JP2004260887A

JP2004260887A - Switching power supply unit

Info

Publication number: JP2004260887A
Application number: JP2003046707A
Authority: JP
Inventors: Katsuhiko Shimizu; 克彦清水
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2003-02-25
Filing date: 2003-02-25
Publication date: 2004-09-16
Anticipated expiration: 2023-02-25
Also published as: JP4097543B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To improve the responsiveness of a switching power supply device which is connected to a plurality of DC-DC converter circuits in series. <P>SOLUTION: This switching power supply unit comprises the plurality of insulated type first DC-DC converter circuits 10 connected in parallel; and non-insulation type second DC-DC converter circuits 20, which are cascade connected to each of the first DC-DC converter circuits 10 in common. The first DC-DC converter circuits 10 comprise a function for continuously transmitting the power from the primary side to the secondary side of each of transformers. Each of the second DC-DC converter circuits 20 comprises the function for stabilizing an output voltage. Therefore, high responsiveness can be attained by increasing a control gain to the high frequency area, and high conversion efficiency can also be obtained. The plurality of first DC-DC converter circuits 10 are connected in parallel, thus the maximum output current can easily be increased and high responsiveness can be obtained. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源装置に関し、特に、複数のＤＣ／ＤＣコンバータ回路が直列に接続された多段構成のスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、スイッチング電源装置の一種としていわゆるＤＣ／ＤＣコンバータ回路が知られている。代表的なＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、スイッチング回路を用いて直流入力を一旦交流に変換した後、トランスを用いてこれを変圧（昇圧または降圧）し、さらに、出力回路を用いてこれを再び直流に変換する装置であり、これによって入力電圧とは異なる電圧を持った直流出力を得ることができる。
【０００３】
このような１つのＤＣ／ＤＣコンバータ回路のみからなる通常のスイッチング電源装置に対し、近年、２つのＤＣ／ＤＣコンバータ回路を直列に接続したタイプのスイッチング電源装置が提案されている（非特許文献１参照）。直列接続する２つのＤＣ／ＤＣコンバータ回路としては、例えば、前段にバックコンバータ回路等の非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ回路、後段にハーフブリッジコンバータ回路等の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を用い、前段の非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力を安定化制御する一方、後段の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ回路に含まれるスイッチング素子のデューティをある決まった量に固定することによって、最終的な出力電圧を所望のレベルに安定させることができる。このような構成を採用すれば、出力電圧として比較的低い電圧を高効率且つ安定的に得ることができるので、例えばコンピュータ用の電源装置として好適である。
【０００４】
【非特許文献１】ＩＥＥＥのＡＰＥＣ［ＡｐｐｌｉｅｄＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ］２００１のＰ．Ａｌｏｕらの論文「Ｂｕｃｋ＋ＨａｌｆＢｒｉｄｇｅ（ｄ＝５０％）ＴｏｐｏｌｏｇｙＡｐｐｌｉｅｄｔｏｖｅｒｙＬｏｗＶｏｌｔａｇｅＰｏｗｅｒＣｏｎｖｅｒｔｅｒｓ」
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の２段構成のスイッチング電源装置は、１段構成である通常のスイッチング電源装置に比べて応答性が低いという問題があった。以下、その原因について説明する。
【０００５】
図１３は、従来の２段構成のスイッチング電源装置の等価回路図である。
【０００６】
図１３に示すように、２段構成のスイッチング電源装置は、パルスＶｉｎｐの発生源と負荷Ｒ_Ｌｏａｄが接続される出力端子との間に、２つのＬＣフィルタ回路が接続された等価回路で表すことができる。ここで、パルスＶｉｎｐは１段目のＤＣ／ＤＣコンバータ回路（非特許文献１においてはバックコンバータ回路）に含まれるスイッチング素子によって生成されるパルス状の電力波形であり、インダクタンスＬ１は１段目のコンバータ回路を構成するインダクタである。また、キャパシタンスＣ１は２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ回路（非特許文献１においてはハーフブリッジコンバータ回路）の１次側に設けられる２つのキャパシタの合成キャパシタンスであり、インダクタンスＬ２は２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の２次側に設けられる出力インダクタであり、キャパシタンスＣ２は２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の２次側に設けられる出力キャパシタである。
【０００７】
このように、２段構成のスイッチング電源装置においては、２段のＬＣフィルタ回路が等価的に直列接続された状態となることから、１段構成である通常のスイッチング電源装置に比べ、１段目のＬＣフィルタ回路（インダクタンスＬ１及びキャパシタンスＣ１）が存在する分、高周波領域まで制御ゲインが上げられない。このため、スイッチング周波数を低く設定したり制御ゲインを低く設定する必要が生じ、これにより応答性を高めることが困難であった。
【０００８】
したがって、本発明の目的は、複数のＤＣ／ＤＣコンバータ回路が直列に接続されたスイッチング電源装置であって、応答性が改善されたスイッチング電源装置を提供することである。
【０００９】
一方、コンピュータ等は多数のデバイスによって構成され、これらのいくつかは互いに異なる動作電圧を有している場合がある。このため、例えばコンピュータ用の電源装置として従来の多段構成のスイッチング電源装置を採用した場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の数が非常に多くなるという問題もあった。例えば、３種類の動作電圧が必要である場合に、従来の２段構成のスイッチング電源装置を用いると、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の数は６個（＝３×２）も必要となり、高集積化や低コスト化が困難となってしまう。
【００１０】
したがって、本発明の他の目的は、複数のＤＣ／ＤＣコンバータ回路が直列に接続されたスイッチング電源装置であって、複数の動作電圧が必要である場合においてもコンバータ数の増大を抑制可能なスイッチング電源装置を提供することである。
【００１１】
また、スイッチング電源装置において最大出力電流を増加させる目的やひとつのコンバータが破損しても電源システムが停止しないようにする目的等で複数のスイッチング電源装置が並列に設けられることがある。この場合、スイッチング電源装置全体の信頼性を高めるためには、並列接続された各スイッチング電源装置の出力電流値が互いにほぼ等しくなるよう制御する事が望ましい。
【００１２】
したがって、本発明のさらに他の目的は、並列に接続された複数のＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、これら複数のＤＣ／ＤＣコンバータ回路に対して直列接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ回路を備えるスイッチング電源装置において、並列接続された複数のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流をほぼ均等化することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明によるスイッチング電源装置は、並列接続された絶縁型である複数の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、各第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路に対し共通に従属接続された非絶縁型の第２のＤＣ／ＤＣコンバータ回路とを備え、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路はトランスの１次側から２次側へ電力を連続的に伝送する機能を有し、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は出力電圧を安定化させる機能を有していることを特徴とする。
【００１４】
本発明によれば、高周波領域まで制御ゲインを上げられることから高い応答性を実現することができ、また、第１及び第２のＤＣ／ＤＣコンバータ回路においてデューティを高く設定することができることから高い変換効率を得ることが可能となる。また、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、トランスの１次側から２次側へ電力が連続的に伝送されるので、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力はパルス状とならず、このため、パルス状の電圧を平滑化するためのチョークコイルを排除することができる。さらに、複数の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を並列接続しているので、容易に最大出力電流を増加させることができる。また、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路のひとつが停止した場合でも電源装置全体が停止することがないので、高い信頼性を得ることができる。
【００１５】
この場合、前記複数の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路のうちいずれかは、望ましくはいずれも、出力インピーダンスの調整機能を有していることが好ましい。出力インピーダンスの調整機能を用いて各第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流値をほぼ等しく設定すれば、スイッチング電源装置全体の信頼性を大幅に高めることが可能となる。出力インピーダンスの調整方法としては、同期整流回路の動作状態を変化させることによって行うことが好ましい。具体的には、同期整流回路のデューティを変化させることによってこれを行うことができ、また、同期整流回路に含まれる整流スイッチへの制御電圧を変化させることによってこれを行うことができる。
【００１６】
本発明の好ましい実施形態においては、前記複数の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路はいずれも、該第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流と他の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流との差を検出する第１の手段と、前記第１の手段による検出結果に基づいて出力インピーダンスの調整を行う第２の手段とを備えている。この場合、前記第１の手段は、該第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力平均電流と他の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力平均電流との差を検出するものであることが好ましい。このようにして、ある第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流が他の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流よりも多いことが検出された場合に、該第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力インピーダンスを高めれば、出力電流のアンバランスを速やかに解消することが可能となる。
【００１７】
また、本発明においては、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を複数個備えることが可能である。この場合、従来に比べてＤＣ／ＤＣコンバータ回路の数を大幅に削減することができるので、高集積化や低コスト化を実現することが可能となる。
【００１８】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、前記トランスの１次側に設けられたスイッチング回路を備えており、少なくとも通常動作状態においては、前記スイッチング回路のデューティが固定される。この場合、前記スイッチング回路は、少なくとも一つのメインスイッチと、前記メインスイッチに並列接続された共振用コンデンサとを備えていることが好ましい。このような共振用コンデンサを設ければ、デューティをある程度低く設定しても、トランスの１次側から２次側への連続的な電力伝送を実現することが可能となる。
【００１９】
本発明の好ましい他の実施の形態においては、動作開始直後の状態及び出力電流が過電流である状態の少なくとも一方である場合に、前記スイッチング回路のデューティを前記通常動作状態におけるデューティよりも低い値に固定する。ここで、前記低い値とは、前記メインスイッチがターンオンした後、前記トランスの１次巻線に印加される電圧が入力電圧に達しない期間において前記メインスイッチがターンオフする値であることことが好ましい。ここでいう「トランスの１次巻線」とは、純粋にトランスの１次巻線を指し、リーケージインダクタンスや配線の寄生インダクタンスは含まれない。これによれば、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の入力電源端子に接続される直流電源を突入電流から保護したり、過電流状態から本スイッチング電源装置を保護することが可能となる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明によるスイッチング電源装置の基本構成を概略的に示すブロック図である。図１に示すように、本発明の基本構成によるスイッチング電源装置は、一対の入力電源端子１，２と一対の中間電源端子３，４との間に接続された絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０と、一対の中間電源端子３，４と一対の出力電源端子５，６との間に接続された非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０とを備えて構成される。絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０は前段のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を構成し、非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０は後段のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を構成している。
【００２１】
絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０とは、中間電圧Ｖｐや出力電圧Ｖｏのフィードバックにより出力である中間電圧Ｖｐを安定化制御しないＤＣ／ＤＣコンバータ回路であって、トランスにより入力電源端子１，２と中間電源端子３，４とが絶縁されているタイプのＤＣ／ＤＣコンバータ回路を指す。絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０としては、絶縁型である種々のＤＣ／ＤＣコンバータ回路、例えば、プッシュプルコンバータ回路、フォワードコンバータ回路、ハーフブリッジコンバータ回路や、フルブリッジコンバータ回路等を用いることができる。
