JP2004214024A

JP2004214024A - Heater control method and heater control circuit

Info

Publication number: JP2004214024A
Application number: JP2002382325A
Authority: JP
Inventors: Hisahiro Kamata; 久浩鎌田
Original assignee: Tohoku Ricoh Co Ltd
Current assignee: Tohoku Ricoh Co Ltd
Priority date: 2002-12-27
Filing date: 2002-12-27
Publication date: 2004-07-29

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce an inrush current flowing through a heater; and to reduce an inrush current generation time. <P>SOLUTION: An A.C. voltage from an A.C. power source 6 is applied to the heater 1 through a bidirectional switch element 31 of a heater on/off circuit 3 by controlling its conduction phase angle. A zero-cross detection signal Sz detected by a zero-cross detection circuit 4 immediately after turning on the A.C. power source is inputted to generate a pair of front and rear control signals Sc paired by interposing its zero-cross point by a control circuit 2; the pulse width of the respective control signals Sc is increased so as to gradually increase a ratio to the half cycle of the A.C. voltage Vi from the minimum value; and the conduction phase angle of the switch element 31 is controlled by the control signals Sc. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ヒータの突入電流を制限するヒータ制御方法およびヒータ制御回路に関し、特に複写機，プリンタ，ファクシミリ等の画像形成装置に搭載する定着装置および文字消去ローラ装置などの熱源として使用するハロゲンヒータ等のヒータを制御するヒータ制御方法およびヒータ制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、電子写真方式の複写機，プリンタ，ファクシミリ等の画像形成装置では、定着装置および文字消去ローラ装置などの熱源として、ハロゲンランプ（ハロゲンヒータとも云う）などのヒータを用いている。
例えば、用紙上に転写した未定着のトナー画像を加熱および加圧して定着させる定着装置では、定着ローラにヒータを内設して加熱している。このような定着装置の場合、ヒータを断続的に動作させて定着ローラを加熱したり自然冷却したりして定着ローラの温度がトナー像の定着に適した一定の温度になるように調整することが多い。
【０００３】
ところで、ヒータを動作させるために交流電圧を印加（オン）すると、印加直後にヒータに突入電流が流れてしまう。図６の（ａ）はヒータに印加する交流電圧の波形を示すタイミングチャートであり、図６の（ｂ）はヒータに流れる電流（以下「ＡＣ負荷電流」と云う）の波形を示すタイミングチャートである。なお、図６ではヒータの温度が電圧印加前後で変化しないと仮定した場合の例を示す。
交流の入力電圧１００を印加したときにヒータに流れるＡＣ負荷電流１０１は、図６の（ｂ）に太線で示すように電圧印加直後に振幅が大きくなる。これが突入電流１０１ａである。しかし、ヒータの温度が一定であれば、ＡＣ負荷電流１０１の振幅は図６に示すように数周期で通常の大きさになる。つまり、突入電流が発生する時間（以下、単に「突入電流発生時間」と云う）Ｔ１は、ヒータの種類やヒータに接続する回路などによって多少異なるが比較的短い。
【０００４】
しかし、実際にはヒータの温度は交流電圧を印加していない状態（オフ）のときには冷却されて下がり、オンの状態のときには発熱して上がる。図７はこのようにヒータの温度が変化する場合にヒータに流れる電流（ＡＣ負荷電流１０２）の変化を示す。なお、図７では突入電流の変化を判り易く図示するため、図６に示したタイミングチャートよりも時間軸（タイムスケール）を縮めて示している。
ヒータは温度が低いときにその抵抗値が小さく、温度が高くなるとその抵抗値が大きくなる。したがって、ヒータをオフからオンに切り換えるときは、ヒータの温度が低く抵抗値が小さいため、その分過大な突入電流１０２ａが流れる。その後、突入電流１０２ａは、ヒータの温度が上昇するにつれて次第に小さくなるものの、ヒータの温度が所定の温度に到達して抵抗値がある程度大きくなるまで流れ続けてしまう。
つまり、実際の突入電流発生時間Ｔ２は、ヒータの種類やヒータに接続する回路に加えてヒータの熱応答性にも影響を受けるので比較的長い。
【０００５】
このように長時間の突入電流が発生すると、ヒータが劣化したり破壊したりする恐れがあるだけではなく、ヒータを接続した電源ラインの一時的な電圧降下を招いて、その電源ラインに接続した他の周辺機器に悪影響を及ぼす可能性もある。例えば、ヒータ内蔵の画像形成装置を設置した場所の照明が一時的に暗くなったり、パーソナルコンピュータのディスプレイの画面が歪んだりする問題が発生する。
そこで、例えば特許文献１に見られるように、ヒータに交流電圧を印加するたびに、必ず低く制限した電流をヒータの温度制御に影響を及ぼすことのない一定時間ヒータに流し、ヒータの温度がある程度上昇した後にそのヒータに流れる電流の制限を解除することにより、大きな突入電流が流れるのを防止するヒータ制御方法が知られている。
【０００６】
【特許文献１】
特開平６−２８２１９９号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記特許文献１に記載されているような従来のヒータ制御方法では、制限電流供給用の回路を設ける必要があるため、回路部品が増えてコスト高を招き、実装スペースも大きくなってしまうという問題があった。
しかも、ヒータに通常よりも長時間通電する必要があるので、部品の信頼性が低下してヒータの寿命が短くなるだけではなく、待機電力（スタンバイ時の消費電力）が増加してしまうという問題もあった。
近年、地球温暖化などの地球環境問題に対応してエネルギー効率の高い製品の開発および導入が促進されており、米国環境保護庁（ＥＰＡ）で認可されている国際エネルギースタープログラムの基準であるエナジスターでは、待機電力の基準を３０Ｗ以下としている。従来のヒータ制御方法ではこの基準に準拠できなくなる可能性がある。
【０００８】
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、ヒータに接続する回路部品を大幅に増やしたり、ヒータの待機電力を増加させたりすることなく、突入電流を小さくすると共に突入電流発生時間も短くすることを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
この発明によるヒータ制御方法は、交流電源からの交流電圧を双方向スイッチ素子を介し、その導通位相角を制御してヒータに印加するヒータ制御方法であって、上記の目的を達成するため、交流電源の投入直後から交流電圧の時間軸上でゼロクロス点を挟んで前後に対の制御信号を発生し、その各制御信号のパルス幅を最小値から交流電圧の半周期に対する比率を漸増するように増加させ、その制御信号によって双方向スイッチ素子の導通位相角を制御するようにしたものである。
このとき、ゼロクロス点を挟んで前後に対の制御信号を構成する該ゼロクロス点の前と後の制御信号のパルス幅を同じにするとよい。
あるいは、ゼロクロス点を挟んで前後対の制御信号を構成する該ゼロクロス点の後の制御信号のパルス幅を前の制御信号のパルス幅より大きくしてもよい。
【００１０】
また、交流電源の投入直後から交流電圧の時間軸上でゼロクロス点を挟んで前後に連続する制御信号を発生し、その制御信号のパルス幅を最小値から交流電圧の周期に対する比率を漸増させるように増加させ、その制御信号によって双方向スイッチ素子の導通位相角を制御するとなおよい。
このとき、ゼロクロス点を挟んで前後に連続する制御信号のパルス幅の比率を該ゼロクロス点の前の部分と後の部分で同じにするとよい。
あるいは、ゼロクロス点を挟んで前後に連続する制御信号のパルス幅の比率を該ゼロクロス点の前の部分より後の部分の方を大きくしてもよい。
または、制御信号を複数のゼロクロス点で同じパルス幅で発生した後、そのパルス幅を増加させるようにしてもよい。
【００１１】
