JP2004264067A

JP2004264067A - Pulse radar apparatus and its distance detection method

Info

Publication number: JP2004264067A
Application number: JP2003052387A
Authority: JP
Inventors: Yoshikazu Doi; 義和洞井; Hiroyuki Hachitsuka; 弘之八塚; Satoshi Ishii; 聡石井; Tetsuo Seki; 哲生関
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2003-02-28
Filing date: 2003-02-28
Publication date: 2004-09-24
Anticipated expiration: 2023-02-28
Also published as: JP3914164B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a homodyne type pulse radar apparatus in which no null points incapable of detecting a reflection signal from a target occur. <P>SOLUTION: A signal from a transmission high frequency oscillator 12 is converted by ASK (Amplitude Shift Keying) by a high-speed rectangular wave signal of a high-speed rectangular wave OSC 14 and outputted. The high-speed rectangular wave signal is delayed by gates 19 and 21 to acquire a gating signal and AND. The delay time of the gating signal having the highest level of its output value is taken as the delay time of a reception signal. On the basis of the delay time, the distance to the target is computed. By combining a low-speed rectangular signal with a high-speed rectangular signal, interference from other devices is prevented. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波信号を送信し、その反射波の信号から目標物までの距離を高精度に検知するパルスレーダ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
レーダ装置では、現在、所定周波数（車載レーダの場合７６ＧＨｚ等）に変調されたパルスを送信波として放出し、対象物による反射波の遅延時間から対象物との距離を求めるパルス方式と、所定周波数範囲内で三角波ＦＭ変調を行った信号を送信して対象物に反射させ、送信波と反射波との周波数差を求めることによって対象物との距離を求めるＦＭ−ＣＷ方式が一般に採用されている。
【０００３】
従来のパルス方式のレーダは、送信部で用いる高周波信号と受信部のミキサで用いられる高周波信号に異なった周波数の信号を用い、中間周波数の信号（以下ＩＦ信号）としてその差の周波数を求め、このＩＦ信号の振幅が最大になる遅延時間を検出することにより、目標物までの距離を検知している（例えば非特許文献１参照。）。
【０００４】
しかしながら、このパルス方式のレーダでは、高価な高周波発振器を送信部と受信部にそれぞれ１台づつ計２台必要とするので、レーダ装置の小型化、低コスト化の点において問題がある。
【０００５】
またレーダ装置は、ミリ波信号を扱うため個々の部品が高価となる。そのため、１つの高周波発信器からの信号を送信部では変調し、受信部では周波数変換器に用いるホモダイン方式が一般に用いられる。ホモダイン方式では、１台の高周波発振器からの信号を送信部と受信部で共通に使用するため、送信波と受信波が逆位相となり反射波を検知できないヌルが生じるが、受信部に、例えば２台の受信周波数変換器（以下ミキサ）を備えて２系列で受信し、各ミキサへの入力として高周波発振器からの信号の位相を互いに９０度違わせた信号を供給することによって、ＩＦ信号が両方ともヌルになるのを防いでいる（例えば非特許文献２参照。）。
【０００６】
しかし、このホモダイン方式の構成の場合においても、受信部にミキサとＩＦ受信回路を２系統分必要となるため、やはり小型化、低コスト化に点において問題がある。
【０００７】
【非特許文献１】
吉田孝著「改訂レーダ技術」社団法人電子情報通信学会、平成８年１０月１日発行、ｐ．７４−７５，ｐ．１７５−１７７
【非特許文献２】
ＢＯＳＣＨ、ｐ．５“ＳＲＲｂａｓｉｃｔｅｃｈｎｉｃａｌｃｏｎｃｅｐｔ”、［ｏｎｌｉｎｅ］、［平成１５年２月１４日検索］、インターネット＜ＵＲＬ：ｗｗｗ．ｅｒｏ．ｄｋ／ＥＲＯＷＥＢ／ＳＲＤ／ＵＷＢ／Ｆｏｌｉｅｎ％２０Ｈｒ．％２０Ｒｅｉｃｈｅ．ｐｐｔ＿１．ｐｐｔ＞
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
パルスレーダ装置を、送信部の高周波発振器の出力を受信部のミキサでも共用するホモダイン方式で構成した場合、静止した目標物を検知した場合の受信信号とは、送信信号が目標物までの距離の往復に要した時間分遅延したものであるので、一定周波数の送信信号とは遅延時間分の位相差が生じている。この位相差をΔθとすれば、
【０００９】
【数１】

【００１０】
となる。ただし（１）式でＲはレーダと目標物との距離、λｃは高周波信号の波長、ω_ｃは高周波信号の角周波数、τは目標までの往復遅延時間である。
このとき、ミキサの出力信号ｈ（ｔ）は、
【００１１】
【数２】

