【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、振幅補償回路に係り、特に、通過帯域内振幅偏差の大きな帯域通過フィルタの振幅偏差を補償する振幅補償回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ変調方式の地上波デジタルテレビ放送、あるいは、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の移動通信システムの中継基地局において、入出力フィルタが使用される。
このフィルタとしては、通過帯域内の振幅偏差が大きいと、ビットエラーが生じるので、通過帯域内振幅偏差が小さい帯域通過フィルタ（以下、単に、ＢＰＦという。）が要求される。
そのため、従来、この種のフィルタとして、円形導波管共振器型ＢＰＦ、あるいは、誘電体共振器型ＢＰＦ等が使用されている（下記、特許文献１、２参照）。
【０００３】
なお、本願発明に関連する先行技術文献としては以下のものがある。
【特許文献１】
特許第３０５０５３８号明細書
【特許文献２】
特許第３０２４９５８号明細書
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
前述した円形導波管共振器型ＢＰＦ、あるいは、誘電体共振器型ＢＰＦは、大型で、しかも高価である。
これに対して、同軸共振型ＢＰＦは、比較的小型で、安価であるという特徴を有するが、通過帯域内振幅偏差が大きく、前述したような用途には適していない。
一方、今後開始される地上波デジタルテレビ放送では、不感地解消のために、中継放送が必要となる。
このような状況下において、中継基地局の放送設備の小型化、低価格のために、中継基地局の入出力フィルタとして、比較的小型で、安価な同軸共振型ＢＰＦの使用が要望されている。
本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、通過帯域内振幅偏差の大きな帯域通過フィルタの振幅偏差を補償する振幅補償回路を提供することにある。
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面によって明らかにする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
本発明は、通過帯域内振幅偏差が大きい帯域通過フィルタの振幅偏差を補償する振幅補償回路であって、通過帯域内の減衰特性が、許容ＶＳＷＲ（Ｓ）が２以上の、２次チェビシェフ特性である補償用帯域通過フィルタを有することを特徴とする。
また、本発明の好ましい実施の形態では、反射特性改善用のサーキュレータが、前記補償用帯域通過フィルタの入力端子および出力端子に接続される。
また、本発明の好ましい実施の形態では、反射特性改善用のバッファアンプが、前記補償用帯域通過フィルタの入力端子側および出力端子側に接続される。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
なお、実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
図１は、本発明の振幅補償回路が使用される信号経路を示す図である。
同図において、１は入力側ＢＰＦ（入力側帯域通過フィルタ）、２，４は反射特性改善用のサーキュレータ、３は補償用ＢＰＦ（補償用帯域通過フィルタ）、Ｒは無反射終端器である。
補償用ＢＰＦ３と、反射特性改善用のサーキュレータ（２，４）とが、本実施の形態の振幅補償回路を構成する。
ここで、補償用ＢＰＦ３は、コムライン型の２段同軸共振器型帯域通過フィルタで構成され、伝送特性が、許容ＶＳＷＲ（Ｓ）が２以上の、２次チェビシェフ特性とされる。
一般に、入力側ＢＰＦに使用される共振器としては、小型化、低コスト化のために、ＵＨＦ帯では同軸共振器が使用される。図１の場合でも、入力側ＢＰＦ１は、多段同軸共振器型帯域通過フィルタで構成される。
【０００７】
図２は、図１に示す入力側ＢＰＦ１の一例の減衰特性を示すグラフである。
図２に示すグラフにおいて、横軸は周波数（ＭＨｚ）で、メモリ間隔は１ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）で、メモリ間隔は５ｄＢであり、また、ＢＰＦの中心周波数（ｆｏ）は５２０ＭＨｚである。
図３は、図２に示すグラフを拡大して示すグラフであり、横軸は周波数（ＭＨｚ）で、メモリ間隔は１ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）で、メモリ間隔は１ｄＢである。