また、この発明によるヒータ制御回路は、交流電源からの交流電圧を双方向スイッチ素子を介し、その導通位相角を制御してヒータに印加するヒータ制御回路であって、交流電源による交流電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路と、交流電源の投入直後から、交流電圧の時間軸上でゼロクロス検出回路によって検出されるゼロクロス点を挟んで前後に対の制御信号を発生し、その各制御信号のパルス幅を最小値から交流電圧の半周期に対する比率を漸増するように増加させる制御回路とを設け、その制御回路が発生する制御信号によって双方向スイッチ素子の導通位相角を制御するようにしたものである。
【００１２】
または、上記制御回路に代えて、交流電源の投入直後から、交流電圧の時間軸上でゼロクロス検出回路によって検出されるゼロクロス点を挟んで前後に連続する制御信号を発生し、その制御信号のパルス幅を最小値から交流電圧の周期に対する比率を漸増するように増加させる制御回路を設け、その制御回路が発生する制御信号によって双方向スイッチ素子の導通位相角を制御するようにしてもよい。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
〔ヒータ制御回路の実施形態〕
まず、この発明によるヒータ制御回路（この発明によるヒータ制御方法を実施する回路）の実施形態について説明する。図１はそのヒータ制御回路の一実施形態を示す回路図である。
図１において、ヒータ１は電源ライン１１および１２を介して交流電源６に接続する。その電源ライン１２における交流電源６とヒータ１との間にはヒータオンオフ回路３を直列に介挿している。そのヒータオンオフ回路３は、後述する制御信号Ｓｃに応じてヒータ１への給電をオン・オフする。
【００１４】
また、電源ライン１２は、ヒータオンオフ回路３と交流電源６との間で電源ライン１４を分岐している。同様に、電源ライン１１は交流電源６とヒータ１との間で電源ライン１３を分岐している。これらの分岐した電源ライン１３，１４は、それぞれゼロクロス検出回路４に接続している。
ゼロクロス検出回路４は、交流電圧が０Ｖになるタイミング（以下、「ゼロクロス点」と云う）を検出してゼロクロス検出信号Ｓｚを出力する回路であり、ゼロクロス検出信号出力線１５によって制御回路２にそれを入力させる。
【００１５】
制御回路２はＣＰＵとメモリ（ＲＯＭおよびＲＡＭ）等からなるマイクロコンピュータを備えており、ゼロクロス検出信号Ｓｚを入力してヒータ１に印加される交流電圧の周期を算出し、交流電源の投入直後からその交流電圧の時間軸上でゼロクロス点を挟んで前後に対の制御信号Ｓｃを発生し、その各制御信号のパルス幅を最小値から交流電圧の半周期に対する比率を漸増するように増加させ、その制御信号Ｓｃによってヒータオンオフ回路３の双方向スイッチ素子であるトライアック３１の導通位相角を制御する。
あるいは、交流電圧の時間軸上でゼロクロス検出回路によって検出されるゼロクロス点を挟んで前後に連続する制御信号Ｓｃを発生し、その制御信号のパルス幅を最小値から交流電圧の周期に対する比率を漸増するように増加させるようにしてもよい。
この制御回路２は、交流電源６から入力される交流電圧Ｖｉを降圧して整流・平滑する図示しない直流電源回路によって発生される直流電圧によって動作する。
【００１６】
次に、このヒータ制御回路におけるヒータオンオフ回路およびゼロクロス検出回路等について詳細に説明する。
交流電源６は一般的な商用周波数の交流電圧を供給する電源である。ヒータオンオフ回路３は、チョークコイル（インダクタ）Ｌ４と、双方向スイッチ素子であるトライアック３１とを電源ライン１２に直列に介挿している。そのトライアックのＴ１端子とＴ２端子の間にコンデンサＣ１５と抵抗Ｒ３を直列回路に接続し、Ｔ１端子とＧ（ゲート）端子の間に抵抗Ｒ２を接続し、Ｇ端子とＴ２端子間に直列にフォトカプラ３２の受光部であるフォトトライアック３２ａと抵抗Ｒ４とを直列に接続している。
【００１７】
そして、フォトカプラ３２の発光部である発光ダイオード（ＬＥＤ）３２ｂのアノードに制御回路２から所定の直流電圧Ｖｃが直流給電線１７および抵抗Ｒ５を介して印加され、そのカソードはトランジスタ５１のコレクタ・エミッタ間を介して間グランドに接続（接地）される。
そのトランジスタ５１のエミッタとベース間には抵抗Ｒ６が接続され、ベースには制御回路２から前述した制御信号Ｓｃが制御信号出力線１６および抵抗Ｒ１６を介して印加される。
【００１８】
ヒータオンオフ回路３のチョークコイルＬ４はフィルタであり、回路のピーク電流を抑えて力率を改善する。また、コンデンサＣ１５と抵抗Ｒ３はスナバー回路を形成しており、トライアック３１がオン・オフするときのサージ電圧を吸収し、トライアック３１を破壊から保護する。
また、トライアック３１とフォトカプラ３２と抵抗Ｒ２およびＲ４はスイッチ回路を構成している。フォトカプラ３２の発光部であるＬＥＤ３２ｂに電流が流れて発光すると、受光部であるフォトトライアック３２ａがそれを受光して導通し、抵抗Ｒ４，Ｒ２に電流が流れる。それによってトライアック３１のＧ端子とＴ１端子およびＴ２端子間にそれぞれ電位差が発生するため、トライアック３１は導通（オン）して交流電源６とヒータ１とを接続し、ヒータ１に交流電圧を印加する。一方、フォトカプラ３２のＬＥＤ３２ｂが発光しないときは、フォトトライアック３２ａが非導通になるため、抵抗Ｒ４，Ｒ２に電流が流れず、トライアック３１のＧ端子に電圧が印加されないため、トライアック３１はオフになり、交流電源６からヒータ１への給電回路を遮断する。
【００１９】
ところで、制御回路２からハイレベルＨの制御信号Ｓｃが出力されると、それがトランジスタ５１のベースに印加されるためトランジスタ５１がオンになり、そのコレクタ・エミッタ間が導通するため、フォトカプラ３２の発光部であるＬＥＤ３２ｂに電流が流れて発光する。
一方、制御回路２からの制御信号ＳｃがローレベルＬになると、トランジスタ５１がオフになるのでフォトカプラ３２のＬＥＤ３２ｂに電流が流れず、発光しなくなる。
したがって、制御回路２からハイレベルＨの制御信号Ｓｃが出力されているときだけ、フォトカプラ３２のＬＥＤ３２ｂが発光してフォトトライアック３２ａが導通し、トライアック３１をオン状態にしてヒータ１に交流電圧を印加し、ヒータ１をオンにする。すなわち、制御信号Ｓｃによってトライアック３１の導通位相角を制御して、ヒータ１へ供給する交流電圧Ｖｈの実効値を制御する。
このようにして、ヒータオンオフ回路３は交流電源６からヒータ１への給電回路をオン・オフするスイッチ動作を行い、ヒータ１への給電をオン・オフする。
【００２０】
続いて、ゼロクロス検出回路４について説明する。このゼロクロス検出回路４は、ダイオードブリッジ４１、フォトカプラ４２、トランジスタ４３、反転回路（インバータ）４４、および抵抗Ｒ１１〜Ｒ１５とコンデンサＣ１からなる。
上述した電源ライン１１から分岐した電源ライン１３はダイオードブリッジ４１の一方の入力端子ａに接続し、電源ライン１２から分岐した電源ライン１４は直列に接続した抵抗Ｒ１２とＲ１３を介してダイオードブリッジ４１の他方の入力端子ｂに接続している。さらに、抵抗Ｒ１２とＲ１３との接続点と電源ライン１３との間にコンデンサＣ１を接続している。この抵抗Ｒ１２，Ｒ１３はフォトカプラ４２のＬＥＤ４２ａに流れる電流を制御するもので、コンデンサＣ１はラインノイズを防止するため、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３に流れる電流を平滑するフィルタの役目をする。
【００２１】
このダイオードブリッジ４１は全波整流回路であり、交流電源６からの交流電圧を全波整流して出力端子ｃ，ｄ間に全波整流電圧を出力して、フォトカプラ４２の発光部であるＬＥＤ４２ａに印加する。
このフォトカプラ４２の受光部であるフォトトランジスタ４２ｂは、そのコレクタをトランジスタ４３のベースに接続し、エミッタをトランジスタ４３のエミッタと共に接地している。そして、制御回路２からの直流電圧Ｖｃを抵抗Ｒ１４とＲ１５によって分圧した電圧をトランジスタ４３のベースに印加し、また抵抗Ｒ１１を介して同じトランジスタ４３のコレクタに印加している。
【００２２】
そして、フォトカプラ４２のＬＥＤ４２ａが発光しているときは、フォトトランジスタ４２ｂがその光を受光して導通状態になり、抵抗Ｒ１５の両端を略短絡しているため、トランジスタ４３のベース・エミッタ間に電圧が印加されず、トランジスタ４３はオフ状態になり、そのコレクタは直流電圧Ｖｃによってハイレベルになる。それを反転回路４４を通して反転してゼロクロス検出信号Ｓｚとして出力するので、ゼロクロス検出信号Ｓｚはローレベルになっている。
フォトカプラ４２のＬＥＤ４２ａに殆ど電圧が印加されなくなるとＬＥＤが発光しなくなり、フォトトランジスタ４２ｂが非導通状態になるため、抵抗Ｒ１５の両端の電圧がトランジスタ４３のベース・エミッタ間に印加され、トランジスタ４３がオン状態になり、そのコレクタは略接地電位のローレベルになる。それを反転回路４４を通して反転したゼロクロス検出信号Ｓｚはハイレベルになる。このときがゼロクロス点である。このゼロクロス検出信号Ｓｚが制御回路２に入力される。
【００２３】
この実施形態では、ヒータオンオフ回路３にフォトカプラ３２を設け、ゼロクロス検出回路４にもフォトカプラ４２を設けているが、その理由は、交流電圧が印加されるスイッチング回路側あるいは整流回路側と、制御回路２からの直流電圧で動作する回路側とを電気的に分離して、回路の安全性を高めるためである。しかし、これは本願に必須のことではないので、装置の使用条件などによって回路が充分に安全であると保証できる場合には、フォトカプラ３２，４２を省略して回路を構成することもできる。
