JP2004193310A - Transformer - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯装置等に用いるトランスに関するものである。
【0002】
【従来の技術】
以下、従来のトランスについて図面を参照しながら説明する。
【0003】
図8は従来のトランスの断面図、図9は同トランスの斜視図である。
【0004】
図8、図9において、従来のトランスは、巻軸1の中央に貫通孔2を有するとともに上下端に鍔3を設けた二つのコイルボビン4と、巻軸1の外周に巻回した巻線5と、コイルボビン4の貫通孔2に挿通するとともに二つの分割磁心6を突合せて閉磁路を構成した閉磁路磁心7と、二つのコイルボビン4の端部に植設するとともに巻線5と接続した端子8を備えていた。
【0005】
そして、閉磁路磁心7は、一つの中脚9と二つの磁脚10を連接脚11で連接した断面E字形状の分割磁心6と平板状の分割磁心6とを突合せて形成しており、このとき、一方のコイルボビン4の貫通孔2に一方の磁脚10を挿通しており、他方のコイルボビン4の貫通孔2に他方の磁脚10を挿通してトランスを構成していた。
【0006】
次に、上記従来のトランスを放電灯点灯装置に用いた使用例について説明する。
【0007】
図10は従来のトランスを用いた放電灯点灯装置のブロック図である。
【0008】
同図において、従来のトランスを用いた放電灯点灯装置は、放電灯12の点灯を開始する第一の周波数24と放電灯12の点灯を維持する第二の周波数25とを切替えて正電位の高周波パルスを出力する発振部13と、発振部13の出力を入力するとともに発振部13の出力に応じて直流電圧+Bを変換して正電位のパルスと負電位のパルスを交互に出力する駆動部14と、入力巻線15と出力巻線16とを有し駆動部14の出力を高電圧に昇圧して出力する昇圧トランス17と、昇圧トランス17の出力巻線16の両端に容量素子18を接続した共振容量19と、共振容量19と並列に接続して昇圧トランス17の出力巻線16の両端と接続した放電灯12と、放電灯12に流れる電流を検出して発振部13に第一の周波数24と第二の周波数25を切替える制御信号を出力する制御部20とを有していた。
【0009】
上記従来のトランスは放電灯点灯装置において昇圧トランス17として用いられ、一方のコイルボビン4に絶縁被膜付電線を十数ターン程度巻回した入力巻線15が施され、他方のコイルボビン4に入力巻線15より細い絶縁被膜付電線を千数百ターン程度施して用いており、駆動部14からの出力を入力巻線15に入力し、入力巻線15と出力巻線16との巻数比倍の高電圧を出力したいわゆる他励方式の昇圧トランス17として用いられていた。
【0010】
そして、従来のトランスを放電灯点灯装置の昇圧トランスに用いたときの、入力巻線15側から見たときのインピーダンス周波数特性は図11の曲線21に示すように、第一の共振点22と第二の共振点23を有していた。
【0011】
この第一の共振点22は昇圧トランス17の出力巻線16と共振容量19の並列共振による共振点であり、第二の共振点23はトランスの出力巻線16の漏れインダクタンスと共振容量19の直列共振によるもので、第一の共振点22から第二の共振点23にかけてインピーダンスが小さくなっている。
【0012】
次に、放電灯点灯装置の動作について、図12の従来のトランスを用いた放電灯点灯装置の要部波形図を用いて説明する。
【0013】
図12(a)は発振部の第一の周波数の出力波形図、同図(b)は発振部の第一の周波数における駆動部の出力波形図、同図(c)は発振部の第一周波数における昇圧トランスの出力波形図である。
【0014】
同図において、放電灯12の点灯開始時、図12(a)に示すように発振部13が第一の周波数24の正電位のパルスを出力する。
【0015】
この第一の周波数24は、放電灯12の点灯開始時に駆動部14側から昇圧トランス17により大きな電力を供給するために、駆動部14側のインピーダンスに対して昇圧トランス17側のインピーダンスが小さくなるように、図11に示した曲線21の第二の共振点23に近づけた周波数に予め設定したものである。
【0016】
そして、図12(b)に示すように、駆動部14において、発振部13の出力に応じて直流電圧+Bを変換して正電位と負電位の交互のパルス波形を出力する。
【0017】
この駆動部14の出力を入力した昇圧トランス17の出力波形は、図12(c)に示すように、昇圧トランス17の巻線分布容量によってパルス波形から概正弦波形に歪んだ交流の高電圧で出力され、放電灯12に高電圧が印加されて放電灯12が点灯する。
【0018】
次に、放電灯12が点灯開始した後の、放電灯点灯装置の動作について、図12(d)の発振部の第二の周波数の出力波形図、同図(e)の発振部の第二の周波数における駆動部の出力波形図、同図(f)の発振部の第二周波数における昇圧トランスの出力波形図を用いて説明する。
【0019】
放電灯12が点灯すると制御部20が放電灯に流れた電流を検出して発振部13に制御信号を出力し、発振部13は制御部20からの制御信号に応じて図12(d)に示すように発振周波数を第一の周波数24から第二の周波数25に切替えて出力する。
【0020】
この第二の周波数25は、放電灯12が点灯すると、放電灯12が負性特性であるので点灯開始時の大きな電力は必要なくなり、昇圧トランス17のインピーダンスを大きくして駆動部14側から昇圧トランス17側への電力の供給を少なくするために、図11の曲線21の第一の共振点22に近づけた周波数に予め設定したものである。
