JP2004215129A

JP2004215129A - Mfsk signal demodulator and mfsk signal demodulation method

Info

Publication number: JP2004215129A
Application number: JP2003001738A
Authority: JP
Inventors: Makoto Tsuruta; 鶴田　　誠
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2003-01-08
Filing date: 2003-01-08
Publication date: 2004-07-29
Anticipated expiration: 2023-01-08
Also published as: JP3949585B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an MFSK (multi-frequency shift keying) signal demodulator and an MFSK signal demodulation method capable of satisfactorily and automatically estimating the modulation specifications of an MFSK modulation signal of which the modulation specifications are unknown, and extracting and demodulating a desired signal even in an environment where a plurality of signals coexist. <P>SOLUTION: An analog/digital transformation part 1 digitizes an inputted signal, a fast Fourier transform part 21 performs Fourier transform of the digitized signal, a power spectrum calculation part 22 calculates a power spectrum and after that, a mutual correlation operation part 23 performs mutual correlation operations by applying a discontinuous type evaluation function (Fobj). Furthermore, a carrier detection part 24 performs convexity collation evaluation with a power spectrum to this operation result to stably detect the carrier of the inputted signal. A shift frequency/modulation multivalue number estimation part 25 calculates the number of carriers and carrier intervals on the basis of this detection result, separates a plurality of signals by further grouping the carriers and estimates the modulation specifications. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル信号処理により、変調諸元が未知であるＭＦＳＫ系デジタル変調信号を自動復調するＭＦＳＫ信号復調装置、及びＭＦＳＫ信号復調方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル変調信号の未知の変調諸元を自動推定し復調する技術は、信号計測、無線通信、電波監視等の分野で活用されている。
【０００３】
ＭＦＳＫ系のデジタル変調信号の未知の変調諸元を、デジタル信号処理によって推定する方法として、従来は、まず未知の入力信号を周波数弁別器によりＦＭ復調し、次にこの復調後の信号に含まれる周波数成分の出現確率密度分布を作描していた。そして、この確率密度分布の凸部をキャリアと判定し、その凸部の数及び周波数間隔からシフト周波数及び変調多値数を推定していた。
【０００４】
また、ＦＭ検波出力の振幅分布から求める方法も知られている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００５】
【特許文献１】