【００１２】
となる。但し（２）式で、ＡはＩＦ信号振幅で、送信部から受信ミキサ出力までの回線設計により決まる。またω_０は、パルス変調の基本角周波数、γはパルス変調の送信側初期位相である。
【００１３】
なお、（２）式で、高周波の送信機出力の位相と、受信ミキサへの入力位相差は式簡略化のため、０度としている。
（２）式より、ＩＦ信号ｈ（ｔ）は、距離Ｒに対しλｃ／２周期で正弦波的に変化する。そして対象物との距離Ｒ＝λｃ／８，３λｃ／８のとき反射波の信号が送信波と逆位相となるのでｈ（ｔ）＝０となり反射波が復調できないヌルが生じる。また更に対象物との距離が離れるとλｃ／４毎にｈ（ｔ）＝０となりヌルが生じる。このとき、レーダ受信信号は無くなり受信側では対象物を検知できない。
【００１４】
このヌルが生じるポイント（ヌル点）は高周波の波長のオーダで発生する。例えば高周波信号の周波数を７６ＧＨｚとすれば、その波長λｃ≒３．９ｍｍなので、往復で３．９／４≒１ｍｍとなり、目標物との距離が１ｍｍ変化する毎にヌル点が発生する。これに対応する為、従来のレーダ装置では、受信部にミキサを２つ備えて２系統とし、高周波発振器の原信号と、原信号を１／４位相を遅延させた信号の双方を用いて復調を行っていた。しかしながら、このホモダイン方式では受信側の高周波回路を２系統持つことになり装置が高価・大型化してしまう。
【００１５】
またＦＭ−ＣＷ方式では、近距離（ｃｍ単位）にある対象物との距離が正確に測定するには、変調幅が７００ＭＨｚ程度の高価なＦＭ発振器が必要となり、やはり装置が高価になってしまう。よってＦＭ−ＣＷ方式では、対象物との距離が近い場合、距離の測定が難しい。
【００１６】
本発明は、上記の課題を解決するために成されたもので、装置の小型化、低コストが可能となるレーダ装置を提供することを課題とする。
また、本発明は、近距離においても精度の高い計測を可能としたレーダ装置を提供することを課題とする。
【００１７】
更に本発明は、他装置からの干渉を除去することができるレーダ装置を提供することを課題とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明によるパルスレーダ装置は、送信の高周波と受信周波数変換に同じ周波数の高周波信号を用いるホモダイン式のパルスレーダ装置を前提とし、上記問題点を解決する為、発振手段、ＡＳＫ変調手段、送信手段、受信手段、遅延時間検出手段、及び距離算出手段を備える。
【００１９】
発振手段波、周波数変調された前記高周波信号を発振する。
ＡＳＫ変調手段波、前記高周波信号をパルス振幅変調する。
送信手段は、前記ＡＳＫ変調手段によって変調された信号を送信信号として外部に放出する。
【００２０】
受信手段は、前記送信信号の反射波を受信信号として受信する。
遅延時間検出手段は、前記受信信号の遅延時間を検出する。
距離算出手段は、前記遅延時間から目標物までの距離を求める。
【００２１】
この構成により目標物からの反射信号を検知できないヌル点が発生しないレーダ装置を構成することができ、また小型で低コストのレーダ装置を実現することが出来る。
【００２２】
また本発明によるパルスレーダ装置は、前記高周波信号より周波数が低い高速矩形波信号を発振する高速矩形波発振手段と、前記高速矩形波信号より周波数が低い低速矩形波信号を発振する低速矩形波信号発振手段とを更に備え、前記ＡＳＫ変調手段は、前記高速矩形波信号と前記低速矩形波信号を重畳した信号によってスイッチングして前記高周波信号をパルス振幅変調する構成とすることも出来る。
【００２３】
このような構成により、他のレーダ装置からの干渉を受けないレーダ装置とすることが出来る。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の一実施形態について図面を参照しながら説明する。尚以下の例では、１０ｍより近距離にある目標物を個別に精度良く識別し検知することを目的とした車載用のレーダ装置を例として説明しているが、本発明は車載用のレーダ装置に限定されるものではなく、水位の測定用のレーダ装置、遮断機での検知等、近距離での高精度な測定が可能、他装置からの干渉を除去できる、装置を安価・小型化できる等の本発明によるレーダ装置の特徴が有効な他の分野にも適用することが出来る。
【００２５】
図１は、第１の実施形態におけるレーダ装置の構成を示すブロック図である。
図１に示すレーダ装置では、送信部にｆｍＯＳＣ１１、送信高周波発振器（ＶＣＯ）１２、ＡＳＫスイッチ回路１３、高速矩形波ＯＳＣ１４及び送信アンテナ（Ｔ−ａｎｔ）１５を有し、また受信部にはローパスフィルタ（ＬＰＦ）１６、受信アンテナ（Ｒ−ａｎｔ）１７、第１の高周波ゲート（Ｇａｔｅ１）１８、第２のＩＦ帯ゲート（Ｇａｔｅ２）２１、受信ミキサ（Ｍｉｘ）１９、第１のデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ１）２４、帯域通過濾波器（ＢＰＦ）２２、Ｉ／Ｑ検波器（Ｉ／Ｑ−ＤＥＴ）２３及び第２のデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ２）２０を有している。
【００２６】
ｆｍＯＳＣ１１は、送信高周波発振器１２に対して周波数ｆｍの三角波信号を出力する。送信高周波発振器１２は、電圧制御発振器で、ｆｍＯＳＣ１１から入力される直流電圧値に基づいて周波数変調を行い、入力電圧に比例した周波数を持つ周波数変調された高周波ＦＭ波を搬送波としてＡＳＫスイッチ回路１３に出力する。ＡＳＫスイッチ回路１３は、送信高周波発振器１２から入力される搬送波を、高速矩形波ＯＳＣ１４からの矩形波によってスイッチングして、ＡＳＫ（ＡｍｐｌｉｔｕｄｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）方式の変調を行なう。高速矩形波ＯＳＣ１４は検知するレーダが目標の最大距離の往復の遅延時間を一周期とする周波数ｆ０（ｆｍが７６ＭＨｚの時は、例えば１０ＭＨｚ程度）の矩形波をＡＳＫスイッチ回路１３に出力する。送信アンテナ１５は、ＡＳＫスイッチ回路１３から出力される送信信号を外部に放射する。
【００２７】
ローパスフィルタ１６は、高速矩形波ＯＳＣ１４の出力信号から周波数ｆ０の基本波成分のみを抽出し、Ｉ／Ｑ検波器２３に出力する。受信アンテナ１７は、送信アンテナ１５から放射された送信信号が対象物に反射された反射波信号を受信し、受信信号として第１の高周波ゲート１８に入力する。第１の高周波ゲート１８及び第２のＩＦ帯ゲート２１は、高速動作するＡＮＤゲートで、第２のデジタルシグナルプロセッサ２０からのゲーティング信号に基づいて入力信号をゲーティングし、出力する。受信ミキサ１９は、送信高周波発振器１２からのＦＭ波によって第１の高周波ゲート１８からの高周波信号を周波数変換する。第２のデジタルシグナルプロセッサ２０は、第１のデジタルシグナルプロセッサ２４からの遅延指令信号に基づいて高速矩形波ＯＳＣ１４からのパルス信号を遅延させてゲーティング信号を生成し、第１の高周波ゲート１８及び第２のＩＦ帯ゲート２１に出力する。帯域通過濾波器２２は、第２のＩＦ帯ゲート２１の出力信号から周波数ｆ０付近の成分を抽出しＩ／Ｑ検波器２３に出力する。Ｉ／Ｑ検波器２３は、ローパスフィルタ１６の出力信号を基準位相として、帯域通過濾波器２２からの入力信号の位相検波を行い、同相成分（Ｉｃｈ）及び直交成分（Ｑｃｈ）をそれぞれ第１のデジタルシグナルプロセッサ２４に出力する。第１のデジタルシグナルプロセッサ２４は、第２のデジタルシグナルプロセッサ２０に遅延指令信号によってゲーティング信号の遅延時間を指示し、Ｉ／Ｑ検波器２３の出力を測定してレベルが最大になる時を受信信号の遅延時間τとして求め、この遅延時間τから目標物との距離Ｒを算出して出力する。
【００２８】
図１の構成のレーダ装置において、送信高周波発振器１２は、周波数変調された三角波等の高周波信号（以下ＦＭ波）を出力する。
図２に送信高周波発振器１２から出力されるＦＭ波を示す。
【００２９】
同図の送信ＦＭ波３１は、周期１／ｆｍ（周波数ｆｍ）、変調周波数幅ΔＦの三角波となっており、この信号が振幅変調されて送信アンテナ１６から放射される。そして受信アンテナ１６で受信した信号３２は、信号３１より目標物との距離に比例して遅延が生じている。またこのＦＭ波は一部が分岐され受信部の受信ミキサ１９に供給される。
【００３０】
送信部において、送信高周波発振器１２から出力された送信部ＦＭ波は、図３に示す高速矩形波ＯＳＣ１４からの周波数ｆ０、パルス幅Ｔｗの短いパルス信号（以下スイッチ信号）により、ＡＳＫスイッチ回路１３で振幅変調を受け、送信アンテナ１５から輻射される。
【００３１】
図４に送信信号のスペクトラムを示す。
図４に示す送信信号は、中心周波数ｆ_Ｔとして、図３に示したスイッチ信号の周波数ｆ０毎に成分を持ち、またその包絡線は、中心周波数ｆ_Ｔの上下に１／Ｔｗの周波数（スイッチ信号のパルス幅Ｔｗ）の周期を持つ。また送信信号の中心周波数ｆ_Ｔは全体のスペクトラムと共に図２に示す送信ＦＭ波３１のように時間と共に、三角状に周波数が変化する。
【００３２】
レーダ装置は、図４に示したような送信信号を輻射し、目標物からの反射波を受信アンテナ１７によって受信する。
図５は、この受信高周波信号のスペクトラムを示す図である。
【００３３】
同図の受信信号は、図４に示した送信信号のスペクトラムを、ビート周波数ｆｂ分だけシフトした中心周波数ｆ_Ｒのスペクトラムを持ち、また周波数スペクトラムが、全体として図２に示す受信ＦＭ波３２のように三角状に周波数がシフトする変化をしている。
【００３４】
このビート周波数ｆｂは、目標物までの距離Ｒ、ＦＭ変調の三角波周波数ｆ_ｍ、変調周波数幅ΔＦから（３）式によって表される。
【００３５】
【数３】

【００３６】
ただし、上式においてｃは光速である。
この受信高周波信号は、第１の高周波ゲート１８によりゲーティングされ、第１の高周波ゲート１８からはゲーティング信号がＯＮの期間のみ入力信号が出力される。
【００３７】
図６は、ゲーティング信号及び第１の高周波ゲート１８の入力信号と、出力信号の関係を示す図である。
第１の高周波ゲート１８は、第１のデジタルシグナルプロセッサ２４から供給されるゲーティング信号がＯＮである期間には入力信号をそのまま出力し、ゲーティング信号がＯＦＦであるときは、入力信号は遮断されて出力しない。
【００３８】
図６（ａ）は、第１の高周波ゲート１８への入力信号で、送信信号より遅延時間τだけ位相がずれている。また同図（ｂ）は入力信号と遅延時間τ_ｍが一致しない場合のゲーティング信号、同図（ｃ）はその出力信号、同図（ｄ）は入力信号と遅延時間τ_ｍが一致した場合のゲーティング信号、同図（ｅ）はその出力信号を示す。
【００３９】
同図（ｂ）のゲーティング信号は、第２のデジタルシグナルプロセッサ２０が第１のデジタルシグナルプロセッサ２４からの遅延指令信号に基づいて、高速矩形波ＯＳＣ１４の出力信号を遅延させて生成したもので、図３に示したスイッチ信号と同一の周波数ｆ０、同一のパルス幅Ｔｗを持つ。
【００４０】
ゲーティング信号は送信信号に対してτ_ｍ遅延しており、同図（ｂ）例では、このゲーティング信号の遅延時間τ_ｍ ≠τとなっており同図（ａ）の入力信号と同図（ｂ）のゲーティング信号が同じ時間に信号が存在してる部分は無い。よって、この場合は第１の高周波ゲート１８の出力は同図（ｃ）の様に０となる。
【００４１】
一方同図（ｄ）の様にゲーティング信号の遅延時間τ_ｍ＝τの時、ゲーティング信号と受信信号の信号の位置が一致するので、同図（ｅ）に示すように第１の高周波ゲート１８からは、入信号がそのまま出力される。第１のデジタルシグナルプロセッサ２４は、Ｉ／Ｑ検波器２３の出力を測定しながら第２のデジタルシグナルプロセッサ２０に遅延指令信号を出力して、遅延時間τ_ｍ＝τとなるゲーティング信号の遅延時間τ_ｍを求める。
【００４２】
第１の高周波ゲート１８からの高周波出力信号は、ミキサ１９において送信高周波発振器１２からの高周波ＦＭ波により周波数変換されＩＦ信号として出力される。このＩＦ信号のスペクトラムを図７に示す。
【００４３】
ミキサ１９では、送信信号と受信信号をミキシングしているので、両者の差分がＩＦ信号として出力される。例えば、図５の周波数ｆ_Ｒを中心としたスペクトラムと図４の周波数ｆ_Ｔのみ検波（ＡＳＫ変調されていないのでｆｍ波となる）のスペクトラムの差分が図７の周波数ｆ０＋ｆｂ等のスペクトラムとなっている。
【００４４】
ミキサ１９から出力されるＩＦ信号は第２のＩＦ帯ゲート１９により更にゲーティングされる。第２のＩＦ帯ゲート２１は、第１の高周波ゲート１８と同様、第１のデジタルシグナルプロセッサ２４から供給されるゲーティング信号がＯＮである期間には入力信号をそのまま出力し、ゲーティング信号がＯＦＦであるときは、入力信号は遮断されて出力しない。第１のゲート１８と第２のゲート１９は同じゲーティング信号によって同時に動作し、またゲーティング信号は、第１のデジタルシグナルプロセッサ２４からの指示に基づいてゲーティングの遅延時間τ_ｍが順次変化するように制御されている。
【００４５】
第２のＩＦ帯ゲート２１によってゲーティングされたＩＦ信号は、短いパルス幅であり、図７に示すように、スイッチング波の繰り返し周波数ｆ０の整数倍の周波数を持つ多数の高調波成分（２ｆ０，３ｆ０・・・）を含む。よって、次の帯域通過濾波器２２により、図７にＢＰＦと示した必要となる基本波成分ｆ０±ｆｂの成分みを通過させて抽出する。
【００４６】
またこの基本波成分ｆ０は、図７に示すように周波数スペクトラムでは、パルス変調の基本波成分ｆ０の上下にビート周波数ｆｂ分離れた周波数ｆ０＋ｆｂ、ｆ０−ｆｂの２つのスペクトラムを有する。
【００４７】
このＩＦ信号はＩ−Ｑ検波器２３によって、高速矩形波ＯＳＣ１４からローパスフィルタ１６を介して入力される基本周波数ｆ０の安定した信号とミキシングされ、この信号を基準位相として周波数がｆｂで同相成分Ｉと直交成分Ｑのビート信号ｆｂを、図８に示すように出力する。この信号の大きさは、受信信号の遅延時間τとゲーティング信号の遅延時間τｍが一致した時最大となる。
【００４８】
第１のデジタルシグナルプロセッサ２４は、この出力値のレベルが最大になった時の第１及び第２のゲートのゲーティング信号の遅延時間τ_ｍから、目標物までの遅延時間τを求め、この遅延時間τから目標物までの距離Ｒを算出する。尚出力レベルとしては、第１のデジタルシグナルプロセッサ２４が、例えばサンプル値の２乗和（Ｉ^２＋Ｑ^２）を求めて用いたり、或いはＩ−Ｑ検波器２３の出力波形をＦＦＴ（高速フーリエ変換）し、ｆｂ成分スペクトラムを求めて用いる。
【００４９】
遅延時間τと目標物までの距離Ｒの関係は、光速をｃとすれば、（４）式で表せる。
【００５０】
【数４】

