JP2004282932A - Load control system - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a load equalization system using the smaller number of sensors with a current sensor as a main sensor even for a power supply current waveform that is deformed by a rectifying circuit such as a diode bridge. <P>SOLUTION: This load control device comprises a power supply current detection means that detects an alternating current inputted to the rectifying circuit from a power supply; a signal conversion means that converts the detected signal of the power supply current detection means to a direct-current signal, or a smoothed signal that is proportional to a peak value of the alternating current; and a control means that controls a charging/discharging circuit with respect to an energy storage device, so that an output of the signal conversion means complies with a control command. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はエレベータ等の稼働と停止を繰り返す間欠運転される負荷に好適な負荷平準化システムに係り、特に、エネルギー蓄積装置を利用し、交流電源からの受電電力を低減する負荷平準化システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
蓄電池を利用してエレベータの負荷電力を平準化する従来技術として、電気学会研究会資料ＪＳＰＥ−２７−５（表題は「回生電力蓄電システムによる省エネエレベータの開発」）がある。また、特開２００１−１８７６７７号公報には、蓄電池からの電力と交流電源からの電力との双方からエレベータを駆動する電動機へ電力供給するシステムの例が開示されている。さらに、電流等の電気量を検出する装置または方法の従来技術として、特開平２−１８９４６６号公報，特開平６−８２４９４号公報がある。
【０００３】
【非特許文献１】
電気学会研究会資料ＪＳＰＥ−２７−５「回生電力蓄電システムによる省エネエレベータの開発」
【特許文献１】
特開２００１−１８７６７７号公報
【特許文献２】
特開平２−１８９４６６号公報
【特許文献３】
特開平６−８２４９４号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
負荷平準化システムは、交流電源側の電流（または電力）をあるレベル以下に低減するものであり、電源電流（または電力）の制御が重要なポイントとなる。
【０００５】
交流３相の交流電源から供給される電力により電動機を可変速駆動するシステムの場合、一般的には、ダイオードブリッジと平滑コンデンサの組み合わせによる整流回路で整流化（直流化）した後、直流／交流変換回路（通常インバータと呼ばれる）で、可変周波数，可変電圧の交流電力に変換される。例えば、低い階層の建物に導入される標準形エレベータは上記のような構成を取っている。
【０００６】
ここで、ダイオードブリッジと平滑コンデンサの組み合わせによる整流回路の場合、交流電源側の電流は５次高調波と７次高調波を主成分とする‘ウサギの耳’のような形をした歪んだ波形となる。従って、従来技術に挙げた電気学会研究会資料ＪＳＰＥ−２７−５や特開２００１−１８７６７７号公報のように、平滑コンデンサのある直流側に蓄電池を接続して、交流電源側の電流を制御しようとする場合、上記の歪み波形をそのまま制御に用いることは難しく、大きさを表す直流量に変換する必要がある。例えば、特開２００１−１８７６７７号公報に開示された方法の場合では、母線電圧と商用電源の電流値から商用電力値に換算して、この値を制御に用いている。しかし、このように電力値に換算するには、３相の電流値と３相の電圧値が必要となるため、３相分の電流センサ，３相分の電圧センサが必要となり、装置構成が複雑となる。特に電圧センサは交流電源側の導電部に直接接触して計測する必要があるため、絶縁劣化等による故障が懸念される。また電源電流検出値のみを使用する方式についても本文内で言及されているが、その具体的な内容は示されていない。
【０００７】
電気量を検出する装置として、従来技術に挙げた２つの例については、特開平２−１８９４６６号公報に開示されている方式は、基本波を対象としたものであり、上記の歪み波形には適応できず、特開平６−８２４９４号公報に開示されている方式は、３相の電流値と３相の電圧値が必要となるため、やはりセンサが多数（合計６個）必要で装置構成が複雑となる。また電圧センサを用いる短所は先に述べた通りとなる。
【０００８】
そこで本発明の目的は、ダイオードブリッジ等の整流回路による歪んだ電源電流波形に対しても、電流センサを主体にしたより少ない数のセンサにより、負荷平準化システムを実現することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成する為、本発明は、電源からの交流電力を直流電力に変換する整流回路と、整流回路が供給する直流電力をエネルギー蓄積装置に蓄積する充放電回路と、エネルギー蓄積装置から充放電回路を介して放出された直流電力、もしくは整流回路が供給する直流電力、もしくはその双方から供給される直流電力を交流電力に変換して、電動機などの負荷に交流電力を供給する直流／交流電力変換回路を備える負荷制御システムにおいて、電源から整流回路に入力する交流電流を検出する電源電流検出手段と、その電源電流検出手段の検出信号を交流電流のピーク値に比例する直流信号もしくは平滑化された信号に変換する信号変換手段と、その信号変換手段の出力が制御指令に従うようにエネルギー蓄積装置に対する充放電回路を制御する制御手段とを備えた。
【００１０】
前記の負荷制御システムに対する具体的な構成の一例として、前記の電源電流検出手段は、３相の交流電流中の２相の交流電流を検出する構成とし、また前記の信号変換手段は、前記の電源電流検出手段が出力する検出信号のそれぞれを絶対値に変換する手段と、その絶対値に変換された信号のそれぞれから最大値を選択する手段と、その選択された最大値を直流信号に平滑化する手段とを備えた構成とする。
【００１１】
その動作原理は次のようになる。２相の電源電流検出信号をそれぞれ絶対値に変換することで、脈動成分を含む正値の信号とし、さらにそれぞれの信号から最大値を選択することで、脈動成分の密度の高い信号を得ることができる。この信号を低域通過フィルタなどで平滑化すれば、所望としている電源電流のピーク値に比例する直流量（電源電流のレベル値）を得ることができる。このように、上記に示した構成によって、先に述べた課題を解決することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１は本発明による負荷平準化システムの制御装置構成の一例を表している。また図８は図１に対応した負荷平準化システムの回路装置構成を示している。図１の内容を説明する前に、まず図８の構成を説明し、この構成を基に負荷平準化システムの概要を説明する。
【００１３】
図８は、負荷平準化システムの回路装置構成をエレベータシステムを例にとって示した図となっている。交流電源２０から３相交流電力が供給され、整流回路２１と平滑コンデンサ２２で直流電力に変換される。ここで整流回路２１は例えば６相ダイオードブリッジのような回路を指す。変換された直流電力は直流電力変換回路２８，平滑リアクトルを介して蓄電池３０に充電される。エレベータ稼働時には、蓄電池３０から平滑リアクトル２９，直流電力変換回路２８を介して、直流電力が供給され、直流／交流変換回路２３において、この直流電力を可変周波数、可変電圧の交流電力に変換されて、電動機２４をエレベータの運行に合わせて可変速駆動する。電動機２４の回転が綱車２５に伝わり、綱車２５の回転によりつるべ式の原理で、エレベータかご２６と釣り合い錘２７が上下に移動することになる。
【００１４】
通常使用されているエレベータシステムでは、蓄電池３０や直流電力変換回路２８を備えていないため、エレベータの稼働に同期して交流電源２０から駆動部（直流／交流変換回路２３，電動機２４等）へ電力が供給されることになる。従って、交流電源から供給される電力の時間波形は、エレベータの稼働に同期した高い電力ピークをもった波形となる。このため、交流電源側の配線、変圧器等の電源設備はピークに対応した容量の大きなものが必要となる。
【００１５】
これに対して、図８に示した負荷平準化システム（負荷平準化システムを組み込んだエレベータシステム）では、あらかじめ、交流電源２０から小さい電力で長時間にわたって蓄電池３０に十分な電力量を充電しておき、エレベータの稼働時には蓄電池３０から駆動部（直流／交流変換回路２３，電動機２４等）へ電力を供給させる。この結果、交流電源から供給される電力の時間波形はピークの小さい平準化された波形となる。このため、電源設備容量を大幅に低減できる。
【００１６】
以上、負荷平準化システムの概要と効果を記述したが、図８のようなシステムに対して実際に負荷平準制御を実施しようとする場合、交流電源から供給される電流（または電力）検出値の扱いが課題となる。具体的には、図８のシステムの場合、電流センサ３１で交流電源から供給される電流ｉｓを検出して、‘ｉｓのレベル’が所定の大きさを越えないように蓄電池３０の充電電力または放電電力をコントロールする。しかし上記で‘ｉｓのレベル’と表現したが、実際には図１８のようになっており、検出したｉｓの波形をそのまま制御に使用することはできない。
【００１７】
図１８は、交流電源から整流回路に至る部分の回路構成（図１８の（ｃ）），電源電流波形（図１８の（ａ），電源電流波形の発生メカニズム（図１８の（ｂ））を表している。図１８の（ｃ）の回路構成において、交流電源２０からダイオードブリッジで構成される整流回路２１へ流れる３相の電源電流ｉｓｕ，ｉｓｖ，ｉｓｗ は図１８（ａ）のようなウサギの耳形の波形となっている。これは例えば、ｕ，ｖ相間に着目した時に、ｕｖ相間の電源電圧Ｖｕｖが平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｏｕｔより大きくなると、その期間だけ整流回路２１内のｕ相上アームのダイオード２１ｕａとｖ相上アームのダイオード２１ｖｂが導通して、この２つの相間で電流が流れることによる。図１８の（ｂ）の四角の枠で囲った部分が、この現象を表したもので、電源電圧ＶｕｖがＶｏｕｔ よりも大きい（図１８の（ｂ）の１段目のグラフを参照）期間において、ｉｓｕからｉｓｖへ電流が流れている（図１８の（ｂ）の２，３段目のグラフを参照）ことが分かる。このように、ダイオードブリッジ形の整流回路では、電源電圧と直流電圧の大小関係で決まるある期間のみ電源電流が流れるため、その波形は図１８（ａ）のような歪んだ波形となる。そして、図１８（ａ）のような歪んだ波形から、直流量である‘レベル’をどう抽出するかが負荷平準制御実施する上での課題となる。
【００１８】
図１に示した本発明による負荷平準化システムの制御装置構成は、このような課題を解決できる構成になっている。そのポイントとなる解決手段は、電源電流信号処理部２にある。以下、図１の詳細を説明する。
【００１９】
図１において、電源電流指令作成器１は電源電流指令ｉｓ＊＿ｌｅｖｅ を出力する。ここで電源電流指令とは、交流電源から整流回路へ流れる電源電流のレベル値に対する指令のことを指し、負荷平準のレベル値に対応している。電源電流信号処理部２では、ｕ相電源電流検出信号ｉｓ＿ｕとｖ相電源電流検出信号ｉｓ＿ｖを用いて、検出した電源電流のレベル値ｉｓ＿ｌｅｖｅｌを算出する。ここで、電源電流レベル値ｉｓ＿ｌｅｖｅｌとは、ｉｓ＿ｕまたはｉｓ＿ｖの振幅に比例した直流量と定義することにする。また電源電流検出信号ｉｓ＿ｕとｉｓ＿ｖは電流センサ（図８の３１）によって取り込まれる。この場合、電流センサは２相分あればよい。電源電流信号処理部２の内部は後ほど詳述する。抽出された電源電流レベル値ｉｓ＿ｌｅｖｅｌ と電源電流指令ｉｓ＊＿ｌｅｖｅｌの偏差が減算器３で取られて、電源電流補償器４ではこの偏差を零にするような直流電圧指令が出力される。電源電流補償器は、具体的には比例補償器や比例積分補償器になる。直流電圧制御器５では、直流電圧指令と直流電圧検出信号Ｖｏｕｔを入力して、直流電圧指令に直流電圧検出信号が従うようにさせるためのコンバータ電流指令が出力される。尚ここで、コンバータとは電池の電力を制御する直流電力変換回路（図８の２８）を表すものとする。コンバータ電流制御器６では、コンバータ電流指令とコンバータ電流検出信号ＩＬを入力して、コンバータ電流指令にコンバータ電流検出信号が従うようにさせるための指令（コンバータに対する電圧指令に対応）が出力される。ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御器７では、コンバータ電流制御器６が出力した指令をＰＷＭ指令に変換する。
ＰＷＭ指令はコンバータ（直流電力変換回路）のゲート回路へ入力されて、指令に対応したスイッチ動作をコンバータが実行する。このようにして、最終的には、電源電流指令に電源電流検出値のレベル値が一致するように、直流電力変換回路（図８の２８）の入出力電力、言い換えると蓄電池（図８の３０）の充放電電力が制御される。この結果、与えた指令通りの負荷平準化を実施できる。
【００２０】
電源電流信号処理部２においては、ウサギの耳形の歪んだ電源電流波形から直流量であるレベル値を抽出している。この処理の様子を図１と図１１を用いて説明する。図１１は、図１に示した電源電流信号処理部２内における各処理の動作波形を示した図である。電源電流信号処理部２（図１）には、ｕ相，ｖ相の２相の電源電流検出信号ｉｓ＿ｕ，ｉｓ＿ｖが入力する。その波形（図１１の（ａ），（ｂ））はそれぞれウサギの耳形の歪んだ波形となっている。これをそれぞれ絶対値演算器（図１の２１０１，２１０２）によって絶対値をとる。その結果は図１１（ｃ），（ｄ）のような波形となる。次にこの２つの信号の大きい方を最大値選択器（図１の２１０３）で選択する。その結果は図１１（ｅ）のような脈動分の密度が高い波形となる。この信号を低域通過フィルタ（図１の２１０４、Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ：ＬＰＦ）で平滑化すると、図１１（ｆ）のような直流量の波形が得られる。低域通過フィルタとしては、式（１）の伝達関数で表される１次遅れ形フィルタや２次のバタワース形フィルタなどを適用すればよい。
【００２１】
【数１】

Figure 2004282932
【００２２】
補正係数乗算器（図１の２１０５）ではこの直流値に所定の係数をかけて適切な値（例えば、歪み波形のピーク値，歪み波形の実効値，基本波に変換した実効値，基本波に変換した振幅値等、基準として定めた値、またそのままの値を用いる場合は係数を１にすればよい）に変換する。ここで得られた値が電源電流レベル値ｉｓ＿ｌｅｖｅｌとなる。
【００２３】
低域通過フィルタ（図１の２１０４）で得られた直流値はその入力信号（波形は図１１の（ｅ））の平均値に対応しているため、電源電流のピーク値に比例することは明らかと言える。従って、電源電流のピーク値に比例して、かつ直流量である信号を、検出した歪み電源電流より抽出できていることが分かる。また、低域通過フィルタで生じる時間遅れ（時定数に相当する時間の遅れ）も、その前にある絶対値演算器と最大値選択器の処理によって、図１１（ｅ）のような脈動成分の密度の高い波形に変換されているため、フィルタ時定数を小さくでき、その遅れも小さくなっている。具体的には、１５ｍｓから３０ｍｓまでの範囲の時定数で図１１（ｆ）に示すような結果を得ることができる。