【0021】
そして、放電灯12の点灯開始時と同様に、図12(e)に示すように、駆動部14において発振部13の第二の周波数25の出力に応じた直流電圧+Bを変換して正電位と負電位の交互のパルス波形を出力し、この駆動部14の出力を入力した昇圧トランス17の出力は、図12(f)に示すように昇圧トランス17の巻線分布容量によってパルス波形から概正弦波形に歪んだ交流の高電圧で出力され、放電灯12に高電圧が印加されて放電灯12の点灯を維持していた。
【0022】
なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献1が知られている。
【0023】
【特許文献1】
特開2002−270441号公報
【0024】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の構成では、トランスの閉磁路磁心7が、断面E字状の分割磁心6と平板状の分割磁心6を突合せて構成しているので、入力巻線15と出力巻線16との間の中脚9で漏れインダクタンスが大きくなり、また、巻線1を施したコイルボビン4を分割磁心6に装着しているので、巻線5と分割磁心6との間の間隔が大きくなり、漏れインダクタンスが大きくなっていた。
【0025】
そして、漏れインダクタンスが大きくなると第二の共振点23の共振周波数は漏れインダクタンスの大きさに反比例するために第二の共振点23の共振周波数が低くなり、第一の共振点22と第二の共振点23との周波数の幅が小さくなるとともにインピーダンスの変化の傾きが大きくなっていた。
【0026】
このため、発振部13の第一の周波数および第二の周波数の値が制限されたり、その発振周波数のばらつきを小さくしなければならないといった課題を有していた。
【0027】
また、第二の共振点23の共振周波数を高い周波数にして第一の周波数と第二の周波数の幅を大きくする他の方法として、共振容量19の値を小さくする方法があるが、トランスの漏れインダクタンスの値が大きいと複数個の容量素子18を直列接続して共振容量19を小さくする必要があり、設計面および製造面において作業が煩雑になるといった課題を有していた。
【0028】
本発明は上記従来の課題を解決するもので、漏れインダクタンスを小さくして放電灯点灯装置等の設計自由度を高めたトランスを提供することを目的としている。
【0029】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は以下の構成を有する。
【0030】
本発明の請求項1に記載の発明は、特に、二つの分割磁心は巻軸部の上下端に鍔を設けるとともに鍔の側面に平面部を形成しており、一方の分割磁心の巻軸部の外周に入力巻線を巻回するとともに他方の分割磁心の巻軸部に出力巻線を巻回し、二つの分割磁心の平面部を突合せて閉磁路を形成しており、出力巻線を巻回した分割磁心の巻軸部の断面積を入力巻線を巻回した分割磁心の巻軸部の断面積以上とした構成である。
【0031】
上記構成により、分割磁心に直接巻線を巻回して分割磁心の平面部を突合せて閉磁路を形成しているので、巻線と分割磁心との間に間隔がなくなり、漏れインダクタンスを小さくすることができる。
【0032】
そして、出力巻線を巻回した分割磁心の巻軸部の断面積を入力巻線を巻回した分割磁心の巻軸部の断面積以上としているので、入力巻線を巻回した巻軸部より出力巻線を巻回した巻軸部の磁気抵抗を小さくすることができるので、入力巻線が発生した磁束を出力巻線を巻回した分割磁心に通しやすくすることができ、漏れインダクタンスを小さくすることができる。
【0033】
本発明の請求項2に記載の発明は、特に、二つの分割磁心の上下端の鍔の断面積を同じ面積とした構成である。
【0034】
上記構成により、分割磁心の上下端の鍔の断面積を同じ面積としているので、上下端の分割磁心の磁気抵抗のバランスをとることができ、いずれか一方の鍔から磁束が漏れることを抑制して漏れインダクタンスを小さくすることができる。
【0035】
本発明の請求項3に記載の発明は、特に、二つの分割磁心の上下端の鍔の断面積を入力巻線を巻回した分割磁心の巻軸部の断面積以上とした構成である。
【0036】
上記構成により、入力巻線を巻回した巻軸部より上下端部の磁気抵抗が小さくなり、入力巻線を巻回した磁脚部から上下端の鍔へ流れ込む磁束を通しやすくすることができ、入力巻線を巻回した磁脚から上下端鍔へ磁束が流れるときに磁束が漏れることを抑制して漏れインダクタンスを小さくすることができる。
【0037】
本発明の請求項4に記載の発明は、特に、出力巻線を巻回した分割磁心の巻軸部の断面積を二つの分割磁心の上下端の鍔の断面積以上とした構成である。
【0038】
上記構成により、巻軸部の上下端の鍔より出力巻線を巻回した巻軸部の磁気抵抗が小さくなり、巻軸部の上下端の鍔から出力巻線を巻回した巻軸部へ流れ込む磁束を通しやすくすることができ、巻軸部の上下端の鍔から出力巻線を巻回した巻軸部へ磁束が流れるときに磁束が漏れることを抑制して漏れインダクタンスを小さくすることができる。
【0039】
本発明の請求項5に記載の発明は、特に、二つの分割磁心をMn系のフェライト材で形成した構成である。
【0040】
上記構成により、Mn系のフェライト材はコアロスが小さいので、効率の良いトランスを構成できる。
【0041】
本発明の請求項6に記載の発明は、特に、二つの分割磁心をNi系のフェライト材で形成した構成である。