【００２２】
一方、非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０とは、出力電圧Ｖｏをフィードバックすることによりこれを安定化制御するＤＣ／ＤＣコンバータ回路であって、中間電源端子３，４と出力電源端子５，６とが絶縁されていないタイプのＤＣ／ＤＣコンバータ回路を指す。非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０としては、非絶縁型である種々のＤＣ／ＤＣコンバータ回路、例えば、バックコンバータ回路等を用いることができる。
【００２３】
このような構成によれば、出力電圧Ｖｏを安定化制御する制御ループに前段の絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０が含まれないことから、１段構成である通常のスイッチング電源装置と同様の高周波領域まで制御ゲインを上げることができ、このため高い応答性を実現することができる。また、通常、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路をＰＷＭ制御する場合、デューティが高い方が一般に損失が小さくなる。このため、上記基本構成のようにＤＣ／ＤＣコンバータ回路を２段構成とすれば、各ＤＣ／ＤＣコンバータ回路においてデューティを高く設定することが可能となるので、１段構成である通常のスイッチング電源装置に比べて高い変換効率を得ることが可能となる。
【００２４】
図２は、本発明をマルチ出力のスイッチング電源装置に適用した場合の基本構成を概略的に示すブロック図である。図２に示すスイッチング電源装置は、一対の入力電源端子１，２と一対の中間電源端子３，４との間に接続された絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０と、一対の中間電源端子３，４と複数対の出力電源端子５，６（出力電源端子５−１と６−１の対、出力電源端子５−２と６−２の対、出力電源端子５−３と６−３の対・・・）との間にそれぞれ接続された非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０（２０−１，２０−２，２０−３・・・）とを備えて構成される。各出力電源端子５，６間（出力電源端子５−１と６−１の間、出力電源端子５−２と６−２の間、出力電源端子５−３と６−３の間・・・）には、それぞれ異なる出力電圧Ｖｏ（出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２，Ｖｏ３・・・）が現れ、それぞれ対応する動作電圧を有するデバイスが接続される。
【００２５】
絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０としては、上述の通り、絶縁型である種々のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を用いることができ、各非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０（２０−１，２０−２，２０−３・・・）についても、上述の通り、非絶縁型である種々のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を用いることができる。各非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０（２０−１，２０−２，２０−３・・・）は、全て同一構成を有するＤＣ／ＤＣコンバータ回路であっても構わないし、その一部又は全部が互いに異なる構成を有するＤＣ／ＤＣコンバータ回路であっても構わない。
【００２６】
図２に示すように、本発明をマルチ出力のスイッチング電源装置に適用すれば、従来に比べてＤＣ／ＤＣコンバータ回路の数を大幅に削減することができる。例えば、従来の２段構成のスイッチング電源装置において３種類の出力電圧（Ｖｏ１，Ｖｏ２，Ｖｏ３）を生成する場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の数は６個（＝３×２）も必要となるが、本発明によれば４個（＝１＋３）で済む。このため、高集積化や低コスト化を実現することが可能となる。
【００２７】
図３は、本発明をマルチ出力のスイッチング電源装置に適用し、さらに、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を並列に設けた場合の基本構成を概略的に示すブロック図である。図３に示すスイッチング電源装置は、一対の入力電源端子１，２と一対の中間電源端子３，４との間に並列に接続された複数の絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０（１０−１，１０−２，１０−３・・・）と、一対の中間電源端子３，４と複数対の出力電源端子５，６（出力電源端子５−１と６−１の対、出力電源端子５−２と６−２の対、出力電源端子５−３と６−３の対・・・）との間にそれぞれ接続された非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０（２０−１，２０−２，２０−３・・・）とを備えて構成される。各出力電源端子５，６間（出力電源端子５−１と６−１の間、出力電源端子５−２と６−２の間、出力電源端子５−３と６−３の間・・・）には、それぞれ異なる出力電圧Ｖｏ（出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２，Ｖｏ３・・・）が現れ、それぞれ対応する動作電圧を有するデバイスが接続される。
【００２８】
本例においても、各絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０（１０−１，１０−２，１０−３・・・）としては、絶縁型である種々のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を用いることができ、各非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０（２０−１，２０−２，２０−３・・・）としては、非絶縁型である種々のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を用いることができる。各非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０（２０−１，２０−２，２０−３・・・）は、全て同一構成を有するＤＣ／ＤＣコンバータ回路であっても構わないし、その一部又は全部が互いに異なる構成を有するＤＣ／ＤＣコンバータ回路であっても構わない。
【００２９】
図３に示すように、本発明をマルチ出力のスイッチング電源装置に適用し、さらに、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を並列に設ければ、各絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０（１０−１，１０−２，１０−３・・・）により出力電流が供給されるので大型のコンバータを用いることなく、出力定格値を高めることが可能となる。また安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０（１０−１，１０−２，１０−３・・・）のうちいずれかが停止した場合でも他のコンバータから電流が供給されるので電源装置全体の停止には至らないので信頼性の向上につながる。この場合、各絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０（１０−１，１０−２，１０−３・・・）の出力電流値が互いにほぼ等しくなるよう制御すれば、スイッチング電源装置全体の信頼性を大幅に高めることが可能となる。これを実現する方法については後述する。
【００３０】
図４は、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０として使用可能なプッシュプルコンバータ回路の回路図である。
【００３１】
図４に示すプッシュプルコンバータ回路は、トランス１００と、トランス１００の１次側に設けられたスイッチング回路１１０と、トランス１００の２次側に設けられた出力回路１２０とを備えている。スイッチング回路１１０は、トランス１００の１次巻線１０１の一端と入力電源端子２との間に接続されたメインスイッチＱ１１と、トランス１００の１次巻線１０１の他端と入力電源端子２との間に接続されたメインスイッチＱ１２とを備えており、入力電源端子１はトランス１００の１次巻線１０１のセンタータップに接続されている。また、出力回路１２０は、トランス１００の２次巻線１０２の一端と中間電源端子３との間に接続された整流スイッチＱ１３と、トランス１００の２次巻線１０２の他端と中間電源端子３との間に接続された整流スイッチＱ１４と、整流スイッチＱ１３に並列接続された整流ダイオードＣＲ１１と、整流スイッチＱ１４に並列接続された整流ダイオードＣＲ１２と、中間電源端子３，４間に接続された出力コンデンサＣ１３とを備えており、中間電源端子４はトランス１００の２次巻線１０２のセンタータップに接続されている。
【００３２】
メインスイッチＱ１１，Ｑ１２は、駆動回路１１１による制御のもとデッドタイムをはさんで交互にオン状態とされ、整流スイッチＱ１３，Ｑ１４は、駆動回路１２１による制御のもとメインスイッチＱ１１，Ｑ１２のオン／オフに同期して交互にオン状態とされる。図４に示すプッシュプルコンバータ回路にはチョークコイルが設けられていないことから、これにより中間電源端子３，４間には、入力電源端子１，２間に供給される入力電圧Ｖｉ及びトランス１００の巻数比により決まる中間電圧Ｖｐが現れる。
【００３３】
ここで、メインスイッチＱ１１，Ｑ１２のデューティはある決まった値に固定される。このため、図４に示すプッシュプルコンバータ回路は中間電圧Ｖｐを安定化制御することはできず、入力電圧Ｖｉが変動するとこれに応じて中間電圧Ｖｐも変動してしまう。つまり、図４に示すプッシュプルコンバータ回路は、「絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路」である。
【００３４】
具体的なデューティについては特に限定されるものではないが、図４に示すプッシュプルコンバータ回路にはチョークコイルが設けられていないことから、中間電圧Ｖｐを直流とするためには、少なくともトランス１００の１次側から２次側へ電力を連続的に伝送する必要がある。「連続的に伝送」とは、１次側から２次側への電力伝送が中断する（ゼロになる）期間がなく、常にトランス１００の１次巻線１０１に電流が流れている状態を意味する。
【００３５】
このような連続的な電力伝送は、メインスイッチＱ１１，Ｑ１２のデューティ（全期間に対して、メインスイッチＱ１１又はＱ１２がオンしている期間の比率）を実質的に５０％に設定することによって実現可能である。メインスイッチＱ１１，Ｑ１２のデューティを実質的に５０％に設定すれば、デッドタイムを除きメインスイッチＱ１１，Ｑ１２のいずれかが必ずオン状態となることから、トランス１００の１次側から２次側へ電力が連続的に伝送されることになる。
【００３６】
また、デッドタイム期間においても、寄生インダクタンス成分Ｌ１１とメインスイッチＱ１１に並列な寄生容量成分Ｃ１１及びメインスイッチＱ１２に並列な寄生容量成分Ｃ１２による共振により、トランス１００の１次巻線１０１に流れる電流はすぐにゼロとはならず、ある傾きをもって漸減する。このため、連続的な電力伝送を実現することができる。このことは、寄生インダクタンス成分Ｌ１１、寄生容量成分Ｃ１１及び寄生容量成分Ｃ１２による共振電流をトランス１００の１次巻線１０１に流せる限度において、メインスイッチＱ１１，Ｑ１２のデューティを実質的に５０％未満に設定可能であることを意味する。つまり、メインスイッチＱ１１，Ｑ１２の両方がオフする期間がある程度長くても、共振電流により連続的な電力伝送を実現することが可能である。具体的には、メインスイッチＱ１１，Ｑ１２に対して並列に共振用コンデンサを付加することにより、トランス１００の１次巻線１０１に共振電流が流れる期間を積極的に長くしたり、メインスイッチＱ１１，Ｑ１２のスイッチング周波数を高く設定したりすれば、メインスイッチＱ１１，Ｑ１２のデューティを例えば３０％程度に設定した場合であっても、連続的な電力伝送を実現することが可能である。
【００３７】
図５は、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０として使用可能なフォワードコンバータ回路の回路図である。
【００３８】
図５に示すフォワードコンバータ回路は、トランス２００と、トランス２００の１次側に設けられたスイッチング回路２１０と、トランス２００の２次側に設けられた出力回路２２０とを備えている。スイッチング回路２１０は、トランス２００の１次巻線２０１の一端と入力電源端子２との間に接続されたメインスイッチＱ２１を備えており、入力電源端子１はトランス２００の１次巻線２０１の他端に接続されている。また、出力回路２２０は、トランス２００の２次巻線１０２の一端と中間電源端子４との間に接続された整流スイッチＱ２２と、整流スイッチＱ２２に並列接続された整流ダイオードＣＲ２１と、中間電源端子３，４間に接続された出力コンデンサＣ２２とを備えており、中間電源端子３はトランス２００の２次巻線２０２の他端に接続されている。
【００３９】
メインスイッチＱ２１は、駆動回路２１１による制御のもと、ある決まったデューティ（全期間に対して、メインスイッチＱ２１がオンしている期間の比率）でスイッチングし、整流スイッチＱ２２は、駆動回路２２１による制御のもとメインスイッチＱ２１に同期してスイッチングする。図５に示すフォワードコンバータ回路にはチョークコイルが設けられていないことから、これにより中間電源端子３，４間には、入力電源端子１，２間に供給される入力電圧Ｖｉ及びトランス２００の巻数比により決まる中間電圧Ｖｐが現れる。メインスイッチＱ２１のデューティは、上述の通り、ある決まった値に固定されていることから、図４に示したコンバータ回路と同様、中間電圧Ｖｐを安定化制御することはできない。つまり、図５に示すフォワードコンバータ回路も「絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路」である。
【００４０】
図５に示すフォワードコンバータ回路においてもチョークコイルが設けられていないことから、中間電圧Ｖｐを直流とするためには、トランス２００の１次側から２次側へ電力を連続的に伝送する必要がある。このような連続的な電力伝送は、メインスイッチＱ２１のデューティをほぼ１００％に設定することによって実現可能である。また、メインスイッチＱ２１がオフしている期間においても、寄生インダクタンス成分Ｌ２１とメインスイッチＱ２１に並列な寄生容量成分Ｃ２１による共振により、トランス２００の１次巻線２０１に流れる電流はすぐにゼロとはならず、ある傾きをもって漸減する。したがって、寄生インダクタンス成分Ｌ２１と寄生容量成分Ｃ２１による共振電流をトランス２００の１次巻線２０１に流せる限度において、メインスイッチＱ２１のデューティを小さく設定しても構わない。具体的には、メインスイッチＱ２１に対して並列に共振用コンデンサを付加したり、メインスイッチＱ２１のスイッチング周波数を高く設定することにより、メインスイッチＱ２１のデューティを例えば６０％程度に設定することが可能である。
【００４１】
図６は、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０として使用可能なハーフブリッジコンバータ回路の回路図である。
【００４２】
図６に示すハーフブリッジコンバータ回路は、トランス３００と、トランス３００の１次側に設けられたスイッチング回路３１０と、トランス３００の２次側に設けられた出力回路３２０とを備えている。スイッチング回路３１０は、入力電源端子１，２間に直列に接続された入力コンデンサＣ３１，Ｃ３２と、入力電源端子１，２間に直列に接続されたメインスイッチＱ３１，Ｑ３２とを備えており、トランス３００の１次巻線３０１の一端は入力コンデンサＣ３１及びＣ３２の接続点Ａ１に接続されており、トランス３００の１次巻線３０１の他端はメインスイッチＱ３１及びＱ３２の接続点Ｂ１に接続されている。また、出力回路３２０は、図４に示した出力回路１２０と同様の構成を有しており、トランス３００の２次巻線３０２の一端と中間電源端子３との間に接続された整流スイッチＱ３３と、トランス３００の２次巻線３０２の他端と中間電源端子３との間に接続された整流スイッチＱ３４と、整流スイッチＱ３３に並列接続された整流ダイオードＣＲ３１と、整流スイッチＱ３４に並列接続された整流ダイオードＣＲ３２と、中間電源端子３，４間に接続された出力コンデンサＣ３５とを備えており、中間電源端子４はトランス３００の２次巻線３０２のセンタータップに接続されている。
【００４３】
メインスイッチＱ３１，Ｑ３２は、駆動回路３１１による制御のもとデッドタイムをはさんで交互にオン状態とされ、整流スイッチＱ３３，Ｑ３４は、駆動回路３２１による制御のもとメインスイッチＱ３１，Ｑ３２のオン／オフに同期して交互にオン状態とされる。図６に示すハーフブリッジコンバータ回路にはチョークコイルが設けられていないことから、これにより中間電源端子３，４間には、入力電源端子１，２間に供給される入力電圧Ｖｉ及びトランス３００の巻数比により決まる中間電圧Ｖｐが現れる。メインスイッチＱ３１，Ｑ３２のデューティ（全期間に対して、メインスイッチＱ３１又はＱ３２がオンしている期間の比率）はある決まった値に固定されており、このため図４及び図５に示したコンバータ回路と同様、中間電圧Ｖｐを安定化制御することはできない。つまり、図６に示すハーフブリッジコンバータ回路も「絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路」である。
【００４４】
