JP2004201377A - Controller and control method for synchronous motor - Google Patents

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Inventor
Yasuo Notohara
保夫 能登原
Tsunehiro Endo
常博 遠藤
Yuuhachi Takakura
雄八 高倉
Original Assignee
Hitachi Ltd
株式会社日立製作所
Hitachi Home & Life Solutions Inc
日立ホーム・アンド・ライフ・ソリューション株式会社
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a controller for a synchronous motor which is suitable for current application control of 180° where it controls the current of the synchronous motor into sine waveform even if it uses position sensors arranged at irregular intervals. <P>SOLUTION: In the controller for a synchronous motor comprising a position detector for detecting the magnetic pole position of the synchronous motor, a motor control means for controlling the synchronous motor, using the position signal of the position detector, and an inverter for driving the synchronous motor, according to the drive signal outputted from the motor control means, the two or more position sensors of the position detector are arranged so that the angular interval between position signals obtained from this position sensor may be irregular, and when the signal intervals between the position signals A, B at irregular intervals outputted from the position detector are at the rate of 1 to n (n is an integer of 2 or over), a speed operation part 1 and a phase correction part 2 that the motor control means possesses use it as it is in case that the signal interval between the position signals is 1, and convert it into information (1/n) equivalent to 1 of the signal interval in case that the signal interval between the position signals is n prior to use. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、位置センサを用いて同期電動機を180度通電(正弦波)駆動する同期電動機の制御装置および制御方法に係り、特に、不等間隔に配置した位置センサを用いた同期電動機の制御技術に関する。
【0002】
【従来の技術】
ホールIC等の位置センサを用いて同期電動機を180度通電駆動する電動機の制御装置は多数発表されている。中でも、平成11年度電気学会東京支部茨城支所研究発表会論文「インバータ制御全自動洗濯機の開発」は、ベクトル制御を採用し、180度通電することにより低騒音化した内容が記載されている。
上記論文で記載されている電動機の制御構成は、図13に示す通り、等間隔に配置された3個のホールICからの位置信号U,V,Wを用いて同期電動機の回転速度ωrを演算する速度演算部1000と、ホールICの位置信号U,V,Wから同期電動機の基準位相θdpsを求め、基準位相θdpsと制御装置の内部位相θdとの位相誤差を算出し、補正信号ωp11を出力する位相補正部2000と、回転速度ωrと補正信号ωp11から内部位相θdを算出する位相更新部3と、速度指令ωr*と回転速度ωrから電流指令Iq*を算出する速度制御部4と、回転速度ωr及び電流指令Iq*、Id*から同期電動機への電圧指令Vq*、Vd*を算出するベクトル演算部5と、電圧指令Vq*、Vd*と内部位相θdから印加電圧指令Vu,Vv,Vwを算出する印加電圧指令作成部6から構成されている。
なお、同期電動機の磁極位置を検出するホールICは電気角120度の間隔で等間隔に取り付けられている。このため、位置信号を用いて電気角60度毎の位置が把握できる。図14に位置信号波形を示す。
ここで、位相誤差とは基準位相θdpsと制御装置の内部位相θdの位相差である。また、回転速度は電気角60度毎に得られる電気角60度の時間間隔を計測し、その値から回転速度を演算している。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
上記制御方式は、位相補正部2000において位置信号U,V,Wのエッジ毎に位相誤差を算出して補正信号ωp11を出力している。言い換えると、電気角60度毎に基準位相θdpsと内部位相θdを比較してその位相誤差から補正信号ωp11を算出している。また、速度演算部1000からの回転速度ωrと補正信号ωp11から補正速度ω1を作成し、位相更新部3を用いて内部位相θdを算出している。上記構成により、電気角60度間隔の位置信号から微細な内部位相θdを作成し、180度通電制御を行っている。
一方、ホールIC等の位置センサを用いた電動機制御装置は、比較的安価な装置(ファンモータ、洗濯機、電動自転車など)に用いられており、部品点数やコストの低減が重要な課題である。また、これまで120度通電駆動が主流であったが、付加価値の向上のため、180度通電駆動化が進められている。
そこで、比較的安価な電動機制御装置の180度通電駆動化(過渡期)には、これまで使用していた120度通電用の位置検出基板を流用することが望まれている。また、位置検出基板を共通化することにより、位置検出基板の低コスト化が図れる。
上記従来技術も安価で高精度な180度通電駆動が可能であるが、位置信号は電気角60度毎(等間隔)に検出されるものと仮定して制御構成を構築しているため、さらなるホールICの低減には対応できない。言い換えると、不等間隔に配置された位置センサの信号には対応することができない。
【0004】
本発明の課題は、上記観点に鑑み、不等間隔に配置された位置センサを使用しても、同期電動機の電流を正弦波状に制御する180度通電制御に好適な同期電動機の制御装置および制御方法を提供することにある。
【0005】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、同期電動機の磁極位置を検出する位置検出部と、位置検出部の位置信号を用いて同期電動機を制御する電動機制御手段と、電動機制御手段から出力される駆動信号に従って同期電動機を駆動するインバータからなる電動機制御装置において、
位置検出部の複数の位置センサをこの位置センサから得られる位置信号の角度間隔が不等間隔となるように配置し、位置検出部から出力される不等間隔の位置信号の信号間隔が1対n(nは2以上の整数)の割合であるとき、電動機制御手段は、位置信号の信号間隔が1の場合はそのまま使用し、位置信号の信号間隔がnの場合は信号間隔が1相当の情報(1/n)にして使用する。
また、位置検出部の複数の位置センサを等間隔に配置し、前記電動機制御手段は、位置検出部の等間隔に配置されたp個(pは3以上の整数)の位置センサのうちq個(1≦q<p−1の整数)が故障した時に得られる不等間隔の位置信号を用いて得られる情報として、位置信号の信号間隔が電気角360/(2×p)度の場合はそのまま使用し、位置信号の信号間隔が電気角360/p度の場合は1/(p−q)にして使用する。
ここで、不等間隔の位置信号から得られる情報を電気角一周期分もしくはその整数倍で平均化して用いる。
【0006】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面を用いて説明する。
本発明の一実施形態を図1から図10を用いて説明する。図2は本発明を適用した洗濯機の概略図、図3は洗濯機のパルセータA1及び洗濯ドラムA2を駆動する電動機制御装置A3の構成図、図4はパルセータA1及び洗濯ドラムA2を駆動する同期電動機A4に取り付けられている位置センサの概略配置図である。
本実施形態の電動機制御装置A3は、図3に示すとおり、交流電源を変換する整流回路B1と、直流電力を任意の交流電力に変換し、同期電動機A4を駆動するインバータB2と、同期電動機A4に取り付けられた位置センサB4からの位置信号に従ってインバータB2を用いて同期電動機A4を制御する電動機制御手段B3から構成される。
位置センサB4は、図4に示すとおり、同期電動機の回転子に配置された永久磁石の磁束を検知して矩形波の位置信号を出力するホールIC(B4A,B4B)を用い、電気角で120度の間隔で2つ取り付けられる。ここで、本実施形態の同期電動機は3相8極の非突極型永久磁石同期電動機であるので、機械角では30度間隔である。また、位置センサB4Cは120度通電用に作成された基板であり、3個のホールICを取り付けられる基板である。