【0042】
上記構成により、Ni系のフェライト材は絶縁抵抗が高いので、巻線に入力する電圧または巻線が出力する電圧が高電圧の場合でも巻線と分割磁心の絶縁性を損なうことがなく、高電圧のトランスを構成することができる。
【0043】
本発明の請求項7に記載の発明は、特に、二つの分割磁心は、一方の分割磁心をMn系のフェライト材で形成し、他方の分割磁心をNi系のフェライト材で形成した構成である。
【0044】
上記構成により、一方の分割磁心をコアロスの小さいMn系のフェライトコア材で形成し、他方の分割磁心を絶縁抵抗の高いNi系のフェライト材で形成しているので、Ni系のフェライト材で形成した分割磁心に高電圧の巻線を巻回すれば、高電圧に対応した効率の良いトランスを構成できる。
【0045】
本発明の請求項8に記載の発明は、特に、二つの分割磁心の少なくとも一方は、平面部を除いて絶縁樹脂で被覆した絶縁層を設けた構成である。
【0046】
上記構成により、巻線と分割磁心との間に絶縁層があるので、巻線と分割磁心の絶縁性を向上することができる。
【0047】
本発明の請求項9に記載の発明は、請求項1に記載の発明において、特に、二つの分割磁心の内少なくとも一方は、巻軸部の断面形状を円形状とした構成である。
【0048】
上記構成により、巻軸部に導線を巻回するときに導線にかかる応力を小さくすることができる。
【0049】
本発明の請求項10に記載の発明は、特に、二つの分割磁心の内少なくとも一方は、巻軸部の断面形状を偏平形状とした構成である。
【0050】
上記構成により、二つの分割磁心を突合せて閉磁路磁心を形成したときの底面積を小さくすることができる。
【0051】
本発明の請求項11に記載の発明は、特に、分割磁心の下端の鍔に、下端の鍔の側面から巻軸部までスリットを形成し、スリットから巻線の引き出し線を引き出した構成である。
【0052】
上記構成により、巻線の巻軸部側の引き出し線を、分割磁心の下端の鍔に形成したスリットを通して引き出せば、巻線と引き出し線のクロスオーバーをなくすことができる。
【0053】
本発明の請求項12に記載の発明は、特に、二つの分割磁心の平面部と反対側の下端鍔に、下端鍔の底面を載置する載置部と、載置部と連成するとともに下端鍔の平面部と反対側の側面に巻線の引き出し線を接続する端子を有した厚肉部と、載置部および厚肉部と連成するとともに下端鍔の側面に沿わせた固定壁とを有した端子板を設けた構成である。
【0054】
上記構成により、端子板に載置部および厚肉部とを連成するとともに下端鍔の側面に沿わせた固定壁を有しているので、分割磁心に端子板を容易に位置決めすることができる。
【0055】
本発明の請求項13に記載の発明は、特に、一方の端子板の載置部と固定壁とを一方の分割磁心の平面部より外方まで設け、一方の端子板の載置部に他方の分割磁心を載置した構成である。
【0056】
上記構成により、一方の磁心を載置した端子板に、他方の分割磁心の下端の鍔を載置するだけで、二つの分割磁心の位置決めを容易に行うことができる。
【0057】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施の形態におけるトランスについて図面を参照しながら説明する。
【0058】
図1は本発明の一実施の形態におけるトランスの断面図、図2は同トランスの斜視図、図3は同トランスの分解斜視図である。
【0059】
図1〜図3において、本発明の一実施の形態におけるトランスは、二つの分割磁心31を突合せて閉磁路を形成した閉磁路磁心32と、分割磁心31に絶縁被膜付導線を巻回した巻線33とを備えている。
【0060】
そして、この二つの分割磁心31は巻軸部34の上下端に鍔35を設けるとともに鍔35の側面に平面部36を形成しており、一方の分割磁心31の巻軸部34の外周に絶縁被膜付導線を数ターン程度巻回した入力巻線37を施すとともに、他方の分割磁心31の巻軸部34に入力巻線37の電線よりも細い絶縁被膜付導線を千数百ターン程度巻回した出力巻線38を施し、二つの分割磁心31の平面部36を突合せて閉磁路を形成しており、出力巻線38を巻回した分割磁心31の巻軸部34の断面積Cを入力巻線37を巻回した分割磁心31の巻軸部34の断面積A以上としている。
【0061】
また、二つの分割磁心31の上下端の鍔35の断面積Bを同じ面積としており、二つの分割磁心31の上下端の鍔35の断面積Bを入力巻線37を巻回した分割磁心31の巻軸部34の断面積A以上にしている。
【0062】
そして、出力巻線38を巻回した分割磁心31の巻軸部34の断面積Cは、二つの分割磁心31の上下端の鍔34の断面積B以上にしている。
【0063】
さらに、二つの分割磁心31は、入力巻線37を巻回した分割磁心31をMn系のフェライト材で形成し、出力巻線38を巻回した分割磁心31をNi系のフェライト材で形成しており、平面部36を除いた表面を数十μmの厚みの絶縁樹脂(図示せず)で被覆した絶縁層39を設けている。
【0064】
また、二つの分割磁心31の巻軸部34の断面形状を円形状にしている。
【0065】
そして、分割磁心31の下端の鍔35に、下端の鍔35の側面から巻軸部34までスリット40を形成し、スリット40から巻線33の引き出し線41を引き出している。
【0066】
そして、二つの分割磁心31の平面部36と反対側の下端の鍔35には、下端の鍔35の底面を載置する載置部42と、載置部42と連成するとともに下端の鍔35の平面部36と反対側の側面に巻線33の引き出し線41を接続する端子43を有した厚肉部44と、載置部42および厚肉部44と連成するとともに下端の鍔35の側面に沿わせた固定壁45とを有した端子板46を設けている。