図６に示すハーフブリッジコンバータ回路においてもチョークコイルが設けられていないことから、中間電圧Ｖｐを直流とするためには、トランス３００の１次側から２次側へ電力を連続的に伝送する必要がある。このような連続的な電力伝送は、メインスイッチＱ３１，Ｑ３２のデューティを実質的に５０％に設定することによって実現可能である。また、メインスイッチＱ３１，Ｑ３２がオフしている期間においても、寄生インダクタンス成分Ｌ３１とメインスイッチＱ３１に並列な寄生容量成分Ｃ３３及びメインスイッチＱ３２に並列な寄生容量成分Ｃ３４による共振により、トランス３００の１次巻線３０１に流れる電流はすぐにゼロとはならず、ある傾きをもって漸減する。したがって、寄生インダクタンス成分Ｌ３１と寄生容量成分Ｃ３３，Ｃ３４による共振電流をトランス３００の１次巻線３０１に流せる限度において、メインスイッチＱ３１，Ｑ３２のデューティを小さく設定しても構わない。具体的には、メインスイッチＱ３１，Ｑ３２に対して並列に共振用コンデンサを付加したり、メインスイッチＱ３１，Ｑ３２のスイッチング周波数を高く設定することにより、メインスイッチＱ３１，Ｑ３２のデューティを例えば３０％程度に設定することが可能である。
【００４５】
図７は、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０として使用可能なフルブリッジコンバータ回路の回路図である。
【００４６】
図７に示すフルブリッジコンバータ回路は、トランス４００と、トランス４００の１次側に設けられたスイッチング回路４１０と、トランス４００の２次側に設けられた出力回路４２０とを備えている。スイッチング回路４１０は、入力電源端子１，２間に直列に接続されたメインスイッチＱ４１，Ｑ４２と、入力電源端子１，２間に直列に接続されたメインスイッチＱ４３，Ｑ４４とを備えており、トランス４００の１次巻線４０１の一端はメインスイッチＱ４１及びＱ４２の接続点Ａ２に接続されており、トランス４００の１次巻線４０１の他端はメインスイッチＱ４３及びＱ４４の接続点Ｂ２に接続されている。また、出力回路４２０は、図４に示した出力回路１２０及び図６に示した出力回路３２０と同様の構成を有しており、トランス４００の２次巻線４０２の一端と中間電源端子３との間に接続された整流スイッチＱ４５と、トランス４００の２次巻線４０２の他端と中間電源端子３との間に接続された整流スイッチＱ４６と、整流スイッチＱ４５に並列接続された整流ダイオードＣＲ４１と、整流スイッチＱ４６に並列接続された整流ダイオードＣＲ４２と、中間電源端子３，４間に接続された出力コンデンサＣ４５とを備えており、中間電源端子４はトランス４００の２次巻線４０２のセンタータップに接続されている。
【００４７】
駆動回路４１１による制御のもと、メインスイッチＱ４１，Ｑ４２並びにメインスイッチＱ４３，Ｑ４４はいずれもデッドタイムをはさんで交互にオン状態とされ、整流スイッチＱ４５，Ｑ４６は、駆動回路４２１による制御のもとメインスイッチＱ４１〜Ｑ４４のオン／オフに同期して交互にオン状態とされる。図７に示すフルブリッジコンバータ回路にはチョークコイルが設けられていないことから、これにより中間電源端子３，４間には、入力電源端子１，２間に供給される入力電圧Ｖｉ及びトランス４００の巻数比により決まる中間電圧Ｖｐが現れる。メインスイッチＱ４１〜Ｑ４４のデューティ（全期間に対して、メインスイッチＱ４１とＱ４４がいずれもオンしている期間又はメインスイッチＱ４２とＱ４３がいずれもオンしている期間の比率）はある決まった値に固定されており、このため図４〜図６に示したコンバータ回路と同様、中間電圧Ｖｐを安定化制御することはできない。つまり、図７に示すフルブリッジコンバータ回路も「絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路」である。
【００４８】
図７に示すフルブリッジコンバータ回路においてもチョークコイルが設けられていないことから、中間電圧Ｖｐを直流とするためには、トランス４００の１次側から２次側へ電力を連続的に伝送する必要がある。このような連続的な電力伝送は、メインスイッチＱ４１〜Ｑ４４のデューティを実質的に５０％に設定することによって実現可能である。また、メインスイッチＱ４１及びＱ４４の少なくとも一方がオフしており、且つ、メインスイッチＱ４２及びＱ４３の少なくとも一方がオフしている期間においても、寄生インダクタンス成分Ｌ４１とメインスイッチＱ４１〜Ｑ４４に並列な寄生容量成分Ｃ４１〜Ｃ４４による共振により、トランス４００の１次巻線４０１に流れる電流はすぐにゼロとはならず、ある傾きをもって漸減する。したがって、寄生インダクタンス成分Ｌ４１と寄生容量成分Ｃ４１〜Ｃ４４による共振電流をトランス４００の１次巻線４０１に流せる限度において、メインスイッチＱ４１〜Ｑ４４のデューティを小さく設定しても構わない。具体的には、メインスイッチＱ４１〜Ｑ４４に対して並列に共振用コンデンサを付加したり、メインスイッチＱ４１〜Ｑ４４のスイッチング周波数を高く設定することにより、メインスイッチＱ４１〜Ｑ４４のデューティを例えば３０％程度に設定することが可能である。
【００４９】
以上説明した各コンバータ回路においては、トランス（１００，２００，３００，４００）の１次側から２次側へ電力が連続的に伝送されることから、出力回路（１２０，２２０，３２０，４２０）にチョークコイルを用いる必要がない。出力回路（１２０，２２０，３２０，４２０）にチョークコイルが含まれていないのはこのためである。但し、このことは、ノイズ除去等の目的で出力回路（１２０，２２０，３２０，４２０）にインダクタを設けてはならないことを意味するものではない。
【００５０】
図８は、非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０として使用可能なバックコンバータ回路の回路図である。
【００５１】
図８に示すバックコンバータ回路は、中間電源端子３，４間に直列に接続されたメインスイッチＱ５１及び整流スイッチＱ５２と、整流スイッチＱ５２に並列接続された整流ダイオードＣＲ５１と、メインスイッチＱ５１と整流スイッチＱ５２との接続点Ａ３と出力電源端子５との間に接続されたチョークコイルＬ５１と、出力電源端子５，６間に接続された出力コンデンサＣ５１と、出力電源端子５，６間に現れる出力電圧Ｖｏに基づいてメインスイッチＱ５１をＰＷＭ制御する制御回路５００とを備えている。尚、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０側に出力コンデンサ（Ｃ１３，Ｃ２２，Ｃ３５，Ｃ４５）が備えられていない場合には、中間電源端子３，４間に入力コンデンサを設けることが好ましい。このことは、非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０側に入力コンデンサが設けられている場合には、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０側において出力コンデンサ（Ｃ１３，Ｃ２２，Ｃ３５，Ｃ４５）を省略しても構わないことを意味する。要するに、中間電源端子３，４間に接続されるコンデンサは、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０及び非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０のいずれに属していても構わない。
【００５２】
制御回路５００は、出力電源端子５，６間に現れる出力電圧Ｖｏに基づいてメインスイッチＱ５１をＰＷＭ制御するとともに、メインスイッチＱ５１のオン／オフに同期して、整流スイッチＱ５２をオン／オフさせる。具体的には、出力電圧Ｖｏが目標電圧よりも低い場合には、メインスイッチＱ５１のデューティ（全期間に対して、メインスイッチＱ５１がオンしている期間の比率）を高くすることによって出力電圧Ｖｏを上昇させ、出力電圧Ｖｏが目標電圧よりも高い場合には、メインスイッチＱ５１のデューティを低くすることによって出力電圧Ｖｏを低下させる。これにより、出力電源端子５，６間には、中間電源端子３，４間に供給される中間電圧Ｖｐ、メインスイッチＱ５１のデューティにより決まる出力電圧Ｖｏが現れるので、中間電源端子３，４間に供給される中間電圧Ｖｐが変動しても、出力電圧Ｖｏを目標電圧に維持することが可能となる。このように、図８に示すバックコンバータ回路は、「非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路」を構成している。
【００５３】
次に、本発明の好ましい実施の形態にかかるスイッチング電源装置について説明する。
【００５４】
図９は、本発明の好ましい実施の形態にかかるスイッチング電源装置の回路図である。本実施の形態にかかるスイッチング電源装置は、図１に示す基本構成において、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０として図４に示したプッシュプルコンバータ回路を用い、非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０として図８に示したバックコンバータ回路を用いている。
【００５５】
図１０は、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の動作波形図であり、（ａ）はメインスイッチＱ１１のドレイン−ソース間電圧（Ｑ１１−Ｖｄｓ）の波形を示し、（ｂ）はメインスイッチＱ１２のドレイン−ソース間電圧（Ｑ１２−Ｖｄｓ）の波形を示し、（ｃ）はメインスイッチＱ１１のドレイン電流（Ｑ１１−Ｉｄ）の波形を示し、（ｄ）はメインスイッチＱ１２のドレイン電流（Ｑ１２−Ｉｄ）の波形を示し、（ｅ）は整流スイッチＱ１３のドレイン電流（Ｑ１３−Ｉｄ）の波形を示し、（ｆ）は整流スイッチＱ１４のドレイン電流（Ｑ１４−Ｉｄ）の波形を示し、（ｇ）メインスイッチＱ５１のゲートに供給されるゲートパルスＳの波形を示し、（ｈ）はメインスイッチＱ５１のドレイン−ソース間電圧（Ｑ５１−Ｖｄｓ）の波形を示し、（ｉ）は整流スイッチＱ５２のドレイン−ソース間電圧（Ｑ５２−Ｖｄｓ）の波形を示し、（ｊ）はメインスイッチＱ５１のドレイン電流（Ｑ５１−Ｉｄ）の波形を示し、（ｋ）は整流スイッチＱ５２のドレイン電流（Ｑ５２−Ｉｄ）の波形を示している。
【００５６】
図１０（ａ），（ｂ）に示すように、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０に含まれるメインスイッチＱ１１，Ｑ１２のデューティＤ１は実質的に５０％に固定されており、これにより、図１０（ｃ），（ｄ）に示すようにメインスイッチＱ１１，Ｑ１２の一方には、ほぼ常にドレイン電流Ｑ１１−Ｉｄ，Ｑ１２−Ｉｄが流れている。デッドタイム期間においてはメインスイッチＱ１１，Ｑ１２の両方がオフ状態となるため、瞬間的にドレイン電流Ｑ１１−Ｉｄ，Ｑ１２−Ｉｄがゼロとなるが、この期間においては、寄生インダクタンス成分Ｌ１１及び寄生容量成分Ｃ１１，Ｃ１２による共振電流がトランス１００の１次巻線１０１に流れる。これにより、トランス１００の１次側から２次側へは電力が連続的に伝送される。トランス１００の２次巻線１０２に現れる２次側電圧は、図１０（ｅ），（ｆ）に示すように整流スイッチＱ１３，Ｑ１４によって整流される。そして、本実施の形態によるスイッチング電源装置においては、トランス１００の１次側から２次側へ電力が連続的に伝送されているので、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０にチョークコイルを用いなくとも、中間電源端子３，４間には実質的に直流である中間電圧Ｖｐが現れる。
【００５７】
かかる中間電圧Ｖｐは、非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０に供給され、非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０内の制御回路５００は、出力電圧Ｖｏが目標電圧に安定するよう、メインスイッチＱ５１にゲートパルスを供給する。つまり、図１０（ｇ）に示すように、メインスイッチＱ５１はＰＷＭ制御され、そのデューティＤ２は出力電圧Ｖｏに基づいて変化する。これにより、出力電源端子５，６間には安定した出力電圧Ｖｏが現れることになる。
【００５８】
そして、本実施の形態によるスイッチング電源装置においては、出力電圧Ｖｏを安定化制御する制御ループが後段の非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０のみによって構成され、前段の絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０が制御ループに含まれないことから、高周波領域まで制御ゲインを上げることができ、高い応答性を実現することができる。また、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０及び非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０においてデューティを高く設定することが可能となるので、１段構成である通常のスイッチング電源装置に比べて高い変換効率を得ることが可能となる。
【００５９】
次に、本発明の好ましい他の実施の形態にかかるスイッチング電源装置について説明する。
【００６０】
図１１は、本発明の好ましい他の実施の形態にかかるスイッチング電源装置の回路図である。本実施の形態にかかるスイッチング電源装置は、図９に示したスイッチング電源装置の駆動回路１１１を駆動回路１１２に置き換えるとともに、検出回路１１３を追加した点以外は、図９に示したスイッチング電源装置と同じ構成を有している。
【００６１】
駆動回路１１２は、検出回路１１３より供給される検出信号１１３ａに基づき、メインスイッチＱ１１，Ｑ１２のデューティを２段階に切り替える。具体的には、検出信号１１３ａが通常動作状態であることを示している場合には、メインスイッチＱ１１，Ｑ１２のデューティを実質的に５０％に固定する一方、検出信号１１３ａが非通常動作状態であることを示している場合には、メインスイッチＱ１１，Ｑ１２のデューティを非常に小さい値に固定する。ここで、「非通常動作状態」とは、スイッチング電源装置が動作を開始した直後の状態及び出力電流が過電流である状態の少なくとも一方を指し、検出回路１１３はこれらの少なくとも一方を検出すると、検出信号１１３ａを用いて駆動回路１１２にこれを報知する。
【００６２】
検出信号１１３ａが非通常動作状態であることを示している場合のデューティは、寄生インダクダンス成分Ｌ１１をＬ_１１とした場合、メインスイッチＱ１１又はＱ１２がターンオンした後、メインスイッチＱ１１又はＱ１２のドレイン電流Ｑ１１−Ｉｄ又はＱ１２−ＩｄがＶｉ／Ｌ_１１の傾きをもって増大する期間、すなわち、トランス１００の１次巻線１０１に印加される電圧がＶｉに達しない期間においてメインスイッチＱ１１又はＱ１２がターンオフするような値に設定される。ここでいう「トランス１００の１次巻線１０１」とは、純粋にトランス１００の１次巻線１０１を指し、リーケージインダクタンスや配線の寄生インダクタンスは含まれない。具体的なデューティはＬ_１１の値等によって異なるが、例えば５％程度の非常に小さい値に設定される。
【００６３】
デューティがこのように小さい値に設定されると、中間電圧Ｖｐは入力電圧Ｖｉ及びトランス１００の巻数比により決まる電圧未満となるので、入力電源端子１，２に接続される直流電源（図示せず）より流入する入力電流Ｉｉ及び出力電源端子５，６に接続される直流負荷（図示せず）に供給される出力電流Ｉｏが大きく制限される。したがって、当該非通常動作状態が動作開始直後の状態である場合には突入電流を大幅に抑制することができ、当該非通常動作状態が過電流状態である場合には速やかに過電流状態を解消することが可能となる。
【００６４】
このように、本実施形態にかかるスイッチング電源装置によれば、上述した実施形態にかかるスイッチング電源装置の効果に加え、入力電源端子１，２に接続される直流電源を突入電流から保護したり、過電流状態からスイッチング電源装置を保護することが可能となる。
【００６５】
次に、本発明の好ましいさらに他の実施の形態にかかるスイッチング電源装置について説明する。
【００６６】
図１２は、本発明の好ましいさらに他の実施の形態にかかるスイッチング電源装置の回路図である。本実施の形態にかかるスイッチング電源装置は、図３に示す基本構成における絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０として、図４に示したプッシュプルコンバータ回路の駆動回路１２１を駆動回路１２２に置き換えるとともに、コンパレータ１２３及び電流検出部１３０を追加した回路を２つ用い（絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−１及び１０−２）、非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０として図８に示したバックコンバータ回路を２つ用いている（非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０−１及び２０−２）。絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−１と絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−２は、互いに同じ回路構成を有しており、非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０−１と非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０−２も、互いに同じ回路構成を有している。
【００６７】