図３に示すグラフにおいて、周波数が５１７．２ＭＨｚ（図３のグラフの２の点）のときの減衰量は、−１．５８１７ｄＢ、周波数が５２２．８ＭＨｚ（図３のグラフの１の点）のときの減衰量は、−１．５９９２ｄＢであり、（ｆｏ−２．８ＭＨｚ）≦ｆｏ≦（ｆｏ＋２．８ＭＨｚ）の通過帯域内の振幅偏差は１．２５ｄＢである。
ＯＦＤＭ変調方式で変調されたデジタルテレビのテレビ信号を、図２、図３に示すような減衰特性を有する入力側ＢＰＦ１を通すと、通過帯域内振幅偏差が大きいため、ビットエラーが生じる。
【０００８】
本発明は、補償用ＢＰＦ３により、通過帯域内振幅偏差を補償し、通過帯域内振幅偏差を少なくするものである。
本実施の形態の補償用ＢＰＦ３は、コムライン型の２段同軸共振器型帯域通過フィルタで構成される。
図４は、本発明の実施の形態の補償用ＢＰＦ３として使用される、コムライン型の２段同軸共振器型帯域通過フィルタの等価回路を示す回路図である。
図４に示す等価回路において、結合回路（Ｍ０１，Ｍ１２，Ｍ２３）の結合係数を調整することにより、通過帯域内の減衰特性（即ち、伝送特性）として、図５に示すような２次チェビシェフ特性を得ることができる。
図５に示す通過帯域内の振幅偏差（Ｌｃ）と、通過帯域内の許容ＶＳＷＲ（電圧定在波比；Ｓ）との関係を計算により求めると、図６に示すようなグラフになる。
したがって、図２、図３に示すような減衰特性を有する入力側ＢＰＦ１を通過した信号（例えば、ＯＦＤＭ変調方式で変調されたデジタルテレビのテレビ信号）を、本実施の形態の補償用ＢＰＦ３を通すことにより、通過帯域内振幅偏差を小さくすることができる。
【０００９】
この場合、補償量は、図６に示すように、通過帯域内の許容ＶＳＷＲ（Ｓ）で調整することができる。
また、本発明の実施の形態の補償用ＢＰＦ３として使用される、２段同軸共振器型帯域通過フィルタにおいて、通過帯域内の許容ＶＳＷＲ（Ｓ）と、反射係数（Γ）との関係を計算により求めると、図７に示すようなグラフになる。
図７に示すように、通過帯域内の許容ＶＳＷＲ（Ｓ）が大きくなると、反射係数も大きくなるので、本実施の形態では、補償用ＢＰＦ３の入力端子および出力端子に反射特性改善用のサーキュレータ（２，４）を接続して、反射射特性を改善している。
なお、反射特性改善用のサーキュレータ（２，４）の代わりに、図８に示すように、反射特性改善用のバッファアンプ（５，６）を、補償用ＢＰＦ３の前後に配置するようにしてもよい。
【００１０】
図９は、本実施の形態の補償用ＢＰＦ３として使用される、コムライン型の２段同軸共振器型帯域通過フィルタの一例の概略構成を示す図であり、同図（ａ）は上平面図、同図（ｂ）は、図１に示すＡ−Ａ’接続線で切断した要部断面図である。
図９において、１０ａ，１０ｂはλ／４同軸共振器、１１は外部導体、１２は入力（または出力）端子、１３は出力（または入力）端子、１４は入力（または出力）結合ループ、１５は出力（または入力）結合ループ、１６ａ，１６ｂ，１６ｃはロックナイト、１７ａ，１７ｂは共振周波数の調整素子、１８ａ，１８ｂは内部導体、１９は導電板、２０は結合調整ネジである。
図１０は、図９に示す２段同軸共振器型帯域通過フィルタの一例の減衰特性を示すグラフであり、通過帯域内の許容ＶＳＷＲ（Ｓ）が、２の場合の減衰特性を示すグラフである。
図１１は、図９に示す２段同軸共振器型帯域通過フィルタの他の例の減衰特性を示すグラフであり、通過帯域内の許容ＶＳＷＲ（Ｓ）が、３の場合の減衰特性を示すグラフである。
図１０、図１１に示すグラフにおいて、横軸は周波数（ＭＨｚ）で、メモリ間隔は１ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）で、メモリ間隔は１ｄＢであり、また、ＢＰＦの中心周波数（ｆｏ）は５２０ＭＨｚである。
【００１１】
図１２は、図２に示す減衰特性を、図１０に示す減衰特性を有する２段同軸共振器型帯域通過フィルタを用いて補償した場合の減衰特性を示すグラフである。
図１２に示すグラフにおいて、横軸は周波数（ＭＨｚ）で、メモリ間隔は１ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）で、メモリ間隔は１ｄＢであり、また、ＢＰＦの中心周波数（ｆｏ）は５２０ＭＨｚであり、また、図１２において、Ａが補償前の減衰特性を、Ｂが補償後の減衰特性を示す。