【0067】
また、一方の端子板46の載置部42と固定壁45とを一方の分割磁心31の平面部36より外方まで設け、一方の端子板46の載置部42に他方の分割磁心31を載置してトランスを構成したものである。
【0068】
上記構成の本実施の形態のトランスについて以下その動作を説明する。
【0069】
本実施の形態のトランスは、分割磁心31に直接巻線33を巻回して分割磁心31の平面部36を突合せて閉磁路を形成しているので、巻線33と分割磁心31との間に間隔がなくなり、漏れインダクタンスを小さくすることができる。
【0070】
そして、出力巻線38を巻回した分割磁心31の巻軸部34の断面積Cを入力巻線37を巻回した分割磁心31の巻軸部34の断面積A以上としているので、出力巻線38を巻回した巻軸部34より入力巻線37を巻回した巻軸部34の磁気抵抗が小さくなり、入力巻線37の発生した磁束が出力巻線38を巻回した分割磁心31に通りやすくすることができ、漏れインダクタンスを小さくすることができる。
【0071】
さらに、分割磁心31の上下端の鍔35の断面積Bを同じ面積としているので、上下端の分割磁心31の磁気抵抗のバランスをとることができ、いずれか一方の鍔35から磁束が漏れることを抑制して漏れインダクタンスを小さくすることができる。
【0072】
また、二つの分割磁心31の上下端の鍔35の断面積Bを、入力巻線37を巻回した分割磁心31の巻軸部34の断面積A以上としているので、入力巻線37を巻回した巻軸部34より上下端の鍔35の磁気抵抗が小さくなり、入力巻線37を巻回した巻軸部34から上下端の鍔35へ流れ込む磁束を通しやすくすることができ、入力巻線37を巻回した巻軸部34から上下端の鍔35へ磁束が流れるときに、磁束が漏れることを抑制して漏れインダクタンスを小さくすることができる。
【0073】
そして、出力巻線38を巻回した分割磁心31の巻軸部34の断面積Cを、二つの分割磁心31の上下端の鍔35の断面積B以上としているので、巻軸部34の上下端の鍔35より出力巻線38を巻回した巻軸部34の磁気抵抗を小さくすることができ、巻軸部34の上下端の鍔35から出力巻線38を巻回した巻軸部34へ流れ込む磁束を通しやすくすることができ、巻軸部34の上下端の鍔35から出力巻線38を巻回した巻軸部34へ磁束が流れるときに磁束が漏れることを抑制して漏れインダクタンスを小さくすることができる。
【0074】
さらに、入力巻線37を巻回した分割磁心31をコアロスの少ないMn系フェライト磁心で形成し、出力巻線38を巻回した分割磁心31を絶縁抵抗の高いNi系のフェライト材で形成しているので、高電圧に対応した効率の良いトランスを構成できる。
【0075】
このとき、分割磁心31の上下端の鍔35の断面積Bおよび出力巻線38を巻回した分割磁心31の巻軸部34の断面積Cを、入力巻線37を巻回した分割磁心31の巻軸部34の断面積A以上としているので、Ni系フェライトコアの磁気抵抗増大による漏れ磁束の増大を抑制して、漏れインダクタンスが大きくなることを防止できる。
【0076】
また、二つの分割磁心31は、平面部36を除いた表面を絶縁樹脂で被覆した絶縁層39を設けているので、巻線33と分割磁心31の絶縁性を向上することができる。
【0077】
そして、分割磁心31の巻軸部35の断面形状を円形状にしているので、巻軸部34に導線を巻回するときに導線にかかる応力を小さくすることができる。
【0078】
さらに、分割磁心31の下端の鍔35に、下端の鍔35の側面から巻軸部34までスリット40を形成し、スリット40から巻線33の引き出し線41を引き出しているので、巻線33と引き出し線41のクロスオーバーをなくすことができ、出力巻線38に高電圧を発生したときの出力巻線38と引き出し線41の絶縁破壊を防止できる。
【0079】
また、端子板46に載置部42および厚肉部44とを連成するとともに下端の鍔35の側面に沿わせた固定壁45を有しているので、分割磁心31に端子板46を容易に位置決めすることができる。
【0080】
そして、一方の端子板46の載置部42と固定壁45とを一方の分割磁心31の平面部36より外方まで設け、一方の端子板46の載置部42に他方の分割磁心31を載置しているので、一方の分割磁心31を載置した端子板46に、他方の分割磁心31の下端の鍔35を載置するだけで、二つの分割磁心31の位置決めを容易に行うことができる。
【0081】
次に、上記本発明の一実施の形態のトランスを放電灯点灯装置に用いた使用例について図面を参照して説明する。
【0082】
図4は本発明の一実施の形態のトランスを用いた放電灯点灯装置のブロック図である。
【0083】
同図において、放電灯47の点灯を開始する第一の周波数58と放電灯47の点灯を維持する第二の周波数59を切替えて正電位の高周波パルスを出力する発振部48と、発振部48の出力を入力するとともに発振部48の出力に応じて直流電圧+Bを変換して正電位のパルスと負電位のパルスを交互に出力する駆動部49と、入力巻線37と出力巻線38を有し駆動部49の出力を高電圧に昇圧して出力する昇圧トランス50と、昇圧トランス50の出力巻線38の両端に容量素子52を一つ接続した共振容量53と、共振容量53と並列に接続して昇圧トランス50の出力巻線38の両端と接続した放電灯47と、放電灯47に流れる電流を検出して発振部48に第一の周波数58と第二の周波数59を切替える制御信号を出力する制御部54とを有している。
