JP2004283711A

JP2004283711A - Water treatment method and water treatment apparatus

Info

Publication number: JP2004283711A
Application number: JP2003078241A
Authority: JP
Inventors: Motohiro Kuniyone; 基宏国米; Takayuki Oya; 貴之大矢; Kageyoshi Katakura; 景義片倉; Kunio Hashiba; 邦夫橋場
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2003-03-20
Filing date: 2003-03-20
Publication date: 2004-10-14
Anticipated expiration: 2023-03-20
Also published as: JP3997169B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a water treatment method and a water treatment apparatus each of which is adapted so that it may perform automatic follow-up and automatic control of the frequency and amplitude of ultrasonic waves so as for the ultrasonic waves to produce the most suitable cavitation. <P>SOLUTION: The water treatment apparatus comprises a sensor 312 that senses the amplitudes of oscillators 330 and 331, a frequency sensing block 328 that senses the frequencies of signals applied to the oscillators, an amplitude control unit 317 that controls the amplitudes of the oscillators according to the sensed amplitudes of the oscillators so as for the amplitudes to be set at target values, and a frequency control unit 308 that controls the frequencies of the oscillators according to the frequencies of the sensed signals so as for the frequencies to be set at the target values. The target vibration frequency of the oscillators is the resonance frequency of a vibration system including the oscillators which varies with a water temperature, a flow rate, an impurity, and the situation of cavitation generation. The frequency sensing part comprises an electric current sensor 303 that senses the phase of an electric current in relation to the signal voltage applied to the oscillators. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、水処理方法及び水処理装置に係り、特に、飲料水、循環式浴槽等における細菌の殺菌のために使用して好適な水処理方法及び水処理装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から強い超音波が殺菌効果を持つことが知られており、この超音波による殺菌効果を利用して、飲料水や循環式浴槽で問題となる細菌を殺菌する殺菌装置が開発されている。そして、この種の殺菌装置としての水処理装置に関する従来技術として、例えば、特許文献１、特許文献２等に記載された技術が知られている。
【０００３】
前述した従来技術による水処理装置は、超音波発生機構の共振を利用して、大きい振幅（約１μｍ程度）の超音波を水に与えてキヤビテーションを発生させ、その際の収縮時に発生する高温、高圧、高速の水流により機械的に細菌を破壊するというものである。超音波による殺菌は、一般には、音響化学効果による酸化により殺菌されると言われているが、２８ｋＨｚ程度の低い周波数を使用する場合、５μｍ程度の大きな細菌に対して機械的に粉砕されているという効果が確認されている。
【０００４】
また、超音波を与える液体の状態によって変動する超音波振動子の共振点を維持するように、超音波の周波数を変化させることを可能にした超音波装置に関する技術が、例えば、特許文献３、特許文献４、特許文献５等に記載されて知られている。
【０００５】
【特許文献１】
特開２００１−９４４８号公報
【０００６】
【特許文献２】
特開２００１−３３４２６４号公報
【０００７】
【特許文献３】
特開平６−７１２２６号公報
【０００８】
【特許文献４】
特開平７−２６５７９４号公報
【０００９】
【特許文献５】
特開２００１−２１２５１４号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
前述した従来技術による水処理装置は、実際に運用すると、水温・流速・不純物等の影響により、キャビテーションが発生するに最適な超音波の周波数が変動することがあり、最適なキャビテーションを発生させることができなくなることがあるという問題点を有している。
【００１１】
また、前述の従来技術は、水がない状態で使用されると、振幅が異常に大きくなって、装置が壊れる危険が生じるという問題点を有すると共に、装置が発生させたキャビテーションによって、装置自体が削れてゆき、共振周波数の変化を生起させるという問題点を有している。
【００１２】
本発明の目的は、前述した従来技術の問題点を解決し、最適なキャビテーションが発生するように超音波の周波数に対する自動追尾、振幅の自動制御を可能とし、装置自体が削れてゆくことによる共振周波数の変化が動作範囲を超えた場合、水がない場合等の異常を知らせることを可能にし、さらに、周波数と振幅とのどちらかが追随範囲を逸脱した場合に警報を発することができる水処理方法及び水処理装置を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば前記目的は、殺菌セルの振動子を駆動制御し、処理すべき水に超音波振動を与えて水中の細菌を殺菌する水処理方法において、振動子の振幅を検出すると共に、振動子に印加される信号の周波数を検出し、検出された振動子の振幅と、検出された信号の周波数に基づいて、前記振動子の振幅と振動周波数とを目標値となるように制御することにより達成される。
【００１４】
また、前記目的は、殺菌セルの振動子を駆動制御し、処理すべき水に超音波振動を与えて水中の細菌を殺菌する水処理装置において、振動子の振幅を検出する手段と、振動子に印加される信号の周波数を検出する手段と、検出された振動子の振幅に基づいて、前記振動子の振幅を目標値となるように制御する制御手段と、検出された信号の周波数に基づいて、前記振動子の振動周波数を目標値となるように制御する制御手段とを備えることにより達成される。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による水処理方法及び水処理装置の実施形態を図面により詳細に説明する。
【００１６】
図１は本発明の一実施形態による水処理装置を循環式浴槽の殺菌に使用した場合のシステム構成を示すブロック図、図２は図１における配管系の構成を示す図である。図１、図２において、１０１は浴槽、１０２は塩素源、１０３は集毛器、１０４はポンプ、１０５は濾過器、１０６は配管系、１０７は配線系、１０８は配管パイプ、１０９〜１１１はバルブ、１１２は分流器、１１３は合流器、１１４は水処理装置、１１５は加熱器、１１６は元ブレーカ、１１７は警報表示装置、２０１は防雨電源端子、２０２は漏電ブレーカ兼電源スイッチ（ＳＷ）、２０３はパイロットランプ、２０４は警報ランプ、２０５はアース、警報端子、２０６はボルト止め金具、２０７は水栓である。
【００１７】
本発明の一実施形態による１または複数の水処理装置１１４を循環式浴槽の殺菌に使用するシステムは、図１に示すように、浴槽１０１内の水を循環させる途中で塩素消毒を行う塩素源１０２と、比較的大きな塵埃等を除去する集毛器１０３と、水を循環させるポンプ１０４と、細かい塵埃を除去する濾過器１０５と、濾過後の水を本発明の実施形態による水処理装置１１４に導いて殺菌する配管系１０６と、殺菌後の水を加熱する加熱器１１５を備え、加熱後の水が浴槽１０１に返されるように構成されている。
【００１８】
配管系１０６は、２つの分岐を有する配管パイプ１０８と、２つの分岐の中間に設けられるバルブ１０９と、２つの分岐された配管パイプのそれぞれに設けられるバルブ１１０、１１１と、上流側で分岐された配管パイプの先端部に設けられた分流器１１２と、下流側で分岐された配管パイプの先端部に設けられた合流器１１３とにより構成されている。そして、図２（ａ）に示すように、分流器１１２は、１または複数の水処理装置１１４に処理前の水を分配する配管パイプ（図２（ａ）には単に細線で示している）が接続されており、また、合流器１１３は、水処理装置１１４からの処理後の水を取り込む配管パイプが接続されている。
【００１９】
１または複数の水処理装置１１４には、元ブレーカ１１６を介してＡＣ１００Ｖの電源を供給し、警報表示装置１１７に警報を表示するための配線系１０７が接続されている。水処理装置１１４の内部には、後述するように超音波による殺菌装置を構成する殺菌円筒が備えられている。そして、水処理装置１１４は、図２（ａ）、図２（ｂ）に示しているように、幅寸法３０ｃｍ、奥行き寸法３０ｃｍ、高さ寸法４０ｃｍ程度の大きさに構成され、電気側と水側とが水処理装置１１４の筐体の前面側と背面側とに分けて配置されており、筐体の前面側には、防雨電源端子２０１、漏電ブレーカ兼電源ＳＷ２０２、パイロットランプ２０３、警報ランプ２０４、アース、警報端子２０５が配置され、背面側には、分流器１１２、合流器１１３に接続されるパイプのための水栓２０７が配置されている。さらに、図２には示していないが、筐体底面の鍔状の部分には、ボルト止め金具２０６が設けられている。
【００２０】
前述したように構成される図１に示す循環式浴槽の殺菌システムは、動作状態において、バルブ１０９を閉じ、バルブ１１０、１１１を開いた状態で使用される。そして、濾過器１０５を経た水は、バルブ１１０、分流器１１２を介して複数の水処理装置１１４に供給され、後述で詳細に説明する水処理装置１１４により超音波による殺菌が行われた後、合流器１１３、バルブ１１１を介して加熱器１１５に送られ、加熱器１１５で所定の温度に加熱された後浴槽に戻される。
【００２１】
図３は本発明の一実施形態による水処理装置の構成を示すブロック図であり、次に、図３を参照して、図１、図２により接続した水処理装置１１４の構成について説明する。図３において、３０１は殺菌セル、３０２は駆動トランス、３０３は電流検出部、３０５はコンパレータ、３０６はサンプル＆ホールド回路、３０９は周波数制御部、３１２は振幅センサ、３１４は振幅検出回路、３１７は振幅制御部、３２０は警報発出部、３２１は警報端子、３２２はクロック源、３２３はＰＬＬ，タイミング発生回路、３２４はＰＷＭ信号発生回路、３２５はドライバ、３２６は電源回路、３２７はアース端子、３２８は周波数検出部、３３０、３３１は振動子、３３２は振動合成器、３３３は円筒容器、３３４は殺菌円筒である。
【００２２】
本発明の一実施形態による水処理装置は、図３に示すように、後述するように構成される殺菌セル３０１と、殺菌セル３０１内の振動子３３０、３３１を駆動する駆動回路と、駆動回路に必要な電源を供給する電源回路３２６とにより構成される。
【００２３】
図３において、殺菌セル３０１は、円筒容器３３３の内部に金属塊による殺菌円筒３３４が設けられ、殺菌円筒３３４と円筒容器３３３の内壁との間に円筒容器３３３の下面から処理すべき水が導かれて、円筒容器３３３の上部から殺菌処理された水を導出するように構成されている。そして、殺菌円筒３３４は、超音波領域で駆動される２つのランジュバン型の振動子３３０、３３１の振動を合成する振動合成器３３２に結合され、振動合成器３３２から伝えられる振動を周囲を流れる水に伝達する。殺菌円筒３３４の周囲に流れる水は、与えられる超音波の振動によりキャビテーションを生じて水の中に存在する細菌を殺菌する。
【００２４】
前述した殺菌セル３０１における振動子３３０、３３１、振動合成器３３２、殺菌円筒３３３を含む機構部分の全体は、振動子３３０、３３１を駆動する駆動回路から見た場合、共振器を構成しており、振動子３３０、３３１に印加する信号の周波数は、共振周波数に設定される。これにより、信号すべき水に効率よく大きな振動を与えてキャビテーションを発生されることができる。しかし、水温・流速・不純物等の影響により、前述した共振周波数がずれる場合があり、本発明の実施形態では、前述した機構部分の共振周波数のずれに対応して、振動子に印加する周波数を追随制御するようにすると共に、その振幅についても、設定した大きさに保持できるように制御している。
【００２５】
次に、前述したように周波数と振幅とを制御して振動子３３０、３３１を駆動制御する駆動回路について説明する。
【００２６】
ＰＬＬ，タイミング発生回路３２３は、ディジタル回路により構成される本発明の実施形態による駆動回路に対するタイミング源となるクロック源３２２からの信号を受け、振動子３３０、３３１を駆動する周波数信号に従った周波数を合成し、その周波数信号をパルス幅変調信号による正弦波を発生するＰＷＭ信号発生回路３２４に渡すと共に、周波数検出部３２８内のサンプルホールド回路３０６にサンプルタイミング信号３０７を供給し、製造時にその感度が調整されている振幅検出回路３１４にタイミング信号３１５を供給する。
【００２７】
ＰＬＬ，タイミング発生回路３２３からの周波数信号を受け取ったＰＷＭ信号発生回路３２４は、パルス幅変調信号による正弦波を発生して周波数信号に対応するＰＷＭ信号を発生して、そのＰＷＭ信号をドライバ３２５に与える。ドライバ３２５は、Ｄ級アンプ（０、１のディジタル２値信号を大きな電圧に増幅するアンプ）により構成される。２値信号の増幅を行うＤ級アンプは、スイッチにより構成することができ、Ａ級、Ｂ級アンプ等のリニアアンプに比べて高効率な増幅を行うことができる。
【００２８】
ドライバ３２５により増幅された信号は、ドライバと振動子との間のインピーダンス整合をとる駆動トランス３０２を介して殺菌セル３０１の振動子３３０、３３１に印加され、殺菌セル３０１内を流れる水を前述したように殺菌するために使用される。
【００２９】
前述した駆動トランス３０２の一次側（ドライバ３２５に接続される側）には、電流検出部３０３、コンパレータ３０５、サンプル＆ホールド回路３０６により構成される周波数検出部３２８が備えられている。電流検出部３０３は、トランス、抵抗等により構成され、駆動トランス３０２に流れる電流を検出し、検出した電流に対応する信号としての電流モニタ信号３０４を、入力電圧を基準電圧と比較し、大小の２値を出力するコンパレータ３０５に与える。
【００３０】
サンプル＆ホールド回路３０６は、サンプルタイミング信号３０７の示す時刻にコンパレータ３０５からの出力を記憶し保持する。サンプルタイミング信号３０７は、現在の周波数が殺菌セルの共振周波数であれば、電流が０となるべきタイミングを示す信号、すなわち、ＰＬＬ，タイミング発生回路３２３がＰＷＭ発生回路３２４に出力する周波数信号の０クロス点を示す信号である。サンプル＆ホールド回路３０６からの信号は、周波数を上下する指示を与える信号である周波数Ｕｐ／Ｄｏｗｎ信号３０８として周波数制御部３０９に与えられる。
【００３１】
周波数制御部３０９は、周波数Ｕｐ／Ｄｏｗｎ信号３０８を受けて、ＰＬＬ，タイミング発生回路３２３が発生する周波数信号の周波数を制御するための出力すべき周波数を表す周波数信号３１０をＰＬＬ，タイミング発生回路３２３に与えると共に、周波数が大幅に変化して所定の周波数範囲を逸脱して周波数制御が必要になった場合に異常を警報する周波数警報信号３１１を警報発出部３２０に与える。
【００３２】
一方、殺菌セル３０１の振動合成器３３２には、圧電素子等による振幅に応じた信号を発生する振幅センサ３１２が取り付けられており、この振幅センサ３１２からの振幅の大きさを示す振幅モニタ信号３１３が振幅検出回路３１４に与えられる。振幅センサ３１２としては、一般的には加速度センサが利用され、振幅センサの代表的なものとして圧電素子があり、他に、マイクロマシンによる加速度センサ等も使用することができる。
【００３３】
振幅検出回路３１４は、振幅を評価するタイミングを示すタイミング信号３１５に基づいて、振動子３３０、３３１に与えられている周波数（本発明の実施形態では２８ｋＨｚを使用するが、一般には、１０ｋＨｚから数ＭＨｚの超音波周波数）で交番する振幅センサ３１２からの振幅モニタ信号３１３を検波して直流レベルに変換し、振幅の大きさを所定の値と比較し、大小の制御方向を示す振幅Ｕｐ／Ｄｏｗｎ信号３１６を生成して振幅制御部３１７に与える。
【００３４】
振幅制御部３１７は、振幅Ｕｐ／Ｄｏｗｎ信号３１６により振幅信号を修正し、出力すべき振幅を表す信号である振幅信号３１８をＰＷＭ信号発生回路３２４に渡すと共に、所定の振幅範囲を逸脱して振幅制御が必要になった場合に発出する警報である振幅警報信号３１９を警報発出部３２０に与える。
【００３５】
警報発出部３２０は、前述で説明したように、周波数警報信号３１１と振幅警報信号３１９（その他、電源警報等）を受け、警報端子３２１に警報信号を出力する。警報端子３２１に出力された信号は、警報音、警報ランプ等の駆動に使用されて外部に異常を報知する。
【００３６】
前述したように構成される駆動回路は、振動子に対する駆動周波数の周波数追尾、振幅追尾、警報の各機能を実施するものであり、次に、それらの機能の概要を説明する。
【００３７】
（１）周波数追尾
殺菌セル３０１の振動子及び振動合成器は、電気的に見ると全体として共振器を構成しており、駆動回路から見た等価回路から共振点の周辺で、印加電圧に対する電流の位相が変化する。本発明の実施形態は、位相を検出して位相が周波数に対して単調関数となる範囲であれば、位相の進みまたは遅れにより周波数を上下させることにより、周波数を安定点に収束させている。
【００３８】
位相の検出は、電圧のある位相（出荷時調整）で電流をサンプルして行うが、後述するように、共振周波数で零クロス点となるタイミングで電流をサンプルするようにする。電流の検出は、すでに説明したように、低い抵抗や、トランス結合を使用する方法により行われる。
【００３９】
検出された電流値は、電圧値として得られ、これを比較電圧と比較し、比較結果の大小をＤ−ＦＦに記憶させ、アップダウンカウシタ（以下、ＵＤＣという）を使用して周波数数値を修正してゆく。そして、周波数数値を分周比とするＰＬＬにより実際の周波数を実現する。
【００４０】
（２）振幅追尾
殺菌セル３０１の振動子及び振動合成器による共振系に圧電素子等の加速度センサを使った振幅センサを固定して振幅を観測し、振幅の大きさを固定値（出荷時に調整）と比較し、その結果、振幅が大きければ振幅を小さく修正するアップダウンカウンタ（ＵＤＣ）を備えて、周波数制御の場合と同様な制御を行う。
【００４１】
（３）警報
装置に各種の異変があっても、それが制御可能範囲内であれば警報発出の必要はないとし、制御範囲を逸脱した場合に警報とする。制御範囲の逸脱の検出は、各最終段のＵＤＣのあふれを監視することにより行うことができる。
【００４２】
本発明の実施形態による水処理装置は、人のいない場所で稼動するため、装置単体の警報だけでなく、装置間で警報信号を接続し、操作者や分電盤で警報を発出できるようにしている。
【００４３】
図４は周波数検出部３２８の詳細な構成を示すブロック図、図５は周波数検出の原理を説明する図、図６は駆動トランス３０３の等価回路を示す図であり、次に、これらの図を参照して周波数検出部３２８の構成と処理動作について説明する。図４において、４０１はノイズ除去フィルタ、４０２は積分回路であり、他の符号は図３の場合と同一である。
【００４４】
図４に示すように、周波数検出部３２８に含まれる電流検出部３０３は、電流検出トランスにより構成され、後述するドライバ３２５からの２つの信号を受ける駆動トランス３０２の２つの一次巻線の間に接続されている。電流検出部３０３のトランスの二次巻線側には、抵抗とコンデンサとにより構成される微分特性を有するノイズ除去フィルタ４０１が設けられている。本発明の実施形態は、２８ＫＨｚの周波数の信号を使用するとしており、ノイズ除去フィルタ４０１のカットオフ周波数は５６ＫＨｚに設定される。ノイズ除去後の信号は、差動増幅器と、そのフィードバック回路に設けられる抵抗及びコンデンサの並列回路とにより構成される積分回路４０２を介してコンパレータ３０５に印加される。積分回路４０２は、ノイズ除去フィルタ４０１の微分特性により微分波形となった信号を元に戻すためのもので、本発明の実施形態の場合、そのカットオフ周波数は１４ＫＨｚに設定される。
【００４５】
コンパレータ３０５は、積分回路４０２をへて与えられる入力電圧をグランド電位にある基準電圧と比較し、大小の２値を出力してサンプル＆ホールド回路３０６に入力する。サンプル＆ホールド回路３０６は、Ｄ−ＦＦにより構成されており、すでに説明したように、サンプルタイミング信号３０７の示す時刻にコンパレータ３０５からの出力を記憶し保持し、周波数制御部３０９に周波数Ｕｐ／Ｄｏｗｎ信号３０８を出力する。
【００４６】