電流検出部１３０は、２次巻線１０２のセンタータップと中間電源端子４との間に接続された抵抗１３１と、非反転入力端子（＋）が抵抗１３１の一端（２次巻線１０２のセンタータップ）に接続され、反転入力端子（−）が抵抗１３１の他端（中間電源端子４）に接続されたオペアンプ１３２と、オペアンプ１３２の反転入力端子（−）と出力端子との間に並列接続された抵抗１３３及びコンデンサ１３４とを備えて構成されている。オペアンプ１３２、抵抗１３３及びコンデンサ１３４は積分回路を構成している。このため、オペアンプ１３２の出力電圧１３０ａ及び１３０ｂは、それぞれ絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−１及び１０−２の出力電流の平均値を示すことになる。
【００６８】
図１２に示すように、コンパレータ１２３にはオペアンプ１３２の出力電圧１３０ａ及び１３０ｂが供給される。具体的には、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−１に含まれるオペアンプ１３２の非反転入力端子（＋）には絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−１に含まれるオペアンプ１３２の出力電圧１３０ａが供給され、反転入力端子（−）には絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−２に含まれるオペアンプ１３２の出力電圧１３０ｂが供給される。これとは逆に、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−２に含まれるオペアンプ１３２の非反転入力端子（＋）には絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−２に含まれるオペアンプ１３２の出力電圧１３０ｂが供給され、反転入力端子（−）には絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−１に含まれるオペアンプ１３２の出力電圧１３０ａが供給される。
【００６９】
駆動回路１２２は、対応するコンパレータ１２３より供給される検出信号１２３ａ又は１２３ｂに基づき、整流スイッチＱ１３，Ｑ１４のデューティを調整する。具体的には、対応する検出信号１２３ａ又は１２３ｂがローレベルである場合（当該絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の平均出力電流の方が低い場合）には、整流スイッチＱ１３，Ｑ１４のデューティを実質的に５０％に設定し、対応する検出信号１２３ａ又は１２３ｂがハイレベルである場合（当該絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の平均出力電流の方が高い場合）には、整流スイッチＱ１３，Ｑ１４のデューティを現在の値よりも低下させる。
【００７０】
整流スイッチＱ１３，Ｑ１４のデューティが実質的に５０％未満である場合、その分、整流ダイオードＣＲ１１，ＣＲ１２によって整流されることになる。したがって、整流スイッチＱ１３，Ｑ１４のデューティを変化させるということは、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０の出力インピーダンスを変化させることに他ならない。
【００７１】
絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０は、出力電圧を安定化させる機能を有していないため、安定化機能を有する通常のＤＣ／ＤＣコンバータ回路のように出力インピーダンスを概略ゼロとみなすことはできず、その出力電圧は、入力電圧Ｖｉ、トランス１００の巻数比、出力インピーダンス及び出力電流によって決まる。このことは、各絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０間において出力インピーダンスに個体差があると、出力電流にアンバランスが生じることを意味する。
【００７２】
図１２に示すコンパレータ１２３はこのような出力電流差（Ｉ１−Ｉ２及びＩ２−Ｉ１）を検出するための要素であり、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−１に含まれるコンパレータ１２３はＩ１−Ｉ２を検出し、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−２に含まれるコンパレータ１２３はＩ２−Ｉ１を検出する。コンパレータ１２３の出力である検出信号１２３ａ又は１２３ｂは駆動回路１２２に供給され、駆動回路１２２はこれに基づいて上述の通り整流スイッチＱ１３，Ｑ１４のデューティを調整する。
【００７３】
例えば、
Ｉ１＞Ｉ２
であるために、検出信号１２３ａがハイレベル、検出信号１２３ｂがローレベルであれば、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−１内の同期整流回路のデューティが低下させられ、実質的に５０％未満となる一方、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−２内の同期整流回路のデューティが実質的に５０％に設定される。これにより、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−１内の同期整流回路は、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−２内の同期整流回路に比べてダイオード整流する期間が増えることから、出力インピーダンスが高められる。その結果、出力電流Ｉ１が減少、出力電流Ｉ２が増加し、出力インピーダンスのアンバランスが解消される。逆の場合（Ｉ１＜Ｉ２の場合）も同様にして出力インピーダンスのアンバランスが解消される。
【００７４】
このように、本実施形態にかかるスイッチング電源装置においては、複数の絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０（１０−１，１０−２）が並列に接続されていることから、各絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０（１０−１，１０−２）により出力電流が供給されるので大型のコンバータを用いることなく、出力定格値を高めることができる。また絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０（１０−１，１０−２）の一方が停止した場合でも他方のコンバータから電流が供給され、電源装置全体の停止には至らないことから高い信頼性を得ることが可能となる。また、本実施形態にかかるスイッチング電源装置においては、各絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０（１０−１，１０−２）の出力電流値がほぼ等しくなるよう制御されることから、スイッチング電源装置全体の信頼性を大幅に高めることが可能となる。
【００７５】
本発明は、以上の実施形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。
【００７６】
例えば、本発明は３個以上のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を従属接続したタイプのスイッチング電源装置に適用することも可能である。この場合、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ回路として非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を用い、その他のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の少なくとも一つ、好ましくは全部に絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を用いればよい。
【００７７】
また、本発明において前段の絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路と後段の非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路とは、必ずしも互いに近傍に配置されている必要はなく、両者が離間して配置されていても構わない。したがって、例えば、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路と非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路とが別個のプリント基板上に形成されているような場合であっても、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力端子と非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の入力端子とを接続することにより２段構成のスイッチング電源装置を構成すれば、このようなスイッチング電源装置は本発明の範囲に含まれる。
【００７８】
さらに、図１２に示す実施形態においては、同期整流回路のデューティに基づいて各絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０の出力インピーダンスを調整しているが、出力インピーダンスの調整方法としてはこれに限定されず、他の方法、例えば、整流スイッチＱ１３，Ｑ１４の制御電圧（ゲート電圧）を変化させることによって行っても構わない。この場合、駆動回路１２２は、対応する検出信号１２３ａがローレベルである場合（当該絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流の方が低い場合）にはゲート電圧を十分に高く設定し、対応する検出信号１２３ａがハイレベルである場合（当該絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流の方が高い場合）にはゲート電圧を現在のレベルよりも低く設定すればよい。
【００７９】
尚、図１２に示す実施形態においては、２個の絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−１及び１０−２を並列に接続しているが、これを３個以上並列接続することも可能である。この場合においても、各絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０（１０−１，１０−２，１０−３・・・）の出力電流（Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３・・・）を比較し、これらがほぼ一致するように、各絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０内の同期整流回路のデューティを調整すればよい。
【００８０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によるスイッチング電源装置は、高周波領域まで制御ゲインを上げられることから高い応答性を実現することができ、また、各ＤＣ／ＤＣコンバータ回路においてデューティを高く設定することができることから高い変換効率を得ることが可能となる。
【００８１】
さらに、本発明をマルチ出力のスイッチング電源装置に適用すれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の数を大幅に削減することができるので、高集積化や低コスト化を実現することが可能となる。
【００８２】
さらに、本発明において複数の絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を並列に接続すれば、各絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路により出力電流が供給されるので大型のコンバータを用いることなく、出力定格値を高めることができる。また絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路のうちいずれかが停止した場合でも他のコンバータから電流が供給され、電源装置全体の停止には至らないことから高い信頼性を得ることが可能となる。この場合、各絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流値がほぼ等しくなるよう出力インピーダンスを調整すれば、スイッチング電源装置全体の信頼性を大幅に高めることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるスイッチング電源装置の基本構成を概略的に示すブロック図である。
【図２】本発明をマルチ出力のスイッチング電源装置に適用した場合の基本構成を概略的に示すブロック図である。
【図３】本発明をマルチ出力のスイッチング電源装置に適用し、さらに、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を並列に設けた場合の基本構成を概略的に示すブロック図である。
【図４】絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０として使用可能なプッシュプルコンバータ回路の回路図である。
【図５】絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０として使用可能なフォワードコンバータ回路の回路図である。
【図６】絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０として使用可能なハーフブリッジコンバータ回路の回路図である。
【図７】絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０として使用可能なフルブリッジコンバータ回路の回路図である。
【図８】非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０として使用可能なバックコンバータ回路の回路図である。
【図９】本発明の好ましい実施の形態にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【図１０】図９に示すスイッチング電源装置の動作波形図である。
【図１１】本発明の好ましい他の実施の形態にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【図１２】本発明の好ましいさらに他の実施の形態にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【図１３】従来の２段構成のスイッチング電源装置の等価回路図である。
【符号の説明】
１，２入力電源端子
３，４中間電源端子
５，６出力電源端子
１０絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路
２０非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路
１００，２００，３００，４００，５００トランス
１０１，２０１，３０１，４０１，５０１１次巻線
１０２，２０２，３０２，４０２，５０２２次巻線
１１０，２１０，３１０，４１０，５１０スイッチング回路
１１１，１１２，１２１，２１１，２２１，３１１，３２１，４１１，４２１，５１１，５２１駆動回路
１１３検出回路
１１３ａ検出信号
１２３コンパレータ
１２３ａ，１３２ｂ検出信号
１３０電流検出回路
１３０ａ，１３０ｂオペアンプ１３２の出力電圧
１３１，１３３抵抗
１３２オペアンプ
１３４コンデンサ
１２０，２２０，３２０，４２０，５２０出力回路
５００制御回路
Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ３１，Ｑ３２，Ｑ４１〜Ｑ４４，Ｑ５１メインスイッチ
Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ２２，Ｑ３３，Ｑ３４，Ｑ４５，Ｑ４６，Ｑ５２整流スイッチ
Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ３３，Ｃ３４，Ｃ４１〜Ｃ４４寄生容量成分
Ｃ３１，Ｃ３２入力コンデンサ
Ｃ１３，Ｃ２２，Ｃ３５，Ｃ４５，Ｃ５１出力コンデンサ
ＣＲ１１，ＣＲ１２，ＣＲ２１，ＣＲ３１，ＣＲ３２，ＣＲ４１，ＣＲ４２、ＣＲ５１整流ダイオード
Ｌ１１，Ｌ２１，Ｌ３１，Ｌ４１寄生インダクタンス成分
Ｌ５１チョークコイル
Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ｂ１，Ｂ２接続点
Ｓゲートパルス[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply, and more particularly to a multi-stage switching power supply in which a plurality of DC / DC converter circuits are connected in series.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, a so-called DC / DC converter circuit has been known as a kind of switching power supply device. In a typical DC / DC converter circuit, after a DC input is once converted to an AC using a switching circuit, the DC input is transformed (step-up or step-down) using a transformer, and is again converted to a DC using an output circuit. A DC output having a voltage different from the input voltage can be obtained.