【0084】
上記本実施の形態におけるトランスは、放電灯点灯装置において昇圧トランス50として用いられ、駆動部49からの出力を入力巻線37に入力し、入力巻線37と出力巻線38との巻数比倍の高電圧を出力したいわゆる他励方式の昇圧トランス50として用いられる。
【0085】
そして、本実施の形態のトランスを放電灯点灯装置の昇圧トランス50に用いたときの、入力巻線37側から見たときのインピーダンス周波数特性は図5の曲線55に示すように、第一の共振点56と第二の共振点57を有している。
【0086】
この第一の共振点56は昇圧トランス50の出力巻線38と共振容量53の並列共振による共振点であり、第二の共振点57は昇圧トランス50の出力巻線38の漏れインダクタンスと共振容量の直列共振によるもので、第一の共振点から第二の共振点にかけてインピーダンスが小さくなっている。
【0087】
次に、放電灯点灯装置の動作について、図6の本実施の形態におけるトランスを用いた放電灯点灯装置の要部波形図を用いて説明する。
【0088】
図6(a)は発振部の第一の周波数の出力波形図、同図(b)は発振部の第一の周波数における駆動部の出力波形図、同図(c)は発振部の第一の周波数における昇圧トランスの出力波形図である。
【0089】
同図において、放電灯47の点灯開始時、図6(a)に示すように発振部48が第一の周波数58の正電位のパルスを出力する。
【0090】
この第一の周波数58は、放電灯47の点灯開始時に駆動部49側から昇圧トランス50に大きな電力を供給するために、駆動部49側のインピーダンスに対して昇圧トランス50側のインピーダンスが小さくなるように、図5に示した曲線55の第二の共振点57に近づけた周波数に予め設定したものである。
【0091】
そして、図6(b)に示すように、駆動部49において発振部48の出力に応じて直流電圧+Bを変換して正電位と負電位の交互のパルス波形を出力する。
【0092】
この駆動部49の出力を入力した昇圧トランス50の出力波形は、図6(c)に示すように、昇圧トランス50の巻線分布容量によってパルス波形から概正弦波形に歪んだ交流の高電圧で出力され、放電灯47に高電圧が印加されて放電灯47が点灯する。
【0093】
次に放電灯が点灯開始した後の放電灯点灯装置の動作を、図6(d)の発振部の第二の周波数の出力波形図、同図(e)の発振部の第二の周波数における駆動部の出力波形図、同図(f)の発振部の第二の周波数における昇圧トランスの出力波形図を用いて説明する。
【0094】
放電灯47が点灯すると、制御部54が放電灯47に流れた電流を検出して発振部48に制御信号を出力し、発振部48は制御部54からの制御信号に応じて図6(d)に示すように発振周波数を第一の周波数58から第二の周波数59に切替えて出力する。
【0095】
この第二の周波数59は、放電灯47が点灯すると、放電灯47が負性特性であるので点灯開始時の大きな電力は必要なくなり、昇圧トランス50のインピーダンスを大きくして駆動部49側から昇圧トランス50側への電力の供給を少なくするために、図5の曲線55の第一の共振点56に近づけた周波数に予め設定したものである。
【0096】
そして、放電灯47の点灯開始時と同様に、図6(e)に示すように、駆動部49において、発振部48の第二の周波数59の出力に応じて直流電圧+Bを変換して正電位と負電位の交互のパルス波形に変換して出力し、この駆動部49の出力を入力した昇圧トランス50の出力は、図6(f)に示すように昇圧トランス50の巻線分布容量によってパルス波形から概正弦波形に歪んだ交流の高電圧で出力され、放電灯47に高電圧が印加されて放電灯47の点灯を維持している。
【0097】
上記本実施の形態のトランスを用いた放電灯点灯装置は、本実施の形態のトランスが漏れインダクタンスを小さくできるので、図5の曲線55に示すように、従来のトランスの曲線21に比べて第二の共振点57の共振周波数が高くなり、第一の周波数58と第二の周波数59の幅を大きくすることができる。
【0098】
また、複数の容量素子を直列接続して共振容量を小さくすることをなくすことができる。
【0099】
そして、第一の周波数58と第二の周波数59の幅を大きくすることができるので、発振部48の発振周波数の第一の周波数58と第二の周波数59が制限されることを抑制することができ、その発振周波数のばらつきを小さく抑えることを緩和することができる。
【0100】
また、第一の共振点56と第二の共振点57の周波数の幅が広くなり第一の共振点56から第二の共振点57までの周波数に対する昇圧トランス50のインピーダンスの変化量、すなわちインピーダンス変化の傾きが緩やかになるので、発振部48の発振周波数のばらつきの幅に対する昇圧トランス50のインピーダンスの変化量を小さくすることができ、且つ、昇圧トランス50の製造上のインピーダンスのばらつきの影響を小さくして、より精度良く放電灯47へ供給する電力を制御することができる。
【0101】
また、複数の容量素子を直列接続して共振容量を小さくするといった煩雑な作業をなくすことができる。
【0102】
このように、本発明の一実施の形態におけるトランスは、分割磁心31に直接巻線33を巻回して、分割磁心31の平面部36を突合せて閉磁路を形成しているので、巻線33と分割磁心31との間に間隔がなくなり、漏れインダクタンスを抑制することができる。
【0103】