【００５１】
（４）式を用いなくても、ビート周波数ｆｂは（３）式で示すように距離に比例しているので、この周波数を測定すれば、距離が検知できるかのように見える。この考えに基づいたものが従来技術のＦＭ−ＣＷレーダ方式であるが、ＦＭ−ＣＷレーダ方式では検知距離１ｍ以下のように非常に近い場合は、ビート周波数ｆｂは非常に低くなり、周波数を正確に検知するのが難しい。また原理的に目標物の距離分解能をΔＲとすれば、ＦＭ−ＣＷ方式の周波数変調幅ΔＦとの関係は
【００５２】
【数５】

【００５３】
となり、分解能ΔＲとして高精度な値、例えば２０ｃｍの分解能が必要な場合、（５）式より周波数変調幅ΔＦは
【００５４】
【数６】

【００５５】
となる。しかし７５０ＭＨｚの周波数変調幅を、歪みを少なくしてＦＭ変調するのは、非常に難しい。またその為のＦＭ発振器は非常に高価なものとなってしまう。
【００５６】
第１の実施形態及び後述する第２の実施形態のレーダ装置では、ビート周波数ｆｂを測定するのではなく、ビート信号はゲーティングされた受信信号レベルの最大値を測定するための補助信号であり、またビート信号の周波数を求めるのではなくビート信号のレベルを計測してその値が最大となるゲーティング信号の遅延τ_ｍを求め、このゲーティングの遅延時間τ_ｍから目標物との距離Ｒを算出している。
【００５７】
尚、第１の実施形態及び後述する第２の実施形態のレーダ装置では、送信周波数変調（ＦＭ波）の波形として、図２に示した三角波を用いた場合を例として説明している。しかし第１の実施形態及び後述する第２の実施形態のレーダ装置では、このＦＭ波として三角形の代わりに他の波形の信号、例えば正弦波を用いても、ヌル点の発生しない信号がミキサ出力ＩＦとなり、レーダ信号を検出することができる。ＦＭ波が三角波の場合は、ビート信号が三角波の上昇区間および下降区間の間は一定の周波数となるが、正弦波の場合にはビート周波数は常に変化しているので、ビート信号の処理が多少むずかしくなるが、レベル検知は上記した第１の実施形態と同様に可能である。
【００５８】
次に第２の実施形態について説明する。尚以下の説明では、第１の実施形態と同様の部分は説明を省略する。
図９は、第２の実施形態のレーダ装置の構成を示すブロック図である。
【００５９】
図１に示した第１の実施形態の構成と比較すると、第２の実施形態の構成では、送信部に低速矩形波発振器８１を更に備えている。
低速矩形波発振器８１は、高速矩形波ＯＳＣ１４で生成されるスイッチ信号より低周波の矩形波信号を出力する。第２の実施形態のレーダ装置では、高速パルス信号であるスイッチ信号と、この低速矩形波発振器８１による高速パルス信号より低い周波数信号との積の信号でＡＳＫ変調することによって、近距離に他のレーダ装置があっても、受信側で他装置からの干渉を防ぐ効果が得られる。
【００６０】
低速矩形波発振器８１の出力波形を図１０に、高速矩形波ＯＳＣ１４によって生成される高速スイッチ信号の波形を図１１に示す。尚図１１の信号は、基本的には、図３に示したスイッチ信号と同じものである。
【００６１】
図１０に示した低速矩形信号はスイッチ信号の周期１／ｆ０より長い周期Ｔｓ、デューティ比が５０％の矩形波信号となっている。尚車載用レーダ装置等近距離内に複数のレーダ装置がある環境では、各レーダ装置でこの低速矩形信号にそれぞれ周波数ｆｓが異なった信号を用いる。
【００６２】
図９の高速矩形波ＯＳＣ１４は低速矩形波発振器８１から入力されるこの低速矩形信号と、図１１に示した高速スイッチ信号の積を求め、図１２に示す波形を出力する。
【００６３】
図１２に示す複合したスイッチ信号は、Ｔｓの周期を持ち、また図１０に示した低速矩形信号に基づいてＴｓ／２周期毎に図１１のスイッチ信号の波形と、出力レベルが０の状態となる波形となっている。
【００６４】
この複合したスイッチ信号を変調波として、ＡＳＫスイッチ回路１３でＦＭ高周波信号に対して２重のＡＳＫ変調を行うと、送信信号の中心周波数ｆ_Ｔ付近のスペクトラムは、図１３に示す形となる。
【００６５】
図１３の第２の実施形態のレーダ装置の送信スペクトラムは、図４に示した第１の実施形態の場合の送信スペクトラムに比べると、図４で生じている各々の線スペクトラム（図１３で太線で表現）を中心として新たに周波数ｆｓ（＝１／Ｔｓ）毎にサイドバンドが広がった形にスペクトラムが生じている。例えば、周波数ｆ_Ｔのスペクトラムを中心として両側に周波数ｆ_Ｔ −ｆｓ、ｆ_Ｔ＋ｆｓのスペクトラムが生じている。
【００６６】
またこの送信信号の各スペクトラムは、第１の実施形態と同じく、図２に示した送信ＦＭ波３１のように時間と共に、全体が三角波状に平行移動した形で変化する周波数変調を受けている。尚図１３の送信信号のスペクトラムは、簡略化の為に、三角波状の変化をある短い時間の値に固定して表したものである。
【００６７】
目標物からの反射信号は、受信アンテナ１７によってレーダ装置に受信される。この受信高周波信号は、第１の実施形態と同じく、送信された高周波信号に比べ、中心周波数がビート周波数ｆｂだけシフトした形となっているので、第１の高周波ゲート１８によるゲーティング後、ミキサ１９によって送信高周波発振器１２からの高周波ＦＭ波により周波数変換されたＩＦ信号は、図１４の様になる。
【００６８】
尚図１４に示すように、ＩＦ信号のスペクトラムは、直流側の周波数ｆｓのスペクトラムと周波数ｆ０の下側サイドバンドｆ０−ｎｆｓ（但しｎは１，３，５の乗数）のスペクトラムがクロスし干渉し波形歪みとならないために、低速パルスの基本周波数ｆｓは、高速パルスの基本周波数ｆ０より十分低く選ぶ必要がある。ｎは１０まで考慮すれば十分であるのでｆｓはｆ０の１／１０以下とする。
【００６９】
このＩＦ信号は、第２のＩＦ帯ゲート２１によってゲーティングされる。
図１５は、ゲーティング信号及び第２のＩＦ帯ゲート２１の入力信号と、出力信号の関係を示す図である。
【００７０】
第２のＩＦ帯ゲート２１は、第１の高周波ゲート１８と同様、第１のデジタルシグナルプロセッサ２４から供給されるゲーティング信号がＯＮである期間には入力信号をそのまま出力し、ゲーティング信号がＯＦＦであるときは、入力信号は遮断されて出力しない。これにより、第１の高周波ゲート１８が高周波動作のために十分に減衰が得られずに生じたノイズや、ミキサ１９で生じたノイズを除去することが出来る。
【００７１】
図１５（ａ）は、図１０に示した低速矩形信号である。同図（ｂ）は第２のＩＦ帯ゲート２１への入力信号で、送信信号より遅延時間τだけ時間がずれている。また同図（ｃ）は入力信号と位相が一致しない場合のゲーティング信号、同図（ｄ）はその出力信号、同図（ｅ）は入力信号と位相が一致した場合のゲーティング信号、同図（ｆ）はその出力信号を示す。
【００７２】
同図（ｃ）例では、ゲーティング信号の遅延時間τ_ｍ ≠受信信号の遅延時間τとなっており同図（ｂ）の入力信号と同図（ｃ）のゲーティング信号が同じ時間にＯＮとならず重なっていないので、この場合は第１の高周波ゲート１８の出力は同図（ｄ）の様に０となる。
【００７３】
一方同図（ｅ）の様にゲーティング信号の遅延時間τ_ｍ＝受信信号の遅延時間τの時、同図（ｆ）に示すように第２の高周波ゲート２１からは、入信号がそのまま出力される。第１のデジタルシグナルプロセッサ２４は、Ｉ／Ｑ検波器２３の出力を測定しながら第２のデジタルシグナルプロセッサ２０に遅延指令信号を出力して、遅延時間τ_ｍ＝τとなるゲーティング信号の遅延時間τ_ｍを求める。
【００７４】
第２のＩＦ帯ゲート２１によってゲーティングされたＩＦ信号は、帯域通過濾波器２２によりｆｂとｆｓ成分及び２倍波以上が成分を除かれ、図１４にＢＰＦと示した必要となる基本波成分ｆ０付近のみが抽出され通過する。そしてこの信号は、Ｉ−Ｑ検波器２３によって、高速矩形波ＯＳＣ１４からローパスフィルタ１６を介して入力される基本周波数ｆ０の安定した信号とミキシングされ、この信号を基準位相として同相成分Ｉと直交成分Ｑのビート信号が出力される。
【００７５】
図１６（ａ）は、第２のＩＦ帯ゲート２１の出力波形、同図（ｂ）は帯域通過濾波器２２の出力波形、同図（ｃ）はＩ−Ｑ検波器２３から出力されるビート信号の波形を示す図である。尚同図（ｃ）のＩ−Ｑ検波器２３の出力ＩとＱはその出力レベルが異なるのみで、波形は同じになる。
【００７６】
同図（ａ）は、ゲーティング信号の遅延時間τ_ｍ＝受信信号の遅延時間τの時のＩＦ帯ゲート２１の出力信号の波形で、この信号が帯域通過濾波器２２を介してＩ−Ｑ検波器２３に入力されると、同図（ｃ）に示す低速矩形信号の周波数ｆｓとビート周波数ｆｂを持つ波形の信号を出力する。
【００７７】
第１のデジタルシグナルプロセッサ２４は、ゲーティング信号の遅延時間τ_ｍを変えながらＩ−Ｑ検波器２３の出力を調べ、最も出力信号レベルが高い時の遅延時間τ_ｍを受信信号の遅延時間τとする。
【００７８】
図１７にＩ−Ｑ検波器２３から出力されるビート信号のスペクトラムを示す。
同図に示す第２の実施形態のレーダ装置でのＩ−Ｑ検波器２３からの出力信号のスペクトラムは、図８に示した第１の実施形態のものと比較すると、低速パルス周波数ｆｓの両側にビート周波数ｆｂ離れたの周波数ｆｓ−ｆｂ、ｆｓ＋ｆｂのスペクトラム成分を有することである。第１のデジタルシグナルプロセッサ２４は、この２つの周波数のスペクトラムの大きさを測定し、出力レベルが最大となったときゲーティング信号の遅延時間τ_ｍ＝受信信号の遅延時間τであると判断する。尚出力レベルとしては、例えばサンプル値のそれぞれの２乗和（Ｉ^２＋Ｑ^２）を用いたり、或いはＩ−Ｑ検波器２３の出力波形をＦＦＴ（高速フーリエ変換）し、ｆｂ成分スペクトラム若しくは周波数ｆｓ±ｆｂの成分のスペクトラムの最大値を用いる。
【００７９】
尚図１７において、直流側のビート周波数ｆｂと周波数ｆｓの下側のサイドバンドｆｓ−ｆｂがクロスして干渉し、波形歪みが生じない為には、低速矩形信号の基本周波数ｆｓは、ビート周波数ｆｂの最大値の２倍以上の値である必要がある。
【００８０】
この第２の実施形態のレーダ装置では、低速矩形信号の周波数ｆｓを、各レーダにそれぞれに別個の値を設定することにより他装置からの干渉波を防ぐことができる。
【００８１】
尚上記例では低速矩形信号として、図１０に示したデューティ５０％の繰り返しパルスを用いた場合を示しているが、このような信号の代わりに、擬似ランダムコードを用いて生成したパルス列を低速矩形信号として用いることも出来る。この場合、各レーダ装置毎に固有のランダム系列を用い、受信部のＩ−Ｑ検波器の出力で、自己が送信した擬似ランダムコードとの相関を取ることにより、他装置からの干渉を防ぐことができる。
【００８２】
また図１及び図９に示した第１、第２の実施形態のレーダ装置では、第１の高周波ゲート１８及び第２のＩＦ帯ゲート２１の２つのゲート回路を有し、２度のゲーティングを行っているが、ゲート回路に十分な減衰量を得られるものを用いることが出来れば、１つのゲート回路を有し、１度のみゲーティングを行う構成としても良い。
【００８３】
（付記１）送信の高周波信号発振器と受信周波数変換に同じ周波数の高周波信号を用いるホモダイン式のパルスレーダ装置において、
周波数変調された前記高周波信号を発振する発振手段と、
前記高周波信号をパルス振幅変調するＡＳＫ変調手段と、
前記ＡＳＫ変調手段によって変調された信号を送信信号として外部に放出する送信手段と、
前記送信信号の反射波を受信信号として受信する受信手段と、
前記受信信号の遅延時間を検出する遅延時間検出手段と、
前記遅延時間から目標物までの距離を求める距離算出手段と
を備えるパルスレーダ装置。
【００８４】
（付記２）前記高周波信号は三角波であることを特徴とする付記１に記載のパルスレーダ装置。
（付記３）前記高周波信号より周波数が小さい高速矩形波信号を発振する高速矩形波発振手段を更に備え、前記ＡＳＫ変調手段は、前記高速矩形波信号によってスイッチングして前記高周波信号をパルス振幅変調することを特徴とする付記１又は２に記載のパルスレーダ装置。
【００８５】
（付記４）前記遅延時間検出手段は、前記高速矩形波信号を遅延させて生成したゲーティング信号と、前記受信信号と前記高周波信号との差を示すＩＦ信号との積の信号を求め、当該信号の出力レベルが最も大きくなる前記ゲーティング信号の遅延時間を前記受信信号の遅延時間とすることを特徴とする付記３に記載のパルスレーダ装置。
【００８６】
（付記５）前記高周波信号より周波数が低い高速矩形波信号を発振する高速矩形波発振手段と、前記高速矩形波信号より周波数が低い低速矩形波信号を発振する低速矩形波信号発振手段とを更に備え、前記ＡＳＫ変調手段は、前記高速矩形波信号と前記低速矩形波信号の積の信号によってスイッチングして前記高周波信号をパルス振幅変調することを特徴とする付記１又は２に記載のパルスレーダ装置。