【００２４】
以上のように、図１に示した負荷平準化システムの制御装置構成と図８に示した回路構成により、２相の電源電流検出信号のみから、電源電流波形のピーク値に比例してかつ直流量となる電源電流レベル値ｉｓ＿ｌｅｖｅｌを抽出することができる。また、その抽出手段においては、脈動分を高密度にさせる処理を実施しているため、平滑フィルタの遅れに影響する時定数は小さくすることができる。さらに、負荷量の検出に必要な信号は、２相の電源電流検出信号のみのため、電流センサは２相分のみでよく、構成が簡単であること、また電圧センサを用いないため絶縁劣化の問題がないこと等の効果を得ることができる。
【００２５】
図２は、本発明による負荷平準化システムの制御装置に対する図１とは異なる例を表している。図２の制御装置と組み合わされる回路構成は図８になる。図２の制御装置において、図１と異なる部分は、電源電流レベル値ｉｓ＿ｌｅｖｅｌを得るための入力信号と、ｉｓ＿ｌｅｖｅｌを抽出する電源電流信号処理部２の内容にある。以下、この異なる部分について、図２と図１２を用いて説明する。尚、図１２は図２の電源電流信号処理部２内における各処理の動作波形を表している。
【００２６】
電源電流信号処理部２において、まず電流センサ（図８の３１）から取り込んだ１相分の電源電流検出信号ｉｓ＿ｕが入力される。その波形は図１２（ａ）に示すようにウサギの耳形の歪んだ波形となっている。これを絶対値演算器２２０１によって絶対値をとる。その結果は図１２（ｂ）のような負の部分を正の側へ折り返した波形となる。次に、この信号を低域通過フィルタ（図２の２２０２、Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ：ＬＰＦ）で平滑化すると、図１２（ｃ）のような直流量の波形が得られる。低域通過フィルタとしては、１次遅れ形フィルタや２次バタワース形フィルタ等を適用すれば良い。最後に、補正係数乗算器（図２の２２０３）では、この直流値に所定の係数をかけて適切な値（例えば、歪み波形のピーク値，歪み波形の実効値，基本波に変換した実効値，基本波に変換した振幅値等、基準として定めた値、またそのままの値を用いる場合は係数を１にすればよい）に変換する。このようにして得られた値が電源電流レベル値ｉｓ＿ｌｅｖｅｌとなる。
【００２７】
低域通過フィルタ（図２の２２０２）で得られた直流値はその入力信号（波形は図１２の（ｂ））の平均値に対応しているため、電源電流のピーク値に比例することは明らかと言える。従って、電源電流のピーク値に比例して、かつ直流量である信号を、検出した歪み電源電流より抽出できていることが分かる。また、低域通過フィルタで生じる時間遅れ（時定数に相当する時間の遅れ）も、その前にある絶対値演算器の処理によって、図１２（ｂ）のようなある程度脈動成分の密度の高い波形に変換されているため、フィルタ時定数を小さくでき、その遅れも小さくなっている。具体的には、３０ｍｓから６０ｍｓまでの範囲の時定数で図１２（ｃ）に示すような結果を得ることができる。この時定数は、図１の制御装置よりも約２倍大きい値となるが、これは図２の場合、フィルタへの入力波形の脈動成分密度が図１の場合に比べて疎らなため、その分、平滑のために時間がかかることによる。従って、図２の制御装置では、電源電流レベル値を得るために必要な入力は電源電流１相分（従って、電流センサは１相分のみでよい）で良いというメリットがある反面、フィルタの時定数が２倍になる、即ちフィルタによる時間遅れが２倍増えるというデメリットも生じることになる。
【００２８】
以上のように、図２に示した負荷平準化システムの制御装置構成と図８に示した回路構成により、１相の電源電流検出信号のみから、電源電流波形のピーク値に比例してかつ直流量となる電源電流レベル値ｉｓ＿ｌｅｖｅｌを抽出することができる。また、その抽出手段においては、脈動分を高密度にさせる処理を実施しているため、平滑フィルタの遅れに影響する時定数は小さくすることができる（但し、図１の制御装置に比べると約２倍遅れる）。さらに、負荷量の検出に必要な信号は、１相の電源電流検出信号のみのため、電流センサは１相分のみでよく、構成は図１に比べてさらに簡単であること、また電圧センサを用いないため絶縁劣化の問題がないこと等の効果を得ることができる。
【００２９】
図３は、本発明による負荷平準化システムの制御装置に対する図１，図２とは異なる例を表している。図３の制御装置と組み合わされる回路構成は図８になる。図３の制御装置において、図１，図２と異なる部分は、電源電流レベル値ｉｓ＿ｌｅｖｅｌ を得るための入力信号と、ｉｓ＿ｌｅｖｅｌを抽出する電源電流信号処理部２の内容にある。以下、この異なる部分について、図３と図１３を用いて説明する。尚、図１３は図３の電源電流信号処理部２内における各処理の動作波形を表している。
【００３０】
電源電流信号処理部２において、まず電流センサ（図８の３１）から取り込んだ３相分の電源電流検出信号ｉｓ＿ｕ，ｉｓ＿ｖ，ｉｓ＿ｗが入力される。その波形はそれぞれ図１３（ａ），（ｂ），（ｃ）に示すようにウサギの耳形の歪んだ波形となっている。これら３つの信号に対して最大値選択器２３０１により３つの信号中の最大値を選択する。その結果は図１３（ｄ）のような脈動分が正の側に集中した波形に変換される。次に、この信号を低域通過フィルタ（図３の２３０２、Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ ：ＬＰＦ）で平滑化すると、図１３（ｅ）のような直流量の波形が得られる。低域通過フィルタとしては、１次遅れ形フィルタや２次バタワース形フィルタ等を適用すれば良い。最後に、補正係数乗算器（図２の２２０３）では、この直流値に所定の係数をかけて適切な値（例えば、歪み波形のピーク値，歪み波形の実効値，基本波に変換した実効値，基本波に変換した振幅値等、基準として定めた値、またそのままの値を用いる場合は係数を１にすればよい）に変換する。このようにして得られた値が電源電流レベル値ｉｓ＊＿ｌｅｖｅｌ となる。
【００３１】
低域通過フィルタ（図３の２３０２）で得られた直流値はその入力信号（波形は図１３の（ｄ））の平均値に対応しているため、電源電流のピーク値に比例することは明らかと言える。従って、電源電流のピーク値に比例して、かつ直流量である信号を、検出した歪み電源電流より抽出できていることが分かる。また、低域通過フィルタで生じる時間遅れ（時定数に相当する時間の遅れ）も、その前にある最大値選択器の処理によって、図１３（ｄ）のような脈動成分の密度の高い波形に変換されているため、フィルタ時定数を小さくでき、その遅れも小さくなっている。具体的には、１５ｍｓから３０ｍｓまでの範囲の時定数で図１３（ｅ）に示すような結果を得ることができる。
【００３２】
以上のように、図３に示した負荷平準化システムの制御装置構成と図８に示した回路構成により、３相の電源電流検出信号のみから、電源電流波形のピーク値に比例してかつ直流量となる電源電流レベル値ｉｓ＿ｌｅｖｅｌを抽出することができる。また、その抽出手段においては、脈動分を高密度にさせる処理を実施しているため、平滑フィルタの遅れに影響する時定数は小さくすることができる。さらに、負荷量の検出に必要な信号は、３相の電源電流検出信号であり、電圧センサを用いないため絶縁劣化の問題がないという効果を得ることができる。図１に示した制御装置と比べると、３相分の電源電流検出信号が必要なため、電流センサが３相分必要となるが、代わりに絶対値演算器が不要であるという利点がある。また電流センサの数が少ない場合、センサ精度の影響やノイズ混入による影響を受けやすくなる可能性があるが、図３の制御装置のように３相全ての電源電流を検出している場合は、平均化効果により、センサ精度の影響やノイズ混入の影響を小さくできる効果が期待できる。従って、図３の制御装置構成は、信頼性が厳しく要求され、電流センサを少なくするリスクを避けたい場合に有効であると言える。
【００３３】
図４は、本発明による負荷平準化システムの制御装置に対する図１，図２，図３とは異なる例を表している。図４の制御装置と組み合わされる回路構成は図８になる。図４の制御装置において、図１，図２，図３と異なる部分は、ｉｓ＿ｌｅｖｅｌを抽出する電源電流信号処理部２の内容にある。以下、この異なる部分について、図４と図１４を用いて説明する。尚、図１４は図４の電源電流信号処理部２内における各処理の動作波形を表している。
【００３４】
電源電流信号処理部２において、まず電流センサ（図８の３１）から取り込んだ１相分の電源電流検出信号ｉｓ＿ｕが入力される。その波形はそれぞれ図１４（ａ）に示すようにウサギの耳形の歪んだ波形となっている。この信号に対して、５次の高調波成分を抽出する５次成分抽出器（図４の２４０１）と、７次の高調波成分を抽出する７次成分抽出器（図４の２４０２）を介して、電源電流検出信号ｉｓ＿ｕに含まれる５次高調波成分と７次高調波成分を抽出する。それぞれの波形は図
１４（ｂ），（ｃ）に示すような各成分の振幅値に対応した直流量となる。電源電流波形（図１４（ａ））に含まれる周波数成分は５次高調波成分と７次高調波成分が主体のため、両者を抽出することで、電源電流の特徴を捉えることができる。また、５次成分抽出器（図４の２４０１），７次成分抽出器（図４の２４０２）は、例えば５次高調波成分のみ、７次高調波成分のみを対象としたディジタルフーリエ変換（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ ：ＤＦＴ）によって実現することができる。抽出した５次高調波成分と７次高調波成分それぞれについて、２乗平均演算器（図４の２４０３）では、式（２）のような２乗平均演算を実施する。
【００３５】
【数２】
Figure 2004282932
【００３６】
その結果は、図１４（ｄ）のような直流量となり、その振幅は等価的に電源電流の振幅を表す量に対応する。最後に、補正係数乗算器（図４の２４０４）では、この直流値に所定の係数をかけて適切な値（例えば、歪み波形のピーク値，歪み波形の実効値，基本波に変換した実効値，基本波に変換した振幅値等、基準として定めた値、またそのままの値を用いる場合は係数を１にすればよい）に変換する。このようにして得られた値が電源電流レベル値ｉｓ＿ｌｅｖｅｌとなる。
【００３７】
２乗平均演算器（図４の２４０３）の出力は、等価的に電源電流の振幅を表す量に対応しているため、所望としている電源電流のピーク値に比例してかつ直流量である信号を、検出した歪み電源電流より抽出できていることが分かる。また、５次成分抽出器（図４の２４０１）と７次成分抽出器（図４の２４０２）を用いているため、例えばディジタルフーリエ変換により抽出する場合、基本波１周期（５０Ｈｚならば２０ｍｓ、６０Ｈｚならば１６ｍｓ）の短時間で抽出することが可能である。図１，図２，図３の制御装置に比べると、必要な入力は電源電流１相分のみで（従って電流センサ１個でよい）、かつ基本波１周期（５０Ｈｚならば２０ｍｓ、６０Ｈｚならば１６ｍｓ）の短時間で電源電流レベル値ｉｓ＿ｌｅｖｅｌを抽出できるというメリットがある。その反面、ディジタルフーリエ変換の実施にはある程度の演算量が必要となる。
【００３８】
以上のように、図４に示した負荷平準化システムの制御装置構成と図８に示した回路構成により、１相の電源電流検出信号のみから、電源電流波形のピーク値に比例してかつ直流量となる電源電流レベル値ｉｓ＿ｌｅｖｅｌを抽出することができる。また、その抽出手段においては、電源電流の主要な周波成分である５次高調波成分と７次高調波成分のみに特化して、それぞれを抽出するしくみを用いているため、基本波１周期の短時間で電源電流レベル値ｉｓ＿ｌｅｖｅｌを抽出できるという効果がある。さらに、負荷量の検出に必要な信号は、１相の電源電流検出信号のみのため、電流センサは１相分のみでよく、構成は図２と同じく簡単であること、また電圧センサを用いないため絶縁劣化の問題がないこと等の効果を得ることができる。図４の制御装置は、図１，図２，図３に示した制御装置に比べて、必要な入力は電源電流１相分のみで（従って電流センサ１個でよい）、かつ基本波１周期の短時間で電源電流レベル値ｉｓ＿ｌｅｖｅｌを抽出できるという大きなメリットがある。しかし、その反面、ディジタルフーリエ変換のようなある程度複雑な演算を実施しなければならない。従って、図４の制御装置は、高性能な演算プロセッサや高性能なマイコンが利用できる場合に有効であると言える。
【００３９】
図５は、本発明による負荷平準化システムの制御装置に対する図１〜図４とは異なる例を表している。図５の制御装置と組み合わされる回路構成は図９になる。図５および図９に示した構成がこれまでに説明した例とは異なる点は、１）交流電源側の電流を検出する代わりに、整流回路（図９の２１）の直流側の電流を電流センサ（図９の３４）で検出していること、２）負荷平準制御の指令が直流電流指令作成器（図５の８）で与えられること、３）直流電流検出信号Ｉｃを直流電流信号処理部（図５の９）によって直流電流レベル値Ｉｃ＿ｌｅｖｅｌに変換していること、の３つの点が挙げられる。上記に挙げた３点のうち、１）と２）は上述の通りであり、３）について、以下、直流電流信号処理部（図５の９）の内容を図５と図１５を用いて説明する。尚、図１５は図５の直流電流信号処理部９内における各処理の動作波形を表している。
【００４０】
図５において、直流電流信号処理部９には、直流側にある電流センサ（図９の３４）から取り込んだ直流電流検出信号Ｉｃが入力される（直流側のため信号は１つ）。その波形は図１５（ａ）に示すように密度の高い脈動成分による歪んだ波形となっている。この信号を低域通過フィルタ（図５の９０１、Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ：ＬＰＦ）で平滑化する。その結果は図１５（ｂ）のような直流量の波形が得られる。低域通過フィルタとしては、１次遅れ形フィルタや２次バタワース形フィルタ等を適用すれば良い。補正係数乗算器（図５の９０２）では、この直流値に所定の係数をかけて適切な値（例えば、歪み波形のピーク値，歪み波形の実効値，交流電源側の交流基本波に変換した実効値，交流電源側の交流基本波に変換した振幅値等、基準として定めた値、またそのままの値を用いる場合は係数を１にすればよい）に変換する。このようにして得られた値が直流電流レベル値Ｉｃ＿ｌｅｖｅｌとなる。
【００４１】
低域通過フィルタ（図５の９０１）を通して得られた直流値はその入力信号である直流側電流（波形は図１５の（ａ））の平均値に対応しており、直流側電流は電源電流を起源としているため、低域通過フィルタで得られた直流値が電源電流のピーク値に比例することは明らかと言える。従って、電源電流のピーク値に比例して、かつ直流量である信号を、検出した歪みのある直流側電流を抽出できていることが分かる。また、低域通過フィルタで生じる時間遅れ（時定数に相当する時間の遅れ）も、図１５（ａ）のような既に脈動成分の密度が高い直流側の電流波形よを用いているため、フィルタ時定数を小さくでき、その遅れも小さくなっている。具体的には、１５ｍｓから３０ｍｓまでの範囲の時定数で図１５（ｂ）に示すような平滑化を実現することができる。
【００４２】
以上のように、図５に示した負荷平準化システムの制御装置構成と図９に示した回路構成により、直流側の電流検出信号Ｉｃのみから、電源電流波形のピーク値に比例して、かつ直流量となる直流電流レベル値Ｉｃ＿ｌｅｖｅｌを抽出することができる。またその抽出手段においては、既に脈動分が高密度含まれている直流側の電流を検出しているため、平滑フィルタの遅れに影響する時定数を小さくすることができる。さらに、負荷量の検出に必要な信号は、直流側の電流検出信号のみのため、電流センサは１個のみでよく、構成は簡単であり、また電圧センサを用いないため絶縁劣化の問題がない等の効果を得ることができる。図５に示した制御装置は、図１〜図４に示した制御装置に比べて、電流センサは１個のみで良く、また必要な処理は低域通過フィルタと補正係数乗算器のみで良い。従って、最も簡単な構成で実現できるという長所がある。但し、実際の回路構成を考えると、多くの場合、図９の整流回路２１と直流／交流変換回路２３とを結ぶ直流側の配線はブスバーまたは銅バーと呼ばれる薄く平たい板状の特殊な配線が使われており、１）電流センサはこの平たい構造に対応した特殊なものが必要であること、２）ブスバーまたは銅バーはむきだしで使われることが多いため、電流センサの絶縁を確保しなければならないこと、の２点を考慮する必要がある。
