JP2004254440A - Power supply circuit - Google Patents

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昌信 高濱
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To obtain a power supply circuit comprising a switching converter and arranged to deliver a DC output voltage as the power supply voltage in which ripple current of a smoothing capacitor is suppressed. <P>SOLUTION: As the basic circuitry, a pair of two sets of transformers PIT-1 and PIT-2 is connected in parallel with the switching output from a primary current resonance converter and a full-wave rectifier circuit is formed on the secondary of each transformer PIT-1, PIT-2. A smoothing capacitor Co is employed commonly in two full-wave rectifier circuits and connected such that the rectified current from each full-wave rectifier circuit flows into the smoothing capacitor Co. Under such circuitry, each primary winding Np of the transformer PIT-1, PIT-2 is connected in parallel with the switching circuit of a switching element Q1, Q2 such that the polarity is reversed. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチングコンバータを備えて電源電圧としての直流出力電圧を出力するように構成される電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることがわかっている。
そこで、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。そして、この共振形コンバータとして、電流共振形コンバータが知られている（例えば特許文献１参照）。周知のようにして、電流共振形コンバータは、ＬＣの直列共振作用によってスイッチング電流が正弦波状となって、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）動作が得られ、これにより低スイッチング損失を実現する。
【０００３】
また、スイッチング電源回路では、例えば商用交流電源の交流波形に起因するリップルといわれる変動成分が生じるが、このリップルはできるだけ抑制されることが好ましい。そして、リップルを抑制する技術としては、例えば、商用交流電源から脈流と直流とを生成するようにされる。そして、脈流をスイッチングした出力と直流をスイッチングした出力とを合成することで、リップルの抑制を図るように構成したものが知られている（例えば特許文献２参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特開平１１−２９９２３５号公報
【特許文献２】
特開平１１−３５６０４６号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、例えば電源回路として、両波整流により二次側直流出力電圧を生成する構成した場合には、商用交流電源に起因するものではなく、以下説明するようにして、スイッチング周期によるリップルが生じる。
【０００６】
図６は、いわゆるハーフブリッジ結合方式により構成した電流共振形コンバータを備えた電源回路の一例を示している。
この図に示す電源回路の一次側においては、２本のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を直列に接続している。つまり、上記したハーフブリッジ結合方式としての構成を採っている。
このスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２による直列接続回路は、直流入力電圧Ｖｉｎに対して図示するようにして並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、後述するようにしてスイッチング駆動されることで、直流入力電圧Ｖｉｎを入力してスイッチングを行う。なお、直流入力電圧Ｖｉｎは、ここでは図示を省略しているが、例えば商用交流電源を整流回路により整流し、この整流出力電流を平滑コンデンサに充電することで、平滑コンデンサの両端電圧として得ることができる。
【０００７】
また、スイッチング素子Ｑ１の両端に対しては、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時に流れる逆方向電流の経路を形成するためのクランプダイオードＤＤ１が並列に接続される。同様にして、スイッチング素子Ｑ２の両端に対しては、クランプダイオードＤＤ２が並列に接続される。
【０００８】
発振器１１は、例えばＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）により構成され、周波数可変の発振信号を生成して出力する。この発振信号周波数は、誤差増幅器１２の出力電圧レベルに応じて可変される。
駆動回路１０は、入力された発振信号を利用して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング駆動するためのドライブ信号（例えばパルス電圧）を生成する。この場合には、互いに極性が反転した２つのドライブ信号を生成し、これらのドライブ信号をそれぞれ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に出力するようにされる。また、ドライブ信号は、入力された発振信号に対応する周波数を有しており、ターンオン／ターンオフのタイミングに対応して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフとなるデッドタイムを生じ、約５０％のオン／オフのデューティ比となる波形とされている。
これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、発振器１１にて生成される発振信号の周波数により、交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作を行う。
【０００９】
トランスＰＩＴは、一次側と二次側を直流的に絶縁したうえで、一次側に得られたスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この場合のトランスＰＩＴは、例えば所要の結合係数による疎結合となる構造であり、ここでは等化回路により示している。
一次巻線Ｎｐに対しては、励磁インダクタンスＬｐが並列に接続される。また、この場合の二次側巻線としては、２本の二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２を巻装することとしているが、これら二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２に対しては、それぞれ漏洩インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２が直列に接続されるものとして示される。
【００１０】
一次巻線Ｎｐの巻終わり端部は、一次側直列共振コンデンサＣ１と直列接続されている。これにより、一次巻線Ｎｐの漏洩インダクタンスと一次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスによって一次側直列共振回路が形成される。また、一次巻線Ｎｐの巻始め端部側は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点（スイッチング出力点）と接続されることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が一次側直列共振回路に供給されるようになっている。このようにしてスイッチング出力を一次側直列共振回路に供給することで、スイッチング電流波形が正弦波状となる電流共振形のスイッチング動作が得られる。即ち、一次側においては電流共振形コンバータが形成されることになる。
【００１１】
また、トランスＰＩＴの二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２は同じ巻数であり、二次巻線Ｎｓ１の巻終わり端部と二次巻線Ｎｓ２の巻始め端部との接続点をセンタータップとして二次側アースに接続している。
そして、二次巻線Ｎｓ１の巻始め端部に対して接続される整流ダイオードＤｏ１と、二次巻線Ｎｓ２の巻終わり端部に対して接続される整流ダイオードＤｏ２と、平滑コンデンサＣｏとにより両波整流回路が形成される。つまり、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２に得られる電圧が正となる半周期の期間においては、整流ダイオードＤｏ１により整流された整流電流ＩＤ１が平滑コンデンサＣｏに対して、充電電流Ｉｃｏとして流入し、負となる半周期の期間においては、整流ダイオードＤｏ２により整流された整流電流ＩＤ２が平滑コンデンサＣｏに対して、充電電流Ｉｃｏとして流入する。そして、このような両波整流動作によって、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、二次側直流出力電圧が得られ、例えば負荷ＬＤに対して直流電源電圧として供給される。
【００１２】
また、二次側直流出力電圧は、分岐して誤差増幅器１２に対して入力される。誤差増幅器１２では、所定レベルの基準電圧Ｖｒｅｆに対する、二次側直流出力電圧のレベルの誤差に応じて可変となるレベルの電圧を、誤差検出出力として発振器１１に出力する。
そして、発振器１１が、誤差増幅器１２からの誤差検出出力に応じて、先に説明したようにして、発振信号周波数を可変することで、スイッチング周波数が可変されることになる。つまり、二次側直流出力電圧の変動に応じて、スイッチング周波数が可変されることになるが、これにより、二次側直流出力電圧の安定化が図られることになる。
【００１３】
図７の波形図は、上記図６に示した電源回路における要部の動作を示している。
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、駆動回路１０から出力されるドライブ信号によってそれぞれのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２が立ち上がっている期間に対応してオンとなる。この波形から、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は交互にオン／オフするようにしてスイッチングしていることが分かる。また、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２が共に立ち下がっている期間が、いわゆるデッドタイムとしての期間であり、このデッドタイムの期間においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフ状態となる。
【００１４】
そして、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間に対応して、図示する波形により、ドレインス−ソース間にスイッチング電流ＩＱ１が流れることになる。スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間は、スイッチング電流ＩＱ１は０レベルである。これに応じて、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓは、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間では０レベルで、オフとなる期間において所定のピークレベルを維持し、また、デッドタイムの期間により立ち上がり／立ち下がる波形となる。
スイッチング素子Ｑ２に流れるスイッチング電流ＩＱ２も、スイッチング素子Ｑ２がオフの期間は０レベルで、オンとなる期間において図示する波形により流れるものとなる。
【００１５】
先ず、スイッチング出力電流としては、スイッチング素子Ｑ１がオンで、スイッチング素子Ｑ２がオフの時には、直流入力電圧Ｖｉｎからスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソースを介してスイッチング電流ＩＱ１が流れるが、このスイッチング電流ＩＱ１は、さらに一次巻線Ｎｐの励磁インダクタンスＬｐ→直列共振コンデンサＣ１を介するようにして流れる。次に、スイッチング素子Ｑ１がオフとなり、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、スイッチング出力電流は反転して、直列共振コンデンサ→一次巻線Ｎｐの励磁インダクタンスＬｐから、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソースを介してスイッチング電流ＩＱ２として流れる。
そして、上記のようにして流れるスイッチング出力電流を、励磁インダクタンスＬｐ及び一次巻線Ｎｐに流れる一次巻線電流（ＩＬｐ＋Ｉｎｐ）として見た場合にはスイッチング電流ＩＱ１，ＩＱ２が合成されたものとなる。つまり、図示するようにして、スイッチング周期により正／負で反転する波形となる。そして、この一次巻線電流（ＩＬｐ＋Ｉｎｐ）は、一次側直列共振回路（Ｌｐ／／Ｃ１）の共振作用によって得られる共振電流であり、ほぼ正弦波状となっているものである。
【００１６】
そして、二次側の動作としては、一次側でスイッチング素子Ｑ１がオンとなっている期間に対応して、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の交番電圧が正極性となることで、図示するようにして、整流ダイオードＤｏ１に整流電流ＩＤ１が流れて、平滑コンデンサＣｏに流入する。
また、スイッチング素子Ｑ２がオンとなっている期間に対応しては、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の交番電圧が負極性となり、整流ダイオードＤｏ２に整流電流ＩＤ２が流れて平滑コンデンサＣｏに流入する。つまり、両波整流動作が得られていることが分かる。
【００１７】
ところで、理想的なトランスＰＩＴであるとした場合、上記図７において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に流れるスイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２のピークレベルＬｖ７，Ｌｖ８は同レベルとなる。このため、、スイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２が合成して形成される一次巻線電流（ＩＬｐ＋Ｉｎｐ）の正極性／負極性の各ピークレベルＬｖ９，Ｌｖ１０も同様にして、同レベルとなる。
【００１８】
このことから、二次巻線に流れる電流レベルも、正／負の各極性で同一のピークレベルが得られるべきであることになるので、本来であれば、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２に流れる整流電流ＩＤ１，ＩＤ２についても、両者のピークレベルＬｖ１，Ｌｖ２は同レベルとなるはずである。しかしながら、実際の整流電流ＩＤ１，ＩＤ２のピークレベルＬｖ１，Ｌｖ２は、次のような理由により同一とはならずに偏りが生じる。
【００１９】
トランスＰＩＴは、例えば図８（ａ）又は図８（ｂ）に示すようにして、一次巻線Ｎｐと、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２とで、互いに独立した異なる巻装スペースに巻装されるようになっている。また、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２を巻装する巻装スペースにおいて、これら二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２もそれぞれ異なる位置に巻装するようにしている。
このために、一次巻線Ｎｐに対する二次巻線Ｎｓ１の位置関係と、一次巻線Ｎｐに対する二次巻線Ｎｓ２の位置関係は、互いに異なるものとなるが、これにより、一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓ１の結合係数と、一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓ２の結合係数とについても差が生じることになる。
そして、このような結合係数の差に応じて、本来同一であるべき二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の漏洩インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２の間にも差が生じることになり、結果的に、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の交番電圧が正／負の各期間で得られる二次側の整流電流ＩＤ１，ＩＤ２のピークレベルＬｖ１，Ｌｖ２についても、一方が高くなり、もう一方は低くなるようにしてレベル差が生じる。図７においては、整流電流ＩＤ１のピークレベルＬｖ１のほうが高くなり、整流電流ＩＤ２のピークレベルＬｖ２のほうが小さくなっている状態が示されている。
【００２０】
このような両波整流回路における整流電流ＩＤ１，ＩＤ２のレベル差は、平滑コンデンサＣｏのリップル電流成分として扱うことができる。つまり、二次側直流出力電圧を生成する両波整流回路において、入力電圧が正／負の各期間に対応する整流電流にレベル差が生じた場合、そのレベル差に応じて平滑コンデンサＣｏに流入する充電電流のリップルは増加することになる。
【００２１】
図９は、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータとしての他の例を示している。なお、この図において図６と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路では、２組のトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２が備えられる。この場合において、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２には、先に図８（ａ）（ｂ）に示した構造による同一仕様のものを用いるようにされる。
トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の各一次巻線Ｎｐは、巻始め端部がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力点と接続され、巻終わり端部が直列共振コンデンサＣ１を介して、直流入力電圧Ｖｉｎの負極側と接続されている。つまり、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の各一次巻線Ｎｐは、スイッチング出力の入力に対して、互いに同極性となるようにして、並列に接続されている。
【００２２】
また、トランスＰＩＴ−１の二次側においては、先の図６に示した電源回路と同様にして、センタータップを二次側アースに接続した二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２に対して、それぞれ整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２のアノードが接続され、これら整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２のカソードが平滑コンデンサＣｏの正極端子と接続されることで、両波整流回路を形成している。
また、トランスＰＩＴ−２の二次側も同様の構成を採る。つまり、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２のセンタータップを二次側アースに接続し、さらに、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の各端部に対して、整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４のアノードを接続する。そして、これら整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４のアノードについても、平滑コンデンサＣｏの正極端子と接続するようにしている。
つまり、この図に示す電源回路では、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の各二次側で得られる両波整流による整流電流を、平滑コンデンサＣｏに対して共通に供給するようにしており、これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧としての二次側直流出力電圧を得るようにしているものである。
このような構成は、負荷ＬＤが重負荷とされる条件であり、これに対応して、負荷ＬＤに供給すべき電力容量を増加させる必要がある場合において考えられるものである。
【００２３】
図９に示す構成による電源回路における二次側の動作を、図１０の波形図に示す。
この図に示すようにして、トランスＰＩＴ−１側では、例えばスイッチング素子Ｑ１がオンでスイッチング素子Ｑ２がオフとなる期間において、トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎｐの巻始め側から巻終わり側にかけて電流が流れるので、これに応じて、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２においては、巻終わり側から巻始め側に電流が流れる。このため、二次巻線Ｎｓ１の巻始めと接続された整流ダイオードＤｏ１が導通することとなって、整流電流ＩＤ１が流れることになる。
また、スイッチング素子Ｑ１がオフでスイッチング素子Ｑ２がオンとなる期間においては、トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎｐには、反転して、巻始め側から巻終わり側にかけて電流が流れるので、これに応じて、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２においても、巻終わり側から巻始め側に反転して電流が流れる。このため、二次巻線Ｎｓ２の巻始めと接続された整流ダイオードＤｏ２が導通することとなって、整流電流ＩＤ２が流れる。
また、トランスＰＩＴ−２側においても、スイッチング素子Ｑ１がオンでスイッチング素子Ｑ２がオフとなる期間において、二次巻線Ｎｓ１側に接続された整流ダイオードＤｏ３により整流された整流電流ＩＤ３が流れ、スイッチング素子Ｑ１がオフでスイッチング素子Ｑ２がオンとなる期間において、二次巻線Ｎｓ２側に接続された整流ダイオードＤｏ４により整流された整流電流ＩＤ４が流れる。
【００２４】
ここで、図９に示す電源回路においても、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２は図８（ａ）又は図８（ｂ）に示す構造を有しており、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２における電力伝達及び二次側整流回路の動作は同様にして実行される。
従って、先ず、トランスＰＩＴ−１側で流れる整流電流ＩＤ１のピークレベルＬｖ１と、整流電流ＩＤ２のピークレベルＬｖ２には差が生じることになる。ここでは、ピークレベルＬｖ１のほうが高く、ピークレベルＬｖ２のほうが低くなるようにして差が生じているものとする。
そして、トランスＰＩＴ−２側においても同様にして、整流ダイオードに流れる整流電流ＩＤ３のピークレベルＬｖ３のほうが高く、整流電流ＩＤ４のピークレベルＬｖ４のほうが低くなるようにして差が生じる。
【００２５】
この場合、平滑コンデンサＣｏに対して流入する充電電流Ｉｃｏは、二次巻線の交番電圧が正の期間において、整流電流ＩＤ１，ＩＤ３が合成して流入し、二次巻線の交番電圧が負の期間において、整流電流ＩＤ２，ＩＤ４が合成して流入するものとなる。
ここで、上記のようにして、各整流電流のピークレベルに差が生じていることで、充電電流Ｉｃｏは、整流電流ＩＤ１，ＩＤ３が合成して流入するときのピークレベルＬｖ５と、整流電流ＩＤ２，ＩＤ４が合成して流入するときのピークレベルＬｖ６とのレベル差が拡大してしまうことになる。
つまり、充電電流ＩｃｏのピークレベルＬｖ５としては、高いピークレベルＬｖ１，Ｌｖ３を有する整流電流ＩＤ１，ＩＤ３が合成されることで、そのレベル上昇が拡大する。一方、充電電流ＩｃｏのピークレベルＬｖ６としては、低いピークレベルＬｖ２，Ｌｖ４による整流電流ＩＤ２，ＩＤ４が合成されることで、そのレベル低下が拡大することになり、結果的に、充電電流ＩｃｏのピークレベルＬｖ５，Ｌｖ６の差は、整流電流のレベル差を倍増させるようにして拡大してしまっていることになる。
【００２６】
つまり、図９に示すようにしてスイッチングコンバータに対して、後段のトランス及び二次側整流回路から成る回路系を並列に接続して構成したような場合には、リップル電流の実効値の拡大が顕著なものとなる。
そして、例えば実際には、リップル電流の増加に対応するために、平滑コンデンサとしての電解コンデンサについて、キャパシタンスのより大きなものを選定することになるので、それだけコストアップになり、また、部品サイズが大型化してしまうという問題が生じてくる。
つまり、二次側直流出力電圧を生成する平滑コンデンサに流入するリップル電流成分としては、このようにして、トランスＰＩＴの構造に起因した正／負の整流電流のアンバランスを原因として生じるスイッチング周期に応じたものもあり、このようなリップル電流についても抑制されることが要求されるものである。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、電源回路として次のように構成する。
つまり、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング回路を備えて形成されるスイッチング手段と、スイッチング回路のスイッチング出力が伝達されるように、このスイッチング回路に対して接続される一次巻線と、この一次巻線に得られるスイッチング出力により励起されることで、中点をゼロ電位として巻線の両端に正／負で反転する交番電圧が生じるようにされた二次巻線とを備える少なくとも１対のトランスと、この一対のトランスの各二次巻線の両端に対してそれぞれ接続される整流ダイオード素子と、これらの整流ダイオード素子により整流された整流出力としての整流電流が共通に流入する平滑コンデンサとから成り、平滑コンデンサの両端電圧として、二次側直流出力電圧を得るように形成される二次側整流回路とを備える。
そして、各一次巻線に伝達されるスイッチング出力に応じて、一対のトランスの各二次巻線に流れる電流が、相互に逆極性となるようにして、１対のトランスの各一次巻線を並列に上記スイッチング回路に対して接続するように構成することとした。
【００２８】
また、電源回路として次のようにも構成することとした。
つまり、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング回路を備えて形成されるスイッチング手段と、スイッチング回路のスイッチング出力が伝達されるように、上記スイッチング回路に対して接続される一次巻線と、この一次巻線に得られるスイッチング出力により励起されることで、中点をゼロ電位として巻線の両端に正／負で反転する交番電圧が生じるようにされた二次巻線とを備える少なくとも１対のトランスと、一対のトランスの各二次巻線の両端に対してそれぞれ接続される整流ダイオード素子と、これらの整流ダイオード素子により整流された整流出力としての整流電流が共通に流入する平滑コンデンサとから成り、上記平滑コンデンサの両端電圧として、二次側直流出力電圧を得るように形成される二次側整流回路とを備える。
そして、１対のトランスの各一次巻線を並列にスイッチング回路に対して接続すると共に、１対のトランスの各々は、二次巻線について中点を分割点として分割される第１の二次巻線部と第２の二次巻線部を異なる巻装位置に巻装しているものとされたうえで、第１の二次巻線部と第２の二次巻線部の巻装位置について互いに逆となるようして構成することとした。
【００２９】
上記各構成によれば、電源回路の構成としては、１つのスイッチング手段に対して、そのスイッチング出力を入力して二次側に伝達するトランスが、例えば２組で１対となるようにして設けられ、各トランスの二次側においては、中点が０電位とされる二次巻線の両端に整流ダイオードを接続し、これらの整流ダイオードの整流電流が共通の平滑コンデンサに流入されるようにしている。つまり、各トランスの二次側においては両波整流回路を形成した上で、平滑コンデンサについては、それぞれの両波整流回路で共有する構成を採るものである。
【００３０】
そして、第１には、上記のような構成の下で、上記一対のトランスの各二次巻線の交番電圧が、相互に逆極性となるようにして、１対のトランスの各一次巻線を並列に上記スイッチング手段に対して接続することとしている。
これにより、二次側の両波整流動作としては、一方のトランスの二次側において正極性の交番電圧を整流しているときに、他方のトランスの二次側において負極性の交番電圧を整流することになる。つまり、対となるトランスの二次側整流回路間で、整流する交番電圧の極性が互いに反対となるようにされる。これは即ち、対となるトランスの間で、整流電流経路が互いに逆となっており、従って、このときに整流電流が流れて有効となる二次巻線の巻線部も互いに逆となっていることを意味する。
【００３１】
また、第２には、上記した構成の下で、トランスについて、二次巻線について上記中点を分割点として分割される第１の二次巻線部と第２の二次巻線部を異なる巻装位置に巻装する構造とした上で、一対のトランスの間では、第１の二次巻線部と第２の二次巻線部の巻装位置が互いに逆となるように構成することとしている。
このような構成であれば、対となるトランスの間では、一次巻線に対する第１の二次巻線の結合係数と、一次巻線に対する第２の二次巻線の結合係数との大小関係を、互いに逆にすることができる。
そして、このような対のトランスを用いて、上記したような両波整流回路を形成した場合には、上記結合係数の大小関係に起因して生じる、二次側交番電圧の正／負に対応した整流電流レベルの大小関係についても、一方のトランス側と他方のトランス側とでは逆とされることになる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータとして、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えている。
この図に示す電源回路の一次側においては、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータであることに対応して、２本のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を備えている。この場合のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としてはＭＯＳ−ＦＥＴを用いている。そして、これらスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、直列接続された上で、直流入力電圧Ｖｉｎに対して図示するようにして並列に接続されている。
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、駆動回路１０によって後述するようにしてスイッチング駆動されることで、直流入力電圧Ｖｉｎを入力してスイッチングを行う。なお、直流入力電圧Ｖｉｎは、ここでは図示を省略しているが、例えば商用交流電源を整流回路により整流し、この整流出力電流を平滑コンデンサに充電することで、平滑コンデンサの両端電圧として得ることができる。
【００３３】
また、スイッチング素子Ｑ１の両端に対しては、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時に流れる逆方向電流の経路を形成するためのクランプダイオードＤＤ１が並列に接続される。スイッチング素子Ｑ１／／クランプダイオードＤＤ１の並列回路により、アッパーサイドのスイッチング回路が形成される。同様にして、スイッチング素子Ｑ２の両端に対しては、クランプダイオードＤＤ２が並列に接続され、ローアーサイドのスイッチング回路が形成される。
【００３４】
発振器１１は、例えばＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）により構成され、周波数可変の発振信号を生成して出力する。この発振信号周の波数は、誤差増幅器１２の出力電圧レベルに応じて可変される。
駆動回路１０は、入力された発振信号を利用して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング駆動するためのドライブ信号（例えばパルス電圧）を生成する。この場合には、互いに極性が反転した２つのドライブ信号を生成し、これらのドライブ信号をそれぞれ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に出力するようにされる。
また、ドライブ信号は、発振器１１から入力される発振信号に対応する周波数を有しており、ターンオン／ターンオフのタイミングに対応して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフとなるデッドタイムを生じ、約５０％のオン／オフのデューティ比となる波形とされている。
これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、発振器１１にて生成される発振信号の周波数により、交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作を行うことになる。
【００３５】
一次側と二次側を直流的に絶縁したうえで、一次側の電流共振形コンバータのスイッチング出力を二次側に伝送するためのトランスとして、ここでは、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２が備えられる。本実施の形態において、これらトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２は、２組で一対となる関係にある。
【００３６】
第１の実施の形態では、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２には、同一部品を用いることとしている。つまり、同一規格のコアに対して、同一の巻線仕様により巻線を施しているものとされる。
この場合のトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２は、それぞれ、例えば所要の結合係数による、同等の疎結合の状態が得られるようにされており、図１では等化回路により示している。トランスＰＩＴ−１を疎結合とするためには、例えば、トランスＰＩＴを構成するコアの所要の位置に対して、所要長のギャップを形成するようにすればよい。
【００３７】
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎｐに対しては、励磁インダクタンスＬｐが並列に接続される。また、この場合の二次側巻線としては、２本の二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２を巻装することとしているが、これら二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２に対しては、それぞれ漏洩インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２が直列に接続されるものとして示される。
【００３８】
この第１の実施の形態としての、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の構造としては、先に図８（ａ）又は図８（ｂ）に示したのと同様の巻線の巻回仕様を採ることとする。つまり、一次巻線Ｎｐと、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の組とで、一次側と二次側が互いに独立した巻装スペースに巻装する。そのうえで、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２を巻装する側の巻装スペースにおいては、これら二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２もそれぞれ異なる巻装領域に巻装する。
従って、この第１の実施の形態においても、先にも説明したように、一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓ１との結合係数と、一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓ２との結合係数との間には差が生じていることになる。
【００３９】
説明を図１に戻す。
トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎｐは、その巻終わり端部が、一次側直列共振コンデンサＣ１との直列接続を介して、直流入力電圧Ｖｉｎの負極と接続され、巻始め端部は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点（スイッチング出力点）と接続される。このような接続態様によって、一次巻線Ｎｐの漏洩インダクタンスと、一次側直列共振コンデンサＣ１とのキャパシタンスによって一次側直列共振回路が形成され、この一次側直列共振回路に対してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２スイッチング出力が供給されることになる。そして、一次側直列共振回路の共振作用によって、スイッチング出力としてトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎｐに得られる電流は正弦波形となる。つまり、電流共振形としてのスイッチング動作が得られる。
