【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高圧放電灯を点灯するための放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図６は従来の放電灯点灯装置の一例を示す回路構成図である。この従来例では、交流電源ＡＣをダイオードブリッジからなる全波整流回路ＤＢで全波整流した脈流電圧を昇圧チョッパ回路ＣＨで交流電源ＡＣの電源電圧よりも高い所望の電圧まで昇圧し、この昇圧された直流電圧をハーフブリッジ型のインバータ回路ＩＮＶで低周波の矩形波交流に変換して負荷回路ＬＤに含まれる高圧放電灯ＬＡに印加するものである。
【０００３】
昇圧チョッパ回路ＣＨは全波整流回路ＤＢの高電位側の出力端に接続されたインダクタＬ３及びダイオードＤ１の直列回路と、インダクタＬ３とダイオードＤ１の接続点と全波整流回路ＤＢの低電位側の出力端との間に挿入されるスイッチング素子Ｑ５と、スイッチング素子Ｑ５をスイッチング制御する昇圧チョッパ制御回路ＣＮとで構成され、昇圧チョッパ制御回路ＣＮによりスイッチング素子Ｑ５のオンデューティ比を調整することで所望の直流出力が得られる、従来周知のものである。
【０００４】
またインバータ回路ＩＮＶは、昇圧チョッパ制御回路ＣＮの出力端間に接続される第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路と、同じく昇圧チョッパ制御回路ＣＮの出力端間に接続される第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、高電位側の第１のスイッチング素子Ｑ１を駆動する駆動回路ＨＤと、低電位側の第２のスイッチング素子Ｑ２を駆動するとともに駆動回路ＨＤに対して第１のスイッチング素子Ｑ１の駆動用の制御信号を出力する制御回路ＣＤとを備え、第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点と第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間に負荷回路ＬＤが接続されて構成される。負荷回路ＬＤはインダクタＬ１とコンデンサＣ３の直列回路と、コンデンサＣ３と並列に接続される高圧放電灯ＬＡ並びにパルストランスＰＴの１次巻線の直列回路とからなる。また、パルストランスＰＴとパルストランスＰＴの２次巻線に高周波パルスを印加するパルス発生回路ＰＸとからなる始動回路（イグナイタ）ＩＧが設けてある。
【０００５】
上記従来例の動作を簡単に説明する。図７に示すように第２のスイッチング素子Ｑ２をオフした状態で駆動回路ＨＤ及び制御回路ＣＤにより第１のスイッチング素子Ｑ１のみを高周波でスイッチングする第１の期間Ｔ１と、第１のスイッチング素子Ｑ１をオフした状態で制御回路ＣＤにより第２のスイッチング素子Ｑ２のみを高周波でスイッチングする第２の期間Ｔ２とを低周波で交互に繰り返すことにより、負荷回路ＬＤの高圧放電灯ＬＡには図７（ｃ）に示すような低周波の矩形波電流ＩＬＡが流れる。ここで第１の期間Ｔ１では、第１のコンデンサＣ１、第１のスイッチング素子Ｑ１及び負荷回路ＬＤで構成される降圧チョッパ回路により、図６における右向きにほぼ一定のランプ電流ＩＬＡが供給され、第２の期間Ｔ２では、第２のコンデンサＣ２、第２のスイッチング素子Ｑ２及び負荷回路ＬＤで構成される降圧チョッパ回路により、図６における左向きにほぼ一定のランプ電流ＩＬＡが供給される。そして、インダクタＬ１は上記降圧チョッパ回路のインダクタンス成分を担い、コンデンサＣ３は高周波除去フィルタの役目を担っており、高圧放電灯ＬＡに流れるランプ電流ＩＬＡは低周波の矩形波電流となる。なお、第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２は、図７（ｄ）に示すように第１及び第２の期間Ｔ１，Ｔ２で単調に増加又は減少を繰り返すが、任意の時点における第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端電圧Ｖｃ１＋Ｖｃ２は昇圧チョッパ回路ＣＨによって常に一定値Ｖｄｃに保たれている。
【０００６】
ところで、高圧放電灯を点灯する場合、特に不点灯時（始動時）に半波放電が起こることがある。この半波放電は必ずしも異常な現象ではなく、高圧放電灯の電極間で絶縁破壊が生じた後にアーク放電が成長する過程で起こり得るものである。
【０００７】
図８は上記従来例において半波放電が起こったときの動作波形を示すものである。同図における期間Ａ，Ｂでは正方向に流れるランプ電流ＩＬＡが減少して本来流れるべきはずの電流が流れなくなることから、第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２も不平衡（アンバランス）となって偏りが発生する。このような電圧の偏りは一方のコンデンサＣ１又はＣ２に高電圧が印加されることになるので、コンデンサとして耐電圧の高いものを使用しなければならない。
【０００８】
これに対して、高圧放電灯ＬＡを始動した直後から所定の時間だけ第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を所定電圧Ｖｄｃ／２に補正する補正回路を設けて始動時に半波放電が起きてもコンデンサＣ１，Ｃ２やスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２などに過大なストレスがかからないようにした放電灯点灯装置が提案されている（特許文献１参照）。
【０００９】
一方、始動直後の高圧放電灯ＬＡをグロー放電からアーク放電に安定して移行させるためには、一定の高い電圧、例えば定格ランプ電力が３５Ｗ〜１５０Ｗ程度のメタルハライドランプにおいては約３００Ｖ程度の電圧を印加する必要がある。このとき、上記従来例のようにハーフブリッジ型のインバータ回路ＩＮＶを用いる場合、負荷回路ＬＤに印加可能な最大電圧は第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２であるから、昇圧チョッパ回路ＣＨの出力電圧Ｖｄｃは６００Ｖ程度となり、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には高い耐電圧の素子を使用しなければならない。
【００１０】
そこで、図９に示すように高電位側の第１のコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が低電位側の第２のコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２よりも高く（例えば、Ｖｃ１≒３００Ｖ、Ｖｃ２≒１５０Ｖ）なるようにそれぞれの容量値を設定し、高圧放電灯ＬＡの始動時に高電位側の第１のコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１を電源として高圧放電灯ＬＡをグロー放電からアーク放電に移行させるようにした放電灯点灯装置も提案されている。ここで、第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２が異なるから、高圧放電灯ＬＡに流れるランプ電流ＩＬＡを正負の両極性で等しくするために、図９（ａ）、（ｂ）に示すように第２のスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数を第１のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数よりも低くしている。