【００４３】
図６は、本発明による負荷平準化システムの制御装置に対する図１〜図５とは異なる例を表している。図６の制御装置と組み合わされる回路構成は図１０になる。図６および図１０に示した構成がこれまでに説明した例とは異なる点は、１）電源電流を検出する電流センサ（図１０の３１）に加えて電圧センサ（図１０の３５）を設けていること、２）電源電流レベル値ｉｓ＿ｌｅｖｅｌを抽出する電源電流信号処理部（図６の２）の内容、の２つの点が挙げられる。以下、電源電流信号処理部（図６の２）の内容を図６と図１６を用いて説明する。尚、図１６は図６の電源電流信号処理部２内における各処理の動作波形を表している。
【００４４】
図６において、電源電流信号処理部２には、電流センサ（図１０の３１）から取り込んだ３相分の電源電流検出信号ｉｓ＿ｕ，ｉｓ＿ｖ，ｉｓ＿ｗと電圧センサ（図１０の３５）から取り込んだ１相分の電源電圧検出信号ｖｓ＿ｕとが入力される。電源電流検出信号ｉｓ＿ｕ，ｉｓ＿ｖ，ｉｓ＿ｗの波形は図１６（ａ），（ｂ），（ｃ）に示すようにウサギの耳形の歪んだ波形となっている。これを３相／２相変換演算器２７０１によって、ｉｓ＿α，ｉｓ＿βの２相の交流信号に変換する。ここで、３相／２相変換の演算式は式（３）のようになる。
【００４５】
【数３】
Figure 2004282932
【００４６】
電源電圧位相演算器２７０２では、ｕ相の電源電圧検出信号ｖｓ＿ｕからその位相θを演算する。位相を検出する具体的な方法としては、例えば、ｖｓ＿ｕの零クロス点を検出してその時点から電源電圧角周波数ω（＝定数）を時間積分して位相θを算出する方法が挙げられる。ｄｑ変換演算器２７０３では、２相の電源電流信号ｉｓ＿α，ｉｓ＿βと位相θから、瞬時有効電流信号ｉｓ＿ｑと瞬時無効電流信号ｉｓ＿ｄを演算する。ここで、ｄｑ変換の演算式は式（４）のようになる。
【００４７】
【数４】
Figure 2004282932
【００４８】
ｄｑ変換演算器２７０３の出力ｉｓ＿ｄ，ｉｓ＿ｑはそれぞれ図１６（ｄ），（ｅ）のような波形となる。波形はそれぞれ脈動分を含むが、ｉｓ＿ｄは瞬時無効電流成分のため、その平均値は零となり、ｉｓ＿ｑは瞬時有効電流成分のため、その平均値は交流電源側から流入する有効電流値に対応する。交流電源（図１０の２０）から整流回路（図１０の２１）へは一定の有効電力のみが流れるため、ｉｓ＿ｄ，ｉｓ＿ｑの成分に分解した時には、ｉｓ＿ｄの平均値は零となり、ｉｓ＿ｑの平均値は一定値になる。従って、ｉｓ＿ｑは電源電流の大きさを表す量になる。脈動分を含むｉｓ＿ｑを低域通過フィルタ２７０４（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ ：ＬＰＦ）で平滑化することにより、図１６（ｆ）のような直流量の波形が得られる。ここで、低域通過フィルタとしては、１次遅れ形フィルタや２次バタワース形フィルタ等を適用すれば良い。最後に、補正係数乗算器（図６の２７０５）により、この直流値に所定の係数をかけて適切な値（例えば、歪み波形のピーク値，歪み波形の実効値，基本波に変換した実効値，基本波に変換した振幅値等、基準として定めた値、またそのままの値を用いる場合は係数を１にすればよい）に変換する。このようにして得られた値が電源電流レベル値ｉｓ＿ｌｅｖｅｌとなる。
【００４９】
低域通過フィルタ（図６の２７０４）を通して出力された直流値はその入力信号であるｉｓ＿ｑの平均値に対応している、また先に説明したように、電源電流は全て有効分（有効電力に関わる成分）であることを考えると、低域通過フィルタの出力である直流値は電源電流のピーク値に比例することは明らかと言える。従って、電源電流のピーク値に比例して、かつ直流量である信号を、検出した歪み電源電流より抽出できていることが分かる。また、低域通過フィルタで生じる時間遅れ（時定数に相当する時間の遅れ）もｉｓ＿ｑに変換することにより、図１６（ｅ）のような脈動成分の密度の高い波形に変換されているため、フィルタ時定数を小さくでき、その遅れも小さくなっている。具体的には、１５ｍｓから３０ｍｓまでの範囲の時定数で図１６（ｆ）に示す結果のように平滑化できる。
【００５０】
以上のように、図６に示した負荷平準化システムの制御装置構成と図１０に示した回路構成により、３相の電源電流検出信号と１相の電源電圧検出信号から、電源電流波形のピーク値に比例してかつ直流量となる電源電流レベル値ｉｓ＿ｌｅｖｅｌを抽出することができる。また、その抽出手段においては、電源電流が有効成分（有効電力に関わる成分）主体であるという性質を捉えて瞬時有効電流成分を抽出しているため、脈動分が高密度に表れた波形を抽出でき、その結果、平滑フィルタの遅れに影響する時定数を小さくすることができる。また、負荷量の検出に必要な信号は３相の電源電流検出信号と１相の電源電圧検出信号となり、図１〜図５の構成に比べると電流センサの数が多く、電圧センサも１相分必要となるが、従来の方式（電力を検出するため、電流センサ３相分，電圧センサ３相分）に比べると電圧センサの数を減らすことができる。図６に示した制御装置の特徴は、蓄電池の充電や電動機の駆動に直接関わる有効電力という物理量に着目してこの量を抽出した点にあり、波形の歪みやノイズの影響を受けにくいという独自の長所がある。従って、図６に示した制御装置は、制御の信頼性が特に重視される用途に有効と考えられる。
【００５１】
図７は、本発明による負荷平準化システムの制御装置に対する図１〜図６とは異なる例を表している。図７の制御装置と組み合わされる回路構成は図１０になる。図６および図１０に示した構成がこれまでに説明した例とは異なる点は、
１）３相分の電源電流を検出する電流センサ（図１０の３１）と３相分の電源電圧を検出する電圧センサ（図１０の３５）を設けていること、２）交流電源から流入する電力に対する制御指令である電源電力指令ｐ＊＿ａｖｇ を電源電力指令作成器（図７の１０）で作成していること、３）交流電源から流入する平均電力値である電源平均電力値ｐ＿ａｖｇを抽出する電源瞬時電力演算部（図７の１１）を設けていること、４）電源電力指令ｐ＊＿ａｖｇと電源平均電力値ｐ＿ａｖｇ の偏差を補償する電源電力補償器（図７の１２）を設けていること、の４つの点が挙げられる。以下では、電源瞬時電力演算部（図７の１１）の内容を中心に図７と図１７を用いて詳細を説明する。尚、図１７は図７の電源瞬時電力演算部１１内における各処理の動作波形を表している。
【００５２】
図７において、電源電力指令作成器１０では、交流電源から流入する平均電力に対する制御指令である電源電力指令ｐ＊＿ａｖｇ が作成されて出力される。電源瞬時電力演算部１１には、電流センサ（図１０の３１）から取り込んだ３相分の電源電流検出信号ｉｓ＿ｕ，ｉｓ＿ｖ，ｉｓ＿ｗと電圧センサ（図１０の３５）から取り込んだ３相分の電源電圧検出信号ｖｓ＿ｕ，ｖｓ＿ｖ，ｖｓ＿ｗとが入力される。電源電流検出信号ｉｓ＿ｕ，ｉｓ＿ｖ，ｉｓ＿ｗの波形は図１７（ａ），（ｂ），（ｃ）に示すようにウサギの耳形の歪んだ波形となっている。また、電源電圧検出信号ｖｓ＿ｕ，ｖｓ＿ｖ，ｖｓ＿ｗの波形は図１７（ｄ），（ｅ），（ｆ）に示すような正弦波となっている。電源電流検出信号ｉｓ＿ｕ，ｉｓ＿ｖ，ｉｓ＿ｗと電源電圧検出信号ｖｓ＿ｕ，ｖｓ＿ｖ，ｖｓ＿ｗに対して、瞬時電力演算器１１０１では式（５）に従って瞬時電力ｐを計算する。
【００５３】
【数５】
Figure 2004282932
【００５４】
その結果は、図１７（ｇ）に示したような基本波の６倍の高調波脈動分を含んだ波形となる。この波形の平均値が交流電源（図１０の２０）から整流回路（図１０の２１）へ流入する平均電力ｐ＿ａｖｇに対応している。低域通過フィルタ１１０２では、瞬時電力ｐを平滑化することで平均電力ｐ＿ａｖｇが出力される。その波形は図１７（ｈ）のようになる。低域通過フィルタとしては、１次遅れ形フィルタや２次バタワース形フィルタ等を適用すれば良い。またフィルタ時定数は１５ｍｓ〜３０ｍｓの範囲にある値を用いている。減算器３（図７の３）では、電源電力指令ｐ＊＿ａｖｇと平均電力ｐ＿ａｖｇ の偏差が取られ、電源電力補償器１２では、この偏差を零にするような直流電圧指令が出力される。これ以降の処理は既に説明した図５や図６の場合と同じになる。
【００５５】
図７に示した負荷平準化システムの制御装置構成と図１０に示した回路構成は、従来技術（特開２００１−１８７６７７‘エレベータの制御装置’）で開示された構成と同様に電源電流３相と電源電圧３相を検出する必要がある。ここで、従来技術（特開２００１−１８７６７７）に開示された内容を詳しく見ると、交流電源から流入する平均電力を求めるのに、前回サンプリングした電圧，電流値を基に求めた電力値と、今回サンプリングした電圧，電流値を基に求めた電力値とを用いて平均化を行うことが記述されている。図１７（ｇ）の波形が示すように、電圧検出値（電圧瞬時値）と電流検出値（電流瞬時値）から求められる瞬時電力値は、基本波の６倍の高調波脈動を主とする波形となっている。従って、従来技術のような２点のサンプリング値のみによる平均化では６倍の高調波脈動を平滑化できないことが懸念される。即ち、２点のサンプリング値のみによる平均化では、瞬時電力に含まれる脈動分を平滑化できず、図１７（ｇ）に示すような脈動を含む波形が電力検出値として制御に使われるため、制御に悪影響を及ぼすことが懸念される。これに対して、図７に示した制御装置では、瞬時電力に含まれる脈動分を時定数１５ｍｓ〜３０ｍｓの低域通過フィルタで平滑化しているため、図１７（ｈ）のような直流量が電力検出値として制御に使われるため、より安定な制御が実現できる。
【００５６】
以上のように、図７に示した負荷平準化システムの制御装置構成と図１０に示した回路構成は、３相の電源電流検出信号と３相の電源電圧検出信号を必要とするため、構成が複雑となり、また電圧センサを用いるため絶縁劣化に注意する必要があるが、負荷量と直接対応する電力値を用いて制御を実施しているという利点があり、また時定数１５ｍｓ〜３０ｍｓの低域通過フィルタで瞬時電力に含まれる６倍の高調波脈動を平滑しているため、従来技術に開示されている制御装置に比べてより安定な制御を実現できるという効果がある。
【００５７】
以上の実施例では、直流／交流変換回路の負荷側をエレベータ装置としているが、エレベータ装置以外の電動機負荷にも適用できる。また、整流回路としてダイオードブリッジを例に挙げて示しているが、ダイオードブリッジ以外のダイオードを用いた整流回路（単相も含む）やトランジスタやＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いたコンバータ（例えばＰＷＭコンバータ）に対しても適用できる。ＰＷＭコンバータの場合は脈動分が基本波と同じ周波数になると考えればよい。またこの場合、フィルタの時定数はより長くする必要がある。
【００５８】
また、実施例に挙げた蓄電池の具体例としては、鉛蓄電池，シール鉛蓄電池，ニッケル水素電池，リチウムイオン電池，ナトリウム硫黄電池（ＮａＳ電池），レッドクスフロー電池のような２次電池や電気２重層コンデンサ、燃料電池を挙げることができる。
【００５９】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、交流電源側にダイオードブリッジのような整流回路を備えた負荷を対象にした負荷平準化システムにおいて、ダイオードブリッジ等の整流回路による歪んだ電源電流波形に対して、電流センサを主体にしたより少ない数のセンサで検出した入力信号を基に、電源電流のレベル値（電源電流のピーク値に比例してかつ直流量である値）を抽出して、適切な負荷平準化制御を実施できる負荷平準化システムを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による負荷平準化システムの制御装置の第一の構成例。
【図２】本発明による負荷平準化システムの制御装置の第二の構成例。
【図３】本発明による負荷平準化システムの制御装置の第三の構成例。
【図４】本発明による負荷平準化システムの制御装置の第四の構成例。
【図５】本発明による負荷平準化システムの制御装置の第五の構成例。
【図６】本発明による負荷平準化システムの制御装置の第六の構成例。
【図７】本発明による負荷平準化システムの制御装置の第七の構成例。
【図８】本発明による負荷平準化システム回路構成の第一の例。
【図９】本発明による負荷平準化システム回路構成の第二の例。
【図１０】本発明による負荷平準化システム回路構成の第三の例。
【図１１】本発明による負荷平準化システム制御装置第一例の各処理の波形。
【図１２】本発明による負荷平準化システム制御装置第二例の各処理の波形。
【図１３】本発明による負荷平準化システム制御装置第三例の各処理の波形。
【図１４】本発明による負荷平準化システム制御装置第四例の各処理の波形。
【図１５】本発明による負荷平準化システム制御装置第五例の各処理の波形。
【図１６】本発明による負荷平準化システム制御装置第六例の各処理の波形。
【図１７】本発明による負荷平準化システム制御装置第七例の各処理の波形。
【図１８】整流回路における歪み波形の実例とその発生メカニズム。
【符号の説明】
１…電源電流指令作成器、２…電源電流信号処理部、３…減算器、４…電源電流補償器、５…直流電圧制御器、６…コンバータ電流制御器、７…ＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御器、８…直流電流指令作成器、９…直流電流信号処理部、１０…電源電力指令作成器、１１…電源瞬時電力演算部、２０…交流電源、
２１…整流回路、２２…平滑コンデンサ、２３…直流／交流変換回路、２４…電動機、２５…綱車、２６…エレベータかご、２７…つりあい錘、２８…直流電力変換回路、２９…平滑リアクトル、３０…蓄電池、３１，３３，３４…電流センサ、３２，３５…電圧センサ、９０１，２１０４，２２０２，２３０２…低域通過フィルタ、９０２，２１０５，２２０３，２３０３，２４０４…補正係数乗算器、１１０１…瞬時電力演算器、２１０１，２１０２，２２０１…絶対値演算器、２１０３，２３０１…最大値選択器、２４０１…ＤＦＴ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）５次成分抽出器、２４０２…ＤＦＴ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）７次成分抽出器、２４０３…２乗平均演算器。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a load leveling system suitable for a load that is intermittently operated by repeatedly operating and stopping an elevator or the like, and more particularly to a load leveling system that uses an energy storage device to reduce power received from an AC power supply.
[0002]
[Prior art]
As a conventional technique for leveling the load power of an elevator using a storage battery, there is Japanese Society of Electrical Engineers' Study Group Material JSPE-27-5 (titled "Development of Energy-Saving Elevator Using Regenerative Power Storage System"). Also, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-187677 discloses an example of a system that supplies electric power to a motor that drives an elevator from both electric power from a storage battery and electric power from an AC power supply. Further, as a prior art of a device or a method for detecting an electric quantity such as a current, there are JP-A-2-189466 and JP-A-6-82494.