さらに、出力巻線38を巻回した分割磁心31の巻軸部34の断面積Cを入力巻線37を巻回した分割磁心31の巻軸部34の断面積A以上としているので、入力巻線37を巻回した巻軸部34より出力巻線38を巻回した巻軸部34の磁気抵抗が小さくなり、入力巻線37が発生した磁束を出力巻線38を巻回した分割磁心31に通しやすくすることができ、より漏れインダクタンスを小さくすることができる。
【0104】
尚、上記本実施の形態では、二つの分割磁心31の一方をMn系フェライト材で形成し、他方の分割磁心31をNi系フェライト材で形成した構成を説明したが、二つの分割磁心31をMn系のフェライト材で形成しても良く、Mn系のフェライト材はコアロスが小さいので、効率の良いトランスを構成できる。
【0105】
また、二つの分割磁心をNi系のフェライト材で形成しても良く、Ni系のフェライト材は絶縁抵抗が高いので、巻線33に入力する電圧または巻線33が出力する電圧が高電圧の場合でも、巻線33と分割磁心31の絶縁性を損なうことがなく、高電圧のトランスを構成することができる。
【0106】
そして、本実施の形態では分割磁心31の巻軸部34の断面形状が円形状の構成を説明したが、図7の本発明の実施の形態におけるトランスの巻軸部の他の形状例を示す平面図に示すように、巻軸部34の断面形状を偏平形状とすれば、二つの分割磁心31を突合せて閉磁路磁心を形成したときの底面積を小さくすることができる。
【0107】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、二つの分割磁心は巻軸部の上下端に鍔を設けるとともに鍔の側面に平面部を形成しており、一方の分割磁心の巻軸部の外周に入力巻線を巻回するとともに他方の分割磁心の巻軸部に出力巻線を巻回しており、二つの分割磁心の平面部を突合せて閉磁路を形成しており、出力巻線を巻回した分割磁心の巻軸部の断面積を入力巻線を巻回した分割磁心の巻軸部の断面積以上とした構成である。
【0108】
これにより、分割磁心と巻線との間隔がなくなり漏れ磁束を少なくすることができるとともに、出力巻線を巻回した分割磁心に入力巻線が発生した磁束を通しやすくして漏れインダクタンスを小さくすることができ、漏れインダクタンスを抑制して放電灯点灯装置の設計自由度を高めたトランスを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施の形態におけるトランスの断面図
【図2】同トランスの斜視図
【図3】同トランスの分解斜視図
【図4】同トランスを用いた放電灯点灯装置のブロック図
【図5】同放電灯点灯装置のトランスの入力巻線側のインピーダンス周波数特性図
【図6】同放電灯点灯装置の要部波形図
【図7】本発明の一実施の形態におけるトランスの巻軸部の他の形状例を示した平面図
【図8】従来のトランスの断面図
【図9】従来のトランスの斜視図
【図10】同トランスを用いた放電灯点灯装置のブロック図
【図11】同放電灯点灯装置のトランスの入力巻線側のインピーダンス周波数特性図
【図12】同放電灯点灯装置の要部波形図
【符号の説明】
31 分割磁心
32 閉磁路磁心
33 巻線
34 巻軸部
35 鍔
36 平面部
37 入力巻線
38 出力巻線
39 絶縁層
40 スリット
41 引き出し線
42 載置部
43 端子
44 厚肉部
45 固定壁
46 端子板[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a transformer used for a discharge lamp lighting device and the like.
[0002]
[Prior art]
Hereinafter, a conventional transformer will be described with reference to the drawings.
[0003]
FIG. 8 is a sectional view of a conventional transformer, and FIG. 9 is a perspective view of the transformer.
[0004]
8 and 9, a conventional transformer has two coil bobbins 4 having a through
[0005]
The closed magnetic path core 7 is formed by abutting a split core 6 having an E-shaped cross section and a flat split core 6 in which one
[0006]
Next, an example of use of the above-mentioned conventional transformer in a discharge lamp lighting device will be described.
[0007]
FIG. 10 is a block diagram of a conventional discharge lamp lighting device using a transformer.
[0008]
In the figure, a conventional discharge lamp lighting device using a transformer switches between a
[0009]