図５に周波数検出の原理を示しているが、一般に、振動子の共振点に対して印加周波数が高いか低いかにより、電圧に対する電流の位相が変化する。すなわち、振動子の共振点では、振動子は、ドライバから見て純抵抗負荷となるが、周波数がずれるとＬやＣに見え、電流位相が変化する。このため、純抵抗負荷となる場合の印加電圧の零クロス点（この条件では電流も零）となるタイミングで電流をサンプリングすると、その検出値が正か負かにより、印加周波数が高い側にずれているか、低い側にずれているかを判断することができ、これにより、ＰＷＭ信号発生器３２４が生成する周波数信号を、振動子の共振点に一致させるように制御することができる。
【００４７】
図６に示すように、振動子の等価回路は、抵抗Ｒ、インダクタンス及びコンデンサの直列回路と、コンデンサＣとが並列接続れたものとなる。そして、電流検出部を構成する電流検出トランスは、スイッチング電流低減インダクタＬＣと兼用するように、また、駆動トランスは、負荷容量補償インダクタＬＴを構成するように設計される。なお、スイッチング電流低減インダクタＬＣを駆動トランスで兼用するように、すなわち、駆動トランスで、スイッチング電流低減インダクタＬＣと負荷容量補償インダクタＬＴとの両方を兼用させるようにすることもできる。
【００４８】
図６に示す等価回路は、機械系の直列共振と、負荷容量及び補正インダクタによる並列共振の両方が存在するので、電流検出値が正か負かによる印加周波数が高い側にずれているか、低い側にずれているかが逆になる場合があり、これを確認しておくことが必要となる。本発明の実施形態では、機械系のＱ≒２０、補償系のＱ＜１であるので、機械系が支配的であるが、確認の結果によっては、制御の方向が逆転することもある。
【００４９】
そして、本発明の実施形態では、振動子に対する電流を駆動トランス３０３の一次側で検出しているが、その理由は、二次側で測定すると、負荷容量と補償インダクタとに流れる電流により測定誤差を生じるので、これを避けるため、及び、電流測定用のトランスをスイッチング電流低減インダクタに兼用するためである。
【００５０】
次に、負荷容量補償インダクタＬＴの設計について説明する。
【００５１】
いま、ω０＝２π・２８．０ＫＨｚとする。このとき、図６のＲと直列のインダクタンス及びコンデンサは共振して０Ωとなる。従って、ＬＴとＣとを共振させればよい。ここで、ＬＴとして駆動トランスの励磁インダンタンスを利用するものとする。
【００５２】
ω０・ＬＴ＝１／（ω０・Ｃ）から
ＬＴ＝１／（（ω０）^２・Ｃ） ……（式１）
となり、ＬＴの許容偏差は、
±ＬＴ／√（Ｑ・１０） ……（式２）
となる。この式２における数値１０は、ドライバに余裕があれば小さな値とすることができる。なお、Ｑ＝ω０・ＬＴ／Ｒである。
【００５３】
具体的な例を挙げると、Ｃ＝７９００ｐｆ、Ｒ＝３７Ωの場合、ＬＴ＝４．０ｍＨ、許容偏差±１ｍＨ程度、Ｑ＝０．０５となる。
【００５４】
次に、スイッチング電流低減インダクタＬＣの設計について説明する。
【００５５】
振動子の共振周波数２８ＫＨｚの場合、ＬＴによる補償により、負荷である振動子は純抵抗に見えるので問題が生じることはないが、スイッチングによる高調波の周波数でＬＴとＣとが共振しないため、負荷がＣに見えてくる。このときに、ドライバのからの出力電圧をスイッチングすると、Ｃに大きな電流が流れ、ドライバを構成するトランジスタが損傷したり、電源効率が悪化してしまう。
【００５６】
このため、本発明の実施形態は、ＬＣを直列に挿入してスイッチング時の電流を低減するようにしている。ＬＣの挿入による副作用として、２８ＫＨｚの基本周波数の流れを妨げるという作用が生じるが、本発明の実施形態は、基本周波数の損失を１ｄＢ程度に抑える設計とする。
【００５７】
伝達特性＝１／（１＋ｊω０・ＬＣ／Ｒ） ……（式３）
であるため、１ｄＢ（１／１．１２２）の損失となるＬＣは、
ＬＣ＝√（（１．１２２）^２−１）・Ｒ／ω ……（式４）
となる。但し、この値は、一次側の値に変換する必要があり、駆動トランスの昇圧比ｎの場合、１／ｎ^２となる。ＬＣの許容偏差は±２０％とする。
【００５８】
このとき、ドライバに流れる７倍高調波の電流は、基本波に対して、
Ｒ／（７ω０・ＬＣ） ……（式５）
の倍率となる。
【００５９】
具体的な例を挙げると、前述と同一の条件で、ＬＣ＝１．１０６ｍＨ／ｎ^２、７倍高調波の基本波に対する伝達特性の割合は０．２８となる。
【００６０】
一般に、高調波のレベルは基本波より小さいが、９倍、１１倍等多数存在する。このため、電源効率やトランジスタの定格等を総合的に検討し、負荷として大きく問題となる場合、ＬＣの値を大きくする代わりに、直列にコンデンサを入れて基本波を通過させるようにする、すなわち、ＬＣと挿入するコンデンサの容量により中心周波数で共振させるようにし、ＬＣと挿入するコンデンサの容量とのインピーダンスを中心周波数で０とするようにすることができる。
【００６１】
図７は振幅検出回路３１４の詳細な構成を示すブロック図であり、次に、図７を参照して振幅検出回路３１４の構成と処理動作について説明する。図７において、７０１はイコライザ回路、７０２は検波回路、７０３はＬＰＦ（ローパスフィルタ）、７０４はコンパレータ、７０５はＤ−ＦＦであり、他の符号は図３の場合と同一である。
【００６２】
振幅センサ３１２からの検出信号である振幅モニタ信号３１６を受けて振幅Ｕｐ／Ｄｏｗｎ信号３１６を生成する振幅検出回路は、図７に示すように、振幅センサ３１２からの検出信号に対するイコライザ回路７０１と、イコライザ回路７０１からの出力を検波する検波課と、ＬＰＦ７０３と、ＬＰＦ７０３からの出力と基準電圧とを比較して結果を出力するコンパレータ７０４と、ＰＬＬ，タイミング発生回路３２３からの振幅サンプルタイミング信号３１５によりコンパレータ７０４からの出力を取り込んで保持すると共に、これを振幅Ｕｐ／Ｄｏｗｎ信号３１６として出力するＤ−ＦＦ７０５とにより構成される。
【００６３】
前述において、イコライザ回路７０１は、そのゲインが規定機械振幅を得ることができるように製造時に調整されており、振幅センサの周波数特性を補償する機能と雑音を除去する機能とを備えている。また、このイコライザ回路７０１は、振幅センサ３１２が加速度を検出するセンサにより構成されている場合、本発明の実施形態で使用する駆動周波数である２８ＫＨｚの周辺を２回積分して振幅に比例した信号とする機能をも備える。
【００６４】
イコライザ回路７０１からの出力信号は、検波回路７０２、ＬＰＦ７０３を介して検出した振幅の大きさを示す直流電圧に変換されてコンパレータ７０４に印加される。コンパレータ７０４は、ＬＰＦ７０３を介して入力される振幅の大きさを示す直流電圧と基準電圧とを比較して、どちらが大きいかを示す２値信号をＤ−ＦＦ７０５に出力する。ＬＰＦ７０３は、２８ＫＨｚ成分を充分に低減させる必要があり、かつ、応答速度が遅すぎると約１秒の制御ループが不安定になるため、ある程度早い応答速度が必要である。そのため、ＬＰＦ７０３は、カットオフ周波数が約２８０Ｈｚに設定される。
【００６５】
図８は周波数制御部３０９、振幅制御部３１７、ＰＬＬ，タイミング発生回路３２３及びＰＷＭ信号発生３２４の詳細な構成を示すブロック図であり、次に、図８を参照して、これらの制御部及び回路の構成と処理動作とについて説明する。図８において、８０１〜８０４はＵｐ／Ｄｏｗｎカウンタ、８０５はＰＬＬクロック回路、８０６はタイミング発生回路、８０７は１０ビットカウンタ、８０８、８０９は１０ビット加算器、８１０、８１１は一致検出回路、８１２、８１３はパルス発生器であり、他の符号は図３の場合と同一である。
【００６６】
まず、周波数制御部３０９及びＰＬＬ，タイミング発生回路３２３について説明する。周波数制御部３０９は、２つのＵｐ／Ｄｏｗｎカウンタ８０１、８０２を備えて構成されており、周波数検出部３２８からの周波数Ｕｐ／Ｄｏｗｎ信号３０８により制御される。このＵｐ／Ｄｏｗｎ信号３０８は、２８ｋＨｚの頻度で入力される。そして、周波数制御部３０９での周波数制御範囲は、Ｆ１ＨｚからＦ２Ｈｚであり、この幅は機械系の共振周波数偏差をカバーする必要があり、同時に、機械系が別モードの振動を起こすことがない程度に狭い必要もある。また、周波数制御部３０９での制御は、振幅制御による突入電流防止のため、振幅制御より早く行う必要があり、本発明の実施形態は、振幅制御１秒、周波数制御０．１秒とし、振幅制御と周波数制御が干渉しないように、これらの比を少なくとも１０となるようにしている。
【００６７】
Ｕｐ／Ｄｏｗｎカウンタ（Ｆ２）８０２は、周波数分解能＜２８ｋＨｚ／（１０・Ｑ）から周波数分解能が１００Ｈｚ以下であることが望ましく、５０Ｈｚ程度の分解能が得られるように設計する。また、周波数可変範囲は、中心周波数２８ｋＨｚに対して±１ｋＨｚとする。前述の結果、Ｕｐ／Ｄｏｗｎカウンタ（Ｆ２）８０２が出力するＰＬＬ，タイミング発生回路３２３に対する制御信号としての周波数信号３１０の最大値ＮＦ１、最小値ＮＦ２、中心値ＮＦは、
ＮＦ１＝最大周波数／分解能＝２９ｋＨｚ／５０Ｈｚ＝５８０
ＮＦ２＝最小周波数／分解能＝２７ｋＨｚ／５０Ｈｚ＝５４０
ＮＦ＝２８ｋＨｚ／５０＝５６０（リセット時の初期値とする）となり、従って、Ｕｐ／Ｄｏｗｎカウンタ（Ｆ２）８０２は、１０ｂｉｔ必要である。
【００６８】
そして、Ｕｐ／Ｄｏｗｎカウンタ（Ｆ２）８０２は、カウンタ和がオーバーフローを起こした場合、周波数が収束しなかったとして警報を警報発出部３２０に送信する。
【００６９】
Ｕｐ／Ｄｏｗｎカウンタ（Ｆ１）８０１は、ランダムウォークフィルタとして、ささいな雑音からの影響を俳除し、平均値が１か０かを判定するフィルタであり、装置の立ち上げ直後等の周波数が明らかにずれている場合、受信するＵｐ／Ｄｏｗｎ信号をカウントし、オーバーフローしたらカウンタ（Ｆ２）をはじめてＵｐ／Ｄｏｗｎ制御する。
【００７０】
周波数追随時間の０．１秒の間に受信するＵｐ／Ｄｏｗｎ信号３０８の個数は、２８ｋＨｚ×０．１秒＝２８００回である。この個数でカウンタＦ２の数値を最小から最大まで変化させるには、カウンタＦ１のオーバーフローカウント数ＫＦは、
２８ＫＨｚ×０．１秒／ＫＦ＝ＮＦ１−ＮＦ２より、
ＫＦ＝２８ＫＨｚ×Ｏ．１秒／（ＮＦ１−ＮＦ２）＝７０となる。
【００７１】
ＰＬＬ，タイミング発生回路３２３は、ＰＬＬクロック回路８０５と、タイミング発生回路８０６とにより構成される。ＰＬＬクロック回路８０５は、クロック源３２２からの周波数Ｆ０のクロックを、Ｕｐ／Ｄｏｗｎカウンタ（Ｆ２）８０２からの周波数信号ＮＦを用い、ＮＦ／Ｋ倍として出力する。ここで、Ｆ０及びＫは設計によって決定される。タイミング発生回路８０６は、Ｆ１＝２８ｋＨｚ×１０２４＝２８．６７２ＭＨｚ及びいくつかの位相を発生するため、具体化時の設計によっては更に、２倍の周波数を要する場合もある。
【００７２】
次に、振幅制御部３１７について説明する。振幅制御部３１７は、２つのＵｐ／Ｄｏｗｎカウンタ８０３、８０４を備えて構成されており、振幅検出回路３１４からの振幅Ｕｐ／Ｄｏｗｎ信号３１６により制御される。このＵｐ／Ｄｏｗｎ信号３１６は、２８ｋＨｚの頻度で入力される。そして、振幅制御部３１７での振幅制御数値ＮＡの範囲は、０〜５１１であるとし、また、すでに説明したように、振幅の制御は、周波数制御より遅く、１秒であるとする。
【００７３】
Ｕｐ／Ｄｏｗｎカウンタ（Ａ１）８０３は、ランダムウォークフィルタとして、ささいな雑音からの影響を俳除し、平均値が１か０かを判定するフィルタであり、装置の立ち上げ直後等の振幅が０からスタートする場合、受信するＵｐ／Ｄｏｗｎ信号をカウントし、オーバーフローしたらカウンタ（Ａ２）をはじめてＵｐ／Ｄｏｗｎ制御する。
【００７４】
振幅追随時間の１秒の間に受信するＵｐ／Ｄｏｗｎ信号３０８の個数は、２８ｋＨｚ×１秒＝２８０００回である。この個数でカウンタＡ２の数値を最小から最大まで変化させるには、カウンタＡ１のオーバーフローカウント数ＫＡは、
２８ＫＨｚ×１秒／ＫＡ＝５１１より、
ＫＡ＝２８ＫＨｚ×１秒／５１１＝５５となる。
【００７５】
そして、Ｕｐ／Ｄｏｗｎカウンタ（Ａ２）８０４は、オーバーフローを起こした場合、振幅が不足したとして警報を警報発出部３２０に送信する。
【００７６】
次に、ＰＷＭ信号発生回路３２４について説明する。ＰＷＭ信号発生回路３２４は、図８に示しているように、１０ビットカウンタ８０７と、２つの１０ビット加算器８０８、８０９と、２つの一致検出回路８１０、８１１と、２つのパルス発生器８１２、８１３とにより、１対のＰＷＭ信号を生成することができるように構成される。
【００７７】
本発明の実施形態に使用するＰＷＭ信号発生回路３２４は、振幅制御をも行うことができるように構成されており、まず、ＰＷＭ信号発生回路３２４で使用するＰＷＭ信号波形と振幅制御の方法とについて制御する。
【００７８】
図９は本発明の実施形態におけるＰＷＭ信号発生回路３２４で使用するＰＷＭ信号波形を示す図、図１０は振幅制御方法について説明する図である。
【００７９】
本発明の実施形態は、ＰＷＭ信号発生回路３２４の出力信号をＤ級アンプによるドライバ３２５により増幅することとしている。その際、Ｄ級アンプを使用して電力効率を上げるために、高調波による機械系の多モード振動を抑える必要がある。そこで、本発明の実施形態は、図９に示すような波形を持つＰＷＭ信号を利用することとする。図９に示す波形は、第２次〜第６次の高調波を含まないため、機械系の多モード振動を抑えることができる。そして、本発明の実施形態では、この図９に示す波形の形状と大きさとを、変化させることなくＰＷＭ信号発生回路３２４から出力させている。
【００８０】
一般的には、Ｄ級アンプの電源電圧によって振幅を調整することができる。しかし、このような可変電圧の電源を用いなくても、駆動トランスの両端に印加する波形の位相を変えることにより振幅を制御することが可能である。本発明の実施形態は、このような考え方に基づくもので、前述したように、ＰＷＭ信号発生回路３２４に、１対のＰＷＭ信号を生成させている。出力位相を気にしなくてよい場合、駆動トランスの片方の信号だけを変化させてもよいが、本発明の実施形態は、周波数制御を位相検出によって行うこととしているため、振幅を変化させても位相を保持する必要がある。
【００８１】
駆動トランスの両端に印加する波形の位相を変えることにより振幅を制御することができることについて、図１０を参照して説明する。
【００８２】
駆動トランスに印加する２つの信号が同位相である場合、図１０（ａ）に示すように、トランスの両端の電位差が０となり、従って、出力は０となる。また、２つの信号に位相差がある場合、図１０（ｂ）に示すように、トランスの両端に電位差が発生し、出力としてはｃｏｓ成分による出力が得られる。さらに、２つの信号が逆位相である場合、図１０（ｃ）に示すように、トランスの両端の電位差が２倍となり、出力としてのｃｏｓ成分が最大となる。前述したような振幅の制御において、２つの信号の位相を、ある同一の位相から対称にプラス、マイナスの両方向に変化させると、出力位相を全く変化させることなく、振幅の大きさだけを制御することができる。
【００８３】
図１１はＰＷＭ信号発生回路３２４の１０ビットカウンタ８０７が出力する数値の状況と２つのパルス発生器８１２、８１３が出力する波形を示す図、図１２は制御数値ＮＡと振幅との関係を説明する図である。
【００８４】
前述したＰＷＭ信号発生回路３２４の構成において、１０ビットカウンタ８０７が出力する数値Ｔは、図１１に示すように、のこぎり状の波形となる。そして、加算器８０８、８０９は、振幅制御部３１８からの振幅を制御する振幅信号ＮＡを受け、それぞれ、５１２−ＮＡ、５１２＋ＮＡを演算する。一致検出回路８１０、８１１は、１０ビットカウンタ８０７からののこぎり状の波形と５１２−ＮＡ、５１２＋ＮＡとが一致したタイミングに合わせて、ｓｉｎ波をスタートさせて発生するようにパルス発生器８１２、８１３に指示を行う。パルス発生器８１２、８１３は、出力すべき振幅に応じたお互いに対称な位相変化を持った１対のＰＷＭ信号を出力する。これにより、ＰＷＭ信号発生回路３２４は、駆動トランスを介して出力される信号の振幅を、出力位相を変化させることなく制御可能な１対のＰＷＭ信号を出力することができる。
【００８５】
振幅信号の数値ＮＡと出力振幅との関係は、直線的ではなく、図１２に示すように、ｓｉｎカーブとなる。自動制御の観点からは固有値を変えないリニア特性が好ましいが、応答がゆるやかになる方向のため問題ない。
【００８６】
図１３はドライバ３２５の構成を示すブロック図である。図１３において、１３１〜１３４はロジック電圧−ＦＥＴ駆動信号変換回路、１３５〜１３８は出力用ＦＥＴであり、他の符号は図３の場合と同一である。
【００８７】
Ｄ級アンプにより構成されるドライバ３２５は、図１３に示すように、４つのロジック電圧−ＦＥＴ駆動信号変換回路１３１〜１３４と、これらの回路に接続される４つの出力用ＦＥＴ１３５〜１３８とにより構成される。そして、ロジック電圧−ＦＥＴ駆動信号変換回路１３１、１３２は、前述で説明したＰＷＭ信号発生回路３２４の一方の出力に接続されており、ロジック電圧−ＦＥＴ駆動信号変換回路１３３、１３４は、ＰＷＭ信号発生回路３２４の他方の出力に接続されている。また、ロジック電圧−ＦＥＴ駆動信号変換回路１３１、１３３は、ロジック信号のＨレベルでＦＥＴ１３５、１３７をＯＮとするように、ロジック電圧−ＦＥＴ駆動信号変換回路１３２、１３４は、ロジック信号のＬレベルでＦＥＴ１３６、１３８をＯＮとするように信号の変換を行う。さらに、ＦＥＴ１３５、１３６は、直列に接続されて両端に１５０Ｖ、０Ｖの電圧が印加され、ＦＥＴ１３７、１３８は、直列に接続されて両端に１５０Ｖ、０Ｖの電圧が印加される。
【００８８】
前述のように構成されるドライバ３２５は、信頼性、実績のあるソナー用にドライバを流用して設計することができる。本発明の実施形態で使用するドライバがソナー用と相違する点は、負荷が異なる点、使用周波数が異なる点、連続運転も行う必要があるため放熱等を考慮すべき点、温水からの熱による温度上昇について考慮すべき点である。
【００８９】
次に、本発明の実施形態での警報の発出について説明する。前述では、周波数異常、振幅異常について説明したが、これらの異常を含めて、警報の発出について説明する。
【００９０】
電源ＯＦＦ時
パイロットランプが点灯しない。未使用であり警報を発出しない。電源ＯＦＦにより警報発出を望む顧客があれば、設計変更で対応可能であり、例えば、ノーマルＯＮタイプのリレーを使用して対応することができる。
【００９１】
漏電時
漏電ブレーカの作動により電源が断となる。漏電ブレーカの漏電表示とパイロットランプの消灯により表現することができる。電気信号による警報は発出しない。漏電ブレーカ断により警報発出を望む顧客があれば、設計変更で対応可能であり、前述と同様に、ノーマルＯＮタイプのリレーを使用して対応することができる。
【００９２】
周波数異常
エロージョン、ゆるみ、圧電素子破壊・漏電等による規定周波数範囲外への共振点の変化時に、警報ランプと警報端子とから警報を発出する。
【００９３】
振幅異常
エロージョン、ゆるみ、圧電素子破壊・漏電等による規定振幅範囲外への変化時に、警報ランプと警報端子とから警報を発出する。
【００９４】
警報動作確認
毎電源投入時に、１秒間だけ警報ランプと警報端子とに警報を発出する。
【００９５】
警報端子仕様
リレー接点３端子を装備と、ＯＮ時警報の組と、ＯＦＦ時警報の組とを設ける。電圧・電流の容量は、ＡＣ１００Ｖ、１Ａ（電球を点灯することができる容量）とする。
【００９６】
警報時保守運用方法
本発明の実施形態での警報信号は、装置外に並列に（ＯＮ時警報）または直列（ＯＦＦ時警報）接続され、分電盤や保守者の警報装置を鳴動または点灯させるようにしている。保守者は、装置の場所へ駆け付け、装置毎に設けた警報ランプを見て、異常な装置を特定することができる。また、多数の殺菌セルを並列運転しているため、１台の殺菌セルが停止しても全体の殺菌率が０になることはない。
【００９７】
メーカ等の保守者は、バルブ操作により水をバイパスさせ、異常な装置を取り外し、または交換した後、バルブを元に戻せばよい。修理後の交換も同様に行うことができる。分流器と合流器とは、殺菌セルが外された場合にも、水が漏れないように栓ができるようにしておく必要があり、これにより、複数の殺菌セルの一部を修理等のために取り外した場合にも、残りの殺菌セルによりシステムの運転を続けることができる。
【００９８】
前述した本発明の実施形態は、ＦＰＧＡ等のディジタル回路により制御を行うとして説明したが、本発明は、安価なＣＰＵを使用して同等の処理を行うようにすることができ、また、アナログ回路によって同等な処理を行うようにすることもできる。
【００９９】
前述した本発明は、温泉水向けの循環式の浴槽水の殺菌に使用する例を挙げて説明したが、本発明は、水道水、汚泥処理水、タンカーのバラスト水の処理にも使用することができ、さらに、他に超音波加工機（加工具、医療用超音波メス、ワイヤボンダ、溶融型接着剤加熱器）等の周波数・振幅の自動制御及び警報検出に適用することができる。
【０１００】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、最適なキャビテーションが発生するように超音波の周波数に対する自動追尾、振幅の自動制御を行うことができ、装置自体が削れてゆくことによる共振周波数の変化が動作範囲を超えた場合、水がない場合等の異常を知らせることができ、周波数と振幅とのどちらかが追随範囲を逸脱した場合に警報を発することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態による水処理装置を循環式浴槽の殺菌に使用した場合のシステム構成を示すブロック図である。
【図２】図１における配管系の構成を示す図である。
【図３】本発明の一実施形態による水処理装置の構成を示すブロック図である。
【図４】周波数検出部の詳細な構成を示すブロック図である。
【図５】周波数検出の原理を説明する図である。
【図６】駆動トランスの等価回路を示す図である。
【図７】振幅検出回路の詳細な構成を示すブロック図である。
【図８】周波数制御部、振幅制御部、ＰＬＬ，タイミング発生回路及びＰＷＭ信号発生の詳細な構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の実施形態におけるＰＷＭ信号発生回路で使用するＰＷＭ信号波形を示す図である。
【図１０】振幅制御方法について説明する図である。
【図１１】ＰＷＭ信号発生回路の１０ビットカウンタが出力する数値の状況と２つのパルス発生器が出力する波形を示す図である。
【図１２】制御数値ＮＡと振幅との関係を説明する図である。
【図１３】ドライバの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０１浴槽