[0003]
[Non-patent document 1]
IEEJ Technical Report, JSPE-27-5, "Development of Energy-Saving Elevator Using Regenerative Power Storage System"
[Patent Document 1]
JP 2001-187677 A
[Patent Document 2]
JP-A-2-189466
[Patent Document 3]
JP-A-6-82494
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
The load leveling system reduces the current (or power) on the AC power supply side to a certain level or less, and the control of the power supply current (or power) is an important point.
[0005]
In the case of a system in which an electric motor is driven at a variable speed by electric power supplied from an AC three-phase AC power supply, generally, after rectification (DC conversion) by a rectification circuit using a combination of a diode bridge and a smoothing capacitor, DC / AC A conversion circuit (usually called an inverter) converts the AC power into a variable frequency, variable voltage AC power. For example, a standard elevator installed in a low-rise building has the above-described configuration.
[0006]
Here, in the case of a rectifier circuit using a combination of a diode bridge and a smoothing capacitor, the current on the AC power supply side has a distorted waveform like a “rabbit ear” whose main components are the fifth and seventh harmonics. It becomes. Therefore, a storage battery is connected to the DC side having a smoothing capacitor and the current on the AC power supply side is controlled, as described in the IEEJ Technical Meeting Material JSPE-27-5 and JP-A-2001-187677 described in the prior art. In this case, it is difficult to use the above-mentioned distortion waveform as it is for control, and it is necessary to convert the distortion waveform into a DC amount representing the magnitude. For example, in the case of the method disclosed in JP-A-2001-187677, the bus voltage and the current value of the commercial power supply are converted into a commercial power value, and this value is used for control. However, in order to convert to a power value in this way, a three-phase current value and a three-phase voltage value are required. Therefore, a three-phase current sensor and a three-phase voltage sensor are required. It gets complicated. In particular, since the voltage sensor needs to be measured by directly contacting the conductive part on the AC power supply side, there is a concern that a failure due to insulation deterioration or the like may occur. Although a method using only the power supply current detection value is also mentioned in the text, the specific content is not shown.
[0007]
With respect to two examples of the apparatus for detecting the amount of electricity, the method disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2-189466 is directed to a fundamental wave, and the distortion waveform described above The method disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 6-82494 cannot be applied, and requires a three-phase current value and a three-phase voltage value. It gets complicated. The disadvantages of using a voltage sensor are as described above.
[0008]
Therefore, an object of the present invention is to realize a load leveling system using a smaller number of sensors, mainly a current sensor, even for a power supply current waveform distorted by a rectifier circuit such as a diode bridge.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention provides a rectifier circuit for converting AC power from a power supply into DC power, a charge / discharge circuit for storing DC power supplied by the rectifier circuit in an energy storage device, and a charge / discharge circuit for charging the energy storage device. DC / AC that converts DC power released through a discharge circuit, DC power supplied by a rectifier circuit, or DC power supplied from both into AC power and supplies AC power to a load such as a motor. In a load control system including a power conversion circuit, a power supply current detection means for detecting an AC current input from a power supply to a rectifier circuit, and a detection signal of the power supply current detection means for a DC signal or smoothing which is proportional to a peak value of the AC current. And a charge / discharge circuit for the energy storage device so that the output of the signal conversion means conforms to the control command. And control means for.
[0010]
As an example of a specific configuration for the load control system, the power supply current detection unit is configured to detect a two-phase AC current out of a three-phase AC current, and the signal conversion unit includes Means for converting each of the detection signals output by the power supply current detection means to an absolute value, means for selecting a maximum value from each of the signals converted to the absolute value, and smoothing the selected maximum value to a DC signal And a means for converting the data.
[0011]
The principle of operation is as follows. Converting the two-phase power supply current detection signal into an absolute value to obtain a positive value signal including a pulsation component, and selecting a maximum value from each signal to obtain a signal having a high pulsation component density Can be. If this signal is smoothed by a low-pass filter or the like, a DC amount (power supply current level value) proportional to the desired peak value of the power supply current can be obtained. As described above, the above-described configuration can solve the above-described problem.
[0012]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 shows an example of a control device configuration of a load leveling system according to the present invention. FIG. 8 shows a circuit device configuration of the load leveling system corresponding to FIG. Before describing the contents of FIG. 1, the configuration of FIG. 8 will be described first, and an outline of the load leveling system will be described based on this configuration.
[0013]
FIG. 8 is a diagram showing the circuit device configuration of the load leveling system using an elevator system as an example. Three-phase AC power is supplied from an AC power supply 20 and converted into DC power by a rectifier circuit 21 and a smoothing capacitor 22. Here, the rectifier circuit 21 indicates a circuit such as a six-phase diode bridge. The converted DC power is charged in the storage battery 30 via the DC power conversion circuit 28 and the smoothing reactor. During operation of the elevator, DC power is supplied from the storage battery 30 via the smoothing reactor 29 and the DC power conversion circuit 28, and the DC / AC conversion circuit 23 converts the DC power into AC power having a variable frequency and a variable voltage. The electric motor 24 is driven at a variable speed in accordance with the operation of the elevator. The rotation of the electric motor 24 is transmitted to the sheave 25, and the rotation of the sheave 25 causes the elevator car 26 and the counterweight 27 to move up and down on the principle of the slidable type.