[0003]
In contrast to such a normal switching power supply device including only one DC / DC converter circuit, a switching power supply device of a type in which two DC / DC converter circuits are connected in series has recently been proposed (Non-Patent Document 1). reference). As the two DC / DC converter circuits connected in series, for example, a non-insulated DC / DC converter circuit such as a buck converter circuit is used in the front stage, and an insulated DC / DC converter circuit such as a half bridge converter circuit is used in the rear stage. Stabilizes the output of the non-insulated DC / DC converter circuit, and fixes the duty of the switching element included in the subsequent insulated DC / DC converter circuit to a certain amount, thereby obtaining the final output voltage. Can be stabilized at a desired level. By employing such a configuration, a relatively low output voltage can be obtained with high efficiency and stability, and thus it is suitable as a power supply device for a computer, for example.
[0004]
[Non-Patent Document 1] P.C. of IEEE APEC [Applied Power Electronics Conference] 2001 Alou et al., "Buck + Half Bridge (d = 50%) Topology Applied to very Low Voltage Voltage Power Converters"
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional switching power supply having a two-stage configuration has a problem that its responsiveness is lower than that of a normal switching power supply having a one-stage configuration. Hereinafter, the cause will be described.
[0005]
FIG. 13 is an equivalent circuit diagram of a conventional two-stage switching power supply device.
[0006]
As shown in FIG. 13, the switching power supply of the two-stage configuration has a pulse Vinp generation source and a load R _Load Can be represented by an equivalent circuit in which two LC filter circuits are connected to the output terminal to which is connected. Here, the pulse Vinp is a pulse-like power waveform generated by a switching element included in the first-stage DC / DC converter circuit (a buck converter circuit in Non-Patent Document 1), and the inductance L1 is the first-stage DC / DC converter circuit. This is an inductor that constitutes a converter circuit. The capacitance C1 is the combined capacitance of two capacitors provided on the primary side of the second-stage DC / DC converter circuit (half-bridge converter circuit in Non-Patent Document 1), and the inductance L2 is the second-stage DC / DC converter circuit. This is an output inductor provided on the secondary side of the / DC converter circuit, and the capacitance C2 is an output capacitor provided on the secondary side of the second stage DC / DC converter circuit.
[0007]
As described above, in the two-stage switching power supply device, the two-stage LC filter circuits are equivalently connected in series, so that the first-stage switching power supply device has the first-stage configuration. Since the LC filter circuit (inductance L1 and capacitance C1) exists, the control gain cannot be increased to a high frequency range. For this reason, it is necessary to set the switching frequency low and the control gain low, which makes it difficult to improve the responsiveness.
[0008]
Accordingly, an object of the present invention is to provide a switching power supply device in which a plurality of DC / DC converter circuits are connected in series, and which has improved responsiveness.
[0009]
On the other hand, a computer or the like is composed of a large number of devices, and some of them may have different operating voltages from each other. For this reason, for example, when a conventional multi-stage switching power supply device is adopted as a power supply device for a computer, there is a problem that the number of DC / DC converter circuits becomes very large. For example, when three types of operating voltages are required, if a conventional switching power supply having a two-stage configuration is used, the number of DC / DC converter circuits is required to be six (= 3 × 2), and high integration is achieved. And cost reduction becomes difficult.
[0010]
Therefore, another object of the present invention is a switching power supply device in which a plurality of DC / DC converter circuits are connected in series, and which can suppress an increase in the number of converters even when a plurality of operating voltages are required. It is to provide a power supply.
[0011]
Also, a plurality of switching power supply devices may be provided in parallel for the purpose of increasing the maximum output current in the switching power supply device or for preventing the power supply system from stopping even if one converter is damaged. In this case, in order to enhance the reliability of the entire switching power supply device, it is desirable to control the output current values of the switching power supply devices connected in parallel to be substantially equal to each other.
[0012]
Therefore, still another object of the present invention is to provide a switching power supply device including a plurality of DC / DC converter circuits connected in parallel and a DC / DC converter circuit connected in series to the plurality of DC / DC converter circuits. Is to substantially equalize the output currents of a plurality of DC / DC converter circuits connected in parallel.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
A switching power supply according to the present invention includes a plurality of isolated first DC / DC converter circuits connected in parallel, and a non-insulated second DC / DC converter circuit commonly connected to each first DC / DC converter circuit. A DC / DC converter circuit, wherein the first DC / DC converter circuit has a function of continuously transmitting power from a primary side to a secondary side of a transformer, and the second DC / DC converter circuit The converter circuit has a function of stabilizing an output voltage.
[0014]
According to the present invention, a high response can be realized because the control gain can be increased to a high frequency range, and a high duty can be set in the first and second DC / DC converter circuits. Conversion efficiency can be obtained. Further, in the first DC / DC converter circuit, since power is continuously transmitted from the primary side to the secondary side of the transformer, the output of the first DC / DC converter circuit is not pulsed. Therefore, the choke coil for smoothing the pulse voltage can be eliminated. Further, since the plurality of first DC / DC converter circuits are connected in parallel, the maximum output current can be easily increased. Further, even when one of the first DC / DC converter circuits stops, the entire power supply device does not stop, so that high reliability can be obtained.
[0015]
In this case, it is preferable that any one of the plurality of first DC / DC converter circuits has an output impedance adjusting function. If the output current values of the first DC / DC converter circuits are set to be substantially equal using the output impedance adjustment function, it is possible to greatly increase the reliability of the entire switching power supply device. The output impedance is preferably adjusted by changing the operation state of the synchronous rectifier circuit. Specifically, this can be done by changing the duty of the synchronous rectifier circuit, and by changing the control voltage to the rectifier switch included in the synchronous rectifier circuit.
[0016]
In a preferred embodiment of the present invention, each of the plurality of first DC / DC converter circuits includes an output current of the first DC / DC converter circuit and an output current of another first DC / DC converter circuit. And a second means for adjusting output impedance based on a detection result by the first means. In this case, it is preferable that the first means detects a difference between an output average current of the first DC / DC converter circuit and an output average current of another first DC / DC converter circuit. . In this way, when it is detected that the output current of a certain first DC / DC converter circuit is larger than the output current of another first DC / DC converter circuit, the first DC / DC converter If the output impedance of the circuit is increased, the imbalance of the output current can be quickly eliminated.
[0017]
Further, in the present invention, it is possible to provide a plurality of the second DC / DC converter circuits. In this case, the number of DC / DC converter circuits can be significantly reduced as compared with the related art, so that high integration and low cost can be realized.
[0018]
In a preferred embodiment of the present invention, the first DC / DC converter circuit includes a switching circuit provided on a primary side of the transformer, and at least in a normal operation state, a duty of the switching circuit is reduced. Is fixed. In this case, it is preferable that the switching circuit includes at least one main switch and a resonance capacitor connected in parallel to the main switch. By providing such a resonance capacitor, continuous power transmission from the primary side to the secondary side of the transformer can be realized even if the duty is set to a certain low value.
[0019]
In another preferred embodiment of the present invention, when at least one of a state immediately after the start of operation and a state where the output current is an overcurrent, the duty of the switching circuit is set to a value lower than the duty in the normal operation state. Fixed to. Here, it is preferable that the low value is a value at which the main switch is turned off during a period in which the voltage applied to the primary winding of the transformer does not reach the input voltage after the main switch is turned on. . Here, the “primary winding of the transformer” purely refers to the primary winding of the transformer, and does not include leakage inductance or parasitic inductance of wiring. According to this, the DC power supply connected to the input power supply terminal of the first DC / DC converter circuit can be protected from an inrush current, and the present switching power supply device can be protected from an overcurrent state.
[0020]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram schematically showing a basic configuration of a switching power supply according to the present invention. As shown in FIG. 1, the switching power supply according to the basic configuration of the present invention includes an insulated non-stabilized DC / DC connected between a pair of input power terminals 1 and 2 and a pair of intermediate power terminals 3 and 4. The circuit includes a converter circuit 10 and a non-insulated stabilized DC / DC converter circuit 20 connected between a pair of intermediate power terminals 3 and 4 and a pair of output power terminals 5 and 6. The insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10 constitutes a preceding DC / DC converter circuit, and the non-insulated stabilized DC / DC converter circuit 20 constitutes a subsequent DC / DC converter circuit.
[0021]
The insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10 is a DC / DC converter circuit that does not stabilize and control the intermediate voltage Vp which is an output by feedback of the intermediate voltage Vp and the output voltage Vo. , 2 and the intermediate power supply terminals 3, 4 are insulated from each other. Various types of isolated DC / DC converter circuits, for example, a push-pull converter circuit, a forward converter circuit, a half-bridge converter circuit, a full-bridge converter circuit, and the like are used as the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10. be able to.
[0022]
On the other hand, the non-isolated stabilized DC / DC converter circuit 20 is a DC / DC converter circuit that stabilizes and controls the output voltage Vo by feeding back the output voltage Vo. , 6 are not insulated from the DC / DC converter circuit. As the non-insulated stabilized DC / DC converter circuit 20, various non-insulated DC / DC converter circuits, for example, a buck converter circuit or the like can be used.
[0023]
According to such a configuration, the control loop for stabilizing and controlling the output voltage Vo does not include the isolated non-stabilized DC / DC converter circuit 10 in the preceding stage, so that the conventional switching power supply device having the single-stage configuration has The control gain can be increased up to a similar high-frequency region, so that high responsiveness can be realized. In general, when PWM control is performed on a DC / DC converter circuit, a higher duty generally results in a smaller loss. For this reason, if the DC / DC converter circuit has a two-stage configuration as in the above basic configuration, it is possible to set a high duty in each DC / DC converter circuit. It is possible to obtain higher conversion efficiency than the device.
[0024]
FIG. 2 is a block diagram schematically showing a basic configuration when the present invention is applied to a multi-output switching power supply. The switching power supply device shown in FIG. 2 includes an insulating unstabilized DC / DC converter circuit 10 connected between a pair of input power terminals 1 and 2 and a pair of intermediate power terminals 3 and 4, and a pair of intermediate power A plurality of pairs of output power terminals 5 and 6 (a pair of output power terminals 5-1 and 6-1; a pair of output power terminals 5-2 and 6-2; and a pair of output power terminals 5-3 and 6-6). 3) are connected between the non-insulated stabilized DC / DC converter circuits 20 (20-1, 20-2, 20-3,...). Between the output power terminals 5 and 6 (between the output power terminals 5-1 and 6-1; between the output power terminals 5-2 and 6-2; between the output power terminals 5-3 and 6-3 ... ), Different output voltages Vo (output voltages Vo1, Vo2, Vo3,...) Appear, and devices having corresponding operating voltages are connected.
[0025]
As described above, various isolated DC / DC converter circuits can be used as the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10, and each of the non-insulated stabilized DC / DC converter circuits 20 (20- , 20-2, 20-3,...), As described above, various non-insulated DC / DC converter circuits can be used. Each of the non-insulated stabilized DC / DC converter circuits 20 (20-1, 20-2, 20-3,...) May be a DC / DC converter circuit having the same configuration, or a part thereof. Alternatively, the DC / DC converter circuits may have entirely different configurations.
[0026]
As shown in FIG. 2, if the present invention is applied to a multi-output switching power supply device, the number of DC / DC converter circuits can be significantly reduced as compared with the related art. For example, when three types of output voltages (Vo1, Vo2, Vo3) are generated in a conventional switching power supply having a two-stage configuration, six (= 3 × 2) DC / DC converter circuits are required. According to the present invention, only four (= 1 + 3) are required. Therefore, high integration and low cost can be realized.