１０２塩素源
１０３集毛器
１０４ポンプ
１０５濾過器
１０６配管系
１０７配線系
１０８配管パイプ
１０９〜１１１バルブ
１１２分流器
１１３合流器
１１４水処理装置
１１５加熱器
１１６元ブレーカ
１１７警報表示装置
２０１防雨電源端子
２０２漏電ブレーカ兼電源スイッチ（ＳＷ）
２０３パイロットランプ
２０４警報ランプ
２０５アース、警報端子
２０６ボルト止め金具
２０７水栓
３０１殺菌セル
３０２駆動トランス
３０３電流検出部
３０５コンパレータ
３０６サンプル＆ホールド回路
３０９周波数制御部
３１２振幅センサ
３１４振幅検出回路
３１７振幅制御部
３２０警報発出部
３２１警報端子
３２２クロック源
３２３ＰＬＬ，タイミング発生回路
３２４ＰＷＭ信号発生回路
３２５ドライバ
３２６電源回路
３２７アース端子
３２８周波数検出部
３３０、３３１振動子
３３２振動合成器
３３３円筒容器
３３４殺菌円筒[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a water treatment method and a water treatment apparatus, and particularly to a water treatment method and a water treatment apparatus suitable for use in sterilizing bacteria in drinking water, a circulation bathtub, and the like.
[0002]
[Prior art]
It has been known that a strong ultrasonic wave has a sterilizing effect, and a sterilizing device for sterilizing bacteria which is a problem in drinking water or a circulation bath by using the ultrasonic sterilizing effect has been developed. As a conventional technology relating to a water treatment device as a sterilization device of this type, for example, technologies described in Patent Literature 1, Patent Literature 2, and the like are known.
[0003]
The above-described water treatment apparatus according to the related art uses the resonance of the ultrasonic wave generating mechanism to apply ultrasonic waves having a large amplitude (about 1 μm) to water to generate cavitation, which is generated at the time of contraction. High temperature, high pressure and high speed water flow mechanically destroy bacteria. Ultrasonic sterilization is generally said to be sterilized by sonochemical oxidation, but when using a low frequency of about 28 kHz, it is mechanically crushed against large bacteria of about 5 μm. The effect has been confirmed.
[0004]
Further, a technique relating to an ultrasonic device that enables the frequency of an ultrasonic wave to be changed so as to maintain a resonance point of an ultrasonic vibrator that fluctuates depending on a state of a liquid that applies the ultrasonic wave is disclosed in, for example, Patent Document 3, It is known as described in Patent Literature 4, Patent Literature 5, and the like.
[0005]
[Patent Document 1]
JP 2001-9448 A
[0006]
[Patent Document 2]
JP 2001-334264 A
[0007]
[Patent Document 3]
JP-A-6-71226
[0008]
[Patent Document 4]
JP-A-7-265794
[0009]
[Patent Document 5]
JP 2001-212514 A
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
When the water treatment device according to the above-described conventional technology is actually operated, the optimal ultrasonic frequency for generating cavitation may fluctuate due to the effects of water temperature, flow velocity, impurities, etc. There is a problem that it may not be possible.
[0011]
In addition, the above-described prior art has a problem that when used in the absence of water, the amplitude becomes abnormally large, and there is a risk that the device may be broken.In addition, the device itself may be damaged due to cavitation generated by the device. There is a problem that the material is scraped off, causing a change in the resonance frequency.
[0012]
An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems of the prior art, to enable automatic tracking of the frequency of the ultrasonic wave and automatic control of the amplitude so that optimal cavitation is generated, and to reduce the resonance caused by the shaving of the device itself. Water treatment that enables notification of anomalies such as when there is no water when the change in frequency exceeds the operating range, and that can issue an alarm when either the frequency or the amplitude deviates from the following range. It is to provide a method and a water treatment device.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
According to the present invention, the object is to control the drive of the vibrator of the sterilization cell, and in a water treatment method for sterilizing bacteria in water by applying ultrasonic vibration to water to be treated, while detecting the amplitude of the vibrator, The frequency of a signal applied to the vibrator is detected, and based on the detected amplitude of the vibrator and the frequency of the detected signal, the amplitude and the vibration frequency of the vibrator are controlled to be target values. This is achieved by:
[0014]
Further, the above object is to control the driving of the vibrator of the sterilization cell, and to detect the amplitude of the vibrator in a water treatment apparatus for sterilizing bacteria in water by applying ultrasonic vibration to water to be treated; Means for detecting the frequency of the signal applied to the control unit, control means for controlling the amplitude of the vibrator to a target value based on the detected amplitude of the vibrator, and Control means for controlling the vibration frequency of the vibrator to a target value.
[0015]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of a water treatment method and a water treatment apparatus according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0016]
FIG. 1 is a block diagram showing a system configuration when a water treatment apparatus according to one embodiment of the present invention is used for sterilization of a circulation bathtub, and FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a piping system in FIG. 1 and 2, 101 is a bathtub, 102 is a chlorine source, 103 is a hair collector, 104 is a pump, 105 is a filter, 106 is a piping system, 107 is a wiring system, 108 is a piping pipe, and 109 to 111 are A valve, 112 is a diverter, 113 is a merger, 114 is a water treatment device, 115 is a heater, 116 is a former breaker, 117 is an alarm display device, 201 is a rainproof power supply terminal, 202 is an earth leakage breaker / power switch (SW). ) And 203 are pilot lamps, 204 is an alarm lamp, 205 is a ground, an alarm terminal, 206 is a bolt fitting, and 207 is a faucet.
[0017]
A system that uses one or more water treatment devices 114 according to an embodiment of the present invention to sterilize a circulating bathtub, as shown in FIG. 1, is a chlorine source that performs chlorine disinfection while circulating water in the bathtub 101. 102, a hair collector 103 for removing relatively large dust and the like, a pump 104 for circulating water, a filter 105 for removing fine dust, and a water treatment device 114 for filtering the filtered water according to the embodiment of the present invention. And a heater 115 for heating the water after sterilization, and the heated water is returned to the bathtub 101.
[0018]
The piping system 106 includes a piping pipe 108 having two branches, a valve 109 provided between the two branches, valves 110 and 111 provided in each of the two branched piping pipes, and a branch on the upstream side. And a merging device 113 provided at the tip of the piping pipe branched downstream. Then, as shown in FIG. 2A, the flow divider 112 is a piping pipe for distributing water before treatment to one or a plurality of water treatment devices 114 (only a thin line is shown in FIG. 2A). Is connected, and the merging device 113 is connected to a piping pipe that takes in water after treatment from the water treatment device 114.
[0019]
The one or more water treatment devices 114 are connected to a wiring system 107 for supplying 100 V AC power via the former breaker 116 and displaying an alarm on the alarm display device 117. Inside the water treatment device 114, there is provided a sterilizing cylinder constituting a sterilizing device using ultrasonic waves as described later. As shown in FIGS. 2A and 2B, the water treatment device 114 has a width of about 30 cm, a depth of about 30 cm, and a height of about 40 cm. The front side and the rear side of the housing of the water treatment device 114 are separately arranged. A lamp 204, a ground, and an alarm terminal 205 are arranged, and a faucet 207 for a pipe connected to the flow divider 112 and the merger 113 is arranged on the back side. Further, although not shown in FIG. 2, a bolt fitting 206 is provided on a flange-shaped portion on the bottom surface of the housing.
[0020]
The circulation bath tub sterilization system shown in FIG. 1 configured as described above is used with the valve 109 closed and the valves 110 and 111 opened in the operating state. Then, the water that has passed through the filter 105 is supplied to a plurality of water treatment devices 114 via a valve 110 and a flow divider 112, and after sterilization by ultrasonic waves is performed by the water treatment device 114 described in detail below, The water is sent to the heater 115 via the merger 113 and the valve 111, heated to a predetermined temperature by the heater 115, and then returned to the bathtub.
[0021]
FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the water treatment apparatus according to one embodiment of the present invention. Next, with reference to FIG. 3, the configuration of the water treatment apparatus 114 connected with FIGS. 1 and 2 will be described. 3, reference numeral 301 denotes a sterilizing cell, 302 denotes a drive transformer, 303 denotes a current detection unit, 305 denotes a comparator, 306 denotes a sample and hold circuit, 309 denotes a frequency control unit, 309 denotes an amplitude sensor, 314 denotes an amplitude detection circuit, and 317 denotes an amplitude detection circuit. Amplitude control unit, 320 is an alarm issuing unit, 321 is an alarm terminal, 322 is a clock source, 323 is a PLL, timing generation circuit, 324 is a PWM signal generation circuit, 325 is a driver, 326 is a power supply circuit, 327 is a ground terminal, 328 Is a frequency detector, 330 and 331 are vibrators, 332 is a vibration synthesizer, 333 is a cylindrical container, and 334 is a sterile cylinder.
[0022]