[0014]
Since a commonly used elevator system does not include the storage battery 30 and the DC power conversion circuit 28, the power is supplied from the AC power supply 20 to the drive unit (the DC / AC conversion circuit 23, the electric motor 24, etc.) in synchronization with the operation of the elevator. Will be supplied. Therefore, the time waveform of the power supplied from the AC power supply is a waveform having a high power peak synchronized with the operation of the elevator. For this reason, power supply equipment such as wiring and transformers on the AC power supply side needs to have a large capacity corresponding to the peak.
[0015]
On the other hand, in the load leveling system (elevator system incorporating the load leveling system) shown in FIG. 8, the storage battery 30 is charged with a small amount of power from the AC power supply 20 in advance for a long time with a sufficient amount of power. During operation of the elevator, power is supplied from the storage battery 30 to the drive unit (the DC / AC conversion circuit 23, the electric motor 24, and the like). As a result, the time waveform of the power supplied from the AC power supply is a leveled waveform having a small peak. For this reason, the power supply equipment capacity can be significantly reduced.
[0016]
The outline and effects of the load leveling system have been described above. However, when actually performing the load leveling control on the system shown in FIG. 8, the detected value of the current (or power) supplied from the AC power supply is determined. Handling is an issue. Specifically, in the case of the system of FIG. 8, the current sensor 31 detects the current is supplied from the AC power supply, and the charging power of the storage battery 30 or the charging power of the storage battery 30 is controlled so that the 'is level' does not exceed a predetermined value. Control discharge power. However, although the expression “is level” is used in the above, it is actually as shown in FIG. 18, and the detected is waveform cannot be used for control as it is.
[0017]
FIG. 18 shows the circuit configuration from the AC power supply to the rectifier circuit (FIG. 18C), the power supply current waveform (FIG. 18A), and the mechanism of generating the power supply current waveform (FIG. 18B). 18C, the three-phase power supply currents isu, isv, and isw flowing from the AC power supply 20 to the rectifier circuit 21 composed of a diode bridge are rabbits as shown in FIG. For example, when focusing on the u and v phases, if the power supply voltage Vuv between the u and v phases becomes larger than the DC voltage Vout of the smoothing capacitor 22, u in the rectifier circuit 21 is only during that period. The diode 21ua of the upper-phase arm and the diode 21vb of the v-phase upper arm conduct, causing a current to flow between the two phases.The portion surrounded by a square frame in FIG. During the period in which the power supply voltage Vuv is higher than Vout (see the first graph in FIG. 18B), a current flows from isu to isv (2 in FIG. 18B). Thus, in the diode bridge type rectifier circuit, the power supply current flows only for a certain period determined by the magnitude relationship between the power supply voltage and the DC voltage, and the waveform thereof is shown in FIG. 18A, and how to extract the DC level “level” from the distorted waveform shown in FIG. 18A is an issue in performing the load leveling control. .
[0018]
The control device configuration of the load leveling system according to the present invention shown in FIG. 1 is configured to solve such a problem. The key solution is the power supply current signal processor 2. Hereinafter, details of FIG. 1 will be described.
[0019]
In FIG. 1, a power supply current command creator 1 provides a power supply current command is * _Level is output. Here, the power supply current command refers to a command for the level value of the power supply current flowing from the AC power supply to the rectifier circuit, and corresponds to the level value of the load level. The power supply current signal processing unit 2 calculates a detected power supply current level value is_level using the u-phase power supply current detection signal is_u and the v-phase power supply current detection signal is_v. Here, the power supply current level value is_level is defined as a DC amount proportional to the amplitude of is_u or is_v. The power supply current detection signals is_u and is_v are taken in by a current sensor (31 in FIG. 8). In this case, the current sensor only needs to have two phases. The inside of the power supply current signal processing unit 2 will be described later in detail. The extracted power supply current level value is_level and the power supply current command is * The difference of _level is taken by the subtractor 3, and the power supply current compensator 4 outputs a DC voltage command to make the difference zero. The power supply current compensator is specifically a proportional compensator or a proportional-integral compensator. The DC voltage controller 5 receives the DC voltage command and the DC voltage detection signal Vout, and outputs a converter current command for causing the DC voltage detection signal to follow the DC voltage command. Here, the converter represents a DC power conversion circuit (28 in FIG. 8) for controlling the power of the battery. Converter current controller 6 receives a converter current command and a converter current detection signal IL, and outputs a command (corresponding to a voltage command to the converter) for causing the converter current detection signal to follow the converter current command. The PWM (Pulse Width Modulation) controller 7 converts the command output from the converter current controller 6 into a PWM command.
The PWM command is input to the gate circuit of the converter (DC power conversion circuit), and the converter performs a switch operation corresponding to the command. Thus, finally, the input / output power of the DC power conversion circuit (28 in FIG. 8), in other words, the storage battery (30 in FIG. 8), is set so that the level value of the power supply current detection value matches the power supply current command. ) Is controlled. As a result, load leveling according to the given command can be performed.
[0020]
The power supply current signal processing unit 2 extracts a level value that is a DC amount from a distorted power supply current waveform of a rabbit ear shape. The state of this processing will be described with reference to FIGS. FIG. 11 is a diagram showing operation waveforms of each processing in the power supply current signal processing unit 2 shown in FIG. To the power supply current signal processing unit 2 (FIG. 1), two-phase power supply current detection signals is_u and is_v of u-phase and v-phase are input. The waveforms ((a) and (b) of FIG. 11) are distorted waveforms of the rabbit ear shape. The absolute values are calculated by absolute value calculators (2101 and 2102 in FIG. 1). The result is a waveform as shown in FIGS. Next, the larger of the two signals is selected by a maximum value selector (2103 in FIG. 1). As a result, a waveform having a high pulsation density as shown in FIG. When this signal is smoothed by a low-pass filter (2104 in FIG. 1, Low Pass Filter: LPF), a DC amount waveform as shown in FIG. 11F is obtained. As the low-pass filter, a first-order lag-type filter or a second-order Butterworth-type filter represented by the transfer function of Equation (1) may be applied.
[0021]
(Equation 1)
Figure 2004282932
[0022]
The correction coefficient multiplier (2105 in FIG. 1) multiplies the DC value by a predetermined coefficient to obtain an appropriate value (for example, the peak value of the distortion waveform, the effective value of the distortion waveform, the effective value converted into the fundamental wave, and the fundamental wave). A value determined as a reference, such as the converted amplitude value, or a value that is used as it is, the coefficient may be set to 1). The value obtained here is the power supply current level value is_level.
[0023]
Since the DC value obtained by the low-pass filter (2104 in FIG. 1) corresponds to the average value of the input signal (the waveform is (e) in FIG. 11), it is not proportional to the peak value of the power supply current. It is clear. Therefore, it can be seen that a signal that is proportional to the peak value of the power supply current and is a DC amount can be extracted from the detected distortion power supply current. In addition, a time delay (a time delay corresponding to a time constant) generated in the low-pass filter is also processed by the absolute value calculator and the maximum value selector in front of the filter, as shown in FIG. Since the waveform is converted into a high-density waveform, the filter time constant can be reduced, and the delay is also reduced. Specifically, a result as shown in FIG. 11F can be obtained with a time constant in a range from 15 ms to 30 ms.
[0024]
As described above, according to the control device configuration of the load leveling system shown in FIG. 1 and the circuit configuration shown in FIG. 8, only the two-phase power supply current detection signal is directly and directly proportional to the peak value of the power supply current waveform. The power supply current level value is_level, which is the flow rate, can be extracted. In addition, in the extraction means, since the process for increasing the pulsation component is performed, the time constant affecting the delay of the smoothing filter can be reduced. Further, since the signal required for detecting the load amount is only a two-phase power supply current detection signal, the current sensor needs only two phases, and the configuration is simple. An effect such as no problem can be obtained.
[0025]
FIG. 2 shows an example different from FIG. 1 for the control device of the load leveling system according to the present invention. FIG. 8 shows a circuit configuration combined with the control device of FIG. In the control device of FIG. 2, the parts different from FIG. 1 are the input signal for obtaining the power supply current level value is_level and the contents of the power supply current signal processing unit 2 for extracting the is_level. Hereinafter, this different part will be described with reference to FIGS. FIG. 12 shows an operation waveform of each processing in the power supply current signal processing unit 2 in FIG.
[0026]
In the power supply current signal processing unit 2, first, the power supply current detection signal is_u for one phase which is taken in from the current sensor (31 in FIG. 8) is input. The waveform is a distorted waveform of a rabbit ear shape as shown in FIG. The absolute value is calculated by an absolute value calculator 2201. The result is a waveform in which the negative portion is turned back to the positive side as shown in FIG. Next, when this signal is smoothed by a low-pass filter (2202 in FIG. 2, Low Pass Filter: LPF), a waveform of a DC amount as shown in FIG. 12C is obtained. As the low-pass filter, a first-order lag filter, a second-order Butterworth filter, or the like may be applied. Finally, the correction coefficient multiplier (2203 in FIG. 2) multiplies the DC value by a predetermined coefficient to obtain an appropriate value (for example, the peak value of the distortion waveform, the effective value of the distortion waveform, the effective value converted to the fundamental wave). , A value determined as a reference such as an amplitude value converted into a fundamental wave, or a coefficient may be set to 1 when using the value as it is). The value thus obtained is the power supply current level value is_level.
[0027]
Since the DC value obtained by the low-pass filter (2202 in FIG. 2) corresponds to the average value of the input signal (the waveform is (b) in FIG. 12), it is not proportional to the peak value of the power supply current. It is clear. Therefore, it can be seen that a signal that is proportional to the peak value of the power supply current and is a DC amount can be extracted from the detected distortion power supply current. In addition, a time delay (a time delay corresponding to a time constant) generated by the low-pass filter is also caused by the processing of the absolute value calculator preceding the time delay, as shown in FIG. , The filter time constant can be reduced, and the delay is also reduced. Specifically, a result as shown in FIG. 12C can be obtained with a time constant in a range from 30 ms to 60 ms. This time constant is about twice as large as that of the control device of FIG. 1, but this is because the pulsating component density of the input waveform to the filter in FIG. 2 is sparser than that in FIG. This is due to the fact that it takes time for smoothing. Therefore, the control device shown in FIG. 2 has an advantage that the input required to obtain the power supply current level value is only required for one phase of the power supply current (therefore, the current sensor need be only one phase). There is also a disadvantage that the constant is doubled, that is, the time delay due to the filter is doubled.
[0028]
As described above, with the control device configuration of the load leveling system shown in FIG. 2 and the circuit configuration shown in FIG. 8, only the one-phase power supply current detection signal is directly and in proportion to the peak value of the power supply current waveform. The power supply current level value is_level, which is the flow rate, can be extracted. Further, in the extraction means, since the process for increasing the pulsation component is performed, the time constant affecting the delay of the smoothing filter can be reduced (however, compared to the control device of FIG. 1). Twice as late). Further, since the signal required for detecting the load amount is only a one-phase power supply current detection signal, the current sensor need only be for one phase. The configuration is simpler than that of FIG. Since it is not used, it is possible to obtain effects such as no problem of insulation deterioration.
[0029]
FIG. 3 shows an example different from FIGS. 1 and 2 for the control device of the load leveling system according to the present invention. FIG. 8 shows a circuit configuration combined with the control device of FIG. In the control device of FIG. 3, the difference from FIG. 1 and FIG. 2 lies in the input signal for obtaining the power supply current level value is_level and the contents of the power supply current signal processing unit 2 for extracting the is_level. Hereinafter, this different portion will be described with reference to FIGS. FIG. 13 shows operation waveforms of each processing in the power supply current signal processing unit 2 of FIG.
[0030]
In the power supply current signal processing unit 2, first, power supply current detection signals is_u, is_v, and is_w for three phases taken from the current sensor (31 in FIG. 8) are input. As shown in FIGS. 13 (a), 13 (b) and 13 (c), the waveforms are distorted waveforms of a rabbit ear shape. A maximum value selector 2301 selects the maximum value of the three signals from these three signals. The result is converted into a waveform in which the pulsation is concentrated on the positive side as shown in FIG. Next, when this signal is smoothed by a low-pass filter (2302, Low Pass Filter: LPF in FIG. 3), a waveform of a DC amount as shown in FIG. 13E is obtained. As the low-pass filter, a first-order lag filter, a second-order Butterworth filter, or the like may be applied. Finally, the correction coefficient multiplier (2203 in FIG. 2) multiplies the DC value by a predetermined coefficient to obtain an appropriate value (for example, the peak value of the distortion waveform, the effective value of the distortion waveform, the effective value converted to the fundamental wave). , A value determined as a reference such as an amplitude value converted into a fundamental wave, or a coefficient may be set to 1 when using the value as it is). The value obtained in this manner is the power supply current level value is * _Level.