【００２４】
〔ヒータ制御方法の実施例〕
次に、図１とともに図２のタイミングチャートを参照して、上記ヒータ制御回路を使用して実施するこの発明によるヒータ制御方法の第１実施例を説明する。この図２において、（ａ）は交流電源６から入力する交流電圧Ｖｉの波形を、（ｂ）はゼロクロス検出回路４によるゼロクロス検出信号Ｓｚの波形を、（ｃ）は制御回路２から出力される制御信号Ｓｃの波形を、（ｄ）はヒータ１に印加される交流電圧Ｖｈの波形をそれぞれ示している。
【００２５】
図１に示した交流電源６から図２の（ａ）に示す波形の交流電圧Ｖｉが入力すると、ゼロクロス検出回路４のダイオードブリッジ４１の出力端子ｃ，ｄから全波整流した電圧（図４の（ｂ）の波形を参照）が出力し、フォトカプラ４２の発光部であるＬＥＤ４２ａに電流が流れる。
それによってＬＥＤ４２ａが発光している間は、前述のようにフォトカプラ４２の受光部であるフォトトランジスタ４２ｂが導通状態になるため、トランジスタ４３がオフ状態になり、そのコレクタ電圧を反転回路４４で反転したゼロクロス検出信号Ｓｚはローレベルになっている。
【００２６】
しかし、交流電圧Ｖｉがゼロクロス近傍になると、それを全波整流した電圧も極めて小さくなり、フォトカプラ４２のＬＥＤ４２ａに流れる電流もそれに応じて小さくなるため、ＬＥＤ４２ａが発光しなくなる。それによってトランジスタ４３がオン状態になり、ローレベルになったコレクタ電圧を反転回路４４で反転したゼロクロス検出信号Ｓｚがハイレベルになる。
したがって、ゼロクロス検出回路４から出力されるゼロクロス検出信号Ｓｚは、図１の（ｂ）に示すように、交流電圧Ｖｉの半周期ごとのゼロクロス点を中心とする短いパルス幅のパルス信号となる。
【００２７】
制御回路２は、交流電源の投入直後からこのゼロクロス検出信号Ｓｚを入力して、複数のゼロクロス検出信号Ｓｚの入力間隔から交流の１／２周期を算出する。それによって次のゼロクロス点を正確に予測することができる。
そこで、予めメモリに格納してある各回ごとの制御信号のパルス幅データ、あるいは初回の制御信号のパルス幅とその後の増加率のデータによって、図１の（ｃ）に示すように交流電圧の時間軸上で各ゼロクロス点を挟んで前後に対の制御信号Ｓｃを発生し、その各制御信号のパルス幅を最小値から交流電圧Ｖｉの半周期に対する比率を漸増するように増加させる。図１は最初の制御信号（片側だけ）Ｓｃを発生したゼロクロス点以降の波形を図示している。
【００２８】
この図１の（ｃ）に示すとおり、対の制御信号Ｓｃは交流電圧の時間軸上のゼロクロス点を境にしてその前後に出力する。つまり、ゼロクロス検出信号Ｓｚの立上り前と立下り後に同じパルス幅で出力する。立上り前の制御信号Ｓｃは、予測される次のゼロクロス信号の立上り時点より所定のパルス幅（例えばｔ２）だけ早い時点から発生して、ゼロクロス検出信号の立上り時点で停止すればよい。ゼロクロス検出信号Ｓｚの立下がり後の制御信号Ｓｃは、その立下がり時点から所定のパルス幅（例えばｔ２）だけ出力すればよい。
制御回路２は、ゼロクロス検出信号Ｓｚを入力し、それによって交流電圧Ｖｉの周期を算出し、少なくとも次のゼロクロス点の半周期前までに誤差を修正して、制御信号の出力タイミング及びそのパルス幅を決定することができる。
【００２９】
そして、各ゼロクロス点を挟む対の制御信号のパルス幅は、最小値ｔ１からｔ３，ｔ４と、交流電圧の半周期に対する比率を順次増加してｔ９となり、その後は、ゼロクロス検出信号Ｓｚの発生期間を除く１００％になる。したがって、各制御信号Ｓｃのパルス幅ｔ１〜ｔ９は、ｔ１＜ｔ２＜ｔ３＜ｔ４＜ｔ５＜ｔ６＜ｔ７＜ｔ８＜ｔ９の関係になる。
この制御信号Ｓｃが図１における制御回路２から出力して、抵抗Ｒ１６を介してトランジスタ５１のベースに印加される。そして、前述したように、この制御信号Ｓｃがハイレベルの期間だけ、トランジスタ５１及びヒータオンオフ回路３のフォトカプラ３２を介して、双方向スイッチ素子であるトライアック３１を導通状態にして交流電圧Ｖｉをヒータ１に印加させる。
【００３０】
従って、ヒータ１には制御信号Ｓｃがハイレベルの期間だけ交流電圧Ｖｉが印加されるので、その交流電圧Ｖｈの波形は、図２の（ｄ）に示すようになる。すなわち、交流電源の投入直後からトライアック３１の導通位相角がゼロクロス点の両側に順次増加し、それに伴ってヒータ１への印加電圧の波形および波高値も次第に大きくなる。
この交流電圧Ｖｈの波高値が小さいときは、オームの法則によりヒータ１に流れる電流のピーク値も小さくなる。よって、上述したように交流電源６の投入直後には制御信号Ｓｃのパルス幅を小さくして、ヒータに印加する交流電圧Ｖｈの波形および波高値を小さくすれば、ヒータ１に流れる突入電流を抑制することができる。
【００３１】
そして、ヒータ１は交流電圧を印加すると加熱して温度が上昇し、徐々にその抵抗値が大きくなる。よって、図１に示すようにヒータ１への印加電圧のオン時間幅を制御し、ヒータ１に印加する交流電圧の波形及び波高値を次第に大きくしていけば、その間にヒータ１の温度が上昇して抵抗値が次第に大きくなるため、ヒータ１に過大な突入電流が流れてしまうことを防止できる。
なお、図１に示すように、交流電圧のゼロクロス点を挟んでその前後の波高値が極めて小さいところから両側に徐々にその導通位相角（オン時間幅）を広げていくので、従来の位相制御のようにゼロクロス点の片側で交流電圧の半周期ごとの導通位相角（オン時間幅）を制御するのに比べて波高値の上昇を抑え、より緩やかなソフトスタートを行うことができ、突入電流の低減に極めて有効である。
【００３２】
すなわち、従来の位相制御では、ヒータに印加する交流電圧の導通位相角が５０％を越えると、その交流電圧波形は正弦波であるからその波高値は最大となり、それ以後は導通位相角が５０〜１００％までの波高値は全て最大で１００％のときと同じことになる。
これに対して、この発明の制御方法によれば、ゼロクロス点の両側で対称的に導通位相角を制御するため、導通位相角が両方合わせて５０％を越えてもヒータに印加する交流電圧の波高値は最高値にならず、１００％になるまで最高値より低く抑えられる。
【００３３】
したがって、ヒータに印加する交流電圧の実効値が増加しても波高値の増加を抑え、ピーク電流を低くすることができる。
また、この第１実施例では、ゼロクロス点の前の制御信号Ｓｃのパルス幅と、ゼロクロス点の後の制御信号Ｓｃのパルス幅を同じにしているので、交流電圧の正の部分と負の部分とをバランス良くヒータ１に印加することができるという利点がある。さらに、２回同じパルス幅の制御信号を出力するので、制御が容易になるという利点もある。
なお、この実施例では、ヒータ１に印加する交流電圧の位相制御中（ソフトスタート中）は、各ゼロクロス点ごとに制御信号のパルス幅を増加しているが、交流電圧の数周期など複数回のゼロクロス点に関して同じパルス幅の制御信号を繰り返し出力しながら、徐々にそのパルス幅を増加するようにしてもよい。
【００３４】
次に、この発明によるヒータ制御方法の第２実施例を図３に示すタイミングチャートによって説明する。この図３の（ａ）〜（ｄ）は図１の（ａ）〜（ｄ）と同様に、入力する交流電圧Ｖｉ、ゼロクロス検出信号Ｓｚ、制御信号Ｓｃ、およびヒータ１に印加される交流電圧Ｖｈの各波形をそれぞれ示している。
この第２実施例において前述の第１実施例と相違する点は、図３の（ｃ）に示すように、交流電圧Ｖｉの時間軸上でゼロクロス点を挟んで前後に対の制御信号Ｓｃを構成する２つの制御信号のパルス幅を異ならせ、ゼロクロス点の後の制御信号のパルス幅（例えばｔ３）を前の制御信号のパルス幅（例えばｔ２）より大きくしている点である。
【００３５】
このような制御信号Ｓｃを図１に示した制御回路２によって発生させて、ヒータオンオフ回路のトライアック３１の導通位相角を制御すると、ヒータ１には図３の（ｄ）に示す波形の交流電圧Ｖｈが印加される。
この波形が示すように、ヒータ１にはゼロクロス点の前と後のタイミングで交流電圧が印加されるが、その印加時間（オン時間幅）はゼロクロス点の前よりゼロクロス点の後の方が長く、且つゼロクロス点ごとにそのオン時間幅が次第に増加する。よって、ヒータ１に印加する交流電圧の波高値は、ゼロクロス点の前波形より後の波形の方が大きくなりながら徐々に大きくなる。
【００３６】
従って、この第２実施例によれば、図１によって説明した第１実施例の場合と比較して、よりスムーズにヒータ１をソフトスタートできるという利点がある。なお、図３の（ｃ）に示す制御信号Ｓｃは、あるゼロクロス点の後の信号のパルス幅と次のゼロクロス点の前の信号のパルス幅を同じにして、同じパルス幅の制御信号Ｓｃを２回ずつ出力しているが、これに限るものではない。すなわち、制御信号Ｓｃを構成する各パルス信号のパルス幅を全て異ならせて、徐々に増加させるようにしてもよいことは勿論である。そうすれば、より一層スムーズにヒータ１をソフトスタートできる。
【００３７】
次に、この発明によるヒータ制御方法の第３の実施例を図４に示すタイミングチャートによって説明する。図４の（ａ）および（ｃ），（ｄ）は図１の（ａ）および（ｃ），（ｄ）と同じく、入力する交流電圧Ｖｉ、制御信号Ｓｃ、およびヒータ１に印加される交流電圧Ｖｈの各波形をそれぞれ示している。しかし、同図の（ｂ）は、ゼロクロス検出信号Ｓｚに代えて、交流電圧Ｖｉの全波整流電圧Ｖｄの波形と、基準電圧Ｖｒのレベル変化を示している。
この基準電圧Ｖｒは、ヒータ１の電圧印加時間と温度との関係（温度特性）を近似した一次関数（単調に増加する直線）になるべく近似するように設定した交流電圧Ｖｉの半周期ごとに階段状にレベルを変化させた電圧である。