As shown in FIG. 3, the water treatment apparatus according to one embodiment of the present invention includes a sterilizing cell 301 configured as described below, a driving circuit that drives the vibrators 330 and 331 in the sterilizing cell 301, and a driving circuit. And a power supply circuit 326 for supplying necessary power to the power supply.
[0023]
In FIG. 3, a sterilization cell 301 is provided with a sterilization cylinder 334 formed of a metal lump inside a cylindrical container 333, and water to be treated is introduced between the sterilization cylinder 334 and the inner wall of the cylindrical container 333 from the lower surface of the cylindrical container 333. Then, it is configured to draw out the sterilized water from the upper part of the cylindrical container 333. The sterilizing cylinder 334 is coupled to a vibration synthesizer 332 that synthesizes the vibrations of the two Langevin-type vibrators 330 and 331 driven in the ultrasonic region, and receives the vibration transmitted from the vibration synthesizer 332 and flows through the surroundings. To communicate. The water flowing around the sterilizing cylinder 334 causes cavitation due to the vibration of the applied ultrasonic waves, and sterilizes bacteria present in the water.
[0024]
When viewed from the drive circuit that drives the vibrators 330 and 331, the entire mechanism including the vibrators 330 and 331, the vibration synthesizer 332, and the sterilization cylinder 333 in the above-described sterilization cell 301 constitutes a resonator. The frequency of the signal applied to the vibrators 330 and 331 is set to the resonance frequency. Thus, cavitation can be generated by efficiently applying large vibration to the water to be signaled. However, there is a case where the above-mentioned resonance frequency is shifted due to the influence of water temperature, flow velocity, impurities, and the like. In the embodiment of the present invention, the frequency applied to the vibrator is changed in accordance with the shift of the resonance frequency of the above-described mechanism. Following control is performed, and the amplitude is controlled so that the amplitude can be maintained at a set value.
[0025]
Next, a drive circuit that controls the oscillators 330 and 331 by controlling the frequency and the amplitude as described above will be described.
[0026]
The PLL / timing generation circuit 323 receives a signal from a clock source 322 serving as a timing source for a driving circuit according to the embodiment of the present invention constituted by a digital circuit, and receives a signal according to a frequency signal for driving the vibrators 330 and 331. And passes the frequency signal to a PWM signal generation circuit 324 that generates a sine wave by a pulse width modulation signal, and supplies a sample timing signal 307 to a sample and hold circuit 306 in a frequency detection unit 328 so that the sensitivity of the The timing signal 315 is supplied to the amplitude detection circuit 314 whose is adjusted.
[0027]
Upon receiving the frequency signal from the PLL and timing generation circuit 323, the PWM signal generation circuit 324 generates a sine wave based on the pulse width modulation signal to generate a PWM signal corresponding to the frequency signal, and sends the PWM signal to the driver 325. give. The driver 325 includes a class D amplifier (an amplifier that amplifies a digital binary signal of 0 and 1 to a large voltage). A class D amplifier for amplifying a binary signal can be configured by a switch, and can perform amplification with higher efficiency than a linear amplifier such as a class A or class B amplifier.
[0028]
The signal amplified by the driver 325 is applied to the vibrators 330 and 331 of the sterilization cell 301 via the drive transformer 302 that performs impedance matching between the driver and the vibrator, and the water flowing in the sterilization cell 301 is described above. Used to sterilize.
[0029]
On the primary side (the side connected to the driver 325) of the drive transformer 302 described above, there is provided a frequency detection unit 328 including a current detection unit 303, a comparator 305, and a sample & hold circuit 306. The current detection unit 303 includes a transformer, a resistor, and the like, detects a current flowing through the drive transformer 302, compares a current monitor signal 304 as a signal corresponding to the detected current with an input voltage to a reference voltage, This is supplied to a comparator 305 that outputs a binary value.
[0030]
The sample & hold circuit 306 stores and holds the output from the comparator 305 at the time indicated by the sample timing signal 307. If the current frequency is the resonance frequency of the sterilization cell, the sample timing signal 307 is a signal indicating the timing at which the current should be 0, that is, the 0 of the frequency signal output from the PLL and timing generation circuit 323 to the PWM generation circuit 324. This is a signal indicating a cross point. The signal from the sample & hold circuit 306 is supplied to the frequency control unit 309 as a frequency Up / Down signal 308 which is a signal for giving an instruction to raise or lower the frequency.
[0031]
Upon receiving the frequency Up / Down signal 308, the frequency control unit 309 converts the frequency signal 310 representing the frequency to be output for controlling the frequency of the frequency signal generated by the PLL and the timing generation circuit 323 into the PLL and the timing generation circuit 323. And a frequency alarm signal 311 for alarming an abnormality when the frequency significantly changes and deviates from a predetermined frequency range to require frequency control.
[0032]
On the other hand, an amplitude sensor 312 that generates a signal corresponding to the amplitude of a piezoelectric element or the like is attached to the vibration synthesizer 332 of the sterilization cell 301, and an amplitude monitor signal 313 indicating the magnitude of the amplitude from the amplitude sensor 312. Is supplied to the amplitude detection circuit 314. As the amplitude sensor 312, an acceleration sensor is generally used. A typical example of the amplitude sensor is a piezoelectric element. In addition, an acceleration sensor using a micromachine can be used.
[0033]
The amplitude detection circuit 314 uses the frequency (28 kHz in the embodiment of the present invention, but generally 10 kHz to 10 kHz) applied to the vibrators 330 and 331 based on a timing signal 315 indicating the timing of evaluating the amplitude. The amplitude monitor signal 313 from the amplitude sensor 312 alternating at the ultrasonic frequency (MHz ultrasonic frequency) is detected and converted to a DC level, the magnitude of the amplitude is compared with a predetermined value, and the amplitude Up / Down indicating the magnitude of the control direction. A signal 316 is generated and provided to the amplitude control unit 317.
[0034]
The amplitude control unit 317 corrects the amplitude signal by the amplitude Up / Down signal 316, passes the amplitude signal 318 representing the amplitude to be output to the PWM signal generation circuit 324, and deviates from a predetermined amplitude range. An amplitude warning signal 319, which is a warning issued when control becomes necessary, is provided to the warning issuing unit 320.
[0035]
As described above, the alarm issuing unit 320 receives the frequency alarm signal 311 and the amplitude alarm signal 319 (otherwise, a power alarm or the like) and outputs an alarm signal to the alarm terminal 321. The signal output to the alarm terminal 321 is used for driving an alarm sound, an alarm lamp, and the like, and notifies an external abnormality.
[0036]
The drive circuit configured as described above performs the functions of frequency tracking, amplitude tracking, and alarming of the driving frequency for the vibrator, and an outline of these functions will be described below.
[0037]
(1) Frequency tracking
The vibrator and the vibration synthesizer of the sterilizing cell 301 electrically constitute a resonator as a whole, and the phase of the current with respect to the applied voltage changes around the resonance point from the equivalent circuit viewed from the drive circuit. . In the embodiment of the present invention, if the phase is detected and the phase is in a range where the phase becomes a monotonic function with respect to the frequency, the frequency is raised or lowered by leading or lagging the phase, thereby converging the frequency to a stable point.
[0038]
The phase is detected by sampling the current at a certain phase of the voltage (adjustment at the time of shipment). As will be described later, the current is sampled at a timing at which the resonance frequency becomes a zero crossing point. As described above, the current is detected by a method using a low resistance or a transformer coupling.
[0039]
The detected current value is obtained as a voltage value, which is compared with a comparison voltage, the magnitude of the comparison result is stored in a D-FF, and the frequency value is calculated using an up-down counter (hereinafter referred to as UDC). I will fix it. Then, the actual frequency is realized by the PLL using the frequency numerical value as the frequency division ratio.
[0040]
(2) Amplitude tracking
An amplitude sensor using an acceleration sensor such as a piezoelectric element is fixed to a resonance system formed by a vibrator and a vibration synthesizer of the sterilization cell 301, the amplitude is observed, and the amplitude is compared with a fixed value (adjusted at the time of shipment). As a result, if the amplitude is large, an up-down counter (UDC) for correcting the amplitude to a small value is provided, and the same control as in the frequency control is performed.
[0041]
(3) Warning