【００１１】
【特許文献１】
特開２００２−４３０７６号公報（段落００２５−段落００２９、図１）
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上述のように始動時における第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２をアンバランスに制御する場合、第２のコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２を電源としているときに半波放電が起こると第１のコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１はますます高くなり、第２のコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ２はますます低くなる。その結果、第１のコンデンサＣ１に必要な耐電圧が上昇するとともに、第２のコンデンサＣ２を電源とする期間において供給電力の減少により高圧放電灯が立ち消えする虞があった。
【００１３】
本発明は上記事情に鑑みて為されたものであり、その目的は、半波放電が生じたときでも第１又は第２のコンデンサの両端電圧の何れかが過度に上昇するのを防いで両コンデンサに必要な耐電圧を下げることができる放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、直流電源と、直流電源の直流出力を交番して矩形波の交流出力を得るインバータ回路とを備え、インバータ回路は、直流電源の出力端間に接続される第１及び第２のコンデンサと、第１及び第２のコンデンサに並列に接続される第１及び第２のスイッチング素子と、第１及び第２のスイッチング素子をスイッチング制御する制御回路とを具備し、制御回路は、高電位側の第１のスイッチング素子を第１の周波数でスイッチングする第１の期間と、低電位側の第２のスイッチング素子を第１の周波数よりも低い第２の周波数でスイッチングする第２の期間とを第２の周波数よりも低い周波数で交互に繰り返す放電灯点灯装置において、第１又は第２のコンデンサの両端電圧が個別に設定される第１及び第２の目標電圧から外れたときに第１又は第２のコンデンサを充放電することにより補正して第１及び第２のコンデンサの両端電圧をそれぞれ第１及び第２の目標電圧に一致させる補正手段を備えたことを特徴とする。
【００１５】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記補正手段は、第１及び第２のコンデンサの直列回路と並列に接続される第３及び第４のスイッチング素子の直列回路と、第１及び第２のコンデンサの接続点と第３及び第４のスイッチング素子の接続点との間に接続されるインダクタと、第３及び第４のスイッチング素子をスイッチング制御する補正制御回路とを具備することを特徴とする。
【００１６】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記補正制御回路は、第３又は第４のスイッチング素子を高周波でスイッチングすることにより第１又は第２のコンデンサの一方の電荷をインダクタを介して他方へ移動させることを特徴とする。
【００１７】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、前記補正手段は、第１のコンデンサと並列に接続される第５のスイッチング素子と第１の抵抗の直列回路と、第２のコンデンサと並列に接続される第６のスイッチング素子と第２の抵抗の直列回路と、第１及び第２のコンデンサの両端電圧を検出するとともに検出結果に応じて第５及び第６のスイッチング素子をスイッチング制御する補正制御回路とを具備することを特徴とする。
【００１８】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本実施形態は、図１に示すように従来例の回路構成（図７参照）に対して補正回路１を追加した点に特徴があり、これ以外の昇圧チョッパ回路ＣＨやインバータ回路ＩＮＶの構成については基本的に従来例と共通である。但し、本実施形態では、図９の従来例と同様に高電位側の第１のコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が低電位側の第２のコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２よりも高くなるようにそれぞれの容量値を設定し（例えば、第１のコンデンサＣ１と同容量の２個の電解コンデンサを並列接続したものを第２のコンデンサＣ２としたり、第２のコンデンサＣ２と同容量の２個の電解コンデンサを直列接続したものを第１のコンデンサＣ１とすればよい）、第２のスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数を第１のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数よりも低くすることで高圧放電灯ＬＡに流れるランプ電流ＩＬＡを正負の両極性で等しくしている。
【００１９】
補正回路１は、第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路と並列に接続される第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列回路と、第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点と第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点との間に接続されるインダクタＬ２と、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をスイッチング制御する補正制御回路２とを具備する。
【００２０】
補正制御回路２は、図２に示すように第１のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数の半分の周波数で第１のスイッチング素子Ｑ１に同期して第４のスイッチング素子Ｑ４をスイッチング制御するとともに、第２のスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数と同じスイッチング周波数で第２のスイッチング素子に同期して第３のスイッチング素子Ｑ３をスイッチング制御している。
【００２１】