【００４０】
また、トランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎｐは、その巻始め端部が一次側直列共振コンデンサＣ１との直列接続を介して、直流入力電圧Ｖｉｎの負極と接続され、巻終わり端部が、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点（スイッチング出力点）と接続される。
このような接続態様によって、トランスＰＩＴ−２側においても、一次巻線Ｎｐの漏洩インダクタンスと、一次側直列共振コンデンサＣ１とのキャパシタンスによって一次側直列共振回路が形成され、トランスＰＩＴ−２側においても、電流共振形としてのスイッチング動作が得られる。
【００４１】
このようにして、本実施の形態の電源回路は、一次側に電流共振形コンバータを備えるＤＣ−ＤＣコンバータとしての基本構成を採り、スイッチング出力を一次側から二次側に伝送するトランスとしては、２組のトランスＰＩＴ−１、ＰＩＴ−２が備えられる。そして、上記したトランスＰＩＴ−１、ＰＩＴ−２の各一次巻線Ｎｐの接続形態から分かるように、これら２本の一次巻線Ｎｐは、スイッチング出力点と、直列共振コンデンサＣ１に対して並列に接続されていることが分かる。つまり、スイッチング出力は、一次巻線Ｎｐの並列接続を介して、トランスＰＩＴ−１、ＰＩＴ−２の一次側に分岐して入力されるようになっている。
【００４２】
そして、本実施の形態では、スイッチング出力に対して、上記のようにしてトランスＰＩＴ−１、ＰＩＴ−２の一次巻線Ｎｐ同士を並列に接続した上で、互いの一次巻線Ｎｐの極性が逆となるように接続されている。
つまり、トランスＰＩＴ−１側の一次巻線Ｎｐは、巻始め端部をスイッチング出力点に接続し、巻終わり端部を直列共振コンデンサＣ１側に接続しているのに対して、トランスＰＩＴ−２側の一次巻線Ｎｐは、その逆であり、巻終わり端部をスイッチング出力点に接続し、巻始め端部を直列共振コンデンサＣ１側に接続するようにしている。
【００４３】
また、トランスＰＩＴ−１の二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２は同じ巻数であり、二次巻線Ｎｓ１の巻終わり端部と二次巻線Ｎｓ２の巻始め端部との接続点をセンタータップとして二次側アースに接続している。この場合、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２は、１組の二次巻線の中点を境界として、２分割して形成される巻線部として扱うことができる。
そして、二次巻線Ｎｓ１の巻始め端部に対しては、整流ダイオードＤｏ１のアノードを接続し、二次巻線Ｎｓ２の巻終わり端部に対しては、整流ダイオードＤｏ２のアノードを接続する。また、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２のカソード側を共通に平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アースに接続される。
これにより、トランスＰＩＴ−１の二次側においては、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２，及び平滑コンデンサＣｏにより両波整流回路が形成されていることになる。
【００４４】
また、トランスＰＩＴ−２の二次側としても、上記と同様にして構成される。つまり、同じ巻数である二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２について、二次巻線Ｎｓ１の巻終わり端部と二次巻線Ｎｓ２の巻始め端部との接続点をセンタータップとして二次側アースに接続する。
そして、二次巻線Ｎｓ１の巻始め端部に対して、整流ダイオードＤｏ３のアノードを接続し、二次巻線Ｎｓ２の巻終わり端部に対して、整流ダイオードＤｏ４のアノードを接続する。また、整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４のカソード側を共通に平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。
これにより、トランスＰＩＴ−２の二次側においても、整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４，及び平滑コンデンサＣｏによる両波整流回路が形成される。そして、トランスＰＩＴ−１側とトランスＰＩＴ−２側の両波整流回路において、平滑コンデンサＣｏが共有されていることになる。つまり、平滑コンデンサＣｏの両端電圧である二次側直流出力電圧は、２組の両波整流回路の整流動作によって得られるものとなる。この二次側直流出力電圧は、負荷ＬＤに対して直流電源電圧として供給されることになる。
このようにして、トランスＰＩＴを複数組備えて二次側の整流回路数を増加し、これらの二次側の整流回路により共通の二次側直流出力電圧を得るように構成することで、負荷ＬＤに供給する電力容量は増加することになる。つまり、このような構成は、例えば先にも述べたように、重負荷とされる条件に対応して採られるものである。
【００４５】
また、二次側直流出力電圧は、分岐して誤差増幅器１２に対して入力される。誤差増幅器１２では、所定レベルの基準電圧Ｖｒｅｆに対する、二次側直流出力電圧のレベルの誤差に応じて可変となるレベルの電圧を、誤差検出出力として発振器１１に出力する。
そして、発振器１１が、誤差増幅器１２からの誤差検出出力に応じて、先に説明したようにして、発振信号周波数を可変することで、スイッチング周波数が可変されることになる。つまり、二次側直流出力電圧の変動に応じて、スイッチング周波数が可変されることになる。
例えば、二次側直流出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆよりも低下したとされる場合には、スイッチング周波数が低くなるように制御され、これにより、一次側から二次側へのエネルギー伝送量が増加して二次側直流出力電圧は上昇するように変化する。これに対して、二次側直流出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆよりも上昇した場合には、スイッチング周波数を高くして一次側から二次側へのエネルギー伝送量を減少させ、二次側直流出力電圧が低下するように制御される。このようにして、二次側直流出力電圧の安定化が図られることになる。
【００４６】
ここで、上記図１に示す構成による一次側の電流共振形コンバータのスイッチング動作は、先に図７に示した動作波形のうちで、一次側の電流共振形コンバータに対応する波形によって示される。
つまり、駆動回路１０から出力されるドライブ信号によって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２は、図７に示す波形が得られることになる。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２が所定レベルにまで立ち上がっている期間においてオン状態となるようにされている。この波形から、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は交互にオン／オフするようにしてスイッチングしていることが分かる。また、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２が共に立ち下がっている期間が、いわゆるデッドタイムとしての期間となる。このデッドタイムの期間においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフ状態となる。
【００４７】
そして、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間に流れるスイッチング電流ＩＱ１は、図７に示すようにして、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間は０レベルで、オンとなる期間において図示する波形により流れることとなる。なお、ターンオン時において負極正方向で流れるスイッチング電流ＩＱ１は、クランプダイオードＤＤ１に流れる電流となる。
また、このようなスイッチング動作に応じて、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓは、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間では０レベルで、オフとなる期間において所定のピークレベルを維持し、また、デッドタイムの期間により立ち上がり／立ち下がる波形となる。
スイッチング素子Ｑ２に流れるスイッチング電流ＩＱ２も、スイッチング素子Ｑ２がオフの期間は０レベルで、オンとなる期間において図示する波形により流れるものとなる。
そして、スイッチング電流ＩＱ１，ＩＱ２の波形は、たがいに１８０°の位相差を有していることによっても、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作を行っていることが分かる。
【００４８】
ここで、スイッチング出力点を流れるスイッチング出力電流の経路は次のようになる。
先ず、スイッチング素子Ｑ１がオンで、スイッチング素子Ｑ２がオフの期間には、直流入力電圧Ｖｉｎからスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソースを介してスイッチング電流ＩＱ１としての電流が流れる。このスイッチング電流ＩＱ１は、スイッチング素子Ｑ１のソース（スイッチング出力点）から、さらにトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の一次巻線Ｎｐに分岐し、各トランスにおいて、励磁インダクタンスＬｐ→直列共振コンデンサＣ１を介するようにして、共振電流として流れる。
次に、スイッチング素子Ｑ１がオフとなり、スイッチング素子Ｑ２がオンに切り換わった期間では、直列共振コンデンサから、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の一次巻線Ｎｐに分岐して、それぞれ一次巻線Ｎｐの励磁インダクタンスＬｐから、スイッチング素子Ｑ２のドレイン（スイッチング出力点）に対して、反転した共振電流として流れる。さらに、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソースを介してスイッチング電流ＩＱ２として流れる。
そして、上記のようにして流れるスイッチング出力電流を、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の各トランスの励磁インダクタンスＬｐ及び一次巻線Ｎｐに流れる一次巻線電流（ＩＬｐ＋Ｉｎｐ）として見た場合にはスイッチング電流ＩＱ１，ＩＱ２が合成されたものとなる。つまり、図７にも示しているように、スイッチング周期により正／負で反転する波形となる。前述もしたように、この一次巻線電流（ＩＬｐ＋Ｉｎｐ）は、一次側直列共振回路（Ｌｐ／／Ｃ１）の共振作用による正弦波状の共振電流である。つまり、一次側スイッチングコンバータとして電流共振形の動作が得られていることがわかる。
【００４９】
そして、本実施の形態の二次側の動作は、図２に示すものとなる。この図では、トランスＰＩＴ−１の二次巻線Ｎｓ１に接続される整流ダイオードＤｏ１に流れる整流電流ＩＤ１、トランスＰＩＴ−１の二次巻線Ｎｓ２に接続される整流ダイオードＤｏ２に流れる整流電流ＩＤ２、トランスＰＩＴ−２の二次巻線Ｎｓ１に接続される整流ダイオードＤｏ３に流れる整流電流ＩＤ３、トランスＰＩＴ−２の二次巻線Ｎｓ２に接続される整流ダイオードＤｏ４に流れる整流電流ＩＤ４、及び、平滑コンデンサＣｏに流入する充電電流Ｉｃｏが示されている。
【００５０】
ここで、一次側スイッチングコンバータのスイッチング素子Ｑ１がオンで、スイッチング素子Ｑ２がオフとなる期間においては、トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎｐには、巻始め側から巻終わり側にかけて電流が流れることになる。これに応じて、トランスＰＩＴ−１の二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２においては、巻終わり側から巻始め側に電流が流れることになるので、整流動作として、二次巻線Ｎｓ１の巻始めと接続された整流ダイオードＤｏ１が導通することとなって、整流電流ＩＤ１が流れることになる。
また、同じ期間において、トランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎｐには、トランスＰＩＴ−１とは逆に、巻終わり側から巻始め側にかけて電流が流れる。これに応じて、トランスＰＩＴ−２の二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２においては、巻始め側から巻終わり側に電流が流れることになるので、二次巻線Ｎｓ２の巻終わりと接続された整流ダイオードＤｏ４が導通することとなって、整流電流ＩＤ４が流れる。
【００５１】
一方、スイッチング素子Ｑ２がオンで、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間においては、トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎｐには、巻終わり側から巻始め側にかけて電流が流れる。これに応じて、トランスＰＩＴ−１の二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２においては、巻始め側から巻終わり側に電流が流れるので、二次巻線Ｎｓ２の巻終わりと接続された整流ダイオードＤｏ２が導通して、整流電流ＩＤ２が流れる。
同じ期間において、トランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎｐには、トランスＰＩＴ−１とは逆に、巻始め側から巻終わり側にかけて電流が流れる。これに応じて、トランスＰＩＴ−２の二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２においては、巻終わり側から巻始め側に電流が流れることになるので、二次巻線Ｎｓ１の巻始めと接続された整流ダイオードＤｏ３が導通して整流電流ＩＤ３が流れる。
【００５２】
ここで、第１の実施の形態においては、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の巻線仕様は、例えば図８（ａ）又は図８（ｂ）に示す構造により、同一の構造を採るものとされている。このため、前述もしたように、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２においては、それぞれ、一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓ１の結合係数と、一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓ２との結合係数との間に差が生じる。そして、この結合係数の差は、図７にて説明したように、二次側に形成される両波整流回路により得られる、１スイッチング周期の半周期ごとに対応する２つの整流電流のレベル差として現れる。
つまり、トランスＰＩＴ−１側では、整流電流ＩＤ１，ＩＤ２の各ピークレベルＬｖ１，Ｌｖ２についての差が生じ、トランスＰＩＴ−２側では、整流電流ＩＤ３，ＩＤ４の各ピークレベルＬｖ３，Ｌｖ４についての差が生じることになる。
また、この場合において、トランスＰＩＴ−１側の整流電流ＩＤ１，ＩＤ２のピークレベルＬｖ１，Ｌｖ２の関係として、Ｌｖ１＞Ｌｖ２の関係が得られているとする。整流電流ＩＤ１は、二次巻線Ｎｓ１に得られる電流を基としており、整流電流ＩＤ２は、二次巻線Ｎｓ２に得られる電流を基としているが、トランスＰＩＴ−２側において、二次巻線Ｎｓ１に得られる電流を基とするのは整流電流ＩＤ３であり、二次巻線Ｎｓ２に得られる電流を基とするのは整流電流ＩＤ２である。従って、トランスＰＩＴ−２側では、Ｌｖ３＞Ｌｖ４の関係が得られることになる。
さらに、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の仕様は同一であるから、
Ｌｖ１＝Ｌｖ３
Ｌｖ２＝Ｌｖ４
の関係が得られることとなる。
【００５３】
そして、図２によると、スイッチング素子Ｑ１がオンでスイッチング素子Ｑ２がオフとなる期間においては、整流電流ＩＤ１と整流電流ＩＤ４が流れ、これが合成されて平滑コンデンサＣｏへの充電電流Ｉｃｏとして得られることになる。つまり、このときの充電電流ＩｃｏのピークレベルＬｖ５は、
Ｌｖ５＝Ｌｖ１＋Ｌｖ４
で表される。
同様にして、スイッチング素子Ｑ２がオンでスイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間においては、整流電流ＩＤ２と整流電流ＩＤ３が合成されて充電電流Ｉｃｏとなる。従って、このときの充電電流ＩｃｏのピークレベルＬｖ６は、
Ｌｖ６＝Ｌｖ２＋Ｌｖ３
で表されることになる。
そして、上記したピークレベルＬｖ１，Ｌｖ２，Ｌｖ３，Ｌｖ４の関係から、充電電流ＩｃｏのピークレベルＬｖ５，Ｌｖ６については、
Ｌｖ５＝Ｌｖ６
が成立することになる。
【００５４】
つまり、本実施の形態では、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２について、その巻線の巻回の構造上、両波整流の半周期ごとに対応する整流電流レベルのアンバランスが生じることを前提として、一方のトランスで高いレベルに偏った整流電流が出力されるときには、他方のトランスで低いレベルに偏った整流電流が常に出力されるようにしている。そして、このような動作を得るために、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の各一次巻線Ｎｐについて、スイッチング出力が逆極性となって入力されるように接続しているものである。
【００５５】
そして、上記のようにして充電電流ＩｃｏのピークレベルＬｖ５，Ｌｖ６について同等レベルとなっているということは、平滑コンデンサＣｏに流入するスイッチング周期のリップル電流が抑制されていることに相当する。
このようにしてリップル電流が抑制されることによっては、例えば、平滑コンデンサＣｏとしての電解コンデンサについて、キャパシタンスの大きなものを選定する必要が無くなるので、それだけ、コストダウンが図られることになる。また、コンデンサが大型になることも避けられるので、電源回路基板の小型軽量化も図られることになる。
【００５６】
続いて第２の実施の形態について説明する。
図３は、第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路におけるトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の構造としては、先に図８（ａ）（ｂ）に示したようにして、一次巻線Ｎｐ、及び二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２を所定の巻位置に巻装するようにされる。
ただし、トランスＰＩＴ−１とトランスＰＩＴ−２とでは、一次巻線Ｎｐの極性を互いに逆にしたものを用いるようにされる。例えば、トランスＰＩＴ−１については、一次巻線Ｎｐと、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２とについて同じ巻方向により巻装したとすると、トランスＰＩＴ−２については、一次巻線Ｎｐと、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２とについて互いに反対の巻方向により巻装するようにされる。