Even if various abnormalities occur in the device, it is not necessary to issue an alarm if the abnormalities are within the controllable range, and an alarm is issued if the device deviates from the control range. The detection of the deviation of the control range can be performed by monitoring the overflow of the UDC at each final stage.
[0042]
Since the water treatment apparatus according to the embodiment of the present invention operates in a place where no people are present, not only the alarm of the apparatus alone, but also an alarm signal is connected between the apparatuses so that an operator or a distribution board can issue an alarm. ing.
[0043]
FIG. 4 is a block diagram showing a detailed configuration of the frequency detection unit 328, FIG. 5 is a diagram for explaining the principle of frequency detection, and FIG. 6 is a diagram showing an equivalent circuit of the driving transformer 303. The configuration and processing operation of the frequency detection unit 328 will be described with reference to FIG. 4, reference numeral 401 denotes a noise elimination filter, 402 denotes an integration circuit, and other reference numerals are the same as those in FIG.
[0044]
As shown in FIG. 4, a current detection unit 303 included in the frequency detection unit 328 includes a current detection transformer, and is provided between two primary windings of a drive transformer 302 that receives two signals from a driver 325 described later. It is connected. On the secondary winding side of the transformer of the current detection unit 303, a noise elimination filter 401 having a differential characteristic constituted by a resistor and a capacitor is provided. In the embodiment of the present invention, a signal having a frequency of 28 KHz is used, and the cutoff frequency of the noise removal filter 401 is set to 56 KHz. The signal from which the noise has been removed is applied to the comparator 305 via an integrating circuit 402 including a differential amplifier and a parallel circuit of a resistor and a capacitor provided in a feedback circuit thereof. The integration circuit 402 is for restoring a signal that has become a differential waveform due to the differential characteristics of the noise removal filter 401. In the case of the embodiment of the present invention, the cutoff frequency is set to 14 KHz.
[0045]
The comparator 305 compares the input voltage supplied to the integration circuit 402 with a reference voltage at the ground potential, outputs a large or small value, and inputs the binary value to the sample & hold circuit 306. The sample-and-hold circuit 306 is configured by a D-FF, stores and holds the output from the comparator 305 at the time indicated by the sample timing signal 307, and outputs the frequency Up / Down to the frequency control unit 309 as described above. The signal 308 is output.
[0046]
FIG. 5 shows the principle of frequency detection. In general, the phase of the current with respect to the voltage changes depending on whether the applied frequency is higher or lower than the resonance point of the vibrator. That is, at the resonance point of the vibrator, the vibrator becomes a pure resistance load when viewed from the driver, but when the frequency is shifted, it looks like L or C and the current phase changes. Therefore, if the current is sampled at the timing of the zero crossing point of the applied voltage when the load becomes a pure resistance load (the current is also zero in this condition), the applied frequency shifts to the higher side depending on whether the detected value is positive or negative. It is possible to determine whether the frequency signal is shifted to the lower side or not, thereby controlling the frequency signal generated by the PWM signal generator 324 to match the resonance point of the vibrator.
[0047]
As shown in FIG. 6, the equivalent circuit of the vibrator is one in which a series circuit of a resistor R, an inductance and a capacitor and a capacitor C are connected in parallel. The current detection transformer constituting the current detection unit is designed to also serve as the switching current reduction inductor LC, and the drive transformer is designed to constitute the load capacitance compensation inductor LT. It should be noted that the switching current reduction inductor LC may be shared by the drive transformer, that is, the drive transformer may be configured to share both the switching current reduction inductor LC and the load capacitance compensation inductor LT.
[0048]
In the equivalent circuit shown in FIG. 6, since there are both mechanical series resonance and parallel resonance due to the load capacitance and the correction inductor, the applied frequency is shifted to a higher side or lower depending on whether the current detection value is positive or negative. In some cases, the difference is reversed, and it is necessary to confirm this. In the embodiment of the present invention, since the mechanical system Q ≒ 20 and the compensation system Q <1, the mechanical system is dominant. However, depending on the result of the confirmation, the control direction may be reversed.
[0049]
In the embodiment of the present invention, the current to the vibrator is detected on the primary side of the drive transformer 303. The reason for this is that, when measured on the secondary side, the measurement error is caused by the current flowing through the load capacitance and the compensation inductor. This is to avoid this and to use the transformer for current measurement as the switching current reduction inductor.
[0050]
Next, the design of the load capacitance compensation inductor LT will be described.
[0051]
Now, it is assumed that ω0 = 2π · 28.0 KHz. At this time, the inductance and the capacitor in series with R in FIG. 6 resonate to become 0Ω. Therefore, it is only necessary to resonate LT and C. Here, it is assumed that the excitation inductance of the drive transformer is used as LT.
[0052]
From ω0 · LT = 1 / (ω0 · C)
LT = 1 / ((ω0) ² ・ C) ... (Equation 1)
And the permissible deviation of LT is
± LT / √ (Q · 10) (Equation 2)
It becomes. Numerical value 10 in Equation 2 can be a small value if the driver has room. Note that Q = ω0 · LT / R.
[0053]
As a specific example, when C = 7900 pf and R = 37Ω, LT = 4.0 mH, allowable deviation ± 1 mH, and Q = 0.05.
[0054]
Next, the design of the switching current reduction inductor LC will be described.
[0055]
When the resonance frequency of the vibrator is 28 KHz, no problem occurs because the vibrator, which is a load, appears to be a pure resistance due to compensation by LT. However, since LT and C do not resonate at the frequency of the harmonic due to switching, the load is reduced. Comes to C. At this time, when the output voltage from the driver is switched, a large current flows through C, and the transistor constituting the driver is damaged or the power supply efficiency is deteriorated.
[0056]
For this reason, in the embodiment of the present invention, the current at the time of switching is reduced by inserting an LC in series. As a side effect of the insertion of the LC, an effect of obstructing the flow of the fundamental frequency of 28 KHz occurs. However, the embodiment of the present invention is designed to suppress the loss of the fundamental frequency to about 1 dB.
[0057]
Transfer characteristic = 1 / (1 + jω0 · LC / R) (Equation 3)
Therefore, LC resulting in a loss of 1 dB (1 / 1.122) is
LC = √ ((1.122) ² -1) · R / ω (Equation 4)
It becomes. However, this value needs to be converted to a value on the primary side, and when the boost ratio n of the driving transformer is 1 / n ² It becomes. The tolerance of LC is ± 20%.
[0058]
At this time, the 7th harmonic current flowing through the driver is
R / (7ω0 · LC) (Equation 5)
It becomes the magnification of.
[0059]
To give a specific example, LC = 1.106 mH / n under the same conditions as described above. ² , The ratio of the transfer characteristic to the fundamental wave of the seventh harmonic is 0.28.
[0060]
In general, the level of the harmonic is smaller than the fundamental wave, but there are many such as 9 times and 11 times. For this reason, comprehensively consider the power supply efficiency and the rating of the transistor, etc., and when it becomes a significant problem as a load, instead of increasing the value of LC, insert a capacitor in series to allow the fundamental wave to pass. , LC and the capacity of the capacitor to be inserted can be made to resonate at the center frequency, and the impedance between the LC and the capacity of the inserted capacitor can be set to 0 at the center frequency.
[0061]
FIG. 7 is a block diagram showing a detailed configuration of the amplitude detection circuit 314. Next, a configuration and a processing operation of the amplitude detection circuit 314 will be described with reference to FIG. 7, 701 is an equalizer circuit, 702 is a detection circuit, 703 is an LPF (low-pass filter), 704 is a comparator, 705 is a D-FF, and other symbols are the same as those in FIG.
[0062]
The amplitude detection circuit that receives the amplitude monitor signal 316 as the detection signal from the amplitude sensor 312 and generates the amplitude Up / Down signal 316 includes an equalizer circuit 701 for the detection signal from the amplitude sensor 312 as shown in FIG. A detection section for detecting an output from the equalizer circuit 701, an LPF 703, a comparator 704 for comparing the output from the LPF 703 with a reference voltage and outputting a result, and an amplitude sample timing signal 315 from the PLL and timing generation circuit 323. The D-FF 705 fetches and holds the output from the comparator 704 and outputs the same as the amplitude Up / Down signal 316.
[0063]