[0031]
Since the DC value obtained by the low-pass filter (2302 in FIG. 3) corresponds to the average value of the input signal (the waveform is (d) in FIG. 13), it is not proportional to the peak value of the power supply current. It is clear. Therefore, it can be seen that a signal that is proportional to the peak value of the power supply current and is a DC amount can be extracted from the detected distortion power supply current. Further, the time delay (time delay corresponding to the time constant) generated by the low-pass filter is also changed to a waveform having a high pulsation component density as shown in FIG. Since the conversion is performed, the filter time constant can be reduced, and the delay thereof is also reduced. Specifically, a result as shown in FIG. 13E can be obtained with a time constant in a range from 15 ms to 30 ms.
[0032]
As described above, according to the control device configuration of the load leveling system shown in FIG. 3 and the circuit configuration shown in FIG. 8, only the three-phase power supply current detection signal is directly and directly proportional to the peak value of the power supply current waveform. The power supply current level value is_level, which is the flow rate, can be extracted. In addition, in the extraction means, since the process for increasing the pulsation component is performed, the time constant affecting the delay of the smoothing filter can be reduced. Further, the signal necessary for detecting the load amount is a three-phase power supply current detection signal, and an effect that there is no problem of insulation deterioration because a voltage sensor is not used can be obtained. Compared with the control device shown in FIG. 1, since a power supply current detection signal for three phases is required, a current sensor is required for three phases, but there is an advantage that an absolute value calculator is not required instead. Further, when the number of current sensors is small, there is a possibility that the sensor is easily affected by the influence of sensor accuracy and noise mixing. However, when the power supply currents of all three phases are detected as in the control device of FIG. Due to the averaging effect, the effect of reducing the influence of the sensor accuracy and the influence of the noise mixing can be expected. Therefore, it can be said that the control device configuration of FIG. 3 is effective when reliability is strictly required and it is desired to avoid the risk of reducing the number of current sensors.
[0033]
FIG. 4 shows an example of the control device of the load leveling system according to the present invention, which is different from those shown in FIGS. FIG. 8 shows a circuit configuration combined with the control device of FIG. 4 differs from FIGS. 1, 2 and 3 in the contents of the power supply current signal processing unit 2 for extracting is_level. Hereinafter, this different portion will be described with reference to FIGS. FIG. 14 shows the operation waveform of each processing in the power supply current signal processing unit 2 of FIG.
[0034]
In the power supply current signal processing unit 2, first, the power supply current detection signal is_u for one phase which is taken in from the current sensor (31 in FIG. 8) is input. Each of the waveforms is a distorted waveform of a rabbit ear shape as shown in FIG. This signal passes through a fifth-order component extractor (2401 in FIG. 4) for extracting a fifth-order harmonic component and a seventh-order component extractor (2402 in FIG. 4) for extracting a seventh-order harmonic component. Then, the fifth harmonic component and the seventh harmonic component included in the power supply current detection signal is_u are extracted. Each waveform is
The direct current amount corresponds to the amplitude value of each component as shown in 14 (b) and (c). Since the frequency components included in the power supply current waveform (FIG. 14A) mainly include the fifth harmonic component and the seventh harmonic component, the characteristics of the power supply current can be grasped by extracting both components. Further, the fifth-order component extractor (2401 in FIG. 4) and the seventh-order component extractor (2402 in FIG. 4) perform digital Fourier transform (Digital) for only the fifth harmonic component and only the seventh harmonic component, for example. Fourier Transform (DFT). For each of the extracted fifth-order harmonic component and seventh-order harmonic component, a root-mean-square calculator (2403 in FIG. 4) performs a root-mean-square calculation as shown in Expression (2).
[0035]
(Equation 2)
Figure 2004282932
[0036]
The result is a DC amount as shown in FIG. 14 (d), and its amplitude corresponds to an amount equivalently representing the amplitude of the power supply current. Finally, the correction coefficient multiplier (2404 in FIG. 4) multiplies the DC value by a predetermined coefficient to obtain an appropriate value (for example, the peak value of the distorted waveform, the effective value of the distorted waveform, the effective value converted into a fundamental wave). , A value determined as a reference such as an amplitude value converted into a fundamental wave, or a coefficient may be set to 1 when using the value as it is). The value thus obtained is the power supply current level value is_level.
[0037]
Since the output of the root-mean-square calculator (2403 in FIG. 4) equivalently corresponds to the quantity representing the amplitude of the power supply current, a signal which is proportional to the desired peak value of the power supply current and is a DC quantity Can be extracted from the detected distortion power supply current. Further, since the fifth-order component extractor (2401 in FIG. 4) and the seventh-order component extractor (2402 in FIG. 4) are used, for example, when extraction is performed by digital Fourier transform, one cycle of the fundamental wave (20 ms for 50 Hz, It is possible to extract in a short time (16 ms at 60 Hz). Compared to the control devices of FIGS. 1, 2 and 3, the required input is only one phase of the power supply current (accordingly, one current sensor is sufficient), and one period of the fundamental wave (20 ms for 50 Hz, 20 ms for 60 Hz) There is an advantage that the power supply current level value is_level can be extracted in a short time (16 ms). On the other hand, implementation of the digital Fourier transform requires a certain amount of computation.
[0038]
As described above, according to the control device configuration of the load leveling system shown in FIG. 4 and the circuit configuration shown in FIG. 8, only the one-phase power supply current detection signal is directly and directly proportional to the peak value of the power supply current waveform. The power supply current level value is_level, which is the flow rate, can be extracted. In addition, the extraction means uses a mechanism for extracting only the fifth harmonic component and the seventh harmonic component, which are the main frequency components of the power supply current, to extract each component. There is an effect that the power supply current level value is_level can be extracted in a short time. Further, since the signal required for detecting the load amount is only a one-phase power supply current detection signal, the current sensor may be only for one phase, the configuration is simple as in FIG. 2, and no voltage sensor is used. Therefore, it is possible to obtain effects such as no problem of insulation deterioration. The control device of FIG. 4 requires only one phase of the power supply current (accordingly, one current sensor is required) and one period of the fundamental wave as compared with the control device shown in FIGS. There is a great merit that the power supply current level value is_level can be extracted in a short time. However, on the other hand, a somewhat complicated operation such as a digital Fourier transform must be performed. Therefore, it can be said that the control device of FIG. 4 is effective when a high-performance arithmetic processor or a high-performance microcomputer can be used.
[0039]
FIG. 5 shows an example of the control device of the load leveling system according to the present invention, which is different from FIGS. FIG. 9 shows a circuit configuration combined with the control device of FIG. The configuration shown in FIGS. 5 and 9 is different from the example described above in that 1) instead of detecting the current on the AC power supply side, the current on the DC side of the rectifier circuit (21 in FIG. 9) is 9) The command of load leveling control is given by the DC current command generator (8 of FIG. 5). 3) The DC current detection signal Ic is processed by the DC current signal. (9 in FIG. 5) to convert to the DC current level value Ic_level. Of the above three points, 1) and 2) are as described above, and for 3), the contents of the DC current signal processing unit (9 in FIG. 5) will be described below with reference to FIGS. I do. FIG. 15 shows an operation waveform of each processing in the DC current signal processing unit 9 of FIG.
[0040]
5, a direct current signal processing unit 9 receives a direct current detection signal Ic taken from a current sensor (34 in FIG. 9) on the direct current side (one signal is present on the direct current side). The waveform is a distorted waveform due to a pulsating component having a high density as shown in FIG. This signal is smoothed by a low-pass filter (901 in FIG. 5, Low Pass Filter: LPF). As a result, a DC amount waveform as shown in FIG. 15B is obtained. As the low-pass filter, a first-order lag filter, a second-order Butterworth filter, or the like may be applied. The correction coefficient multiplier (902 in FIG. 5) multiplies the DC value by a predetermined coefficient to convert the DC value into an appropriate value (for example, the peak value of the distortion waveform, the effective value of the distortion waveform, or the AC fundamental wave on the AC power supply side). A value determined as a reference, such as an effective value, an amplitude value converted into an AC fundamental wave on the AC power supply side, or the coefficient may be set to 1 if the value is used as it is). The value thus obtained is the DC current level value Ic_level.
[0041]
The DC value obtained through the low-pass filter (901 in FIG. 5) corresponds to the average value of the DC current (the waveform is (a) in FIG. 15) which is the input signal, and the DC current is the power supply current. , It is clear that the DC value obtained by the low-pass filter is proportional to the peak value of the power supply current. Accordingly, it can be seen that a signal having a DC amount in proportion to the peak value of the power supply current and a detected DC current having a distortion can be extracted. The time delay (time delay corresponding to the time constant) generated by the low-pass filter also uses the current waveform on the DC side where the density of the pulsation component is already high as shown in FIG. The time constant can be reduced, and the delay is also reduced. Specifically, smoothing as shown in FIG. 15B can be realized with a time constant in a range from 15 ms to 30 ms.
[0042]
As described above, with the control device configuration of the load leveling system shown in FIG. 5 and the circuit configuration shown in FIG. 9, only the DC-side current detection signal Ic is used in proportion to the peak value of the power supply current waveform, and A DC current level value Ic_level that is a DC amount can be extracted. Further, in the extraction means, since the current on the DC side already including the pulsation component at a high density is detected, the time constant affecting the delay of the smoothing filter can be reduced. Further, since the signal required for detecting the load amount is only the current detection signal on the DC side, only one current sensor is required, the configuration is simple, and there is no problem of insulation deterioration because no voltage sensor is used. And the like. The control device shown in FIG. 5 requires only one current sensor and requires only a low-pass filter and a correction coefficient multiplier as compared with the control device shown in FIGS. Therefore, there is an advantage that it can be realized with the simplest configuration. However, in consideration of the actual circuit configuration, in many cases, the wiring on the DC side connecting the rectifier circuit 21 and the DC / AC conversion circuit 23 in FIG. 9 is a special thin flat plate-shaped wiring called a bus bar or a copper bar. It is used, 1) The current sensor needs special thing corresponding to this flat structure. 2) The bus bar or copper bar is often used bare, so it is necessary to secure the insulation of the current sensor. It is necessary to consider two things that must not be done.
[0043]
FIG. 6 shows an example of the control device of the load leveling system according to the present invention, which is different from FIGS. FIG. 10 shows a circuit configuration combined with the control device of FIG. The configuration shown in FIGS. 6 and 10 is different from the example described above in that 1) a voltage sensor (35 in FIG. 10) is provided in addition to a current sensor (31 in FIG. 10) for detecting a power supply current. And 2) the contents of the power supply current signal processing unit (2 in FIG. 6) for extracting the power supply current level value is_level. Hereinafter, the contents of the power supply current signal processing unit (2 in FIG. 6) will be described with reference to FIGS. FIG. 16 shows an operation waveform of each processing in the power supply current signal processing unit 2 of FIG.
[0044]
6, the power supply current signal processing unit 2 includes three phases of power supply current detection signals is_u, is_v, and is_w taken from the current sensor (31 in FIG. 10) and 1 taken from the voltage sensor (35 in FIG. 10). The power supply voltage detection signal vs_u for each phase is input. The waveforms of the power supply current detection signals is_u, is_v, is_w are distorted waveforms of rabbit ears as shown in FIGS. 16 (a), (b), (c). This is converted into a two-phase AC signal of is_α and is_β by a three-phase / two-phase conversion calculator 2701. Here, the arithmetic expression of the three-phase / two-phase conversion is as shown in Expression (3).
[0045]
[Equation 3]
Figure 2004282932
[0046]
The power supply voltage phase calculator 2702 calculates the phase θ from the u-phase power supply voltage detection signal vs_u. As a specific method of detecting the phase, for example, there is a method of detecting the zero cross point of vs_u and calculating the phase θ by time-integrating the power supply voltage angular frequency ω (= constant) from that time. The dq conversion calculator 2703 calculates an instantaneous effective current signal is_q and an instantaneous reactive current signal is_d from the two-phase power supply current signals is_α and is_β and the phase θ. Here, the arithmetic expression of the dq conversion is as shown in Expression (4).
[0047]
(Equation 4)
Figure 2004282932
[0048]
Outputs is_d and is_q of the dq conversion calculator 2703 have waveforms as shown in FIGS. 16D and 16E, respectively. Although the waveforms each include a pulsation component, is_d is an instantaneous reactive current component, so the average value is zero, and is_q is an instantaneous active current component, and the average value corresponds to the active current value flowing from the AC power supply side. . Since only a constant active power flows from the AC power supply (20 in FIG. 10) to the rectifier circuit (21 in FIG. 10), when it is decomposed into the components of is_d and is_q, the average value of is_d becomes zero and the average value of is_q Becomes a constant value. Therefore, is_q is a quantity representing the magnitude of the power supply current. By smoothing the is_q including the pulsation with a low-pass filter 2704 (Low Pass Filter: LPF), a waveform of a DC amount as shown in FIG. 16F is obtained. Here, as the low-pass filter, a first-order lag-type filter, a second-order Butterworth-type filter, or the like may be applied. Finally, the DC value is multiplied by a predetermined coefficient by a correction coefficient multiplier (2705 in FIG. 6) to obtain an appropriate value (for example, the peak value of the distorted waveform, the effective value of the distorted waveform, the effective value converted into a fundamental wave). , A value determined as a reference, such as an amplitude value converted into a fundamental wave, or a coefficient may be set to 1 if the value is used as it is. The value thus obtained is the power supply current level value is_level.