【００５７】
そして、上記のようにして構成されるトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の一次巻線Ｎｐについては、次のようにして並列接続する。つまり、図３に示すようにして、トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎｐについては巻始め側をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点（スイッチング出力点）に接続し、巻終わり側を、直列共振コンデンサＣ１を介して直流入力電圧Ｖｉｎの負極端子に接続する。
これに対して、トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎｐは、巻終わり側をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点（スイッチング出力点）に接続し、巻始め側を、直列共振コンデンサＣ１を介して直流入力電圧Ｖｉｎの負極端子に接続する。
このような第２の実施の形態としての電源回路と、図８に示した電源回路とを比較してみると、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の各一次巻線Ｎｐの並列接続の形態は同様となる。そして本実施の形態では、上記もしているように、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２について、一次側の極性が逆となるようにして構成しているものである。
【００５８】
このようにして構成した場合においても、先の第１の実施の形態と同様にして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ動作に応じて二次巻線に流れる電流の極性は、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２とで互いに逆となる。
つまり、スイッチング素子Ｑ１がオンでスイッチング素子Ｑ２がオフとなる期間においては、トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎｐには、巻始め側から巻終わり側にかけて電流が流れるのに対して、トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎｐには、巻終わり側から巻始め側にかけて電流が流れる。
これにより、トランスＰＩＴ−１の二次側では、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の巻終わり側から巻始め側に電流が流れるので、二次巻線Ｎｓ１側の整流ダイオードＤｏ１が導通して整流電流ＩＤ１が流れる。また、トランスＰＩＴ−２側では、上記とは逆の極性で、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の巻始め側から巻終わり側に電流が流れるので、二次巻線Ｎｓ２側の整流ダイオードＤｏ４が導通して整流電流ＩＤ４が流れる。
また、スイッチング素子Ｑ１がオフでスイッチング素子Ｑ２がオンとなる期間においては、上記と逆極性となって反転した電流が二次巻線に流れることになるから、トランスＰＩＴ−１側では、二次巻線Ｎｓ２側の整流ダイオードＤｏ２が導通して整流電流ＩＤ２が流れ、トランスＰＩＴ−２側では、二次巻線Ｎｓ１側の整流ダイオードＤｏ３が導通して整流電流ＩＤ３が流れる。
【００５９】
つまり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ動作に応じた二次側の整流電流の動作としては、図２と同様となるものであり、従って、本実施の形態としても、平滑コンデンサＣｏへの充電電流Ｉｃｏのスイッチング周期によるリップル電流が抑制されることになる。
【００６０】
続いて、第３の実施の形態について説明する。
第３の実施の形態の電源回路の回路構成としては、先に図９に示したものと同様でよいものとされる。そのうえで、第３の実施の形態では、次のようにしてトランスＰＩＴ−１、ＰＩＴ−２とについて、巻線の巻装仕様を変更する。この巻線の巻装仕様例としては、２例を挙げることとして、先ず、図４により第１例を説明する。
【００６１】
第１例は、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２について、先に図８（ａ）に示した巻線の巻装仕様を基本としている。そのうえで、例えばトランスＰＩＴ−１については、図４（ａ）に示すようにして、二次巻線の巻装スペースにおいて、二次巻線Ｎｓ２を、一次巻線Ｎｐの巻装スペースに近い内側の位置に巻装する。そして、二次巻線Ｎｓ１については、二次巻線Ｎｓ２の外側の巻装位置に対して巻装するようにする。
これに対して、トランスＰＩＴ−２については、二次巻線の巻装スペースにおける二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の巻装位置を逆にする。つまり、図４（ｂ）に示すようにして、二次巻線Ｎｓ１を、一次巻線Ｎｐの巻装スペースに近い内側の位置に巻装し、二次巻線Ｎｓ２を、二次巻線Ｎｓ１の外側の巻装位置に対して巻装する。
【００６２】
また、第２例としてのトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の構造を図５（ａ）に示す。この図５（ａ）（ｂ）に示すトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２は、図８（ｂ）に示した巻線の巻装仕様を基本としている。
そして、例えばトランスＰＩＴ−１については図５（ａ）に示すようにして、二次巻線の巻装スペースにおいて、先ず、二次巻線Ｎｓ１をコアに対して巻装し、このようにして巻装された二次巻線Ｎｓ１の上に対して、二次巻線Ｎｓ２を重ねるようにして巻装するようにしている。
これに対して、トランスＰＩＴ−２については図５（ｂ）に示すようにして、二次巻線Ｎｓ２をコアに対して巻装し、その上に対して二次巻線Ｎｓ１を重ねるようにして巻装し、これによりトランスＰＩＴ−１とは逆の二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の巻位置となるようにしている。
【００６３】
前述したように、図８（ａ）（ｂ）に示した巻線の巻装仕様では、一次巻線Ｎ１に対する二次巻線Ｎｓ１の結合係数と、一次巻線Ｎ１に対する二次巻線Ｎｓ２の結合係数との間に差（大小関係）が生じる。
そして、上記図４又は図５に示したようにして、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の間での二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の巻装位置が逆となるようにした場合、一次巻線Ｎ１に対する二次巻線Ｎｓ１の結合係数と、一次巻線Ｎ１に対する二次巻線Ｎｓ２の結合係数との大小関係も、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２で互いに逆とされることになる。
例えば、一次巻線Ｎ１に対する二次巻線Ｎｓ１の結合係数をｋ１とし、一次巻線Ｎ１に対する二次巻線Ｎｓ２の結合係数をｋ２として、トランスＰＩＴ−１では、ｋ１＞ｋ２の関係が得られているとすると、トランスＰＩＴ−２では、ｋ１＜ｋ２の関係が得られることになる。
【００６４】
そして、第３の実施の形態として、このような構造のトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２を、例えば図９に示した電源回路に備えた場合には、二次側の整流電流は次のようなレベル関係となる。
この場合には、スイッチング出力点に対するトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の各一次巻線Ｎｐの接続の極性が同じとされることになるので、例えばスイッチング素子Ｑ１がオンでスイッチング素子Ｑ２がオフの期間には、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２側とで、共に、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２において巻終わり方向から巻始め方向に電流が流れる。従って、トランスＰＩＴ−１側では、二次巻線Ｎｓ１に接続された整流ダイオードＤｏ１に整流電流ＩＤ１が流れ、トランスＰＩＴ−２側でも、二次巻線Ｎｓ２に接続された整流ダイオードＤｏ３に整流電流ＩＤ３が流れる。
また、スイッチング素子Ｑ１がオフでスイッチング素子Ｑ２がオンの期間には、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２側とで、共に、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２において巻始め方向から巻終わり方向に電流が流れる。従って、トランスＰＩＴ−１側では、二次巻線Ｎｓ２に接続された整流ダイオードＤｏ２に整流電流ＩＤ２が流れ、トランスＰＩＴ−２側でも、二次巻線Ｎｓ２に接続された整流ダイオードＤｏ４に整流電流ＩＤ４が流れる。
【００６５】
ここで、例えば、上記したような結合係数の大小関係により、トランスＰＩＴ−１において、二次巻線Ｎｓ１から流れる整流電流ＩＤ１と、二次巻線Ｎｓ２から流れる整流電流ＩＤ２とのピークレベルの偏りの大小関係が、ＩＤ１＞ＩＤ２であるとする。すると、トランスＰＩＴ−２では、結合係数の大小関係が逆なのであるから、二次巻線Ｎｓ１から流れる整流電流ＩＤ３と、二次巻線Ｎｓ２から流れる整流電流ＩＤ４とのピークレベルの偏りの大小関係は、ＩＤ３＜ＩＤ４となり、トランスＰＩＴ−１とは逆の関係が得られることになる。
【００６６】
このため、スイッチング素子Ｑ１がオンでスイッチング素子Ｑ２がオフの期間には、大きなピークレベルの整流電流ＩＤ１と、これより小さいピークレベルの整流電流ＩＤ３が合成されて、平滑コンデンサＣｏへの充電電流として流れることになる。同様にして、スイッチング素子Ｑ１がオフでスイッチング素子Ｑ２がオンの期間には、小さなピークレベルの整流電流ＩＤ２と、これより大きいピークレベルの整流電流ＩＤ４が合成されて、平滑コンデンサＣｏへの充電電流として流れる。
この結果、スイッチング素子Ｑ１がオンでスイッチング素子Ｑ２がオフの期間と、スイッチング素子Ｑ１がオフでスイッチング素子Ｑ２がオンの期間とで、平滑コンデンサＣｏの充電電流Ｉｃｏのピークレベルは同等であることになる。
このようにして、第３の実施の形態では、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２について、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の巻装位置が互いに逆となるようにしたものを設けることで、平滑コンデンサＣｏのリップル電流を抑制するようにされる。
【００６７】
なお、上記実施の形態では、一次側スイッチングコンバータとして、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えた場合を例に挙げているが、例えば、４本のスイッチング素子を備えたフルブリッジ結合方式による電流共振形コンバータとされてもよい。また、例えば２石のスイッチング素子を備えたプッシュプル方式による電圧共振形コンバータとされてもよい。また、複合共振形としての形式を採ることも考えられる。つまり、本発明としては、二次側において両波整流回路を形成可能な一次側スイッチングコンバータであれば、その形式は特に限定されるものではない。
また、上記実施の形態では、１対のトランスを１組だけ設けているが、２つで対となるトランスの組は、１組より多くてもよいものである。例えば、トランスＰＩＴについて４つ備えることで、対となるトランスの組を２組設けることとする。そして、対となるトランスの組ごとに、例えば上記各実施の形態として示したような、一次巻線Ｎｐの並列接続態様、及びトランスの巻線仕様の組み合わせを適用するものである。
この場合の二次側整流回路としては、各トランスＰＩＴの二次側に両波整流回路のための２本の整流ダイオードを接続したうえで、４つの各トランスの整流電流が１つの平滑コンデンサＣｏに充電されるようにしてもよい。あるいは、対となるトランスの組ごとに、１つずつ平滑コンデンサＣｏを設けることで、複数の二次側直流出力電圧が生成されるような構成としてもよい。
また、トランスＰＩＴとしても、例えば図４、図５及び図８に示したもの以外の仕様が採用されて構わないものである。
【００６８】
【発明の効果】
以上説明したようにして本発明による電源回路では、トランスの巻線の巻回位置に起因して生じる二次側両波整流回路における整流電流のアンバランスによる、スイッチング周期のリップル電流成分が抑制されることになる。
これにより、例えば二次側直流出力電圧を生成するための平滑コンデンサについて、より大きなキャパシタンスのものを選定する必要が無くなることから、平滑コンデンサの部品サイズの大型化、及びコストアップを避けることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】第１の実施の形態の電源回路における二次側整流回路の動作を示す波形図である。
【図３】第２の実施の形としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図４】第３の実施の形態としての電源回路に備えられるトランスの構造（第１例）を示す図である。
【図５】第３の実施の形態としての電源回路に備えられるトランスの構造（第２例）を示す図である。
【図６】先行技術としての電源回路を示す回路図である。
【図７】図６に示す電源回路の動作を示す波形図である。
【図８】図６に示す電源回路に備えられるトランスの構造を示す図である。
【図９】先行技術としての電源回路の他の構成を示す回路図である。
【図１０】図９に示す電源回路における二次側整流回路の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子、ＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２ トランス、Ｎｐ 一次巻線、Ｎｓ１，Ｎｓ２ 二次巻線、Ｄｏ１，Ｄｏ２，Ｄｏ３，Ｄｏ４ 整流ダイオード、Ｃｏ 平滑コンデンサ、１０ 駆動回路、１１ 発振器、１２ 誤差増幅器[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a power supply circuit including a switching converter and configured to output a DC output voltage as a power supply voltage.
[0002]
[Prior art]
As a switching power supply circuit, a circuit employing a switching converter of a type such as a flyback converter or a forward converter is widely known. Since these switching converters have a rectangular switching operation waveform, there is a limit to the suppression of switching noise. In addition, it has been found that there is a limit in improving the power conversion efficiency due to its operation characteristics.
Therefore, various switching power supply circuits using various resonance type converters have been proposed. The resonance type converter can easily obtain high power conversion efficiency and realize low noise by the switching operation waveform being sinusoidal. It also has the advantage that it can be configured with a relatively small number of parts. A current resonance type converter is known as this resonance type converter (for example, see Patent Document 1). As is well known, in a current resonance type converter, the switching current becomes sinusoidal due to the series resonance action of the LC, and a zero current switching (ZCS) operation is obtained, thereby realizing low switching loss.
[0003]
Further, in the switching power supply circuit, for example, a fluctuation component called a ripple caused by an AC waveform of a commercial AC power supply occurs, and it is preferable that the ripple be suppressed as much as possible. As a technique for suppressing the ripple, for example, a pulsating flow and a direct current are generated from a commercial AC power supply. There is known a configuration in which a ripple-switching output and a DC-switching output are combined to suppress ripple (for example, see Patent Document 2).
[0004]
[Patent Document 1]
JP-A-11-299235
[Patent Document 2]
JP-A-11-356046
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, for example, when the power supply circuit is configured to generate the secondary-side DC output voltage by the dual-wave rectification, ripple is caused by the switching cycle as described below, not due to the commercial AC power supply.