【００８７】
（付記６）前記低速矩形波信号は、前記高速矩形波信号の周波数の１／１０以下で、前記送信信号と前記受信信号の周波数差を示すビート信号の周波数より２倍以上高い周波数を持つことを特徴とする付記５に記載のパルスレーダ装置。
【００８８】
（付記７）前記低速矩形波信号の周波数は、前記パルスレーダ装置毎に異なる値を持つことを特徴とする付記５又は６に記載のパルスレーダ装置。
（付記８）前記低速矩形波信号は擬似ランダムコードを用いて生成することを特徴とする付記５乃至７の何れか１つに記載のパルスレーダ装置。
【００８９】
（付記９）送信の高周波信号発振器と受信周波数変換に同じ周波数の高周波信号を用いるホモダイン式のパルスレーダ装置における目標物との距離の検出方法であって、
周波数変調された前記高周波信号を発振し、
前記高周波信号をパルス振幅変調し、
前記パルス振幅変調された信号を送信信号として外部に放出し、
前記送信信号の反射波を受信信号として受信し、
前記受信信号の遅延時間を検出し、
前記遅延時間から前記目標物までの距離を求める距離の検出方法。
【００９０】
（付記１０）送信の高周波信号発振器と受信周波数変換に同じ周波数の高周波信号を用いるホモダイン式のパルスレーダ装置における目標物との距離の検出方法であって、
周波数変調された前記高周波信号を発振し、
前記高周波信号より周波数が小さい高速矩形波信号を発振し、
前記高速矩形波信号より周波数が小さい低速矩形波信号を発振し、
前記高速矩形波信号と前記低速矩形波信号の積の信号によってスイッチングして前記高周波信号をパルス振幅変調し、
前記パルス振幅変調された信号を送信信号として外部に放出し、
前記送信信号の反射波を受信信号として受信し、
前記受信信号の遅延時間を検出し、
前記遅延時間から前記目標物までの距離を求める距離の検出方法。
【００９１】
【発明の効果】
本発明によれば、１つの高周波発振器による高周波信号を、送信部と受信部のミキサで共用しても出力にヌル点が発生しない、高精度で低コストであり、従来より小型化されたレーダ装置を実現できる。
【００９２】
また検知距離が近距離であっても高精度な測定が可能なレーダ装置を実現することが出来る。
更に、他装置からの干渉を防ぐことができるので、複数のレーダ装置を至近距離に設置して使用した場合も高精度の検知が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態におけるレーダ装置の構成を示すブロック図である。
【図２】第１の実施形態における送信高周波発振器から出力される高周波信号を示す図である。
【図３】第１の実施形態における高速スイッチ信号の波形を示す図である。
【図４】第１の実施形態における送信信号のスペクトラムを示す図である。
【図５】第１の実施形態における受信信号のスペクトラムを示す図である。
【図６】ゲーティング信号及び第１の高周波ゲートの入力信号と、出力信号の関係を示す図である。
【図７】第１の実施形態におけるＩＦ信号のスペクトラムを示す図である。
【図８】第１の実施形態におけるＩ−Ｑ検波器から出力されるビート信号のスペクトラムを示す図である。
【図９】第２の実施形態におけるレーダ装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】低速矩形波発振器から出力される低速矩形信号波形を示す図である。
【図１１】第２の実施形態における高速スイッチ信号の波形を示す図である。
【図１２】第２の実施形態における複合した送信スイッチ信号の波形を示す図である。
【図１３】第２の実施形態における送信スペクトラムを示す図である。
【図１４】第２の実施形態におけるＩＦ信号のスペクトラムを示す図である。
【図１５】第２の実施形態におけるゲーティング信号及び第２のＩＦ帯ゲートの入力信号と、出力信号の関係を示す図である。
【図１６】第２の実施形態における第２のＩＦ帯ゲート、帯域通過濾波器及びＩ−Ｑ検波器の出力波形を示す図である。
【図１７】第２の実施形態におけるＩ−Ｑ検波器から出力されるビート信号のスペクトラムを示す図である。
【符号の説明】
１１ｆｍＯＳＣ
１２送信高周波発振器
１３ＡＳＫスイッチ回路
１４高速矩形波ＯＳＣ
１５送信アンテナ
１６ローパスフィルタ
１７受信アンテナ
１８第１の高周波ゲート
１９受信ミキサ
２０第１のデジタルシグナルプロセッサ
２１第２のＩＦ帯ゲート
２２帯域通過濾波器
２３Ｉ／Ｑ検波器
２４第２のデジタルシグナルプロセッサ
８１低速矩形波発振器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a pulse radar device that transmits a high-frequency signal and detects the distance from the reflected wave signal to a target with high accuracy.
[0002]
[Prior art]
In the radar apparatus, a pulse method that emits a pulse modulated at a predetermined frequency (76 GHz or the like in the case of an on-vehicle radar) as a transmission wave and obtains a distance from the object based on a delay time of a reflected wave by the object, and a predetermined frequency An FM-CW method is generally employed in which a signal subjected to triangular wave FM modulation within a range is transmitted and reflected by an object, and a frequency difference between the transmitted wave and the reflected wave is obtained to obtain a distance from the object. .
[0003]
The conventional pulse-type radar uses different frequency signals for the high-frequency signal used in the transmitter and the high-frequency signal used in the mixer of the receiver, and obtains the difference frequency as an intermediate frequency signal (hereinafter referred to as IF signal) The distance to the target is detected by detecting the delay time that maximizes the amplitude of the IF signal (see, for example, Non-Patent Document 1).
[0004]
However, since this pulse type radar requires two expensive high-frequency oscillators, one for each of the transmitter and the receiver, there is a problem in reducing the size and cost of the radar apparatus.
[0005]
Also, since radar devices handle millimeter wave signals, individual parts are expensive. For this reason, a homodyne method is generally used in which a signal from one high-frequency transmitter is modulated in the transmitter and used in the frequency converter in the receiver. In the homodyne method, a signal from one high-frequency oscillator is used in common by the transmission unit and the reception unit, so that the transmission wave and the reception wave are in opposite phases and a reflected wave cannot be detected. Both receivers are equipped with two receiving frequency converters (hereinafter referred to as “mixers”), and receive IF signals by supplying signals that are 90 degrees out of phase with each other as input to each mixer. Both are prevented from becoming null (for example, refer nonpatent literature 2).
[0006]
However, even in the case of this homodyne configuration, since two systems of mixers and IF receiver circuits are required in the receiver, there is still a problem in terms of miniaturization and cost reduction.
[0007]
[Non-Patent Document 1]
"Revised radar technology" written by Takashi Yoshida, The Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, published on October 1, 1996, p. 74-75, p. 175-177
[Non-Patent Document 2]
BOSCH, p. 5 "SRR basic technical concept", [online], [February 14, 2003 search], Internet <URL: www. ero. dk / EROWEB / SRD / UWB / Folien% 20Hr. % 20 Reiche. ppt_1. ppt>
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
When the pulse radar device is configured with a homodyne method in which the output of the high-frequency oscillator of the transmission unit is also shared by the mixer of the reception unit, the reception signal when a stationary target is detected is the distance between the transmission signal and the target. Since the signal is delayed by the time required for the round trip, a phase difference corresponding to the delay time is generated from the transmission signal having a constant frequency. If this phase difference is Δθ,
[0009]
[Expression 1]