The above-mentioned conventional transformer is used as a step-
[0010]
When a conventional transformer is used as a step-up transformer of a discharge lamp lighting device, the impedance frequency characteristic when viewed from the input winding 15 side is, as shown by a
[0011]
The
[0012]
Next, the operation of the discharge lamp lighting device will be described with reference to a waveform diagram of a main part of the discharge lamp lighting device using the conventional transformer shown in FIG.
[0013]
12A is an output waveform diagram of the oscillation unit at the first frequency, FIG. 12B is an output waveform diagram of the driving unit at the first frequency of the oscillation unit, and FIG. FIG. 5 is an output waveform diagram of the boosting transformer at different frequencies.
[0014]
12, when the
[0015]
Since the
[0016]
Then, as shown in FIG. 12B, the driving unit 14 converts the DC voltage + B according to the output of the
[0017]
The output waveform of the step-
[0018]
Next, the operation of the discharge lamp lighting device after the
[0019]
When the
[0020]
When the
[0021]
12 (e), the driving unit 14 converts the DC voltage + B corresponding to the output of the
[0022]
As prior art document information related to the invention of this application, for example,
[0023]
[Patent Document 1]
JP-A-2002-270441
[0024]
[Problems to be solved by the invention]
In the above-described conventional configuration, the closed magnetic path core 7 of the transformer is formed by abutting the E-shaped cross-section divided core 6 and the plate-shaped divided core 6 so that the input winding 15 and the output winding 16 And the coil bobbin 4 on which the winding 1 is provided is mounted on the split core 6, so that the distance between the winding 5 and the split core 6 increases, and the leakage inductance increases. Was getting bigger.
[0025]
When the leakage inductance increases, the resonance frequency of the
[0026]
Therefore, there are problems that the values of the first frequency and the second frequency of the
[0027]
Another method for increasing the resonance frequency of the
[0028]
An object of the present invention is to solve the above-mentioned conventional problems, and an object of the present invention is to provide a transformer in which the leakage inductance is reduced to increase the degree of freedom in designing a discharge lamp lighting device and the like.