図1に、本実施形態の電動機制御手段B3の制御構成図を示す。本制御はマイクロコンピュータを使用し、全てをソフトウェアで実現している。なお、マイクロコンピュータに代えてデジタルシグナルプロセッサ(DSP)を使用しても実現できる。
図5に、永久磁石同期電動機A4の誘起電圧とホールICの位置信号の関係図を示す。本図は正転(CW)方向に回転した場合の関係図であり、同時に後述で説明する制御で使用する位置検出パターンと位置検出番号iの関係も同時に示す。
【0007】
図1に示す本実施形態の電動機制御手段B3について説明する。
電動機制御手段B3は、ホールICの位置信号A,Bを用いて永久磁石同期電動機の回転速度ωrを演算する速度演算部1と、位置信号A,Bから永久磁石同期電動機の基準位相θdpsを求め、基準位相θdpsと制御装置の内部位相θdとの位相誤差を算出し、補正信号ωp11を出力する位相補正部2と、回転速度ωrと補正信号ωp11から内部位相θdを算出する位相更新部3と、上位コントローラからの速度指令ωr*と回転速度ωrから電流指令Iq*を算出する速度制御部4と、回転速度ωr及び電流指令Iq*、Id*から永久磁石同期電動機への電圧指令Vq*、Vd*を算出するベクトル演算部5と、電圧指令Vq*、Vd*と内部位相θdからインバータ回路への印加電圧指令Vu,Vv,Vwを算出する印加電圧指令作成部6から構成される。
速度演算部1は、位置信号A,Bの各エッジ間(電気角60度及び120度に相当)の時間(間隔時間と呼ぶ)を測定し、回転速度ωrを演算する。
位相補正部2は、ROM21と補正信号演算部22からなり、ROM21から出力される基準位相θdpsは、位置信号A,Bの各エッジに対応した位相角度(30,150,210,330度)であり、図5に示す位置検出番号iに対応して予めROM21設定されている。また、基準位相θdpsと内部位相θdとの位相誤差演算は、上記同様、位置信号A,Bの各エッジ毎に行われる。補正信号ωp11は、補正信号演算部22において位相誤差の平均値(電気角1周期分)(Σ/6)を使用して比例積分演算を用いて算出する。ここで、補正信号ωp11の算出に比例積分演算を用いているが、比例演算のみでも可能である。
位相更新部3は、内部位相θdを回転速度ωrと補正信号ωp11の和である補正速度ω1を用いて式(1)で演算する。
θd(n+1)=θd(n)+ω1×Δt (1)
ここで、Δtは演算周期であり、具体的には、PWM出力処理毎に位相更新部3の処理を実行するため、インバータのPWM半周期である。
速度制御部4は、比例積分演算を用いて電流指令Iq*を算出する。本実施形態の永久磁石同期電動機は突極性がない電動機であるため、電流指令Id*は零に固定する。ここで、使用する電動機に突極性がある場合等は、電流指令Id*を電流指令Iq*から算出したり、効率が最大になるように電流指令Id*を演算するなどの手段を追加する。
ベクトル演算部5は、式(2)に示す電動機モデル式に従って演算を行う。ここでも、使用する電動機に突極性がある場合はその電動機モデル式を使用する。
Vd*=r・Id*−ωr・L・Iq*
Vq*=ωr・L・Id*+r・Iq*+kE・ωr (2)
ここに、Vd*:d軸電圧指令、Id*:d軸電流指令
Vq*:q軸電圧指令、Iq*:q軸電流指令
r:巻線抵抗、 L:インダクタンス
kE:発電定数、 ωr:回転速度
印加電圧指令作成部6は、d−qは座標系で算出された電圧指令Vq*、Vd*を3相座標系に変換し、印加電圧指令Vu,Vv,Vwを算出する。具体的には、印加電圧値を演算する印加電圧演算部61と、内部位相θdと負荷角δから印加電圧の位相を演算する電圧位相演算部62と、印加電圧と誘起電圧の位相差である負荷角δを演算するδ演算部63から構成する。
【0008】
次に、図1に示す本実施形態の電動機制御手段B3の制御構成をソフトウェアで実現するソフトウェア構成をフローチャートで説明する。但し、本発明の説明で必要な部分のみを示す。
図6にソフト全体構成、図7に位置検出処理、図8に位置検出処理の動作説明図、図9に速度演算処理とPWM処理、図10に位相補正処理を示す。
【0009】
図6に示す通り、本制御のソフト構成は、通常処理であるメイン処理と、割込み処理である位置検出処理、PWM処理、制御周期処理で構成される。
割込み処理は、それぞれの割込みイベントが発生した時に処理が実行される。位置検出処理は位置信号の各エッジ入力時、PWM処理はPWM半周期時、制御周期処理は制御周期タイマのオーバーフロー時である。制御周期処理は、制御周期の基本時間の作成や定期的に実行すべき処理の起動を行う。
メイン処理について以下に説明する。
メイン処理は、電動機の運転/停止判定処理を行い、運転指令が有るときは、回転数指令ωr*を読み込み、制御周期をチェックする。次に、制御周期が経過すると、速度演算処理を行い、位置信号A,Bから回転速度ωrを演算する。続いて、回転数指令ωr*と回転速度ωrから速度制御処理を行い、基準位相θdpsと制御装置の内部位相θdとの位相誤差から補正信号ωp11を算出する位相補正処理を行う。運転指令が無いときは停止処理する。メイン処理は、通常上記処理を繰り返し実行しており、無限ループとなっている。
【0010】
次に、本発明の内容が実行される処理について詳細に説明する。
図7に、割込み処理である位置検出処理のフローチャート(図7(A))と本処理で格納されるデータの格納方法(図7(B)、(C))、図8に位置検出処理の動作説明図を示す。
本処理は、図1に示す速度演算部1と位相補正部2の一部の処理であり、上記で使用する位置検出エッジ間の時間(間隔時間)と位相誤差を演算する処理である。
位置検出処理は、先にも述べたが、ホールICの位置信号A,Bの各エッジ毎に割込み処理として起動される。
まず、(ア)において、読み込んだ位置検出パターンに応じた位置検出番号iの設定と位置検出回数の更新を行う。ここで、位置検出番号iとは、図5に示す通り、位置検出信号のエッジ毎に割振った位相番号である。また、位置検出回数とは、制御周期時間内の位置検出割込み回数を示す。
その後、(イ)において、位置検出時間の読み込みと更新を行う。本割込み処理では、位置信号のエッジ割込みをインプットキャプチャ割込みを用いて行うため、位置信号のエッジ割込み時の時間が自動的に確保される。ここでは、この時間をレジスタから読込み、専用のRAMエリアに保管する処理である。
(ウ)において、上記で読み込んだ位置検出時間と前回値から間隔時間を演算し、その値を専用のRAMエリアに格納する。
間隔時間格納エリアは、図7(B)に示す通り、6個あり(電気角360度分)、最新の電気角60度分の間隔時間が最上位に格納される構成となっている。言い換えると、電気角1周期分の間隔時間が確保でき、1周期後に消去される。
次に、(エ)において、予め設定された基準位相θdpsを読み込み、(オ)において、基準位相θdpsと内部位相θdを用いて位相誤差を演算し、その値を専用RAMエリアに格納する。格納エリアを図7(C)に示す。内容は間隔時間と同様である。
【0011】
ここで、不等間隔の位置信号から電気角60度分の間隔時間及び位相誤差を作成する方法について、図8を用いて説明する。図8は、位置信号A,Bとその信号から得られる間隔時間(T0,T1…)と位相誤差(E0,E1…)の関係を示した動作説明図である。
図8に示すように、位置信号A,Bの位相差が電気角120度あるため、位置θ1では間隔時間及び位相誤差は電気角120度分の値となり、位置θ2では電気角60度分の値となる。(その後、交互に繰り返す。)
このように、不等間隔の位置信号では等角度分(等間隔)のデータが得られない。このデータをそのまま使用すると、後述する速度演算や位相補正演算などに上記データの判定処理を設けたり、別ループでの処理を追加したりする必要がある。言い換えると、制御ソフトが複雑になる。
本実施形態では、制御ソフトを単純化し、後述の速度演算や位相補正演算等の処理を複雑にすることなく、実行できるように、間隔時間及び位相誤差を電気角60度分のデータとして扱えるように変更する。
図8に、位置θ1では、上述したように電気角120度分の値(T0,E0)であるので、この値を1/2(電気角60度分のデータ)にして電気角60度分の値として2個(T0/2,T0/2)格納する。また、位置θ2では、電気角60度分の値(T1,E1)であるので、そのまま電気角60度分の値(T1)として格納する。なお、前述した位置検出回数も電気角120度分の値を格納する場合は2つ増加させる。
このようにすることにより、電気角120度分の値を電気角60度のデータとして扱え、後述する速度演算や位相補正演算などを複雑にすることなく、簡単な処理で実行できる。言い換えると、不等間隔の位置センサを用いても等間隔に配置した位置センサを使用しているように処理ができる。
以上が位置検出処理の内容である。この処理の実行により、電気角60度分の間隔時間と位相誤差が算出される。
【0012】
次に、所定の周期で実行される速度演算処理と位相補正処理及び内部位相θdの更新を行っているPWM処理について、図9、10を用いて説明する。
図9(A)に、速度演算処理のフローチャートを示す。本処理は、前述した位置検出回数の読込みとクリア、及び位置検出処理で求めた間隔時間を用いて回転速度ωrを算出する処理である。図1に示す速度演算部1の処理である。
速度演算は、間隔時間6個(T0/2,T0/2,T1,T2/2,T2/2,T3)を用いて360度時間(電気角1周期)として回転速度ωrを演算する。なお、回転速度演算法としては、電気角60度分の間隔時間から回転速度ωrを演算し、その値6個を用いて平均化する方法や、低速回転の場合、偶数個の間隔時間から回転速度ωrを演算する方法なども考えられる。上記どの方法でも位置信号のばらつきを抑制して安定した回転速度ωrの演算が可能である。また、電気角1周期毎にクリアする。
図9(B)に、PWM処理のフローチャートを示す。本処理は、内部位相θdの更新と通常のPWM出力処理を行う。図1に示す位相更新部3と電圧指令作成部6の出力段もこの処理内である。PWM出力処理については説明を省略する。
PWM処理は、本制御処理内で最小の時間周期で実行される処理である。そこで、内部位相θdの更新を本処理内で行う。実行内容は前述の式(1)に示す通りである。
【0013】
図10に、位相補正処理のフローチャートを示す。本処理は、基準位相θdpsと内部位相θdの位相誤差から補正信号ωp11を算出する処理であり、図1に示す位相構成部2の中心処理である。
まず、(カ)において、電気角1周期分経過したかどうかをチェックする。所定の周期中に1周期回転していれば(キ)に進むが、そうでない場合は処理を終了(メイン処理に戻る)する。
(キ)では、図7(C)に示した位相誤差格納エリア6個分の値を用いて平均位相誤差を演算する。具体的には、すべてのデータを合計して6で割っている。
(ク)では、上記で位相誤差を使用したので、そのデータをすべてクリアする。
(ケ)では、上記で求めた平均位相誤差を用いて補正信号ωp11を算出する。算出方法は上述した通り、比例積分演算を用いて算出する。
以上の処理を繰り返し実行することにより、電動機の速度制御が可能となり、速度演算処理や位相補正処理を電気角1周期分で平均化して演算することにより、位置信号のばらつきがあっても、そのばらつきを吸収して安定した電動機の制御が可能となる。
【0014】
本実施形態は、洗濯機に適用した例で説明してきたが、その他にファン電動機、ポンプ駆動電動機、電動自動車等に適用できる。その理由としては、安価な回路構成で180度通電制御が可能であり、電動機及び取り付けユニットの低振動・低騒音化が図れるからである。
図11に、エアコンの室外ファン電動機に適用した場合の取り付け概観図、図12に、室外ファン電動機の断面図を示す。図11において、100が室外ファン、200が圧縮機制御基板、300が圧縮機、400が室外機である。図12のファン電動機には制御基板900が内蔵されている。ここで、500が電動機の固定子、600が回転子、700、701がベアリング、800が電動機シャフト、901が制御用マイコン、902がインバータ、903がホールICを示す。図11に示すファン100はシャフト800に直結される。
なお、位置センサを2個使用するのは回転方向を検出するためである。
【0015】
このように、本発明では、これまで使用していた120度通電用位置検出基板を使用して位置センサの数を減らすことが可能となり、さらに、ホールICの取り付けばらつきによる位相変動等の問題を解決できるので、位置検出部分のコストを低減することができる。
さらに、制御ソフトの構成が簡単になり、開発効率を向上できるだけでなく、制御ソフトの共通化が図られ、位置センサ3個の場合と2個の場合のどちらの場合でも電動機を駆動できるようになる。
【0016】
ここで、本発明の実施形態として、位置検出部から出力される不等間隔の位置信号の信号間隔を1対2の割合として説明したが、不等間隔の位置信号の信号間隔が1対n(nは2以上の整数)の割合の場合も同様であり、そして、この場合、位置信号の信号間隔が1の場合はそのまま使用し、位置信号の信号間隔がnの場合は信号間隔が1相当の情報(1/n)にして使用する。
【0017】
以上、本発明の実施形態では、位置検出信号の角度間隔が不等間隔に配置された位置センサを使用する場合について説明したが、本発明は、位置検出信号の角度間隔が等間隔に配置された位置センサを使用する場合においても適用可能である。すなわち、位置センサの一部が故障した場合、位置センサの個々の故障を検知する回路もしくは処理を追加することにより、自動的に位置センサの使用個数を変更して電動機の駆動ができるようになる。
具体的には、位置検出部の位置センサが等間隔に3個配置されているとき、等間隔に配置された3個の位置センサのうち1個が故障した時、位置検出信号の角度間隔が不等間隔になる。この不等間隔の位置信号は、角度間隔が電気角で60度と120度の2種類の間隔となる。この場合、位置信号の信号間隔が電気角60度の場合はそのまま使用し、位置信号の信号間隔が電気角120度の場合は1/2にして信号間隔が電気角60度として使用する。
ここで、等間隔に配置された位置センサ3個をp個(pは3以上の整数)、故障した位置センサ1個をq個(1≦q<p−1の整数)としても同様である。そして、この場合、位置信号の信号間隔が電気角360/(2×p)度の場合はそのまま使用し、位置信号の信号間隔が電気角360/p度の場合は1/(p−q)にして使用する。
このようにして、位置検出信号の角度間隔が等間隔に配置された位置センサを使用する場合において、位置センサの一部が故障しても電動機の駆動が可能な電動機駆動システムを構築できる。
この電動機駆動システムを電動自動車などに適用した場合、その駆動システムはより安全なシステムとなる。また、連続で動作している機器の駆動用電動機の場合、運転を停止する頻度を低減できる。
【0018】
また、本発明の実施形態では、位置信号の間隔が電気角60の場合はその情報をそのまま使用し、電気角120度の場合はその情報を1/2(電気角60度分の情報に換算)にして使用する場合について説明したが、反対に、位置信号の間隔が電気角60の場合はその情報を2倍(電気角120度分の情報に換算)にして使用し、電気角120度の場合はその情報をそのまま使用することも可能である。
【0019】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、位置検出信号の角度間隔が不等間隔に配置された位置センサを使用しても、正しい位相の演算を簡単な処理で実行することができ、同期電動機の電流を正弦波状に制御する180度通電制御を実現することができる。
また、制御ソフトの構成が簡単になり、開発効率を向上できるだけでなく、制御ソフトの共通化を図ることができ、例えば位置センサ3個の場合と2個の場合のどちらの場合でも電動機を駆動することができる。
また、位置信号から得られる情報を電気角1周期分で平均化することにより、位置センサの取付誤差に起因する位置信号のばらつきを吸収し、安定した電動機駆動を実現することができる。
また、これまで使用していた例えば120度通電用位置検出基板を使用して位置センサの数を減らすことが可能となり、位置検出部分のコストを低減することができる。
また、位置センサの個々の故障を検知し、自動的に位置センサの使用個数を変更することにより、言い換えると、位置センサの一部が故障しても電動機の駆動が可能な電動機駆動システムを構築することができる。これにより、電動自動車などの駆動装置では、位置センサの一部が故障しても安全に電動機を駆動することができ、また、連続で動作している機器の駆動用電動機の場合、運転を停止する頻度を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施形態を示す同期電動機の制御装置の構成図
【図2】本発明を適用する洗濯機概略図
【図3】本発明の電動機駆動制御の構成図
【図4】本発明の位置センサの概略配置図
【図5】本発明の誘起電圧とホールICの位置信号の関係図
【図6】本発明のソフト全体構成図
【図7】本発明の位置検出処理のフローチャート
【図8】本発明の位置検出処理の動作説明図
【図9】本発明の速度演算処理とPWM処理のフローチャート
【図10】本発明の位相補正処理のフローチャート
【図11】本発明を適用したエアコン概略図
【図12】本発明を適用した室外ファン電動機の断面図
【図13】従来の電動機制御構成図
【図14】従来の電動機制御装置の位置信号波形
【符号の説明】
1、1000…速度演算部、2、2000…位相補正部、21…ROM、22…補正信号演算部、3…位相更新部、4…速度制御部、5…ベクトル演算部、6…電圧指令作成部、61…、印加電圧指令作成部、62…電圧位相演算部、63…負荷角演算部、400…電動機固定子、500…電動機回転子、600、601…ベアリング、700…電動機シャフト、800…電動機制御基板、801…制御用マイコン、802…インバータ、803…ホールIC、A1…パルセ−タ、A2…洗濯ドラム、A3…電動機制御装置、A4…同期電動機、B1…整流回路、B2…インバータ、B3…電動機制御手段、B4…位置センサ
[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a control device and a control method for a synchronous motor that drives a synchronous motor 180 degrees (sine wave) using a position sensor, and more particularly to a synchronous motor control technology using position sensors arranged at unequal intervals. About.
[0002]
[Prior art]
Many motor control devices for driving a synchronous motor by 180 degrees by using a position sensor such as a Hall IC have been announced. Above all, in the 1999 IEEJ Tokyo Branch Ibaraki Branch Research Presentation Paper "Development of Inverter-Controlled Fully Automatic Washing Machine", the contents of adopting vector control and reducing noise by energizing 180 degrees are described.
As shown in FIG. 13, the control configuration of the motor described in the above paper calculates the rotational speed ωr of the synchronous motor using position signals U, V, and W from three Hall ICs arranged at equal intervals. Speed controller 1000, and the reference phase θdps of the synchronous motor is obtained from the position signals U, V, W of the Hall IC, the phase error between the reference phase θdps and the internal phase θd of the control device is calculated, and the correction signal ωp11 is output. A phase correction unit 2000 that calculates an internal phase θd from the rotation speed ωr and the correction signal ωp11; a speed control unit 4 that calculates a current command Iq * from the speed command ωr * and the rotation speed ωr; A vector calculator 5 for calculating voltage commands Vq *, Vd * to the synchronous motor from the speed ωr and the current commands Iq *, Id *, and applied voltage commands Vu, Vv, from the voltage commands Vq *, Vd * and the internal phase θd. It is composed of an applied voltage command creating unit 6 for calculating Vw. I have.
The Hall ICs for detecting the magnetic pole position of the synchronous motor are mounted at equal intervals of 120 electrical degrees. For this reason, the position for every 60 electrical degrees can be grasped using the position signal. FIG. 14 shows a position signal waveform.
Here, the phase error is a phase difference between the reference phase θdps and the internal phase θd of the control device. The rotation speed is obtained by measuring a time interval of the electrical angle of 60 degrees obtained every 60 electrical degrees, and calculating the rotational speed from the value.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
In the above control method, the phase correction unit 2000 calculates a phase error for each edge of the position signals U, V, and W and outputs a correction signal ωp11. In other words, the reference phase θdps and the internal phase θd are compared every 60 electrical degrees, and the correction signal ωp11 is calculated from the phase error. Further, a correction speed ω1 is created from the rotation speed ωr from the speed calculation unit 1000 and the correction signal ωp11, and the internal phase θd is calculated using the phase update unit 3. With the above configuration, a fine internal phase θd is created from position signals at electrical angle intervals of 60 degrees, and 180-degree energization control is performed.
On the other hand, motor control devices using position sensors such as Hall ICs are used in relatively inexpensive devices (fan motors, washing machines, electric bicycles, etc.), and reducing the number of parts and costs is an important issue. . Up to now, 120-degree energization drive has been the mainstream, but 180-degree energization drive has been promoted in order to improve added value.
Therefore, it is desired to divert the 120-degree conducting position detection board that has been used so far to the 180-degree conducting drive (transition period) of the relatively inexpensive motor control device. Further, by using a common position detection board, the cost of the position detection board can be reduced.
The above-mentioned prior art is also inexpensive and can perform 180-degree energization driving with high accuracy. However, since the position signal is detected at every 60 degrees of electrical angle (equal intervals), the control configuration is constructed. It cannot cope with reduction of Hall IC. In other words, it cannot respond to signals from position sensors arranged at unequal intervals.
[0004]
In view of the above, an object of the present invention is to provide a synchronous motor control device and control suitable for 180-degree conduction control for controlling the current of a synchronous motor in a sine wave even when position sensors arranged at unequal intervals are used. It is to provide a method.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, a position detection unit that detects a magnetic pole position of the synchronous motor, a motor control unit that controls the synchronous motor using a position signal of the position detection unit, and a drive signal output from the motor control unit In a motor control device including an inverter that drives a synchronous motor,
A plurality of position sensors of the position detector are arranged so that the angular intervals of the position signals obtained from the position sensors are unequal, and the signal intervals of the unequally spaced position signals output from the position detector are one pair. When the ratio is n (n is an integer of 2 or more), the motor control means uses the signal interval of the position signal as it is when it is 1, and when the signal interval of the position signal is n, the signal interval is equivalent to 1. It is used as information (1 / n).
In addition, a plurality of position sensors of the position detecting unit are arranged at equal intervals, and the motor control unit is configured to include q number of p (p is an integer of 3 or more) position sensors arranged at equal intervals of the position detecting unit. As information obtained using unequally-spaced position signals obtained when (1 ≦ q <p−1) fails, if the signal interval between position signals is 360 electrical degrees / (2 × p) degrees, It is used as it is, and when the signal interval of the position signal is an electrical angle of 360 / p degrees, it is used as 1 / (p−q).
Here, information obtained from unequally spaced position signals is averaged for one cycle of the electrical angle or an integral multiple thereof and used.
[0006]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
One embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 2 is a schematic diagram of a washing machine to which the present invention is applied, FIG. 3 is a configuration diagram of a motor control device A3 for driving a pulsator A1 and a washing drum A2 of the washing machine, and FIG. 4 is a synchronous diagram for driving the pulsator A1 and the washing drum A2. It is a schematic layout of the position sensor attached to the electric motor A4.
As shown in FIG. 3, the motor control device A3 of the present embodiment includes a rectifier circuit B1 for converting AC power, an inverter B2 for converting DC power into arbitrary AC power and driving a synchronous motor A4, and a synchronous motor A4. And a motor control means B3 for controlling the synchronous motor A4 using an inverter B2 in accordance with a position signal from a position sensor B4 attached to the motor.
As shown in FIG. 4, the position sensor B4 uses a Hall IC (B4A, B4B) that detects a magnetic flux of a permanent magnet disposed on the rotor of the synchronous motor and outputs a rectangular wave position signal. Two can be attached at intervals of degrees. Here, the synchronous motor of the present embodiment is a three-phase eight-pole non-salient-pole type permanent magnet synchronous motor, and therefore has a mechanical angle of 30 degrees. Further, the position sensor B4C is a substrate created for 120-degree conduction, and a substrate to which three Hall ICs can be attached.
FIG. 1 shows a control configuration diagram of the motor control means B3 of the present embodiment. This control uses a microcomputer, and all are realized by software. It should be noted that a digital signal processor (DSP) can be used instead of the microcomputer.
FIG. 5 shows a relationship diagram between the induced voltage of the permanent magnet synchronous motor A4 and the position signal of the Hall IC. This diagram is a relationship diagram in the case of rotation in the normal rotation (CW) direction, and also shows a relationship between a position detection pattern and a position detection number i used in control described later.
[0007]
The motor control means B3 of this embodiment shown in FIG. 1 will be described.
The motor control means B3 calculates the rotation speed ωr of the permanent magnet synchronous motor using the position signals A and B of the Hall IC, and obtains the reference phase θdps of the permanent magnet synchronous motor from the position signals A and B. A phase correction unit 2 that calculates a phase error between the reference phase θdps and the internal phase θd of the control device and outputs a correction signal ωp11, and a phase update unit 3 that calculates the internal phase θd from the rotation speed ωr and the correction signal ωp11. A speed controller 4 that calculates a current command Iq * from a speed command ωr * and a rotation speed ωr from a host controller, and a voltage command Vq * to a permanent magnet synchronous motor from the rotation speed ωr and the current commands Iq * and Id *. A vector operation unit 5 for calculating Vd * and an applied voltage command creating unit 6 for calculating applied voltage commands Vu, Vv, Vw to the inverter circuit from the voltage commands Vq *, Vd * and the internal phase θd.
The speed calculator 1 measures the time between the edges of the position signals A and B (corresponding to the electrical angles of 60 degrees and 120 degrees) (referred to as an interval time), and calculates the rotation speed ωr.
The phase correction unit 2 includes a ROM 21 and a correction signal calculation unit 22. The reference phase θdps output from the ROM 21 is a phase angle (30, 150, 210, 330 degrees) corresponding to each edge of the position signals A and B. The ROM 21 is set in advance corresponding to the position detection number i shown in FIG. Further, the calculation of the phase error between the reference phase θdps and the internal phase θd is performed for each edge of the position signals A and B as described above. The correction signal ωp11 is calculated by the correction signal calculation unit 22 using a proportional integral calculation using the average value of the phase error (for one electrical angle) (Σ / 6). Here, the proportional integral calculation is used to calculate the correction signal ωp11, but it is also possible to perform only the proportional calculation.
The phase update unit 3 calculates the internal phase θd by using the correction speed ω1, which is the sum of the rotation speed ωr and the correction signal ωp11, using Expression (1).
θd (n + 1) = θd (n) + ω1 × Δt (1)
Here, Δt is a calculation cycle, and more specifically, is a PWM half cycle of the inverter for executing the process of the phase update unit 3 for each PWM output process.
The speed control unit 4 calculates the current command Iq * using a proportional-integral operation. Since the permanent magnet synchronous motor of this embodiment is a motor having no saliency, the current command Id * is fixed to zero. Here, when the motor used has saliency, for example, means for calculating the current command Id * from the current command Iq * or calculating the current command Id * to maximize the efficiency are added.
The vector calculation unit 5 performs a calculation according to the motor model formula shown in Expression (2). Here, if the motor used has saliency, the motor model formula is used.
Vd * = r · Id * −ωr · L · Iq *
Vq * = ωr · L · Id * + r · Iq * + kE · ωr (2)
Here, Vd *: d-axis voltage command, Id *: d-axis current command Vq *: q-axis voltage command, Iq *: q-axis current command r: winding resistance, L: inductance kE: power generation constant, ωr: rotation The speed application voltage command creation unit 6 converts the voltage commands Vq *, Vd * calculated in the d-q coordinate system into a three-phase coordinate system, and calculates the applied voltage commands Vu, Vv, Vw. Specifically, an applied voltage calculator 61 for calculating the applied voltage value, a voltage phase calculator 62 for calculating the phase of the applied voltage from the internal phase θd and the load angle δ, and a phase difference between the applied voltage and the induced voltage. It comprises a δ calculation unit 63 for calculating the load angle δ.
[0008]
Next, a software configuration for realizing the control configuration of the motor control unit B3 of the present embodiment shown in FIG. 1 by software will be described with a flowchart. However, only the parts necessary for the description of the present invention are shown.
6 shows the entire software configuration, FIG. 7 shows the position detection process, FIG. 8 shows the operation of the position detection process, FIG. 9 shows the speed calculation process and the PWM process, and FIG. 10 shows the phase correction process.
[0009]
As shown in FIG. 6, the software configuration of this control includes a main process as a normal process, a position detection process as an interrupt process, a PWM process, and a control cycle process.
The interrupt processing is executed when each interrupt event occurs. The position detection processing is performed when each edge of the position signal is input, the PWM processing is performed during a PWM half cycle, and the control cycle processing is performed when a control cycle timer overflows. In the control cycle processing, a basic time of the control cycle is created, and processing to be executed periodically is started.
The main processing will be described below.
The main process performs a motor operation / stop determination process. If there is an operation command, a rotation speed command ωr * is read and a control cycle is checked. Next, when the control cycle elapses, a speed calculation process is performed to calculate the rotation speed ωr from the position signals A and B. Subsequently, a speed control process is performed from the rotation speed command ωr * and the rotation speed ωr, and a phase correction process is performed to calculate a correction signal ωp11 from a phase error between the reference phase θdps and the internal phase θd of the control device. If there is no operation command, stop processing is performed. The main process usually repeats the above process and forms an infinite loop.
[0010]
Next, processing for executing the contents of the present invention will be described in detail.
FIG. 7 is a flowchart (FIG. 7A) of a position detection process, which is an interruption process, and a method of storing data stored in this process (FIGS. 7B and 7C). FIG.
This process is a process of a part of the speed calculation unit 1 and the phase correction unit 2 shown in FIG. 1, and is a process of calculating the time (interval time) between the position detection edges and the phase error used above.
As described above, the position detection process is started as an interrupt process for each edge of the position signals A and B of the Hall IC.
First, in (A), the position detection number i is set according to the read position detection pattern and the number of position detections is updated. Here, the position detection number i is a phase number assigned to each edge of the position detection signal as shown in FIG. Further, the number of position detections indicates the number of position detection interrupts within the control cycle time.
Then, in (a), the position detection time is read and updated. In this interrupt processing, the edge interrupt of the position signal is performed using the input capture interrupt, so that the time at the edge interrupt of the position signal is automatically secured. In this case, the time is read from a register and stored in a dedicated RAM area.
In (c), the interval time is calculated from the position detection time read as described above and the previous value, and the value is stored in a dedicated RAM area.
As shown in FIG. 7B, there are six interval time storage areas (360 electrical degrees), and the latest interval time of 60 degrees is stored at the top. In other words, an interval time corresponding to one cycle of the electrical angle can be secured and erased after one cycle.
Next, in (d), a preset reference phase θdps is read, and in (e), a phase error is calculated using the reference phase θdps and the internal phase θd, and the value is stored in a dedicated RAM area. FIG. 7C shows the storage area. The contents are the same as the interval time.
[0011]
Here, a method of creating an interval time and a phase error for an electrical angle of 60 degrees from unequally spaced position signals will be described with reference to FIG. FIG. 8 is an operation explanatory diagram showing the relationship between the position signals A and B, the interval times (T0, T1...) Obtained from the signals, and the phase errors (E0, E1...).
As shown in FIG. 8, since the phase difference between the position signals A and B has an electrical angle of 120 degrees, the interval time and the phase error at the position θ1 are values of 120 electrical degrees, and at the position θ2, the electrical angle is 60 degrees. Value. (After that, it repeats alternately.)
In this manner, data at equal angles (equal intervals) cannot be obtained with position signals at unequal intervals. If this data is used as it is, it is necessary to provide the above-described data determination processing in the speed calculation and phase correction calculation described later, or to add processing in another loop. In other words, the control software becomes complicated.
In the present embodiment, the interval time and the phase error can be handled as data for an electrical angle of 60 degrees so that the control software is simplified and the processes such as the speed calculation and the phase correction calculation described below can be executed without complicating the processing. Change to
In FIG. 8, at the position θ1, as described above, the value (T0, E0) corresponding to the electrical angle of 120 degrees is used. (T0 / 2, T0 / 2) are stored. At the position θ2, the value (T1, E1) for the electrical angle of 60 degrees is stored as it is as the value (T1) for the electrical angle of 60 degrees. The number of times of position detection described above is also increased by two when a value corresponding to an electrical angle of 120 degrees is stored.
In this manner, a value corresponding to an electrical angle of 120 degrees can be handled as data of an electrical angle of 60 degrees, and can be executed by simple processing without complicating speed calculation and phase correction calculation described later. In other words, the processing can be performed as if the position sensors arranged at regular intervals are used even if the position sensors at irregular intervals are used.
The above is the content of the position detection processing. By executing this process, the interval time and the phase error for the electrical angle of 60 degrees are calculated.
[0012]
Next, the speed calculation process, the phase correction process, and the PWM process for updating the internal phase θd that are executed in a predetermined cycle will be described with reference to FIGS.
FIG. 9A shows a flowchart of the speed calculation process. This process is a process of reading and clearing the number of times of position detection described above, and calculating the rotation speed ωr using the interval time obtained in the position detection process. This is a process of the speed calculation unit 1 shown in FIG.
In the speed calculation, the rotation speed ωr is calculated as a 360-degree time (one electrical angle cycle) using six interval times (T0 / 2, T0 / 2, T1, T2 / 2, T2 / 2, T3). As the rotation speed calculation method, the rotation speed ωr is calculated from the interval time for 60 electrical degrees, and the rotation speed ωr is averaged using six values. In the case of low speed rotation, the rotation speed is calculated from an even number of interval times. A method of calculating the speed ωr may be considered. In any of the above-described methods, it is possible to calculate a stable rotation speed ωr while suppressing a variation in the position signal. Also, it is cleared every one cycle of the electrical angle.
FIG. 9B shows a flowchart of the PWM processing. In this process, the internal phase θd is updated and the normal PWM output process is performed. The output stages of the phase updating unit 3 and the voltage command creating unit 6 shown in FIG. 1 are also included in this processing. The description of the PWM output processing is omitted.
The PWM process is a process executed in a minimum time period in the present control process. Therefore, the internal phase θd is updated in this processing. The contents of the execution are as shown in the above equation (1).
[0013]
FIG. 10 shows a flowchart of the phase correction processing. This process is a process of calculating the correction signal ωp11 from the phase error between the reference phase θdps and the internal phase θd, and is a central process of the phase configuration unit 2 shown in FIG.
First, in (f), it is checked whether one cycle of the electrical angle has elapsed. If the motor has rotated one cycle during the predetermined cycle, the process proceeds to (G). If not, the process ends (returns to the main process).
In (g), the average phase error is calculated using the values of the six phase error storage areas shown in FIG. Specifically, all data is summed and divided by six.
In (h), since the phase error is used in the above, all the data are cleared.
In (g), the correction signal ωp11 is calculated using the average phase error obtained above. As described above, the calculation is performed using the proportional-integral calculation.
By repeatedly performing the above processing, it is possible to control the speed of the electric motor. By averaging and calculating the speed calculation processing and the phase correction processing for one cycle of the electrical angle, even if the position signal varies, It is possible to control the electric motor stably by absorbing the variation.
[0014]
Although this embodiment has been described with reference to an example in which the present invention is applied to a washing machine, the present invention is also applicable to a fan motor, a pump drive motor, an electric vehicle, and the like. The reason is that 180-degree energization control is possible with an inexpensive circuit configuration, and low vibration and low noise of the motor and the mounting unit can be achieved.
FIG. 11 is a schematic view of an installation when applied to an outdoor fan motor of an air conditioner, and FIG. 12 is a cross-sectional view of the outdoor fan motor. 11, 100 is an outdoor fan, 200 is a compressor control board, 300 is a compressor, and 400 is an outdoor unit. A control board 900 is incorporated in the fan motor of FIG. Here, 500 is a motor stator, 600 is a rotor, 700 and 701 are bearings, 800 is a motor shaft, 901 is a control microcomputer, 902 is an inverter, and 903 is a Hall IC. Fan 100 shown in FIG. 11 is directly connected to shaft 800.
The reason why two position sensors are used is to detect the rotation direction.
[0015]
As described above, according to the present invention, it is possible to reduce the number of position sensors by using the 120-degree conducting position detection board that has been used up to now. Since this can be solved, the cost of the position detection part can be reduced.