[0010]
It becomes. Where R is the distance between the radar and the target, λc is the wavelength of the high frequency signal, ω _c Is the angular frequency of the high-frequency signal, and τ is the round-trip delay time to the target.
At this time, the output signal h (t) of the mixer is
[0011]
[Expression 2]

[0012]
It becomes. However, in equation (2), A is the IF signal amplitude, which is determined by the line design from the transmission unit to the reception mixer output. Also ω ₀ Is the fundamental angular frequency of pulse modulation and γ is the initial phase on the transmitting side of pulse modulation.
[0013]
Note that in equation (2), the phase of the high-frequency transmitter output and the input phase difference to the reception mixer are set to 0 degrees in order to simplify the equation.
From equation (2), the IF signal h (t) changes sinusoidally with a period of λc / 2 with respect to the distance R. When the distance to the object is R = λc / 8, 3λc / 8, the signal of the reflected wave has an opposite phase to the transmitted wave, so h (t) = 0 and a null that cannot be demodulated is generated. Further, when the distance from the object is further increased, h (t) = 0 is generated every λc / 4, and null is generated. At this time, the radar reception signal disappears and the object cannot be detected on the receiving side.
[0014]
The point at which this null occurs (null point) occurs on the order of a high-frequency wavelength. For example, if the frequency of the high-frequency signal is 76 GHz, the wavelength λc is approximately 3.9 mm. Therefore, the reciprocation is 3.9 / 4≈1 mm, and a null point is generated every time the distance from the target changes by 1 mm. In order to cope with this, the conventional radar apparatus is provided with two mixers in the receiving unit to make two systems, and demodulates both the original signal of the high frequency oscillator and the signal obtained by delaying the original signal by ¼ phase. Had gone. However, this homodyne system has two high-frequency circuits on the receiving side, which makes the device expensive and large.
[0015]
Further, in the FM-CW system, an expensive FM oscillator having a modulation width of about 700 MHz is required to accurately measure the distance to an object at a short distance (in cm), and the apparatus is also expensive. . Therefore, in the FM-CW method, when the distance to the object is short, it is difficult to measure the distance.
[0016]
The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a radar apparatus capable of reducing the size and cost of the apparatus.
It is another object of the present invention to provide a radar apparatus that enables highly accurate measurement even at a short distance.
[0017]
Another object of the present invention is to provide a radar apparatus that can remove interference from other apparatuses.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
The pulse radar apparatus according to the present invention is based on a homodyne type pulse radar apparatus that uses a high-frequency signal of the same frequency for transmission high-frequency and reception frequency conversion, and in order to solve the above problems, an oscillation means, an ASK modulation means, and a transmission means , Receiving means, delay time detecting means, and distance calculating means.
[0019]
The oscillation means wave and the frequency-modulated high-frequency signal are oscillated.
An ASK modulation means wave and the high frequency signal are subjected to pulse amplitude modulation.
The transmission means emits the signal modulated by the ASK modulation means to the outside as a transmission signal.
[0020]
The receiving means receives the reflected wave of the transmission signal as a reception signal.
The delay time detecting means detects a delay time of the received signal.
The distance calculation means obtains a distance from the delay time to the target.
[0021]
With this configuration, it is possible to configure a radar apparatus that does not generate a null point where a reflected signal from a target cannot be detected, and to realize a small and low-cost radar apparatus.
[0022]
The pulse radar apparatus according to the present invention includes a high-speed rectangular wave oscillating unit that oscillates a high-speed rectangular wave signal having a frequency lower than that of the high-frequency signal, and a low-speed rectangular wave signal that oscillates a low-speed rectangular wave signal having a frequency lower than that of the high-speed rectangular wave signal. The ASK modulation unit may be configured to perform pulse amplitude modulation of the high-frequency signal by switching with a signal in which the high-speed rectangular wave signal and the low-speed rectangular wave signal are superimposed.
[0023]
With such a configuration, a radar apparatus that does not receive interference from other radar apparatuses can be obtained.
[0024]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following example, an in-vehicle radar device is described as an example for the purpose of individually identifying and detecting a target at a distance closer than 10 m with high accuracy. It is not limited to the above, but it is possible to perform high-precision measurements at short distances, such as water level measurement radar devices, detection with a breaker, etc., eliminating interference from other devices, and reducing the cost and size of the device The present invention can also be applied to other fields where the features of the radar apparatus according to the present invention are effective.
[0025]
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the radar apparatus according to the first embodiment.
The radar apparatus shown in FIG. 1 has a fmOSC 11, a transmission high-frequency oscillator (VCO) 12, an ASK switch circuit 13, a high-speed rectangular wave OSC 14, and a transmission antenna (T-ant) 15 in the transmission unit, and a low-pass filter in the reception unit. (LPF) 16, receiving antenna (R-ant) 17, first high-frequency gate (Gate1) 18, second IF band gate (Gate2) 21, receiving mixer (Mix) 19, first digital signal processor (DSP1) ) 24, a band pass filter (BPF) 22, an I / Q detector (I / Q-DET) 23, and a second digital signal processor (DSP 2) 20.
[0026]
The fmOSC 11 outputs a triangular wave signal having a frequency fm to the transmission high-frequency oscillator 12. The transmission high-frequency oscillator 12 is a voltage-controlled oscillator, performs frequency modulation based on the DC voltage value input from the fmOSC 11, and sends the frequency-modulated high-frequency FM wave having a frequency proportional to the input voltage to the ASK switch circuit 13 as a carrier wave. Output. The ASK switch circuit 13 switches the carrier wave input from the transmission high-frequency oscillator 12 by a rectangular wave from the high-speed rectangular wave OSC 14 and performs ASK (Amplitude Shift Keying) modulation. The high-speed rectangular wave OSC 14 outputs to the ASK switch circuit 13 a rectangular wave having a frequency f0 (for example, about 10 MHz when fm is 76 MHz) having a round trip delay time of the maximum target distance as one cycle. The transmission antenna 15 radiates the transmission signal output from the ASK switch circuit 13 to the outside.
[0027]
The low-pass filter 16 extracts only the fundamental wave component of the frequency f 0 from the output signal of the high-speed rectangular wave OSC 14 and outputs it to the I / Q detector 23. The reception antenna 17 receives a reflected wave signal in which the transmission signal radiated from the transmission antenna 15 is reflected by an object, and inputs the received signal to the first high-frequency gate 18 as a reception signal. The first high-frequency gate 18 and the second IF band gate 21 are AND gates that operate at high speed, and gate and input an input signal based on the gating signal from the second digital signal processor 20. The reception mixer 19 frequency-converts the high-frequency signal from the first high-frequency gate 18 using the FM wave from the transmission high-frequency oscillator 12. The second digital signal processor 20 generates a gating signal by delaying the pulse signal from the high-speed rectangular wave OSC 14 based on the delay command signal from the first digital signal processor 24, and generates the first high-frequency gate 18 and Output to the second IF band gate 21. The band pass filter 22 extracts a component near the frequency f 0 from the output signal of the second IF band gate 21 and outputs it to the I / Q detector 23. The I / Q detector 23 performs phase detection of the input signal from the bandpass filter 22 using the output signal of the low-pass filter 16 as a reference phase, and each of the in-phase component (Ich) and the quadrature component (Qch) is the first. Output to the digital signal processor 24. The first digital signal processor 24 instructs the second digital signal processor 20 on the delay time of the gating signal by a delay command signal, measures the output of the I / Q detector 23, and determines when the level becomes maximum. Obtained as the delay time τ of the received signal, and calculates and outputs the distance R to the target from the delay time τ.
[0028]
In the radar apparatus configured as shown in FIG. 1, a transmission high-frequency oscillator 12 outputs a high-frequency signal (hereinafter referred to as FM wave) such as a frequency-modulated triangular wave.
FIG. 2 shows FM waves output from the transmission high-frequency oscillator 12.
[0029]
The transmission FM wave 31 shown in the figure is a triangular wave having a period of 1 / fm (frequency fm) and a modulation frequency width ΔF, and this signal is amplitude-modulated and radiated from the transmission antenna 16. The signal 32 received by the receiving antenna 16 is delayed from the signal 31 in proportion to the distance from the target. Further, a part of this FM wave is branched and supplied to the receiving mixer 19 of the receiving unit.
[0030]
In the transmission unit, the transmission unit FM wave output from the transmission high-frequency oscillator 12 is generated by the ASK switch circuit 13 by a pulse signal (hereinafter referred to as a switch signal) having a frequency f0 and a short pulse width Tw from the high-speed rectangular wave OSC 14 shown in FIG. It receives amplitude modulation and is radiated from the transmitting antenna 15.
[0031]
FIG. 4 shows the spectrum of the transmission signal.
The transmission signal shown in FIG. _T 3 has a component for each frequency f0 of the switch signal shown in FIG. 3, and its envelope has a center frequency f _T Have a period of 1 / Tw frequency (switch signal pulse width Tw). Also, the center frequency f of the transmission signal _T As with the transmission FM wave 31 shown in FIG. 2, the frequency changes in a triangular shape with time.
[0032]
The radar apparatus radiates a transmission signal as shown in FIG. 4 and receives a reflected wave from the target by the receiving antenna 17.
FIG. 5 is a diagram showing the spectrum of the received high-frequency signal.
[0033]
The received signal shown in FIG. 4 has a center frequency f obtained by shifting the spectrum of the transmission signal shown in FIG. 4 by the beat frequency fb. _R The frequency spectrum as a whole changes such that the frequency shifts in a triangular shape like the received FM wave 32 shown in FIG.
[0034]
This beat frequency fb is a distance R to the target, a triangular wave frequency f of FM modulation. _m From the modulation frequency width ΔF, it is expressed by equation (3).
[0035]
[Equation 3]