In the above description, the equalizer circuit 701 is adjusted at the time of manufacture so that the specified mechanical amplitude can be obtained, and has a function of compensating for the frequency characteristics of the amplitude sensor and a function of removing noise. When the amplitude sensor 312 is configured by a sensor that detects acceleration, the equalizer circuit 701 integrates a signal around a driving frequency of 28 KHz used in the embodiment of the present invention twice and outputs a signal proportional to the amplitude. It also has the function of
[0064]
An output signal from the equalizer circuit 701 is converted into a DC voltage indicating the magnitude of the amplitude detected via the detection circuit 702 and the LPF 703, and applied to the comparator 704. The comparator 704 compares the DC voltage indicating the magnitude of the amplitude input via the LPF 703 with the reference voltage, and outputs a binary signal indicating which is larger to the D-FF 705. The LPF 703 needs to sufficiently reduce the 28 KHz component, and if the response speed is too slow, the control loop of about 1 second becomes unstable, so a somewhat faster response speed is required. Therefore, the cutoff frequency of LPF 703 is set to about 280 Hz.
[0065]
FIG. 8 is a block diagram showing a detailed configuration of the frequency control unit 309, the amplitude control unit 317, the PLL, the timing generation circuit 323, and the PWM signal generation 324. Next, with reference to FIG. The configuration of the circuit and the processing operation will be described. 8, 801 to 804 are Up / Down counters, 805 is a PLL clock circuit, 806 is a timing generation circuit, 807 is a 10-bit counter, 808 and 809 are 10-bit adders, 810 and 811 are coincidence detection circuits, 812, Reference numeral 813 denotes a pulse generator, and other symbols are the same as those in FIG.
[0066]
First, the frequency control unit 309, the PLL, and the timing generation circuit 323 will be described. The frequency control unit 309 includes two Up / Down counters 801 and 802, and is controlled by a frequency Up / Down signal 308 from the frequency detection unit 328. The Up / Down signal 308 is input at a frequency of 28 kHz. The frequency control range of the frequency control unit 309 is from F1 Hz to F2 Hz, and this width needs to cover the resonance frequency deviation of the mechanical system, and at the same time, the mechanical system does not cause another mode of vibration. Also need to be narrow. Further, the control by the frequency control unit 309 needs to be performed earlier than the amplitude control in order to prevent an inrush current by the amplitude control. In the embodiment of the present invention, the amplitude control is 1 second, the frequency control is 0.1 second, and the amplitude control is 0.1 second. The ratio is set to at least 10 so that control and frequency control do not interfere with each other.
[0067]
The Up / Down counter (F2) 802 desirably has a frequency resolution of 100 Hz or less from a frequency resolution of <28 kHz / (10 · Q), and is designed to obtain a resolution of about 50 Hz. The frequency variable range is ± 1 kHz with respect to the center frequency of 28 kHz. As a result, the maximum value NF1, the minimum value NF2, and the center value NF of the frequency signal 310 as a control signal for the PLL output from the Up / Down counter (F2) 802 and the timing generation circuit 323 are as follows:
NF1 = maximum frequency / resolution = 29 kHz / 50 Hz = 580
NF2 = minimum frequency / resolution = 27 kHz / 50 Hz = 540
NF = 28 kHz / 50 = 560 (to be an initial value at the time of reset), and therefore, the Up / Down counter (F2) 802 needs 10 bits.
[0068]
When the counter sum overflows, the Up / Down counter (F2) 802 transmits an alarm to the alarm issuing unit 320 assuming that the frequency has not converged.
[0069]
The Up / Down counter (F1) 801 is a random walk filter that filters out the effects of trivial noise and determines whether the average value is 1 or 0. In the case of the deviation, the received Up / Down signal is counted, and when overflow occurs, the counter (F2) is controlled for the first time in Up / Down.
[0070]
The number of Up / Down signals 308 received during the frequency tracking time of 0.1 second is 28 kHz × 0.1 second = 2800 times. To change the value of the counter F2 from the minimum to the maximum with this number, the overflow count KF of the counter F1 is
From 28 kHz × 0.1 second / KF = NF1-NF2,
KF = 28 KHz × O. 1 second / (NF1−NF2) = 70.
[0071]
The PLL and timing generation circuit 323 includes a PLL clock circuit 805 and a timing generation circuit 806. The PLL clock circuit 805 outputs the clock of the frequency F0 from the clock source 322 as NF / K times using the frequency signal NF from the Up / Down counter (F2) 802. Here, F0 and K are determined by design. Since the timing generation circuit 806 generates F1 = 28 kHz × 1024 = 28.672 MHz and some phases, a double frequency may be further required depending on the design at the time of implementation.
[0072]
Next, the amplitude controller 317 will be described. The amplitude control unit 317 includes two Up / Down counters 803 and 804, and is controlled by an amplitude Up / Down signal 316 from the amplitude detection circuit 314. The Up / Down signal 316 is input at a frequency of 28 kHz. It is assumed that the range of the amplitude control numerical value NA in the amplitude control unit 317 is 0 to 511, and that the amplitude control is one second later than the frequency control, as described above.
[0073]
The Up / Down counter (A1) 803 is a random walk filter that filters out the effects of trivial noise and determines whether the average value is 1 or 0. In the case of starting from, the received Up / Down signal is counted, and when overflow occurs, Up / Down control is performed for the first time by the counter (A2).
[0074]
The number of Up / Down signals 308 received during one second of the amplitude tracking time is 28 kHz × 1 second = 28000 times. To change the value of the counter A2 from the minimum to the maximum with this number, the overflow count number KA of the counter A1 is
From 28 kHz × 1 second / KA = 511,
KA = 28 KHz × 1 second / 511 = 55.
[0075]
Then, when an overflow occurs, the Up / Down counter (A2) 804 transmits an alarm to the alarm issuing unit 320 that the amplitude is insufficient.
[0076]
Next, the PWM signal generation circuit 324 will be described. As shown in FIG. 8, the PWM signal generation circuit 324 includes a 10-bit counter 807, two 10-bit adders 808 and 809, two coincidence detection circuits 810 and 811, and two pulse generators 812, 813 so that a pair of PWM signals can be generated.
[0077]
The PWM signal generation circuit 324 used in the embodiment of the present invention is configured so as to be able to also perform amplitude control. First, a PWM signal waveform used in the PWM signal generation circuit 324 and an amplitude control method will be described. Control.
[0078]
FIG. 9 is a diagram illustrating a PWM signal waveform used in the PWM signal generation circuit 324 according to the embodiment of the present invention, and FIG. 10 is a diagram illustrating an amplitude control method.
[0079]
In the embodiment of the present invention, the output signal of the PWM signal generation circuit 324 is amplified by the driver 325 using a class D amplifier. At this time, in order to increase power efficiency by using a class D amplifier, it is necessary to suppress multi-mode vibration of a mechanical system due to harmonics. Therefore, the embodiment of the present invention uses a PWM signal having a waveform as shown in FIG. Since the waveform shown in FIG. 9 does not include the second to sixth harmonics, multi-mode vibration of the mechanical system can be suppressed. In the embodiment of the present invention, the PWM signal generation circuit 324 outputs the shape and size of the waveform shown in FIG. 9 without changing it.
[0080]
Generally, the amplitude can be adjusted by the power supply voltage of the class D amplifier. However, without using such a variable voltage power supply, it is possible to control the amplitude by changing the phase of the waveform applied to both ends of the drive transformer. The embodiment of the present invention is based on such a concept, and causes the PWM signal generation circuit 324 to generate a pair of PWM signals as described above. When the output phase does not need to be considered, only one signal of the drive transformer may be changed.However, in the embodiment of the present invention, since the frequency control is performed by phase detection, the amplitude may be changed. It is necessary to maintain the phase.
[0081]
The fact that the amplitude can be controlled by changing the phase of the waveform applied to both ends of the drive transformer will be described with reference to FIG.
[0082]
When the two signals applied to the drive transformer have the same phase, the potential difference between both ends of the transformer becomes zero as shown in FIG. Further, when there is a phase difference between the two signals, as shown in FIG. 10B, a potential difference occurs at both ends of the transformer, and an output by a cos component is obtained as an output. Further, when the two signals have opposite phases, as shown in FIG. 10C, the potential difference between both ends of the transformer is doubled, and the cos component as the output is maximized. In the above-described amplitude control, if the phases of two signals are symmetrically changed from the same phase in both positive and negative directions, only the magnitude of the amplitude is controlled without any change in the output phase. be able to.
[0083]
FIG. 11 is a diagram showing the status of numerical values output by the 10-bit counter 807 of the PWM signal generating circuit 324 and the waveforms output by the two pulse generators 812 and 813. FIG. 12 illustrates the relationship between the control numerical value NA and the amplitude. FIG.