Furthermore, not only can the configuration of the control software be simplified, the development efficiency can be improved, but also the control software can be shared, so that the motor can be driven in both the case of three position sensors and the case of two position sensors. Become.
[0016]
Here, as an embodiment of the present invention, the signal interval of the unequally spaced position signals output from the position detection unit has been described as being 1: 2, but the signal interval of the unequally spaced position signals is 1: n. (n is an integer of 2 or more). In this case, if the signal interval of the position signal is 1, the signal interval is used as it is, and if the signal interval of the position signal is n, the signal interval is 1 It is used as considerable information (1 / n).
[0017]
As described above, in the embodiment of the present invention, the case where the position sensors in which the angular intervals of the position detection signals are arranged at unequal intervals has been described, but in the present invention, the angular intervals of the position detection signals are arranged at equal intervals. The present invention is also applicable to a case where a position sensor is used. In other words, when a part of the position sensor fails, a circuit or a process for detecting each failure of the position sensor is added, so that the number of position sensors used can be automatically changed to drive the electric motor. .
Specifically, when three position sensors of the position detection unit are arranged at equal intervals, and when one of the three position sensors arranged at equal intervals fails, the angle interval of the position detection signal is changed. The intervals will be unequal. The unequally-spaced position signals have two types of angle intervals of 60 degrees and 120 degrees in electrical angle. In this case, when the signal interval of the position signal is 60 electrical degrees, the signal is used as it is. When the signal interval of the position signal is 120 electrical degrees, the signal interval is reduced to 1/2 and used as the electrical angle of 60 degrees.
Here, the same applies when three position sensors arranged at equal intervals are p (p is an integer of 3 or more) and one failed position sensor is q (1 ≦ q <p−1). . In this case, if the signal interval of the position signal is 360 / (2 × p) electrical degrees, the signal is used as it is, and if the signal interval of the position signal is 360 / p electrical angle, 1 / (p−q) is used. To use.
In this way, when using position sensors in which the angular intervals of the position detection signals are arranged at equal intervals, it is possible to construct a motor drive system that can drive the motor even if a part of the position sensor fails.
When this motor drive system is applied to an electric vehicle or the like, the drive system becomes a safer system. In the case of a driving motor for a device that is operating continuously, the frequency of stopping the operation can be reduced.
[0018]
Further, in the embodiment of the present invention, when the interval between the position signals is an electrical angle of 60, the information is used as it is, and when the electrical angle is 120 degrees, the information is 1 / (converted to information of 60 electrical degrees). ) Was used, but when the position signal interval was an electrical angle of 60, the information was doubled (converted to information for 120 electrical degrees) and used, and the electrical angle was 120 degrees. In that case, the information can be used as it is.
[0019]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, even if a position sensor in which the angular intervals of the position detection signals are arranged at unequal intervals, the calculation of the correct phase can be executed by simple processing, It is possible to realize 180-degree conduction control for controlling the electric current of the electric motor in a sine wave shape.
In addition, the configuration of the control software is simplified, so that not only the development efficiency can be improved, but also the control software can be shared. For example, the motor can be driven in either case of three position sensors or two position sensors. can do.
Also, by averaging information obtained from the position signal for one electrical angle cycle, it is possible to absorb a variation in the position signal caused by a mounting error of the position sensor and realize a stable motor drive.
In addition, it is possible to reduce the number of position sensors by using, for example, a 120-degree energization position detection board that has been used so far, and it is possible to reduce the cost of the position detection portion.
Also, by detecting individual failures of the position sensor and automatically changing the number of position sensors used, in other words, building a motor drive system that can drive the motor even if part of the position sensor fails. can do. As a result, in a driving device such as an electric vehicle, even if a part of the position sensor fails, the motor can be driven safely, and in the case of a driving motor of a continuously operating device, the operation is stopped. Frequency can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a synchronous motor control device showing an embodiment of the present invention; FIG. 2 is a schematic diagram of a washing machine to which the present invention is applied; FIG. 3 is a configuration diagram of a motor drive control of the present invention; FIG. 5 is a schematic diagram of the arrangement of the position sensor of the present invention. FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the induced voltage and the position signal of the Hall IC of the present invention. FIG. 6 is an overall configuration diagram of the software of the present invention. FIG. 8 is an explanatory diagram of the operation of the position detection process of the present invention. FIG. 9 is a flowchart of a speed calculation process and a PWM process of the present invention. FIG. 10 is a flowchart of a phase correction process of the present invention. Schematic diagram of air conditioner [FIG. 12] Cross-sectional view of outdoor fan motor to which the present invention is applied [FIG. 13] Conventional motor control configuration diagram [FIG. 14] Position signal waveform of conventional motor control device [Description of symbols]
1, 1000: speed calculation unit, 2, 2000: phase correction unit, 21: ROM, 22: correction signal calculation unit, 3: phase update unit, 4: speed control unit, 5: vector calculation unit, 6: voltage command generation , 61... Applied voltage command creation unit, 62... Voltage phase calculation unit, 63... Load angle calculation unit, 400... Motor stator, 500. Motor rotor, 600 601 bearing, 700. Motor control board, 801 control microcomputer, 802 inverter, 803 hall IC, A1 pulsator, A2 washing drum, A3 motor controller, A4 synchronous motor, B1 rectifier circuit, B2 inverter B3: electric motor control means, B4: position sensor

Claims (9)

  1. 同期電動機の磁極位置を検出する位置検出部と、前記位置検出部の位置信号を用いて前記同期電動機を制御する電動機制御手段と、前記電動機制御手段から出力される駆動信号に従って前記同期電動機を駆動するインバータからなる同期電動機の制御装置において、
    前記位置検出部の複数の位置センサをこの位置センサから得られる位置信号の角度間隔が不等間隔となるように配置し、前記位置検出部から出力される不等間隔の位置信号の信号間隔が1対n(nは2以上の整数)の割合であるとき、前記電動機制御手段は、前記位置信号の信号間隔が1の場合はそのまま使用し、前記位置信号の信号間隔がnの場合は信号間隔が1相当の情報(1/n)にして使用することを特徴とする同期電動機の制御装置。
    A position detection unit that detects a magnetic pole position of the synchronous motor; a motor control unit that controls the synchronous motor using a position signal of the position detection unit; and a drive unit that drives the synchronous motor according to a drive signal output from the motor control unit. In the synchronous motor control device consisting of an inverter
    A plurality of position sensors of the position detection unit are arranged such that angular intervals of position signals obtained from the position sensors are unequal intervals, and a signal interval of unequally spaced position signals output from the position detection unit is When the ratio is 1: n (n is an integer of 2 or more), the motor control means uses the signal interval of the position signal as it is when it is 1, and uses the signal when the signal interval of the position signal is n. A control device for a synchronous motor, wherein an interval (1 / n) corresponding to 1 is used.