もう少し詳しく説明すると、第１のコンデンサＣ１を電源として第１のスイッチング素子Ｑ１を高周波でスイッチングさせている第１の期間Ｔ１においては、第１のスイッチング素子Ｑ１がオン／オフする１周期毎に第４のスイッチング素子Ｑ４がオンとオフを繰り返し、第４のスイッチング素子Ｑ４のオン期間に第２のコンデンサＣ２の電荷が放電されることで第２のコンデンサＣ２→インダクタＬ２→第４のスイッチング素子Ｑ４→第２のコンデンサＣ２の経路で電流が流れてインダクタＬ２にエネルギが蓄積され、第４のスイッチング素子Ｑ４のオフ期間にインダクタＬ２に蓄積されたエネルギがインダクタＬ２→第３のスイッチング素子Ｑ３の寄生ダイオード→第１のコンデンサＣ１→インダクタＬ２の経路で放出されて第１のコンデンサＣ１が充電される。同様に、第２のコンデンサＣ２を電源として第２のスイッチング素子Ｑ２を高周波でスイッチングさせている第２の期間Ｔ２においては、第２のスイッチング素子Ｑ２と同じ周期で第３のスイッチング素子Ｑ３がオン／オフを繰り返し、第３のスイッチング素子Ｑ３のオン期間に第１のコンデンサＣ１の電荷が放電されることで第１のコンデンサＣ１→第３のスイッチング素子Ｑ３→インダクタＬ２→第１のコンデンサＣ１の経路で電流が流れてインダクタＬ２にエネルギが蓄積され、第３のスイッチング素子Ｑ３のオフ期間にインダクタＬ２に蓄積されたエネルギがインダクタＬ２→第２のコンデンサＣ２→第４のスイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオード→インダクタＬ２の経路で放出されて第２のコンデンサＣ２が充電される。
【００２２】
而して、補正制御回路２により第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を上述のようにスイッチングさせれば、図２（ｆ）、（ｇ）に示すように第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２をそれぞれ第１の目標電圧（例えば、３００Ｖ）と第２の目標電圧（例えば、１５０Ｖ）に常時一致させることができ、両端電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の変動による高圧放電灯ＬＡの立ち消えが抑制できるとともに、半波放電が生じたときでも第１又は第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の何れかが過度に上昇するのを防いで両コンデンサＣ１，Ｃ２に必要な耐電圧を下げることができる。
【００２３】
（実施形態２）
本実施形態は、補正制御回路２が第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を個別に検出するとともに、それらの検出電圧が両端電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２のそれぞれの目標電圧（例えば、第１のコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１に対しては３００Ｖ、第２のコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２に対しては１５０Ｖ）よりも所定値以上に上昇した場合にその上昇した方の両端電圧Ｖｃ１又はＶｃ２を下げるように第３又は第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をスイッチングさせる点に特徴がある。なお、本実施形態の回路構成は補正制御回路２で第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を検出するようにした点を除いて基本的に実施形態１と共通であるから、回路図の図示並びに共通の動作についての説明を省略する。
【００２４】
補正制御回路２では、図３（ｆ）及び（ｇ）に示すように第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を検出し、それぞれ上記目標電圧よりも所定値だけ高い値に設定されたしきい値ＶＴｃ１，ＶＴｃ２と比較しており、両端電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２がしきい値ＶＴｃ１，ＶＴｃ２を超えていなければ、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のスイッチングを行わずにオフ状態を維持する。このとき、例えば時刻ｔ＝ｔ０に半波放電が発生すると第２のスイッチング素子Ｑ２がスイッチングしているにもかかわらず負荷回路ＬＤに電流が流れないため、第２のコンデンサＣ２が放電せず、第１のコンデンサＣ１が充電されない状態となり、このような半波放電状態が数周期繰り返されると、第１のコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１は徐々に低下し、第２のコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２が徐々に上昇してやがてしきい値ＶＴｃ２を超えてしまう（時刻ｔ＝ｔ１）。そして、補正制御回路２は両端電圧Ｖｃ２がしきい値ＶＴｃ２を超えると第４のスイッチング素子Ｑ４を高周波でスイッチングさせて第２のコンデンサＣ２の電荷をインダクタＬ２を介して第１のコンデンサＣ１に移動させることにより、第２のコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２を低下させ、両端電圧Ｖｃ２がしきい値ＶＴｃ２を下回れば第４のスイッチング素子Ｑ４のスイッチング制御を終了する。なお、第１のコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が上昇してしきい値ＶＴｃ１を超えた場合には第３のスイッチング素子Ｑ３をスイッチング制御することによって同様に両端電圧Ｖｃ１を低下させることができる。
【００２５】
上述のように本実施形態では、第１又は第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の何れかがしきい値ＶＴｃ１，ＶＴｃ２が超えたときにその超えた方の両端電圧Ｖｃ１又はＶｃ２のみを低下するように第３又は第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のスイッチング制御を行うことによって、半波放電が生じたときでも第１又は第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の何れかが過度に上昇するのを防いで両コンデンサＣ１，Ｃ２に必要な耐電圧を下げることができる。
【００２６】
（実施形態３）
本実施形態は、図４に示すように第３のスイッチング素子Ｑ３の代わりにダイオードＤ３と第４のスイッチング素子Ｑ４の直列回路を補正回路１に具備した点に特徴があり、これ以外の構成は実施形態１と共通である。よって、実施形態１と共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００２７】
第１のコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１の目標電圧を第２のコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２の目標電圧よりも充分高い値に設定した場合、半波放電現象が生じるのは第２のコンデンサＣ２を電源として第２のスイッチング素子Ｑ２がスイッチングされるときである。したがって、半波放電に起因する過大な電圧上昇も第２のコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２に対してだけ起こるから、補正回路１には第２のコンデンサＣ２の電荷を第１のコンデンサＣ１に移動させる構成のみがあればよく、第３のスイッチング素子Ｑ３の代わりにダイオードＤ３を用いることができる。