特開２００１−８６１７１号公報（第２７頁、図１）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の方法は、シフト周波数及び変調多値数の推定を行なうにあたって、次のような困難を伴っていた。すなわち第１に、信号を周波数弁別器に入力するに際し、信号の中心周波数、及び信号の周波数帯域幅に対応した適切な帯域制限フィルタを必要とする。もし周波数が離調されていると、この後に続く周波数成分の出現確率密度分布に影響を及ぼす。第２に、入力信号の信号対雑音比が低い環境下では、ＦＭ復調後の信号が劣化し、周波数成分の出現確率密度分布に影響を及ぼす。第３に、周波数成分の出現確率密度分布の作描に際し、周波数分解能を上げると所要演算量が大幅に増加するなどの問題があった。
【０００７】
従って、周波数成分の出現確率密度分布の凸部判定によるキャリア検出が不安定になり、その結果として入力信号のシフト周波数及び変調多値数の推定を困難にしていた。
【０００８】
更に、周波数弁別器によるＦＭ復調では、混在する複数の入力信号をすべて復調することが困難なため、複数の入力信号の存在を分離すること、そしてそれぞれの信号毎に変調諸元を推定し、対象とする入力信号を抽出することが困難であった。
【０００９】
本発明は上記問題点を解決するためになされたものであり、未知のＭＦＳＫ変調信号の変調諸元の自動推定を正確に実施し、かつ複数の入力信号の分離も可能なＭＦＳＫ信号復調装置及びＭＦＳＫ信号復調方法を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明のＭＦＳＫ信号復調装置は、変調諸元が未知であるＭＦＳＫ変調信号を入力し、前記入力信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換器と、前記アナログ・デジタル変換器から出力される前記デジタル信号を高速フーリエ変換する高速フーリエ変換手段と、前記高速フーリエ変換手段から出力される信号のパワースペクトラムを算出する手段と、前記算出手段から得られたパワースペクトラムと、予め設定された基準スペクトラムとしての評価関数との相互相関演算により、入力信号のキャリアを検出するキャリア検出手段と、前記検出手段により検出したキャリアから入力信号のシフト周波数及び変調多値数とを推定する推定手段とを備えていることを特徴とする。
【００１１】
また、本発明のＭＦＳＫ信号復調方法は、変調諸元が未知であるＭＦＳＫ変調信号を入力し、前記入力信号をアナログ・デジタル変換器により変換したデジタル信号を高速フーリエ変換するステップと、このステップにより得られた高速フーリエ変換結果から、信号のパワースペクトラムを演算するステップと、このステップにより得られた信号のパワースペクトラムと、あらかじめ設定した基準スペクトラムとしての評価関数との相互相関演算を実施するステップと、このステップにより得られた相関演算結果と、前記パワースペクトラムとから、入力信号のキャリアを検出するステップと、このステップにより得られたキャリア検出結果から、複数の入力信号の存在を判定するステップと、このステップにより得られた判定結果から、混在するそれぞれの入力信号についてそのシフト周波数及び変調多値数を推定し、出力するステップとを備えていることを特徴とする。
【００１２】
本発明によれば、入力信号のキャリア検出を安定に実施でき、入力信号のシフト周波数及び変調多値数の推定を正確に実施することが可能となると共に、複数信号の分離が可能となる。また、変調度が１未満の信号に対しては、ｎ逓倍の非線形処理により対応可能となる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施の形態について、図１乃至図７を参照して説明する。
【００１４】
図１は、本発明に係わるＭＦＳＫ信号復調装置の一実施形態を示すブロック図である。図１に示すように、このＭＦＳＫ信号復調装置は、アナログ・デジタル変換部１、デジタル信号処理部２、復調・復号部３、及び出力部４を備えている。
【００１５】
アナログ・デジタル変換部１は、入力されたＭＦＳＫ信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。デジタル信号処理部２は、アナログ・デジタル変換部１で変換されたデジタル信号を処理し、シフト周波数及び変調多値数を推定する。復調・復号部３は、デジタル信号処理部２からの推定結果をもとに、入力されたＭＦＳＫ信号を復調し、復号する。出力部４は、復調・復号部３からの復号結果を出力する。
【００１６】
次に、デジタル信号処理部２について詳細に説明する。デジタル信号処理部２は、アナログ・デジタル変換部１からのデジタル信号を高速フーリエ変換部２１で高速フーリエ変換し、この高速フーリエ変換の結果から、パワースペクトラム算出部２２でこの信号のパワースペクトラムを算出する。相互相関演算部２３は、パワースペクトラム算出部２２によって算出されたパワースペクトラム対して、この演算部２３内に予め設定された基準スペクトラムとしての評価関数との相互相関演算を行なう。この相関演算結果をもとに、キャリア検出部２４は入力信号のキャリアの存在を判定する。シフト周波数・変調多値数推定部２５では、キャリア検出部２４で検出したキャリアの数を計数し、キャリア周波数相互の間隔を算出することにより、入力信号のシフト周波数及び変調多値数を推定する。同時に、複数信号混在の判定を行ない、複数の信号が混在する場合には、グループ化により信号を分離し、各信号毎にシフト周波数及び変調多値数を推定する。