[0006]
FIG. 6 shows an example of a power supply circuit including a current resonance type converter configured by a so-called half-bridge coupling method.
On the primary side of the power supply circuit shown in this figure, two switching elements Q1 and Q2 are connected in series. That is, the configuration as the above-described half bridge coupling system is adopted.
The series connection circuit composed of the switching elements Q1 and Q2 is connected in parallel to the DC input voltage Vin as illustrated. The switching elements Q1 and Q2 perform switching by inputting a DC input voltage Vin by being switched and driven as described later. Although not shown here, the DC input voltage Vin is obtained as a voltage across the smoothing capacitor by, for example, rectifying a commercial AC power supply with a rectifier circuit and charging the rectified output current to the smoothing capacitor. Can be.
[0007]
Further, a clamp diode DD1 for forming a path for a reverse current flowing when the switching element Q1 is turned on is connected in parallel to both ends of the switching element Q1. Similarly, a clamp diode DD2 is connected in parallel to both ends of the switching element Q2.
[0008]
The oscillator 11 is composed of, for example, a VCO (Voltage Controlled Oscillator), and generates and outputs an oscillation signal having a variable frequency. This oscillation signal frequency is varied according to the output voltage level of the error amplifier 12.
The drive circuit 10 generates a drive signal (for example, a pulse voltage) for switchingly driving the switching elements Q1 and Q2 using the input oscillation signal. In this case, two drive signals with inverted polarities are generated, and these drive signals are output to the switching elements Q1 and Q2, respectively. Further, the drive signal has a frequency corresponding to the input oscillation signal, and a dead time occurs in which both the switching elements Q1 and Q2 are turned off in accordance with the turn-on / turn-off timing, and about 50% of the drive signal is turned off. The waveform has an on / off duty ratio.
As a result, the switching elements Q1 and Q2 perform switching operation at the timing of alternately turning on / off according to the frequency of the oscillation signal generated by the oscillator 11.
[0009]
The transformer PIT is provided to insulate the primary side and the secondary side in a DC manner and to transmit the switching output obtained on the primary side to the secondary side.
The transformer PIT in this case has a structure that is loosely coupled by a required coupling coefficient, for example, and is shown here by an equalizing circuit.
Excitation inductance Lp is connected in parallel to primary winding Np. In this case, two secondary windings Ns1 and Ns2 are wound as the secondary windings. However, the leakage inductances Ls1 and Ns2 are respectively applied to these secondary windings Ns1 and Ns2. Ls2 is shown as being connected in series.
[0010]
The winding end of the primary winding Np is connected in series with the primary-side series resonance capacitor C1. Thus, a primary-side series resonance circuit is formed by the leakage inductance of the primary winding Np and the capacitance of the primary-side series resonance capacitor C1. The winding start end of the primary winding Np is connected to the connection point (switching output point) of the switching elements Q1 and Q2, so that the switching output of the switching elements Q1 and Q2 is supplied to the primary-side series resonance circuit. It is supposed to be. By supplying the switching output to the primary-side series resonance circuit in this way, a switching operation of a current resonance type in which the switching current waveform becomes a sine wave is obtained. That is, a current resonance type converter is formed on the primary side.
[0011]
Further, the secondary windings Ns1 and Ns2 of the transformer PIT have the same number of turns, and the connection point between the winding end end of the secondary winding Ns1 and the winding start end of the secondary winding Ns2 is set as a center tap and the secondary side is used. Connected to earth.
The rectifying diode Do1 connected to the winding start end of the secondary winding Ns1, the rectifying diode Do2 connected to the winding end of the secondary winding Ns2, and the smoothing capacitor Co are used. A wave rectifier circuit is formed. That is, during the half cycle period in which the voltage obtained in the secondary windings Ns1 and Ns2 is positive, the rectified current ID1 rectified by the rectifier diode Do1 flows into the smoothing capacitor Co as the charging current Ico, and is negative. During the half cycle, the rectified current ID2 rectified by the rectifier diode Do2 flows into the smoothing capacitor Co as the charging current Ico. By such a dual-wave rectification operation, a secondary-side DC output voltage is obtained as a voltage between both ends of the smoothing capacitor Co, and is supplied to, for example, a load LD as a DC power supply voltage.
[0012]
The secondary side DC output voltage is branched and input to the error amplifier 12. The error amplifier 12 outputs to the oscillator 11 a voltage having a level that is variable in accordance with a level error of the secondary-side DC output voltage with respect to a predetermined level of the reference voltage Vref as an error detection output.
Then, the oscillator 11 changes the oscillation signal frequency in accordance with the error detection output from the error amplifier 12 as described above, so that the switching frequency is changed. In other words, the switching frequency is changed in accordance with the fluctuation of the secondary DC output voltage, whereby the secondary DC output voltage is stabilized.
[0013]
The waveform diagram of FIG. 7 shows the operation of the main part in the power supply circuit shown in FIG.
The switching elements Q1 and Q2 are turned on in response to the periods during which the respective gate-source voltages Vgs1 and Vgs2 rise by the drive signal output from the drive circuit 10. From this waveform, it can be seen that the switching elements Q1 and Q2 are switched so as to be turned on / off alternately. Further, a period during which both the gate-source voltages Vgs1 and Vgs2 fall is a so-called dead time period, and during this dead time period, both the switching elements Q1 and Q2 are turned off.
[0014]
Then, the switching current IQ1 flows between the drain and the source according to the waveform shown in the diagram corresponding to the period in which the switching element Q1 is turned on. While the switching element Q1 is off, the switching current IQ1 is at the 0 level. Accordingly, the drain-source voltage Vds of the switching element Q1 is at the 0 level during the period when the switching element Q1 is turned on, maintains a predetermined peak level during the period when the switching element Q1 is turned off, and varies depending on the dead time period. It has a rising / falling waveform.
The switching current IQ2 flowing through the switching element Q2 is also at the 0 level while the switching element Q2 is off, and flows according to the illustrated waveform during the on period.
[0015]
First, as the switching output current, when the switching element Q1 is on and the switching element Q2 is off, the switching current IQ1 flows from the DC input voltage Vin via the drain-source of the switching element Q1, but this switching current IQ1 is , And flows through the excitation inductance Lp of the primary winding Np → the series resonance capacitor C1. Next, when the switching element Q1 is turned off and the switching element Q2 is turned on, the switching output current is inverted, and from the series resonance capacitor → the excitation inductance Lp of the primary winding Np via the drain-source of the switching element Q2. It flows as switching current IQ2.
When the switching output current flowing as described above is viewed as the primary winding current (ILp + Inp) flowing through the exciting inductance Lp and the primary winding Np, the switching currents IQ1 and IQ2 are combined. In other words, as shown in the drawing, the waveform has a positive / negative inversion depending on the switching cycle. The primary winding current (ILp + Inp) is a resonance current obtained by a resonance action of the primary side series resonance circuit (Lp // C1), and has a substantially sinusoidal shape.
[0016]
As the operation on the secondary side, the alternating voltage of the secondary windings Ns1 and Ns2 becomes positive during the period when the switching element Q1 is on on the primary side, as shown in the figure. Thus, the rectified current ID1 flows through the rectifier diode Do1, and flows into the smoothing capacitor Co.
Also, during the period when the switching element Q2 is on, the alternating voltage of the secondary windings Ns1 and Ns2 becomes negative, and the rectified current ID2 flows through the rectifier diode Do2 and flows into the smoothing capacitor Co. That is, it can be seen that the double-wave rectification operation is obtained.
[0017]
By the way, assuming that the transformer PIT is an ideal one, the peak levels Lv7 and Lv8 of the switching output currents IQ1 and IQ2 flowing through the switching elements Q1 and Q2 are the same in FIG. For this reason, the peak levels Lv9 and Lv10 of the positive polarity / negative polarity of the primary winding current (ILp + Inp) formed by combining the switching output currents IQ1 and IQ2 also become the same level.
[0018]
This means that the same peak level should be obtained for each of the positive and negative polarities of the current flowing through the secondary winding. Therefore, the rectification current flowing through the rectification diodes Do1 and Do2 should be obtained. Also for ID1 and ID2, both peak levels Lv1 and Lv2 should be the same level. However, the actual peak levels Lv1 and Lv2 of the rectified currents ID1 and ID2 do not become the same due to the following reasons, and are biased.
[0019]
The transformer PIT is wound in different winding spaces independent of each other by the primary winding Np and the secondary windings Ns1 and Ns2, for example, as shown in FIG. 8A or 8B. It has become. In the winding space where the secondary windings Ns1 and Ns2 are wound, these secondary windings Ns1 and Ns2 are also wound at different positions.
For this reason, the positional relationship of the secondary winding Ns1 with respect to the primary winding Np and the positional relationship of the secondary winding Ns2 with respect to the primary winding Np are different from each other. A difference also occurs between the coupling coefficient of the secondary winding Ns1 and the coupling coefficient of the primary winding Np and the secondary winding Ns2.
Then, according to such a difference in the coupling coefficient, a difference occurs between the leakage inductances Ls1 and Ls2 of the secondary windings Ns1 and Ns2 which should be the same, and as a result, the secondary winding As for the peak levels Lv1 and Lv2 of the rectified currents ID1 and ID2 on the secondary side obtained in each of the periods in which the alternating voltage of Ns1 and Ns2 is positive / negative, one becomes higher and the other becomes lower so that the level difference becomes lower. Occurs. FIG. 7 shows a state in which the peak level Lv1 of the rectified current ID1 is higher and the peak level Lv2 of the rectified current ID2 is lower.
[0020]
The level difference between the rectified currents ID1 and ID2 in such a dual-wave rectifier circuit can be treated as a ripple current component of the smoothing capacitor Co. That is, in the dual-wave rectifier circuit that generates the secondary-side DC output voltage, when a level difference occurs in the rectified current corresponding to each of the positive and negative periods of the input voltage, the level of the rectified current flows into the smoothing capacitor Co according to the level difference. The charging current ripple will increase.
[0021]
FIG. 9 shows another example of a current resonance type converter using the half-bridge coupling method. In this figure, the same parts as those in FIG.
The power supply circuit shown in this figure includes two sets of transformers PIT-1 and PIT-2. In this case, the transformers PIT-1 and PIT-2 having the same specifications having the structure shown in FIGS. 8A and 8B are used.
The primary winding Np of each of the transformers PIT-1 and PIT-2 has a winding start end connected to the switching output point of the switching elements Q1 and Q2, and a winding end end connected via a series resonance capacitor C1 to a DC input voltage. It is connected to the negative electrode side of Vin. That is, the primary windings Np of the transformers PIT-1 and PIT-2 are connected in parallel so that they have the same polarity with respect to the input of the switching output.
[0022]
On the secondary side of the transformer PIT-1, rectification is performed on the secondary windings Ns1 and Ns2 whose center taps are connected to the secondary side ground in the same manner as in the power supply circuit shown in FIG. The anodes of the diodes Do1 and Do2 are connected, and the cathodes of the rectifier diodes Do1 and Do2 are connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Co, thereby forming a double-wave rectifier circuit.
The secondary side of the transformer PIT-2 also has the same configuration. That is, the center taps of the secondary windings Ns1 and Ns2 are connected to the secondary-side ground, and the anodes of the rectifier diodes Do3 and Do4 are connected to the respective ends of the secondary windings Ns1 and Ns2. The anodes of the rectifier diodes Do3 and Do4 are also connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Co.
That is, in the power supply circuit shown in this figure, the rectified current obtained by the double-wave rectification obtained on each secondary side of the transformers PIT-1 and PIT-2 is commonly supplied to the smoothing capacitor Co. Thus, a secondary side DC output voltage as a voltage across the smoothing capacitor Co is obtained.
Such a configuration is a condition under which the load LD is set to a heavy load, and can be considered in a case where it is necessary to increase the power capacity to be supplied to the load LD.
[0023]
The operation of the secondary side in the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 9 is shown in the waveform diagram of FIG.
As shown in the figure, on the transformer PIT-1 side, for example, during the period in which the switching element Q1 is on and the switching element Q2 is off, from the winding start side to the winding end side of the primary winding Np of the transformer PIT-1. Since a current flows, in the secondary windings Ns1 and Ns2, a current flows from the winding end side to the winding start side in response thereto. Therefore, the rectifier diode Do1 connected to the start of the secondary winding Ns1 is turned on, and the rectified current ID1 flows.
Further, during a period in which the switching element Q1 is off and the switching element Q2 is on, a current flows in the primary winding Np of the transformer PIT-1 from the winding start side to the winding end side in a reversed manner. Accordingly, also in secondary windings Ns1 and Ns2, a current flows in reverse from the winding end side to the winding start side. Therefore, the rectifier diode Do2 connected to the start of the winding of the secondary winding Ns2 becomes conductive, and a rectified current ID2 flows.
Also on the transformer PIT-2 side, during the period in which the switching element Q1 is on and the switching element Q2 is off, the rectified current ID3 rectified by the rectifying diode Do3 connected to the secondary winding Ns1 flows, and the switching is performed. During a period in which the element Q1 is turned off and the switching element Q2 is turned on, a rectified current ID4 rectified by the rectifier diode Do4 connected to the secondary winding Ns2 flows.
[0024]
Here, also in the power supply circuit shown in FIG. 9, the transformers PIT-1 and PIT-2 have the structure shown in FIG. 8A or FIG. The power transmission and the operation of the secondary rectifier circuit are performed in the same manner.
Therefore, first, a difference occurs between the peak level Lv1 of the rectified current ID1 flowing on the transformer PIT-1 side and the peak level Lv2 of the rectified current ID2. Here, it is assumed that the difference occurs such that the peak level Lv1 is higher and the peak level Lv2 is lower.