【００３８】
この基準電圧Ｖｒは、ヒータ１の温度特性を実測して求めるか、またはヒータ１の発熱量などから計算して求め、そのデータを予め図１に示した制御回路２のメモリに記憶させておく。そして、制御回路２は、ヒータ１が所定温度（ヒータ１の抵抗値が大きくなって過大な電流が流れなくなる温度）に到達したときに交流電圧波形の略１００％がヒータ１に印加されるように基準電圧Ｖｒと全波整流電圧Ｖｄとを比較し、Ｖｄ＜Ｖｒの期間だけ制御信号Ｓｃとしてパルス信号を出力する。
【００３９】
この制御信号Ｓｃを図４の（ｃ）に示す。この制御信号Ｓｃは、交流電圧Ｖｉの時間軸上のゼロクロス点（図４では一点鎖線で示す）を挟んで前後に連続するパルス信号として出力される。また、そのパルス幅（ｓ１＋ｓ′１〜ｓ７＋ｓ′７）は交流電圧Ｖｉの投入直後は最小値とし、その後、ヒータ１の温度特性に応じてヒータ１の温度上昇に対応するように増加し、ヒータ１が所定温度に到達したときに交流電圧の半周期に対する比率が１００％になる。
図４の（ｄ）にこの制御信号Ｓｃによって図１に示したヒータオンオフ回路３のトライアック３１の導通位相角を制御したときのヒータ１に印加される交流電圧Ｖｈの波形を示す。すなわち、ヒータ１には交流電圧Ｖｉの各ゼロクロス点を中心に制御信号Ｓｃのパルス幅の時間だけ交流電圧が印加される。よって、ヒータ１に印加される交流電圧の波高値は、そのときのヒータ１の温度に応じた適正な大きさになる。
【００４０】
つまり、この第３実施例によってもヒータに過大な突入電流が流れるのを確実に防止することができる。さらに、ヒータ１を温度特性に合わせてスムーズにソフトスタートすることができる。
なお、交流電源の投入後、その交流電圧の各ゼロクロス点で出力する制御信号Ｓｃのパルス幅は、基準電圧Ｖｒと全波整流電圧Ｖｄとをリアルタイムで比較して求めるのではなく、予め求めてそのデータを制御回路２のメモリに記憶しておき、制御回路２がそのパルス幅データに基いて各ゼロクロス点を中心としてその前後に連続するパルス幅の制御信号Ｓｃを出力するようにすることもできる。
【００４１】
前述した第１および第２実施例では、ゼロクロス点の前後で不連続の制御信号に応じてヒータ１に交流電圧を印加するため、ヒータオンオフ回路３は一つのゼロクロス点に関して２回オン・オフ動作する必要があった。
それに対し、この第３実施例では、ゼロクロス点の前後で連続した制御信号に応じてオン・オフ動作するため（但しゼロクロス点ではヒータ１に電圧は印加されない）、一つのゼロクロス点に関して１回オン・オフ動作するだけでよい。
つまり、第３実施例によれば、第１および第２実施例と比較してヒータオンオフ回路３のドライブの負担を１／２にすることができる。それよって、誤動作の原因となる不要輻射や雑音端子電圧を低減することができる。
【００４２】
また、図４の（ｃ）に示すように制御信号のパルス幅の比率をゼロクロス点の前の部分（ｓ１〜ｓ７）と後の部分（ｓ′１〜ｓ′７）とで同じにすれば、同図の（ｄ）に示すようにヒータ１に交流電圧の正の部分と負の部分とをバランスよく印加でき、しかも制御が比較的容易になる。
【００４３】
次に、この発明によるヒータ制御方法の第４実施例について図５によって説明する。図５の（ａ）〜（ｄ）は図４の（ａ）〜（ｄ）と同じく入力する交流電圧Ｖｉ、その全波整流電圧Ｖｄと基準電圧Ｖｒ、制御信号Ｓｃ、およびヒータに印加される交流電圧Ｖｈの各波形をそれぞれ示している。
この実施例における基準電圧Ｖｒは、ヒータ起動時のＣＲ時定数による略直線的に増加する電圧である。なお、この基準電圧Ｖｒも、図４の（ｂ）に示した基準電圧Ｖｒと同様に、ヒータ１の温度特性を近似した１次関数になるべく近くなるように設定する。
【００４４】
この第４実施例における制御信号Ｓｃは、第３実施例の場合と同様に基準電圧Ｖｒと全波整流電圧Ｖｄとを比較して、Ｖｄ＜Ｖｒのときだけパルス信号を出力する。
しかし、第３実施例では階段状の基準電圧Ｖｒを用いたのに対し、この第４実施例では単調に増加する直線状の基準電圧Ｖｒを用いるので、制御信号のパルス幅の比率はゼロクロス点の前の部分（ｓ８，ｓ１０，ｓ１２，ｓ１４，ｓ１６，ｓ１８，ｓ２０）よりも後の部分（ｓ９，ｓ１１，ｓ１３，ｓ１５，ｓ１７，ｓ１９，ｓ２１）の方が各々大きくなる。
【００４５】
この制御信号Ｓｃによって、図１に示したヒータオンオフ回路３のトライアック３１の導通位相角を制御することにより、ヒータ１には交流電圧Ｖｉのゼロクロス点の前から後にかけて連続する波形の交流電圧が印加される。また、その印加幅は、ゼロクロス点の前よりも後の方が長くなり、常にヒータ１の温度特性に応じた割合で増加する。よって、ヒータ１に印加する交流電圧の波高値も、ヒータ１が温度が上昇するのに従って徐々に増加する。
従って、この第４実施例によれば、ヒータ１に過大な突入電流が流れるのを確実に防止でき、ヒータの温度特性に合わせてスムースにソフトスタートすることができるうえ、その制御時間を短縮することができる。
【００４６】
ここで、この発明の実施例ではないが、ヒータへの通電開始時に流れる突入電流を抑制する他のヒータ制御方法について説明する。
図示はしないが、交流電源からヒータへの給電ラインに抵抗を介挿し、その抵抗に並列にトライアックやスイッチ等のスイッチ素子を接続し、予めヒータの抵抗値が突入電流を生じない値に到達するまでの時間を、タイマや遅延回路あるいは時定数回路等によって設定する。そして、ヒータへの給電開始時にはスイッチ素子をオフにして抵抗を介して通電することによって突入電流を抑制し、設定時間が経過するとスイッチ素子をオンにして、そのスイッチ素子を通してヒータに直接給電するようにするとよい。
この場合、ヒータの温度上昇を予め把握して、それに応じて設定した時間だけ交流電圧を抵抗を介してヒータに給電するので、その時間は、５００Ｗのハロゲンヒータで、供給電圧１００Ｖ・ＡＣ、設定温度１６０℃の場合で、多くても０．５秒程度であり、抵抗による電力損失を比較的小さくすることができる。そして、簡単な回路構成で、ヒータへの突入電流を確実に防止することができる。
【００４７】
【発明の効果】
以上説明してきたように、この発明によるヒータ制御回路およびヒータ制御方法によれば、ヒータに接続する回路部品を大幅に増やしたり、ヒータの待機電力を増加させたりすることなく、突入電流を小さくすると共に突入電流発生時間も短くすることができ、ヒータをスムーズにソフトスタートさせることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明によるヒータ制御方法を実施するためのヒータ制御回路の一実施形態を示す回路図である。
【図２】この発明によるヒータ制御方法の第１実施例を説明するためのタイミングチャート図である。
【図３】この発明によるヒータ制御方法の第２実施例を説明するためのタイミングチャート図である。
【図４】この発明によるヒータ制御方法の第３実施例を説明するためのタイミングチャート図である。
【図５】この発明によるヒータ制御方法の第４実施例を説明するためのタイミングチャート図である。
【図６】ヒータに印加する交流電圧とヒータに流れる電流との関係をヒータの温度が変化しないと仮定して示すタイミングチャート図である。
【図７】実際のヒータに流れる電流の変化を時間軸を縮めて示すタイミングチャート図である。
【符号の説明】
１：ヒータ２：制御回路
３：ヒータオンオフ回路
４：ゼロクロス検出回路
６：交流電源１１，１２：電源ライン
１３，１４：分岐した電源ライン
１５：ゼロクロス検出信号出力線
１６：制御信号出力線１７：直流給電線
３１：トライアック（双方向スイッチ素子）
３２，４２：フォトカプラ
４１：ダイオードブリッジ
４３，５１：トランジスタ４４：反転回路[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a heater control method and a heater control circuit for limiting a rush current of a heater, and more particularly to a halogen heater used as a heat source for a fixing device and a character erasing roller device mounted on an image forming apparatus such as a copying machine, a printer, and a facsimile. The present invention relates to a heater control method and a heater control circuit for controlling a heater such as a heater.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art Generally, in an image forming apparatus such as an electrophotographic copying machine, a printer, and a facsimile, a heater such as a halogen lamp (also referred to as a halogen heater) is used as a heat source for a fixing device and a character erasing roller device.
