JP2004193670A

JP2004193670A - Despreading method in wireless communication

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Publication number: JP2004193670A
Application number: JP2002355743A
Authority: JP
Inventors: Masaaki Fujii; 正明藤井
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2002-12-06
Filing date: 2002-12-06
Publication date: 2004-07-08
Anticipated expiration: 2022-12-06
Also published as: JP4091412B2

Abstract

【課題】パイロットが符号多重されているフレーム構成の送信信号に対してＭＭＳＥＣの逆拡散合成係数を導出する新規な逆拡散方法を提供する。
【解決手段】各受信サブキャリアにパイロットの拡散符号を用いて逆拡散を行った後にパイロットの変調位相成分を除去してチャネル推定値を求める。該チャネル推定値と拡散符号とパイロットとからパイロットのレプリカを生成してパイロットの電力を求める。次に、使用されていない拡散符号で使用されている拡散符号と直交する拡散符号を用いて逆拡散を行って雑音成分を抽出して雑音電力を求める。次に、受信サブキャリアの電力から雑音電力を減算して総受信電力を求める。この総受信電力とパイロットの電力から、送信総信号電力と当該ユーザに割り当てられている信号電力の比を求め、チャネル推定値、雑音電力、および、信号電力の比の値から最小平均２乗誤差合成用の逆拡散係数を計算して逆拡散を行う。
【選択図】図１A novel despreading method for deriving a despreading synthesis coefficient of MMSEC for a transmission signal having a frame configuration in which pilots are code-multiplexed is provided.
After performing despreading using a pilot spreading code for each received subcarrier, a modulation phase component of the pilot is removed to obtain a channel estimation value. A pilot replica is generated from the channel estimation value, the spreading code, and the pilot, and the power of the pilot is obtained. Next, despreading is performed using a spreading code that is orthogonal to the spreading code used in the unused spreading code to extract noise components and obtain noise power. Next, the total received power is determined by subtracting the noise power from the received subcarrier power. From the total received power and the pilot power, the ratio of the total transmitted signal power to the signal power allocated to the user is determined, and the minimum mean square error is calculated from the channel estimation value, noise power, and signal power ratio value. Despreading is performed by calculating a despreading coefficient for synthesis.
[Selection diagram] Fig. 1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、移動通信、無線通信において使用されるＭＣ−ＣＤＭ（マルチキャリア符号分割多重）方式あるいはＯＦＤＭ−ＣＤＭ（直交周波数分割多重符号分割多重）方式に係り、特に、時間方向と周波数方向の２次元拡散による送信信号を受信機において逆拡散する逆拡散方法に閔する。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ−ＣＤＭ方式における拡散方法として図８に示す２次元拡散がある。これは周波数方向拡散のみでは周波数選択性の影響によりコード干渉を受けやすく、また、時間方向拡散のみではドップラー周波数の影響によりコード間干渉を受けやすいという問題を軽減する方法として知られている。また２次元拡散の拡散率は、周波数方向の拡穀率と時間方向の拡散率の積となるため、拡散率を大きくできるという利点があり、セル間干渉の影響が無視できない場合に有効である。
【０００３】
この２次元拡散に対する逆拡散方法として、周波数方向の逆拡散には最小平均２乗誤差合成（ＭＭＳＥＣ：ｍｉｎｉｍｕｍｍｃａｎｓｑｕａｒｅｅｒｒｏｒｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）を使用し、時間方向の逆拡散には等利得合成（ＥＧＣ）を使用するのが良いことが知られている。ＭＭＳＥＣを行うには、チャネル推定のほかに、雑音電力の推定と、全送信電力対希望ユーザ送信電力比の推定が必要となる。ＭＭＳＥＣの合成係数Ｗｍは、各サブキャリアでのチャネル推定値
【数１】

雑音電力推定値Ｎ、全送信電力対希望ユーザ送信電力比推定値Ｄを用いて以下のように表される。
【数２】

【０００４】
ここで、ｍ（＝１，…，Ｎｃ）はサブキャリア番号である。また、＊は共役複素数を示している。従来、このＭＭＳＥＣは図９に示すように、パイロット信号がデータ信号部分と時間多重されたフレーム構成に対して検討されている（非特許文献１参照）。
【０００５】
【非特許文献１】
前田、新、安部田、佐和橋著「ＳＩＲ推定に基づくＭＭＳＥ合成を用いた下りリンクブロードバンドＯＦＣＤＭパケット伝送の特性」電気情報通信学会信学技報ＲＣＳ２００１−１６６、ｐｐ．１０５−１１１（２００１年１０月）
【０００６】
この場合のＭＭＳＥＣ用合成係数は以下のようにして導出される。図１０に、この導出過程を流れ図によって示す。
（１）パイロット信号部分の受信信号と、パイロット信号との相関により各サブキャリアでのチャネル応答を推定し、推定値
【数３】

を得る（図１０のステップＳ１）。
（２）このチャネル推定値とパイロット信号、スクランブルコードを用いて各受信サブキャリア信号のレプリカを生成する（ステップＳ２）。
（３）各サブキャリアにおいて受信サブキャリア信号からレプリカを減算して雑音成分を抽出する（ステップＳ３）。
【０００７】
（４）雑音成分の絶対値２乗を計算して、パイロット信号部分のシンボル数とサブキャリア数で平均することにより雑音電力Ｎを求める（ステップＳ４）。
（５）データ信号部分の電力を計算してデータ信号部分のシンボル数とサブキャリア致で平均することにより平均電力を求める（ステップＳ５）。
（６）求めた平均電力から雑音電力を減算して平均データ信号電力を求める（ステップＳ６）。
（７）パイロット信号部分の電力を計算してパイロット信号部分のシンボル数とサブキャリア数で平均することにより平均電力を求める（ステップＳ７）。
（８）求めた平均電力から雑音電力を減算して平均パイロット信号電力を求める（ステップＳ８）。
【０００８】
（９）平均データ信号電力と平均パイロット信号電力の比から、全送信電力対希望ユーザ送信電力比Ｄを求める（ステップＳ９、Ｓ１０）。このとき、パイロット信号電力対１ユーザあたりの信号電力比が必要となるがこの値は受信側で既知である。
（１Ｏ）得られたチャネル推定値、雑音電力Ｎ、全送信電力対希望ユーザ送信電力比Ｄを用いてＭＭＳＥＣの合成係数を求める（ステップＳ１１）。
（１２）得られたＭＭＳＥＣ係数を用いて受信サブキャリア信号に対して逆拡散を行う（ステップＳ１２）。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来の２次元拡散による通信方式は、パイロット信号がデータと時間的に分離されているフレーム構成であるので、雑音電力や全送信電力対希望ユーザ送信電力比を推定しやすい利点があるが、フェージングが早くなってくるとフェージングに対する特性が劣化する欠点がある。また、パイロット信号が短かく、このため、異なるパイロットを付加できない欠点がある。
【００１０】
これに対し、パイロット信号とデータ信号を符号多重する通信方式が考えられる。しかし、この方式は、ユーザ信号が未知であるため受信信号のレプリカを生成するのが困難であることから、雑音電力を推定しづらく、未だ、好適な逆拡散方法が開発されていない。
【００１１】
本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、その目的は、パイロット信号が符号多重されているフレーム構成に対してＭＭＳＥＣの逆拡散合成係数を導出して逆拡散を行う新規な逆拡散方法を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明は上記の課題を解決するためになされたもので、請求項１に記載の発明は、マルチキャリア符号分割多重方式あるいは直交周波数分割多重符号分割多重方式において、拡散符号を用いて拡散されたパイロット信号と拡散符号を用いて拡散されたユーザ信号とを符号多重して構成したフレーム信号を、受信機において逆拡散する逆拡散方法において、各受信サブキャリア信号においてパイロット信号に割り当てられている拡散符号を用いて逆拡散を行った後にパイロット信号の変調位相成分を除去してチャネル推定値を求める第１の処理と、得られたチャネル推定値と拡散符号と前記パイロット信号とからパイロット信号部分の受信レプリカを生成してパイロット信号の電力を求める第２の処理と、使用されていない拡散符号で使用されている拡散符号と直交する拡散符号を用いて逆拡散を行って雑音成分を抽出して雑音電力を求める第３の処理と、前記受信サブキャリア信号の電力を計算して前記雑音電力を減算することにより総受信電力を求める第４の処理と、この総受信電力と前記パイロット信号の電力から、送信総信号電力と当該ユーザに割り当てられている信号電力の比を求める第５の処理と、前記第１の処理によって得られたチャネル推定値、前記第３の処理によって得られた雑音電力、および、前記第５の処理によって得られた比の値から最小平均２乗誤差合成用の逆拡散係数を計算して前記受信サブキャリア信号の逆拡散を行う第６の処理とを具備することを特徴とする無線通信における逆拡散方法である。
【００１３】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の無線通信における逆拡散方法において、前記第５の処理は、前記第４の処理によって得られた送受信電力を前記第２の処理によって得られたパイロット信号の電力を除算し、その結果にパイロット信号電力対１ユーザ当たりの信号電力比を乗算する処理であることを特徴とする。
【００１４】
請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の無線通信における逆拡散方法において、前記受信サブキャリア信号から前記パイロット信号のレプリカを減算する第７の処理を設け、前記第６の処理は、前記受信サブキャリア信号に代えて前記第７の処理によって得られた信号に対し逆拡散を行うことを特徴とする。
請求項４に記載の発明は、請求項３に記載の無線通信における逆拡散方法において、前記第５の処理は、前記第４の処理によって得られた送受信電力を前記第２の処理によって得られたパイロット信号の電力を除算し、その結果から１を減算し、その減算結果にパイロット信号電力対１ユーザ当たりの信号電力比を乗算する処理であることを特徴とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照し、この発明の実施の形態について説明する。図１はこの発明の第１の実施の形態による逆拡散方法の流れ図であり、図２はフレーム構成を示す図である。この図に示すように、この逆拡散方法が適用されるフレーム構成においては、パイロット信号もデータ信号と同様に符号多重されている。また、図３〜図６は図１に示す流れ図における各ステップをさらに詳細に記載した流れ図である。
【００１６】
次に、これらの図に従って、本発明の第１の実施形態による逆拡散方法を説明する。
（１）図３に示すように、受信信号を、ガードインターバル除去を行った後、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって受信サブキャリア信号に分離し、各受信サブキャリア信号をパイロット信号を拡散した拡散コードを用いて時間方向に逆拡散し、各パイロット信号の変調位相成分を除去して各サブキャリアでのチャネル応答を求め、各チャネル推定値を得る（図１のステップＳａ１〜Ｓａ３）。
（２）図４に示すように、パイロット信号に拡散コードを乗算し、その結果に上記の処置で得られたチャネル推定値を乗算してパイロット信号のレプリカ信号を生成する。次に、レプリカ信号の１サブキャリア当たりの平均信号電力を計算し、次いで、１シンボル当たりの平均信号電力を計算する（図１のステップＳａ４、ＳＡ５）。すなわち、レプリカ信号の時間方向平均および周波数方向の平均を計算する。
【００１７】
（３）図５に示すように、受信信号の１サブキャリア当たりの平均電力を計算し、次いで、１シンボルあたりの平均電力を計算する（図１のステップＳａ６）。
（４）図６に示すように、パイロット信号とデータ信号を拡散した拡散コード以外の拡散コードで時間方向に直交する拡散コードを用いて、時間方向に受信サブキャリア信号を逆拡散し、雑音成分を抽出する。このとき、雑費成分の加算平均により平均された雑音の分散は平均数分になることに注意して正規化しておく。次に、各サブキャリアで雑音成分の電力を計算し、サブキャリア全体で平均して平均雑音電力Ｎを求める（図１のステップＳａ７、Ｓａ８）。
【００１８】
（５）ステップＳａ６において求めた平均電力から、ステップＳａ８において求めた平均雑音電力を減算して平均信号電力を求める（ステップＳａ９）。
（６）ステップＳａ９によって得られた平均信号電力と、ステップＳａ５によって得られた平均パイロット信号電力の比を計算し（ステップＳａ１０）、次いで、その結果に、パイロット信号電力対１ユーザ当たりの信号電力比を乗算して（ステップＳａ１１）、全送信電力対希望ユーザ送信電力比Ｄを求める。
また、送信側でパイロット信号電力対１ユーザ当たりの信号電力比が１でない場合には、このパイロット信号電力対データ信号電力比（α^２）で正規化し、全送信電力対希望ユーザ送信電力比Ｄを次式により求める。
【数４】

【００１９】
（７）ステップＳａ３において得られたチャネル推定値、ステップＳａ８において得られた雑音電力Ｎ、ステップＳａ１１において得られた全送信電力対希望ユーザ送信電力比Ｄを用いてＭＭＳＥＣの係数を求める（ステップＳａ１２）。
（８）ステップＳａ１２で得られたＭＭＳＥＣ係数を用いて受信サブキャリア信号に対して逆拡散を行う（ステップＳａ１３）。
【００２０】
次に、この発明の第２の実施形態について説明する。
図７はこの発明の第２の実施の形態による逆拡散方法の流れ図であり、この図において、図１の各処理と同一の処理には同一の符号を付し、その説明を省略する。この図に示す方法が図１に示す方法と異なる点は次の点である。
（１）ステップＳａ２０が設けられている。すなわち、ステップＳａ９において得られた平均信号電力と、ステップＳａ５において得られた平均パイロット信号電力の比を計算した後（ステップＳａ１０）、その計算結果からステップＳａ２０において「１」を減算する。そして、このステップＳａ２０の減算結果に、パイロット信号電力対１ユーザ当たりの信号電力比を乗算して全ユーザ送信電力対希望ユーザ送信電力比Ｄを求める（ステップＳａ１１）。
また、送信側でパイロット信号電力対１ユーザあたりの信号電力比が１でない場合には、このパイロット信号電力対データ信号電力比（α^２）で正規化し、次式により仝ユーザ送信電力対希望ユーザ送信電力比Ｄ’を求める。
【数５】

【００２１】
（２）ステップＳａ２１が設けられている。すなわち、受信サブキャリア信号からパイロットレプリカ信号をステップＳａ２１において減算し、パイロット信号分をキャンセルする。そして、ステップＳａ１２において得られたＭＭＳＥＣ係数を用いて、パイロット信号成分を減算した受信サブキャリア信号に対して逆拡散を行う。
上述した第２の実施形態の効果は次の通りである。２次元拡散通信において、パイロット信号はチャネル推定精度を上げるため、他の信号よりパワーを大きくしている。この信号がコード間干渉の原因となってしまう。そこで、ステップＳａ２１において受信サブキャリア信号からパイロット信号成分を減算しておくことで、逆拡散処理における信号精度を上げることができる。但し、この場合、Ｄの値が変わってくる。これを補正するため、ステップＳａ２０において「１」を減算している。
【００２２】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、パイロット信号がデータ信号と符号多重されているフレーム構成においてもＭＭＳＥ合成逆拡散係数を求めることができ、かかる受信装置の性能向上に寄与するところが大きい。また、この発明によって、パイロット信号がデータ信号と符号多重されたフレーム構成による通信が可能となり、これにより、フェージングに対する特性を向上させることができると共に、送信可能なパイロット信号の種類を増やすことができる効果が得られる。また、請求項３の発明によれば、逆拡散処理の信号精度をさらに上げることができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施形態による逆拡散方法を示す流れ図である。
【図２】同逆拡散方法によって逆拡散される信号のフレーム構成図である。
【図３】図１におけるステップＳａ２およびステップＳａ３の処理を説明するための流れ図である。
【図４】図１におけるステップＳａ４およびステップＳａ５の処理を説明するための流れ図である。
【図５】図１におけるステップＳａ６の処理を説明するための流れ図である。
【図６】図１におけるステップＳａ７およびステップＳａ８の処理を説明するための流れ図である。
【図７】この発明の第２の実施形態による逆拡散方法を示す流れ図である。
【図８】２次拡散を説明するための図である。
【図９】従来の２次拡散による送信信号のフレーム構成図である。
【図１０】図９のフレーム構成による送信信号を逆拡散する逆拡散方法の流れ図である。
【符号の説明】
Ｓａ１…ＦＦＴ処理
Ｓａ２…逆拡散処理
Ｓａ３…チャネル推定処理
Ｓａ４…パイロットレプリカ信号生成処理
Ｓａ５…パイロット電力推定処理
Ｓａ６…電力計算処理
Ｓａ７…逆拡散処理
Ｓａ８…雑音電力推定処理
Ｓａ９…減算処理
Ｓａ１０…除算処理
Ｓａ１１…乗算処理
Ｓａ１２…合成係数計算処理
Ｓａ１３…逆拡散処理
Ｓａ２０…減算処理
Ｓａ２１…パイロット信号キャンセル処理[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an MC-CDM (Multi-Carrier Code Division Multiplexing) system or an OFDM-CDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing Code Division Multiplexing) system used in mobile communication and wireless communication. The present invention is directed to a despreading method for despreading a transmission signal by dimensional spreading in a receiver.
[0002]
[Prior art]
As a spreading method in the OFDM-CDM system, there is a two-dimensional spreading shown in FIG. This is known as a method for reducing the problem that code spread is easily affected by frequency selectivity only in the frequency direction spread, and inter-code interference is easily affected by Doppler frequency only in the time direction spread. Further, the spreading factor of the two-dimensional spreading is the product of the spreading factor in the frequency direction and the spreading factor in the time direction. Therefore, there is an advantage that the spreading factor can be increased. This is effective when the influence of inter-cell interference cannot be ignored. .
[0003]
As a despreading method for the two-dimensional spreading, minimum mean square error combining (MMSEC) is used for the despreading in the frequency direction, and equal gain combining (EGC) is used for the despreading in the time direction. It is known to be good to use. In order to perform the MMSEC, it is necessary to estimate the noise power and the ratio of the total transmission power to the desired user transmission power in addition to the channel estimation. The combined coefficient Wm of MMSEC is a channel estimation value for each subcarrier.

Using the noise power estimation value N and the total transmission power to desired user transmission power ratio estimation value D, it is expressed as follows.
(Equation 2)

[0004]
Here, m (= 1,..., Nc) is a subcarrier number. * Indicates a conjugate complex number. Conventionally, as shown in FIG. 9, this MMSEC has been studied for a frame configuration in which a pilot signal is time-multiplexed with a data signal portion (see Non-Patent Document 1).
[0005]
[Non-patent document 1]
Maeda, Shin, Abeda, Sawabashi, "Characteristics of Downlink Broadband OFCDM Packet Transmission Using MMSE Combining Based on SIR Estimation" IEICE Technical Report RCS 2001-166, p. 105-111 (October 2001)
[0006]
The synthesis coefficient for MMSEC in this case is derived as follows. FIG. 10 is a flowchart showing the derivation process.
(1) Estimate the channel response in each subcarrier based on the correlation between the pilot signal and the received signal of the pilot signal portion, and obtain the estimated value

Is obtained (step S1 in FIG. 10).
(2) A replica of each received subcarrier signal is generated using the channel estimation value, the pilot signal, and the scramble code (step S2).
(3) In each subcarrier, a replica is subtracted from the received subcarrier signal to extract a noise component (step S3).
[0007]
(4) The noise power N is obtained by calculating the absolute value square of the noise component and averaging the number of symbols and the number of subcarriers in the pilot signal portion (step S4).
(5) The average power is calculated by calculating the power of the data signal portion and averaging the number of symbols of the data signal portion and the subcarrier match (step S5).
(6) The average data signal power is obtained by subtracting the noise power from the obtained average power (step S6).
(7) The average power is obtained by calculating the power of the pilot signal part and averaging the number of symbols and the number of subcarriers in the pilot signal part (step S7).
(8) The average pilot signal power is obtained by subtracting the noise power from the obtained average power (step S8).
[0008]
(9) From the ratio of the average data signal power to the average pilot signal power, a ratio D of the total transmission power to the desired user transmission power is obtained (steps S9 and S10). At this time, a ratio of pilot signal power to signal power per user is required, but this value is known on the receiving side.
(1O) Using the obtained channel estimation value, noise power N, and total transmission power to desired user transmission power ratio D, a MMSEC combining coefficient is obtained (step S11).
(12) Despread the received subcarrier signal using the obtained MMSEC coefficient (step S12).
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, the above-described conventional communication system using two-dimensional spreading has a frame configuration in which a pilot signal is temporally separated from data, and thus has an advantage that noise power and a ratio of total transmission power to desired user transmission power can be easily estimated. However, there is a drawback that the fading characteristic deteriorates as the fading becomes faster. In addition, there is a disadvantage that the pilot signal is short, so that a different pilot cannot be added.
[0010]
On the other hand, a communication system in which a pilot signal and a data signal are code-multiplexed is considered. However, in this method, since it is difficult to generate a replica of the received signal because the user signal is unknown, it is difficult to estimate the noise power, and a suitable despreading method has not yet been developed.
[0011]
The present invention has been made in view of such circumstances, and a purpose of the present invention is to provide a novel MMSEC despreading synthesis coefficient for a frame configuration in which pilot signals are code-multiplexed and perform despreading. It is to provide a despreading method.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-mentioned problem, and the invention according to claim 1 has been performed by using a spreading code in a multicarrier code division multiplex system or an orthogonal frequency division multiplex code division multiplex system. In a despreading method in which a frame signal formed by code-multiplexing a pilot signal and a user signal spread using a spreading code is despread in a receiver, the spread signal assigned to the pilot signal in each received subcarrier signal A first process of removing a modulation phase component of a pilot signal after performing despreading using a code to obtain a channel estimation value, and a pilot signal portion from the obtained channel estimation value, the spreading code and the pilot signal. A second process for generating a received replica to determine the power of the pilot signal, and Despreading using a spreading code that is orthogonal to the spreading code used to extract noise components to obtain noise power, and calculating the power of the received subcarrier signal to subtract the noise power A fourth process for obtaining a total received power, a fifth process for obtaining a ratio of a total transmitted signal power to a signal power allocated to the user from the total received power and the power of the pilot signal, A despreading coefficient for minimum mean square error synthesis from the channel estimation value obtained by the first processing, the noise power obtained by the third processing, and the value of the ratio obtained by the fifth processing. And performing a despreading of the received subcarrier signal.
[0013]
According to a second aspect of the present invention, in the despreading method for wireless communication according to the first aspect, the fifth processing is obtained by transmitting and receiving power obtained by the fourth processing by the second processing. The power of the pilot signal is divided, and the result is multiplied by the ratio of the pilot signal power to the signal power per user.
[0014]
According to a third aspect of the present invention, in the despreading method in the wireless communication according to the first aspect, a seventh process of subtracting the replica of the pilot signal from the received subcarrier signal is provided, and the sixth process is And despreading the signal obtained by the seventh processing in place of the reception subcarrier signal.
According to a fourth aspect of the present invention, in the despreading method for wireless communication according to the third aspect, the fifth processing is obtained by transmitting and receiving power obtained by the fourth processing by the second processing. The power of the pilot signal is divided, the result is subtracted by 1, and the result is multiplied by the ratio of the pilot signal power to the signal power per user.
[0015]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a flowchart of a despreading method according to a first embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a diagram showing a frame configuration. As shown in the figure, in the frame configuration to which the despreading method is applied, the pilot signal is code-multiplexed similarly to the data signal. FIGS. 3 to 6 are flowcharts describing each step in the flowchart shown in FIG. 1 in more detail.
[0016]
Next, the despreading method according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to these drawings.
(1) As shown in FIG. 3, after performing a guard interval removal on a received signal, the received signal is separated into received subcarrier signals by fast Fourier transform (FFT), and each received subcarrier signal is spread by a pilot signal. Are despread in the time direction, and the modulation phase component of each pilot signal is removed to obtain a channel response in each subcarrier, thereby obtaining each channel estimation value (steps Sa1 to Sa3 in FIG. 1).
(2) As shown in FIG. 4, the pilot signal is multiplied by a spreading code, and the result is multiplied by the channel estimation value obtained by the above-described processing to generate a replica signal of the pilot signal. Next, the average signal power per subcarrier of the replica signal is calculated, and then the average signal power per symbol is calculated (steps Sa4 and SA5 in FIG. 1). That is, the average of the replica signal in the time direction and the average in the frequency direction are calculated.
[0017]
(3) As shown in FIG. 5, the average power per subcarrier of the received signal is calculated, and then the average power per symbol is calculated (Step Sa6 in FIG. 1).
(4) As shown in FIG. 6, the received subcarrier signal is despread in the time direction using a spreading code orthogonal to the time direction with a spreading code other than the spreading code obtained by spreading the pilot signal and the data signal, and a noise component is generated. Is extracted. At this time, the variance of the noise averaged by the addition and averaging of the miscellaneous components is normalized to the average number of minutes. Next, the power of the noise component is calculated for each subcarrier, and averaged over the entire subcarrier to obtain an average noise power N (steps Sa7 and Sa8 in FIG. 1).
[0018]
(5) The average signal power is obtained by subtracting the average noise power obtained in step Sa8 from the average power obtained in step Sa6 (step Sa9).
(6) Calculate the ratio of the average signal power obtained in step Sa9 to the average pilot signal power obtained in step Sa5 (step Sa10), and then add the result to the pilot signal power versus signal power per user The ratio is multiplied (step Sa11) to obtain a ratio D of the total transmission power to the desired user transmission power.
If the ratio of pilot signal power to signal power per user is not 1 on the transmitting side, the pilot signal power to data signal power ratio (α ² ) is normalized to obtain the total transmission power to desired user transmission power ratio D. Is determined by the following equation.
(Equation 4)

[0019]
(7) Using the channel estimation value obtained in step Sa3, the noise power N obtained in step Sa8, and the ratio D of the total transmission power to the desired user transmission power obtained in step Sa11, a coefficient of MMSEC is obtained (step Sa12). ).
(8) Despread the received subcarrier signal using the MMSEC coefficient obtained in step Sa12 (step Sa13).
[0020]
Next, a second embodiment of the present invention will be described.
FIG. 7 is a flowchart of a despreading method according to the second embodiment of the present invention. In this figure, the same processes as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. The method shown in this figure differs from the method shown in FIG. 1 in the following points.
(1) Step Sa20 is provided. That is, after calculating the ratio between the average signal power obtained in step Sa9 and the average pilot signal power obtained in step Sa5 (step Sa10), “1” is subtracted in step Sa20 from the calculation result. Then, the result of the subtraction in step Sa20 is multiplied by the pilot signal power to the signal power ratio per user to obtain a ratio D of the total user transmission power to the desired user transmission power (step Sa11).
When the ratio of pilot signal power to signal power per user is not 1 on the transmitting side, the pilot signal power to data signal power ratio (α ² ) is normalized. The transmission power ratio D 'is obtained.
(Equation 5)

[0021]
(2) Step Sa21 is provided. That is, the pilot replica signal is subtracted from the received subcarrier signal in step Sa21 to cancel the pilot signal. Then, using the MMSEC coefficient obtained in step Sa12, despreading is performed on the received subcarrier signal from which the pilot signal component has been subtracted.
The effects of the above-described second embodiment are as follows. In two-dimensional spread communication, a pilot signal has higher power than other signals in order to increase channel estimation accuracy. This signal causes inter-code interference. Therefore, by subtracting the pilot signal component from the received subcarrier signal in step Sa21, the signal accuracy in the despreading process can be improved. However, in this case, the value of D changes. In order to correct this, "1" is subtracted in step Sa20.
[0022]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, an MMSE combined despreading coefficient can be obtained even in a frame configuration in which a pilot signal is code-multiplexed with a data signal, which greatly contributes to the improvement of the performance of the receiving apparatus. Further, according to the present invention, it is possible to perform communication using a frame configuration in which a pilot signal is code-multiplexed with a data signal, thereby improving fading characteristics and increasing the types of transmittable pilot signals. The effect is obtained. Further, according to the invention of claim 3, there is an effect that the signal accuracy of the despreading process can be further increased.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a flowchart showing a despreading method according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating a frame configuration of a signal despread by the despreading method.
FIG. 3 is a flowchart for explaining processing in steps Sa2 and Sa3 in FIG. 1;
FIG. 4 is a flowchart for explaining the processing of steps Sa4 and Sa5 in FIG. 1;
FIG. 5 is a flowchart for explaining the processing of step Sa6 in FIG. 1;
FIG. 6 is a flowchart for explaining the processing of steps Sa7 and Sa8 in FIG. 1;
FIG. 7 is a flowchart showing a despreading method according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a diagram for explaining secondary spreading.
FIG. 9 is a diagram showing a frame configuration of a transmission signal by conventional secondary spreading.
FIG. 10 is a flowchart of a despreading method for despreading a transmission signal according to the frame configuration of FIG. 9;
[Explanation of symbols]
Sa1 ... FFT processing Sa2 ... despreading processing Sa3 ... channel estimation processing Sa4 ... pilot replica signal generation processing Sa5 ... pilot power estimation processing Sa6 ... power calculation processing Sa7 ... despreading processing Sa8 ... noise power estimation processing Sa9 ... subtraction processing Sa10 ... division Processing Sa11 Multiplication processing Sa12 Synthesis coefficient calculation processing Sa13 Despread processing Sa20 Subtraction processing Sa21 Pilot signal cancellation processing

Claims

In a multi-carrier code division multiplex system or an orthogonal frequency division multiplex code division multiplex system, a frame signal formed by code-multiplexing a pilot signal spread using a spreading code and a user signal spread using a spreading code, In a despreading method of despreading at a receiver,
A first process of performing a despreading using a spreading code assigned to a pilot signal in each received subcarrier signal and then removing a modulation phase component of the pilot signal to obtain a channel estimation value;
A second process of generating a reception replica of a pilot signal portion from the obtained channel estimation value, the spreading code, and the pilot signal to determine the power of the pilot signal;
A third process of performing despreading using a spreading code orthogonal to a spreading code used in an unused spreading code to extract a noise component and obtain noise power;
A fourth process of calculating the power of the received subcarrier signal and subtracting the noise power to obtain a total received power;
From the total received power and the power of the pilot signal, a fifth process of calculating a ratio between the total transmitted signal power and the signal power allocated to the user;
Despread for minimum mean square error synthesis from the channel estimation value obtained by the first processing, the noise power obtained by the third processing, and the ratio value obtained by the fifth processing A sixth process of calculating a coefficient and performing despreading of the received subcarrier signal;
A despreading method in wireless communication, comprising:

The fifth process divides the transmission / reception power obtained by the fourth process by the power of the pilot signal obtained by the second process, and calculates a ratio of the pilot signal power to the signal power per user by the result. The despreading method in wireless communication according to claim 1, wherein the despreading method is a process of multiplying by 1.

A seventh process of subtracting a replica of the pilot signal from the received subcarrier signal is provided,
The despreading method according to claim 1, wherein the sixth process performs despreading on the signal obtained by the seventh process instead of the received subcarrier signal.

In the fifth process, the transmission / reception power obtained by the fourth process is divided by the power of the pilot signal obtained by the second process, 1 is subtracted from the result, and the pilot signal is added to the subtraction result. 4. The despreading method in wireless communication according to claim 3, wherein the process is a process of multiplying a power to a signal power ratio per user.