[0036]
In the above formula, c is the speed of light.
The received high-frequency signal is gated by the first high-frequency gate 18, and an input signal is output from the first high-frequency gate 18 only when the gating signal is ON.
[0037]
FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the gating signal and the input signal of the first high-frequency gate 18 and the output signal.
The first high-frequency gate 18 outputs the input signal as it is when the gating signal supplied from the first digital signal processor 24 is ON, and the input signal is cut off when the gating signal is OFF. Output.
[0038]
FIG. 6A is an input signal to the first high-frequency gate 18 and is out of phase by a delay time τ from the transmission signal. FIG. 4B shows the input signal and delay time τ. _m (C) is the output signal, FIG. (D) is the input signal and the delay time τ. _m FIG. 4E shows the output signal when the two match.
[0039]
The gating signal in FIG. 5B is generated by the second digital signal processor 20 by delaying the output signal of the high-speed rectangular wave OSC 14 based on the delay command signal from the first digital signal processor 24. 3 have the same frequency f0 and the same pulse width Tw as the switch signal shown in FIG.
[0040]
The gating signal is τ _m In this example (b), the delay time τ of this gating signal is delayed. _m ≠ τ, and there is no portion where the signal exists at the same time as the input signal in FIG. 9A and the gating signal in FIG. Therefore, in this case, the output of the first high-frequency gate 18 becomes 0 as shown in FIG.
[0041]
On the other hand, the delay time τ of the gating signal as shown in FIG. _m When τ = τ, the positions of the gating signal and the received signal coincide with each other, so that the input signal is output as it is from the first high-frequency gate 18 as shown in FIG. The first digital signal processor 24 outputs a delay command signal to the second digital signal processor 20 while measuring the output of the I / Q detector 23, and delay time τ _m = Delay time τ of gating signal where τ _m Ask for.
[0042]
The high frequency output signal from the first high frequency gate 18 is frequency-converted by the high frequency FM wave from the transmission high frequency oscillator 12 in the mixer 19 and output as an IF signal. The spectrum of this IF signal is shown in FIG.
[0043]
Since the mixer 19 mixes the transmission signal and the reception signal, the difference between the two is output as an IF signal. For example, the frequency f in FIG. _R And the frequency f in FIG. _T The spectrum difference of only the detection (which is fm wave because it is not ASK modulated) is a spectrum such as frequency f0 + fb in FIG.
[0044]
The IF signal output from the mixer 19 is further gated by the second IF band gate 19. Similar to the first high-frequency gate 18, the second IF band gate 21 outputs the input signal as it is while the gating signal supplied from the first digital signal processor 24 is ON, and the gating signal is When it is OFF, the input signal is blocked and is not output. The first gate 18 and the second gate 19 are simultaneously operated by the same gating signal, and the gating signal is determined based on an instruction from the first digital signal processor 24. _m Are controlled to change sequentially.
[0045]
The IF signal gated by the second IF band gate 21 has a short pulse width and, as shown in FIG. 7, a large number of harmonic components (2f0, 3f0 ...). Therefore, the necessary bandpass filter 22 passes and extracts the component of the fundamental wave component f0 ± fb, which is indicated as BPF in FIG.
[0046]
Further, as shown in FIG. 7, the fundamental wave component f0 has two spectrums of frequencies f0 + fb and f0-fb separated by the beat frequency fb above and below the fundamental wave component f0 of pulse modulation.
[0047]
This IF signal is mixed by the IQ detector 23 with a stable signal having a fundamental frequency f0 input from the high-speed rectangular wave OSC 14 through the low-pass filter 16, and the in-phase component I having the frequency fb and the reference signal as a reference phase. And the beat signal fb of the quadrature component Q are output as shown in FIG. The magnitude of this signal becomes maximum when the delay time τ of the received signal matches the delay time τm of the gating signal.
[0048]
The first digital signal processor 24 uses the delay time τ of the gating signals of the first and second gates when the level of the output value becomes maximum. _m From this, a delay time τ to the target is obtained, and a distance R from the delay time τ to the target is calculated. As the output level, the first digital signal processor 24, for example, calculates the square sum of sample values (I ² + Q ² ), Or the output waveform of the IQ detector 23 is subjected to FFT (Fast Fourier Transform) to obtain and use the fb component spectrum.
[0049]
The relationship between the delay time τ and the distance R to the target can be expressed by equation (4), where c is the speed of light.
[0050]
[Expression 4]

[0051]
Even if the equation (4) is not used, the beat frequency fb is proportional to the distance as shown in the equation (3), so that it seems as if the distance can be detected by measuring this frequency. The FM-CW radar system of the prior art is based on this idea, but when the FM-CW radar system is very close to a detection distance of 1 m or less, the beat frequency fb is very low and the frequency is accurately set. It is difficult to detect. In principle, if the distance resolution of the target is ΔR, the relationship with the frequency modulation width ΔF of the FM-CW method is
[0052]
[Equation 5]

[0053]
When a high-accuracy value, for example, a resolution of 20 cm, is required as the resolution ΔR, the frequency modulation width ΔF is calculated from the equation (5).
[0054]
[Formula 6]