図２に示す減衰特性を、図１０に示す減衰特性を有する２段同軸共振器型帯域通過フィルタを用いて補償した場合、（ｆｏ−２．８ＭＨｚ）≦ｆｏ≦（ｆｏ＋２．８ＭＨｚ）の通過帯域内の振幅偏差は、１．０ｄＢとなり、補償前の通過帯域内の振幅偏差よりも小さくできる。
【００１２】
図１３は、図２に示す減衰特性を、図１１に示す減衰特性を有する２段同軸共振器型帯域通過フィルタを用いて補償した場合の減衰特性を示すグラフである。
図１３に示すグラフにおいて、横軸は周波数（ＭＨｚ）で、メモリ間隔は１ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）で、メモリ間隔は１ｄＢであり、また、ＢＰＦの中心周波数（ｆｏ）は５２０ＭＨｚであり、また、図１３において、Ａが補償前の減衰特性を、Ｂが補償後の減衰特性を示す。
図２に示す減衰特性を、図１１に示す減衰特性を有する２段同軸共振器型帯域通過フィルタを用いて補償した場合、（ｆｏ−２．８ＭＨｚ）≦ｆｏ≦（ｆｏ＋２．８ＭＨｚ）の通過帯域内の振幅偏差は、０．７ｄＢとなり、補償前の通過帯域内の振幅偏差よりも小さくできる。
以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは勿論である。
【００１３】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
本発明によれば、通過帯域内振幅偏差が大きい帯域通過フィルタの振幅偏差を補償することができるので、中継基地局の入出力フィルタとして、比較的小型で、安価な同軸共振型帯域通過フィルタを使用することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の振幅補償回路が使用される信号経路を示す図である。
【図２】図１に示す入力側帯域通過フィルタの一例の減衰特性を示すグラフである。
【図３】図２に示すグラフを拡大して示すグラフである。
【図４】本発明の実施の形態の補償用帯域通過フィルタとして使用される、コムライン型の２段同軸共振器型帯域通過フィルタの等価回路を示す回路図である。
【図５】本発明の実施の形態の補償用帯域通過フィルタの通過帯域内の減衰特性を示すグラフである。
【図６】本発明の実施の形態の補償用帯域通過フィルタにおける、通過帯域内の振幅偏差（Ｌｃ）と、通過帯域内の許容ＶＳＷＲ（Ｓ）との関係を示すグラフになる。
【図７】本発明の実施の形態の補償用帯域通過フィルタにおける、通過帯域内の許容ＶＳＷＲ（Ｓ）と、反射係数（Γ）との関係を示すグラフである。
【図８】本発明の実施の形態の振幅補償回路の変形例を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態の補償用帯域通過フィルタとして使用される、コムライン型の２段同軸共振器型帯域通過フィルタの一例の概略構成を示す図である。
【図１０】図９に示す２段同軸共振器型帯域通過フィルタの一例の減衰特性を示すグラフである。
【図１１】図９に示す２段同軸共振器型帯域通過フィルタの他の例の減衰特性を示すグラフである。
【図１２】図２に示す減衰特性を、図１０に示す減衰特性を有する２段同軸共振器型帯域通過フィルタを用いて補償した場合の減衰特性を示すグラフである。
【図１３】図２に示す減衰特性を、図１１に示す減衰特性を有する２段同軸共振器型帯域通過フィルタを用いて補償した場合の減衰特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１…入力側帯域通過フィルタ、２，４…反射特性改善用のサーキュレータ、３…補償用帯域通過フィルタ、５，６…バッファアンプ、１０ａ，１０ｂ…λ／４同軸共振器、１１…外部導体、１２…入力（または出力）端子、１３…出力（または入力）端子、１４…入力（または出力）結合ループ、１５…出力（または入力）結合ループ、１６ａ，１６ｂ，１６ｃ…ロックナイト、１７ａ，１７ｂ…共振周波数の調整素子、１８ａ，１８ｂ…内部導体、１９…導電板、２０…結合調整ネジ。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an amplitude compensation circuit, and more particularly, to an amplitude compensation circuit that compensates for an amplitude deviation of a band-pass filter having a large amplitude deviation in a pass band.