【００２８】
上述のように本実施形態では、補正回路１を構成するスイッチング素子が１つだけで済むから、補正制御回路２の回路構成が簡素化できるという利点がある。
【００２９】
（実施形態４）
本実施形態は、図５に示すように第１のコンデンサＣ１と並列に接続される第５のスイッチング素子Ｑ５と第１の抵抗Ｒ１の直列回路と、第２のコンデンサＣ２と並列に接続される第６のスイッチング素子Ｑ６と第２の抵抗Ｒ２の直列回路と、第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を検出するとともに検出結果に応じて第５及び第６のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６をスイッチング制御する補正制御回路４とで補正回路３が構成されている点に特徴があり、他の構成については実施形態１と共通であるから、共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００３０】
第１及び第２の抵抗Ｒ１，Ｒ２はそれぞれ第５及び第６のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６がオンしたときに第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の電荷を放電するための放電抵抗であって、第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の目標電圧に応じて互いに異なる抵抗値に設定されている。
【００３１】
補正制御回路４は、第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を検出し、第１のコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が目標電圧を超えたときには第５のスイッチング素子Ｑ５をオンして第１の抵抗Ｒ１を介して第１のコンデンサＣ１の電荷を放電することで両端電圧Ｖｃ１の上昇を抑制し、第２のコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２が目標電圧を超えたときには第６のスイッチング素子Ｑ６をオンして第２の抵抗Ｒ２を介して第２のコンデンサＣ２の電荷を放電することで両端電圧Ｖｃ１の上昇を抑制する。このように補正回路３によって第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２が常に目標電圧を超えないように補正回路３で補正されるから、半波放電が生じたときでも第１又は第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の何れかが過度に上昇するのを防いで両コンデンサＣ１，Ｃ２に必要な耐電圧を下げることができる。
【００３２】
【発明の効果】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、直流電源と、直流電源の直流出力を交番して矩形波の交流出力を得るインバータ回路とを備え、インバータ回路は、直流電源の出力端間に接続される第１及び第２のコンデンサと、第１及び第２のコンデンサに並列に接続される第１及び第２のスイッチング素子と、第１及び第２のスイッチング素子をスイッチング制御する制御回路とを具備し、制御回路は、高電位側の第１のスイッチング素子を第１の周波数でスイッチングする第１の期間と、低電位側の第２のスイッチング素子を第１の周波数よりも低い第２の周波数でスイッチングする第２の期間とを第２の周波数よりも低い周波数で交互に繰り返す放電灯点灯装置において、第１又は第２のコンデンサの両端電圧が個別に設定される第１及び第２の目標電圧から外れたときに第１又は第２のコンデンサを充放電することにより補正して第１及び第２のコンデンサの両端電圧をそれぞれ第１及び第２の目標電圧に一致させる補正手段を備えたことを特徴とし、補正手段により第１及び第２のコンデンサの両端電圧が常に第１及び第２の目標電圧にそれぞれ一致するため、半波放電が生じたときでも第１又は第２のコンデンサの両端電圧の何れかが過度に上昇するのを防いで両コンデンサに必要な耐電圧を下げることができる。
【００３３】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記補正手段は、第１及び第２のコンデンサの直列回路と並列に接続される第３及び第４のスイッチング素子の直列回路と、第１及び第２のコンデンサの接続点と第３及び第４のスイッチング素子の接続点との間に接続されるインダクタと、第３及び第４のスイッチング素子をスイッチング制御する補正制御回路とを具備することを特徴とし、比較的に簡易な回路構成で補正手段が構成できる。
【００３４】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記補正制御回路は、第３又は第４のスイッチング素子を高周波でスイッチングすることにより第１又は第２のコンデンサの一方の電荷をインダクタを介して他方へ移動させることを特徴とし、第１及び第２のコンデンサの間で電荷を移動させることにより第１及び第２のコンデンサの両端電圧を常に第１及び第２の目標電圧にそれぞれ一致させることができる。
【００３５】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、前記補正手段は、第１のコンデンサと並列に接続される第５のスイッチング素子と第１の抵抗の直列回路と、第２のコンデンサと並列に接続される第６のスイッチング素子と第２の抵抗の直列回路と、第１及び第２のコンデンサの両端電圧を検出するとともに検出結果に応じて第５及び第６のスイッチング素子をスイッチング制御する補正制御回路とを具備することを特徴とし、第１のコンデンサの両端電圧が目標電圧を超えたときには第５のスイッチング素子をオンして第１の抵抗を介して第１のコンデンサの電荷を放電し、第２のコンデンサの両端電圧が目標電圧を超えたときには第６のスイッチング素子をオンして第２の抵抗を介して第２のコンデンサの電荷を放電することで第１及び第２のコンデンサの両端電圧が常に目標電圧を超えないように補正できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１を示す一部省略した回路図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】実施形態２の動作説明図である。
【図４】実施形態３を示す一部省略した回路図である。
【図５】実施形態４を示す一部省略した回路図である。
【図６】従来例を示す回路図である。
【図７】同上の動作説明図である。
【図８】同上の動作説明図である。
【図９】他の従来例の動作説明図である。
【符号の説明】
１ 補正回路
２ 補正制御回路
Ｑ３ 第３のスイッチング素子
Ｑ４ 第４のスイッチング素子
Ｌ２ インダクタ
Ｃ１ 第１のコンデンサ
Ｃ２ 第２のコンデンサ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a discharge lamp lighting device for lighting a high pressure discharge lamp.