[0055]
It becomes. However, it is very difficult to FM modulate the frequency modulation width of 750 MHz with less distortion. Further, the FM oscillator for that purpose is very expensive.
[0056]
In the radar apparatus according to the first embodiment and the second embodiment to be described later, the beat signal is an auxiliary signal for measuring the maximum value of the gated received signal level, instead of measuring the beat frequency fb. Also, instead of obtaining the beat signal frequency, measure the beat signal level and maximize the value of the delay τ of the gating signal. _m This gating delay time τ _m The distance R to the target is calculated from
[0057]
In the radar apparatus according to the first embodiment and the second embodiment to be described later, the case where the triangular wave shown in FIG. 2 is used as the waveform of the transmission frequency modulation (FM wave) is described as an example. However, in the radar apparatus according to the first embodiment and the second embodiment to be described later, even if a signal having another waveform, such as a sine wave, is used as the FM wave, a signal that does not generate a null point is output from the mixer. It becomes IF and a radar signal can be detected. When the FM wave is a triangular wave, the beat signal has a constant frequency during the rising and falling intervals of the triangular wave. However, when the beat signal is a sine wave, the beat frequency is constantly changing, so the beat signal is processed somewhat. Although it becomes difficult, level detection is possible as in the first embodiment.
[0058]
Next, a second embodiment will be described. In the following description, the description of the same parts as those in the first embodiment is omitted.
FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a radar apparatus according to the second embodiment.
[0059]
Compared with the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1, the configuration of the second embodiment further includes a low-speed rectangular wave oscillator 81 in the transmission unit.
The low-speed rectangular wave oscillator 81 outputs a rectangular wave signal having a frequency lower than that of the switch signal generated by the high-speed rectangular wave OSC14. In the radar apparatus according to the second embodiment, ASK modulation is performed with a product of a switch signal, which is a high-speed pulse signal, and a frequency signal lower than the high-speed pulse signal by the low-speed rectangular wave oscillator 81, so Even if there is a radar device, an effect of preventing interference from other devices on the receiving side can be obtained.
[0060]
FIG. 10 shows an output waveform of the low-speed rectangular wave oscillator 81, and FIG. 11 shows a waveform of the high-speed switch signal generated by the high-speed rectangular wave OSC14. The signal in FIG. 11 is basically the same as the switch signal shown in FIG.
[0061]
The low-speed rectangular signal shown in FIG. 10 is a rectangular wave signal having a cycle Ts longer than the cycle 1 / f0 of the switch signal and a duty ratio of 50%. In an environment where there are a plurality of radar devices within a short distance, such as an in-vehicle radar device, each radar device uses a signal having a different frequency fs for the low-speed rectangular signal.
[0062]
9 obtains the product of the low-speed rectangular signal input from the low-speed rectangular wave oscillator 81 and the high-speed switch signal shown in FIG. 11, and outputs the waveform shown in FIG.
[0063]
The composite switch signal shown in FIG. 12 has a cycle of Ts, and based on the low-speed rectangular signal shown in FIG. 10, the waveform of the switch signal of FIG. The waveform is as follows.
[0064]
When this composite switch signal is used as a modulated wave and the ASK switch circuit 13 performs double ASK modulation on the FM high-frequency signal, the center frequency f of the transmission signal is obtained. _T The nearby spectrum has the form shown in FIG.
[0065]
The transmission spectrum of the radar apparatus according to the second embodiment shown in FIG. 13 is compared with the transmission spectrum in the case of the first embodiment shown in FIG. The spectrum is generated in such a manner that the sidebands are newly expanded for each frequency fs (= 1 / Ts). For example, the frequency f _T The frequency f _T -Fs, f _T A spectrum of + fs is generated.
[0066]
Similarly to the first embodiment, each spectrum of the transmission signal is subjected to frequency modulation that changes in a manner that the whole is translated into a triangular wave shape with time, like the transmission FM wave 31 shown in FIG. . Note that the spectrum of the transmission signal in FIG. 13 is expressed by fixing a triangular wave-like change to a short time value for the sake of simplicity.
[0067]
The reflected signal from the target is received by the radar device by the receiving antenna 17. Since this received high-frequency signal has a shape in which the center frequency is shifted by the beat frequency fb as compared with the transmitted high-frequency signal, the mixer after the gating by the first high-frequency gate 18 as in the first embodiment. The IF signal frequency-converted by the high-frequency FM wave from the transmission high-frequency oscillator 12 by 19 is as shown in FIG.
[0068]
As shown in FIG. 14, the spectrum of the IF signal crosses the spectrum of the frequency fs on the DC side and the spectrum of the lower side band f0-nfs (where n is a multiplier of 1, 3, 5) and interferes. In order not to cause waveform distortion, the basic frequency fs of the low-speed pulse needs to be selected sufficiently lower than the basic frequency f0 of the high-speed pulse. Since it is sufficient to consider n up to 10, fs is set to 1/10 or less of f0.
[0069]
This IF signal is gated by the second IF band gate 21.
FIG. 15 is a diagram showing the relationship between the gating signal and the input signal of the second IF band gate 21 and the output signal.
[0070]
Similar to the first high-frequency gate 18, the second IF band gate 21 outputs the input signal as it is while the gating signal supplied from the first digital signal processor 24 is ON, and the gating signal is When it is OFF, the input signal is blocked and is not output. As a result, noise generated when the first high-frequency gate 18 is not sufficiently attenuated for high-frequency operation and noise generated in the mixer 19 can be removed.
[0071]
FIG. 15A is the low-speed rectangular signal shown in FIG. FIG. 4B shows an input signal to the second IF band gate 21 that is shifted in time by a delay time τ from the transmission signal. FIG. 4C shows the gating signal when the phase does not match the input signal, FIG. 4D shows the output signal, FIG. 4E shows the gating signal when the phase matches the input signal, and FIG. FIG. (F) shows the output signal.
[0072]
In the example (c) in the figure, the delay time τ of the gating signal _m Since the received signal delay time τ, the input signal in FIG. 5B and the gating signal in FIG. 5C are not turned on at the same time and do not overlap. The output of 18 becomes 0 as shown in FIG.
[0073]
On the other hand, the delay time τ of the gating signal as shown in FIG. _m = When the delay time τ of the received signal, the incoming signal is output as it is from the second high-frequency gate 21 as shown in FIG. The first digital signal processor 24 outputs a delay command signal to the second digital signal processor 20 while measuring the output of the I / Q detector 23, and delay time τ _m = Delay time τ of gating signal where τ _m Ask for.
[0074]
The IF signal gated by the second IF band gate 21 has the fb and fs components and the second and higher harmonic components removed by the band-pass filter 22, and the required fundamental wave component shown as BPF in FIG. Only the vicinity of f0 is extracted and passed. This signal is mixed by the IQ detector 23 with a stable signal of the fundamental frequency f0 input from the high-speed rectangular wave OSC 14 via the low-pass filter 16, and the in-phase component I and the quadrature component are set with this signal as a reference phase. Q beat signal is output.
[0075]
16A shows the output waveform of the second IF band gate 21, FIG. 16B shows the output waveform of the band-pass filter 22, and FIG. 16C shows the beat output from the IQ detector 23. It is a figure which shows the waveform of a signal. Note that the outputs I and Q of the IQ detector 23 in FIG. 4C are the same in waveform only in their output levels.
[0076]
FIG. 6A shows the delay time τ of the gating signal. _m = The waveform of the output signal of the IF band gate 21 when the received signal has a delay time τ. When this signal is input to the IQ detector 23 via the band-pass filter 22, it is shown in FIG. A signal having a waveform having the frequency fs and the beat frequency fb of the low-speed rectangular signal shown is output.
[0077]
The first digital signal processor 24 determines the delay time τ of the gating signal. _m The output of the IQ detector 23 is examined while changing the delay time τ when the output signal level is the highest. _m Is the delay time τ of the received signal.
[0078]
FIG. 17 shows the spectrum of the beat signal output from the IQ detector 23.
The spectrum of the output signal from the IQ detector 23 in the radar apparatus of the second embodiment shown in the figure is compared with that of the first embodiment shown in FIG. 8 on both sides of the low-speed pulse frequency fs. And having frequency components fs−fb and fs + fb apart from the beat frequency fb. The first digital signal processor 24 measures the magnitude of the spectrum of these two frequencies, and when the output level reaches the maximum, the delay time τ of the gating signal _m = Determine that the delay time τ of the received signal. As the output level, for example, the square sum (I ² + Q ² Or the output waveform of the IQ detector 23 is subjected to FFT (Fast Fourier Transform), and the maximum value of the fb component spectrum or the frequency fs ± fb component spectrum is used.
[0079]
In FIG. 17, the beat frequency fb on the DC side and the side band fs-fb on the lower side of the frequency fs cross and interfere with each other so that waveform distortion does not occur. The value must be at least twice the maximum value of fb.
[0080]
In the radar apparatus of the second embodiment, interference waves from other apparatuses can be prevented by setting the frequency fs of the low-speed rectangular signal to a different value for each radar.
[0081]
In the above example, the case where the 50% duty repetitive pulse shown in FIG. 10 is used as the low-speed rectangular signal. Instead of such a signal, a pulse train generated using a pseudo-random code is used as the low-speed rectangular signal. It can also be used as a signal. In this case, the interference from other devices is prevented by using a random sequence specific to each radar device and correlating with the pseudo-random code transmitted by itself at the output of the IQ detector of the receiving unit. Can do.
[0082]
Further, the radar apparatus of the first and second embodiments shown in FIGS. 1 and 9 has two gate circuits of the first high-frequency gate 18 and the second IF band gate 21 and has two gating operations. However, if a gate circuit that can obtain a sufficient amount of attenuation can be used, it is possible to have one gate circuit and perform gating only once.
[0083]
(Supplementary note 1) In a homodyne type pulse radar device that uses a high frequency signal oscillator for transmission and a high frequency signal of the same frequency for reception frequency conversion,
Oscillating means for oscillating the frequency-modulated high-frequency signal;
ASK modulation means for pulse amplitude modulating the high frequency signal;
Transmission means for emitting the signal modulated by the ASK modulation means to the outside as a transmission signal;
Receiving means for receiving a reflected wave of the transmission signal as a received signal;
A delay time detecting means for detecting a delay time of the received signal;
A distance calculating means for obtaining a distance from the delay time to the target;
A pulse radar device comprising:
[0084]
(Supplementary note 2) The pulse radar device according to supplementary note 1, wherein the high-frequency signal is a triangular wave.
(Additional remark 3) The high-speed rectangular wave oscillation means which oscillates the high-speed rectangular wave signal whose frequency is smaller than the high-frequency signal is further provided, and the ASK modulation means performs pulse amplitude modulation of the high-frequency signal by switching with the high-speed rectangular wave signal. The pulse radar device according to

