminal to detect the voltage of the drain of the FET and control the switching of the FET so that the FET is not simultaneously turned on. A logic circuit that controls the driver to switch the FET based on a switch of the logic input terminal.
The low-potential-side component, wherein the driver includes a package separated from the logic circuit and directly compliant with the source.
パルス幅変調交流信号により交互に高電位側および低電位側パッケージを駆動する工程と、
前記同期式と制御式FETが同時にオンに切り替えられることを防ぐ工程と、
前記高電位側パッケージにおいて、第1極性から第2極性への交流信号の極性の変化に応じて前記制御式FETをオフに切り替えて、遅延時間をおき、前記第2極性から第1極性への前記交流信号の極性の変化に応じて前記同期式FETをオンに切り替える工程と、から成ることを特徴とする前記方法。A synchronous type including a high-potential side package including a controllable FET connected between an input DC terminal and a switching node, and a low-potential side package including a synchronous FET connected between the switching node and a ground terminal. A method of operating a DC / DC converter circuit, comprising:
Driving the high-potential side and low-potential side packages alternately with a pulse width modulated AC signal;
Preventing the synchronous and controllable FETs from being simultaneously turned on;
In the high-potential-side package, the control-type FET is turned off according to a change in the polarity of the AC signal from the first polarity to the second polarity, a delay time is set, and the second polarity is switched from the second polarity to the first polarity. Switching the synchronous FET on in response to a change in polarity of the AC signal.
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
GBGB0102912.3A GB0102912D0 (en) | 2001-02-06 | 2001-02-06 | Switch devices and switching arrangements,e.g. for a dc-dc converter |
GBGB0112583.0A GB0112583D0 (en) | 2001-02-06 | 2001-05-24 | Switching FET circuit |
PCT/IB2002/000289 WO2002063770A2 (en) | 2001-02-06 | 2002-01-29 | Switching fet circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2004519188A true JP2004519188A (en) | 2004-06-24 |
JP4286541B2 JP4286541B2 (en) | 2009-07-01 |
Family
ID=26245687
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002563602A Expired - Fee Related JP4286541B2 (en) | 2001-02-06 | 2002-01-29 | Switching type FET circuit |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6674268B2 (en) |
EP (1) | EP1360756A2 (en) |
JP (1) | JP4286541B2 (en) |
WO (1) | WO2002063770A2 (en) |
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KR101276340B1 (en) | 2009-09-22 | 2013-06-18 | 한국전자통신연구원 | System and method for parallel processing |
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- 2002-01-29 JP JP2002563602A patent/JP4286541B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2002-01-29 EP EP02715672A patent/EP1360756A2/en not_active Withdrawn
- 2002-02-06 US US10/071,396 patent/US6674268B2/en not_active Expired - Lifetime
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US6674268B2 (en) | 2004-01-06 |
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WO2002063770A2 (en) | 2002-08-15 |
WO2002063770A3 (en) | 2003-06-05 |
EP1360756A2 (en) | 2003-11-12 |
JP4286541B2 (en) | 2009-07-01 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050128 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
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|
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|
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|
A602 | Written permission of extension of time |
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|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20071108 |
|
A711 | Notification of change in applicant |
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|
A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
A601 | Written request for extension of time |
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|
A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20081111 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20090113 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20090224 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20090325 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120403 Year of fee payment: 3 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |