【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、有線／無線を問わず、複数のキャリアを利用して通信を行う、マルチキャリア通信装置に関し、特に、送信器および受信器の帯域制限回路等に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術１．従来のOFDMのようなマルチキャリア通信方法では、広い周波数範囲内に多数のサブキャリアを密に配置し、送信時には使用する広い周波数範囲全体に対して、バンドパスフィルタ等を用い、使用する最低周波数以下、および最高周波数以上の周波数帯域に不要な雑音成分の影響を及ぼさないようにしており、使用する広い周波数範囲内に、他の通信システムの予約領域等があり、使用しない／使用できない場合には、単に該当周波数領域のキャリアを使用しないようにして送信を行っていた。（例えば、特許文献１ 請求項１参照）
【０００３】
従来技術２．別の例としては、使用する広い周波数範囲内においても、各キャリアへの変調前に、各キャリア毎に送信ロールオフフィルタを付加し、キャリア毎に帯域制限したのち、各キャリアの信号を加算し、送信を行っていた。（例えば、特許文献２参照）
【０００４】
従来技術３．また、受信に関しては、伝送路上の群遅延やマルチパスによって生じるシンボル間干渉の影響を除去するために、ガードインターバルという冗長な信号を、送信時に予め付加して送信を行っていた。（例えば、非特許文献１参照）
【０００５】
従来技術４．別の受信の従来例としては、キャリア毎に所定周期で同一内容を繰返すマルチキャリアデータを受信して、そのうちの１のマルチキャリアデータのみを取り込んで復調する、またはキャリア毎に所定周期で同一内容を繰返すマルチキャリアデータを受信して全てを取り込み、所定周期毎に１シンボル分加算した後に復調するようにしていた。（例えば、特許文献１ 請求項３，５参照）
【０００６】
【特許文献１】
特開２０００−２１６７５２号公報（第３−４頁、第１−２図、および第６−１０頁、第８，１３図）
【特許文献２】
特開平７−３２１８６１号公報（第３−５頁、第１図）
【非特許文献１】
上田健二・尾知 博著、“OFDMとは”、1-14”、［online ］、株式会社 キューウエーブ ［平成１４年９月６日検索］、 インターネット＜URL ：http://www.que-wave.com/ofdn_text.pdf＞
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術１のOFDMのようなマルチキャリア通信方法では、１シンボル分の送信データをシリアル→パラレル変換し、使用する複数のキャリア毎にデータを分割したのち、逆フーリエ変換等を用いて、周波数領域から時間領域への変換を行い、さらに得られた時間領域データをパラレル→シリアル変換し、時間軸上の信号波形として送信を行う。この際、前のシンボルと現在のシンボルの間には、送信されるデータの違いによって、位相や振幅が不連続となるため、各キャリアの信号スペクトルは広い周波数範囲に広がってしまう。したがって、使用する広い周波数範囲内に、他の通信システムの予約領域等があり、使用しない／使用できない場合に、単に該当周波数領域のキャリアを使用しないようにして送信を行っても、近傍のキャリアからの不要な信号スペクトルの広がりにより、他の通信システムの予約領域等に影響を与えてしまうという問題点があった。
【０００８】
従来技術２のマルチキャリア通信方法では、使用する各キャリア毎にフィルタを付加して帯域制限を行っているため、使用するキャリアの数だけフィルタが必要となり、使用するキャリアの数が多いとそれだけ回路規模が増加してしまうという問題があった。また逆フーリエ変換を利用して変調を行う場合には適用が困難であるという問題があった。
【０００９】
従来技術３のマルチキャリア通信方法では、送受信のアナログ回路や伝送路上で生じる群遅延や、マルチパス等によって生じるシンボル間干渉の影響を低減／除去するために一定長のガードインターバルを付加しているが、ガードインターバルは直接復調に利用されない冗長な信号であり、これを付加する事により転送速度が低下するという問題があった。また、ガードインターバルと有効シンボルを切り分けるためには正確な同期が必要となり、正確な同期が行えないとシンボル間干渉の影響を低減／除去できないという問題があった。さらに、ガードインターバル長を越えるような群遅延または反射等による遅延波が生じた場合には、シンボル間干渉を除去できないという問題があった。
【００１０】
従来技術４のマルチキャリア通信方法では、1シンボル期間中に複数回繰返されたマルチキャリアデータの１つのみを取り込んで復調した場合、1シンボル期間全てを取込んで復調した場合に比べ、ＳＮＲが大幅に劣化してしまうという問題があった。また、1シンボル期間中に複数回繰返されたマルチキャリアデータ全てを取り込み、所定周期毎に１シンボル分加算した後に復調する場合には、送受信のアナログ回路や伝送路上で生じる群遅延や、マルチパス等によって生じるシンボル間干渉の影響を除去できず、仮に群遅延やマルチパスが生じていない場合でも、正確な同期が行えないと、隣接するシンボルの信号を加算してしまい、シンボル間干渉を生じてしまうという問題があった。
【００１１】
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、広い周波数範囲にキャリアを分散配置しつつも、安価な手段で帯域制限を行い、広い周波数範囲内の使用しない帯域への不要なスペクトルの広がりを抑制すると共に、受信においては、特別にガードインターバルのような冗長なデータを付加する事なく、シンボル間干渉の影響を低減／除去しつつ出来るだけ不要なノイズを除去して良好な受信が行えるようにすることを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明のマルチキャリア通信装置の送信器は、シンボル周波数ＦsymのＮ倍（Ｎは特定の整数）を基本周波数間隔Ｆintとし、キャリア周波数Ｆcm＝Ｆint×ｍ（ｍはキャリア毎に異なる整数）となるような複数のキャリアを使用して変調するマルチキャリア変調器と、このマルチキャリア変調器からのマルチキャリア変調波に対し、シンボル周期ＴsymとしたときＴsym／Ｎを基本遅延時間Ｔdとし、遅延時間Ｔdn＝Ｔd×ｎ(ｎ＝0,1,2…[Ｎ-1]以下の整数)となる複数の遅延波を生成し、生成した全遅延波を合成する帯域制限回路とを有する。
【００１３】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１はこの発明のマルチキャリア通信における送信部分の構成図である。
図１において、10はマルチキャリア変調波データを生成するマルチキャリア変調器、11は送信元のデータを入力として、使用する複数のキャリアにbitデータとして分配するデータ分配器、12は各キャリア毎に入力されたbitデータに応じたPSKやQAM等の変調を行いIQデータを生成する1次変調器、13は各キャリア毎に入力されるIQデータ(周波数領域データ)を波形データ(時間領域データ)に変換するIFFT(逆フーリエ変換)、14はIFFTにより一括して得られた波形データをパラレルーシリアル変換して出力するP/S変換器、20はマルチキャリア変調器の出力であるマルチキャリア変調波データ、30は使用するキャリア周波数以外の周波数帯域成分を抑制する帯域制限回路、31は遅延波を生成するための遅延素子、32は生成された遅延波を合成する加算器、33は遅延波の合成波を合成した遅延波の数で除算する除算器、40は帯域制限回路30によって、帯域制限されたマルチキャリア変調波データである。
【００１４】
次に動作について説明する。
本実施の形態では、シンボル周波数Fsym=10kHz、使用するキャリアの周波数間隔Fint=40kHz、使用するキャリア数は３本として、それぞれキャリア周波数を40kHz、80kHz、120kHzとする。またマルチキャリア変調波のDAサンプル周波数Fsmpは320kHzとして説明を行う。
まずデータ分配器11により送信元データはbitデータに変換され、さらに1次変調器の変調bit数に応じて使用するキャリアに分配される。図１ではデータ分配器11の出力は10kHz×k(k=0〜15の正整数)に分配可能なものとして示しているが、本実施の形態では、40,80,120kHzの3本のみにデータを分配(図中は実線矢印)し、他の使用しないキャリアにはデータを分配しない(図中は破線矢印)ものとする。
【００１５】
こうしてキャリア毎に分配されたbitデータは1次変調器12に入力され、1次変調器12では各キャリア毎にPSKやQAMなど任意の変調方式で変調が行われ、IQデータ（複素データ）として出力する。1次変調器12についてもデータ分配器11と同様に10kHz×k(k=0〜15の正整数)の16本のキャリアに対するIQデータが生成可能なものとして示しているが、本実施の形態ではbitデータが入力された40,80,120kHzの3本のみに有効なIQデータが出力(図中は実線矢印)され、他の使用しないキャリアには0+0iが出力(図中は破線矢印)される。
【００１６】
こうして得られた各キャリア毎のIQデータはIFFT13に入力され周波数領域から時間領域へとデータ変換される。本実施の形態のIFFT13では、16本のキャリア周波数のIQデータを入力とし、32点の波形データに変換するようなIFFTとして図示している。こうして一括して得られた波形データはADサンプル周波数を320kHzとして、パラレル−シリアル変換器14によりシリアルデータとしてのマルチキャリア変調波データ20となる。
【００１７】
さらにマルチキャリア変調波データ20は帯域制限回路30に入力される。本実施の形態では1つの遅延素子31でDAサンプル周期×８だけ遅延するようにしている。従って、帯域制限回路30内では、DAサンプル周期×８、１６、２４づつ遅延した3つの遅延波が生成され、さらに、遅延のないものとあわせて4つの信号が加算器32によって合成されたのち、除算器33により1/4に除算され、帯域制限されたマルチキャリア変調波データ40として出力される。
【００１８】
図２は本実施の形態のマルチキャリア通信方式の信号スペクトルの様子を示す図である。図２（ａ）は図１中のマルチキャリア変調波データ20の信号スペクトルを示す図である。マルチキャリア変調器10では、１回のIFFT処理毎に得られる波形データ（１シンボルと呼ぶ）が変調されるbitデータによって、初期位相と振幅が異なるため、マルチキャリア変調波データ20では、前のシンボルの最後のデータと、次のシンボルの最初のデータの境界で位相や振幅に不連続点が生じ、結果として図２（ａ）に示すように各キャリアのスペクトルが大きく広がり、キャリア周波数以外の帯域に不要なスペクトルが生じ、他の通信システムや機器等の動作に影響を与える場合がある。
【００１９】
一方、図２（ｂ）は図１中の帯域制限されたマルチキャリア変調波データ40の信号スペクトルを示す図である。本実施の形態ではシンボル周波数10kHzに対し、DAサンプル周波数320kHzとしているため、1シンボルは32サンプルのデータで構成される。この時、キャリア周波数40kHzの信号は８サンプルで１周期、１シンボル中に４周期分が含まれる。同様にキャリア周波数80kHzの信号は４サンプルで１周期、１シンボル中に８周期分、キャリア周波数120kHzの信号は2サンプルで１周期、１シンボル中に16周期分が含まれる事になる。
【００２０】
従って、各キャリア周期の最小公倍数は８サンプルであり、１シンボル＝３２サンプル分のマルチキャリア変調波データ20は、８サンプル毎に4回同じ波形データとなる。一方、１つの遅延素子31は８サンプル分の遅延を生じるようにしていおり、この場合、同一シンボル内であれば、帯域制限回路30内で生成される3つの遅延波は遅延のないものと同一の波形サンプル同士を加算器32と除算器33により平均される事になり、キャリア周波数の情報が保持される。
【００２１】
一方、前後のシンボルで位相や振幅に不連続点があるようなデータについては、その不連続境界が滑らかに緩和されるため、結果として図２（ｂ）に示すように各キャリアのスペクトルの広がりは小さくなり、キャリア周波数以外の帯域への影響が低減される。
【００２２】
なお、本実施の形態では帯域制限回路中の遅延波数ｎ＝３としたが、Ｎ＝Fint／Fsymとして、ｎはＮ−１以下の正整数であればいくつでも良い。
【００２３】
以上のように、シンボル周波数ＦsymのＮ倍（Ｎは特定の整数）を基本周波数間隔Ｆintとし、キャリア周波数Ｆcm＝Ｆint×ｍ（ｍはキャリア毎に異なる整数）となるような複数のキャリアを使用し、そのマルチキャリア変調波に対し、シンボル周期ＴsymとしたときＴsym／Ｎを基本遅延時間Ｔdとし、遅延時間Ｔdn＝Ｔd×ｎ(ｎ＝0,1,2…[Ｎ-1]以下の整数)となる複数の遅延波を生成し、生成した全遅延波を合成するようにして帯域制限するようにしているので、使用していない周波数帯域への不要なスペクトルの広がりを、安価な構成の回路により制限することができる。
【００２４】
実施の形態２．
以上の実施の形態１では、１つの帯域制限回路によって使用周波数以外の帯域へのスペクトルの広がりを制限するようにしたものであるが、次に、複数の小さな帯域制限回路を直列に接続して使用周波数以外の帯域へのスペクトルの広がりを制限する実施の形態を示す。
図３は、このような場合の、マルチキャリア通信における送信部分の構成図である。
10は内部の構成を省略しているが、図１と同様のマルチキャリア変調器、30aは第1の帯域制限回路、30bは第2の帯域制限回路、30は内部に30aおよび30bという2つの小さな帯域制限回路を直列に接続した構成の回路をもつ帯域制限回路である。31aおよび31bは遅延素子でありいずれも遅延量はすべて同一である。32aおよび32bはそれぞれの遅延波を合成する加算器、33aおよび33bは加算した遅延波数(iおよびj)に応じた除算器である。
【００２５】
次に動作について説明する。
マルチキャリア変調器10の動作は実施例１と同様である。マルチキャリア変調器10により生成されたマルチキャリア変調波データは帯域制限回路30に入力される。帯域制限回路30内ではまず最初に第1の帯域制限回路30aに入力され、遅延素子31aにより、i（実施の形態１のｎに相当する）個の遅延波が生成され、加算器32aと除算器33aにより平均化される。更に第２の帯域制限回路30bに入力され、遅延素子31bにより、再度j個の遅延波が生成され、加算器32bと除算器33bにより平均化される。
【００２６】
第2の帯域制限回路の出力は、帯域制限されたマルチキャリア変調波データ40としてそのまま帯域制限回路30から出力される。この場合にも実施の形態１において図２を使用して説明したのと同様に第1の帯域制限回路30a、第2の帯域制限回路30bともに同一シンボル内については、キャリア周波数の情報が保持される。一方、前後のシンボルで位相や振幅に不連続点があるようなデータについては、その不連続境界が滑らかに緩和されるため、結果として図２（ｂ）に示すように各キャリアのスペクトルの広がりは小さくなり、キャリア周波数以外の帯域への影響が低減される。
【００２７】
以上のように、シンボル周波数ＦsymのＮ倍（Ｎは特定の整数）を基本周波数間隔Ｆintとし、キャリア周波数Ｆcm＝Ｆint×ｍ（ｍはキャリア毎に異なる整数）となるような複数のキャリアを使用し、そのマルチキャリア変調波に対し、シンボル周期ＴsymとしたときＴsym／Ｎを基本遅延時間Ｔdとし、遅延時間Ｔdn＝Ｔd×i(i＝0,1,2…[Ｎ-1]以下の正整数)となる複数の遅延波を生成し、生成した全遅延波を合成する第1の帯域制限機能を有し、さらに前記第1の帯域制限機能により得られる信号波に対し、前記第1の帯域制限機能のiに相当する値をj(ｊ＝0,1…[N-i-1]以下の正整数)とする第２の帯域制限機能を直列に接続するようにして帯域制限しているので、使用していない周波数帯域への不要なスペクトルの広がりを、安価な構成の回路により制限することができる。
【００２８】
なお、本実施例では第1の帯域制限回路30aと第2の帯域制限回路30bの2つを直列に接続する構成としたが、複数直列に接続する帯域制限回路内で生成される遅延波の総計がＮ−１以下であれば、第3、第4・・・とより多くの帯域制限回路を接続しても良い。
【００２９】
実施の形態３．
以上の実施の形態では、マルチキャリア通信の送信部分に関するものであるが、実施の形態３では、受信部分についての例を述べる。
図４はこの発明のマルチキャリア通信における受信部分の構成図である。
図４において、50は使用するキャリア周波数以外の周波数帯域成分を抑制する帯域制限回路、51は遅延波を生成するための遅延素子、52は生成された遅延波を合成する加算器、53は遅延波の合成波を合成した遅延波の数で除算する除算器、60はマルチキャリア変調波データを受信データとして復調するマルチキャリア復調器、61は帯域制限されたマルチキャリア変調受信波データをシリアルーパラレル変換して出力するS/P変換器、62は1シンボル分の波形データから１部を選択して出力するデータ選択器、63は選択された波形データ（時間領域データ）をIQデータ（周波数領域データ）に変換するFFT（フーリエ変換）、64は各キャリア毎に入力されたIQデータを送信時の変調方式に応じたPSKやQAM等の復調を行いbitデータを生成する１次復調器、65はキャリア毎に分割されたbitデータを結合して受信データとして出力するデータ結合器である。
【００３０】
次に動作について説明する。
本実施の形態では、シンボル周波数Fsym=10kHz、使用するキャリアの周波数間隔Fint=40kHz、使用するキャリア数は３本として、それぞれキャリア周波数を40kHz、80kHz、120kHzとする。またマルチキャリア変調波のADサンプル周波数Fsmpは320kHzとして説明を行う。
まず受信信号は帯域制限回路50に入力される。本実施例では1つの遅延素子51でADサンプル周期×８だけ遅延するようにしている。従って、帯域制限回路50内では、ADサンプル周期×８、１６、２４づつ遅延した3つの遅延波が生成され、さらに、遅延のないものとあわせて4つの信号が加算器52によって合成されたのち、除算器53により1/4に除算され、使用するキャリア周波数以外の周波数帯域成分が抑制された波形データとなる。こうして不要な周波数成分が抑制された波形データはマルチキャリア復調器60に入力され、はじめにS/P変換器61によって、1シンボル分のパラレルデータに変換される。
【００３１】
本実施の形態では1シンボル＝32サンプル(ADサンプル周波数Fsmp／シンボル周波数Fsym＝320kHz／10kHz＝32)で構成されるが、帯域制限回路50では最大で24サンプル(1遅延素子＝8サンプル遅延に対し、最大３個の遅延素子を直列接続しているため)遅延した信号との加算平均が行われているため、同一シンボル内のサンプルのみで加算平均されたサンプルは8サンプルのみであり、その他のサンプルについては、前後のシンボルの信号成分の影響を受けている。そこで、データ選択器62ではパラレル変換された32サンプルの波形データのうち、同一シンボル内のサンプルのみで加算された連続した8サンプルのみを選択して出力する。選択された波形データはFFT63に入力され時間領域から周波数領域へのデータ変換される。本実施の形態のFFT63では、8点の波形データを入力とし、4本のキャリア周波数のIQデータに変換するようなFFTとして図示している。
【００３２】
こうして得られた4つのIQデータは0kHz、40kHz、80kHz、120kHzの周波数情報に相当する。FFT63で変換されたIQデータは1次復調器64によって各キャリア毎に送信時の変調方式に応じたPSKやQAM等の復調方式に従ってbitデータに復調され、さらにデータ結合器65によって、キャリア毎に分配されたbitデータを結合し、受信データを出力する。
【００３３】