[0002]
[Prior art]
FIG. 6 is a circuit diagram showing an example of a conventional discharge lamp lighting device. In this conventional example, a pulsating voltage obtained by full-wave rectification of an AC power supply AC by a full-wave rectifier circuit DB including a diode bridge is boosted to a desired voltage higher than the power supply voltage of the AC power supply AC by a booster chopper circuit CH. The obtained DC voltage is converted into a low-frequency rectangular wave AC by a half-bridge type inverter circuit INV and applied to the high-pressure discharge lamp LA included in the load circuit LD.
[0003]
The step-up chopper circuit CH includes a series circuit of an inductor L3 and a diode D1 connected to a high-potential output terminal of the full-wave rectifier circuit DB, a connection point between the inductor L3 and the diode D1, and a low-potential side of the full-wave rectifier circuit DB. A switching element Q5 inserted between the switching element Q5 and an output terminal, and a boost chopper control circuit CN for controlling the switching of the switching element Q5 are provided. The on-duty ratio of the switching element Q5 is adjusted by the boost chopper control circuit CN. Which is a conventionally well-known device that can obtain a DC output of
[0004]
Further, the inverter circuit INV includes a series circuit of the first and second capacitors C1 and C2 connected between the output terminals of the boost chopper control circuit CN, and a first circuit also connected between the output terminals of the boost chopper control circuit CN. And a series circuit of the second switching elements Q1 and Q2, a driving circuit HD for driving the first switching element Q1 on the high potential side, and a driving circuit HD for driving the second switching element Q2 on the low potential side. A control circuit CD for outputting a control signal for driving the first switching element Q1, and a connection point between the first and second capacitors C1 and C2 and the first and second switching elements Q1 and Q2. A load circuit LD is connected to the connection point. The load circuit LD includes a series circuit of an inductor L1 and a capacitor C3, and a series circuit of a high-pressure discharge lamp LA connected in parallel with the capacitor C3 and a primary winding of a pulse transformer PT. Further, a starting circuit (igniter) IG including a pulse transformer PT and a pulse generation circuit PX for applying a high-frequency pulse to a secondary winding of the pulse transformer PT is provided.
[0005]
The operation of the above conventional example will be briefly described. As shown in FIG. 7, a first period T1 in which only the first switching element Q1 is switched at a high frequency by the drive circuit HD and the control circuit CD with the second switching element Q2 turned off, and a first switching element Q1. Is turned off, the second period T2 in which only the second switching element Q2 is switched at a high frequency by the control circuit CD is alternately repeated at a low frequency, so that the high pressure discharge lamp LA of the load circuit LD has the configuration shown in FIG. A low-frequency rectangular wave current ILA flows as shown in c). Wherein the first period T1, the first capacitor C1, the constructed step-down chopper circuit in the first switching element Q1 and the load circuit LD, substantially constant lamp current I LA is supplied to the right in FIG. 6, In the second period T2, a substantially constant lamp current ILA is supplied leftward in FIG. 6 by the step-down chopper circuit including the second capacitor C2, the second switching element Q2, and the load circuit LD. The inductor L1 plays the role of an inductance component of the step-down chopper circuit, the capacitor C3 plays the role of a high-frequency filter, and the lamp current ILA flowing through the high-pressure discharge lamp LA is a low-frequency rectangular wave current. The voltages Vc1 and Vc2 across the first and second capacitors C1 and C2 monotonically increase or decrease in the first and second periods T1 and T2 as shown in FIG. At this point, the voltage Vc1 + Vc2 across the series circuit of the first and second capacitors C1 and C2 is always maintained at a constant value Vdc by the boost chopper circuit CH.
[0006]
When a high-pressure discharge lamp is turned on, a half-wave discharge may occur particularly when the lamp is not lit (starting). This half-wave discharge is not necessarily an abnormal phenomenon, but can occur during the process of arc discharge growing after dielectric breakdown has occurred between the electrodes of the high pressure discharge lamp.
[0007]
FIG. 8 shows operation waveforms when a half-wave discharge occurs in the above conventional example. In the periods A and B in the figure, the lamp current ILA flowing in the positive direction decreases and the current that should have flowed stops flowing, so that the voltages Vc1 and Vc2 across the first and second capacitors C1 and C2 are also not changed. It becomes balanced (unbalanced) and a bias occurs. Since such a voltage deviation causes a high voltage to be applied to one of the capacitors C1 or C2, a capacitor having a high withstand voltage must be used as the capacitor.
[0008]
On the other hand, a correction circuit is provided for correcting the voltages Vc1 and Vc2 across the first and second capacitors C1 and C2 to a predetermined voltage Vdc / 2 for a predetermined time immediately after starting the high-pressure discharge lamp LA. There has been proposed a discharge lamp lighting device in which excessive stress is not applied to the capacitors C1 and C2 and the switching elements Q1 and Q2 even when a half-wave discharge occurs (see Patent Document 1).
[0009]
On the other hand, in order to stably shift the high pressure discharge lamp LA from the glow discharge to the arc discharge immediately after starting, a constant high voltage, for example, a voltage of about 300 V in a metal halide lamp having a rated lamp power of about 35 W to 150 W is required. Must be applied. At this time, when the half-bridge type inverter circuit INV is used as in the conventional example, the maximum voltage that can be applied to the load circuit LD is the voltage Vc1, Vc2 across the first and second capacitors C1, C2. The output voltage Vdc of the step-up chopper circuit CH becomes about 600 V, and a high withstand voltage element must be used for the first and second switching elements Q1 and Q2.