【００１７】
一方、デジタル信号処理部２のシンボルレート算出部２６では、パワースペクトラム算出部２２によって算出されたパワースペクトラムから、シンボルレートの算出を行なう。このシンボルレート算出部２６の算出方法は、文献「入力信号形式の推定法に関する基礎検討」（萩原将文、中川正雄電子情報通信学会論文誌ＡＶｏｌ．Ｊ７１−ＡＮｏ．２ｐｐ．４１１−４１７１９８８年２月）などに記述されている基本原理を用いることにより実施できる。
【００１８】
以上のように、デジタル信号処理部２においては、入力信号の変調諸元としてシフト周波数、変調多値数、及びシンボルレートとを推定し、復調・復号部３に送出している。
【００１９】
次に、図２乃至図６の波形図、及び図７に示すフローチャートを参照して、本発明のＭＦＳＫ信号復調装置の動作を説明する。
【００２０】
まず、対象のＭＦＳＫ信号が入力されると、アナログ・デジタル変換部１においてアナログ・デジタル変換し（ＳＴ１）、そのデジタル信号がデジタル信号処理部２に入力される。デジタル信号処理部２では、高速フーリエ変換部２１において、入力されたデジタル信号に対する高速フーリエ変換を実行する（ＳＴ２）。
【００２１】
続いてパワースペクトラム算出部２２は、高速フーリエ変換の結果から入力信号のパワースペクトラムを算出し（ＳＴ３）、更にパワースペクトラム算出部２２は、この結果に対して時間及び周波数方向の平均化を実行し（ＳＴ４）、雑音除去及びパワースペクトラムの平滑化を行なっている。このパワースペクトラム算出部２２の算出結果を簡便化した波形図の例を、図２及び図５に示す。図２は、例えば変調多値数が３の信号のみ存在する場合をモデル化して例示したものである。図５は、変調諸元の異なる複数の信号（Ａ波及びＢ波）が近接した周波数に混在する場合をモデル化して例示したものである。なお、図５においてＡ波の変調多値数は３、Ｂ波の変調多値数は２、その他の変調諸元及び信号レベルも互いに異なる場合を例示している。
【００２２】
そして、相互相関演算部２３は、パワースペクトラム算出部２２からの結果と、予め設定された評価関数との相互相関演算を実行する（ＳＴ５）。この相互相関演算部２３の結果は、演算時に適用する評価関数により異なる。本発明では図３にモデル化して示した波形図のように、中心周波数の前後で振幅値を不連続（反転）とした、例えば式１に示すような関数（Ｆｏｂｊ）を適用している。
【００２３】
【数１】

上記の評価関数を適用することにより、入力されたＭＦＳＫ信号のキャリア周波数のポイントで、相互相関演算部２３での演算結果にゼロクロスを発生させている。この相互相関演算部２３での演算結果を簡便化した波形図の例を、図４及び図６に示す。図４はパワースペクトラム算出部２２からの算出結果が図２の場合を、図６はパワースペクトラム算出部２２からの算出結果が図５（複数信号混在時）の場合を、それぞれ例示したものである。図４では３つのキャリアＣ１、Ｃ２及びＣ３に対応してＺ１、Ｚ２及びＺ３のゼロクロス点が発生している。また図６においても同様に、各キャリア周波数のポイントでゼロクロスが発生している。
【００２４】
このように、相互相関演算部２３からの演算結果のゼロクロス点は、入力信号のキャリア周波数ポイントに対応していることから、キャリア検出部２４は、まず相互相関演算部２３からの演算結果のゼロクロス点を検出する（ＳＴ６）。このゼロクロス点は図４または図６に例示したとおり、周波数軸（Ｘ軸）に対して十分な傾きをもって交差しているため、安定に検出することができる。
【００２５】
更にキャリア検出部２４は、検出されたすべてのゼロクロス点の位置をパワースペクトラム算出部２２で算出したパワースペクトラムと照合し、その位置がパワースペクトラムの凸部にあること、及びその凸状スペクトラムの特定電力値での幅が十分であることなどを評価する（ＳＴ７）。
【００２６】
キャリア検出部２４における前述のＳＴ６、乃至ＳＴ７の動作の過程を、入力信号が１信号の場合、すなわち相互相関演算の結果が図４の場合について詳細に説明する。この場合、ゼロクロス点の検出では図４のＺ１乃至Ｚ６の６点が検出される。次に、これらのゼロクロス点の周波数が、算出済みのパワースペクトラム（図２）上において、スペクトラムの凸部内でかつ凸点の周波数の近傍にあることを検定する。この結果、図４のゼロクロス点Ｚ１は図２のスペクトラムＳ１の、Ｚ２はＳ２の、Ｚ３はＳ３のそれぞれの凸部にあるため、キャリアの存在位置と推定されるが、Ｚ４乃至Ｚ６はこの検定の条件に合致せず、キャリア存在位置ではないと推定される。さらに、条件に合致したＺ１乃至Ｚ３の属するスペクトラムＳ１乃至Ｓ３の特定電力値Ｐでの幅、すなわち図２のＷ１乃至Ｗ３を算出し、その幅が十分であることを検定する。図２の場合は、Ｗ１乃至Ｗ３のいずれも十分な幅であると判定される。このようにして、図４においてはＺ１乃至Ｚ３の３点が、キャリアの存在するゼロクロス点と判定される。
【００２７】