Similarly, on the transformer PIT-2 side, a difference occurs such that the peak level Lv3 of the rectified current ID3 flowing through the rectifier diode is higher and the peak level Lv4 of the rectified current ID4 is lower.
[0025]
In this case, in the charging current Ico flowing into the smoothing capacitor Co, the rectified currents ID1 and ID3 are combined and flow in the period in which the alternating voltage of the secondary winding is positive, and the alternating voltage of the secondary winding is negative. In the period, the rectified currents ID2 and ID4 are combined and flow.
Here, as described above, due to the difference between the peak levels of the rectified currents, the charging current Ico becomes the peak level Lv5 when the rectified currents ID1 and ID3 are combined and flows, and the rectified current ID2. , ID4 are synthesized and the level difference from the peak level Lv6 when flowing in is enlarged.
That is, as the peak level Lv5 of the charging current Ico, the rectified currents ID1 and ID3 having the high peak levels Lv1 and Lv3 are combined, so that the rise in the level increases. On the other hand, as the peak level Lv6 of the charging current Ico, the combination of the rectified currents ID2 and ID4 based on the low peak levels Lv2 and Lv4 increases the level decrease, and as a result, the peak of the charging current Ico increases. The difference between the levels Lv5 and Lv6 is enlarged so as to double the level difference of the rectified current.
[0026]
That is, as shown in FIG. 9, in a case where a circuit system including a transformer and a secondary side rectifier circuit is connected in parallel to the switching converter as shown in FIG. 9, the effective value of the ripple current increases. It will be noticeable.
And, for example, in actuality, in order to cope with an increase in ripple current, an electrolytic capacitor as a smoothing capacitor has to be selected with a larger capacitance, so that the cost increases and the component size becomes large. The problem that it turns into a problem arises.
In other words, the ripple current component flowing into the smoothing capacitor that generates the secondary-side DC output voltage has a switching cycle that is caused by the imbalance of the positive / negative rectified current due to the structure of the transformer PIT. There is a demand for such a ripple current to be suppressed.
[0027]
[Means for Solving the Problems]
In view of the above, the present invention is configured as a power supply circuit as follows.
That is, a switching means formed with a switching circuit that performs switching by inputting a DC input voltage, a primary winding connected to the switching circuit so that a switching output of the switching circuit is transmitted, A secondary winding which is excited by a switching output obtained in the primary winding so as to generate an alternating voltage of positive / negative inversion at both ends of the winding with a midpoint being zero potential. A pair of transformers, rectifier diode elements respectively connected to both ends of each of the secondary windings of the pair of transformers, and a rectifying current as a rectified output rectified by these rectifier diode elements commonly flows in. And a secondary rectifier circuit formed to obtain a secondary DC output voltage as a voltage across the smoothing capacitor. Provided with a door.
Then, according to the switching output transmitted to each of the primary windings, the currents flowing through the respective secondary windings of the pair of transformers have opposite polarities, and the respective primary windings of the pair of transformers are connected. The switching circuit is configured to be connected in parallel.
[0028]
Further, the power supply circuit is configured as follows.
That is, a switching means formed including a switching circuit that performs switching by inputting a DC input voltage, a primary winding connected to the switching circuit so that a switching output of the switching circuit is transmitted, A secondary winding which is excited by a switching output obtained in the primary winding so as to generate an alternating voltage of positive / negative inversion at both ends of the winding with a midpoint being zero potential. A pair of transformers, rectifier diode elements respectively connected to both ends of each secondary winding of the pair of transformers, and a smoothing capacitor into which a rectified current as a rectified output rectified by these rectifier diode elements commonly flows. And a secondary rectifier circuit formed to obtain a secondary DC output voltage as a voltage across the smoothing capacitor. Provided with a door.
Each of the primary windings of the pair of transformers is connected in parallel to the switching circuit, and each of the pair of transformers is divided into a first secondary and a midpoint with respect to the secondary winding. After winding the winding part and the second secondary winding part at different winding positions, winding the first secondary winding part and the second secondary winding part The positions are opposite to each other.
[0029]
According to each of the above configurations, as a configuration of the power supply circuit, for one switching unit, a transformer for inputting the switching output and transmitting the switching output to the secondary side is provided such that, for example, two pairs constitute a pair. On the secondary side of each transformer, rectifier diodes are connected to both ends of a secondary winding whose midpoint is set to zero potential so that the rectified current of these rectifier diodes flows into a common smoothing capacitor. ing. In other words, a dual-wave rectifier circuit is formed on the secondary side of each transformer, and a smoothing capacitor is shared by the respective dual-wave rectifier circuits.
[0030]
First, under the above-described configuration, the alternating voltages of the secondary windings of the pair of transformers are set to have opposite polarities to each other, so that the primary windings of the pair of transformers are inverted. To the switching means in parallel.
As a result, when the alternating voltage of the positive polarity is rectified on the secondary side of one transformer, the alternating voltage of the negative polarity is rectified on the secondary side of the other transformer. Will do. That is, the polarities of the alternating voltages to be rectified are opposite to each other between the secondary rectifier circuits of the paired transformers. This means that the rectified current paths between the paired transformers are opposite to each other, and therefore, the rectified current flows at this time and the effective winding portions of the secondary winding are also opposite to each other. Means that
[0031]
Secondly, in the above-described configuration, the transformer includes a first secondary winding unit and a second secondary winding unit that are divided with respect to the secondary winding using the middle point as a division point. In addition to the structure in which winding is performed at different winding positions, between the pair of transformers, the winding positions of the first secondary winding unit and the second secondary winding unit are opposite to each other. I'm going to do that.
With such a configuration, the magnitude relationship between the coupling coefficient of the first secondary winding to the primary winding and the coupling coefficient of the second secondary winding to the primary winding between the paired transformers. Can be reversed from each other.
When such a two-wave rectifier circuit is formed by using such a pair of transformers, it corresponds to the positive / negative secondary alternating voltage generated due to the magnitude relation of the coupling coefficient. The magnitude relationship between the rectified current levels is also reversed between the one transformer side and the other transformer side.
[0032]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 shows a configuration example of a power supply circuit according to a first embodiment of the present invention. The power supply circuit shown in this figure includes a half-bridge coupling type current resonance type converter as a primary side switching converter.
On the primary side of the power supply circuit shown in this figure, two switching elements Q1 and Q2 are provided corresponding to the current resonance type converter using the half-bridge coupling method. In this case, MOS-FETs are used as the switching elements Q1 and Q2. The switching elements Q1 and Q2 are connected in series and then connected in parallel to the DC input voltage Vin as illustrated.
The switching elements Q1 and Q2 are switched by the drive circuit 10 as described later, and perform switching by inputting the DC input voltage Vin. Although not shown here, the DC input voltage Vin is obtained as a voltage across the smoothing capacitor by, for example, rectifying a commercial AC power supply with a rectifier circuit and charging the rectified output current to the smoothing capacitor. Can be.
[0033]
Further, a clamp diode DD1 for forming a path for a reverse current flowing when the switching element Q1 is turned on is connected in parallel to both ends of the switching element Q1. An upper side switching circuit is formed by the parallel circuit of the switching element Q1 // the clamp diode DD1. Similarly, a clamp diode DD2 is connected in parallel to both ends of the switching element Q2 to form a lower-side switching circuit.
[0034]
The oscillator 11 is composed of, for example, a VCO (Voltage Controlled Oscillator), and generates and outputs an oscillation signal having a variable frequency. The wave number of the oscillating signal circumference is varied according to the output voltage level of the error amplifier 12.
The drive circuit 10 generates a drive signal (for example, a pulse voltage) for switchingly driving the switching elements Q1 and Q2 using the input oscillation signal. In this case, two drive signals with inverted polarities are generated, and these drive signals are output to the switching elements Q1 and Q2, respectively.
The drive signal has a frequency corresponding to the oscillation signal input from the oscillator 11, and a dead time occurs in which both the switching elements Q1 and Q2 are turned off in accordance with the turn-on / turn-off timing. The waveform has a duty ratio of 50% on / off.
As a result, the switching elements Q1 and Q2 perform the switching operation at the timing of alternately turning on / off according to the frequency of the oscillation signal generated by the oscillator 11.
[0035]
Here, transformers PIT-1 and PIT-2 are provided as transformers for transmitting the switching output of the primary-side current resonance type converter to the secondary side after the primary side and the secondary side are DC-insulated. Can be In the present embodiment, these trans PIT-1 and PIT-2 have a paired relationship in two sets.
[0036]
In the first embodiment, the same components are used for the transformers PIT-1 and PIT-2. That is, it is assumed that the cores of the same standard are wound according to the same winding specifications.
In this case, the transformers PIT-1 and PIT-2 are each configured to obtain the same loosely coupled state by a required coupling coefficient, for example, and are shown by an equalizing circuit in FIG. In order to make the transformer PIT-1 loosely coupled, for example, a gap of a required length may be formed at a required position of a core constituting the trans PIT.
[0037]
The excitation inductance Lp is connected in parallel to the primary winding Np of the transformer PIT. In this case, two secondary windings Ns1 and Ns2 are wound as the secondary windings. However, the leakage inductances Ls1 and Ns2 are respectively applied to these secondary windings Ns1 and Ns2. Ls2 is shown as being connected in series.
[0038]
As the structure of the transformers PIT-1 and PIT-2 according to the first embodiment, the same winding specification as that shown in FIG. 8A or FIG. I will take it. In other words, the primary winding Np and the pair of secondary windings Ns1 and Ns2 are wound in winding spaces on the primary side and the secondary side that are independent of each other. Then, in the winding space on the side where the secondary windings Ns1 and Ns2 are wound, these secondary windings Ns1 and Ns2 are also wound in different winding regions.
Therefore, also in the first embodiment, as described above, the coupling coefficient between the primary winding Np and the secondary winding Ns1 and the coupling coefficient between the primary winding Np and the secondary winding Ns2. This means that there is a difference.
[0039]
The description returns to FIG.
The winding end of the primary winding Np of the transformer PIT-1 is connected to the negative electrode of the DC input voltage Vin via a series connection with the primary side series resonance capacitor C1, and the winding start end is connected to a switching element. It is connected to the connection point (switching output point) of Q1 and Q2. With such a connection mode, a primary side series resonance circuit is formed by the leakage inductance of the primary winding Np and the capacitance of the primary side series resonance capacitor C1, and the switching elements Q1 and Q2 are switched with respect to the primary side series resonance circuit. Output will be provided. The current obtained as the switching output in the primary winding Np of the transformer PIT-1 has a sinusoidal waveform due to the resonance action of the primary side series resonance circuit. That is, a switching operation as a current resonance type is obtained.
[0040]
The primary winding Np of the transformer PIT-2 has a winding start end connected to the negative electrode of the DC input voltage Vin through a series connection with the primary side series resonance capacitor C1, and a winding end end connected to a switching terminal. It is connected to a connection point (switching output point) between elements Q1 and Q2.
With such a connection mode, a primary series resonance circuit is formed also on the transformer PIT-2 side by the leakage inductance of the primary winding Np and the capacitance of the primary series resonance capacitor C1, and also on the transformer PIT-2 side. Thus, a switching operation as a current resonance type is obtained.
[0041]
Thus, the power supply circuit of the present embodiment adopts a basic configuration as a DC-DC converter having a current resonance type converter on the primary side, and as a transformer for transmitting a switching output from the primary side to the secondary side, Two sets of transformers PIT-1 and PIT-2 are provided. As can be seen from the connection form of the primary windings Np of the transformers PIT-1 and PIT-2, these two primary windings Np are connected in parallel with the switching output point and the series resonance capacitor C1. You can see that they are connected. That is, the switching output is branched and input to the primary sides of the transformers PIT-1 and PIT-2 via the parallel connection of the primary winding Np.
[0042]
In the present embodiment, the primary windings Np of the transformers PIT-1 and PIT-2 are connected in parallel to the switching output as described above, and then the polarity of the primary windings Np is changed. They are connected in reverse.
In other words, the primary winding Np of the transformer PIT-1 has a winding start end connected to the switching output point and a winding end end connected to the series resonance capacitor C1. The primary winding Np is connected in the opposite manner, with the winding end connected to the switching output point and the winding start connected to the series resonance capacitor C1.
[0043]
The secondary windings Ns1 and Ns2 of the transformer PIT-1 have the same number of turns, and the connection point between the winding end end of the secondary winding Ns1 and the winding start end of the secondary winding Ns2 is defined as a center tap. Connected to secondary ground. In this case, the secondary windings Ns1 and Ns2 can be treated as a winding part formed by dividing the middle point of a set of secondary windings into two parts.
The anode of the rectifier diode Do1 is connected to the winding start end of the secondary winding Ns1, and the anode of the rectifier diode Do2 is connected to the winding end of the secondary winding Ns2. The cathodes of the rectifier diodes Do1 and Do2 are commonly connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Co. The negative terminal of the smoothing capacitor Co is connected to the secondary side ground.
As a result, on the secondary side of the transformer PIT-1, a two-wave rectifier circuit is formed by the rectifier diodes Do1, Do2, and the smoothing capacitor Co.
[0044]
Also, the secondary side of the transformer PIT-2 is configured in the same manner as described above. In other words, for the secondary windings Ns1 and Ns2 having the same number of turns, the connection point between the winding end end of the secondary winding Ns1 and the winding start end of the secondary winding Ns2 is connected to the secondary-side ground using a center tap. I do.
Then, the anode of the rectifier diode Do3 is connected to the winding start end of the secondary winding Ns1, and the anode of the rectifier diode Do4 is connected to the winding end of the secondary winding Ns2. Further, the cathode sides of the rectifier diodes Do3 and Do4 are commonly connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Co.