なお、本実施の形態では帯域制限回路中の遅延波数ｎ＝３としたが、Ｎ＝Fint／Fsymとして、ｎはＮ−１以下の正整数であればいくつでも良い。例えばｎ＝２とした場合には、帯域制限回路の出力データにおいて、同一シンボル内のサンプルのみで加算平均されたサンプルは16サンプルとなり、その他のサンプルについては、前後のシンボルの信号成分の影響を受けている。
【００３４】
そこで、データ選択器62ではパラレル変換された32サンプルの波形データのうち、同一シンボル内のサンプルのみで加算された連続した16サンプルのうち、任意の位置から連続した8サンプルのみを選択して出力すればい。さらにｎ＝１とした場合には、帯域制限回路の出力データにおいて、同一シンボル内のサンプルのみで加算平均されたサンプルは24サンプルとなり、その他のサンプルについては、前後のシンボルの信号成分の影響を受けている。そこで、データ選択器62ではパラレル変換された32サンプルの波形データのうち、同一シンボル内のサンプルのみで加算された連続した24サンプルのうち、任意の位置から連続した8サンプルのみを選択して出力すればい。このようにｎの値を変えることにより、ｎの値が大いほど、1シンボル中のより多くのサンプルデータを復調に利用することになるため、キャリア周波数以外の帯域のノイズ成分をより多く抑制できる。
【００３５】
しかし一方では、シンボル境界付近に生じる群遅延やマルチパス、またはシンボル同期誤差といったシンボル間干渉の影響が大きくなる。逆にｎの値が小さいほど、１シンボル中のごく1部のサンプルデータのみを復調に利用することになるため、大きな群遅延や、遠くからの反射波、または安価な低精度のシンボル同期機能しか持たない場合でも、シンボル間干渉の影響を除去または低減できる。しかし一方ではキャリア周波数以外の帯域のノイズ成分はあまり抑制できないといった性質をもつ。
【００３６】
以上のように、シンボル周波数ＦsymのＮ倍（Ｎは特定の整数）を基本周波数間隔Ｆintとし、キャリア周波数Ｆcm＝Ｆint×ｍ（ｍはキャリア毎に異なる整数）となるような複数のキャリアを使用し、データを変調した信号に対し、シンボル毎に干渉防止用のガードインターバル等を特に付加する事なく送信し、受信の際に、シンボル周期ＴsymとしたときＴsym／Ｎを基本遅延時間Ｔdとし、遅延時間Ｔdn＝Ｔd×ｎ(ｎ＝0,1,2…[Ｎ-1]以下の整数)となる複数の遅延波を生成し、生成した全遅延波を合成する帯域制限機能を有するようにしたので、冗長なデータであるガードインターバルの付加が不要となり、スループットの向上が可能となる。
【００３７】
さらに、ｎの値を任意に選ぶことにより、ノイズ耐性を重視しｎの値を大きくしたものや、群遅延やマルチパスなどのシンボル間干渉への耐性を重視しｎの値を小さくしたもの、または、ｎの値を中間程度にし、ノイズとシンボル間干渉の双方に耐性を持たせたり、シンボル同期性能の低い安価な受信機とするなど、ガードインターバルを付加しない同一の送信信号に対し、さまざまな耐性をもった受信方法を容易に実現する事ができる。
【００３８】
実施の形態４．
実施の形態３では、帯域制限回路のｎ値をあらかじめ定めたものとしていたが、実施の形態４では、受信状況に応じてｎ値を適応的に判定・変更する場合についての例を述べる。
図５はこの発明のマルチキャリア通信における受信部分の構成図である。
図５において、70は受信信号からｎ値判定するｎ値決定回路、71は現在の受信状況におけるシンボル間干渉量を測定するシンボル間干渉量測定器、72は受信前のノイズ量を測定・記憶し、現在の受信信号の測定結果からSNR(信号対ノイズ比)を求めるSNR測定器、73は測定されたシンボル間干渉量とSNRから最適なｎ値を判定するｎ値判定器である。また、80はｎ値決定回路から出力されるｎ値入力に応じて内部で生成する遅延波数を変更可能なｎ値可変帯域制限回路、81は遅延波を生成するための遅延素子、82は生成された遅延波を合成する加算器、83は遅延波の合成波を合成した遅延波の数で除算する除算器である。60は内部の構成を省略しているが、図４と同様のマルチキャリア復調器である。
【００３９】
次に動作について説明する。
まず受信信号はｎ値決定回路70に入力され、シンボル間干渉量測定器71では、群遅延やマルチパス、シンボル同期誤差等により生じるシンボル間干渉量を測定し、同時にSNR測定器72では、例えば、キャリアに信号がない時の受信信号からノイズ量を測定・記憶しておき、受信時にキャリア量を測定し、SNRを測定する。こうして測定されたシンボル間干渉量とSNRはｎ値判定器73に入力され、現在の受信状況に応じて最適なｎ値が決定される。ｎ値可変帯域制限回路80では入力されるｎ値に応じて、所定の遅延量（ADサンプル周波数Fsmp／キャリアの周波数間隔Fint＝Ｓサンプル)をもつｎ個の遅延素子81を直列に接続して得られるｎ個の遅延波を生成し、遅延のないものとあわせて加算器82と除算器83により平均化される。マルチキャリア復調器60の動作は実施例３と同様である。
【００４０】
以上のように、シンボル周波数ＦsymのＮ倍（Ｎは特定の整数）を基本周波数間隔Ｆintとし、キャリア周波数Ｆcm＝Ｆint×ｍ（ｍはキャリア毎に異なる整数）となるような複数のキャリアを使用し、受信に際し、キャリア信号がない時の各キャリア周波数毎のノイズのレベル（振幅や電力）と、キャリア信号がある時の各キャリア周波数毎の信号のレベル（振幅や電力）を検出する機能と、キャリア信号がある時の各キャリア周波数毎の群遅延や反射等によるシンボル間干渉の程度を検出する機能を有し、さらに、シンボル周期ＴsymとしたときＴsym／Ｎを基本遅延時間Ｔdとし、遅延時間Ｔdn＝Ｔd×ｎ(ｎ＝0,1,2…[Ｎ-1]以下の正整数)となる複数の遅延波を生成し、生成した全遅延波を合成する帯域制限機能を有し、ノイズレベルと信号レベル、さらにシンボル間干渉の程度を元に、前記帯域制限機能のｎの範囲（n＝0〜いくつまでにするか）を決定する機能を有し、ノイズおよび信号レベルとシンボル間干渉の程度によって、帯域制限の程度を動的に変更するようにしたので、冗長なデータであるガードインターバルの付加が不要となり、スループットを向上される事が可能となる。さらに、シンボル間干渉量やSNR等の受信状況に応じてｎの値を最適に選択するようにしたため、予め予測不可能な受信状況の変化にも対応して、より良好な受信がおこなえるようになる。
【００４１】
実施の形態５．
以上の実施の形態では、送信時または受信時のみに帯域制限を行う場合の例を示したが、実施の形態５では、送信時と受信時の双方で帯域制限を行う場合についての例を述べる。
図６はこの発明のマルチキャリア通信における送信および受信部分の構成図である。
10は内部の構成を省略しているが、図１と同様のマルチキャリア変調器、30は使用するキャリア周波数以外の周波数帯域成分を抑制する送信側の帯域制限回路、31は遅延波を生成するための遅延素子、32は生成された遅延波を合成する加算器、33は遅延波の合成波を合成した遅延波の数で除算する除算器である。
さらに、50は使用するキャリア周波数以外の周波数帯域成分を抑制する受信側の帯域制限回路、51は遅延波を生成するための遅延素子、52は生成された遅延波を合成する加算器、53は遅延波の合成波を合成した遅延波の数で除算する除算器、60は内部の構成を省略しているが、図４と同様のマルチキャリア復調器である。
【００４２】
次に動作について説明する。
マルチキャリア変調器10の動作は実施の形態１と同様である。マルチキャリア変調器10により生成されたマルチキャリア変調波データは送信側の帯域制限回路30に入力される。帯域制限回路30内では遅延素子31により、i個の遅延波が生成され、加算器32と除算器33により平均化された後に出力される。以上が送信側の動作であり、この後に伝送路に出力される。
次に、伝送路から入力された信号は受信側の帯域制限回路50に入力される。帯域制限回路50内では遅延素子51により、j個の遅延波が生成され、加算器52と除算器53により平均化された後に出力される。マルチキャリア復調器60の動作は実施の形態３と同様である。
【００４３】
さらに具体的な数値を用いて、送信及び受信時の帯域制限回路によるマルチキャリア変調波の変化の様子を説明する。以下の説明では、シンボル周波数Fsym=10kHz、使用するキャリアの周波数間隔Fint=160kHz、使用するキャリア数は３本として、それぞれキャリア周波数を160kHz、320kHz、480kHzとする。またマルチキャリア変調波のADサンプル周波数Fsmp=1.28MHzとする。従って、１シンボルは128サンプルで構成され、帯域制限回路30および50内の遅延素子31および51の遅延量S=Fsmp／Fint=1.28MHz／160kHz=8サンプルとなる。また、送信時の帯域制限回路30内の遅延波生成数i＝７、受信時の帯域制限回路50内の遅延波生成数j＝７とする。
【００４４】
図７は本実施の形態におけるマルチキャリア変調波信号を示す図である。図７（ａ）はマルチキャリア変調器10から出力されるマルチキャリア変調波を示しており、100a、100b、100cは、それぞれ異なるデータが変調されたシンボルであり、3本のキャリア信号の合成波となっている。１シンボルは128サンプルで構成され、シンボル毎に異なるデータを変調しているため、シンボル境界では位相や振幅が不連続となるが、同一シンボル中は位相、振幅ともに連続な信号波形である。
【００４５】
図７（ｂ）は送信時の帯域制限回路30から出力される帯域制限後のマルチキャリア変調波を示したものである。111a、111b、111cはそれぞれ、帯域制限回路30により隣接するシンボル間の干渉が生じ、波形に歪みが生じている部分であり、この例では遅延素子31の遅延量(8サンプル)×遅延波生成数(７個)＝56サンプル分となる。110a、110b、110cはそれぞれ、帯域制限回路30の影響を受けない部分であり、この例では72サンプル分となる。なお、帯域制限回路30により、信号には遅延が生じ、この例では28サンプル分だけシンボル境界位置が遅れている。
【００４６】
図７（ｃ）は受信時の帯域制限回路50から出力される帯域制限後のマルチキャリア変調波を示したものである。121a、121b、121cはそれぞれ、送信時の帯域制限回路30と受信時の帯域制限回路50により隣接するシンボル間の干渉が生じ、波形に歪みが生じている部分であり、この例では112サンプル分となる。120a、120b、120cはそれぞれ、送信時の帯域制限回路30と受信時の帯域制限回路50通過後も影響を受けない部分であり、この例では16サンプル分となる。なお、帯域制限回路50により、信号には遅延が生じ、この例では図７（ｂ）にくらべ、さらに28サンプル分だけシンボル境界位置が遅れている。
【００４７】
このようにして得られたマルチキャリア変調波の受信データはマルチキャリア復調器60内において、帯域制限回路による影響のない信号範囲120a、120b、120cのうち、各シンボル毎に共通の任意の連続した８サンプル分が抽出され、FFT63で各キャリア毎に分割された後、復調される。
【００４８】
以上のように、シンボル周波数ＦsymのＮ倍（Ｎは特定の整数）を基本周波数間隔Ｆintとし、キャリア周波数Ｆcm＝Ｆint×ｍ（ｍはキャリア毎に異なる整数）となるような複数のキャリアを使用し、送信時には、そのマルチキャリア変調波に対し、シンボル周期ＴsymとしたときＴsym／Ｎを基本遅延時間Ｔdとし、遅延時間Ｔdn＝Ｔd×ｎ(ｎ＝0,1,2…[Ｎ-1]以下の正整数)となる複数の遅延波を生成し、生成した全遅延波を合成する帯域制限機能を有し、（また、シンボル毎に干渉防止用のガードインターバル等を特に付加する事なく送信し、）受信時には、シンボル周期ＴsymとしたときＴsym／Ｎを基本遅延時間Ｔdとし、遅延時間Ｔdn＝Ｔd×ｎ(ｎ＝0,1,2…[Ｎ-1]以下の正整数)となる複数の遅延波を生成し、生成した全遅延波を合成する帯域制限機能を有するようにしたので、冗長なデータであるガードインターバルの付加が不要となり、スループットを向上される事が可能となる。
【００４９】
また、送信時の帯域制限回路30により不要な帯域へのスペクトルの広がりを押さえる事がでる。また、伝送路上ではノイズ成分が加わるが、ノイズ成分が完全なホワイトノイズと想定した場合、受信時の帯域制限回路50により、120a、120b、120cの範囲の信号は、受信時の帯域制限前の信号図７（ｂ）の110a、110b、110cの範囲の信号に比べ、ノイズ成分を1/8に低減することができる。さらに、復調時は120a、120b、120cの16サンプルのうち、任意の連続した8サンプルのみあれば復調できるため、高精度なシンボル同期性能を必要とせず、また、シンボル境界付近のデータを使用せずにすむため、伝送路上で生じる群遅延や反射等の影響によるシンボル間干渉の影響を低減／除去することができる。
【００５０】
実施の形態６．
実施の形態５では、送信時と受信時の双方で帯域制限回路のiおよびj値をあらかじめ定めたものとしていたが、実施例６では、受信状況に応じて、受信時の帯域制限回路のｎ値を適応的に判定・変更する場合についての例を述べる。
図８はこの発明のマルチキャリア通信における送信および受信部分の構成図である。
10は内部の構成を省略しているが、図１と同様のマルチキャリア変調器、30は使用するキャリア周波数以外の周波数帯域成分を抑制する送信側の帯域制限回路、31は遅延波を生成するための遅延素子、32は生成された遅延波を合成する加算器、33は遅延波の合成波を合成した遅延波の数で除算する除算器である。
【００５１】
さらに、70は受信信号からｎ値判定するｎ値決定回路、71は現在の受信状況におけるシンボル間干渉量を測定するシンボル間干渉量測定器、72は受信前のノイズ量を測定・記憶し、現在の受信信号の測定結果からSNR(信号対ノイズ比)を求めるSNR測定器、73は測定されたシンボル間干渉量とSNRから最適なｎ値を判定するｎ値判定器である。
また、80はｎ値決定回路から出力されるｎ値入力に応じて内部で生成する遅延波数を変更可能なｎ値可変帯域制限回路、81は遅延波を生成するための遅延素子、82は生成された遅延波を合成する加算器、83は遅延波の合成波を合成した遅延波の数で除算する除算器である。60は内部の構成を省略しているが、図４と同様のマルチキャリア復調器である。
【００５２】
次に動作について説明する。
マルチキャリア変調器10の動作は実施の形態１と同様である。マルチキャリア変調器10により生成されたマルチキャリア変調波データは送信側の帯域制限回路30に入力される。帯域制限回路30内では遅延素子31により、i個の遅延波が生成され、加算器32と除算器33により平均化された後に出力される。以上が送信側の動作であり、この後に伝送路に出力される。
【００５３】
次に、伝送路から入力された受信信号はｎ値決定回路70に入力され、シンボル間干渉量測定器71では、群遅延やマルチパス、シンボル同期誤差等により生じるシンボル間干渉量を測定し、同時にSNR測定器72では、例えば、キャリアに信号がない時の受信信号からノイズ量を測定・記憶しておき、受信時にキャリア量を測定し、SNRを測定する。こうして測定されたシンボル間干渉量とSNRはｎ値判定器73に入力され、現在の受信状況に応じて最適なｎ値が決定される。ｎ値可変帯域制限回路80では入力されるｎ値に応じて、所定の遅延量（ADサンプル周波数Fsmp／キャリアの周波数間隔Fint＝Ｓサンプル)をもつｎ個の遅延素子81を直列に接続して得られるｎ個の遅延波を生成し、遅延のないものとあわせて加算器82と除算器83により平均化される。マルチキャリア復調器60の動作は実施の形態３と同様である。
【００５４】
以上のように、シンボル周波数ＦsymのＮ倍（Ｎは特定の整数）を基本周波数間隔Ｆintとし、キャリア周波数Ｆcm＝Ｆint×ｍ（ｍはキャリア毎に異なる整数）となるような複数のキャリアを使用し、送信時には、そのマルチキャリア変調波に対し、シンボル周期ＴsymとしたときＴsym／Ｎを基本遅延時間Ｔdとし、遅延時間Ｔdn＝Ｔd×ｎ(ｎ＝0,1,2…[Ｎ-1]以下の整数)となる複数の遅延波を生成し、生成した全遅延波を合成する帯域制限機能を有し、（また、シンボル毎に干渉防止用のガードインターバル等を特に付加する事なく送信し、）受信に際し、キャリア信号がない時の各キャリア周波数毎のノイズのレベル（振幅や電力）と、キャリア信号がある時の各キャリア周波数毎の信号のレベル（振幅や電力）を検出する機能と、キャリア信号がある時の各キャリア周波数毎の群遅延や反射等によるシンボル間干渉の程度を検出する機能を有し、さらに、シンボル周期ＴsymとしたときＴsym／Ｎを基本遅延時間Ｔdとし、遅延時間Ｔdn＝Ｔd×ｎ(ｎ＝0,1,2…[Ｎ-1]以下の整数)となる複数の遅延波を生成し、生成した全遅延波を合成する帯域制限機能を有し、ノイズレベルと信号レベル、さらにシンボル間干渉の程度を元に、前記帯域制限機能のｎの範囲（n＝0〜いくつまでにするか）を決定する機能を有し、ノイズおよび信号レベルとシンボル間干渉の程度によって、帯域制限の程度を動的に変更するするようにしたので、冗長なデータであるガードインターバルの付加が不要となり、スループットを向上させる事が可能となる。また、送信時の帯域制限回路30により不要な帯域へのスペクトルの広がりを押さえる事がでる。また、シンボル間干渉量やSNR等の受信状況に応じてｎの値を最適に選択するようにしたため、予め予測不可能な受信状況の変化にも対応して、より良好な受信がおこなえるようになる。
【００５５】
【発明の効果】
以上のように、この発明によればマルチキャリア変調器で生成したマルチキャリア変調波に対し、シンボル周期ＴsymとしたときＴsym／Ｎを基本遅延時間Ｔdとし、遅延時間Ｔdn＝Ｔd×ｎ(ｎ＝0,1,2…[Ｎ-1]以下の整数)となる複数の遅延波を生成し、生成した全遅延波を合成するようにして帯域制限回路を設けているので、使用していない周波数帯域への不要なスペクトルの広がりを、安価な構成により制限することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１におけるマルチキャリア通信装置における送信部分の構成図である。
【図２】実施の形態１のマルチキャリア通信装置の信号スペクトルの説明図である。
【図３】この発明の実施の形態２におけるマルチキャリア通信における送信部分の構成図である。
【図４】この発明の実施の形態３におけるマルチキャリア通信における受信部分の構成図である。
【図５】この発明の実施の形態４におけるマルチキャリア通信における受信部分の構成図である。
【図６】この発明の実施の形態５におけるマルチキャリア通信における送信および受信部分の構成図である。
【図７】この発明の実施の形態５におけるマルチキャリア変調波信号を示す図である。
【図８】この発明の実施の形態６におけるマルチキャリア通信における送信および受信部分の構成図である。
【符号の説明】
10：マルチキャリア変調器、11：データ分配器、12：1次変調器、13：IFFT(逆フーリエ変換)、14：P/S変換器、20：マルチキャリア変調波データ、30：帯域制限回路、31：遅延素子、32：加算器、33：除算器、40：マルチキャリア変調波データ、50：帯域制限回路、51：遅延素子、52：加算器、53は：除算器、60：マルチキャリア復調器、61：S/P変換器、62：データ選択器、63：FFT（フーリエ変換）、64：１次復調器、65：データ結合器、70：ｎ値決定回路、71：シンボル間干渉量測定器、72：SNR測定器、73：ｎ値判定器：、80：ｎ値可変帯域制限回路、81：遅延素子、82：加算器、83：除算器。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a multi-carrier communication device that performs communication using a plurality of carriers regardless of whether it is wired or wireless, and more particularly to a band limiting circuit for a transmitter and a receiver.
[0002]
[Prior art]
Prior art 1. In a conventional multi-carrier communication method such as OFDM, a large number of sub-carriers are densely arranged in a wide frequency range, and a band-pass filter or the like is used for transmission over a wide frequency range to be used, and the lowest frequency to be used is used. In the following, and in order to prevent the influence of unnecessary noise components on the frequency band higher than the highest frequency, there is a reserved area of other communication systems within the wide frequency range to be used, Transmitted simply without using the carrier in the corresponding frequency domain. (For example, refer to Patent Document 1 Claim 1)
[0003]
Conventional technology 2. As another example, even within a wide frequency range to be used, before modulation on each carrier, a transmission roll-off filter is added for each carrier, and a band is limited for each carrier, and then a signal of each carrier is added. , Was sending. (For example, see Patent Document 2)
[0004]
Prior art 3. In addition, regarding reception, a redundant signal called a guard interval is added in advance at the time of transmission in order to eliminate the influence of inter-symbol interference caused by group delay or multipath on a transmission path. (For example, see Non-Patent Document 1)
[0005]
Conventional technology 4. As another conventional example of reception, multi-carrier data that repeats the same content at a predetermined cycle for each carrier is received, and only one of the multi-carrier data is taken in and demodulated, or the same content is repeated at a predetermined cycle for each carrier. Is received, all are taken in, multi-carrier data is added, and one symbol is added every predetermined period, and then demodulated. (See, for example, Patent Documents 1 and 3)
[0006]
[Patent Document 1]
JP-A-2000-216752 (pages 3-4, FIG. 1-2, and pages 6-10, FIGS. 8, 13)
[Patent Document 2]
Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-321861 (page 3-5, FIG. 1)
[Non-patent document 1]
Kenji Ueda / Hiroshi Ochi, "What is OFDM?", 1-14, [online], Q-Wave Inc. [Searched September 6, 2002], Internet <URL: http: //www.que- wave.com/ofdn_text.pdf>
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
In a multi-carrier communication method such as OFDM of the prior art 1, transmission data for one symbol is converted from serial to parallel, the data is divided for each of a plurality of carriers to be used, and then the frequency domain is converted using an inverse Fourier transform or the like. From the time domain to the time domain, and the obtained time domain data is converted from parallel to serial, and transmitted as a signal waveform on the time axis. At this time, since the phase and the amplitude are discontinuous between the previous symbol and the current symbol due to the difference in data to be transmitted, the signal spectrum of each carrier is spread over a wide frequency range. Therefore, when there is a reserved area of another communication system within a wide frequency range to be used, and when the transmission is not performed / cannot be used, even if the transmission is performed simply by not using the carrier in the corresponding frequency area, a nearby carrier may be transmitted. However, there is a problem that an undesired spread of the signal spectrum from the communication system affects a reserved area of another communication system.
[0008]
In the multi-carrier communication method of the prior art 2, since a filter is added for each carrier to be used and the band is limited, filters are required by the number of carriers to be used. There was a problem that the scale increased. In addition, there is a problem that it is difficult to apply the modulation when performing the modulation using the inverse Fourier transform.
[0009]
In the multi-carrier communication method of prior art 3, a fixed-length guard interval is added in order to reduce / eliminate the effects of group delay generated on analog circuits for transmission and reception and transmission paths, and inter-symbol interference generated by multipath and the like. However, the guard interval is a redundant signal that is not directly used for demodulation, and there is a problem that adding this guard interval lowers the transfer speed. In addition, accurate synchronization is required to separate the guard interval from the effective symbol, and if accurate synchronization is not performed, the effect of intersymbol interference cannot be reduced or eliminated. Furthermore, when a delay wave due to a group delay or reflection that exceeds the guard interval length occurs, there is a problem that inter-symbol interference cannot be removed.
[0010]
In the multi-carrier communication method of prior art 4, when only one of the multi-carrier data repeated a plurality of times during one symbol period is captured and demodulated, the SNR is lower than when the entire one symbol period is captured and demodulated. There is a problem that it is significantly deteriorated. When all the multi-carrier data repeated a plurality of times during one symbol period is taken in and demodulated after adding one symbol at a predetermined period, group delay caused on a transmission / reception analog circuit or a transmission path, multi-path, etc. If the effects of inter-symbol interference caused by such factors cannot be eliminated, and even if group delay or multipath does not occur, if accurate synchronization cannot be performed, signals of adjacent symbols will be added, causing inter-symbol interference. There was a problem that would.
[0011]
The present invention has been made in order to solve the above-described problems.Although the carriers are dispersed and arranged in a wide frequency range, the band is limited by an inexpensive means, and the band can be changed to an unused band in a wide frequency range. In addition to suppressing unnecessary spectrum spread, in reception, unnecessary noise is removed as much as possible while reducing / eliminating the influence of intersymbol interference without adding redundant data such as a guard interval. An object is to enable good reception.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
The transmitter of the multicarrier communication apparatus according to the present invention has a symbol frequency F sym (N is a specific integer) times the fundamental frequency interval F int And the carrier frequency F cm = F int × m (m is an integer different for each carrier) using a plurality of carriers, and a symbol period T for a multicarrier modulated wave from the multicarrier modulator. sym Then T sym / N is the basic delay time T d And the delay time T dn = T d And a band limiting circuit that generates a plurality of delayed waves having a size of × n (n = 0, 1, 2... [N−1] or less) and combines all the generated delayed waves.
[0013]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a configuration diagram of a transmission part in the multicarrier communication of the present invention.
In FIG. 1, reference numeral 10 denotes a multicarrier modulator that generates multicarrier modulated wave data, 11 denotes a data distributor that receives transmission source data as input, and distributes the data as bit data to a plurality of carriers to be used, and 12 denotes a data distributor for each carrier. A primary modulator that performs modulation such as PSK or QAM according to the input bit data to generate IQ data.13 is a waveform data (time domain data) that converts the input IQ data (frequency domain data) for each carrier. IFFT (Inverse Fourier Transform), 14 is a P / S converter that converts parallel-to-serial conversion of waveform data obtained by IFFT, and 20 is multi-carrier modulation, which is the output of a multi-carrier modulator Wave data, 30 is a band limiting circuit for suppressing a frequency band component other than the carrier frequency to be used, 31 is a delay element for generating a delayed wave, 32 is an adder for synthesizing the generated delayed wave, and 33 is a delayed wave Divider for dividing the composite wave the number of synthesized delayed wave, 40 by the band limiting circuit 30, a multi-carrier modulation wave data is band-limited.
[0014]
Next, the operation will be described.
In the present embodiment, the symbol frequency F sym = 10kHz, frequency interval F of carrier used int = 40 kHz, the number of carriers used is three, and the carrier frequencies are 40 kHz, 80 kHz, and 120 kHz, respectively. Also, the DA sample frequency F of the multicarrier modulated wave smp Is described as 320 kHz.
First, the source data is converted into bit data by the data distributor 11, and further distributed to carriers to be used according to the number of modulation bits of the primary modulator. In FIG. 1, the output of the data distributor 11 is shown as being distributable at 10 kHz × k (k = 0 to 15), but in the present embodiment, the data is distributed to only three of 40, 80, and 120 kHz. Are distributed (solid arrows in the figure), and data is not distributed to other unused carriers (broken arrows in the figure).
[0015]
The bit data distributed for each carrier in this manner is input to the primary modulator 12, where the primary modulator 12 modulates each carrier by an arbitrary modulation method such as PSK or QAM, and outputs IQ data (complex data). Output. Similarly to the data distributor 11, the primary modulator 12 is shown as capable of generating IQ data for 16 carriers of 10 kHz × k (k = 0 to 15). In the, valid IQ data is output only to the three 40, 80, and 120 kHz input bit data (solid arrows in the figure), and 0 + 0i is output to other unused carriers (dashed arrows in the figure) Is done.
[0016]
The IQ data for each carrier obtained in this way is input to the IFFT 13 and data is converted from the frequency domain to the time domain. The IFFT 13 of the present embodiment is illustrated as an IFFT that receives IQ data of 16 carrier frequencies as input and converts it into waveform data of 32 points. With the AD sampling frequency set to 320 kHz, the collectively obtained waveform data becomes multicarrier modulated wave data 20 as serial data by the parallel-serial converter 14.
[0017]
Further, the multicarrier modulated wave data 20 is input to the band limiting circuit 30. In this embodiment, one delay element 31 delays by DA sample period × 8. Therefore, in the band limiting circuit 30, three delayed waves delayed by DA sample period × 8, 16, and 24 are generated, and four signals are combined by the adder 32 together with the signal having no delay. , Is divided by the divider 33 to 1/4, and is output as band-limited multicarrier modulated wave data 40.
[0018]
FIG. 2 is a diagram showing a state of a signal spectrum of the multicarrier communication system according to the present embodiment. FIG. 2A is a diagram showing a signal spectrum of the multicarrier modulated wave data 20 in FIG. In the multicarrier modulator 10, the initial phase and amplitude are different depending on the bit data on which the waveform data (referred to as one symbol) obtained for each IFFT process is modulated. At the boundary between the last data of a symbol and the first data of the next symbol, a discontinuity occurs in phase and amplitude, and as a result, as shown in FIG. An unnecessary spectrum may be generated in the band, which may affect the operation of another communication system or device.
[0019]
On the other hand, FIG. 2B is a diagram showing a signal spectrum of the band-limited multicarrier modulated wave data 40 in FIG. In the present embodiment, since the DA sampling frequency is 320 kHz with respect to the symbol frequency of 10 kHz, one symbol is composed of data of 32 samples. At this time, the signal of the carrier frequency of 40 kHz is one cycle of eight samples, and four cycles are included in one symbol. Similarly, a signal with a carrier frequency of 80 kHz includes one cycle with four samples and eight cycles in one symbol, and a signal with a carrier frequency of 120 kHz includes one cycle with two samples and sixteen cycles in one symbol.
[0020]
Therefore, the least common multiple of each carrier cycle is 8 samples, and the multi-carrier modulated wave data 20 for 1 symbol = 32 samples becomes the same waveform data four times for every 8 samples. On the other hand, one delay element 31 is designed to generate a delay of 8 samples. In this case, within the same symbol, the three delayed waves generated in the band limiting circuit 30 are the same as those without delay. Are averaged by the adder 32 and the divider 33, and the information of the carrier frequency is held.
[0021]
On the other hand, for data in which there is a discontinuity in the phase or amplitude between the preceding and succeeding symbols, the discontinuous boundary is smoothly relaxed, and as a result, as shown in FIG. Becomes smaller, and the influence on bands other than the carrier frequency is reduced.
[0022]
In this embodiment, the number of delayed waves in the band limiting circuit is n = 3, but N = F int / F sym N may be any positive integer equal to or less than N-1.
[0023]
As described above, the symbol frequency F sym (N is a specific integer) times the fundamental frequency interval F int And the carrier frequency F cm = F int × m (m is an integer different for each carrier), and a symbol period T sym Then T sym / N is the basic delay time T d And the delay time T dn = T d × n (n = 0, 1, 2... [N−1] or less), a plurality of delayed waves are generated, and all the generated delayed waves are combined to limit the band. Unnecessary spread of spectrum to unused frequency bands can be limited by a circuit having an inexpensive configuration.
[0024]
Embodiment 2 FIG.
In the first embodiment, one band limiting circuit limits the spread of the spectrum to bands other than the used frequency. Next, a plurality of small band limiting circuits are connected in series. An embodiment for limiting the spread of a spectrum to a band other than the used frequency will be described.
FIG. 3 is a configuration diagram of a transmission part in multicarrier communication in such a case.
10 omits the internal configuration, but is a multi-carrier modulator similar to that of FIG. 1, 30a is a first band limiting circuit, 30b is a second band limiting circuit, and 30 is two internally 30a and 30b. This is a band limiting circuit having a circuit in which small band limiting circuits are connected in series. 31a and 31b are delay elements, and both have the same delay amount. 32a and 32b are adders for synthesizing the respective delayed waves, and 33a and 33b are dividers according to the number of delayed waves (i and j) added.
[0025]
Next, the operation will be described.
The operation of the multicarrier modulator 10 is the same as in the first embodiment. The multicarrier modulated wave data generated by the multicarrier modulator 10 is input to the band limiting circuit 30. In the band limiting circuit 30, first, it is input to the first band limiting circuit 30a, and i (corresponding to n in the first embodiment) delayed waves are generated by the delay element 31a and divided by the adder 32a. Are averaged by the unit 33a. Further, the delay wave is input to the second band limiting circuit 30b, the delay element 31b generates j delayed waves again, and the average is calculated by the adder 32b and the divider 33b.
[0026]
The output of the second band limiting circuit is output from the band limiting circuit 30 as it is as band-limited multicarrier modulated wave data 40. In this case as well, as described with reference to FIG. 2 in the first embodiment, both the first band limiting circuit 30a and the second band limiting circuit 30b hold carrier frequency information in the same symbol. You. On the other hand, for data in which there is a discontinuity in the phase or amplitude between the preceding and succeeding symbols, the discontinuous boundary is smoothly relaxed, and as a result, as shown in FIG. Becomes smaller, and the influence on bands other than the carrier frequency is reduced.
[0027]
As described above, the symbol frequency F sym (N is a specific integer) times the fundamental frequency interval F int And the carrier frequency F cm = F int × m (m is an integer different for each carrier), and a symbol period T sym Then T sym / N is the basic delay time T d And the delay time T dn = T d .Times.i (i = 0, 1, 2... [N-1] or a positive integer less than or equal to [N-1]) and a first band limiting function of generating a plurality of delayed waves and combining all the generated delayed waves. For a signal wave obtained by the first band limiting function, a value corresponding to i of the first band limiting function is set to j (j is a positive integer equal to or less than 0, 1,... [Ni-1]). Since the band is limited by connecting the two band limiting functions in series, unnecessary spread of spectrum to unused frequency bands can be limited by a circuit having an inexpensive configuration.
[0028]
In the present embodiment, the first band limiting circuit 30a and the second band limiting circuit 30b are configured to be connected in series.However, the delay band generated in the plurality of band connected circuits connected in series is If the total is equal to or smaller than N-1, more band limiting circuits such as the third, fourth,... May be connected.
[0029]
Embodiment 3 FIG.
In the above embodiment, the transmission part of the multicarrier communication is described. In the third embodiment, an example of the reception part will be described.
FIG. 4 is a configuration diagram of a receiving portion in the multicarrier communication of the present invention.
In FIG. 4, reference numeral 50 denotes a band limiting circuit for suppressing a frequency band component other than the carrier frequency to be used; 51, a delay element for generating a delayed wave; 52, an adder for synthesizing the generated delayed wave; A divider that divides the composite wave of the waves by the number of delayed waves synthesized, a multicarrier demodulator that demodulates the multicarrier modulated wave data as received data, a serializer that converts the band-limited multicarrier modulated received wave data into serial data. S / P converter for parallel conversion and output, 62 is a data selector for selecting and outputting one part from waveform data for one symbol, 63 is IQ data (time domain data) for the selected waveform data FFT (Fourier Transform) to convert to area data), 64 is a primary demodulator that generates bit data by demodulating the input IQ data for each carrier, such as PSK or QAM, according to the modulation method at the time of transmission, 65 is the cap This is a data combiner that combines bit data divided for each rear and outputs the combined data as reception data.
[0030]
Next, the operation will be described.
In the present embodiment, the symbol frequency F sym = 10kHz, frequency interval F of carrier used int = 40 kHz, the number of carriers used is three, and the carrier frequencies are 40 kHz, 80 kHz, and 120 kHz, respectively. Also, the AD sample frequency F of the multicarrier modulated wave smp Is described as 320 kHz.
First, the received signal is input to the band limiting circuit 50. In this embodiment, one delay element 51 delays by the AD sample period × 8. Therefore, in the band limiting circuit 50, three delayed waves delayed by AD sample period × 8, 16, and 24 are generated, and four signals are combined by the adder 52 together with the signal having no delay. , Is divided by the divider 53 into / 4, and becomes waveform data in which frequency band components other than the carrier frequency to be used are suppressed. The waveform data in which unnecessary frequency components have been suppressed in this way are input to the multicarrier demodulator 60, and are first converted by the S / P converter 61 into parallel data for one symbol.
[0031]
In this embodiment, 1 symbol = 32 samples (AD sample frequency F smp / Symbol frequency F sym = 320kHz / 10kHz = 32), but the band-limited circuit 50 delays up to 24 samples (because 1 delay element = 8 sample delay, up to 3 delay elements are connected in series) Since only the samples within the same symbol have been added and averaged, only eight samples have been averaged, and the other samples are affected by the signal components of the preceding and succeeding symbols. Therefore, the data selector 62 selects and outputs only eight consecutive samples added by only the samples in the same symbol from the 32 samples of the parallel-converted waveform data. The selected waveform data is input to the FFT 63 and data is converted from the time domain to the frequency domain. The FFT 63 of the present embodiment is illustrated as an FFT that receives eight waveform data as inputs and converts the waveform data into IQ data of four carrier frequencies.
[0032]
The four IQ data thus obtained correspond to frequency information of 0 kHz, 40 kHz, 80 kHz, and 120 kHz. The IQ data converted by the FFT 63 is demodulated into bit data by a primary demodulator 64 according to a demodulation method such as PSK or QAM corresponding to a modulation method at the time of transmission for each carrier, and further, by a data combiner 65, for each carrier. The distributed bit data is combined and the received data is output.
[0033]
In this embodiment, the number of delayed waves in the band limiting circuit is n = 3, but N = F int / F sym N may be any positive integer equal to or less than N-1. For example, when n = 2, in the output data of the band limiting circuit, 16 samples are obtained by averaging only the samples within the same symbol, and the other samples are affected by the signal components of the preceding and succeeding symbols. is recieving.
[0034]
Therefore, the data selector 62 selects and outputs only 8 consecutive samples from an arbitrary position out of 16 consecutive samples added by only the samples in the same symbol out of the 32 samples of the parallel converted waveform data. Do it. Further, when n = 1, in the output data of the band limiting circuit, the number of samples obtained by averaging only the samples within the same symbol is 24, and the other samples are affected by the signal components of the preceding and succeeding symbols. is recieving. Therefore, the data selector 62 selects and outputs only 8 consecutive samples from an arbitrary position, out of the continuous 24 samples added by only the samples within the same symbol, out of the 32 samples of the parallel-converted waveform data. Do it. By changing the value of n in this way, the larger the value of n, the more sample data in one symbol is used for demodulation, so that more noise components in bands other than the carrier frequency are suppressed. it can.
[0035]
However, on the other hand, the influence of intersymbol interference such as group delay or multipath or symbol synchronization error occurring near the symbol boundary increases. Conversely, as the value of n is smaller, only a part of the sample data in one symbol is used for demodulation, so a large group delay, a reflected wave from a distance, or an inexpensive low-precision symbol synchronization function However, even in the case of having only one, the effect of intersymbol interference can be eliminated or reduced. However, on the other hand, it has the property that noise components in bands other than the carrier frequency cannot be suppressed so much.
[0036]
As described above, the symbol frequency F sym (N is a specific integer) times the fundamental frequency interval F int And the carrier frequency F cm = F int × m (m is an integer different for each carrier), using a plurality of carriers, and transmitting and receiving data modulated signals without adding a guard interval or the like for preventing interference for each symbol. The symbol period T sym Then T sym / N is the basic delay time T d And the delay time T dn = T d × n (n = 0, 1, 2... [N−1] or less), a plurality of delayed waves are generated, and a band limiting function of combining all generated delayed waves is provided. It is not necessary to add a guard interval, which is data, and the throughput can be improved.
[0037]
Further, by arbitrarily selecting the value of n, the value of n is increased to emphasize noise resistance, or the value of n is reduced to emphasize resistance to inter-symbol interference such as group delay or multipath. Alternatively, the value of n may be set to an intermediate level to provide resistance to both noise and inter-symbol interference, or to use an inexpensive receiver with low symbol synchronization performance for the same transmission signal without a guard interval. It is possible to easily realize a receiving method having a high tolerance.
[0038]
Embodiment 4 FIG.
In the third embodiment, the n value of the band limiting circuit is determined in advance. In the fourth embodiment, an example will be described in which the n value is adaptively determined and changed according to the reception situation.
FIG. 5 is a configuration diagram of a receiving part in the multicarrier communication of the present invention.
In FIG. 5, reference numeral 70 denotes an n-value determination circuit for determining an n-value from a received signal; 71, an inter-symbol interference amount measuring device for measuring an inter-symbol interference amount in a current reception situation; and 72, a noise amount measured and stored before reception. An SNR measuring device 73 obtains an SNR (signal-to-noise ratio) from the measurement result of the current received signal. An n-value judging device 73 determines an optimum n-value from the measured inter-symbol interference amount and SNR. Reference numeral 80 denotes an n-value variable band limiting circuit capable of changing the internally generated delay wave number according to the n-value input output from the n-value determination circuit; 81, a delay element for generating a delay wave; An adder 83 for combining the delayed waves thus obtained, and a divider 83 for dividing the combined delayed wave by the number of the delayed waves combined. Reference numeral 60 denotes a multi-carrier demodulator similar to that shown in FIG.
[0039]
Next, the operation will be described.
First, the received signal is input to the n-value determination circuit 70, and the inter-symbol interference amount measuring device 71 measures the inter-symbol interference amount caused by group delay, multipath, symbol synchronization error and the like, and at the same time, the SNR measuring device 72 The amount of noise is measured and stored from the received signal when there is no signal on the carrier, and the amount of carrier is measured at the time of reception to measure the SNR. The measured inter-symbol interference amount and SNR are input to the n-value determiner 73, and the optimum n-value is determined according to the current reception situation. In the n-value variable band limiting circuit 80, a predetermined delay amount (AD sample frequency F smp / Carrier frequency interval F int = S samples) are generated in series, and n delayed waves obtained by connecting n delayed elements 81 in series are generated and averaged by an adder 82 and a divider 83 together with those having no delay. The operation of the multicarrier demodulator 60 is the same as in the third embodiment.
[0040]
As described above, the symbol frequency F sym (N is a specific integer) times the fundamental frequency interval F int And the carrier frequency F cm = F int XM (m is an integer different for each carrier) is used, and the level of noise (amplitude and power) for each carrier frequency when there is no carrier signal and the carrier signal when receiving are used. It has a function to detect the level (amplitude and power) of the signal for each carrier frequency at the time and a function to detect the degree of inter-symbol interference due to group delay or reflection at each carrier frequency when there is a carrier signal. , And the symbol period T sym Then T sym / N is the basic delay time T d And the delay time T dn = T d × n (n = 0, 1, 2... [N−1] or less positive integer) has a band limiting function of generating a plurality of delayed waves and synthesizing all the generated delayed waves. Has a function of determining the range of n of the band limiting function (n = 0 to how many) based on the level and the degree of the inter-symbol interference. Since the degree of band limitation is dynamically changed, it is not necessary to add a guard interval, which is redundant data, and the throughput can be improved. Furthermore, since the value of n is optimally selected according to the reception situation such as the amount of intersymbol interference and the SNR, it is possible to perform better reception in response to an unpredictable change in the reception situation in advance. Become.
[0041]
Embodiment 5 FIG.
In the above embodiment, an example in which band limitation is performed only at the time of transmission or reception has been described. In the fifth embodiment, an example of a case where band limitation is performed at both transmission and reception will be described. .
FIG. 6 is a configuration diagram of the transmission and reception parts in the multicarrier communication of the present invention.
10 omits the internal configuration, but is a multi-carrier modulator similar to that of FIG. 1, 30 is a transmission-side band limiting circuit that suppresses frequency band components other than the used carrier frequency, and 31 generates a delayed wave 32 is an adder for synthesizing the generated delayed waves, and 33 is a divider for dividing the number of delayed waves obtained by synthesizing the synthesized waves of the delayed waves.
Furthermore, 50 is a band limiting circuit on the receiving side that suppresses frequency band components other than the carrier frequency to be used, 51 is a delay element for generating a delayed wave, 52 is an adder that synthesizes the generated delayed wave, 53 is A divider 60 that divides the synthesized wave of the delayed waves by the number of the synthesized delayed waves, and 60 is a multi-carrier demodulator similar to that shown in FIG.
[0042]
Next, the operation will be described.
The operation of the multicarrier modulator 10 is the same as in the first embodiment. The multicarrier modulated wave data generated by the multicarrier modulator 10 is input to the band limiting circuit 30 on the transmission side. In the band limiting circuit 30, the delay element 31 generates i delayed waves, and outputs them after averaging by the adder 32 and the divider 33. The above is the operation on the transmission side, after which the operation is output to the transmission path.
Next, the signal input from the transmission path is input to the band limiting circuit 50 on the receiving side. In the band limiting circuit 50, j delay waves are generated by the delay element 51 and output after being averaged by the adder 52 and the divider 53. The operation of multicarrier demodulator 60 is the same as in the third embodiment.
[0043]
The state of the change of the multicarrier modulated wave by the band limiting circuit at the time of transmission and reception will be described using more specific numerical values. In the following description, the symbol frequency F sym = 10kHz, frequency interval F of carrier used int = 160 kHz, the number of carriers used is three, and the carrier frequencies are 160 kHz, 320 kHz, and 480 kHz, respectively. Also, the AD sample frequency F of the multicarrier modulated wave smp = 1.28 MHz. Therefore, one symbol is composed of 128 samples, and the delay amount S = F of the delay elements 31 and 51 in the band-limiting circuits 30 and 50. smp / F int = 1.28MHz / 160kHz = 8 samples. Further, it is assumed that the number of delayed waves generated in the band limiting circuit 30 during transmission is i = 7, and the number of delayed waves generated in the band limiting circuit 50 during reception is j = 7.
[0044]
FIG. 7 is a diagram showing a multicarrier modulated wave signal according to the present embodiment. FIG. 7A shows a multi-carrier modulated wave output from the multi-carrier modulator 10. Symbols 100a, 100b, and 100c are symbols modulated with different data, respectively, and are synthesized waves of three carrier signals. It has become. Since one symbol is composed of 128 samples and different data is modulated for each symbol, the phase and amplitude are discontinuous at the symbol boundary, but the same symbol has a continuous signal waveform with both phase and amplitude.
[0045]
FIG. 7B shows a multicarrier modulated wave after band limitation output from the band limitation circuit 30 at the time of transmission. 111a, 111b and 111c are portions where the interference between adjacent symbols is generated by the band limiting circuit 30 and the waveform is distorted.In this example, the delay amount of the delay element 31 (8 samples) × delay wave generation The number (7) = 56 samples. 110a, 110b, and 110c are portions that are not affected by the band limiting circuit 30, and are 72 samples in this example. Note that the signal is delayed by the band limiting circuit 30, and in this example, the symbol boundary position is delayed by 28 samples.
[0046]
FIG. 7C shows a multicarrier modulated wave after band limitation output from the band limiting circuit 50 at the time of reception. Reference numerals 121a, 121b, and 121c denote portions where interference between adjacent symbols occurs due to the band limiting circuit 30 at the time of transmission and the band limiting circuit 50 at the time of reception, and distortion occurs in the waveform. It becomes. 120a, 120b, and 120c are portions that are not affected even after passing through the band limiting circuit 30 at the time of transmission and the band limiting circuit 50 at the time of reception, and in this example, they are 16 samples. The signal is delayed by the band limiting circuit 50. In this example, the symbol boundary position is further delayed by 28 samples compared to FIG. 7B.
[0047]
In the multicarrier demodulator 60, the received data of the multicarrier modulated wave obtained in this manner is a signal range 120a, 120b, 120c not affected by the band limiting circuit, and is an arbitrary continuous data common to each symbol. Eight samples are extracted, divided by the FFT 63 for each carrier, and then demodulated.
[0048]
As described above, the symbol frequency F sym (N is a specific integer) times the fundamental frequency interval F int And the carrier frequency F cm = F int × m (where m is an integer different for each carrier), and at the time of transmission, the symbol period T sym Then T sym / N is the basic delay time T d And the delay time T dn = T d × n (n = 0, 1, 2... [N-1] or less positive integer) and a band limiting function of generating a plurality of delayed waves and combining all the generated delayed waves. Each transmission is performed without adding a guard interval or the like for preventing interference. sym Then T sym / N is the basic delay time T d And the delay time T dn = T d × n (n = 0, 1, 2... [N−1] or less positive integer), a plurality of delayed waves are generated, and a band limiting function for combining all generated delayed waves is provided. It is not necessary to add a guard interval, which is important data, and the throughput can be improved.
[0049]
Further, the spread of spectrum to unnecessary bands can be suppressed by the band limiting circuit 30 at the time of transmission. In addition, although a noise component is added on the transmission path, when the noise component is assumed to be complete white noise, the signal in the range of 120a, 120b, and 120c is received by the band limiting circuit 50 at the time of reception. The noise component can be reduced to 1/8 of the signal in the range of 110a, 110b, 110c in the signal diagram (b). Furthermore, at the time of demodulation, demodulation can be performed with only any eight consecutive samples out of the 16 samples of 120a, 120b, and 120c, so that high-precision symbol synchronization performance is not required, and data near symbol boundaries can be used. Therefore, it is possible to reduce / eliminate the influence of intersymbol interference due to the effects of group delay, reflection, and the like occurring on the transmission path.
[0050]
Embodiment 6 FIG.
In the fifth embodiment, the i and j values of the band limiting circuit are determined in advance both at the time of transmission and at the time of reception. In the sixth embodiment, n and n of the band limiting circuit at the time of reception are set according to the reception situation. An example of a case where the value is adaptively determined / changed will be described.
FIG. 8 is a configuration diagram of a transmission and reception part in the multicarrier communication of the present invention.
10 omits the internal configuration, but is a multi-carrier modulator similar to that of FIG. 1, 30 is a transmission-side band limiting circuit that suppresses frequency band components other than the used carrier frequency, and 31 generates a delayed wave 32 is an adder for synthesizing the generated delayed waves, and 33 is a divider for dividing the number of delayed waves obtained by synthesizing the synthesized waves of the delayed waves.
[0051]
Further, 70 is an n-value determination circuit that determines the n-value from the received signal, 71 is an inter-symbol interference amount measuring device that measures the inter-symbol interference amount in the current reception situation, 72 is a device that measures and stores the noise amount before reception, An SNR measuring device 73 for obtaining an SNR (signal-to-noise ratio) from the measurement result of the current received signal, and an n-value judging device 73 for judging an optimum n-value from the measured inter-symbol interference amount and SNR.
Reference numeral 80 denotes an n-value variable band limiting circuit capable of changing the internally generated delay wave number according to the n-value input output from the n-value determination circuit; 81, a delay element for generating a delay wave; An adder 83 for combining the delayed waves thus obtained, and a divider 83 for dividing the combined delayed wave by the number of the delayed waves combined. Reference numeral 60 denotes a multi-carrier demodulator similar to that shown in FIG.
[0052]
Next, the operation will be described.
The operation of the multicarrier modulator 10 is the same as in the first embodiment. The multicarrier modulated wave data generated by the multicarrier modulator 10 is input to the band limiting circuit 30 on the transmission side. In the band limiting circuit 30, the delay element 31 generates i delayed waves, and outputs them after averaging by the adder 32 and the divider 33. The above is the operation on the transmission side, after which the operation is output to the transmission path.
[0053]
Next, the received signal input from the transmission path is input to the n-value determination circuit 70, and the inter-symbol interference amount measuring device 71 measures the inter-symbol interference amount caused by group delay, multipath, symbol synchronization error, etc. At the same time, the SNR measuring device 72 measures and stores the noise amount from the received signal when there is no signal on the carrier, measures the carrier amount at the time of reception, and measures the SNR. The measured inter-symbol interference amount and SNR are input to the n-value determiner 73, and the optimum n-value is determined according to the current reception situation. In the n-value variable band limiting circuit 80, a predetermined delay amount (AD sample frequency F smp / Carrier frequency interval F int = S samples) are generated in series, and n delayed waves obtained by connecting n delayed elements 81 in series are generated and averaged by an adder 82 and a divider 83 together with those having no delay. The operation of multicarrier demodulator 60 is the same as in the third embodiment.
[0054]
As described above, the symbol frequency F sym (N is a specific integer) times the fundamental frequency interval F int And the carrier frequency F cm = F int × m (where m is an integer different for each carrier), and at the time of transmission, the symbol period T sym Then T sym / N is the basic delay time T d And the delay time T dn = T d × n (n = 0, 1, 2... [N−1] or less), a plurality of delayed waves are generated, and a band limiting function of combining all generated delayed waves is provided. The transmission is performed without adding a guard interval or the like for preventing interference, and the level of noise (amplitude and power) for each carrier frequency when there is no carrier signal and each carrier when there is a carrier signal are received. It has a function to detect the level (amplitude and power) of a signal for each frequency, a function to detect the degree of inter-symbol interference due to group delay, reflection, etc. for each carrier frequency when a carrier signal is present. Period T sym Then T sym / N is the basic delay time T d And the delay time T dn = T d × n (n = 0,1,2... [N−1] or less), has a band limiting function of generating a plurality of delayed waves and synthesizing all the generated delayed waves, noise level and signal level Has a function of determining the range of n (n = 0 to how many) of the band limiting function based on the degree of inter-symbol interference, and according to the noise and signal levels and the degree of inter-symbol interference, Since the degree of band limitation is dynamically changed, it is not necessary to add a guard interval, which is redundant data, and the throughput can be improved. Further, the spread of spectrum to unnecessary bands can be suppressed by the band limiting circuit 30 at the time of transmission. In addition, since the value of n is optimally selected according to the reception state such as the amount of intersymbol interference and SNR, it is possible to perform better reception in response to unpredictable changes in the reception state in advance. Become.
[0055]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the symbol period T is applied to the multicarrier modulated wave generated by the multicarrier modulator. sym Then T sym / N is the basic delay time T d And the delay time T dn = T d × n (n = 0, 1, 2... [N−1] or less), a plurality of delayed waves are generated, and a band limiting circuit is provided so as to combine all the generated delayed waves. Unnecessary spread of spectrum to unused frequency bands can be limited by an inexpensive configuration.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a transmission part in a multicarrier communication apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram of a signal spectrum of the multicarrier communication device according to the first embodiment.
FIG. 3 is a configuration diagram of a transmission part in multicarrier communication according to Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 4 is a configuration diagram of a receiving portion in multicarrier communication according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 5 is a configuration diagram of a receiving part in multicarrier communication according to Embodiment 4 of the present invention.
FIG. 6 is a configuration diagram of transmission and reception portions in multicarrier communication according to Embodiment 5 of the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing a multicarrier modulated wave signal according to Embodiment 5 of the present invention.
FIG. 8 is a configuration diagram of transmission and reception parts in multicarrier communication according to Embodiment 6 of the present invention.
[Explanation of symbols]
10: Multicarrier modulator, 11: Data distributor, 12: Primary modulator, 13: IFFT (inverse Fourier transform), 14: P / S converter, 20: Multicarrier modulated wave data, 30: Band limiting circuit , 31: delay element, 32: adder, 33: divider, 40: multicarrier modulated wave data, 50: band limiting circuit, 51: delay element, 52: adder, 53: divider, 60: multicarrier Demodulator, 61: S / P converter, 62: data selector, 63: FFT (Fourier transform), 64: primary demodulator, 65: data combiner, 70: n-value decision circuit, 71: intersymbol interference Quantity measuring device, 72: SNR measuring device, 73: n value judging device :, 80: n value variable band limiting circuit, 81: delay element, 82: adder, 83: divider.