[0002]
[Prior art]
An input / output filter is used in a relay base station of an OFDM modulation terrestrial digital television broadcast or a W-CDMA mobile communication system.
Since a bit error occurs when the amplitude deviation in the pass band is large, a band pass filter (hereinafter, simply referred to as BPF) having a small amplitude deviation in the pass band is required as this filter.
Therefore, conventionally, a circular waveguide resonator type BPF or a dielectric resonator type BPF has been used as this type of filter (see Patent Documents 1 and 2 below).
[0003]
Prior art documents related to the present invention include the following.
[Patent Document 1]
Patent No. 3050538 [Patent Document 2]
Japanese Patent No. 3024958 Specification
[Problems to be solved by the invention]
The above-described circular waveguide resonator type BPF or dielectric resonator type BPF is large and expensive.
On the other hand, the coaxial resonance type BPF has the features of being relatively small and inexpensive, but has a large amplitude deviation in the pass band, and is not suitable for the above-mentioned applications.
On the other hand, in the terrestrial digital television broadcasting that will be started in the future, relay broadcasting will be required to eliminate dead areas.
Under such circumstances, the use of a relatively small and inexpensive coaxial resonance type BPF as an input / output filter for the relay base station is demanded in order to reduce the size and cost of the broadcasting equipment of the relay base station. .
An object of the present invention is to provide an amplitude compensation circuit for compensating for an amplitude deviation of a band-pass filter having a large amplitude deviation in a pass band. It is in.
The above and other objects and novel features of the present invention will become apparent from the description of the present specification and the accompanying drawings.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
The following is a brief description of an outline of typical inventions disclosed in the present application.
The present invention relates to an amplitude compensating circuit for compensating for an amplitude deviation of a band-pass filter having a large amplitude deviation in a pass band. It is characterized by having a certain compensation band-pass filter.
In a preferred embodiment of the present invention, a circulator for improving reflection characteristics is connected to an input terminal and an output terminal of the compensation band-pass filter.
In a preferred embodiment of the present invention, a buffer amplifier for improving reflection characteristics is connected to an input terminal side and an output terminal side of the compensation band-pass filter.
[0006]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
In all the drawings for describing the embodiments, components having the same function are denoted by the same reference numerals, and repeated description thereof will be omitted.
FIG. 1 is a diagram showing a signal path in which the amplitude compensation circuit of the present invention is used.
In the figure, 1 is an input-side BPF (input-side bandpass filter), 2 and 4 are circulators for improving reflection characteristics, 3 is a compensation BPF (compensation bandpass filter), and R is a non-reflection terminator.
The compensating BPF 3 and the circulators (2, 4) for improving the reflection characteristics constitute the amplitude compensating circuit of the present embodiment.
Here, the compensation BPF 3 is configured by a comb-line type two-stage coaxial resonator type band-pass filter, and has a transmission characteristic of a second-order Chebyshev characteristic with an allowable VSWR (S) of 2 or more.
In general, a coaxial resonator is used in the UHF band as a resonator used for the input-side BPF in order to reduce the size and cost. Even in the case of FIG. 1, the input-side BPF 1 is configured by a multi-stage coaxial resonator type band-pass filter.
[0007]
FIG. 2 is a graph showing the attenuation characteristic of an example of the input-side BPF 1 shown in FIG.
In the graph shown in FIG. 2, the horizontal axis is frequency (MHz), the memory interval is 1 MHz, the vertical axis is attenuation (dB), the memory interval is 5 dB, and the center frequency (fo) of the BPF is 520 MHz. is there.
FIG. 3 is a graph showing the graph shown in FIG. 2 in an enlarged manner. The horizontal axis is frequency (MHz), the memory interval is 1 MHz, the vertical axis is attenuation (dB), and the memory interval is 1 dB.
In the graph shown in FIG. 3, when the frequency is 517.2 MHz (point 2 in the graph of FIG. 3), the attenuation is -1.5817 dB, and the frequency is 522.8 MHz (point 1 in the graph of FIG. 3). The attenuation at this time is -1.5992 dB, and the amplitude deviation in the pass band of (fo-2.8 MHz) ≤fo≤ (fo + 2.8 MHz) is 1.25 dB.
When a television signal of a digital television modulated by the OFDM modulation method is passed through an input-side BPF 1 having an attenuation characteristic as shown in FIGS. 2 and 3, a bit error occurs due to a large amplitude deviation in a pass band.
[0008]
In the present invention, the amplitude deviation in the pass band is compensated for by the compensation BPF 3, and the amplitude deviation in the pass band is reduced.
The compensating BPF 3 of the present embodiment is configured by a comb-line type two-stage coaxial resonator type band-pass filter.
FIG. 4 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of a comb-line type two-stage coaxial resonator type band-pass filter used as the compensation BPF 3 according to the embodiment of the present invention.
In the equivalent circuit shown in FIG. 4, by adjusting the coupling coefficient of the coupling circuit (M 01 , M 12 , M 23 ), the attenuation characteristic in the pass band (that is, the transmission characteristic) is adjusted as shown in FIG. The following Chebyshev characteristics can be obtained.
When the relationship between the amplitude deviation (Lc) in the pass band shown in FIG. 5 and the allowable VSWR (voltage standing wave ratio; S) in the pass band is calculated, a graph as shown in FIG. 6 is obtained.
Therefore, a signal (for example, a television signal of a digital television modulated by the OFDM modulation method) that has passed through the input-side BPF 1 having the attenuation characteristics shown in FIGS. 2 and 3 passes through the compensation BPF 3 of the present embodiment. Thereby, the amplitude deviation in the pass band can be reduced.
[0009]
In this case, the compensation amount can be adjusted by the allowable VSWR (S) in the pass band as shown in FIG.
In the two-stage coaxial resonator type band-pass filter used as the compensation BPF 3 according to the embodiment of the present invention, the relationship between the allowable VSWR (S) in the pass band and the reflection coefficient (Γ) is calculated. When obtained, a graph as shown in FIG. 7 is obtained.
As shown in FIG. 7, when the allowable VSWR (S) in the pass band increases, the reflection coefficient also increases. Therefore, in the present embodiment, a circulator (for improving reflection characteristics) is provided at the input terminal and the output terminal of the compensation BPF 3. 2, 4) are connected to improve the reflection characteristics.
Instead of the circulators (2, 4) for improving the reflection characteristics, buffer amplifiers (5, 6) for improving the reflection characteristics may be arranged before and after the compensation BPF 3, as shown in FIG. Good.
[0010]
FIG. 9 is a diagram showing a schematic configuration of an example of a comb-line type two-stage coaxial resonator type band-pass filter used as the compensation BPF 3 of the present embodiment, and FIG. FIG. 2B is a cross-sectional view of a main part taken along the line AA ′ shown in FIG.
9, 10a and 10b are λ / 4 coaxial resonators, 11 is an external conductor, 12 is an input (or output) terminal, 13 is an output (or input) terminal, 14 is an input (or output) coupling loop, and 15 is an input (or output) coupling loop. Output (or input) coupling loops, 16a, 16b and 16c are rock nights, 17a and 17b are resonance frequency adjusting elements, 18a and 18b are internal conductors, 19 is a conductive plate, and 20 is a coupling adjusting screw.
FIG. 10 is a graph showing an attenuation characteristic of an example of the two-stage coaxial resonator type band-pass filter shown in FIG. 9, and a graph showing the attenuation characteristic when the allowable VSWR (S) in the pass band is 2. .
FIG. 11 is a graph showing an attenuation characteristic of another example of the two-stage coaxial resonator type band-pass filter shown in FIG. 9, and a graph showing an attenuation characteristic in a case where the allowable VSWR (S) in the pass band is 3. It is.
In the graphs shown in FIGS. 10 and 11, the horizontal axis is frequency (MHz), the memory interval is 1 MHz, the vertical axis is the attenuation (dB), the memory interval is 1 dB, and the center frequency (fo) of the BPF. Is 520 MHz.
[0011]
FIG. 12 is a graph showing the attenuation characteristic when the attenuation characteristic shown in FIG. 2 is compensated for using the two-stage coaxial resonator type band-pass filter having the attenuation characteristic shown in FIG.