As a result, also on the secondary side of the transformer PIT-2, a double-wave rectifier circuit is formed by the rectifier diodes Do3, Do4 and the smoothing capacitor Co. Then, the smoothing capacitor Co is shared by the two-wave rectifier circuits on the transformer PIT-1 side and the transformer PIT-2 side. That is, the secondary-side DC output voltage, which is the voltage between both ends of the smoothing capacitor Co, is obtained by the rectification operation of the two sets of dual-wave rectifier circuits. This secondary-side DC output voltage is supplied to the load LD as a DC power supply voltage.
In this manner, by providing a plurality of transformers PIT to increase the number of secondary-side rectifier circuits and obtaining a common secondary-side DC output voltage by these secondary-side rectifier circuits, the load is reduced. The power capacity supplied to the LD will increase. That is, such a configuration is adopted, for example, as described above, corresponding to the condition of heavy load.
[0045]
The secondary side DC output voltage is branched and input to the error amplifier 12. The error amplifier 12 outputs to the oscillator 11 a voltage having a level that is variable in accordance with a level error of the secondary-side DC output voltage with respect to a predetermined level of the reference voltage Vref as an error detection output.
Then, the oscillator 11 changes the oscillation signal frequency in accordance with the error detection output from the error amplifier 12 as described above, so that the switching frequency is changed. That is, the switching frequency is changed according to the fluctuation of the secondary-side DC output voltage.
For example, when the secondary side DC output voltage is assumed to be lower than the reference voltage Vref, the switching frequency is controlled to be lower, whereby the energy transfer amount from the primary side to the secondary side increases. Thus, the secondary side DC output voltage changes so as to increase. On the other hand, when the secondary side DC output voltage rises above the reference voltage Vref, the switching frequency is increased to reduce the amount of energy transmitted from the primary side to the secondary side, and the secondary side DC output voltage is reduced. Is controlled to decrease. In this way, the secondary DC output voltage is stabilized.
[0046]
Here, the switching operation of the primary-side current resonance type converter having the configuration shown in FIG. 1 is indicated by a waveform corresponding to the primary-side current resonance type converter among the operation waveforms shown in FIG.
That is, according to the drive signal output from the drive circuit 10, the gate-source voltages Vgs1 and Vgs2 of the switching elements Q1 and Q2 have the waveforms shown in FIG. The switching elements Q1 and Q2 are turned on during a period in which the gate-source voltages Vgs1 and Vgs2 rise to a predetermined level. From this waveform, it can be seen that the switching elements Q1 and Q2 are switched so as to be turned on / off alternately. Further, a period in which both the gate-source voltages Vgs1 and Vgs2 fall is a period as a so-called dead time. During this dead time, the switching elements Q1 and Q2 are both turned off.
[0047]
As shown in FIG. 7, the switching current IQ1 flowing between the drain and the source of the switching element Q1 is at the 0 level when the switching element Q1 is off and flows according to the waveform shown in the on period. Become. At the time of turn-on, the switching current IQ1 flowing in the positive direction of the negative electrode is a current flowing through the clamp diode DD1.
Further, in response to such a switching operation, the drain-source voltage Vds of the switching element Q1 is maintained at 0 level during a period in which the switching element Q1 is turned on, and maintains a predetermined peak level in a period during which the switching element Q1 is turned off. , A waveform which rises / falls depending on the dead time period.
The switching current IQ2 flowing through the switching element Q2 is also at the 0 level while the switching element Q2 is off, and flows according to the illustrated waveform during the on period.
Further, since the waveforms of the switching currents IQ1 and IQ2 each have a phase difference of 180 °, it can be understood that the switching operation is performed at the timing when the switching elements Q1 and Q2 are turned on / off alternately. .
[0048]
Here, the path of the switching output current flowing through the switching output point is as follows.
First, while the switching element Q1 is on and the switching element Q2 is off, a current as the switching current IQ1 flows from the DC input voltage Vin via the drain-source of the switching element Q1. This switching current IQ1 branches from the source (switching output point) of the switching element Q1 to the primary winding Np of the transformers PIT-1 and PIT-2, and in each transformer, the excitation inductance Lp → the series resonance capacitor C1. Thus, it flows as a resonance current.
Next, during the period when the switching element Q1 is turned off and the switching element Q2 is turned on, the primary resonance Np branches from the series resonance capacitor to the primary winding Np of the transformers PIT-1 and PIT-2. From the excitation inductance Lp of the switching element Q2 to the drain (switching output point) of the switching element Q2. Further, it flows as a switching current IQ2 via the drain-source of the switching element Q2.
When the switching output current flowing as described above is viewed as the excitation inductance Lp of each transformer of the transformers PIT-1 and PIT-2 and the primary winding current (ILp + Inp) flowing through the primary winding Np, the switching current IQ1 and IQ2 are synthesized. In other words, as shown in FIG. 7, the waveform has a positive / negative inversion depending on the switching cycle. As described above, this primary winding current (ILp + Inp) is a sinusoidal resonance current due to the resonance action of the primary side series resonance circuit (Lp // C1). That is, it can be seen that a current resonance type operation is obtained as the primary side switching converter.
[0049]
The operation on the secondary side in the present embodiment is as shown in FIG. In this figure, a rectified current ID1 flowing through a rectifier diode Do1 connected to the secondary winding Ns1 of the transformer PIT-1, a rectified current ID2 flowing through a rectifier diode Do2 connected to the secondary winding Ns2 of the transformer PIT-1, Rectifying current ID3 flowing through rectifying diode Do3 connected to secondary winding Ns1 of transformer PIT-2, rectifying current ID4 flowing through rectifying diode Do4 connected to secondary winding Ns2 of transformer PIT-2, and smoothing capacitor The charging current Ico flowing into Co is shown.
[0050]
Here, during a period in which the switching element Q1 of the primary-side switching converter is on and the switching element Q2 is off, a current flows from the winding start side to the winding end side in the primary winding Np of the transformer PIT-1. become. Accordingly, in the secondary windings Ns1 and Ns2 of the transformer PIT-1, a current flows from the winding end side to the winding start side, so that the secondary winding Ns1 and Ns2 are connected to the winding start of the secondary winding Ns1 as a rectification operation. The rectified diode Do1 becomes conductive, and the rectified current ID1 flows.
In the same period, a current flows from the winding end side to the winding start side in the primary winding Np of the transformer PIT-2, contrary to the transformer PIT-1. Accordingly, in the secondary windings Ns1 and Ns2 of the transformer PIT-2, current flows from the winding start side to the winding end side, so that the rectifier diode connected to the winding end of the secondary winding Ns2 Do4 becomes conductive, and a rectified current ID4 flows.
[0051]
On the other hand, during the period when the switching element Q2 is on and the switching element Q1 is off, a current flows through the primary winding Np of the transformer PIT-1 from the winding end side to the winding start side. Accordingly, in the secondary windings Ns1 and Ns2 of the transformer PIT-1, a current flows from the winding start side to the winding end side, so that the rectifier diode Do2 connected to the winding end of the secondary winding Ns2 becomes conductive. As a result, a rectified current ID2 flows.
In the same period, a current flows from the winding start side to the winding end side in the primary winding Np of the transformer PIT-2, contrary to the transformer PIT-1. Accordingly, in the secondary windings Ns1 and Ns2 of the transformer PIT-2, current flows from the winding end side to the winding start side, so that the rectifier diode connected to the winding start of the secondary winding Ns1 Do3 conducts and rectified current ID3 flows.
[0052]
Here, in the first embodiment, the winding specifications of the transformers PIT-1 and PIT-2 adopt the same structure, for example, by the structure shown in FIG. 8A or 8B. Have been. Therefore, as described above, in the transformers PIT-1 and PIT-2, the coupling coefficient between the primary winding Np and the secondary winding Ns1 and the coupling between the primary winding Np and the secondary winding Ns2, respectively. There is a difference between the coefficients. The difference between the coupling coefficients is, as described with reference to FIG. 7, a level difference between two rectified currents corresponding to each half cycle of one switching cycle, which is obtained by the double-wave rectifier circuit formed on the secondary side. Appear as.
That is, on the transformer PIT-1 side, there is a difference between the peak levels Lv1 and Lv2 of the rectified currents ID1 and ID2, and on the transformer PIT-2 side, there is a difference between the peak levels Lv3 and Lv4 of the rectified currents ID3 and ID4. Will happen.
In this case, it is assumed that the relationship of Lv1> Lv2 is obtained as the relationship between the peak levels Lv1 and Lv2 of the rectified currents ID1 and ID2 on the transformer PIT-1 side. The rectified current ID1 is based on the current obtained in the secondary winding Ns1, and the rectified current ID2 is based on the current obtained in the secondary winding Ns2. The rectified current ID3 is based on the current obtained in Ns1, and the rectified current ID2 is based on the current obtained in the secondary winding Ns2. Therefore, the relationship of Lv3> Lv4 is obtained on the trans PIT-2 side.
Further, since the specifications of the transformers PIT-1 and PIT-2 are the same,
Lv1 = Lv3
Lv2 = Lv4
Is obtained.
[0053]
According to FIG. 2, during the period when the switching element Q1 is turned on and the switching element Q2 is turned off, the rectified current ID1 and the rectified current ID4 flow, and these are combined and obtained as the charging current Ico to the smoothing capacitor Co. become. That is, the peak level Lv5 of the charging current Ico at this time is:
Lv5 = Lv1 + Lv4
Is represented by
Similarly, during the period when the switching element Q2 is on and the switching element Q1 is off, the rectified current ID2 and the rectified current ID3 are combined to become the charging current Ico. Therefore, the peak level Lv6 of the charging current Ico at this time is:
Lv6 = Lv2 + Lv3
Will be represented by
Then, from the relationship between the peak levels Lv1, Lv2, Lv3, Lv4, the peak levels Lv5, Lv6 of the charging current Ico are:
Lv5 = Lv6
Is established.
[0054]
That is, in the present embodiment, the transformers PIT-1 and PIT-2 are premised on the occurrence of an imbalance in the rectified current level corresponding to each half cycle of the double-wave rectification due to the winding structure of the windings. When one transformer outputs a rectified current biased to a high level, the other transformer always outputs a rectified current biased to a low level. In order to obtain such an operation, the primary windings Np of the transformers PIT-1 and PIT-2 are connected so that the switching output is input with the opposite polarity.
[0055]
The fact that the peak levels Lv5 and Lv6 of the charging current Ico are equal to each other as described above corresponds to the suppression of the ripple current in the switching cycle flowing into the smoothing capacitor Co.
By suppressing the ripple current in this manner, for example, it is not necessary to select an electrolytic capacitor having a large capacitance as the smoothing capacitor Co, so that the cost can be reduced accordingly. Also, since the capacitor can be prevented from becoming large, the size and weight of the power supply circuit board can be reduced.
[0056]
Next, a second embodiment will be described.
FIG. 3 shows a configuration example of a power supply circuit according to the second embodiment. In this figure, the same parts as those in FIG.
The structures of the transformers PIT-1 and PIT-2 in the power supply circuit shown in this figure are as shown in FIGS. 8A and 8B, and the primary winding Np and the secondary windings Ns1 and Ns2. At a predetermined winding position.
However, the transformer PIT-1 and the transformer PIT-2 are configured such that the primary windings Np have polarities opposite to each other. For example, assuming that the primary winding Np and the secondary windings Ns1 and Ns2 of the transformer PIT-1 are wound in the same winding direction, the primary winding Np and the secondary winding of the transformer PIT-2 are assumed. The wires Ns1 and Ns2 are wound in opposite winding directions.
[0057]
The primary windings Np of the transformers PIT-1 and PIT-2 configured as described above are connected in parallel as follows. That is, as shown in FIG. 3, the winding start side of the primary winding Np of the transformer PIT-1 is connected to the connection point (switching output point) of the switching elements Q1 and Q2, and the winding end side is connected to a series resonance capacitor. Connected to the negative terminal of the DC input voltage Vin via C1.
On the other hand, the primary winding Np of the transformer PIT-1 has the winding end connected to the connection point (switching output point) of the switching elements Q1 and Q2, and the winding start side connected to the DC through the series resonance capacitor C1. Connect to negative terminal of input voltage Vin.
Comparing the power supply circuit according to the second embodiment with the power supply circuit shown in FIG. 8, the form of parallel connection of the primary windings Np of the transformers PIT-1 and PIT-2 is as follows. It becomes the same. In the present embodiment, as described above, the transformers PIT-1 and PIT-2 are configured so that the polarities on the primary side are reversed.
[0058]
Even in the case of such a configuration, the polarity of the current flowing through the secondary winding in accordance with the on / off operation of switching elements Q1 and Q2 is the same as in the first embodiment. 1 and PIT-2.
That is, during the period when the switching element Q1 is on and the switching element Q2 is off, the current flows from the winding start side to the winding end side in the primary winding Np of the transformer PIT-1, whereas the transformer PIT- A current flows through one primary winding Np from the winding end side to the winding start side.
As a result, on the secondary side of the transformer PIT-1, a current flows from the winding end side of the secondary windings Ns1 and Ns2 to the winding start side, so that the rectifying diode Do1 on the secondary winding Ns1 side conducts and the rectified current flows. ID1 flows. On the transformer PIT-2 side, a current flows from the winding start side to the winding end side of the secondary windings Ns1 and Ns2 with a polarity opposite to the above, so that the rectifier diode Do4 on the secondary winding Ns2 side becomes conductive. As a result, a rectified current ID4 flows.
Further, during the period in which the switching element Q1 is off and the switching element Q2 is on, a current having the opposite polarity to that described above flows through the secondary winding. The rectifier diode Do2 on the side of the winding Ns2 conducts and the rectified current ID2 flows. On the transformer PIT-2 side, the rectifier diode Do3 on the side of the secondary winding Ns1 conducts and the rectified current ID3 flows.