[0010]
Therefore, as shown in FIG. 9, the voltage Vc1 across the first capacitor C1 on the high potential side is higher than the voltage Vc2 across the second capacitor C2 on the low potential side (for example, Vc1ｃ300 V, Vc2 ≒ 150 V). Thus, when the high-pressure discharge lamp LA is started, the high-pressure discharge lamp LA is shifted from glow discharge to arc discharge by using the voltage Vc1 across the high-potential side first capacitor C1 as a power supply. Lighting devices have also been proposed. Here, since the voltages Vc1 and Vc2 across the first and second capacitors C1 and C2 are different, in order to make the lamp current ILA flowing in the high-pressure discharge lamp LA equal in both positive and negative polarities, FIG. As shown in (b), the switching frequency of the second switching element Q2 is lower than the switching frequency of the first switching element Q1.
[0011]
[Patent Document 1]
JP-A-2002-43076 (paragraph 0025 to paragraph 0029, FIG. 1)
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
However, as described above, when the voltages Vc1 and Vc2 across the first and second capacitors C1 and C2 at the time of starting are controlled to be unbalanced, when the voltage Vc2 across the second capacitor C2 is used as a power source, a half-wave When the discharge occurs, the voltage Vc1 across the first capacitor C1 becomes higher and the voltage Vc2 across the second capacitor C1 becomes lower. As a result, the withstand voltage required for the first capacitor C1 may increase, and the high-pressure discharge lamp may be extinguished due to a decrease in supply power during a period in which the second capacitor C2 is used as a power supply.
[0013]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to prevent either of the voltages across the first and second capacitors from excessively increasing even when a half-wave discharge occurs. An object of the present invention is to provide a discharge lamp lighting device capable of lowering a withstand voltage required for a capacitor.
[0014]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the invention according to claim 1 includes a DC power supply, and an inverter circuit that alternates the DC output of the DC power supply to obtain a rectangular wave AC output, and the inverter circuit includes an output terminal of the DC power supply. First and second capacitors connected therebetween, first and second switching elements connected in parallel to the first and second capacitors, and control for switching-controlling the first and second switching elements And a control circuit, wherein the control circuit switches the first switching element on the high potential side at a first frequency and the second switching element on the low potential side at a lower frequency than the first frequency. In a discharge lamp lighting device in which a second period of switching at a second frequency is alternately repeated at a frequency lower than the second frequency, a voltage across the first or second capacitor is individually set. And correcting the first and second capacitors by charging and discharging when the voltage deviates from the second target voltage so that the voltages across the first and second capacitors match the first and second target voltages, respectively. It is characterized by comprising a correcting means.
[0015]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the correcting means includes a series circuit of third and fourth switching elements connected in parallel with the series circuit of the first and second capacitors; And an inductor connected between the connection point of the second capacitor and the connection point of the third and fourth switching elements, and a correction control circuit that controls the switching of the third and fourth switching elements. It is characterized by.
[0016]
According to a third aspect of the present invention, in the second aspect, the correction control circuit switches one of the first and second capacitors through an inductor by switching the third or fourth switching element at a high frequency. To the other side.
[0017]
According to a fourth aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the correction means includes a series circuit of a fifth switching element and a first resistor connected in parallel with the first capacitor, and a parallel circuit with the second capacitor. , A series circuit of a sixth switching element and a second resistor, and a voltage between both ends of the first and second capacitors, and switching control of the fifth and sixth switching elements according to the detection result. And a correction control circuit.
[0018]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
(Embodiment 1)
The present embodiment is characterized in that a correction circuit 1 is added to the circuit configuration of the conventional example (see FIG. 7) as shown in FIG. 1, and other configurations of the boost chopper circuit CH and the inverter circuit INV are described. Is basically the same as the conventional example. However, in this embodiment, as in the conventional example of FIG. 9, each voltage Vc1 across the high-potential side first capacitor C1 is higher than the voltage Vc2 across the low-potential side second capacitor C2. A capacitance value is set (for example, a capacitor in which two electrolytic capacitors having the same capacity as the first capacitor C1 are connected in parallel is referred to as a second capacitor C2, or two electrolytic capacitors having the same capacity as the second capacitor C2 are used). Are connected in series as the first capacitor C1), and the lamp current flowing through the high-pressure discharge lamp LA is reduced by setting the switching frequency of the second switching element Q2 lower than the switching frequency of the first switching element Q1. It is equal to I LA at positive and negative polarities.
[0019]
The correction circuit 1 includes a series circuit of third and fourth switching elements Q3 and Q4 connected in parallel with the series circuit of the first and second capacitors C1 and C2, and the first and second capacitors C1 and C2. And a correction control circuit 2 that controls the switching of the third and fourth switching elements Q3 and Q4, and an inductor L2 connected between the connection point of the third and fourth switching elements Q3 and Q4. Have.
[0020]
The correction control circuit 2 controls the switching of the fourth switching element Q4 in synchronization with the first switching element Q1 at half the switching frequency of the first switching element Q1 as shown in FIG. The switching control of the third switching element Q3 is performed in synchronization with the second switching element at the same switching frequency as the switching frequency of the switching element Q2.