このＳＴ７の評価により、キャリアの存在の判定を更に確実なものとすることができる。そしてキャリア検出部２４は、キャリアが存在すると判定したゼロクロス点を入力信号のキャリア位置として検出し（ＳＴ８）、キャリア周波数を算出している。
【００２８】
シフト周波数・変調多値数推定部２５は、キャリア検出部２４で検出したキャリア周波数をもとに、キャリア数を計数し、キャリア周波数相互の間隔を算出する（ＳＴ９）。キャリア数が３以上になると、キャリア周波数相互の間隔値は複数個、すなわちキャリア数より１少ない個数算出されるが、これら算出されたすべての間隔値が単一値と見なせるか否かにより、シフト周波数・変調多値数推定部２５は複数信号の混在を判定する（ＳＴ１０）。
【００２９】
その結果、複数信号が混在する場合（ＳＴ１０のＹＥＳ）には、シフト周波数・変調多値数推定部２５は各キャリアに対応した凸状スペクトラムの特定電力値Ｐでの幅（例えば図５のＷ１Ａ、Ｗ１Ｂなど）の差異を検定しながら、キャリア間隔が単一と推定されるキャリア群をグループ化し（ＳＴ１１）、複数の入力信号を分離する。なお、複数の信号が混在しない場合（ＳＴ９のＮＯ）は、グループ化（ＳＴ１１）を実行する必要はない。
【００３０】
そして、シフト周波数・変調多値数推定部２５は入力信号毎にグループ化されたキャリア周波数に基き、そのキャリア数を計数し、キャリア周波数相互の間隔を算出して（ＳＴ１２）、計数したキャリア数を変調多値数、キャリア周波数相互の間隔値をシフト周波数と推定している。これにより、各々の入力信号のシフト周波数及び変調多値数を推定することができるとともに、その中から所望信号の抽出または不要信号の削除が可能となる。
【００３１】
一方、デジタル信号処理部２内のシンボルレート算出部２６において算出されたシンボルレート（Ｄ１）は、シフト周波数・変調多値数推定部２５に入力される。シフト周波数・変調多値数推定部２５は、推定したシフト周波数及び変調多値数、ならびにシンボルレート算出部２６において算出されたシンボルレートとを、入力信号の変調諸元として復調・復号部３に対して出力する（ＳＴ１３）。
【００３２】
復調・復号部３は、デジタル信号処理部２のシフト周波数・変調多値数推定部２５から送られてきた変調諸元に基づき所望信号を復調・復号し（ＳＴ１４）、その結果を出力部４に出力する。
【００３３】
出力部４は、復調・復号部３からの復号結果を表示出力すると共に、連接機器等に対して復号結果を出力する（ＳＴ１５）。
【００３４】
以上説明したように、本発明では、信号処理部２内のキャリア検出部２４における、図７のＳＴ５〜ＳＴ８のステップに対応した動作より、キャリア検出を安定かつ確実に実行できることで、シフト周波数及び変調多値数の推定を良好かつ正確に実行することを可能にしている。
【００３５】
また本発明では、信号処理部２内のシフト周波数・変調多値数推定部２５における、図７のＳＴ９〜ＳＴ１２のステップに対応した動作により、複数の入力信号の分離を可能にしていると共に、不要信号を除去して所望信号の変調諸元のみを抽出することも可能としている。
【００３６】
以上のように、本発明のＭＦＳＫ信号復調装置及びＭＦＳＫ信号復調方式によれば、入力信号のキャリア検出を安定に実行することで入力信号のシフト周波数及び変調多値数の推定を正確に実施することが可能となると共に、複数信号の分離及び所望信号の抽出も可能となり、ＭＦＳＫ信号の良好な復調を実施できる。
【００３７】
【発明の効果】
本発明によれば、変調諸元が未知であるＭＦＳＫ変調信号の変調諸元を良好に自動推定すると共に、複数の信号が混在する環境においてもそれら信号を分離し、所望の信号を抽出して復調が可能なＭＦＳＫ信号復調装置及びＭＦＳＫ信号復調方法を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係わるＭＦＳＫ信号復調装置の一実施形態を示すブロック図。
【図２】信号のパワースペクトラムをモデル化した波形図。
【図３】本発明での評価関数の一例をモデル化した波形図。
【図４】信号のパワースペクトラムと評価関数との相互相関演算結果をモデル化した波形図。
【図５】２信号混在時のパワースペクトラムをモデル化した波形図。
【図６】２信号混在時の相互相関演算結果をモデル化した波形図。
【図７】本発明の信号復調方法を説明するフローチャート。
【符号の説明】
１アナログ・デジタル変換部
２デジタル信号処理部
３復調・復号部
４出力部
２１高速フーリエ変換部
２２パワースペクトラム算出部
２３相互相関演算部
２４キャリア検出部
２５シフト周波数・変調多値数推定部
２６シンボルレート算出部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an MFSK signal demodulation device and an MFSK signal demodulation method for automatically demodulating an MFSK-based digital modulation signal whose modulation data is unknown by digital signal processing.