For example, in a fixing device in which an unfixed toner image transferred onto a sheet is fixed by heating and pressing, a heater is provided in a fixing roller to heat the fixing roller. In the case of such a fixing device, the heater is operated intermittently to heat or naturally cool the fixing roller so that the temperature of the fixing roller is adjusted to a constant temperature suitable for fixing the toner image. There are many.
[0003]
By the way, if an AC voltage is applied (turned on) to operate the heater, an inrush current flows to the heater immediately after the application. FIG. 6A is a timing chart showing a waveform of an AC voltage applied to the heater, and FIG. 6B is a timing chart showing a waveform of a current flowing through the heater (hereinafter, referred to as “AC load current”). is there. FIG. 6 shows an example where it is assumed that the temperature of the heater does not change before and after voltage application.
The amplitude of the AC load current 101 flowing through the heater when the AC input voltage 100 is applied increases immediately after the voltage is applied, as shown by the thick line in FIG. 6B. This is the inrush current 101a. However, if the temperature of the heater is constant, the amplitude of the AC load current 101 becomes a normal value in several cycles as shown in FIG. That is, the time T1 during which an inrush current is generated (hereinafter, simply referred to as "rush current generation time") T1 is relatively short although slightly different depending on the type of heater, the circuit connected to the heater, and the like.
[0004]
However, actually, when the AC voltage is not applied (off), the temperature of the heater is lowered by cooling, and when the heater is on, the temperature is increased by heating. FIG. 7 shows a change in the current (AC load current 102) flowing through the heater when the temperature of the heater changes as described above. In FIG. 7, the time axis (time scale) is smaller than that of the timing chart shown in FIG. 6 in order to easily show the change of the rush current.
The resistance of the heater is small when the temperature is low, and increases when the temperature is high. Therefore, when the heater is switched from off to on, since the heater temperature is low and the resistance value is low, an excessive rush current 102a flows accordingly. After that, although the rush current 102a gradually decreases as the temperature of the heater increases, the rush current 102a continues to flow until the temperature of the heater reaches a predetermined temperature and the resistance value increases to some extent.
That is, the actual inrush current generation time T2 is relatively long because it is affected by the thermal response of the heater in addition to the type of the heater and the circuit connected to the heater.
[0005]
When such a long inrush current occurs, not only may the heater be deteriorated or destroyed, but also a temporary voltage drop may occur in the power line connected to the heater, and the heater may be connected to the power line. Other peripheral devices may be adversely affected. For example, there is a problem in that the lighting at the place where the image forming apparatus with a built-in heater is installed is temporarily darkened, and the display screen of the personal computer is distorted.
Therefore, as shown in Patent Document 1, for example, every time an AC voltage is applied to the heater, a current limited to a low level is always passed through the heater for a certain period of time without affecting the temperature control of the heater. There has been known a heater control method for preventing a large inrush current from flowing by releasing the restriction on the current flowing through the heater after the rise.
[0006]
[Patent Document 1]
JP-A-6-282199
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional heater control method described in Patent Literature 1, it is necessary to provide a circuit for supplying a limited current, so that the number of circuit components increases, the cost increases, and the mounting space increases. There was a problem.
In addition, since it is necessary to energize the heater for a longer time than usual, not only the reliability of parts is reduced and the life of the heater is shortened, but also standby power (power consumption during standby) is increased. There was also.
In recent years, the development and introduction of energy-efficient products in response to global environmental issues such as global warming has been promoted, and the energy conservation standards of the International Energy Star Program approved by the US Environmental Protection Agency (EPA) have been promoted. In the case of Star, the standard of standby power is set to 30 W or less. The conventional heater control method may not be able to comply with this standard.
[0008]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above-described problems, and reduces the inrush current and reduces the inrush current generation time without significantly increasing the number of circuit components connected to the heater or increasing the standby power of the heater. The purpose is also to shorten.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
A heater control method according to the present invention is a heater control method for applying an AC voltage from an AC power supply to a heater by controlling a conduction phase angle of the AC voltage via a bidirectional switch element. Immediately after the power is turned on, a pair of control signals are generated before and after the zero-cross point on the time axis of the AC voltage, and the pulse width of each control signal is gradually increased from the minimum value to the ratio of the AC voltage to a half cycle. The conduction phase angle of the bidirectional switch element is controlled by the control signal.
At this time, it is preferable that the pulse widths of the control signals before and after the zero-cross point forming a pair of control signals before and after the zero-cross point are the same.
Alternatively, the pulse width of the control signal after the zero-cross point, which constitutes a pair of control signals before and after the zero-cross point, may be larger than the pulse width of the previous control signal.
[0010]
Immediately after the AC power supply is turned on, a control signal that is continuous before and after the zero-cross point on the time axis of the AC voltage is generated, and the pulse width of the control signal is gradually increased from the minimum value to the cycle of the AC voltage. It is more preferable to control the conduction phase angle of the bidirectional switch element by the control signal.
At this time, the ratio of the pulse width of the control signal continuous before and after the zero-cross point may be the same between the part before and after the zero-cross point.
Alternatively, the ratio of the pulse width of the control signal that is continuous before and after the zero-cross point may be larger in a part after the zero-cross point than in a part before the zero-cross point.
Alternatively, the control signal may be generated with the same pulse width at a plurality of zero cross points, and then the pulse width may be increased.
[0011]
Further, the heater control circuit according to the present invention is a heater control circuit for controlling the conduction phase angle of an AC voltage from an AC power supply via a bidirectional switch element and applying the conduction phase angle to the heater. A zero-cross detection circuit that detects a point, and immediately after the AC power is turned on, generates a pair of control signals before and after the zero-cross point detected by the zero-cross detection circuit on the time axis of the AC voltage. A control circuit for increasing a pulse width from a minimum value to a ratio of a half cycle of the AC voltage so as to gradually increase, and a control signal generated by the control circuit controls a conduction phase angle of the bidirectional switch element. It is.
[0012]
Alternatively, instead of the above-described control circuit, immediately after the AC power is turned on, a control signal is generated that is continuous before and after the zero-cross point detected by the zero-cross detection circuit on the time axis of the AC voltage, and a pulse of the control signal is generated. A control circuit for increasing the width from the minimum value so as to gradually increase the ratio to the cycle of the AC voltage may be provided, and the conduction phase angle of the bidirectional switch element may be controlled by a control signal generated by the control circuit.
[0013]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[Embodiment of heater control circuit]
First, an embodiment of a heater control circuit according to the present invention (a circuit for performing the heater control method according to the present invention) will be described. FIG. 1 is a circuit diagram showing one embodiment of the heater control circuit.
In FIG. 1, the heater 1 is connected to an AC power supply 6 via power supply lines 11 and 12. A heater on / off circuit 3 is inserted in series between the AC power supply 6 and the heater 1 in the power supply line 12. The heater on / off circuit 3 turns on / off power supply to the heater 1 according to a control signal Sc described later.
[0014]
The power supply line 12 branches the power supply line 14 between the heater on / off circuit 3 and the AC power supply 6. Similarly, the power supply line 11 branches the power supply line 13 between the AC power supply 6 and the heater 1. These branched power lines 13 and 14 are connected to the zero-cross detection circuit 4 respectively.
The zero-cross detection circuit 4 is a circuit that detects a timing at which the AC voltage becomes 0 V (hereinafter, referred to as a “zero-cross point”) and outputs a zero-cross detection signal Sz. Input.