[0027]
FIG. 3 is a block diagram schematically showing a basic configuration in a case where the present invention is applied to a multi-output switching power supply device and further, an insulation type non-stabilized DC / DC converter circuit is provided in parallel. The switching power supply device shown in FIG. 3 includes a plurality of insulated non-stabilized DC / DC converter circuits 10 (10) connected in parallel between a pair of input power terminals 1 and 2 and a pair of intermediate power terminals 3 and 4. -1, 10-2, 10-3...), A pair of intermediate power terminals 3 and 4, and a plurality of pairs of output power terminals 5 and 6 (a pair of output power terminals 5-1 and 6-1; A non-insulated stabilized DC / DC converter circuit 20 (20-1) connected between a pair of terminals 5-2 and 6-2 and a pair of output power terminals 5-3 and 6-3. , 20-2, 20-3,...). Between the output power terminals 5 and 6 (between the output power terminals 5-1 and 6-1; between the output power terminals 5-2 and 6-2; between the output power terminals 5-3 and 6-3 ... ), Different output voltages Vo (output voltages Vo1, Vo2, Vo3,...) Appear, and devices having corresponding operating voltages are connected.
[0028]
Also in this example, various isolated DC / DC converter circuits are used as each of the isolated unstabilized DC / DC converter circuits 10 (10-1, 10-2, 10-3,...). Various non-insulated DC / DC converter circuits can be used as the non-insulated stabilized DC / DC converter circuits 20 (20-1, 20-2, 20-3,...). it can. Each of the non-insulated stabilized DC / DC converter circuits 20 (20-1, 20-2, 20-3,...) May be a DC / DC converter circuit having the same configuration, or a part thereof. Alternatively, the DC / DC converter circuits may have entirely different configurations.
[0029]
As shown in FIG. 3, if the present invention is applied to a multi-output switching power supply device, and furthermore, an insulation type unstabilized DC / DC converter circuit is provided in parallel, each insulation type unstabilized DC / DC converter circuit is provided. Since the output current is supplied by 10 (10-1, 10-2, 10-3,...), The output rated value can be increased without using a large converter. Also, even if one of the stabilized DC / DC converter circuits 10 (10-1, 10-2, 10-3,...) Is stopped, the current is supplied from another converter, so that the entire power supply device is stopped. Is not reached, leading to improvement in reliability. In this case, if the output current values of each of the insulation type unstabilized DC / DC converter circuits 10 (10-1, 10-2, 10-3,...) Are controlled to be substantially equal to each other, the entire switching power supply device can be controlled. The reliability can be greatly increased. A method for achieving this will be described later.
[0030]
FIG. 4 is a circuit diagram of a push-pull converter circuit that can be used as the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10.
[0031]
The push-pull converter circuit shown in FIG. 4 includes a transformer 100, a switching circuit 110 provided on the primary side of the transformer 100, and an output circuit 120 provided on the secondary side of the transformer 100. The switching circuit 110 includes a main switch Q11 connected between one end of the primary winding 101 of the transformer 100 and the input power supply terminal 2, and a main switch Q11 connected between the other end of the primary winding 101 of the transformer 100 and the input power supply terminal 2. And a main switch Q12 connected between them. The input power supply terminal 1 is connected to the center tap of the primary winding 101 of the transformer 100. The output circuit 120 includes a rectifier switch Q13 connected between one end of the secondary winding 102 of the transformer 100 and the intermediate power supply terminal 3, and the other end of the secondary winding 102 of the transformer 100 and the intermediate power supply terminal 3 , A rectifier diode CR11 connected in parallel with the rectifier switch Q13, a rectifier diode CR12 connected in parallel with the rectifier switch Q14, and an output connected between the intermediate power supply terminals 3 and 4. The intermediate power supply terminal 4 is connected to the center tap of the secondary winding 102 of the transformer 100.
[0032]
The main switches Q11 and Q12 are alternately turned on with a dead time under control of the drive circuit 111, and the rectifier switches Q13 and Q14 are turned on under control of the drive circuit 121. And turned on alternately in synchronization with / off. Since no choke coil is provided in the push-pull converter circuit shown in FIG. 4, the input voltage Vi supplied between the input power terminals 1 and 2 An intermediate voltage Vp determined by the turns ratio appears.
[0033]
Here, the duty of the main switches Q11 and Q12 is fixed to a certain fixed value. For this reason, the push-pull converter circuit shown in FIG. 4 cannot stabilize the intermediate voltage Vp, and if the input voltage Vi changes, the intermediate voltage Vp also changes. That is, the push-pull converter circuit shown in FIG. 4 is an “insulated non-stabilized DC / DC converter circuit”.
[0034]
Although the specific duty is not particularly limited, since the push-pull converter circuit shown in FIG. 4 is not provided with a choke coil, in order to make the intermediate voltage Vp DC, at least the transformer 100 It is necessary to continuously transmit power from the primary side to the secondary side. “Continuous transmission” means a state in which there is no period during which power transmission from the primary side to the secondary side is interrupted (becomes zero), and a current always flows through the primary winding 101 of the transformer 100. I do.
[0035]
Such continuous power transmission is realized by setting the duty of the main switches Q11 and Q12 (the ratio of the period during which the main switch Q11 or Q12 is on to the entire period) to substantially 50%. It is possible. If the duty of the main switches Q11 and Q12 is set to substantially 50%, one of the main switches Q11 and Q12 is always turned on except for the dead time, so that the transformer 100 goes from the primary side to the secondary side. Power will be transmitted continuously.
[0036]
Also in the dead time period, the current flowing through the primary winding 101 of the transformer 100 is reduced by the resonance caused by the parasitic inductance component L11, the parasitic capacitance component C11 parallel to the main switch Q11, and the parasitic capacitance component C12 parallel to the main switch Q12. It does not become zero immediately, but gradually decreases with a certain slope. For this reason, continuous power transmission can be realized. This means that the duty of the main switches Q11 and Q12 is substantially less than 50% as long as the resonance current due to the parasitic inductance component L11, the parasitic capacitance component C11, and the parasitic capacitance component C12 can flow through the primary winding 101 of the transformer 100. It means that it can be set. That is, even if the period in which both the main switches Q11 and Q12 are off is long to some extent, it is possible to realize continuous power transmission by the resonance current. Specifically, by adding a resonance capacitor in parallel with the main switches Q11 and Q12, the period during which the resonance current flows through the primary winding 101 of the transformer 100 is positively extended, If the switching frequency of Q12 is set high, continuous power transmission can be realized even when the duty of main switches Q11 and Q12 is set to, for example, about 30%.
[0037]
FIG. 5 is a circuit diagram of a forward converter circuit that can be used as the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10.
[0038]
The forward converter circuit shown in FIG. 5 includes a transformer 200, a switching circuit 210 provided on the primary side of the transformer 200, and an output circuit 220 provided on the secondary side of the transformer 200. The switching circuit 210 includes a main switch Q21 connected between one end of the primary winding 201 of the transformer 200 and the input power supply terminal 2, and the input power supply terminal 1 is connected to the other ends of the primary winding 201 of the transformer 200. Connected to the end. The output circuit 220 includes a rectifier switch Q22 connected between one end of the secondary winding 102 of the transformer 200 and the intermediate power supply terminal 4, a rectifier diode CR21 connected in parallel to the rectifier switch Q22, and an intermediate power supply terminal. And an output capacitor C22 connected between the terminals 3 and 4. The intermediate power supply terminal 3 is connected to the other end of the secondary winding 202 of the transformer 200.
[0039]
The main switch Q21 switches under a control of the drive circuit 211 at a fixed duty (the ratio of the period during which the main switch Q21 is on to the entire period), and the rectification switch Q22 is controlled by the drive circuit 221. Under control, switching is performed in synchronization with the main switch Q21. Since the forward converter circuit shown in FIG. 5 is not provided with a choke coil, the input voltage Vi supplied between the input power terminals 1 and 2 and the number of turns of the transformer 200 are provided between the intermediate power terminals 3 and 4. An intermediate voltage Vp determined by the ratio appears. As described above, since the duty of the main switch Q21 is fixed to a certain fixed value, the intermediate voltage Vp cannot be stably controlled as in the converter circuit shown in FIG. That is, the forward converter circuit shown in FIG. 5 is also an “insulated non-stabilized DC / DC converter circuit”.
[0040]
Since no choke coil is provided in the forward converter circuit shown in FIG. 5, it is necessary to continuously transmit power from the primary side to the secondary side of the transformer 200 in order to make the intermediate voltage Vp DC. is there. Such continuous power transmission can be realized by setting the duty of the main switch Q21 to approximately 100%. Further, even during the period in which the main switch Q21 is off, the current flowing through the primary winding 201 of the transformer 200 immediately becomes zero due to the resonance caused by the parasitic inductance component L21 and the parasitic capacitance component C21 parallel to the main switch Q21. Rather, it gradually decreases with a certain slope. Therefore, the duty of the main switch Q21 may be set to be small as long as the resonance current due to the parasitic inductance component L21 and the parasitic capacitance component C21 can flow through the primary winding 201 of the transformer 200. Specifically, the duty of the main switch Q21 can be set to, for example, about 60% by adding a resonance capacitor in parallel with the main switch Q21 or setting the switching frequency of the main switch Q21 high. It is.
[0041]
FIG. 6 is a circuit diagram of a half-bridge converter circuit that can be used as the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10.
[0042]
The half bridge converter circuit shown in FIG. 6 includes a transformer 300, a switching circuit 310 provided on the primary side of the transformer 300, and an output circuit 320 provided on the secondary side of the transformer 300. The switching circuit 310 includes input capacitors C31 and C32 connected in series between the input power terminals 1 and 2, and main switches Q31 and Q32 connected in series between the input power terminals 1 and 2. One end of the primary winding 301 of the transformer 300 is connected to a connection point A1 of the input capacitors C31 and C32, and the other end of the primary winding 301 of the transformer 300 is connected to a connection point B1 of the main switches Q31 and Q32. I have. The output circuit 320 has the same configuration as that of the output circuit 120 shown in FIG. 4, and includes a rectifier switch Q33 connected between one end of the secondary winding 302 of the transformer 300 and the intermediate power supply terminal 3. A rectifier switch Q34 connected between the other end of the secondary winding 302 of the transformer 300 and the intermediate power supply terminal 3, a rectifier diode CR31 connected in parallel with the rectifier switch Q33, and a rectifier switch CR34 connected in parallel. Rectifier diode CR32 and an output capacitor C35 connected between the intermediate power supply terminals 3 and 4. The intermediate power supply terminal 4 is connected to the center tap of the secondary winding 302 of the transformer 300.
[0043]
The main switches Q31 and Q32 are alternately turned on with a dead time under control of the drive circuit 311. The rectifier switches Q33 and Q34 are turned on and off under the control of the drive circuit 321. And turned on alternately in synchronization with / off. Since no choke coil is provided in the half-bridge converter circuit shown in FIG. 6, the input voltage Vi supplied between the input power terminals 1 and 2 and the An intermediate voltage Vp determined by the turns ratio appears. The duty of the main switches Q31 and Q32 (the ratio of the period during which the main switch Q31 or Q32 is on to the entire period) is fixed to a certain fixed value. Therefore, the converter shown in FIGS. Similarly to the circuit, the intermediate voltage Vp cannot be stably controlled. That is, the half-bridge converter circuit shown in FIG. 6 is also an “insulated non-stabilized DC / DC converter circuit”.
[0044]
Since no choke coil is provided in the half-bridge converter circuit shown in FIG. 6, it is necessary to continuously transmit power from the primary side to the secondary side of the transformer 300 in order to make the intermediate voltage Vp DC. There is. Such continuous power transmission can be realized by setting the duty of the main switches Q31 and Q32 to substantially 50%. Further, even during the period in which the main switches Q31 and Q32 are off, the resonance of the parasitic inductance component L31, the parasitic capacitance component C33 parallel to the main switch Q31, and the parasitic capacitance component C34 parallel to the main switch Q32 causes the resonance of the transformer 300. The current flowing through the next winding 301 does not immediately become zero but gradually decreases with a certain slope. Therefore, the duty of the main switches Q31 and Q32 may be set to be small as long as the resonance current due to the parasitic inductance component L31 and the parasitic capacitance components C33 and C34 can flow through the primary winding 301 of the transformer 300. Specifically, by adding a resonance capacitor in parallel with the main switches Q31 and Q32 or by setting the switching frequency of the main switches Q31 and Q32 high, the duty of the main switches Q31 and Q32 is set to, for example, about 30%. Can be set to
[0045]
FIG. 7 is a circuit diagram of a full-bridge converter circuit that can be used as the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10.