[0049]
The DC value output through the low-pass filter (2704 in FIG. 6) corresponds to the average value of its input signal is_q. As described above, all the power supply currents are active components (active power It is clear that the DC value output from the low-pass filter is proportional to the peak value of the power supply current. Therefore, it can be seen that a signal that is proportional to the peak value of the power supply current and is a DC amount can be extracted from the detected distortion power supply current. Also, a time delay (a time delay corresponding to a time constant) generated in the low-pass filter is converted into a waveform having a high pulsation component density as shown in FIG. The filter time constant can be reduced, and the delay is also reduced. Specifically, smoothing can be performed with a time constant in a range from 15 ms to 30 ms as shown in FIG.
[0050]
As described above, according to the control device configuration of the load leveling system shown in FIG. 6 and the circuit configuration shown in FIG. 10, the peak of the power supply current waveform is obtained from the three-phase power supply current detection signal and the one-phase power supply voltage detection signal. It is possible to extract a power supply current level value is_level that is proportional to the value and is a DC amount. In addition, the extraction means extracts the instantaneous active current component by capturing the property that the power supply current is mainly composed of the active component (component related to the active power). As a result, the time constant affecting the delay of the smoothing filter can be reduced. The signals required for detecting the load amount are a three-phase power supply current detection signal and a one-phase power supply voltage detection signal, and the number of current sensors is larger than that of the configuration shown in FIGS. However, the number of voltage sensors can be reduced as compared with the conventional method (for detecting power, three current sensor phases and three voltage sensor phases). The feature of the control device shown in FIG. 6 is that the amount is extracted by paying attention to the physical amount of active power directly related to the charging of the storage battery and the driving of the electric motor. There are advantages. Therefore, the control device shown in FIG. 6 is considered to be effective for an application where control reliability is particularly important.
[0051]
FIG. 7 shows an example of the control device of the load leveling system according to the present invention, which is different from FIGS. FIG. 10 shows a circuit configuration combined with the control device of FIG. The difference between the configurations shown in FIGS. 6 and 10 from the examples described above is that
1) A current sensor (31 in FIG. 10) for detecting a power supply current for three phases and a voltage sensor (35 in FIG. 10) for detecting a power supply voltage for three phases are provided. 2) Inflow from an AC power supply Power supply power command p which is a control command for power * _Avg is generated by the power supply power command creator (10 in FIG. 7). 3) A power supply instantaneous power calculation unit (11 in FIG. 7) for extracting a power supply average power value p_avg which is an average power value flowing from an AC power supply. 4) Power supply power command p * The power supply compensator (12 in FIG. 7) for compensating for the deviation between _avg and the power supply average power value p_avg is provided in four points. Hereinafter, details will be described with reference to FIG. 7 and FIG. 17 focusing on the contents of the power supply instantaneous power calculation unit (11 in FIG. 7). FIG. 17 shows the operation waveform of each process in the power supply instantaneous power calculation unit 11 of FIG.
[0052]
In FIG. 7, a power supply command generator 10 includes a power supply command p which is a control command for an average power flowing from an AC power supply. * _Avg is created and output. The power supply instantaneous power calculation unit 11 includes power supply current detection signals is_u, is_v, is_w for three phases taken from the current sensor (31 in FIG. 10) and a power supply for three phases taken from the voltage sensor (35 in FIG. 10). Voltage detection signals vs_u, vs_v, vs_w are input. The waveforms of the power supply current detection signals is_u, is_v, and is_w are distorted waveforms of rabbit ears as shown in FIGS. 17 (a), (b), and (c). The waveforms of the power supply voltage detection signals vs_u, vs_v, vs_w are sine waves as shown in FIGS. 17 (d), (e), and (f). For the power supply current detection signals is_u, is_v, is_w and the power supply voltage detection signals vs_u, vs_v, vs_w, the instantaneous power calculator 1101 calculates the instantaneous power p according to the equation (5).
[0053]
(Equation 5)
Figure 2004282932
[0054]
As a result, a waveform including a harmonic pulsation six times the fundamental wave as shown in FIG. 17G is obtained. The average value of this waveform corresponds to the average power p_avg flowing from the AC power supply (20 in FIG. 10) to the rectifier circuit (21 in FIG. 10). The low-pass filter 1102 outputs the average power p_avg by smoothing the instantaneous power p. The waveform is as shown in FIG. As the low-pass filter, a first-order lag filter, a second-order Butterworth filter, or the like may be applied. The filter time constant uses a value in the range of 15 ms to 30 ms. In the subtracter 3 (3 in FIG. 7), the power supply power command p * The difference between _avg and the average power p_avg is taken, and the power supply power compensator 12 outputs a DC voltage command to make the difference zero. Subsequent processes are the same as those of FIGS. 5 and 6 described above.
[0055]
The configuration of the control device of the load leveling system shown in FIG. 7 and the configuration of the circuit shown in FIG. 10 are similar to the configuration disclosed in the related art (JP-A-2001-187677, “elevator control device”). And three phases of the power supply voltage need to be detected. Here, when the details disclosed in the prior art (Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-187677) are examined in detail, in order to calculate the average power flowing from the AC power supply, the power value obtained based on the previously sampled voltage and current values, It is described that averaging is performed using a voltage value and a power value obtained based on a current value sampled this time. As shown in the waveform of FIG. 17G, the instantaneous power value obtained from the detected voltage value (the instantaneous voltage value) and the detected current value (the instantaneous current value) mainly includes a harmonic pulsation six times the fundamental wave. It has a waveform. Therefore, there is a concern that six-times higher harmonic pulsation cannot be smoothed by averaging using only two sampling values as in the related art. That is, in the averaging using only the sampling values of two points, the pulsation component included in the instantaneous power cannot be smoothed, and the waveform including the pulsation as shown in FIG. 17G is used for the control as the power detection value. There is a concern that control may be adversely affected. On the other hand, in the control device shown in FIG. 7, since the pulsation component included in the instantaneous power is smoothed by a low-pass filter having a time constant of 15 ms to 30 ms, the DC amount as shown in FIG. Since the control is used as the detected power value, more stable control can be realized.
[0056]
As described above, the control device configuration of the load leveling system shown in FIG. 7 and the circuit configuration shown in FIG. 10 require a three-phase power supply current detection signal and a three-phase power supply voltage detection signal. However, it is necessary to pay attention to insulation deterioration due to the use of a voltage sensor. However, there is an advantage that control is performed using a power value directly corresponding to the load amount, and a time constant of 15 ms to 30 ms is low. Since the 6th harmonic pulsation included in the instantaneous power is smoothed by the bandpass filter, there is an effect that more stable control can be realized as compared with the control device disclosed in the related art.
[0057]
In the above embodiment, the load side of the DC / AC conversion circuit is the elevator device, but the present invention can be applied to a motor load other than the elevator device. Although a diode bridge is shown as an example of the rectifier circuit, a rectifier circuit (including a single phase) using a diode other than a diode bridge, a converter using a transistor or an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) (for example, PWM) Converter). In the case of a PWM converter, it can be considered that the pulsation component has the same frequency as the fundamental wave. In this case, the time constant of the filter needs to be longer.
[0058]
Further, specific examples of the storage battery described in the embodiment include a secondary battery such as a lead storage battery, a sealed lead storage battery, a nickel hydrogen battery, a lithium ion battery, a sodium sulfur battery (NaS battery), and a redox flow battery. Examples include a multilayer capacitor and a fuel cell.
[0059]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, in a load leveling system for a load provided with a rectifier circuit such as a diode bridge on the AC power supply side, a power supply current waveform distorted by a rectifier circuit such as a diode bridge is reduced. Then, based on the input signals detected by a smaller number of sensors mainly composed of the current sensor, the level value of the power supply current (a value that is proportional to the peak value of the power supply current and is a DC amount) is extracted and appropriately extracted. It is possible to provide a load leveling system capable of performing a proper load leveling control.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a first configuration example of a control device of a load leveling system according to the present invention.
FIG. 2 is a second configuration example of the control device of the load leveling system according to the present invention.
FIG. 3 is a third configuration example of the control device of the load leveling system according to the present invention.
FIG. 4 is a fourth configuration example of the control device of the load leveling system according to the present invention.
FIG. 5 is a fifth configuration example of the control device of the load leveling system according to the present invention.
FIG. 6 is a sixth configuration example of the control device of the load leveling system according to the present invention.
FIG. 7 is a seventh configuration example of the control device of the load leveling system according to the present invention.
FIG. 8 is a first example of a circuit configuration of a load leveling system according to the present invention.
FIG. 9 is a second example of a circuit configuration of a load leveling system according to the present invention.
FIG. 10 is a third example of the circuit configuration of the load leveling system according to the present invention.
FIG. 11 shows waveforms of respective processes of the first example of the load leveling system control device according to the present invention.
FIG. 12 is a waveform of each process of the second example of the load leveling system control device according to the present invention.
FIG. 13 is a waveform of each process of the third example of the load leveling system control device according to the present invention.
FIG. 14 is a waveform of each process of the fourth example of the load leveling system control device according to the present invention.
FIG. 15 shows waveforms of respective processes of a fifth example of the load leveling system control device according to the present invention.
FIG. 16 is a waveform of each process of the sixth example of the load leveling system control device according to the present invention.
FIG. 17 shows waveforms of respective processes of a seventh example of the load leveling system control device according to the present invention.
FIG. 18 shows an example of a distortion waveform in a rectifier circuit and its generation mechanism.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Power supply current command generator, 2 ... Power supply current signal processing part, 3 ... Subtractor, 4 ... Power supply current compensator, 5 ... DC voltage controller, 6 ... Converter current controller, 7 ... PWM (Pulse Width Modulation) control 8: DC current command generator, 9: DC current signal processing unit, 10: power supply power command generator, 11: instantaneous power supply calculator, 20: AC power supply,
Reference Signs List 21 rectifier circuit, 22 smoothing capacitor, 23 DC / AC conversion circuit, 24 electric motor, 25 sheave, 26 elevator car, 27 balancing weight, 28 DC power conversion circuit, 29 smoothing reactor, 30 ... Storage batteries, 31, 33, 34 ... Current sensors, 32, 35 ... Voltage sensors, 901, 104, 2202, 2302 ... Low-pass filters, 902, 2105, 2203, 2303, 2404 ... Correction coefficient multipliers, 1101 ... Instantaneous Power calculators, 2101, 102, 2201... Absolute value calculator, 2103, 2301... Maximum value selector, 2401... DFT (Digital Fourier Transform) fifth-order component extractor, 2402... DFT (Digital Fourier Transform) seventh-order component extraction Unit, 2403... Mean square arithmetic unit.