[0002]
[Prior art]
Techniques for automatically estimating and demodulating unknown modulation parameters of a digitally modulated signal are used in fields such as signal measurement, wireless communication, and radio wave monitoring.
[0003]
As a method of estimating unknown modulation parameters of an MFSK-based digital modulation signal by digital signal processing, conventionally, an unknown input signal is FM-demodulated by a frequency discriminator and then included in a signal after the demodulation. The appearance probability density distribution of the frequency component was drawn. Then, the convex portion of this probability density distribution is determined as a carrier, and the shift frequency and the modulation multilevel number are estimated from the number of the convex portions and the frequency interval.
[0004]
There is also known a method of obtaining from an amplitude distribution of an FM detection output (for example, see Patent Document 1).
[0005]
[Patent Document 1]
JP 2001-86171 A (page 27, FIG. 1)
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional method has the following difficulties in estimating the shift frequency and the modulation multilevel number. That is, first, when a signal is input to the frequency discriminator, an appropriate band-limiting filter corresponding to the center frequency of the signal and the frequency bandwidth of the signal is required. If the frequency is detuned, it affects the probability density distribution of subsequent frequency components. Second, in an environment where the signal-to-noise ratio of the input signal is low, the signal after FM demodulation deteriorates and affects the frequency component appearance probability density distribution. Third, when drawing the appearance probability density distribution of the frequency component, there is a problem that increasing the frequency resolution greatly increases the required calculation amount.
[0007]
Therefore, carrier detection by judging the convex portion of the frequency component appearance probability density distribution becomes unstable, and as a result, it has been difficult to estimate the shift frequency and modulation multilevel number of the input signal.
[0008]
Further, in the FM demodulation by the frequency discriminator, since it is difficult to demodulate all of the plurality of mixed input signals, it is necessary to separate the existence of the plurality of input signals, and to estimate the modulation specifications for each signal. It has been difficult to extract a target input signal.
[0009]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problems, and has an MFSK signal demodulation device that accurately performs automatic estimation of modulation parameters of an unknown MFSK modulation signal, and that can also separate a plurality of input signals. An object of the present invention is to provide an MFSK signal demodulation method.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, an MFSK signal demodulation device according to the present invention includes an analog-to-digital converter that inputs an MFSK modulated signal whose modulation specification is unknown, and converts the input signal into a digital signal. Fast Fourier transform means for fast Fourier transforming the digital signal output from the digital converter, means for calculating the power spectrum of the signal output from the fast Fourier transform means, and a power spectrum obtained from the calculation means By performing a cross-correlation calculation with an evaluation function as a preset reference spectrum, carrier detection means for detecting the carrier of the input signal, and the shift frequency and modulation multilevel number of the input signal from the carrier detected by the detection means And estimating means for estimating.
[0011]
Also, the MFSK signal demodulation method of the present invention comprises the steps of: inputting an MFSK modulated signal whose modulation specifications are unknown, and performing a fast Fourier transform on a digital signal obtained by converting the input signal by an analog-to-digital converter; Calculating the power spectrum of the signal from the obtained fast Fourier transform result, and performing a cross-correlation operation between the power spectrum of the signal obtained in this step and an evaluation function as a preset reference spectrum; Detecting the carrier of the input signal from the correlation calculation result obtained in this step and the power spectrum; and determining the presence of a plurality of input signals from the carrier detection result obtained in this step. , From the judgment result obtained in this step, To estimate the shift frequency and modulation level for each of the input signals, characterized in that it includes a step of outputting.
[0012]
ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the carrier detection of an input signal can be implemented stably, the shift frequency of an input signal and the estimation of the modulation | alteration multilevel number can be implemented accurately, and the separation of several signals is attained. Further, a signal having a modulation degree of less than 1 can be dealt with by a non-linear process of multiplying by n.