In the graph shown in FIG. 12, the horizontal axis is frequency (MHz), the memory interval is 1 MHz, the vertical axis is attenuation (dB), the memory interval is 1 dB, and the center frequency (fo) of the BPF is 520 MHz. In FIG. 12, A indicates the attenuation characteristic before compensation and B indicates the attenuation characteristic after compensation.
When the attenuation characteristic shown in FIG. 2 is compensated for using a two-stage coaxial resonator type band-pass filter having the attenuation characteristic shown in FIG. 10, the pass band of (fo−2.8 MHz) ≦ fo ≦ (fo + 2.8 MHz) is obtained. Is 1.0 dB, which can be smaller than the amplitude deviation in the pass band before compensation.
[0012]
FIG. 13 is a graph showing the attenuation characteristic when the attenuation characteristic shown in FIG. 2 is compensated for using the two-stage coaxial resonator type band-pass filter having the attenuation characteristic shown in FIG.
In the graph shown in FIG. 13, the horizontal axis is frequency (MHz), the memory interval is 1 MHz, the vertical axis is attenuation (dB), the memory interval is 1 dB, and the center frequency (fo) of the BPF is 520 MHz. In FIG. 13, A indicates the attenuation characteristic before compensation, and B indicates the attenuation characteristic after compensation.
When the attenuation characteristic shown in FIG. 2 is compensated by using a two-stage coaxial resonator type band-pass filter having the attenuation characteristic shown in FIG. 11, a pass band of (fo−2.8 MHz) ≦ fo ≦ (fo + 2.8 MHz) Becomes 0.7 dB, which can be smaller than the amplitude deviation in the pass band before compensation.
As described above, the invention made by the inventor has been specifically described based on the embodiment. However, the present invention is not limited to the embodiment, and can be variously modified without departing from the gist of the invention. Needless to say,
[0013]
【The invention's effect】
The following is a brief description of an effect obtained by a representative one of the inventions disclosed in the present application.
According to the present invention, since the amplitude deviation of the band-pass filter having a large amplitude deviation in the pass band can be compensated, a relatively small and inexpensive coaxial resonance type band-pass filter is used as the input / output filter of the relay base station. It can be used.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a signal path in which an amplitude compensation circuit of the present invention is used.
FIG. 2 is a graph showing attenuation characteristics of an example of the input-side band-pass filter shown in FIG.
FIG. 3 is a graph showing the graph shown in FIG. 2 in an enlarged manner.
FIG. 4 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of a comb-line type two-stage coaxial resonator type band-pass filter used as a compensation band-pass filter according to the embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a graph showing an attenuation characteristic in a pass band of the band-pass filter for compensation according to the embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a graph showing the relationship between the amplitude deviation (Lc) in the pass band and the allowable VSWR (S) in the pass band in the band-pass filter for compensation according to the embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a graph showing a relationship between an allowable VSWR (S) in a pass band and a reflection coefficient (Γ) in the compensation band-pass filter according to the embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a diagram showing a modification of the amplitude compensation circuit according to the embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing a schematic configuration of an example of a comb-line type two-stage coaxial resonator type band-pass filter used as a compensation band-pass filter according to an embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a graph showing an example of an attenuation characteristic of the two-stage coaxial resonator type band-pass filter shown in FIG. 9;
FIG. 11 is a graph showing attenuation characteristics of another example of the two-stage coaxial resonator type band pass filter shown in FIG.
12 is a graph showing an attenuation characteristic when the attenuation characteristic shown in FIG. 2 is compensated for using a two-stage coaxial resonator type band-pass filter having the attenuation characteristic shown in FIG. 10;
13 is a graph showing attenuation characteristics when the attenuation characteristics shown in FIG. 2 are compensated for using a two-stage coaxial resonator type band-pass filter having the attenuation characteristics shown in FIG. 11;
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Input side band-pass filter, 2, 4 ... Circulator for improving reflection characteristics, 3 ... Compensation band-pass filter, 5, 6 ... Buffer amplifier, 10a, 10b ... λ / 4 coaxial resonator, 11 ... External conductor, 12 input (or output) terminal, 13 ... output (or input) terminal, 14 ... input (or output) coupling loop, 15 ... output (or input) coupling loop, 16a, 16b, 16c ... rock knight, 17a, 17b ... Resonance frequency adjustment elements, 18a, 18b... Internal conductors, 19... Conductive plates, 20.