  2. 同期電動機の磁極位置を検出する位置検出部と、前記位置検出部の位置信号を用いて前記同期電動機を制御する電動機制御手段と、前記電動機制御手段から出力される駆動信号に従って前記同期電動機を駆動するインバータからなる同期電動機の制御装置において、
    前記位置検出部の複数の位置センサをこの位置センサから得られる位置信号の角度間隔が電気角で60度相当と120度相当の2種類の間隔となるように配置し、前記電動機制御手段は、前記位置信号から得られる情報として、前記位置信号の信号間隔が電気角60度相当の場合はそのまま使用し、前記位置信号の信号間隔が電気角120度相当の場合は1/2(信号間隔が電気角60度相当に換算)にして使用することを特徴とする同期電動機の制御装置。
    A position detection unit that detects a magnetic pole position of the synchronous motor; a motor control unit that controls the synchronous motor using a position signal of the position detection unit; and a drive unit that drives the synchronous motor according to a drive signal output from the motor control unit. In the synchronous motor control device consisting of an inverter
    The plurality of position sensors of the position detection unit are arranged so that the angle intervals of position signals obtained from the position sensors are two types of intervals corresponding to an electrical angle of 60 degrees and 120 degrees, and the motor control unit includes: As the information obtained from the position signal, if the signal interval of the position signal is equivalent to an electrical angle of 60 degrees, it is used as it is, and if the signal interval of the position signal is equivalent to an electrical angle of 120 degrees, 1 / (the signal interval is A control device for a synchronous motor, wherein the control device is used at an electrical angle of 60 degrees.
  3. 請求項1または請求項2において、前記電動機制御手段は、前記位置信号から得られる情報を電気角一周期分もしくはその整数倍で平均化して用いることを特徴とする同期電動機の制御装置。3. The control device for a synchronous motor according to claim 1, wherein the motor control means averages information obtained from the position signal for one cycle of an electrical angle or an integral multiple thereof.
  4. 請求項1から請求項3のいずれかにおいて、前記電動機制御手段は位相補正部を備え、該位相補正部は、前記位置検出部が出力する不等間隔の位置信号を用いて前記同期電動機の基準位相を作成すると共に、前記基準位相と制御装置の内部位相との位相誤差を算出し、該位相誤差を電気角1周期分もしくはその整数倍で平均して前記内部位相を補正する補正信号を出力することを特徴とする同期電動機の制御装置。The motor control means according to any one of claims 1 to 3, further comprising a phase correction unit, wherein the phase correction unit uses the unequally-spaced position signals output by the position detection unit to control the synchronous motor. A phase signal is generated, a phase error between the reference phase and the internal phase of the control device is calculated, and the phase error is averaged for one electrical angle period or an integral multiple thereof to output a correction signal for correcting the internal phase. A control device for a synchronous motor.
  5. 請求項1から請求項4のいずれかにおいて、前記電動機制御手段は速度演算部を備え、該速度演算部は、前記位置検出部が出力する不等間隔の位置信号を用いて回転速度を算出し、該回転速度の算出に際して該回転速度を電気角1周期分もしくはその整数倍周期分の時間を基に演算することを特徴とする同期電動機の制御装置。5. The motor control device according to claim 1, wherein the motor control unit includes a speed calculation unit, and the speed calculation unit calculates a rotation speed using unequally spaced position signals output from the position detection unit. A synchronous motor control device for calculating the rotational speed based on a time corresponding to one cycle of the electrical angle or an integral multiple of the electrical angle.
  6. 請求項求1において、前記電動機制御手段は、前記位置信号から得られる情報として、前記位置信号の信号間隔が1の場合は信号間隔がn相当の情報にして使用し、前記位置信号の信号間隔がnの場合はそのまま使用することを特徴とする同期電動機の制御装置。2. The motor control means according to claim 1, wherein the motor control means uses the signal interval as information corresponding to n when the signal interval of the position signal is 1, and uses the signal interval of the position signal as information obtained from the position signal. When n is n, the control device for a synchronous motor is used as it is.
  7. 同期電動機の磁極位置を検出する位置検出部と、前記位置検出部の位置信号を用いて前記同期電動機を制御する電動機制御手段と、前記電動機制御手段から出力される駆動信号に従って前記同期電動機を駆動するインバータからなる電動機制御装置において、
    前記位置検出部の複数の位置センサを等間隔に配置し、前記電動機制御手段は、前記位置検出部の等間隔に配置されたp個(pは3以上の整数)の位置センサのうちq個(1≦q<p−1の整数)が故障した時に得られる不等間隔の位置信号を用いて得られる情報として、前記位置信号の信号間隔が電気角360/(2×p)度の場合はそのまま使用し、前記位置信号の信号間隔が電気角360/p度の場合は1/(p−q)にして使用することを特徴とする同期電動機の制御装置。
    A position detection unit that detects a magnetic pole position of the synchronous motor; a motor control unit that controls the synchronous motor using a position signal of the position detection unit; and a drive unit that drives the synchronous motor according to a drive signal output from the motor control unit. Motor control device consisting of an inverter
    The plurality of position sensors of the position detection unit are arranged at equal intervals, and the electric motor control unit is configured such that the electric motor control unit has q number of p (p is an integer of 3 or more) position sensors arranged at equal intervals of the position detection unit. As information obtained using unequally spaced position signals obtained when (1 ≦ q <p−1) fails, the signal interval between the position signals is an electrical angle of 360 / (2 × p) degrees Is used as it is, and when the signal interval between the position signals is an electrical angle of 360 / p degrees, 1 / (pq) is used.
  8. 同期電動機の磁極位置を検出し、この検出した位置信号を用いて前記同期電動機を制御する同期電動機の制御方法において、
    前記位置信号を検出する複数の位置センサをこの位置センサから得られる位置信号の角度間隔が不等間隔となるように配置し、前記不等間隔の位置信号の信号間隔を1対n(nは2以上の整数)の割合としたとき、前記同期電動機の制御に際し、前記位置信号の信号間隔が1の場合はそのまま使用し、前記位置信号の信号間隔がnの場合は信号間隔が1相当の情報(1/n)にして使用することを特徴とする同期電動機の制御方法。
    In the synchronous motor control method of detecting the magnetic pole position of the synchronous motor and controlling the synchronous motor using the detected position signal,
    A plurality of position sensors for detecting the position signals are arranged such that the angular intervals of the position signals obtained from the position sensors are unequal, and the signal intervals of the unequally spaced position signals are 1: n (n is When the signal interval of the position signal is 1, when the signal interval of the position signal is 1, the signal interval is equivalent to 1 when the signal interval of the position signal is n. A method for controlling a synchronous motor, wherein the method is used as information (1 / n).
  9. 同期電動機の磁極位置を検出し、この検出した位置信号を用いて前記同期電動機を制御する同期電動機の制御方法において、
    前記位置信号を検出する複数の位置センサを等間隔に配置し、前記等間隔に配置されたp個(pは3以上の整数)の位置センサのうちq個(1≦q<p−1の整数)が故障した時に得られる不等間隔の位置信号を用いて得られる情報として、前記位置信号の信号間隔が電気角360/(2×p)度の場合はそのまま使用し、前記位置信号の信号間隔が電気角360/p度の場合は1/(p−q)にして使用することを特徴とする同期電動機の制御方法。
    In the synchronous motor control method of detecting the magnetic pole position of the synchronous motor and controlling the synchronous motor using the detected position signal,
    A plurality of position sensors for detecting the position signal are arranged at equal intervals, and q (1 ≦ q <p−1) among the p (p is an integer of 3 or more) position sensors arranged at the same intervals. (Integer) as information obtained using unequally-spaced position signals obtained when a failure occurs, if the signal interval of the position signals is an electrical angle of 360 / (2 × p) degrees, it is used as it is, A method for controlling a synchronous motor, wherein a signal interval is 1 / (pq) when an electrical angle is 360 / p degrees.
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