[0013]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
[0014]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of an MFSK signal demodulator according to the present invention. As shown in FIG. 1, the MFSK signal demodulation device includes an analog / digital conversion unit 1, a digital signal processing unit 2, a demodulation / decoding unit 3, and an output unit 4.
[0015]
The analog-to-digital converter 1 converts the input MFSK signal from an analog signal to a digital signal. The digital signal processing unit 2 processes the digital signal converted by the analog-to-digital conversion unit 1 and estimates a shift frequency and a modulation multilevel number. The demodulation / decoding unit 3 demodulates and decodes the input MFSK signal based on the estimation result from the digital signal processing unit 2. The output unit 4 outputs a decoding result from the demodulation / decoding unit 3.
[0016]
Next, the digital signal processing unit 2 will be described in detail. The digital signal processing unit 2 performs a fast Fourier transform on the digital signal from the analog-to-digital converter 1 using a fast Fourier transform unit 21 and calculates a power spectrum of the signal from a result of the fast Fourier transform using a power spectrum calculator 22. I do. The cross-correlation calculator 23 performs a cross-correlation calculation on the power spectrum calculated by the power spectrum calculator 22 with an evaluation function as a reference spectrum preset in the calculator 23. Based on the result of the correlation operation, the carrier detector 24 determines the presence of the carrier of the input signal. The shift frequency / modulation multi-level number estimation unit 25 counts the number of carriers detected by the carrier detection unit 24 and calculates the interval between the carrier frequencies, thereby estimating the shift frequency and the modulation multi-level number of the input signal. . At the same time, a determination is made as to whether a plurality of signals are mixed. If a plurality of signals are mixed, the signals are separated by grouping, and the shift frequency and the number of modulation levels are estimated for each signal.
[0017]
On the other hand, the symbol rate calculator 26 of the digital signal processor 2 calculates a symbol rate from the power spectrum calculated by the power spectrum calculator 22. The calculation method of the symbol rate calculation unit 26 is described in the document “Basic Study on Estimation Method of Input Signal Format” (Masafumi Hagiwara, Masao Nakagawa Transactions of the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, A Vol. J71-A No. 2 pp. 411-417) (February, 1988)).
[0018]
As described above, the digital signal processing unit 2 estimates the shift frequency, the M-ary modulation value, and the symbol rate as the modulation parameters of the input signal, and sends it to the demodulation / decoding unit 3.
[0019]
Next, the operation of the MFSK signal demodulation device of the present invention will be described with reference to the waveform diagrams of FIGS. 2 to 6 and the flowchart shown in FIG.
[0020]
First, when a target MFSK signal is input, the analog-to-digital conversion unit 1 performs analog-to-digital conversion (ST1), and the digital signal is input to the digital signal processing unit 2. In the digital signal processing unit 2, the fast Fourier transform unit 21 performs a fast Fourier transform on the input digital signal (ST2).
[0021]
Subsequently, the power spectrum calculation unit 22 calculates the power spectrum of the input signal from the result of the fast Fourier transform (ST3), and the power spectrum calculation unit 22 performs averaging in the time and frequency directions on the result. (ST4), noise removal and power spectrum smoothing are performed. FIGS. 2 and 5 show examples of simplified waveform diagrams of the calculation results of the power spectrum calculator 22. FIG. FIG. 2 illustrates a case where only a signal having a modulation multilevel number of 3, for example, is modeled and illustrated. FIG. 5 illustrates a model case in which a plurality of signals (waves A and B) having different modulation specifications are mixed at close frequencies. FIG. 5 illustrates a case where the modulation level of the A wave is 3, the modulation level of the B wave is 2, and other modulation parameters and signal levels are different from each other.
[0022]
Then, the cross-correlation calculator 23 performs a cross-correlation calculation between the result from the power spectrum calculator 22 and a preset evaluation function (ST5). The result of the cross-correlation calculator 23 differs depending on the evaluation function applied at the time of calculation. In the present invention, as shown in the waveform diagram modeled in FIG. 3, a function (Fobj) as shown in, for example, Expression 1 in which the amplitude value is discontinuous (inverted) before and after the center frequency is applied.