[0015]
The control circuit 2 includes a microcomputer including a CPU and memories (ROM and RAM), inputs a zero-cross detection signal Sz, calculates a cycle of an AC voltage applied to the heater 1, and starts immediately after the AC power is turned on. A pair of control signals Sc are generated before and after the zero-cross point on the time axis of the AC voltage, and the pulse width of each control signal is increased from the minimum value so as to gradually increase the ratio to the half cycle of the AC voltage, The control signal Sc controls the conduction phase angle of the triac 31, which is a bidirectional switch element of the heater on / off circuit 3.
Alternatively, a control signal Sc is generated on the time axis of the AC voltage that is continuous before and after the zero-cross point detected by the zero-cross detection circuit, and the pulse width of the control signal is gradually increased from the minimum value to the ratio of the cycle of the AC voltage. Alternatively, it may be increased.
The control circuit 2 operates by a DC voltage generated by a DC power supply circuit (not shown) that steps down and rectifies and smoothes the AC voltage Vi input from the AC power supply 6.
[0016]
Next, a heater on / off circuit, a zero cross detection circuit, and the like in the heater control circuit will be described in detail.
The AC power supply 6 is a power supply for supplying an AC voltage of a general commercial frequency. The heater on / off circuit 3 has a choke coil (inductor) L4 and a triac 31, which is a bidirectional switch element, inserted in series in the power supply line 12. A capacitor C15 and a resistor R3 are connected to a series circuit between the T1 terminal and the T2 terminal of the triac, a resistor R2 is connected between the T1 terminal and the G (gate) terminal, and a photo is connected in series between the G terminal and the T2 terminal. A phototriac 32a, which is a light receiving portion of the coupler 32, and a resistor R4 are connected in series.
[0017]
A predetermined DC voltage Vc is applied from the control circuit 2 to the anode of a light emitting diode (LED) 32b, which is a light emitting unit of the photocoupler 32, via the DC power supply line 17 and the resistor R5. It is connected (grounded) to ground via emitters.
A resistor R6 is connected between the emitter and the base of the transistor 51, and the control signal Sc described above is applied to the base from the control circuit 2 via the control signal output line 16 and the resistor R16.
[0018]
The choke coil L4 of the heater on / off circuit 3 is a filter, and suppresses the peak current of the circuit to improve the power factor. Further, the capacitor C15 and the resistor R3 form a snubber circuit, absorb a surge voltage when the triac 31 is turned on / off, and protect the triac 31 from destruction.
The triac 31, the photocoupler 32, and the resistors R2 and R4 constitute a switch circuit. When a current flows through the LED 32b, which is a light emitting portion of the photocoupler 32, and emits light, the phototriac 32a, which is a light receiving portion, receives the light and conducts, and a current flows through the resistors R4 and R2. As a result, a potential difference is generated between the G terminal, the T1 terminal, and the T2 terminal of the triac 31, so that the triac 31 conducts (turns on), connects the AC power supply 6 and the heater 1, and applies an AC voltage to the heater 1. . On the other hand, when the LED 32b of the photocoupler 32 does not emit light, the phototriac 32a becomes non-conductive, so that no current flows through the resistors R4 and R2, and no voltage is applied to the G terminal of the triac 31, so that the triac 31 is turned off. That is, the power supply circuit from the AC power supply 6 to the heater 1 is shut off.
[0019]
By the way, when the control signal Sc of the high level H is output from the control circuit 2, it is applied to the base of the transistor 51, so that the transistor 51 is turned on. An electric current flows through the LED 32b, which is a light-emitting portion, to emit light.
On the other hand, when the control signal Sc from the control circuit 2 goes to a low level L, the transistor 51 is turned off, so that no current flows through the LED 32b of the photocoupler 32 and no light is emitted.
Therefore, only when the control signal Sc of the high level H is output from the control circuit 2, the LED 32 b of the photocoupler 32 emits light, the phototriac 32 a is turned on, the triac 31 is turned on, and the AC voltage is applied to the heater 1. And the heater 1 is turned on. That is, the control signal Sc controls the conduction phase angle of the triac 31 to control the effective value of the AC voltage Vh supplied to the heater 1.
In this way, the heater on / off circuit 3 performs a switch operation of turning on / off a power supply circuit from the AC power supply 6 to the heater 1 to turn on / off power supply to the heater 1.
[0020]
Next, the zero-cross detection circuit 4 will be described. The zero-cross detection circuit 4 includes a diode bridge 41, a photocoupler 42, a transistor 43, an inversion circuit (inverter) 44, resistors R11 to R15, and a capacitor C1.
The power supply line 13 branched from the power supply line 11 is connected to one input terminal a of the diode bridge 41, and the power supply line 14 branched from the power supply line 12 is connected to the diode bridge 41 via resistors R12 and R13 connected in series. Connected to the other input terminal b. Further, a capacitor C1 is connected between a connection point between the resistors R12 and R13 and the power supply line 13. The resistors R12 and R13 control the current flowing through the LED 42a of the photocoupler 42, and the capacitor C1 serves as a filter for smoothing the current flowing through the resistors R12 and R13 in order to prevent line noise.
[0021]
The diode bridge 41 is a full-wave rectifier circuit, which rectifies the AC voltage from the AC power supply 6 and outputs a full-wave rectified voltage between the output terminals c and d. Is applied.
A phototransistor 42b, which is a light receiving portion of the photocoupler 42, has a collector connected to the base of the transistor 43, and an emitter grounded together with the emitter of the transistor 43. Then, a voltage obtained by dividing the DC voltage Vc from the control circuit 2 by the resistors R14 and R15 is applied to the base of the transistor 43, and is applied to the collector of the same transistor 43 via the resistor R11.
[0022]
When the LED 42a of the photocoupler 42 emits light, the phototransistor 42b receives the light to be in a conductive state, and both ends of the resistor R15 are substantially short-circuited. No voltage is applied, the transistor 43 is turned off, and its collector is set to a high level by the DC voltage Vc. This is inverted through the inverting circuit 44 and output as the zero-cross detection signal Sz, so that the zero-cross detection signal Sz is at a low level.
When almost no voltage is applied to the LED 42a of the photocoupler 42, the LED stops emitting light and the phototransistor 42b becomes non-conductive, so that the voltage across the resistor R15 is applied between the base and the emitter of the transistor 43, Is turned on, and its collector is at a low level of substantially the ground potential. The zero-crossing detection signal Sz obtained by inverting the signal through the inverting circuit 44 becomes high level. This time is the zero cross point. This zero cross detection signal Sz is input to the control circuit 2.
[0023]
In this embodiment, the photocoupler 32 is provided in the heater on / off circuit 3 and the photocoupler 42 is also provided in the zero-cross detection circuit 4. The reason is that the switching circuit side or the rectification circuit side to which the AC voltage is applied, This is for improving the safety of the circuit by electrically separating the circuit side operated by the DC voltage from the control circuit 2 from the circuit side. However, since this is not essential to the present invention, the photocouplers 32 and 42 can be omitted to configure the circuit if the circuit can be guaranteed to be sufficiently safe depending on the use conditions of the device.
[0024]
[Example of heater control method]
Next, a first embodiment of a heater control method according to the present invention, which is performed using the heater control circuit, will be described with reference to the timing chart of FIG. 2 together with FIG. 2A shows the waveform of the AC voltage Vi input from the AC power supply 6, FIG. 2B shows the waveform of the zero-cross detection signal Sz from the zero-cross detection circuit 4, and FIG. 2C shows the waveform of the control circuit 2. (D) shows the waveform of the control signal Sc, and (d) shows the waveform of the AC voltage Vh applied to the heater 1.
[0025]
When an AC voltage Vi having a waveform shown in FIG. 2A is input from the AC power supply 6 shown in FIG. 1, a full-wave rectified voltage is output from the output terminals c and d of the diode bridge 41 of the zero-cross detection circuit 4 (FIG. 4). (See waveform (b)), and a current flows through the LED 42a, which is the light emitting portion of the photocoupler 42.
As a result, while the LED 42a is emitting light, the phototransistor 42b, which is the light receiving portion of the photocoupler 42, is turned on as described above, so that the transistor 43 is turned off, and its collector voltage is inverted by the inverting circuit 44. The zero-cross detection signal Sz is at a low level.
[0026]
However, when the AC voltage Vi is near the zero crossing, the voltage obtained by full-wave rectification of the AC voltage becomes extremely small, and the current flowing through the LED 42a of the photocoupler 42 becomes correspondingly small, so that the LED 42a does not emit light. As a result, the transistor 43 is turned on, and the zero-cross detection signal Sz obtained by inverting the low-level collector voltage by the inverting circuit 44 becomes high.
Therefore, the zero-cross detection signal Sz output from the zero-cross detection circuit 4 is a pulse signal having a short pulse width centered on the zero-cross point for each half cycle of the AC voltage Vi, as shown in FIG.