[0046]
The full bridge converter circuit shown in FIG. 7 includes a transformer 400, a switching circuit 410 provided on the primary side of the transformer 400, and an output circuit 420 provided on the secondary side of the transformer 400. The switching circuit 410 includes main switches Q41 and Q42 connected in series between the input power terminals 1 and 2, and main switches Q43 and Q44 connected in series between the input power terminals 1 and 2. One end of the primary winding 401 of the transformer 400 is connected to a connection point A2 of the main switches Q41 and Q42, and the other end of the primary winding 401 of the transformer 400 is connected to a connection point B2 of the main switches Q43 and Q44. I have. The output circuit 420 has the same configuration as the output circuit 120 shown in FIG. 4 and the output circuit 320 shown in FIG. 6, and has one end of the secondary winding 402 of the transformer 400 and the intermediate power supply terminal 3. A rectifier switch Q45 connected between the rectifier switch Q45, a rectifier switch Q46 connected between the other end of the secondary winding 402 of the transformer 400 and the intermediate power supply terminal 3, and a rectifier diode CR41 connected in parallel with the rectifier switch Q45. And a rectifier diode CR42 connected in parallel to the rectifier switch Q46, and an output capacitor C45 connected between the intermediate power supply terminals 3 and 4. The intermediate power supply terminal 4 is connected to the center of the secondary winding 402 of the transformer 400. Connected to a tap.
[0047]
Under the control of the drive circuit 411, the main switches Q41 and Q42 and the main switches Q43 and Q44 are alternately turned on with a dead time therebetween, and the rectifier switches Q45 and Q46 are controlled by the drive circuit 421. And the main switches Q41 to Q44 are turned on alternately in synchronization with on / off. Since the choke coil is not provided in the full bridge converter circuit shown in FIG. 7, the input voltage Vi supplied between the input power terminals 1 and 2 and the An intermediate voltage Vp determined by the turns ratio appears. The duty of the main switches Q41 to Q44 (the ratio of the period in which both the main switches Q41 and Q44 are on or the period in which both the main switches Q42 and Q43 are on) with respect to the entire period is a fixed value. Therefore, as in the converter circuits shown in FIGS. 4 to 6, the intermediate voltage Vp cannot be stably controlled. That is, the full-bridge converter circuit shown in FIG. 7 is also an “insulated non-stabilized DC / DC converter circuit”.
[0048]
Since no choke coil is provided in the full-bridge converter circuit shown in FIG. 7, it is necessary to continuously transmit power from the primary side to the secondary side of the transformer 400 in order to make the intermediate voltage Vp DC. There is. Such continuous power transmission can be realized by setting the duty of the main switches Q41 to Q44 to substantially 50%. Also, during a period in which at least one of the main switches Q41 and Q44 is off and at least one of the main switches Q42 and Q43 is off, the parasitic inductance component L41 and the parasitic capacitance in parallel with the main switches Q41 to Q44. Due to the resonance caused by the components C41 to C44, the current flowing through the primary winding 401 of the transformer 400 does not immediately become zero but gradually decreases with a certain slope. Therefore, the duty of the main switches Q41 to Q44 may be set to be small as long as the resonance current due to the parasitic inductance component L41 and the parasitic capacitance components C41 to C44 can flow through the primary winding 401 of the transformer 400. Specifically, by adding a resonance capacitor in parallel to the main switches Q41 to Q44 or setting the switching frequency of the main switches Q41 to Q44 high, the duty of the main switches Q41 to Q44 is, for example, about 30%. Can be set to
[0049]
In each of the converter circuits described above, since power is continuously transmitted from the primary side to the secondary side of the transformer (100, 200, 300, 400), the output circuit (120, 220, 320, 420) There is no need to use a choke coil. This is why the output circuit (120, 220, 320, 420) does not include a choke coil. However, this does not mean that an inductor must not be provided in the output circuit (120, 220, 320, 420) for the purpose of noise removal or the like.
[0050]
FIG. 8 is a circuit diagram of a buck converter circuit that can be used as the non-isolated stabilized DC / DC converter circuit 20.
[0051]
The buck converter circuit shown in FIG. 8 includes a main switch Q51 and a rectifier switch Q52 connected in series between the intermediate power supply terminals 3 and 4, a rectifier diode CR51 connected in parallel to the rectifier switch Q52, a main switch Q51 and a rectifier switch. A choke coil L51 connected between a connection point A3 to Q52 and the output power terminal 5, an output capacitor C51 connected between the output power terminals 5 and 6, and an output voltage appearing between the output power terminals 5 and 6; A control circuit 500 for performing PWM control on the main switch Q51 based on Vo. In the case where no output capacitors (C13, C22, C35, C45) are provided on the side of the insulated DC / DC converter circuit 10, it is preferable to provide an input capacitor between the intermediate power terminals 3 and 4. . This means that when an input capacitor is provided on the non-isolated stabilized DC / DC converter circuit 20 side, the output capacitors (C13, C22, C35, C45) may be omitted. In short, the capacitor connected between the intermediate power supply terminals 3 and 4 may belong to either the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10 or the non-insulated stabilized DC / DC converter circuit 20.
[0052]
The control circuit 500 performs PWM control on the main switch Q51 based on the output voltage Vo appearing between the output power supply terminals 5 and 6, and turns on / off the rectifying switch Q52 in synchronization with turning on / off of the main switch Q51. Specifically, when the output voltage Vo is lower than the target voltage, the duty of the main switch Q51 (the ratio of the period during which the main switch Q51 is on to the entire period) is increased to increase the output voltage Vo. Is increased, and when the output voltage Vo is higher than the target voltage, the output voltage Vo is reduced by reducing the duty of the main switch Q51. As a result, the intermediate voltage Vp supplied between the intermediate power terminals 3 and 4 and the output voltage Vo determined by the duty of the main switch Q51 appear between the output power terminals 5 and 6. Even if the supplied intermediate voltage Vp fluctuates, the output voltage Vo can be maintained at the target voltage. As described above, the buck converter circuit illustrated in FIG. 8 configures a “non-isolated stabilized DC / DC converter circuit”.
[0053]
Next, a switching power supply according to a preferred embodiment of the present invention will be described.
[0054]
FIG. 9 is a circuit diagram of a switching power supply according to a preferred embodiment of the present invention. The switching power supply according to the present embodiment uses the push-pull converter circuit shown in FIG. 4 as the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10 in the basic configuration shown in FIG. As the DC converter circuit 20, the buck converter circuit shown in FIG.
[0055]
FIGS. 10A and 10B are operation waveform diagrams of the switching power supply device according to the present embodiment, in which FIG. 10A shows a waveform of a drain-source voltage (Q11-Vds) of the main switch Q11, and FIG. The waveform of the drain-source voltage (Q12-Vds) is shown, (c) shows the waveform of the drain current (Q11-Id) of the main switch Q11, and (d) is the drain current (Q12-Id) of the main switch Q12. (E) shows the waveform of the drain current (Q13-Id) of the rectifier switch Q13, (f) shows the waveform of the drain current (Q14-Id) of the rectifier switch Q14, and (g) the main switch. The waveform of the gate pulse S supplied to the gate of Q51 is shown, and (h) shows the drain-source voltage (Q51-Vds) of the main switch Q51. (I) shows the waveform of the drain-source voltage (Q52-Vds) of the rectifying switch Q52, (j) shows the waveform of the drain current (Q51-Id) of the main switch Q51, and (k) Shows the waveform of the drain current (Q52-Id) of the rectifier switch Q52.
[0056]
As shown in FIGS. 10A and 10B, the duty D1 of the main switches Q11 and Q12 included in the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10 is substantially fixed to 50%. As shown in FIGS. 10C and 10D, the drain currents Q11-Id and Q12-Id flow through one of the main switches Q11 and Q12 almost constantly. During the dead time period, both the main switches Q11 and Q12 are turned off, so that the drain currents Q11-Id and Q12-Id instantaneously become zero. In this period, the parasitic inductance component L11 and the parasitic capacitance component A resonance current caused by C11 and C12 flows through the primary winding 101 of the transformer 100. As a result, power is continuously transmitted from the primary side to the secondary side of the transformer 100. The secondary voltage appearing in the secondary winding 102 of the transformer 100 is rectified by the rectification switches Q13 and Q14 as shown in FIGS. In the switching power supply device according to the present embodiment, since power is continuously transmitted from the primary side to the secondary side of transformer 100, a choke coil is provided in isolated non-stabilized DC / DC converter circuit 10. Even if not used, an intermediate voltage Vp which is substantially DC appears between the intermediate power supply terminals 3 and 4.
[0057]
The intermediate voltage Vp is supplied to the non-isolated stabilized DC / DC converter circuit 20, and the control circuit 500 in the non-isolated stabilized DC / DC converter circuit 20 controls the output voltage Vo to be stable at the target voltage. A gate pulse is supplied to the main switch Q51. That is, as shown in FIG. 10G, the main switch Q51 is PWM-controlled, and the duty D2 changes based on the output voltage Vo. As a result, a stable output voltage Vo appears between the output power supply terminals 5 and 6.
[0058]
In the switching power supply according to the present embodiment, the control loop for stabilizing and controlling the output voltage Vo is constituted only by the post-stage non-isolated stabilized DC / DC converter circuit 20, and the pre-stage isolated type non-stabilized DC / DC converter circuit. Since the / DC converter circuit 10 is not included in the control loop, the control gain can be increased up to a high frequency range, and high responsiveness can be realized. Further, the duty can be set higher in the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10 and the non-insulated stabilized DC / DC converter circuit 20, so that the duty ratio can be reduced compared to a normal switching power supply device having a single-stage configuration. High conversion efficiency can be obtained.
[0059]
Next, a switching power supply according to another preferred embodiment of the present invention will be described.
[0060]
FIG. 11 is a circuit diagram of a switching power supply according to another preferred embodiment of the present invention. The switching power supply device according to the present embodiment is different from the switching power supply device shown in FIG. 9 in that the driving circuit 111 of the switching power supply device shown in FIG. 9 is replaced with a driving circuit 112 and a detection circuit 113 is added. It has the same configuration.
[0061]
The drive circuit 112 switches the duty of the main switches Q11 and Q12 in two stages based on the detection signal 113a supplied from the detection circuit 113. Specifically, when the detection signal 113a indicates that the operation is in the normal operation state, the duty of the main switches Q11 and Q12 is substantially fixed to 50%, while the detection signal 113a is in the non-normal operation state. If it indicates that there is, the duty of the main switches Q11 and Q12 is fixed to a very small value. Here, the “non-normal operation state” refers to at least one of a state immediately after the switching power supply starts operating and a state where the output current is an overcurrent, and when the detection circuit 113 detects at least one of them, This is reported to the drive circuit 112 using the detection signal 113a.
[0062]
When the detection signal 113a indicates the non-normal operation state, the duty is determined by setting the parasitic inductance component L11 to L. ₁₁ When the main switch Q11 or Q12 is turned on, the drain current Q11-Id or Q12-Id of the main switch Q11 or Q12 becomes Vi / L. ₁₁ Is set so that the main switch Q11 or Q12 is turned off during a period in which the voltage applied to the primary winding 101 of the transformer 100 does not reach Vi. Here, the “primary winding 101 of the transformer 100” purely refers to the primary winding 101 of the transformer 100, and does not include leakage inductance or parasitic inductance of wiring. The specific duty is L ₁₁ Is set to a very small value of, for example, about 5%.
[0063]
When the duty is set to such a small value, the intermediate voltage Vp becomes lower than the voltage determined by the input voltage Vi and the turns ratio of the transformer 100, and thus the DC power supply (not shown) connected to the input power supply terminals 1 and 2 ), And the output current Io supplied to a DC load (not shown) connected to the output power supply terminals 5 and 6 is greatly limited. Therefore, when the non-normal operation state is a state immediately after the start of the operation, the rush current can be largely suppressed, and when the non-normal operation state is the overcurrent state, the overcurrent state is immediately resolved. It is possible to do.
[0064]
Thus, according to the switching power supply according to the present embodiment, in addition to the effects of the switching power supply according to the above-described embodiment, the DC power supply connected to the input power supply terminals 1 and 2 can be protected from inrush current, The switching power supply device can be protected from an overcurrent state.
[0065]
Next, a switching power supply according to still another preferred embodiment of the present invention will be described.
[0066]
FIG. 12 is a circuit diagram of a switching power supply according to still another preferred embodiment of the present invention. In the switching power supply according to the present embodiment, the drive circuit 121 of the push-pull converter circuit shown in FIG. 4 is replaced with a drive circuit 122 as the isolated unstabilized DC / DC converter circuit 10 in the basic configuration shown in FIG. In addition, two circuits to which a comparator 123 and a current detection unit 130 are added are used (insulated non-stabilized DC / DC converter circuits 10-1 and 10-2), and are shown as a non-insulated stabilized DC / DC converter circuit 20. 8 are used (non-isolated stabilized DC / DC converter circuits 20-1 and 20-2). The insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10-1 and the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10-2 have the same circuit configuration as each other, and the non-insulated stabilized DC / DC converter circuit 20 -1 and the non-isolated stabilized DC / DC converter circuit 20-2 also have the same circuit configuration.