[0023]
(Equation 1)

By applying the above evaluation function, a zero cross is generated in the calculation result of the cross-correlation calculation unit 23 at the point of the carrier frequency of the input MFSK signal. FIGS. 4 and 6 show examples of simplified waveform diagrams of the calculation result in the cross-correlation calculation unit 23. FIG. FIG. 4 illustrates the case where the calculation result from the power spectrum calculation unit 22 is FIG. 2, and FIG. 6 illustrates the case where the calculation result from the power spectrum calculation unit 22 is FIG. 5 (when a plurality of signals are mixed). . In FIG. 4, zero cross points of Z1, Z2 and Z3 are generated corresponding to the three carriers C1, C2 and C3. Also in FIG. 6, a zero cross occurs at each carrier frequency point.
[0024]
As described above, since the zero-cross point of the calculation result from the cross-correlation calculation unit 23 corresponds to the carrier frequency point of the input signal, the carrier detection unit 24 first determines the zero-cross point of the calculation result from the cross-correlation calculation unit 23. A point is detected (ST6). As illustrated in FIG. 4 or FIG. 6, this zero cross point crosses the frequency axis (X axis) with a sufficient inclination, so that it can be detected stably.
[0025]
Further, the carrier detecting unit 24 checks the positions of all the detected zero cross points with the power spectrum calculated by the power spectrum calculating unit 22, and determines that the positions are on the convex portions of the power spectrum, and specifies the convex spectrum. It is evaluated that the width of the power value is sufficient (ST7).
[0026]
The process of the above-described ST6 and ST7 in the carrier detector 24 will be described in detail when the input signal is one signal, that is, when the result of the cross-correlation calculation is shown in FIG. In this case, in the detection of the zero-cross point, six points Z1 to Z6 in FIG. 4 are detected. Next, on the calculated power spectrum (FIG. 2), it is verified that the frequencies of these zero-cross points are within the convex portions of the spectrum and near the frequencies of the convex points. As a result, since the zero-cross point Z1 in FIG. 4 is located at the respective convex portions of the spectrum S1 of FIG. 2, Z2 is located at S2, and Z3 is located at the convex portion of S3, it is estimated that the carrier exists. Is not satisfied, and it is estimated that the position is not the carrier existing position. Further, the width at the specific power value P of the spectra S1 to S3 to which the conditions Z1 to Z3 belong, that is, W1 to W3 in FIG. 2 are calculated, and it is verified that the width is sufficient. In the case of FIG. 2, it is determined that each of W1 to W3 has a sufficient width. In this way, in FIG. 4, three points Z1 to Z3 are determined as the zero cross points where the carrier exists.
[0027]
By the evaluation in ST7, the determination of the presence of the carrier can be made more reliable. Then, the carrier detection unit 24 detects the zero-cross point determined to have a carrier as the carrier position of the input signal (ST8), and calculates the carrier frequency.
[0028]
The shift frequency / modulation multi-level number estimation unit 25 counts the number of carriers based on the carrier frequencies detected by the carrier detection unit 24, and calculates the interval between the carrier frequencies (ST9). When the number of carriers is 3 or more, the interval values between the carrier frequencies are calculated in plurals, that is, one less than the number of carriers. However, the shift value depends on whether all the calculated interval values can be regarded as a single value. The frequency / modulation multi-level number estimation unit 25 determines whether a plurality of signals coexist (ST10).
[0029]
As a result, when a plurality of signals coexist (YES in ST10), the shift frequency / modulation M-ary number estimating unit 25 determines the width of the convex spectrum corresponding to each carrier at the specific power value P (for example, W1A in FIG. 5). , W1B, etc.), groups of carriers whose carrier intervals are estimated to be single are grouped (ST11), and a plurality of input signals are separated. When a plurality of signals are not mixed (NO in ST9), it is not necessary to execute grouping (ST11).
[0030]
The shift frequency / modulation multi-level number estimating unit 25 counts the number of carriers based on the carrier frequencies grouped for each input signal, calculates the interval between the carrier frequencies (ST12), and calculates the counted number of carriers. Is estimated as a modulation multi-level number, and an interval value between carrier frequencies is estimated as a shift frequency. This makes it possible to estimate the shift frequency and the M-ary modulation value of each input signal, and to extract a desired signal or delete an unnecessary signal from among them.
[0031]
On the other hand, the symbol rate (D1) calculated by the symbol rate calculation unit 26 in the digital signal processing unit 2 is input to the shift frequency / modulation multi-level number estimation unit 25. The shift frequency / modulation multi-level number estimation unit 25 sends the estimated shift frequency and modulation multi-level number and the symbol rate calculated by the symbol rate calculation unit 26 to the demodulation / decoding unit 3 as the modulation data of the input signal. The output is sent to the user (ST13).