[0084]
In the configuration of the PWM signal generation circuit 324 described above, the numerical value T output by the 10-bit counter 807 has a sawtooth waveform as shown in FIG. Then, the adders 808 and 809 receive the amplitude signal NA for controlling the amplitude from the amplitude control unit 318, and calculate 512-NA and 512 + NA, respectively. The coincidence detecting circuits 810 and 811 start the sine wave in accordance with the timing at which the sawtooth waveform from the 10-bit counter 807 coincides with the 512-NA and 512 + NA, and generate the sine waves to the pulse generators 812 and 813. Make instructions. The pulse generators 812 and 813 output a pair of PWM signals having mutually symmetric phase changes according to the amplitude to be output. Thus, the PWM signal generation circuit 324 can output a pair of PWM signals capable of controlling the amplitude of the signal output via the drive transformer without changing the output phase.
[0085]
The relationship between the numerical value NA of the amplitude signal and the output amplitude is not linear, but becomes a sin curve as shown in FIG. From the viewpoint of automatic control, a linear characteristic that does not change the eigenvalue is preferable, but there is no problem because the response becomes gradual.
[0086]
FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of the driver 325. 13, reference numerals 131 to 134 denote logic voltage-FET drive signal conversion circuits, reference numerals 135 to 138 denote output FETs, and the other reference numerals are the same as those in FIG.
[0087]
As shown in FIG. 13, a driver 325 composed of a class D amplifier is composed of four logic voltage-FET drive signal conversion circuits 131 to 134 and four output FETs 135 to 138 connected to these circuits. Is done. The logic voltage-FET drive signal conversion circuits 131 and 132 are connected to one output of the above-described PWM signal generation circuit 324, and the logic voltage-FET drive signal conversion circuits 133 and 134 generate the PWM signal generation signal. It is connected to the other output of circuit 324. The logic voltage-FET drive signal conversion circuits 132 and 134 turn on the FETs 135 and 137 at the H level of the logic signal, and the logic voltage-FET drive signal conversion circuits 132 and 134 turn on the FETs at the L level of the logic signal. The signal is converted so that the FETs 136 and 138 are turned on. Further, the FETs 135 and 136 are connected in series and a voltage of 150 V and 0 V is applied to both ends, and the FETs 137 and 138 are connected in series and a voltage of 150 V and 0 V are applied to both ends.
[0088]
The driver 325 configured as described above can be designed by using a driver for a sonar having reliability and a proven track record. The difference between the driver used in the embodiment of the present invention and the sonar driver is that the load is different, the operating frequency is different, continuous operation must be performed, heat dissipation must be taken into account, heat from hot water It is important to consider the temperature rise.
[0089]
Next, an alarm issuance in the embodiment of the present invention will be described. In the above description, the frequency abnormality and the amplitude abnormality have been described. However, the issuance of an alarm including these abnormalities will be described.
[0090]
When the power is off
The pilot lamp does not light. Not used and does not emit an alarm. If there is a customer who wants to issue an alarm when the power is turned off, it is possible to respond by changing the design, for example, by using a normally ON type relay.
[0091]
In case of earth leakage
The power is turned off by the operation of the earth leakage breaker. It can be expressed by the leakage display of the leakage breaker and the turning off of the pilot lamp. No alarm is issued by electric signal. If there is a customer who wants to issue an alarm due to the breakage of the earth leakage breaker, the change can be handled by changing the design, and the normal ON type relay can be used as described above.
[0092]
Frequency abnormality
When the resonance point changes outside the specified frequency range due to erosion, loosening, breakage of the piezoelectric element, leakage, etc., an alarm is issued from the alarm lamp and the alarm terminal.
[0093]
Abnormal amplitude
When the amplitude falls outside the specified amplitude range due to erosion, loosening, breakage of the piezoelectric element, leakage, etc., an alarm is issued from the alarm lamp and alarm terminal.
[0094]
Alarm operation check
Whenever the power is turned on, an alarm is issued to the alarm lamp and the alarm terminal for only one second.
[0095]
Alarm terminal specification
Equipped with three relay contact terminals, an ON alarm set, and an OFF alarm set. The voltage / current capacity is 100 V AC, 1 A (capacity capable of lighting a light bulb).
[0096]
Maintenance operation method at alarm
The alarm signal in the embodiment of the present invention is connected in parallel (alarm at ON) or in series (alarm at OFF) outside the apparatus, and sounds or turns on an alarm device of a distribution board or a maintenance person. The maintenance person can rush to the place of the device and look at the alarm lamp provided for each device to identify the abnormal device. Further, since a large number of sterilization cells are operated in parallel, even if one sterilization cell is stopped, the overall sterilization rate does not become zero.
[0097]
A maintenance person such as a manufacturer may operate the valve to bypass the water, remove or replace the abnormal device, and then return the valve to its original position. Replacement after repair can be performed similarly. The splitter and the merger must be able to be plugged so that water does not leak even if the sterilization cell is removed, so that some of the multiple sterilization cells can be repaired. The system can be continued to operate with the remaining sterilization cells even if it is removed.
[0098]
Although the above-described embodiment of the present invention has been described on the assumption that control is performed by a digital circuit such as an FPGA, the present invention can perform the same processing by using an inexpensive CPU. , An equivalent process can be performed.
[0099]
Although the above-described present invention has been described with reference to an example in which the present invention is used for sterilizing a circulating bath water for hot spring water, the present invention may also be used for treating tap water, sludge treated water, and ballast water of a tanker. In addition, the present invention can be applied to automatic control of frequency and amplitude of a ultrasonic processing machine (processing tool, medical ultrasonic scalpel, wire bonder, molten adhesive heater), and alarm detection.
[0100]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, automatic tracking of the ultrasonic frequency and automatic control of the amplitude can be performed so that optimal cavitation is generated. When the operation range is exceeded, an abnormality such as when there is no water can be notified, and when either the frequency or the amplitude deviates from the following range, an alarm can be issued.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a system configuration when a water treatment apparatus according to one embodiment of the present invention is used for sterilization of a circulation bathtub.
FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a piping system in FIG.
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a water treatment apparatus according to one embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram illustrating a detailed configuration of a frequency detection unit.
FIG. 5 is a diagram illustrating the principle of frequency detection.
FIG. 6 is a diagram showing an equivalent circuit of a driving transformer.
FIG. 7 is a block diagram illustrating a detailed configuration of an amplitude detection circuit.
FIG. 8 is a block diagram illustrating a detailed configuration of a frequency control unit, an amplitude control unit, a PLL, a timing generation circuit, and a PWM signal generation.
FIG. 9 is a diagram illustrating a PWM signal waveform used in the PWM signal generation circuit according to the embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a diagram illustrating an amplitude control method.
FIG. 11 is a diagram illustrating the status of numerical values output by a 10-bit counter of a PWM signal generation circuit and the waveforms output by two pulse generators.
FIG. 12 is a diagram illustrating a relationship between a control numerical value NA and an amplitude.
FIG. 13 is a block diagram illustrating a configuration of a driver.
[Explanation of symbols]
101 Bathtub
102 chlorine source
103 hair collector
104 pump
105 Filter
106 Piping system
107 Wiring system
108 Piping pipe
109-111 valve
112 Divider
113 merger
114 Water treatment equipment
115 heater
116 yuan breaker
117 Alarm display device
201 Rainproof power supply terminal
202 Earth leakage breaker and power switch (SW)
203 pilot lamp
204 warning lamp
205 Ground, alarm terminal
206 bolt fastener
207 faucet
301 sterilization cell
302 drive transformer
303 Current detector
305 Comparator
306 Sample & Hold Circuit
309 Frequency control unit
312 Amplitude sensor
314 Amplitude detection circuit
317 Amplitude control unit
320 Alarm issuing unit
321 alarm terminal
322 clock source
323 PLL, timing generation circuit
324 PWM signal generation circuit
325 driver
326 power supply circuit
327 Ground terminal
328 Frequency detector
330, 331 vibrator
332 Vibration synthesizer
333 cylindrical container
334 sterile cylinder