appendix

1 or 2, characterized in that.
[0085]
(Additional remark 4) The said delay time detection means calculates | requires the signal of the product of the gating signal produced | generated by delaying the said high-speed rectangular wave signal, and IF signal which shows the difference of the said received signal and the said high frequency signal, The pulse radar device according to appendix 3, wherein the delay time of the gating signal at which the output level of the signal is the highest is the delay time of the received signal.
[0086]
(Additional remark 5) The high-speed rectangular wave oscillation means which oscillates the high-speed rectangular wave signal whose frequency is lower than the high-frequency signal, and the low-speed rectangular wave signal oscillation means which oscillates the low-speed rectangular wave signal whose frequency is lower than the high-speed rectangular wave signal The pulse radar apparatus according to

claim

1 or 2, wherein the ASK modulation means performs pulse amplitude modulation of the high-frequency signal by switching according to a signal of a product of the high-speed rectangular wave signal and the low-speed rectangular wave signal. .
[0087]
(Supplementary Note 6) The low-speed rectangular wave signal is 1/10 or less of the frequency of the high-speed rectangular wave signal, and has a frequency that is two times higher than the frequency of the beat signal indicating the frequency difference between the transmission signal and the reception signal. The pulse radar device according to appendix 5, characterized by:
[0088]
(Supplementary note 7) The pulse radar device according to supplementary note 5 or 6, wherein the frequency of the low-speed rectangular wave signal has a different value for each pulse radar device.
(Supplementary note 8) The pulse radar device according to any one of supplementary notes 5 to 7, wherein the low-speed rectangular wave signal is generated using a pseudo-random code.
[0089]
(Supplementary note 9) A method for detecting a distance from a target in a homodyne type pulse radar apparatus using a high frequency signal oscillator for transmission and a high frequency signal having the same frequency for reception frequency conversion,
Oscillates the high frequency signal frequency-modulated,
The high frequency signal is pulse amplitude modulated,
The pulse amplitude modulated signal is emitted to the outside as a transmission signal,
Receiving a reflected wave of the transmission signal as a reception signal;
Detecting a delay time of the received signal;
A distance detection method for obtaining a distance from the delay time to the target.
[0090]
(Supplementary Note 10) A method for detecting a distance from a target in a homodyne type pulse radar apparatus using a high frequency signal oscillator for transmission and a high frequency signal having the same frequency for reception frequency conversion,
Oscillates the high frequency signal frequency-modulated,
Oscillate a high-speed rectangular wave signal having a frequency smaller than that of the high-frequency signal,
Oscillate a low-speed rectangular wave signal having a frequency smaller than that of the high-speed rectangular wave signal,
The high-frequency signal is pulse-amplitude modulated by switching with a signal of the product of the high-speed rectangular wave signal and the low-speed rectangular wave signal,
The pulse amplitude modulated signal is emitted to the outside as a transmission signal,
Receiving a reflected wave of the transmission signal as a reception signal;
Detecting a delay time of the received signal;
A distance detection method for obtaining a distance from the delay time to the target.
[0091]
【The invention's effect】
According to the present invention, even if a high-frequency signal from one high-frequency oscillator is shared by the mixer of the transmission unit and the reception unit, a null point is not generated in the output, and it is a highly accurate and low-cost radar that is smaller than conventional ones. A device can be realized.
[0092]
Further, it is possible to realize a radar apparatus that can perform highly accurate measurement even when the detection distance is short.
Furthermore, since interference from other devices can be prevented, high-precision detection is possible even when a plurality of radar devices are installed and used at a close distance.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a radar apparatus according to a first embodiment.
FIG. 2 is a diagram illustrating a high-frequency signal output from a transmission high-frequency oscillator according to the first embodiment.
FIG. 3 is a diagram showing a waveform of a high-speed switch signal in the first embodiment.
FIG. 4 is a diagram illustrating a spectrum of a transmission signal in the first embodiment.
FIG. 5 is a diagram showing a spectrum of a reception signal in the first embodiment.
FIG. 6 is a diagram illustrating a relationship between a gating signal, an input signal of a first high-frequency gate, and an output signal.
FIG. 7 is a diagram showing a spectrum of an IF signal in the first embodiment.
FIG. 8 is a diagram illustrating a spectrum of a beat signal output from the IQ detector according to the first embodiment.
FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a radar apparatus according to a second embodiment.
FIG. 10 is a diagram illustrating a low-speed rectangular signal waveform output from a low-speed rectangular wave oscillator.
FIG. 11 is a diagram illustrating a waveform of a high-speed switch signal in the second embodiment.
FIG. 12 is a diagram illustrating a waveform of a composite transmission switch signal in the second embodiment.
FIG. 13 is a diagram showing a transmission spectrum in the second embodiment.
FIG. 14 is a diagram showing a spectrum of an IF signal in the second embodiment.
FIG. 15 is a diagram illustrating a relationship between a gating signal, an input signal of a second IF band gate, and an output signal in the second embodiment.
FIG. 16 is a diagram illustrating output waveforms of a second IF band gate, a band pass filter, and an IQ detector according to the second embodiment.
FIG. 17 is a diagram illustrating a spectrum of a beat signal output from an IQ detector according to the second embodiment.
[Explanation of symbols]
11 fmOSC
12 Transmitting high frequency oscillator
13 ASK switch circuit
14 High-speed rectangular wave OSC
15 Transmitting antenna
16 Low-pass filter
17 Receiving antenna
18 First high frequency gate
19 Receiving mixer
20 First digital signal processor
21 Second IF band gate
22 Bandpass filter
23 I / Q detector
24 Second digital signal processor
81 Low-speed rectangular wave oscillator

Claims

In a homodyne type pulse radar device using a high frequency signal oscillator for transmission and a high frequency signal of the same frequency for reception frequency conversion,
Oscillating means for oscillating the frequency-modulated high-frequency signal;
ASK modulation means for pulse amplitude modulating the high frequency signal;
Transmission means for emitting the signal modulated by the ASK modulation means to the outside as a transmission signal;
Receiving means for receiving a reflected wave of the transmission signal as a received signal;
A delay time detecting means for detecting a delay time of the received signal;
A pulse radar device comprising: distance calculation means for obtaining a distance from the delay time to the target.

It further comprises high-speed rectangular wave oscillating means for oscillating a high-speed rectangular wave signal having a frequency lower than that of the high-frequency signal, and the ASK modulating means performs pulse amplitude modulation of the high-frequency signal by switching with the high-speed rectangular wave signal. The pulse radar device according to claim 1.

A high-speed rectangular wave oscillating means for oscillating a high-speed rectangular wave signal having a frequency lower than that of the high-frequency signal; and a low-speed rectangular wave signal oscillating means for oscillating a low-speed rectangular wave signal having a frequency lower than that of the high-speed rectangular wave signal. 2. The pulse radar apparatus according to claim 1, wherein the modulation means performs pulse amplitude modulation of the high-frequency signal by switching with a product of the product of the high-speed rectangular wave signal and the low-speed rectangular wave signal.

A method for detecting a distance to a target in a homodyne type pulse radar device using a high-frequency signal oscillator for transmission and a high-frequency signal having the same frequency for reception frequency conversion,
Oscillates the high frequency signal frequency-modulated,
The high frequency signal is pulse amplitude modulated,
The pulse amplitude modulated signal is emitted to the outside as a transmission signal,
Receiving a reflected wave of the transmission signal as a reception signal;
Detecting a delay time of the received signal;
A distance detection method for obtaining a distance from the delay time to the target.

A method for detecting a distance to a target in a homodyne type pulse radar device using a high-frequency signal oscillator for transmission and a high-frequency signal having the same frequency for reception frequency conversion,
Oscillates the high frequency signal frequency-modulated,
Oscillate a high-speed rectangular wave signal having a lower frequency than the high-frequency signal,
Oscillate a low-speed rectangular wave signal having a lower frequency than the high-speed rectangular wave signal,
The high-frequency signal is pulse-amplitude-modulated by switching with the signal superposed on the high-speed rectangular wave signal and the low-speed rectangular wave signal,
The pulse amplitude modulated signal is emitted to the outside as a transmission signal,
Receiving a reflected wave of the transmission signal as a reception signal;
Detecting a delay time of the received signal;
A distance detection method for obtaining a distance from the delay time to the target.