Claims (11)

電源からの交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換回路と、前記直流電力をエネルギー蓄積装置に蓄積する充放電回路と、前記エネルギー蓄積装置から前記充放電回路を介して放出された直流電力、もしくは前記第１の電力変換回路が供給する直流電力、もしくはその双方から供給される直流電力を交流電力に変換して、負荷に前記交流電力を供給する第２の電力変換回路を備える負荷制御システムであって、
前記電源から前記第１の電力変換回路に入力する交流電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の検出信号を直流信号または平滑化された信号に変換する信号変換手段と、前記信号変換手段の出力に基づいて前記充放電回路を制御する制御手段とを備えたことを特徴とする負荷制御システム。A first power conversion circuit for converting AC power from a power supply into DC power, a charging / discharging circuit for storing the DC power in an energy storage device, and a DC discharged from the energy storage device via the charging / discharging circuit. A load including a second power conversion circuit that converts power, DC power supplied by the first power conversion circuit, or DC power supplied from both, into AC power and supplies the AC power to a load A control system,
Current detection means for detecting an alternating current input from the power supply to the first power conversion circuit; signal conversion means for converting a detection signal of the current detection means into a DC signal or a smoothed signal; Control means for controlling the charge / discharge circuit based on the output of the means. 電源からの交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換回路と、前記直流電力をエネルギー蓄積装置に蓄積する充放電回路と、前記エネルギー蓄積装置から前記充放電回路を介して放出された直流電力、もしくは前記第１の電力変換回路が供給する直流電力、もしくはその双方から供給される直流電力を交流電力に変換して、負荷に前記交流電力を供給する第２の電力変換回路を備える負荷制御システムであって、
前記電源から前記第１の電力変換回路に入力する交流電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の検出信号を前記交流電流の振幅に比例する直流信号または平滑化された信号に変換する信号変換手段と、前記信号変換手段の出力に基づいて前記充放電回路を制御する制御手段とを備えたことを特徴とする負荷制御システム。A first power conversion circuit for converting AC power from a power supply into DC power, a charging / discharging circuit for storing the DC power in an energy storage device, and a DC discharged from the energy storage device via the charging / discharging circuit. A load including a second power conversion circuit that converts power, DC power supplied by the first power conversion circuit, or DC power supplied from both, into AC power and supplies the AC power to a load A control system,
Current detection means for detecting an alternating current input from the power supply to the first power conversion circuit, and converting a detection signal of the current detection means into a DC signal proportional to the amplitude of the AC current or a smoothed signal A load control system comprising: signal conversion means; and control means for controlling the charge / discharge circuit based on an output of the signal conversion means. 電源からの交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換回路と、前記直流電力をエネルギー蓄積装置に蓄積する充放電回路と、前記エネルギー蓄積装置から前記充放電回路を介して放出された直流電力、もしくは前記第１の電力変換回路が供給する直流電力、もしくはその双方から供給される直流電力を交流電力に変換して、負荷に前記交流電力を供給する第２の電力変換回路を備える負荷制御システムであって、
前記電源から前記第１の電力変換回路に入力する３相交流電流中の２相の交流電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の検出信号を直流信号または平滑化された信号に変換する信号変換手段と、前記信号変換手段の出力が制御指令に従うように前記充放電回路を制御する制御手段とを備え、
前記信号変換手段は、前記電流検出手段が出力する検出信号のそれぞれを絶対値に変換する手段と、前記絶対値に変換された信号のそれぞれから最大値を選択する手段と、前記選択された最大値を平滑化する手段とを備えたことを特徴とする負荷制御システム。A first power conversion circuit for converting AC power from a power supply into DC power, a charging / discharging circuit for storing the DC power in an energy storage device, and a DC discharged from the energy storage device via the charging / discharging circuit. A load including a second power conversion circuit that converts power, DC power supplied by the first power conversion circuit, or DC power supplied from both, into AC power and supplies the AC power to a load A control system,
Current detection means for detecting a two-phase AC current in a three-phase AC current input from the power supply to the first power conversion circuit, and converting a detection signal of the current detection means into a DC signal or a smoothed signal Signal conversion means, and control means for controlling the charge and discharge circuit so that the output of the signal conversion means according to the control command,
The signal converting means converts each of the detection signals output by the current detecting means into an absolute value; a means for selecting a maximum value from each of the signals converted into the absolute value; and A load control system comprising: means for smoothing a value. 請求項３において、
前記選択された最大値を平滑化する手段には、フィルタ時定数が１５ミリ秒から３０ミリ秒の範囲にある低域通過フィルタを用いることを特徴とする負荷制御システム。In claim 3,
The load control system according to claim 1, wherein the means for smoothing the selected maximum value uses a low-pass filter having a filter time constant in a range of 15 ms to 30 ms. 電源からの交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換回路と、前記直流電力をエネルギー蓄積装置に蓄積する充放電回路と、前記エネルギー蓄積装置から前記充放電回路を介して放出された直流電力、もしくは前記第１の電力変換回路が供給する直流電力、もしくはその双方から供給される直流電力を交流電力に変換して、負荷に前記交流電力を供給する第２の電力変換回路を備える負荷制御システムであって、
前記電源から前記第１の電力変換回路に入力する３相交流電流中の１相の交流電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の検出信号を直流信号または平滑化された信号に変換する信号変換手段と、前記信号変換手段の出力が制御指令に従うように前記充放電回路を制御する制御手段とを備え、
前記信号変換手段は、前記電流検出手段が出力する検出信号を絶対値に変換する手段と、前記絶対値に変換された信号を平滑化する手段とを備えたことを特徴とする負荷制御システム。A first power conversion circuit for converting AC power from a power supply into DC power, a charging / discharging circuit for storing the DC power in an energy storage device, and a DC discharged from the energy storage device via the charging / discharging circuit. A load including a second power conversion circuit that converts power, DC power supplied by the first power conversion circuit, or DC power supplied from both, into AC power and supplies the AC power to a load A control system,
Current detection means for detecting one-phase AC current among three-phase AC currents input from the power supply to the first power conversion circuit; and converting a detection signal of the current detection means into a DC signal or a smoothed signal. Signal conversion means, and control means for controlling the charge and discharge circuit so that the output of the signal conversion means according to the control command,
The load control system according to claim 1, wherein the signal conversion means includes means for converting a detection signal output from the current detection means to an absolute value, and means for smoothing the signal converted to the absolute value. 電源からの交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換回路と、前記直流電力をエネルギー蓄積装置に蓄積する充放電回路と、前記エネルギー蓄積装置から前記充放電回路を介して放出された直流電力、もしくは前記第１の電力変換回路が供給する直流電力、もしくはその双方から供給される直流電力を交流電力に変換して、負荷に前記交流電力を供給する第２の電力変換回路を備える負荷制御システムであって、
前記電源から前記第１の電力変換回路に入力する３相交流電流中の３相の交流電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の検出信号を直流信号または平滑化された信号に変換する信号変換手段と、前記信号変換手段の出力が制御指令に従うように前記充放電回路を制御する制御手段とを備え、
前記信号変換手段は、前記電流検出手段が出力する検出信号のそれぞれから最大値を選択する手段と、前記選択された最大値を平滑化する手段とを備えたことを特徴とする負荷制御システム。A first power conversion circuit for converting AC power from a power supply into DC power, a charging / discharging circuit for storing the DC power in an energy storage device, and a DC discharged from the energy storage device via the charging / discharging circuit. A load including a second power conversion circuit that converts power, DC power supplied by the first power conversion circuit, or DC power supplied from both, into AC power and supplies the AC power to a load A control system,
Current detection means for detecting three-phase AC currents among three-phase AC currents input from the power supply to the first power conversion circuit, and converting a detection signal of the current detection means into a DC signal or a smoothed signal Signal conversion means, and control means for controlling the charge and discharge circuit so that the output of the signal conversion means according to the control command,
The load control system according to claim 1, wherein the signal conversion unit includes a unit that selects a maximum value from each of the detection signals output by the current detection unit, and a unit that smoothes the selected maximum value. 電源からの交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換回路と、前記直流電力をエネルギー蓄積装置に蓄積する充放電回路と、前記エネルギー蓄積装置から前記充放電回路を介して放出された直流電力、もしくは前記第１の電力変換回路が供給する直流電力、もしくはその双方から供給される直流電力を交流電力に変換して、負荷に前記交流電力を供給する第２の電力変換回路を備える負荷制御システムであって、
前記電源から前記第１の電力変換回路に入力する交流電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の検出信号を直流信号または平滑化された信号に変換する信号変換手段と、前記信号変換手段の出力が制御指令に従うように前記充放電回路を制御する制御手段とを備え、
前記信号変換手段は、前記電流検出手段が出力する検出信号に含まれる特定周波数成分の振幅を出力する周波数成分抽出手段と、複数ある前記周波数成分抽出手段の出力を２乗平均する手段とを備えたことを特徴とする負荷制御システム。A first power conversion circuit for converting AC power from a power supply into DC power, a charging / discharging circuit for storing the DC power in an energy storage device, and a DC discharged from the energy storage device via the charging / discharging circuit. A load including a second power conversion circuit that converts power, DC power supplied by the first power conversion circuit, or DC power supplied from both, into AC power and supplies the AC power to a load A control system,
Current detection means for detecting an alternating current input from the power supply to the first power conversion circuit; signal conversion means for converting a detection signal of the current detection means into a DC signal or a smoothed signal; Control means for controlling the charge and discharge circuit so that the output of the means follows the control command,
The signal conversion unit includes: a frequency component extraction unit that outputs an amplitude of a specific frequency component included in the detection signal output by the current detection unit; and a unit that averages outputs of a plurality of the frequency component extraction units. A load control system characterized in that: 電源からの交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換回路と、前記直流電力をエネルギー蓄積装置に蓄積する充放電回路と、前記エネルギー蓄積装置から前記充放電回路を介して放出された直流電力、もしくは前記第１の電力変換回路が供給する直流電力、もしくはその双方から供給される直流電力を交流電力に変換して、負荷に前記交流電力を供給する第２の電力変換回路を備える負荷制御システムであって、
前記第１の電力変換回路が出力する直流電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の検出信号を直流信号または平滑化された信号に変換する信号変換手段と、前記信号変換手段の出力が制御指令に従うように前記充放電回路を制御する制御手段とを備え、
前記信号変換手段は、前記電流検出手段が出力する検出信号を平滑化する手段を備えたことを特徴とする負荷制御システム。A first power conversion circuit for converting AC power from a power supply into DC power, a charging / discharging circuit for storing the DC power in an energy storage device, and a DC discharged from the energy storage device via the charging / discharging circuit. A load including a second power conversion circuit that converts power, DC power supplied by the first power conversion circuit, or DC power supplied from both, into AC power and supplies the AC power to a load A control system,
Current detection means for detecting a DC current output from the first power conversion circuit, signal conversion means for converting a detection signal of the current detection means into a DC signal or a smoothed signal, and an output of the signal conversion means Control means for controlling the charge and discharge circuit so as to follow the control command,
The load control system according to claim 1, wherein said signal conversion means includes means for smoothing a detection signal output from said current detection means. 電源からの交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換回路と、前記直流電力をエネルギー蓄積装置に蓄積する充放電回路と、前記エネルギー蓄積装置から前記充放電回路を介して放出された直流電力、もしくは前記第１の電力変換回路が供給する直流電力、もしくはその双方から供給される直流電力を交流電力に変換して、負荷に前記交流電力を供給する第２の電力変換回路を備える負荷制御システムであって、
前記電源から前記第１の電力変換回路に入力する交流電流を検出する電流検出手段と、前記第１の電力変換回路に入力する交流電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段が出力する電圧検出信号の位相を用いて前記電流検出手段が出力する電流検出信号の有効電流成分を抽出する信号変換手段と、前記信号変換手段の出力に基づいて前記充放電回路を制御する制御手段とを備えたことを特徴とする負荷制御システム。A first power conversion circuit for converting AC power from a power supply into DC power, a charging / discharging circuit for storing the DC power in an energy storage device, and a DC discharged from the energy storage device via the charging / discharging circuit. A load including a second power conversion circuit that converts power, DC power supplied by the first power conversion circuit, or DC power supplied from both, into AC power and supplies the AC power to a load A control system,
Current detection means for detecting an alternating current input from the power supply to the first power conversion circuit, voltage detection means for detecting an AC voltage input to the first power conversion circuit, and an output from the voltage detection means A signal conversion unit that extracts an effective current component of the current detection signal output by the current detection unit using a phase of the voltage detection signal; and a control unit that controls the charge / discharge circuit based on an output of the signal conversion unit. A load control system, comprising: 電源からの交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換回路と、前記直流電力をエネルギー蓄積装置に蓄積する充放電回路と、前記エネルギー蓄積装置から前記充放電回路を介して放出された直流電力、もしくは前記第１の電力変換回路が供給する直流電力、もしくはその双方から供給される直流電力を交流電力に変換して、負荷に前記交流電力を供給する第２の電力変換回路を備える負荷制御システムであって、
前記電源から前記第１の電力変換回路に入力する交流電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段が出力する電流検出信号中の瞬時有効電力に寄与する成分を抽出する信号変換手段と、前記信号変換手段の出力に基づいて前記充放電回路を制御する制御手段とを備えたことを特徴とする負荷制御システム。A first power conversion circuit for converting AC power from a power supply into DC power, a charging / discharging circuit for storing the DC power in an energy storage device, and a DC discharged from the energy storage device via the charging / discharging circuit. A load including a second power conversion circuit that converts power, DC power supplied by the first power conversion circuit, or DC power supplied from both, into AC power and supplies the AC power to a load A control system,
Current detection means for detecting an alternating current input from the power supply to the first power conversion circuit; signal conversion means for extracting a component that contributes to instantaneous active power in a current detection signal output by the current detection means; Control means for controlling the charge / discharge circuit based on the output of the signal conversion means. 電源からの交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換回路と、前記直流電力をエネルギー蓄積装置に蓄積する充放電回路と、前記エネルギー蓄積装置から前記充放電回路を介して放出された直流電力、もしくは前記第１の電力変換回路が供給する直流電力、もしくはその双方から供給される直流電力を交流電力に変換して、負荷に前記交流電力を供給する第２の電力変換回路を備える負荷制御システムであって、
前記電源から前記第１の電力変換回路に入力する交流電流を検出する電流検出手段と、前記第１の電力変換回路に入力する交流電圧を検出する電圧検出手段と、前記電流検出手段が出力する電流検出信号と前記電圧検出手段が出力する電圧検出信号から直流量に平滑化された瞬時電力信号を演算する信号変換手段と、前記信号変換手段の出力に基づいて前記充放電回路を制御する制御手段とを備えたことを特徴とする負荷制御システム。A first power conversion circuit for converting AC power from a power supply into DC power, a charging / discharging circuit for storing the DC power in an energy storage device, and a DC discharged from the energy storage device via the charging / discharging circuit. A load including a second power conversion circuit that converts power, DC power supplied by the first power conversion circuit, or DC power supplied from both, into AC power and supplies the AC power to a load A control system,
Current detection means for detecting an alternating current input from the power supply to the first power conversion circuit, voltage detection means for detecting an AC voltage input to the first power conversion circuit, and an output from the current detection means Signal conversion means for calculating an instantaneous power signal smoothed to a DC amount from a current detection signal and a voltage detection signal output by the voltage detection means, and control for controlling the charge / discharge circuit based on the output of the signal conversion means And a load control system.
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