Claims

In the water treatment method of controlling the drive of the vibrator of the sterilizing cell and applying ultrasonic vibration to the water to be treated to sterilize bacteria in the water, the amplitude of the vibrator is detected and the frequency of the signal applied to the vibrator And controlling the amplitude and the vibration frequency of the vibrator to target values based on the detected amplitude of the vibrator and the frequency of the detected signal.

2. The water treatment method according to claim 1, wherein the target vibration frequency of the vibrator is a resonance frequency of a vibration system including a vibrator that changes according to the influence of water temperature, flow velocity, impurities, and the state of cavitation. 3. .

3. The water treatment method according to claim 1, wherein the frequency of the signal applied to the vibrator is detected by detecting a phase of a current with respect to a voltage of the signal applied to the vibrator.

The amplitude control of the vibrator is performed by applying a pair of PWM signals having phase changes symmetrical to each other in accordance with the magnitude of the amplitude via a driving transformer to the vibrator without changing the phase of the vibration. 4. The water treatment method according to claim 1, wherein the water treatment is performed.

The control of the amplitude of the oscillator and the control of the oscillation frequency are performed so that the control to each target value does not interfere with each other, and at least the ratio of the convergence time between the amplitude control and the frequency control is adjusted so as not to mutually interfere. The water treatment method according to any one of claims 1 to 4, wherein the water treatment is performed by setting to be 10.

The water treatment method according to any one of claims 1 to 5, wherein an alarm is issued when an abnormal magnitude is detected in the amplitude and the vibration frequency of the vibrator.

In a water treatment apparatus for controlling the driving of the vibrator of the sterilizing cell and applying ultrasonic vibration to the water to be treated to sterilize bacteria in the water, a means for detecting the amplitude of the vibrator and a signal applied to the vibrator Means for detecting a frequency, control means for controlling the amplitude of the vibrator to a target value based on the detected amplitude of the vibrator, and control of the vibrator based on the frequency of the detected signal. Control means for controlling the vibration frequency to a target value.

8. The water treatment apparatus according to claim 7, wherein the target vibration frequency of the vibrator is a resonance frequency of a vibrating system including a vibrator that changes depending on the effect of water temperature, flow velocity, impurities, and the state of cavitation. .

9. The water according to claim 7, wherein the means for detecting the frequency of the signal applied to the vibrator comprises means for detecting the phase of a current with respect to the voltage of the signal applied to the vibrator. Processing method.

The amplitude control means of the vibrator synthesizes the PWM signal generating means for generating a pair of PWM signals having a phase change symmetrical to each other in accordance with the magnitude of the amplitude, and synthesizing the pair of PWM signals. 10. The water treatment device according to claim 7, wherein the water treatment device is constituted by a driving transformer for providing a vibrator.

The control of the amplitude of the oscillator and the control of the oscillation frequency are performed so that the control to each target value does not interfere with each other, and at least the ratio of the convergence time between the amplitude control and the frequency control is adjusted so as not to mutually interfere. The water treatment apparatus according to any one of claims 7 to 10, wherein the water treatment is performed by setting to be 10.

The water treatment apparatus according to any one of claims 7 to 11, further comprising: means for issuing an alarm when an abnormal magnitude is detected in the amplitude and the vibration frequency of the vibrator.