[0021]
More specifically, in a first period T1 in which the first switching element Q1 is switched at a high frequency using the first capacitor C1 as a power supply, the first switching element Q1 is switched on / off every cycle. The fourth switching element Q4 repeats on and off, and the charge of the second capacitor C2 is discharged during the on-period of the fourth switching element Q4, so that the second capacitor C2 → the inductor L2 → the fourth switching element Q4 → Current flows through the path of the second capacitor C2, energy is accumulated in the inductor L2, and energy accumulated in the inductor L2 during the off period of the fourth switching element Q4 is the inductor L2 → parasitic of the third switching element Q3. Diode → first capacitor C 1 → inductor L 2 Capacitors C1 is charged. Similarly, in the second period T2 in which the second switching element Q2 is switched at a high frequency using the second capacitor C2 as a power supply, the third switching element Q3 is turned on in the same cycle as the second switching element Q2. / Off is repeated, and the charge of the first capacitor C1 is discharged during the ON period of the third switching element Q3, so that the first capacitor C1 → the third switching element Q3 → the inductor L2 → the first capacitor C1 A current flows through the path, energy is stored in the inductor L2, and the energy stored in the inductor L2 during the off period of the third switching element Q3 is changed from the inductor L2 to the second capacitor C2 to the parasitic diode of the fourth switching element Q4. → The second capacitor C2 is charged by being discharged through the path of the inductor L2.
[0022]
When the third and fourth switching elements Q3 and Q4 are switched by the correction control circuit 2 as described above, the first and second capacitors are switched as shown in FIGS. 2 (f) and 2 (g). The voltages Vc1 and Vc2 at both ends of C1 and C2 can always be made to match the first target voltage (for example, 300 V) and the second target voltage (for example, 150 V), respectively. The lamp LA can be prevented from extinguishing, and even when a half-wave discharge occurs, either of the voltages Vc1 and Vc2 across the first and second capacitors C1 and C2 is prevented from excessively rising, and both capacitors C1 and C2 are prevented from rising. Required voltage can be reduced.
[0023]
(Embodiment 2)
In the present embodiment, the correction control circuit 2 individually detects the voltages Vc1 and Vc2 across the first and second capacitors C1 and C2, and the detected voltages are the respective target voltages of the voltages Vc1 and Vc2 (for example, 300V for the voltage Vc1 across the first capacitor C1 and 150V for the voltage Vc2 across the second capacitor C2) when the voltage exceeds a predetermined value or more. It is characterized in that the third or fourth switching element Q3, Q4 is switched so as to lower Vc2. The circuit configuration of the present embodiment is basically the same as that of the first embodiment except that the correction control circuit 2 detects the voltages Vc1 and Vc2 across the first and second capacitors C1 and C2. Therefore, illustration of the circuit diagram and description of the common operation will be omitted.
[0024]
The correction control circuit 2 detects the voltages Vc1 and Vc2 across the first and second capacitors C1 and C2 as shown in FIGS. 3 (f) and 3 (g), each of which is higher than the target voltage by a predetermined value. Are not compared with the threshold values VTc1 and VTc2 set as the threshold voltages VTc1 and VTc2. If the voltages Vc1 and Vc2 do not exceed the threshold values VTc1 and VTc2, the third and fourth switching elements Q3 and Q4 are not switched. To maintain the off state. At this time, for example, when a half-wave discharge occurs at time t = t0, no current flows through the load circuit LD even though the second switching element Q2 is switching, so the second capacitor C2 does not discharge, When the first capacitor C1 is not charged and such a half-wave discharge state is repeated for several cycles, the voltage Vc1 across the first capacitor C1 gradually decreases, and the voltage Vc2 across the second capacitor C2 decreases. It gradually rises and eventually exceeds the threshold value VTc2 (time t = t1). Then, when the voltage Vc2 exceeds the threshold value VTc2, the correction control circuit 2 switches the fourth switching element Q4 at a high frequency to move the electric charge of the second capacitor C2 to the first capacitor C1 via the inductor L2. By doing so, the voltage Vc2 across the second capacitor C2 is reduced, and if the voltage Vc2 below the threshold value VTc2, the switching control of the fourth switching element Q4 ends. When the voltage Vc1 across the first capacitor C1 rises and exceeds the threshold value VTc1, the voltage Vc1 can be similarly reduced by controlling the switching of the third switching element Q3.
[0025]
As described above, in the present embodiment, when either of the voltages Vc1 and Vc2 across the first and second capacitors C1 and C2 exceeds the thresholds VTc1 and VTc2, the voltage Vc1 or Vc2 between the two ends. By controlling the switching of the third or fourth switching element Q3, Q4 so as to reduce only the voltage Vc1, Vc2 of the first or second capacitor C1, C2 even when a half-wave discharge occurs. The withstand voltage required for both capacitors C1 and C2 can be reduced by preventing any of them from rising excessively.
[0026]
(Embodiment 3)
The present embodiment is characterized in that a series circuit of a diode D3 and a fourth switching element Q4 is provided in the correction circuit 1 instead of the third switching element Q3 as shown in FIG. This is common to the first embodiment. Therefore, the same reference numerals are given to the same components as those in the first embodiment, and the description will be omitted.
[0027]
When the target voltage of the voltage Vc1 across the first capacitor C1 is set to a value sufficiently higher than the target voltage of the voltage Vc2 across the second capacitor C2, the half-wave discharge phenomenon occurs only when the power of the second capacitor C2 is turned on. When the second switching element Q2 is switched. Therefore, an excessive voltage rise due to the half-wave discharge also occurs only for the voltage Vc2 across the second capacitor C2, and the correction circuit 1 moves the electric charge of the second capacitor C2 to the first capacitor C1. Only the configuration is required, and the diode D3 can be used instead of the third switching element Q3.