[0027]
The control circuit 2 inputs the zero-cross detection signal Sz immediately after the AC power is turned on, and calculates a half cycle of the AC from the input intervals of the plurality of zero-cross detection signals Sz. Thereby, the next zero-cross point can be accurately predicted.
Therefore, as shown in FIG. 1C, the pulse width data of the control signal for each time, or the pulse width data of the first control signal and the data of the rate of increase thereafter, are stored in the memory in advance. A pair of control signals Sc is generated before and after each zero-cross point on the axis, and the pulse width of each control signal is increased from the minimum value so as to gradually increase the ratio to the half cycle of the AC voltage Vi. FIG. 1 shows waveforms after the zero cross point at which the first control signal (only one side) Sc is generated.
[0028]
As shown in FIG. 1C, the paired control signals Sc are output before and after the zero-cross point on the time axis of the AC voltage. That is, the zero-cross detection signal Sz is output with the same pulse width before the rising edge and after the falling edge. The control signal Sc before the rising may be generated from a time earlier by a predetermined pulse width (for example, t2) than a predicted rising time of the next zero cross signal, and may be stopped at a rising time of the zero cross detection signal. The control signal Sc after the fall of the zero-cross detection signal Sz may be output for a predetermined pulse width (for example, t2) from the time of the fall.
The control circuit 2 receives the zero-cross detection signal Sz, calculates the period of the AC voltage Vi, corrects the error at least half a period before the next zero-cross point, and outputs the control signal output timing and its pulse width. Can be determined.
[0029]
Then, the pulse width of the pair of control signals sandwiching each zero-cross point becomes the minimum value t1 to t3, t4, and the ratio to the half cycle of the AC voltage is sequentially increased to t9, and thereafter, the generation period of the zero-cross detection signal Sz 100% excluding. Therefore, the pulse widths t1 to t9 of each control signal Sc have a relationship of t1 <t2 <t3 <t4 <t5 <t6 <t7 <t8 <t9.
This control signal Sc is output from the control circuit 2 in FIG. 1 and applied to the base of the transistor 51 via the resistor R16. Then, as described above, the triac 31 which is a bidirectional switch element is turned on through the transistor 51 and the photocoupler 32 of the heater on / off circuit 3 only during the period when the control signal Sc is at the high level, and the AC voltage Vi is changed. The voltage is applied to the heater 1.
[0030]
Therefore, since the AC voltage Vi is applied to the heater 1 only during the period when the control signal Sc is at the high level, the waveform of the AC voltage Vh is as shown in FIG. That is, immediately after the AC power is turned on, the conduction phase angle of the triac 31 sequentially increases on both sides of the zero-cross point, and accordingly, the waveform and peak value of the voltage applied to the heater 1 gradually increase.
When the peak value of the AC voltage Vh is small, the peak value of the current flowing through the heater 1 also becomes small according to Ohm's law. Therefore, as described above, the rush current flowing through the heater 1 can be suppressed by reducing the pulse width of the control signal Sc immediately after turning on the AC power supply 6 and reducing the waveform and peak value of the AC voltage Vh applied to the heater. can do.
[0031]
When an AC voltage is applied, the heater 1 is heated and its temperature rises, and its resistance gradually increases. Therefore, as shown in FIG. 1, if the ON time width of the voltage applied to the heater 1 is controlled and the waveform and peak value of the AC voltage applied to the heater 1 are gradually increased, the temperature of the heater 1 rises during that time. As a result, the resistance value gradually increases, so that an excessive rush current can be prevented from flowing through the heater 1.
As shown in FIG. 1, the conduction phase angle (on-time width) is gradually increased on both sides from the point where the peak value before and after the zero-cross point of the AC voltage is extremely small. As compared to controlling the conduction phase angle (ON time width) for each half cycle of the AC voltage on one side of the zero-cross point as described above, the rise of the peak value can be suppressed, and a gentler soft start can be performed. This is extremely effective in reducing the amount of slag.
[0032]
That is, in the conventional phase control, when the conduction phase angle of the AC voltage applied to the heater exceeds 50%, the peak value of the AC voltage waveform is a sine wave, the peak value becomes maximum, and thereafter the conduction phase angle becomes 50%. The peak values up to 〜100% are all the same as those at the maximum of 100%.
On the other hand, according to the control method of the present invention, since the conduction phase angle is symmetrically controlled on both sides of the zero-cross point, the AC voltage applied to the heater is applied even if both the conduction phase angles exceed 50%. The peak value does not reach the maximum value and is kept below the maximum value until it reaches 100%.
[0033]
Therefore, even if the effective value of the AC voltage applied to the heater increases, the increase in the peak value can be suppressed, and the peak current can be reduced.
In the first embodiment, the pulse width of the control signal Sc before the zero-cross point is equal to the pulse width of the control signal Sc after the zero-cross point. Is applied to the heater 1 in a well-balanced manner. Further, since the control signal having the same pulse width is output twice, there is an advantage that the control becomes easy.
In this embodiment, the pulse width of the control signal is increased at each zero-cross point during the phase control of the AC voltage applied to the heater 1 (during the soft start). The pulse width may be gradually increased while repeatedly outputting a control signal having the same pulse width with respect to the zero cross point.
[0034]
Next, a second embodiment of the heater control method according to the present invention will be described with reference to a timing chart shown in FIG. 3A to 3D show the input AC voltage Vi, the zero-cross detection signal Sz, the control signal Sc, and the AC voltage applied to the heater 1 in the same manner as FIGS. 1A to 1D. Each waveform of Vh is shown.
The difference between the second embodiment and the first embodiment is that, as shown in FIG. 3C, a pair of control signals Sc is placed before and after the zero-cross point on the time axis of the AC voltage Vi. The difference is that the pulse widths of the two control signals are different, and the pulse width (for example, t3) of the control signal after the zero-cross point is larger than the pulse width (for example, t2) of the previous control signal.
[0035]
When such a control signal Sc is generated by the control circuit 2 shown in FIG. 1 and the conduction phase angle of the triac 31 of the heater on / off circuit is controlled, the AC voltage having the waveform shown in FIG. Vh is applied.
As shown in this waveform, an AC voltage is applied to the heater 1 at timings before and after the zero-cross point, and the application time (on-time width) is longer after the zero-cross point than before the zero-cross point. , And the on-time width gradually increases at each zero-cross point. Therefore, the peak value of the AC voltage applied to the heater 1 gradually increases while the waveform after the zero cross point becomes larger than the waveform before the zero cross point.
[0036]
Therefore, according to the second embodiment, there is an advantage that the heater 1 can be soft-started more smoothly than in the case of the first embodiment described with reference to FIG. The control signal Sc shown in FIG. 3C has the same pulse width as the control signal Sc having the same pulse width by making the pulse width of the signal after a certain zero cross point equal to the pulse width of the signal before the next zero cross point. The output is performed twice, but is not limited to this. That is, it goes without saying that the pulse widths of the respective pulse signals constituting the control signal Sc may all be different and gradually increased. Then, the heater 1 can be soft-started more smoothly.
[0037]
Next, a third embodiment of the heater control method according to the present invention will be described with reference to a timing chart shown in FIG. 4A, 4C, and 4D are the same as FIGS. 1A, 1C, and 4D, and show the input AC voltage Vi, the control signal Sc, and the AC applied to the heater 1. Each waveform of the voltage Vh is shown. However, FIG. 3B shows the waveform of the full-wave rectified voltage Vd of the AC voltage Vi and the level change of the reference voltage Vr instead of the zero-cross detection signal Sz.
The reference voltage Vr is set in a stepwise manner every half cycle of the AC voltage Vi set to be as close as possible to a linear function (a straight line that increases monotonically) that approximates the relationship between the voltage application time of the heater 1 and the temperature (temperature characteristic). This is a voltage whose level has been changed in the same manner.
[0038]
This reference voltage Vr is obtained by actually measuring the temperature characteristics of the heater 1 or by calculating from the heat generation amount of the heater 1 and the data is stored in advance in the memory of the control circuit 2 shown in FIG. . The control circuit 2 controls the heater 1 so that approximately 100% of the AC voltage waveform is applied to the heater 1 when the heater 1 reaches a predetermined temperature (a temperature at which an excessive current does not flow due to an increase in the resistance value of the heater 1). The reference voltage Vr is compared with the full-wave rectified voltage Vd, and a pulse signal is output as the control signal Sc only during the period of Vd <Vr.
[0039]
This control signal Sc is shown in FIG. The control signal Sc is output as a pulse signal that is continuous before and after the zero-cross point (indicated by a dashed line in FIG. 4) on the time axis of the AC voltage Vi. Further, the pulse width (s1 + s'1 to s7 + s'7) is set to a minimum value immediately after the application of the AC voltage Vi, and then increases according to the temperature characteristic of the heater 1 so as to correspond to the temperature rise of the heater 1. When 1 reaches the predetermined temperature, the ratio of the AC voltage to the half cycle becomes 100%.
FIG. 4D shows a waveform of the AC voltage Vh applied to the heater 1 when the conduction phase angle of the triac 31 of the heater on / off circuit 3 shown in FIG. 1 is controlled by the control signal Sc. That is, the AC voltage is applied to the heater 1 for a time corresponding to the pulse width of the control signal Sc around each zero cross point of the AC voltage Vi. Therefore, the peak value of the AC voltage applied to the heater 1 has an appropriate value according to the temperature of the heater 1 at that time.
[0040]
That is, also in the third embodiment, it is possible to reliably prevent an excessive rush current from flowing through the heater. Further, the heater 1 can be soft-started smoothly in accordance with the temperature characteristics.
After the AC power is turned on, the pulse width of the control signal Sc output at each zero-cross point of the AC voltage is obtained in advance, not by comparing the reference voltage Vr and the full-wave rectified voltage Vd in real time. The data may be stored in the memory of the control circuit 2, and the control circuit 2 may output a control signal Sc having a pulse width continuous before and after each zero-cross point as a center based on the pulse width data. it can.
[0041]
In the above-described first and second embodiments, since the AC voltage is applied to the heater 1 in response to the control signal that is discontinuous before and after the zero cross point, the heater on / off circuit 3 performs the on / off operation twice with respect to one zero cross point. I needed to.
On the other hand, in the third embodiment, since the on / off operation is performed according to the control signal continuous before and after the zero cross point (however, no voltage is applied to the heater 1 at the zero cross point), the on is performed once for one zero cross point.・ It is only necessary to turn off.
That is, according to the third embodiment, the load on the drive of the heater on / off circuit 3 can be reduced to half as compared with the first and second embodiments. Thus, unnecessary radiation and noise terminal voltage that cause a malfunction can be reduced.
[0042]
Also, as shown in FIG. 4 (c), if the ratio of the pulse width of the control signal is the same in the part before the zero crossing point (s1 to s7) and the part after the zero crossing point (s'1 to s'7), As shown in FIG. 3D, the positive portion and the negative portion of the AC voltage can be applied to the heater 1 in a well-balanced manner, and the control becomes relatively easy.
[0043]
Next, a fourth embodiment of the heater control method according to the present invention will be described with reference to FIG. 5 (a) to 5 (d) are the same as the input AC voltage Vi, the full-wave rectified voltage Vd and reference voltage Vr, the control signal Sc, and the heater applied to the heater as in FIGS. 4 (a) to 4 (d). Each waveform of the AC voltage Vh is shown.
The reference voltage Vr in this embodiment is a voltage that increases substantially linearly by the CR time constant at the time of starting the heater. The reference voltage Vr is also set to be as close as possible to a linear function approximating the temperature characteristic of the heater 1, similarly to the reference voltage Vr shown in FIG.
[0044]
The control signal Sc in the fourth embodiment compares the reference voltage Vr with the full-wave rectified voltage Vd and outputs a pulse signal only when Vd <Vr, as in the third embodiment.
However, while the step-like reference voltage Vr is used in the third embodiment, the monotonically increasing linear reference voltage Vr is used in the fourth embodiment, so that the pulse width ratio of the control signal is zero crossing point. The parts (s9, s11, s13, s15, s17, s19, s21) after the part (s8, s10, s12, s14, s16, s18, s20) are each larger.
[0045]
By controlling the conduction phase angle of the triac 31 of the heater on / off circuit 3 shown in FIG. 1 by the control signal Sc, the AC voltage having a continuous waveform from before to after the zero cross point of the AC voltage Vi is applied to the heater 1. Applied. Further, the applied width becomes longer after the zero cross point than before, and always increases at a rate corresponding to the temperature characteristic of the heater 1. Therefore, the peak value of the AC voltage applied to the heater 1 also gradually increases as the temperature of the heater 1 rises.
Therefore, according to the fourth embodiment, it is possible to reliably prevent an excessive rush current from flowing through the heater 1, to perform a soft start smoothly in accordance with the temperature characteristic of the heater, and to shorten the control time. be able to.
[0046]
Here, although not an embodiment of the present invention, another heater control method for suppressing an inrush current flowing at the start of energization of the heater will be described.
Although not shown, a resistor is inserted in the power supply line from the AC power supply to the heater, and a switch element such as a triac or a switch is connected in parallel with the resistor, so that the resistance value of the heater reaches a value that does not cause an inrush current in advance. Is set by a timer, a delay circuit, a time constant circuit, or the like. Then, at the start of power supply to the heater, the inrush current is suppressed by turning off the switch element and conducting the current through the resistor, and after a set time, the switch element is turned on, and power is directly supplied to the heater through the switch element. It is good to
In this case, the temperature rise of the heater is grasped in advance, and the AC voltage is supplied to the heater via the resistor for the time set in accordance with the temperature rise. At a temperature of 160 ° C., the time is at most about 0.5 seconds, so that the power loss due to the resistance can be relatively reduced. In addition, the inrush current to the heater can be reliably prevented with a simple circuit configuration.
[0047]
【The invention's effect】
As described above, according to the heater control circuit and the heater control method of the present invention, the rush current can be reduced without increasing the number of circuit components connected to the heater or increasing the standby power of the heater. In addition, the rush current generation time can be shortened, and the heater can be smoothly soft-started.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a heater control circuit for implementing a heater control method according to the present invention.
FIG. 2 is a timing chart for explaining a first embodiment of the heater control method according to the present invention.
FIG. 3 is a timing chart for explaining a second embodiment of the heater control method according to the present invention.
FIG. 4 is a timing chart for explaining a third embodiment of the heater control method according to the present invention.
FIG. 5 is a timing chart for explaining a fourth embodiment of the heater control method according to the present invention.
FIG. 6 is a timing chart showing the relationship between the AC voltage applied to the heater and the current flowing through the heater, assuming that the temperature of the heater does not change.
FIG. 7 is a timing chart showing a change in an actual current flowing through a heater with a time axis shortened.
[Explanation of symbols]
1: heater 2: control circuit
3: heater on / off circuit
4: Zero cross detection circuit
6: AC power supply 11, 12: Power supply line
13, 14: Branched power line
15: Zero cross detection signal output line
16: Control signal output line 17: DC power supply line
31: Triac (bidirectional switch element)
32, 42: Photocoupler
41: Diode bridge
43, 51: Transistor 44: Inverting circuit

Claims

A heater control method for applying an AC voltage from an AC power supply to a heater by controlling a conduction phase angle thereof through a bidirectional switch element,
Immediately after the AC power is turned on, a pair of control signals are generated before and after the zero-cross point on the time axis of the AC voltage, and the pulse width of each control signal is reduced from the minimum value to the half cycle of the AC voltage. Is increased so as to gradually increase, and the conduction phase angle of the bidirectional switch element is controlled by the control signal.

2. The heater control method according to claim 1, wherein the pulse widths of the control signals before and after the zero-cross point forming a pair of control signals before and after the zero-cross point are the same. .

2. The heater control method according to claim 1, wherein a pulse width of a control signal after the zero-cross point, which forms a pair of control signals before and after the zero-cross point, is larger than a pulse width of a previous control signal. Heater control method.

A heater control method for applying an AC voltage from an AC power supply to a heater by controlling a conduction phase angle thereof through a bidirectional switch element,
Immediately after the AC power supply is turned on, a control signal is generated that is continuous before and after the zero-cross point on the time axis of the AC voltage, and the pulse width of the control signal is gradually increased from the minimum value to the ratio of the cycle of the AC voltage. And controlling the conduction phase angle of the bidirectional switch element by the control signal.

5. The heater control method according to claim 4, wherein a ratio of a pulse width of a control signal continuous before and after the zero-cross point is the same between a portion before and after the zero-cross point. Method.

5. The heater control method according to claim 4, wherein a ratio of a pulse width of a control signal continuous before and after the zero-cross point is larger in a part after the zero-cross point than in a part before the zero-cross point. Control method.

7. The heater control method according to claim 1, wherein the control signal is generated at the same pulse width at a plurality of zero-cross points, and then the pulse width is increased.

A heater control circuit for applying an AC voltage from an AC power supply to a heater by controlling a conduction phase angle thereof through a bidirectional switch element,
A zero-crossing detection circuit that detects a zero-crossing point of the AC voltage by the AC power supply; and A control circuit for generating a control signal, and increasing a pulse width of each control signal so as to gradually increase a ratio of the pulse width of the AC voltage to a half cycle of the AC voltage from a minimum value;
A heater control circuit, wherein the conduction phase angle of the bidirectional switch element is controlled by the control signal generated by the control circuit.

A heater control circuit for applying an AC voltage from an AC power supply to a heater by controlling a conduction phase angle thereof through a bidirectional switch element,
A zero-crossing detection circuit that detects a zero-crossing point of the AC voltage by the AC power supply, and immediately after the AC power supply is turned on, continuously before and after the zero-crossing point detected by the zero-crossing detection circuit on the time axis of the AC voltage. A control circuit for generating a control signal, and increasing the pulse width of the control signal from a minimum value so as to gradually increase the ratio to the cycle of the AC voltage;
A heater control circuit, wherein the conduction phase angle of the bidirectional switch element is controlled by the control signal generated by the control circuit.