[0059]
That is, the operation of the rectified current on the secondary side in accordance with the on / off operation of the switching elements Q1 and Q2 is the same as that of FIG. 2, and therefore, in the present embodiment, the operation of the smoothing capacitor Co The ripple current due to the switching cycle of the charging current Ico is suppressed.
[0060]
Next, a third embodiment will be described.
The circuit configuration of the power supply circuit according to the third embodiment may be the same as that shown in FIG. Then, in the third embodiment, the winding specification of the winding is changed for the transformers PIT-1 and PIT-2 as follows. As a winding specification example of this winding, two examples will be given, and a first example will be described first with reference to FIG.
[0061]
The first example is based on the winding specifications of the windings shown in FIG. 8A for the transformers PIT-1 and PIT-2. Then, for the transformer PIT-1, for example, as shown in FIG. 4A, in the winding space of the secondary winding, the secondary winding Ns2 is connected to the inner side near the winding space of the primary winding Np. Wrap in position. Then, the secondary winding Ns1 is wound around the winding position outside the secondary winding Ns2.
On the other hand, regarding the transformer PIT-2, the winding positions of the secondary windings Ns1 and Ns2 in the winding space of the secondary winding are reversed. In other words, as shown in FIG. 4B, the secondary winding Ns1 is wound at a position inside the winding space of the primary winding Np, and the secondary winding Ns2 is wound around the secondary winding Ns1. Is wound to the outside winding position.
[0062]
FIG. 5A shows the structure of trans PIT-1 and PIT-2 as a second example. The transformers PIT-1 and PIT-2 shown in FIGS. 5A and 5B are based on the winding specification of the winding shown in FIG. 8B.
Then, for the transformer PIT-1, for example, as shown in FIG. 5A, in the winding space for the secondary winding, first, the secondary winding Ns1 is wound around the core, and in this manner, The secondary winding Ns2 is wound on the wound secondary winding Ns1 so as to overlap the secondary winding Ns2.
On the other hand, as for the transformer PIT-2, as shown in FIG. 5B, the secondary winding Ns2 is wound around the core, and the secondary winding Ns1 is superposed thereon. The winding position of the secondary windings Ns1 and Ns2 is opposite to that of the transformer PIT-1.
[0063]
As described above, in the winding specifications of the windings shown in FIGS. 8A and 8B, the coupling coefficient of the secondary winding Ns1 with respect to the primary winding N1 and the coupling coefficient of the secondary winding Ns2 with respect to the primary winding N1. A difference (magnitude relation) occurs between the coupling coefficient and the coupling coefficient.
When the winding positions of the secondary windings Ns1 and Ns2 between the transformers PIT-1 and PIT-2 are reversed as shown in FIG. 4 or FIG. The magnitude relationship between the coupling coefficient of the secondary winding Ns1 with respect to N1 and the coupling coefficient of the secondary winding Ns2 with respect to the primary winding N1 is also reversed in the transformers PIT-1 and PIT-2.
For example, assuming that the coupling coefficient of the secondary winding Ns1 to the primary winding N1 is k1, and the coupling coefficient of the secondary winding Ns2 to the primary winding N1 is k2, the relationship of k1> k2 is obtained in the transformer PIT-1. In the trans PIT-2, the relationship of k1 <k2 is obtained.
[0064]
As a third embodiment, when the transformers PIT-1 and PIT-2 having such a structure are provided in, for example, the power supply circuit shown in FIG. 9, the rectified current on the secondary side is as follows. Level relationship.
In this case, the connection of the primary windings Np of the transformers PIT-1 and PIT-2 to the switching output point has the same polarity, so that, for example, the switching element Q1 is on and the switching element Q2 is off. During the period, current flows from the winding end direction to the winding start direction in the secondary windings Ns1 and Ns2 on both sides of the transformers PIT-1 and PIT-2. Therefore, on the transformer PIT-1 side, the rectification current ID1 flows through the rectification diode Do1 connected to the secondary winding Ns1, and also on the transformer PIT-2 side, the rectification current flows through the rectification diode Do3 connected to the secondary winding Ns2. ID3 flows.
Further, during a period in which the switching element Q1 is off and the switching element Q2 is on, a current flows from the winding start direction to the winding end direction in the secondary windings Ns1 and Ns2 on both sides of the transformers PIT-1 and PIT-2. Flows. Therefore, on the transformer PIT-1 side, the rectified current ID2 flows through the rectifier diode Do2 connected to the secondary winding Ns2, and also on the transformer PIT-2 side, the rectified current flows through the rectifier diode Do4 connected to the secondary winding Ns2. ID4 flows.
[0065]
Here, for example, due to the magnitude relationship between the coupling coefficients as described above, the peak level deviation between the rectified current ID1 flowing from the secondary winding Ns1 and the rectified current ID2 flowing from the secondary winding Ns2 in the transformer PIT-1. Is larger than ID1> ID2. Then, in the transformer PIT-2, since the magnitude relation of the coupling coefficient is opposite, the magnitude relation of the deviation of the peak level between the rectified current ID3 flowing from the secondary winding Ns1 and the rectified current ID4 flowing from the secondary winding Ns2. Satisfies ID3 <ID4, and the opposite relationship to the trans PIT-1 is obtained.
[0066]
For this reason, during the period when the switching element Q1 is on and the switching element Q2 is off, the rectified current ID1 having a large peak level and the rectified current ID3 having a smaller peak level are synthesized as a charging current to the smoothing capacitor Co. It will flow. Similarly, during the period when the switching element Q1 is off and the switching element Q2 is on, the small peak level rectified current ID2 and the larger peak level rectified current ID4 are combined, and the charging current to the smoothing capacitor Co is increased. Flows as
As a result, the peak level of the charging current Ico of the smoothing capacitor Co is the same between the period when the switching element Q1 is on and the switching element Q2 is off and the period when the switching element Q1 is off and the switching element Q2 is on. Become.
Thus, in the third embodiment, the smoothing capacitor is provided by providing the transformers PIT-1 and PIT-2 in which the winding positions of the secondary windings Ns1 and Ns2 are opposite to each other. The ripple current of Co is suppressed.
[0067]
Note that, in the above-described embodiment, a case where a current-resonant converter based on a half-bridge coupling system is provided as an example of a primary-side switching converter is described. It may be a current resonance type converter. Further, for example, a voltage resonance type converter using a push-pull method including two switching elements may be used. It is also conceivable to adopt a form as a complex resonance type. That is, in the present invention, the type of the primary-side switching converter capable of forming the double-wave rectifier circuit on the secondary side is not particularly limited.
Further, in the above embodiment, only one pair of transformers is provided, but the number of transformer pairs forming two pairs may be more than one. For example, by providing four transformers PIT, two pairs of transformers are provided. Then, for each pair of transformers to be paired, for example, a combination of the parallel connection mode of the primary winding Np and the winding specification of the transformer as shown in the above embodiments is applied.
In this case, as the secondary rectifier circuit, two rectifier diodes for the dual-wave rectifier circuit are connected to the secondary side of each transformer PIT, and the rectified current of each of the four transformers is reduced to one smoothing capacitor Co. May be charged. Alternatively, a configuration may be employed in which a plurality of secondary-side DC output voltages are generated by providing one smoothing capacitor Co for each pair of transformers.
Further, as the transformer PIT, for example, specifications other than those shown in FIGS. 4, 5, and 8 may be adopted.
[0068]
【The invention's effect】
As described above, in the power supply circuit according to the present invention, the ripple current component of the switching cycle is suppressed due to the unbalance of the rectified current in the secondary-sided dual-wave rectifier circuit caused by the winding position of the transformer winding. Will be.
This eliminates the need for selecting a capacitor having a larger capacitance for, for example, a smoothing capacitor for generating a secondary-side DC output voltage. Therefore, it is possible to avoid an increase in component size of the smoothing capacitor and an increase in cost. .
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of a power supply circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram illustrating an operation of a secondary-side rectifier circuit in the power supply circuit according to the first embodiment.
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a power supply circuit according to a second embodiment;
FIG. 4 is a diagram illustrating a structure (first example) of a transformer provided in a power supply circuit according to a third embodiment;
FIG. 5 is a diagram illustrating a structure (second example) of a transformer provided in a power supply circuit according to a third embodiment;
FIG. 6 is a circuit diagram showing a power supply circuit as a prior art.
FIG. 7 is a waveform chart showing an operation of the power supply circuit shown in FIG.
8 is a diagram showing a structure of a transformer provided in the power supply circuit shown in FIG.
FIG. 9 is a circuit diagram showing another configuration of a power supply circuit as a prior art.
10 is a waveform chart showing an operation of the secondary side rectifier circuit in the power supply circuit shown in FIG.
[Explanation of symbols]
Q1, Q2 switching element, PIT-1, PIT-2 transformer, Np primary winding, Ns1, Ns2 secondary winding, Do1, Do2, Do3, Do4 rectifier diode, Co smoothing capacitor, 10 drive circuit, 11 oscillator, 12 Error amplifier

Claims (4)

直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング回路を備えて形成されるスイッチング手段と、
上記スイッチング回路のスイッチング出力が伝達されるように、上記スイッチング回路に対して接続される一次巻線と、この一次巻線に得られるスイッチング出力により励起されることで、中点をゼロ電位として巻線の両端に正／負で反転する交番電圧が生じるようにされた二次巻線とを備える、少なくとも１対のトランスと、
上記一対のトランスの各二次巻線の両端に対してそれぞれ接続される整流ダイオード素子と、これらの整流ダイオード素子により整流された整流出力としての整流電流が共通に流入する平滑コンデンサとから成り、上記平滑コンデンサの両端電圧として、二次側直流出力電圧を得るように形成される二次側整流回路とを備え、
上記各一次巻線に伝達されるスイッチング出力に応じて、上記一対のトランスの各二次巻線に流れる電流が、相互に逆極性となるようにして、上記１対のトランスの各一次巻線を並列に上記スイッチング回路に対して接続する、
ことを特徴とする電源回路。Switching means formed by including a switching circuit that performs switching by inputting a DC input voltage,
A primary winding connected to the switching circuit and a switching output obtained from the primary winding are excited so that the switching output of the switching circuit is transmitted. At least one pair of transformers, comprising a secondary winding adapted to produce a positive / negative inverting alternating voltage across the line;
A rectifier diode element connected to both ends of each secondary winding of the pair of transformers, and a smoothing capacitor into which a rectified current as a rectified output rectified by these rectifier diode elements commonly flows, A secondary-side rectifier circuit formed to obtain a secondary-side DC output voltage as a voltage across the smoothing capacitor;
In accordance with the switching output transmitted to each of the primary windings, the current flowing through each of the secondary windings of the pair of transformers has a polarity opposite to each other, so that each of the primary windings of the pair of transformers Are connected in parallel to the switching circuit,
A power supply circuit, characterized in that: 上記１対のトランスの各々について、上記一次巻線と上記二次巻線の極性の関係を互いに同じにするとともに、
上記スイッチング回路に対する上記各一次巻線の巻始め／巻終わりの接続が互いに逆となるようにする、ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。For each of the pair of transformers, the primary and secondary windings have the same polarity relationship with each other,
The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the connection of the start / end of winding of each of the primary windings to the switching circuit is reversed. 上記１対のトランスの各々について、上記一次巻線と上記二次巻線の極性の関係を互いに逆とするとともに、
上記スイッチング回路に対する上記各一次巻線の巻始め／巻終わりの接続が互いに逆となるようにする、ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。For each of the pair of transformers, the relationship between the polarities of the primary winding and the secondary winding is reversed,
The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the connection of the start / end of winding of each of the primary windings to the switching circuit is reversed. 直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング回路を備えて形成されるスイッチング手段と、
上記スイッチング回路のスイッチング出力が伝達されるように、上記スイッチング回路に対して接続される一次巻線と、この一次巻線に得られるスイッチング出力により励起されることで、中点をゼロ電位として巻線の両端に正／負で反転する交番電圧が生じるようにされた二次巻線とを備える、少なくとも１対のトランスと、
上記一対のトランスの各二次巻線の両端に対してそれぞれ接続される整流ダイオード素子と、これらの整流ダイオード素子により整流された整流出力としての整流電流が共通に流入する平滑コンデンサとから成り、上記平滑コンデンサの両端電圧として、二次側直流出力電圧を得るように形成される二次側整流回路とを備え、
上記１対のトランスの各一次巻線を並列に上記スイッチング回路に対して接続すると共に、
上記１対のトランスの各々は、二次巻線について上記中点を分割点として分割される第１の二次巻線部と第２の二次巻線部を異なる巻装位置に巻装しているものとされたうえで、上記第１の二次巻線部と第２の二次巻線部の巻装位置が互いに逆となるようにされている、
ことを特徴とする電源回路。Switching means formed by including a switching circuit that performs switching by inputting a DC input voltage,
A primary winding connected to the switching circuit and a switching output obtained from the primary winding are excited so that the switching output of the switching circuit is transmitted. At least one pair of transformers, comprising a secondary winding adapted to produce a positive / negative inverting alternating voltage across the line;
A rectifier diode element connected to both ends of each secondary winding of the pair of transformers, and a smoothing capacitor into which a rectified current as a rectified output rectified by these rectifier diode elements commonly flows, A secondary-side rectifier circuit formed to obtain a secondary-side DC output voltage as a voltage across the smoothing capacitor;
Each primary winding of the pair of transformers is connected in parallel to the switching circuit,
Each of the pair of transformers winds a first secondary winding portion and a second secondary winding portion, which are divided by using the middle point as a dividing point, in a secondary winding at different winding positions. And the winding positions of the first secondary winding part and the second secondary winding part are opposite to each other.
A power supply circuit, characterized in that:
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