[0067]
The current detector 130 includes a resistor 131 connected between the center tap of the secondary winding 102 and the intermediate power supply terminal 4, and a non-inverting input terminal (+) connected to one end of the resistor 131 (the center of the secondary winding 102). Tap), and an inverting input terminal (−) is connected in parallel to the other end of the resistor 131 (the intermediate power supply terminal 4), and an inverting input terminal (−) of the operational amplifier 132 is connected in parallel with the output terminal. And a resistor 133 and a capacitor 134. The operational amplifier 132, the resistor 133, and the capacitor 134 form an integration circuit. Therefore, the output voltages 130a and 130b of the operational amplifier 132 indicate the average values of the output currents of the insulated non-stabilized DC / DC converter circuits 10-1 and 10-2, respectively.
[0068]
As shown in FIG. 12, the output voltages 130a and 130b of the operational amplifier 132 are supplied to the comparator 123. Specifically, the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 132 included in the isolated non-stabilized DC / DC converter circuit 10-1 is connected to the operational amplifier included in the isolated non-stabilized DC / DC converter circuit 10-1. The output voltage 130a of the operational amplifier 132 included in the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10-2 is supplied to the inverting input terminal (-). Conversely, the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 132 included in the isolated non-stabilized DC / DC converter circuit 10-2 is included in the isolated non-stabilized DC / DC converter circuit 10-2. The output voltage 130b of the operational amplifier 132 is supplied, and the output voltage 130a of the operational amplifier 132 included in the isolated non-stabilized DC / DC converter circuit 10-1 is supplied to the inverting input terminal (-).
[0069]
The drive circuit 122 adjusts the duty of the rectifier switches Q13 and Q14 based on the detection signal 123a or 123b supplied from the corresponding comparator 123. Specifically, when the corresponding detection signal 123a or 123b is at a low level (when the average output current of the isolated unstabilized DC / DC converter circuit is lower), the duty of the rectifier switches Q13 and Q14 is reduced. Is set to substantially 50%, and when the corresponding detection signal 123a or 123b is at a high level (when the average output current of the isolated unstabilized DC / DC converter circuit is higher), the rectifying switch The duty of Q13 and Q14 is made lower than the current value.
[0070]
When the duty of the rectification switches Q13 and Q14 is substantially less than 50%, the rectification is performed by the rectification diodes CR11 and CR12. Therefore, changing the duty of the rectifier switches Q13 and Q14 is nothing but changing the output impedance of the isolated non-stabilized DC / DC converter circuit 10.
[0071]
Since the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10 does not have a function of stabilizing the output voltage, it is assumed that the output impedance is substantially zero like a normal DC / DC converter circuit having a stabilizing function. The output voltage is determined by the input voltage Vi, the turns ratio of the transformer 100, the output impedance, and the output current. This means that if there is an individual difference in the output impedance between each of the isolated unstabilized DC / DC converter circuits 10, the output current will be unbalanced.
[0072]
The comparator 123 shown in FIG. 12 is an element for detecting such an output current difference (I1-I2 and I2-I1), and the comparator 123 included in the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10-1 Detecting I1-I2, the comparator 123 included in the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10-2 detects I2-I1. The detection signal 123a or 123b, which is the output of the comparator 123, is supplied to the drive circuit 122, and the drive circuit 122 adjusts the duty of the rectification switches Q13, Q14 based on the detection signal 123a or 123b.
[0073]
For example,
I1> I2
Therefore, if the detection signal 123a is at a high level and the detection signal 123b is at a low level, the duty of the synchronous rectification circuit in the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10-1 is reduced, and substantially. While it is less than 50%, the duty of the synchronous rectification circuit in the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10-2 is set to substantially 50%. Thus, the synchronous rectification circuit in the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10-1 has a longer diode rectification period than the synchronous rectification circuit in the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10-2. Therefore, the output impedance is increased. As a result, the output current I1 decreases, the output current I2 increases, and the imbalance of the output impedance is eliminated. In the opposite case (when I1 <I2), the imbalance of the output impedance is similarly eliminated.
[0074]
As described above, in the switching power supply according to the present embodiment, since the plurality of insulated non-stabilized DC / DC converter circuits 10 (10-1 and 10-2) are connected in parallel, Since the output current is supplied by the non-stabilized DC / DC converter circuit 10 (10-1, 10-2), the output rated value can be increased without using a large converter. Further, even if one of the insulated non-stabilized DC / DC converter circuits 10 (10-1 and 10-2) stops, current is supplied from the other converter and the entire power supply device does not stop. Character can be obtained. Further, in the switching power supply according to the present embodiment, since the output current value of each of the insulation type unstabilized DC / DC converter circuits 10 (10-1, 10-2) is controlled to be substantially equal, the switching power supply is controlled. The reliability of the whole power supply device can be greatly improved.
[0075]
The present invention is not limited to the above embodiments, and various changes can be made within the scope of the invention described in the claims, and these are also included in the scope of the present invention. Needless to say.
[0076]
For example, the present invention can be applied to a switching power supply of a type in which three or more DC / DC converter circuits are cascaded. In this case, a non-isolated stabilized DC / DC converter circuit is used as the final DC / DC converter circuit, and at least one, and preferably all, of the other DC / DC converter circuits are insulated non-stabilized DC / DC converters. A circuit may be used.
[0077]
Further, in the present invention, the former non-isolated type stabilized DC / DC converter circuit and the latter non-isolated type stabilized DC / DC converter circuit are not necessarily required to be arranged close to each other, and they are separated from each other. They may be arranged. Therefore, for example, even when the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit and the non-insulated stabilized DC / DC converter circuit are formed on separate printed circuit boards, the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit is formed. By connecting the output terminal of the DC / DC converter circuit and the input terminal of the non-isolated stabilized DC / DC converter circuit to form a two-stage switching power supply device, such a switching power supply device according to the present invention is provided. Included in the range.
[0078]
Further, in the embodiment shown in FIG. 12, the output impedance of each of the insulated unstabilized DC / DC converter circuits 10 is adjusted based on the duty of the synchronous rectifier circuit. The present invention is not limited to this, and may be performed by another method, for example, by changing the control voltage (gate voltage) of the rectifying switches Q13 and Q14. In this case, the drive circuit 122 sets the gate voltage sufficiently high when the corresponding detection signal 123a is at a low level (when the output current of the insulated unstabilized DC / DC converter circuit is lower). When the corresponding detection signal 123a is at a high level (when the output current of the insulated unstabilized DC / DC converter circuit is higher), the gate voltage may be set lower than the current level.
[0079]
In the embodiment shown in FIG. 12, two insulated non-stabilized DC / DC converter circuits 10-1 and 10-2 are connected in parallel, but three or more of these may be connected in parallel. It is possible. Also in this case, the output currents (I1, I2, I3,...) Of the respective insulation type unstabilized DC / DC converter circuits 10 (10-1, 10-2, 10-3,. What is necessary is just to adjust the duty of the synchronous rectification circuit in each insulation type unstabilized DC / DC converter circuit 10 so that these substantially match.
[0080]
【The invention's effect】
As described above, the switching power supply according to the present invention can achieve high responsiveness because the control gain can be increased up to the high frequency region, and can set a high duty in each DC / DC converter circuit. As a result, high conversion efficiency can be obtained.
[0081]
Further, if the present invention is applied to a multi-output switching power supply, the number of DC / DC converter circuits can be significantly reduced, and thus high integration and low cost can be realized.
[0082]
Furthermore, in the present invention, if a plurality of insulated non-stabilized DC / DC converter circuits are connected in parallel, the output current is supplied by each of the insulated unstabilized DC / DC converter circuits, so that a large-sized converter is not used. , The output rated value can be increased. Also, even if one of the insulated non-stabilized DC / DC converter circuits is stopped, the current is supplied from another converter and the whole power supply device does not stop, so that high reliability can be obtained. . In this case, by adjusting the output impedance so that the output current value of each of the insulated unstabilized DC / DC converter circuits becomes substantially equal, the reliability of the entire switching power supply device can be greatly improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram schematically showing a basic configuration of a switching power supply according to the present invention.
FIG. 2 is a block diagram schematically showing a basic configuration when the present invention is applied to a multi-output switching power supply device.
FIG. 3 is a block diagram schematically showing a basic configuration in a case where the present invention is applied to a multi-output switching power supply device and further, an insulation type unstabilized DC / DC converter circuit is provided in parallel.
FIG. 4 is a circuit diagram of a push-pull converter circuit that can be used as the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10.
FIG. 5 is a circuit diagram of a forward converter circuit that can be used as the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10.
FIG. 6 is a circuit diagram of a half-bridge converter circuit that can be used as the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10.
FIG. 7 is a circuit diagram of a full-bridge converter circuit that can be used as the insulated non-stabilized DC / DC converter circuit 10.
FIG. 8 is a circuit diagram of a buck converter circuit that can be used as the non-isolated stabilized DC / DC converter circuit 20.
FIG. 9 is a circuit diagram of a switching power supply according to a preferred embodiment of the present invention.
10 is an operation waveform diagram of the switching power supply device shown in FIG.
FIG. 11 is a circuit diagram of a switching power supply device according to another preferred embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a circuit diagram of a switching power supply device according to still another preferred embodiment of the present invention.
FIG. 13 is an equivalent circuit diagram of a conventional switching power supply having a two-stage configuration.
[Explanation of symbols]
1, 2 input power terminals
3,4 Intermediate power supply terminal
5, 6 output power terminals
10. Insulated non-stabilized DC / DC converter circuit
20 Non-isolated stabilized DC / DC converter circuit
100, 200, 300, 400, 500 transformer
101, 201, 301, 401, 501 primary winding
102, 202, 302, 402, 502 Secondary winding
110, 210, 310, 410, 510 switching circuit
111,112,121,211,221,311,321,411,421,511,521 Drive circuit
113 Detection circuit
113a Detection signal
123 Comparator
123a, 132b detection signal
130 Current detection circuit
130a, 130b Output voltage of operational amplifier 132
131,133 resistance
132 operational amplifier
134 capacitor
120, 220, 320, 420, 520 output circuit
500 control circuit
Q11, Q12, Q21, Q31, Q32, Q41 to Q44, Q51 Main switch
Q13, Q14, Q22, Q33, Q34, Q45, Q46, Q52 Rectifier switch
C11, C12, C21, C33, C34, C41 to C44 Parasitic capacitance component
C31, C32 Input capacitor
C13, C22, C35, C45, C51 Output capacitor
CR11, CR12, CR21, CR31, CR32, CR41, CR42, CR51 Rectifier diode
L11, L21, L31, L41 Parasitic inductance component
L51 choke coil
A1, A2, A3, B1, B2 connection points
S gate pulse

Claims

A plurality of insulated first DC / DC converter circuits connected in parallel, and a non-insulated second DC / DC converter circuit commonly and cascaded to each of the first DC / DC converter circuits; Wherein the first DC / DC converter circuit has a function of continuously transmitting power from a primary side to a secondary side of a transformer, and the second DC / DC converter circuit stabilizes an output voltage. A switching power supply device having a function of causing the switching power supply to operate.

2. The switching power supply device according to claim 1, wherein any one of the plurality of first DC / DC converter circuits has a function of adjusting an output impedance.

One of the plurality of first DC / DC converter circuits has a synchronous rectifier circuit provided on a secondary side of the transformer, and outputs the output by changing an operation state of the synchronous rectifier circuit. 3. The switching power supply according to claim 2, wherein the impedance is adjusted.

4. The switching power supply device according to claim 3, wherein any one of the plurality of first DC / DC converter circuits adjusts an output impedance by changing a duty of the synchronous rectification circuit.

4. The output impedance of one of the plurality of first DC / DC converter circuits is adjusted by changing a control voltage to a rectifier switch included in the synchronous rectifier circuit. A switching power supply device according to claim 1.

One of the plurality of first DC / DC converter circuits detects a difference between an output current of the first DC / DC converter circuit and an output current of another first DC / DC converter circuit. The apparatus according to any one of claims 2 to 5, further comprising a first means, and a second means for adjusting an output impedance based on a detection result by the first means. Switching power supply.

7. The apparatus according to claim 6, wherein said first means detects a difference between an output average current of said first DC / DC converter circuit and an output average current of another first DC / DC converter circuit. A switching power supply as described.

The second means is responsive to the first means detecting that the output current of the first DC / DC converter circuit is greater than the output current of the other first DC / DC converter circuit. 8. The switching power supply according to claim 6, wherein the output impedance of the first DC / DC converter circuit is increased.

9. The switching power supply device according to claim 1, comprising a plurality of the second DC / DC converter circuits.

Each of the plurality of first DC / DC converter circuits includes a switching circuit provided on a primary side of the transformer, and a duty of the switching circuit is fixed at least in a normal operation state. The switching power supply according to any one of claims 1 to 9, characterized in that: