JP2004208440A - Control circuit - Google Patents

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JP2004208440A JP2002376121A JP2002376121A JP2004208440A JP 2004208440 A JP2004208440 A JP 2004208440A JP 2002376121 A JP2002376121 A JP 2002376121A JP 2002376121 A JP2002376121 A JP 2002376121A JP 2004208440 A JP2004208440 A JP 2004208440A
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a hysteresis power control circuit enhanced in high-speed response. <P>SOLUTION: The control device comprises a voltage detection means that detects the voltage to control; a hysteresis comparator with its first input connected to an output of the voltage detection means; a reference voltage set means connected to the second input of the hysteresis comparator; and a drive circuit that generates a drive signal by using the output of the hysteresis comparator as an input. The control device performs hysteresis voltage control that stabilizes the voltage to be controlled by holding it in a hysteresis level that is determined by a reference voltage and the hysteresis comparator. The control device also comprises: an integration means that integrates the output of the hysteresis comparator; a DC cut means that cuts off a DC component from the integration means; and a adding means that adds the output of the DC cut means and the output of the voltage detection means, and feeds the added outputs to the first input of the hysteresis comparator, thus resolving the problem. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、急激な負荷の変動に対し、出力電圧制御を高速化する電源制御回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図２に示したヒステリシス電圧制御は、基準電圧Vrefおよびヒステリシスコンパレータ１２によって設定されるヒステリシスレベルの中に検出電圧を保持することにより、出力を安定化させる自励式の制御方法である。この制御は、遅いフィードバックループを持たず、過渡現象と同様の速さで負荷電流変動に応答する。応答時間は、ヒステリシスコンパレータ１２とドライブ回路１９の遅延のみに依存するため、ヒステリシス電圧制御は高速の過渡応答を示す。
【０００３】
この制御方法におけるスイッチング周波数fsは、入力電圧Vin、出力電圧Vout、出力コンデンサCoutの等価直列抵抗ESR、出力インダクタL、ヒステリシスレベルHystに依存する。スイッチング周波数fsは式１によって計算することができる。
【式１】

Figure 2004208440
従来のヒステリシス電圧制御は、出力コンデンサCoutの特性に依存するESRによりスイッチング周波数が変動してしまう欠点があった。
【０００４】
この問題を解決するために、米国特許第６，１４７，４７８号では、検出電圧にランプ電圧波形を加算した電圧をヒステリシスコンパレータ１２に供給している。この手法によれば、検出電圧のリプル電圧より大きなランプ電圧を加算することにより、ヒステリシスコンパレータ１２の周波数変動をなくすことが可能になる。なぜなら、ヒステリシスコンパレータ１２の入力に供給されるランプ電圧の変動は検出電圧の変動に比べて大きい事から、検出電圧の影響がほとんど無くなるためである。さらに、ランプ波形のスロープは入力電圧Vinにより決定するため一定である。よって周波数は、ランプ電圧が設定されたヒステリシスレベルの中で変動する事により決定される。（特許文献１参照）
【０００５】
しかし、このようにすると負荷の急激な変動が生じた場合、ランプ電圧のスロープより大きく出力電圧が変動しないと応答しないデメリットもある。そのため、ランプ電圧は周波数変動と高速応答性のバランスをとった適切なスロープを持たせることが必要である。図３に負荷が安定しているときの検出電圧と、これに加算するランプ電圧波形を示す。
【０００６】
この特許の構成を図４に示す。図４に示すスイッチング手段を持つ電力変換器において、ダイオード１３のカソードを直流カット手段１７の入力に接続し、この直流カット手段１７の出力を、電圧検出手段、積分手段、加算手段が組み合わさった合成回路２１に接続し、この合成回路２１の出力をヒステリシスコンパレータ１２の入力に接続している。この回路はダイオード１３の電圧を直流カットしてから積分することでランプ電圧波形を作り出し、それを電圧検出回路に加算する、という機能を果たすものである。より具体的な構成を図５に示す。抵抗器７とコンデンサ１０で積分回路が構成されており、抵抗器５，抵抗器６で電圧検出回路が構成されている。しかしながら、この回路構成の場合、抵抗器５とコンデンサ１０でも積分回路が構成されてしまう。よって、急激な負荷変動が生じ出力電圧Voutが大きく変化した場合、抵抗器５を通して、コンデンサ１０の充放電がおきるため、ヒステリシスコンパレータ１２の入力電圧は出力電圧に対して即座に応答することができなく、ヒステリシスコンパレータ１２の出力電圧に遅れが生じる問題があった。
【０００７】
【特許文献１】
米国特許第６，１４７，４７８号
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、前記問題点を解決する制御方式を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
制御対象となる電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段の出力が第一の入力に接続されたヒステリシスコンパレータと、前記ヒステリシスコンパレータの第二の入力に接続された基準電圧設定手段と、前記ヒステリシスコンパレータの出力を入力としてドライブ信号を生成するドライブ回路とを備え、前記制御対象電圧を前記基準電圧と前記ヒステリシスコンパレータで決まるヒステリシスレベルの中に保持する事によって安定化させるヒステリシス電圧制御を行う制御回路において、前記ヒステリシスコンパレータの出力を積分する積分手段と、前記積分手段の出力から直流成分を除く直流カット手段と、前記直流カット手段の出力と前記電圧検出手段の出力を加算し、前記ヒステリシスコンパレータの第一の入力に供給する加算手段とを備えることで課題を解決する。
【００１０】
【発明の実施の形態】
次に、添付図面を参照しながら本発明の制御回路の実施の形態について詳細に説明する。図１は本発明の制御回路のブロック図を示している。図６は図１の一実施例である。電圧検出回路部１５を抵抗器１と抵抗器２で構成し、積分回路部１６を抵抗器３とコンデンサ８によるRC積分回路とし、直流カット回路部１７にコンデンサ９を用い、加算回路部１８に抵抗器４を用いた。ヒステリシスコンパレータ１２の反転入力には加算結果、非反転入力には基準電圧Vrefを入力した。ヒステリシスコンパレータ１２の出力電圧に応じ、ドライブ回路１９の出力はスイッチング手段を含んだ電圧変換部２０に入力される。
【００１１】
以下、図６の本実施の形態の動作について説明する。まず、負荷回路１４の電流変動がない定常状態における動作について説明をする。定常状態において加算回路１８の出力と電圧検出回路１５の出力を加算し、その加算結果と基準電圧Vrefをヒステリシスコンパレータ１２により比較する。前記加算結果がヒステリシスウインドウのハイレベルVHIに到達するとヒステリシスコンパレータ１２の出力電圧はロー信号となり、ドライブ回路を通して電圧変換部を制御する。また、前記加算結果がヒステリシスウインドウのローレベルVLOに到達するとヒステリシスコンパレータ１２の出力電圧はハイ信号となりドライブ回路を通して電圧変換部を制御する。よって前記加算値は、図３に示すように設定されたヒステリシスコンパレータ１２のヒステリシスレベルの間に保持され、電圧を安定に制御する。この定常状態において、ヒステリシスコンパレータ１２の入力に供給されるランプ電圧の変動は検出電圧の変動と比べ大きく一定であるため、一定の周波数で動作する。
【００１２】
次に負荷回路１４で急激な電流変動が発生した場合について説明をする。ある時刻t1で急激な負荷回路１４の電流増加が発生した瞬間、出力電流の急激な増加に対する不足分を補うため、出力コンデンサCoutから放電電流が流れる。このとき出力電圧Voutは出力コンデンサCoutの内部インピーダンスと放電電流の積により表される電圧降下と蓄積電荷を放出することによる電圧降下により減少する。このとき加算回路１８により加算される電圧のスロープより大きなスロープを持った検出電圧が発生し、加算結果は瞬時にヒステリシスコンパレータ１２のローレベルVLOにまで下がる。そしてヒステリシスコンパレータ１２の出力はハイ信号となり、電力変換部のスイッチング素子により、入力電圧Vinより電力が供給される。この状態は、制御電圧Voutが設定電圧まで回復し、ヒステリシスコンパレータ１２の反転入力電圧がヒステリシスレベルのハイレベルVHIに到達するまで維持される。
【００１３】
ある時刻t２で急激な負荷回路１４の電流減少が発生した瞬間、出力電流の急激な減少に対する過剰分を補うため、出力コンデンサに充電電流が流れる。このときの出力電圧は出力コンデンサCoutの内部インピーダンスと充電電流の積、及び容量に対する電荷の蓄積により増加する。このとき加算回路１８により加算される電圧のスロープより大きなスロープを持った検出電圧が発生し、加算結果は瞬時にヒステリシスコンパレータ１２のハイレベルVHIにまで上がる。そして、ヒステリシスコンパレータ１２の出力はロー信号となり、電力変換部のスイッチング素子により、入力電圧Vinからの電力供給はストップする。この状態は、制御電圧Voutが設定電圧まで回復し、ヒステリシスコンパレータ１２の反転入力電圧がヒステリシスレベルのローレベルVLOに到達するまで維持される。
【００１４】
図１における電力変換部２０は降圧チョッパ、フォワードコンバータ、ハーフブリッジコンバータ、フルブリッジコンバータ、プッシュプルコンバータにおいても適用できる。降圧チョッパに適用した場合について図７に示す。ヒステリシスコンパレータ１２の反転入力には加算結果、非反転入力には基準電圧Vrefを入力した。コンパレータ１２の出力がハイ信号の時、そのハイ信号はドライブ回路１９に入力され、ドライブ回路１９の出力からスイッチング素子２２を短絡させる信号を出力し、入力電源より電力が負荷回路１４へ供給するように動作する。また、コンパレータ１２の出力がロー信号の時、そのロー信号はドライブ回路１９に入力され、ドライブ回路１９の出力からスイッチング素子２２を解放させる信号を出力する。出力インダクタLに蓄えられたエネルギーが整流素子１３を通り転流する。このように出力電圧Voutを制御する。
【００１５】
絶縁型コンバータにおいても同様である。図８に示すフォワードコンバータにおいてもコンパレータ１２の出力がハイ信号の時、そのハイ信号は絶縁素子３４を介しドライブ回路１９に入力され、ドライブ回路１９の出力からスイッチング素子２２を短絡させる信号を出力する。入力電源より電力がトランスT、整流素子２９を介し、負荷回路１４へ供給されるように動作する。また、コンパレータ１２の出力がロー信号の時、そのロー信号は絶縁素子３４を介しドライブ回路１９に入力され、ドライブ回路１９の出力からスイッチング素子２２を解放させる信号を出力する。出力インダクタLに蓄えられたエネルギーが整流素子１３を通り転流する。図９に示すプッシュプルコンバータ、図１０に示すハーフブリッジコンバータにおいては、ヒステリシスコンパレータ１２の出力信号をドライブ回路１９によりスイッチング素子２３，２４にそれぞれ交互に振り分ける事により同様の動作をする。図１１に示すフルブリッジコンバータにおいては、ヒステリシスコンパレータ１２の出力信号をドライブ回路１９によりスイッチング素子２５および２６と、２７および２８とに交互に信号を振り分ける事により同様の動作をする。
【００１６】
図１２は、積分回路１６の入力電圧を、ヒステリシスコンパレータ１２の出力電圧からドライブ回路１９の出力電圧に置き換えた場合であり、同様の効果が得られる。また、図１３に示すように、積分回路１６の入力電圧をLCフィルタの入力電圧に置き換えた場合も、同様の効果を得ることができるが、この場合さらに入力電圧Vinがフィードフォワードされるメリットがある。入力電圧Vinに変動が生じた場合、積分器１６より出力される三角波の傾きは入力電圧Vinの変動に伴い変化する。したがって、検出電圧に加算されるランプ波形も変化する。例えば入力電圧Vinが増加した場合、積分回路１６から出力される三角波の立ち上がりスロープは増加し、加算回路１８に入力するランプ信号の立ち上がりスロープも増加する。ヒステリシスコンパレータ１２に入力される加算電圧は早くヒステリシスレベルのハイレベルに到達することになり、ヒステリシスコンパレータ１２の出力は通常より早くロー信号を出力する。よって入力電圧Vinからの電力供給期間を短くすることができる。また、入力電圧Vinが減少した場合、積分回路１６から出力される三角波の立ち上がりスロープは減少し、加算回路１８に入力するランプ信号の立ち上がりスロープも減少する。ヒステリシスコンパレータ１２に入力される加算電圧は遅くヒステリシスレベルのハイレベルに到達することになり、ヒステリシスコンパレータ１２の出力は通常より遅くハイ信号を出力する事になる。よって入力電圧Vinからの電力供給期間を長くすることができる。
【００１７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、負荷回路の急激な負荷変動による電圧変化に対し応答の遅れが無い、高速の電圧制御を実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電圧制御ブロック回路図
【図２】従来のヒステリシス制御ブロック回路図
【図３】定常状態における、検出電圧と加算値電圧
【図４】米国特許第６，１４７，４７８号による電圧制御ブロック回路図
【図５】米国特許第６，１４７，４７８号による電圧制御の実施例
【図６】本発明の実施回路図
【図７】降圧チョッパに適用した実施例
【図８】フォワードコンバータに適用した実施例
【図９】プッシュプルコンバータに適用した実施例
【図１０】ハーフブリッジコンバータに適用した実施例
【図１１】フルブリッジコンバータに適用した実施例
【図１２】本発明の応用回路１
【図１３】本発明の応用回路２
【符号の説明】
１〜７ 抵抗器
８〜１１ コンデンサ
１２ ヒステリシスコンパレータ
１３ 整流素子
１４ 負荷回路
１５ 電圧検出回路部
１６ 積分回路部
１７ 直流カット回路部
１８ 加算回路部
１９ ドライブ回路部
２０ 電力変換部
２１ 電圧検出手段、積分手段、加算手段合成回路部
２２〜２８ スイッチング素子
２９〜３１ 整流素子
３２〜３３ コンデンサ
Vin 入力電圧
Vout 出力電圧
Vref 基準電圧
Cout 出力コンデンサ
L インダクタ
Cin 入力コンデンサ
T トランス[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power supply control circuit for speeding up output voltage control in response to a sudden load change.
[0002]
[Prior art]
The hysteresis voltage control shown in FIG. 2 is a self-excited control method that stabilizes the output by holding the detection voltage within the reference voltage Vref and the hysteresis level set by the hysteresis comparator 12. This control does not have a slow feedback loop and responds to load current fluctuations as fast as transients. Since the response time depends only on the delay of the hysteresis comparator 12 and the drive circuit 19, the hysteresis voltage control shows a fast transient response.
[0003]
The switching frequency fs in this control method depends on the input voltage Vin, the output voltage Vout, the equivalent series resistance ESR of the output capacitor Cout, the output inductor L, and the hysteresis level Hyst. The switching frequency fs can be calculated by Equation 1.
(Equation 1)
Figure 2004208440
The conventional hysteresis voltage control has a disadvantage that the switching frequency fluctuates due to the ESR depending on the characteristics of the output capacitor Cout.
[0004]
In order to solve this problem, in US Pat. No. 6,147,478, a voltage obtained by adding a ramp voltage waveform to a detection voltage is supplied to the hysteresis comparator 12. According to this method, it is possible to eliminate the frequency fluctuation of the hysteresis comparator 12 by adding the ramp voltage larger than the ripple voltage of the detection voltage. This is because the fluctuation of the lamp voltage supplied to the input of the hysteresis comparator 12 is larger than the fluctuation of the detection voltage, and therefore the influence of the detection voltage is almost eliminated. Furthermore, the slope of the ramp waveform is constant because it is determined by the input voltage Vin. Thus, the frequency is determined by the lamp voltage fluctuating within the set hysteresis level. (See Patent Document 1)
[0005]
However, in this case, when a sudden change in the load occurs, there is a demerit that a response does not occur unless the output voltage fluctuates more than the slope of the lamp voltage. Therefore, it is necessary that the lamp voltage has an appropriate slope that balances frequency fluctuation and high-speed response. FIG. 3 shows a detected voltage when the load is stable and a ramp voltage waveform added to the detected voltage.
[0006]
FIG. 4 shows the structure of this patent. In the power converter having the switching means shown in FIG. 4, the cathode of the diode 13 is connected to the input of the DC cutting means 17, and the output of the DC cutting means 17 is combined with the voltage detecting means, the integrating means and the adding means. The output of the synthesis circuit 21 is connected to the input of the hysteresis comparator 12. This circuit performs a function of producing a ramp voltage waveform by integrating the voltage of the diode 13 after cutting the DC voltage and then adding the ramp voltage waveform to the voltage detection circuit. FIG. 5 shows a more specific configuration. A resistor 7 and a capacitor 10 constitute an integration circuit, and a resistor 5 and a resistor 6 constitute a voltage detection circuit. However, in this circuit configuration, the resistor 5 and the capacitor 10 also constitute an integrating circuit. Therefore, when an abrupt load change occurs and the output voltage Vout changes greatly, the capacitor 10 is charged and discharged through the resistor 5, so that the input voltage of the hysteresis comparator 12 can immediately respond to the output voltage. However, there is a problem that the output voltage of the hysteresis comparator 12 is delayed.
[0007]
[Patent Document 1]
US Patent No. 6,147,478
[Problems to be solved by the invention]
An object of the present invention is to provide a control method that solves the above problem.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
Voltage detection means for detecting a voltage to be controlled, a hysteresis comparator having an output of the voltage detection means connected to a first input, and reference voltage setting means connected to a second input of the hysteresis comparator; A drive circuit that generates a drive signal by using an output of the hysteresis comparator as an input, and performs a hysteresis voltage control for stabilizing the control target voltage by holding the control target voltage within a hysteresis level determined by the reference voltage and the hysteresis comparator. A control circuit for integrating an output of the hysteresis comparator; a DC cutoff unit for removing a DC component from an output of the integration unit; an output of the DC cutoff and an output of the voltage detection unit; A comparator that feeds the first input of the comparator SUMMARY by and means.
[0010]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Next, an embodiment of a control circuit of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. FIG. 1 shows a block diagram of a control circuit of the present invention. FIG. 6 shows one embodiment of FIG. The voltage detection circuit section 15 is composed of the resistor 1 and the resistor 2, the integration circuit section 16 is an RC integration circuit including the resistor 3 and the capacitor 8, the capacitor 9 is used for the DC cut circuit section 17, and the addition circuit section 18 is Resistor 4 was used. The addition result was input to the inverting input of the hysteresis comparator 12, and the reference voltage Vref was input to the non-inverting input. According to the output voltage of the hysteresis comparator 12, the output of the drive circuit 19 is input to the voltage conversion unit 20 including the switching means.
[0011]
Hereinafter, the operation of the present embodiment shown in FIG. 6 will be described. First, the operation of the load circuit 14 in a steady state with no current fluctuation will be described. In a steady state, the output of the addition circuit 18 and the output of the voltage detection circuit 15 are added, and the result of the addition is compared with the reference voltage Vref by the hysteresis comparator 12. When the result of the addition reaches the high level V HI of the hysteresis window, the output voltage of the hysteresis comparator 12 becomes a low signal, and controls the voltage converter through the drive circuit. When the addition result reaches the low level V LO of the hysteresis window, the output voltage of the hysteresis comparator 12 becomes a high signal and controls the voltage conversion unit through the drive circuit. Therefore, the added value is held during the hysteresis level of the hysteresis comparator 12 set as shown in FIG. 3 to stably control the voltage. In this steady state, the fluctuation of the lamp voltage supplied to the input of the hysteresis comparator 12 is large and constant as compared with the fluctuation of the detection voltage, so that the lamp operates at a constant frequency.
[0012]
Next, a case where a sudden current fluctuation occurs in the load circuit 14 will be described. Moment the current rapid increase in the load circuit 14 is generated at a certain time t 1, to compensate for the shortage with respect to the rapid increase in the output current, the discharge current flows from the output capacitor Cout. At this time, the output voltage Vout decreases due to the voltage drop represented by the product of the internal impedance of the output capacitor Cout and the discharge current, and the voltage drop caused by discharging the accumulated charge. In this case the detection voltage having a greater slope than the slope of the voltage added is generated by the adder circuit 18, the addition result falls to the low level V LO of the hysteresis comparator 12 instantly. Then, the output of the hysteresis comparator 12 becomes a high signal, and power is supplied from the input voltage Vin by the switching element of the power conversion unit. This state is maintained until the control voltage Vout recovers to the set voltage and the inverting input voltage of the hysteresis comparator 12 reaches the high level VHI of the hysteresis level.
[0013]
Moment the current decrease at a certain time t 2 at abrupt load circuit 14 occurs, to compensate for the excess for rapid decrease of the output current, charging current flows to the output capacitor. The output voltage at this time increases due to the product of the internal impedance of the output capacitor Cout and the charging current, and the accumulation of charge in the capacitance. At this time, a detection voltage having a slope larger than the slope of the voltage added by the addition circuit 18 is generated, and the addition result instantly rises to the high level V HI of the hysteresis comparator 12. Then, the output of the hysteresis comparator 12 becomes a low signal, and the power supply from the input voltage Vin is stopped by the switching element of the power conversion unit. This state is maintained until the control voltage Vout recovers to the set voltage and the inverted input voltage of the hysteresis comparator 12 reaches the low level VLO of the hysteresis level.
[0014]
1 can also be applied to a step-down chopper, a forward converter, a half-bridge converter, a full-bridge converter, and a push-pull converter. FIG. 7 shows a case where the present invention is applied to a step-down chopper. The addition result was input to the inverting input of the hysteresis comparator 12, and the reference voltage Vref was input to the non-inverting input. When the output of the comparator 12 is a high signal, the high signal is input to the drive circuit 19, a signal for short-circuiting the switching element 22 is output from the output of the drive circuit 19, and power is supplied from the input power supply to the load circuit 14. Works. When the output of the comparator 12 is a low signal, the low signal is input to the drive circuit 19 and outputs a signal for releasing the switching element 22 from the output of the drive circuit 19. The energy stored in the output inductor L is commutated through the rectifier 13. Thus, the output voltage Vout is controlled.
[0015]
The same applies to the insulated converter. In the forward converter shown in FIG. 8 as well, when the output of the comparator 12 is a high signal, the high signal is input to the drive circuit 19 via the insulating element 34 and outputs a signal for short-circuiting the switching element 22 from the output of the drive circuit 19. . It operates so that power is supplied from the input power supply to the load circuit 14 via the transformer T and the rectifying element 29. When the output of the comparator 12 is a low signal, the low signal is input to the drive circuit 19 via the insulating element 34 and outputs a signal for releasing the switching element 22 from the output of the drive circuit 19. The energy stored in the output inductor L is commutated through the rectifier 13. The push-pull converter shown in FIG. 9 and the half-bridge converter shown in FIG. 10 perform the same operation by alternately distributing the output signal of the hysteresis comparator 12 to the switching elements 23 and 24 by the drive circuit 19. In the full bridge converter shown in FIG. 11, the same operation is performed by alternately distributing the output signal of the hysteresis comparator 12 to the switching elements 25 and 26 and 27 and 28 by the drive circuit 19.
[0016]
FIG. 12 shows a case where the input voltage of the integrating circuit 16 is replaced with the output voltage of the drive circuit 19 from the output voltage of the hysteresis comparator 12, and the same effect is obtained. Also, as shown in FIG. 13, the same effect can be obtained when the input voltage of the integration circuit 16 is replaced by the input voltage of the LC filter. However, in this case, there is a merit that the input voltage Vin is fed forward. is there. When the input voltage Vin fluctuates, the slope of the triangular wave output from the integrator 16 changes with the fluctuation of the input voltage Vin. Therefore, the ramp waveform added to the detection voltage also changes. For example, when the input voltage Vin increases, the rising slope of the triangular wave output from the integration circuit 16 increases, and the rising slope of the ramp signal input to the addition circuit 18 also increases. The added voltage input to the hysteresis comparator 12 reaches the high level of the hysteresis level earlier, and the output of the hysteresis comparator 12 outputs a low signal earlier than usual. Therefore, the power supply period from the input voltage Vin can be shortened. When the input voltage Vin decreases, the rising slope of the triangular wave output from the integration circuit 16 decreases, and the rising slope of the ramp signal input to the addition circuit 18 also decreases. The addition voltage input to the hysteresis comparator 12 reaches the high level of the hysteresis level later, and the output of the hysteresis comparator 12 outputs a high signal later than usual. Therefore, the power supply period from the input voltage Vin can be lengthened.
[0017]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to realize high-speed voltage control without delay in response to a voltage change due to a sudden load change of a load circuit.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a voltage control block according to the present invention; FIG. 2 is a block diagram of a conventional hysteresis control block; FIG. 3 is a detection voltage and an added value voltage in a steady state; FIG. FIG. 5 is an embodiment of voltage control according to US Pat. No. 6,147,478. FIG. 6 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention. FIG. 7 is an embodiment applied to a step-down chopper. Embodiment applied to a forward converter [FIG. 9] Embodiment applied to a push-pull converter [FIG. 10] Embodiment applied to a half-bridge converter [FIG. 11] Embodiment applied to a full-bridge converter [FIG. 12] Application circuit 1
FIG. 13 is an application circuit 2 of the present invention.
[Explanation of symbols]
1-7 Resistor 8-11 Capacitor 12 Hysteresis comparator 13 Rectifier 14 Load circuit 15 Voltage detection circuit 16 Integration circuit 17 DC cut circuit 18 Addition circuit 19 Drive circuit 20 Power conversion unit 21 Voltage detection means, integration Means, addition means synthesis circuit section 22-28 Switching element 29-31 Rectifier element 32-33 Capacitor
Vin input voltage
Vout output voltage
Vref reference voltage
Cout output capacitor
L inductor
Cin input capacitor
T transformer

Claims (7)

制御対象となる電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段の出力が第一の入力に接続されたヒステリシスコンパレータと、前記ヒステリシスコンパレータの第二の入力に接続された基準電圧設定手段と、前記ヒステリシスコンパレータの出力を入力としてドライブ信号を生成するドライブ回路とを備え、前記制御対象電圧を前記基準電圧と前記ヒステリシスコンパレータで決まるヒステリシスレベルの中に保持する事によって安定化させるヒステリシス電圧制御を行う制御回路において、
前記ヒステリシスコンパレータの出力を積分する積分手段と、前記積分手段の出力から直流成分を除く直流カット手段と、前記直流カット手段の出力と前記電圧検出手段の出力を加算し、前記ヒステリシスコンパレータの第一の入力に供給する加算手段とを備えたことを特徴とする制御回路。Voltage detection means for detecting a voltage to be controlled, a hysteresis comparator having an output of the voltage detection means connected to a first input, and reference voltage setting means connected to a second input of the hysteresis comparator; A drive circuit that generates a drive signal by using an output of the hysteresis comparator as an input, and performs a hysteresis voltage control for stabilizing the control target voltage by holding the control target voltage within a hysteresis level determined by the reference voltage and the hysteresis comparator. In the control circuit,
Integrating means for integrating the output of the hysteresis comparator, DC cutting means for removing a DC component from the output of the integrating means, adding the output of the DC cutting means and the output of the voltage detecting means, And an adder for supplying the input to the input of the control circuit. 前記積分手段の入力として、前記ドライブ回路の出力を使用したことを特徴とする請求項１の制御回路。2. The control circuit according to claim 1, wherein an output of said drive circuit is used as an input of said integration means. 前記積分手段の入力として、入力電圧をオンオフするスイッチング手段、前記オンオフされた電圧を平滑するLCフィルタを含むスイッチング電源装置の中の、前記オンオフされた電圧を使用したことを特徴とする請求項１または請求項２の制御回路。2. The on / off voltage in a switching power supply device including switching means for turning on / off an input voltage and an LC filter for smoothing the on / off voltage is used as an input of the integration means. Alternatively, the control circuit according to claim 2. 前記電圧検出手段として第一の抵抗と第二の抵抗の直列回路からなる抵抗分圧回路としたことを特徴とする請求項１、請求項２または請求項３の制御回路。4. The control circuit according to claim 1, wherein said voltage detecting means is a resistor voltage dividing circuit comprising a series circuit of a first resistor and a second resistor. 前記積分手段として第三の抵抗と第一のコンデンサの直列回路からなるRC積分回路としたことを特徴とする請求項１、請求項２、請求項３、または請求項４の制御回路。5. The control circuit according to claim 1, wherein the integration means is an RC integration circuit comprising a series circuit of a third resistor and a first capacitor. 前記直流カット手段として第二のコンデンサを使用したことを特徴とする請求項１、請求項２、請求項３、請求項４または請求項５の制御回路。6. The control circuit according to claim 1, wherein a second capacitor is used as said DC cut means. 前記加算手段として、前記直流カット手段の出力と前記第一の抵抗と第二の抵抗の接続点の間に第四の抵抗を接続したことを特徴とする請求項４、請求項５または請求項６の制御回路。6. The device according to claim 4, wherein a fourth resistor is connected between the output of the DC cut means and a connection point between the first resistor and the second resistor as the adding means. 6 control circuit.
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