[0032]
The demodulation / decoding section 3 demodulates / decodes the desired signal based on the modulation specifications sent from the shift frequency / modulation multi-level number estimation section 25 of the digital signal processing section 2 (ST14), and outputs the result to the output section 4 Output to
[0033]
The output unit 4 displays and outputs the decoding result from the demodulation / decoding unit 3 and outputs the decoding result to a connection device or the like (ST15).
[0034]
As described above, according to the present invention, the carrier detection unit 24 in the signal processing unit 2 can perform the carrier detection stably and reliably from the operation corresponding to the steps ST5 to ST8 in FIG. This enables good and accurate estimation of the modulation multilevel number.
[0035]
Further, in the present invention, the shift frequency / modulation multi-level number estimation unit 25 in the signal processing unit 2 enables the separation of a plurality of input signals by the operation corresponding to the steps ST9 to ST12 in FIG. It is also possible to remove unnecessary signals and extract only the modulation data of the desired signal.
[0036]
As described above, according to the MFSK signal demodulation apparatus and the MFSK signal demodulation method of the present invention, it is possible to accurately estimate the shift frequency and the M-ary modulation value of the input signal by stably performing the carrier detection of the input signal. As a result, it is possible to separate a plurality of signals and extract a desired signal, and it is possible to perform a good demodulation of the MFSK signal.
[0037]
【The invention's effect】
ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, while the modulation specification of a MFSK modulation signal whose modulation specification is unknown is excellently automatically estimated, even in the environment where a plurality of signals are mixed, the signals are separated and a desired signal is extracted. An MFSK signal demodulation device and an MFSK signal demodulation method capable of demodulation can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of an MFSK signal demodulator according to the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram modeling a power spectrum of a signal.
FIG. 3 is a waveform diagram modeling an example of an evaluation function in the present invention.
FIG. 4 is a waveform diagram modeling a result of a cross-correlation operation between a power spectrum of a signal and an evaluation function.
FIG. 5 is a waveform diagram modeling a power spectrum when two signals are mixed.
FIG. 6 is a waveform diagram modeling a cross-correlation calculation result when two signals are mixed.
FIG. 7 is a flowchart illustrating a signal demodulation method according to the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Analog-digital conversion part 2 Digital signal processing part 3 Demodulation / decoding part 4 Output part 21 Fast Fourier transformation part 22 Power spectrum calculation part 23 Cross-correlation calculation part 24 Carrier detection part 25 Shift frequency / modulation multi-level number estimation part 26 Symbol Rate calculator

Claims

An MFSK signal demodulator for inputting an MFSK modulated signal whose modulation data is unknown, automatically estimating and demodulating the modulation data,
An analog-to-digital converter that converts the input signal to a digital signal;
Fast Fourier transform means for fast Fourier transforming the digital signal output from the analog-to-digital converter,
Means for calculating the power spectrum of the signal output from the fast Fourier transform means,
The power spectrum obtained from the calculating means, by a cross-correlation calculation of the evaluation function as a preset reference spectrum, carrier detection means for detecting the carrier of the input signal,
An MFSK signal demodulator comprising: an estimator for estimating a shift frequency and a modulation multilevel number of an input signal from a carrier detected by the detector.

2. The MFSK signal demodulator according to claim 1, wherein the evaluation function of the correlation operation is a function whose amplitude is discontinuous before and after the center frequency.

3. The MFSK signal demodulation device according to claim 1, wherein said estimating means is capable of separating a plurality of mixed input signals.

An MFSK signal demodulation method for inputting an MFSK signal whose modulation data is unknown, automatically estimating and demodulating the modulation data of the signal,
Fast Fourier transforming a digital signal obtained by converting the input signal by an analog-to-digital converter,
Calculating the power spectrum of the signal from the fast Fourier transform result obtained in this step;
Performing a cross-correlation operation between the power spectrum of the signal obtained in this step and an evaluation function as a preset reference spectrum;
Detecting the carrier of the input signal from the cross-correlation calculation result obtained by this step and the power spectrum;
Determining the presence of a plurality of input signals from the carrier detection result obtained in this step;
Estimating the shift frequency and the M-ary modulation value of each of the mixed input signals from the determination result obtained in this step, and outputting the same.