[0028]
As described above, in the present embodiment, since only one switching element is required to form the correction circuit 1, there is an advantage that the circuit configuration of the correction control circuit 2 can be simplified.
[0029]
(Embodiment 4)
In the present embodiment, as shown in FIG. 5, a series circuit of a fifth switching element Q5 and a first resistor R1 connected in parallel with a first capacitor C1, and a series connection with a second capacitor C2. A series circuit of a sixth switching element Q6 and a second resistor R2, and voltages Vc1 and Vc2 across the first and second capacitors C1 and C2 are detected, and the fifth and sixth switching elements are determined according to the detection result. It is characterized in that the correction circuit 3 is composed of a correction control circuit 4 that performs switching control of Q5 and Q6, and the other components are the same as those of the first embodiment. And the description is omitted.
[0030]
The first and second resistors R1 and R2 are discharge resistors for discharging the electric charges of the first and second capacitors C1 and C2 when the fifth and sixth switching elements Q5 and Q6 are turned on, respectively. , Are set to different resistance values according to the target voltages of the voltages Vc1 and Vc2 across the first and second capacitors C1 and C2.
[0031]
The correction control circuit 4 detects voltages Vc1 and Vc2 across the first and second capacitors C1 and C2, and turns on the fifth switching element Q5 when the voltage Vc1 across the first capacitor C1 exceeds a target voltage. Then, the charge of the first capacitor C1 is discharged via the first resistor R1 to suppress an increase in the voltage Vc1 across the second capacitor C2. When the voltage Vc2 across the second capacitor C2 exceeds the target voltage, the sixth By turning on the switching element Q6 and discharging the charge of the second capacitor C2 via the second resistor R2, the rise of the voltage Vc1 at both ends is suppressed. As described above, the correction circuit 3 corrects the voltages Vc1 and Vc2 across the first and second capacitors C1 and C2 so that the voltages Vc1 and Vc2 do not always exceed the target voltage. The withstand voltage required for both capacitors C1 and C2 can be reduced by preventing any one of the voltages Vc1 and Vc2 across the first and second capacitors C1 and C2 from excessively increasing.
[0032]
【The invention's effect】
In order to achieve the above object, the invention according to claim 1 includes a DC power supply, and an inverter circuit that alternates the DC output of the DC power supply to obtain a rectangular wave AC output, and the inverter circuit includes an output terminal of the DC power supply. First and second capacitors connected therebetween, first and second switching elements connected in parallel to the first and second capacitors, and control for switching-controlling the first and second switching elements And a control circuit, wherein the control circuit switches the first switching element on the high potential side at a first frequency and the second switching element on the low potential side at a lower frequency than the first frequency. In a discharge lamp lighting device in which a second period of switching at a second frequency is alternately repeated at a frequency lower than the second frequency, a voltage across the first or second capacitor is individually set. And correcting the first and second capacitors by charging and discharging when the voltage deviates from the second target voltage so that the voltages across the first and second capacitors match the first and second target voltages, respectively. It is characterized in that a correction means is provided, and the voltage across the first and second capacitors always coincides with the first and second target voltages, respectively. The withstand voltage required for both capacitors can be reduced by preventing any of the voltages across the second capacitor from excessively increasing.
[0033]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the correcting means includes a series circuit of third and fourth switching elements connected in parallel with the series circuit of the first and second capacitors; And an inductor connected between the connection point of the second capacitor and the connection point of the third and fourth switching elements, and a correction control circuit that controls the switching of the third and fourth switching elements. The correction means can be configured with a relatively simple circuit configuration.
[0034]
According to a third aspect of the present invention, in the second aspect, the correction control circuit switches one of the first and second capacitors through an inductor by switching the third or fourth switching element at a high frequency. And moving the charge between the first and second capacitors so that the voltage across the first and second capacitors always coincides with the first and second target voltages, respectively. be able to.
[0035]
According to a fourth aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the correction means includes a series circuit of a fifth switching element and a first resistor connected in parallel with the first capacitor, and a parallel circuit with the second capacitor. , A series circuit of a sixth switching element and a second resistor, and a voltage between both ends of the first and second capacitors, and switching control of the fifth and sixth switching elements according to the detection result. A correction control circuit, wherein when the voltage across the first capacitor exceeds the target voltage, the fifth switching element is turned on to discharge the electric charge of the first capacitor via the first resistor. Then, when the voltage across the second capacitor exceeds the target voltage, the sixth switching element is turned on and the charge of the second capacitor is discharged through the second resistor, so that the first and second capacitors are discharged. Voltage across the capacitor can always corrected so as not to exceed the target voltage.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a partially omitted circuit diagram showing a first embodiment;
FIG. 2 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 3 is an operation explanatory diagram of the second embodiment.
FIG. 4 is a partially omitted circuit diagram showing a third embodiment;
FIG. 5 is a partially omitted circuit diagram showing a fourth embodiment;
FIG. 6 is a circuit diagram showing a conventional example.
FIG. 7 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 8 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 9 is an operation explanatory diagram of another conventional example.
[Explanation of symbols]
Reference Signs List 1 correction circuit 2 correction control circuit Q3 third switching element Q4 fourth switching element L2 inductor C1 first capacitor C2 second capacitor