[0029]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention has the following configuration.
[0030]
In the invention according to
[0031]
According to the above configuration, since a closed magnetic circuit is formed by winding the winding directly on the divided core and abutting the flat portions of the divided core, there is no space between the winding and the divided core, thereby reducing leakage inductance. Can be.
[0032]
Since the cross-sectional area of the core of the split core around which the output winding is wound is equal to or larger than the cross-sectional area of the core of the split core where the input winding is wound, the core around which the input winding is wound Since the magnetic resistance of the winding shaft around which the output winding is wound can be reduced, the magnetic flux generated by the input winding can easily pass through the split core around which the output winding is wound, and the leakage inductance can be reduced. Can be smaller.
[0033]
The invention described in
[0034]
With the above configuration, since the sectional areas of the upper and lower ends of the split cores have the same area, it is possible to balance the magnetic resistance of the upper and lower ends of the split core, and to suppress the leakage of magnetic flux from one of the split ends. Thus, the leakage inductance can be reduced.
[0035]
The invention described in claim 3 of the present invention is particularly configured such that the cross-sectional area of the upper and lower ends of the two divided magnetic cores is equal to or larger than the cross-sectional area of the core of the divided magnetic core around which the input winding is wound.
[0036]
With the above configuration, the magnetic resistance at the upper and lower ends is smaller than the winding shaft portion around which the input winding is wound, and the magnetic flux flowing from the magnetic leg around which the input winding is wound to the upper and lower flanges can be easily passed. In addition, when the magnetic flux flows from the magnetic leg around which the input winding is wound to the upper and lower end flanges, the leakage of the magnetic flux can be suppressed, and the leakage inductance can be reduced.
[0037]
The invention described in claim 4 of the present invention is particularly configured such that the sectional area of the winding shaft portion of the divided magnetic core around which the output winding is wound is equal to or larger than the sectional area of the upper and lower flanges of the two divided magnetic cores.
[0038]
With the above-described configuration, the magnetic resistance of the winding shaft portion around which the output winding is wound from the upper and lower flanges of the winding shaft portion is reduced, and from the upper and lower flanges of the winding shaft portion to the winding shaft around which the output winding is wound. It is possible to make the flowing magnetic flux easy to pass, and it is possible to reduce the leakage inductance by suppressing the leakage of the magnetic flux when the magnetic flux flows from the upper and lower flanges of the winding shaft to the winding shaft around which the output winding is wound. it can.
[0039]
The invention described in claim 5 of the present invention is particularly configured such that the two split magnetic cores are formed of a Mn-based ferrite material.
[0040]
According to the above configuration, since the Mn-based ferrite material has a small core loss, an efficient transformer can be formed.
[0041]
The invention according to claim 6 of the present invention is particularly configured such that the two split cores are formed of a Ni-based ferrite material.
[0042]
According to the above configuration, the Ni-based ferrite material has a high insulation resistance. Therefore, even when the voltage input to the winding or the voltage output from the winding is high, the insulation between the winding and the split core is not impaired. A voltage transformer can be configured.
[0043]
The invention according to claim 7 of the present invention is particularly configured such that one of the two divided cores is formed of a Mn-based ferrite material and the other is formed of a Ni-based ferrite material. .
[0044]
According to the above configuration, one of the divided cores is formed of a Mn-based ferrite core material having a small core loss, and the other divided core is formed of a Ni-based ferrite material having a high insulation resistance. By winding a high voltage winding around the divided magnetic core, an efficient transformer corresponding to the high voltage can be constructed.
[0045]
The invention described in
[0046]
According to the above configuration, since the insulating layer is provided between the winding and the split core, the insulation between the winding and the split core can be improved.
[0047]
According to a ninth aspect of the present invention, in the first aspect, at least one of the two divided magnetic cores has a configuration in which the cross-sectional shape of the winding shaft is circular.
[0048]
According to the above configuration, it is possible to reduce stress applied to the conductor when the conductor is wound around the winding shaft portion.
[0049]
The invention according to claim 10 of the present invention has a configuration in which at least one of the two divided magnetic cores has a flat cross-sectional shape of the winding shaft portion.
[0050]
According to the above configuration, the bottom area when the closed magnetic circuit core is formed by abutting the two divided magnetic cores can be reduced.
[0051]
The invention according to claim 11 of the present invention is particularly configured such that a slit is formed on the lower end flange of the divided magnetic core from the side surface of the lower end flange to the winding shaft portion, and a wire for leading the winding is drawn out of the slit. .
[0052]
With the above configuration, if the lead wire on the winding shaft side of the winding is drawn out through the slit formed in the flange at the lower end of the divided magnetic core, crossover between the winding and the drawing wire can be eliminated.
[0053]
The invention according to claim 12 of the present invention is, in particular, a mounting portion for mounting the bottom surface of the lower end flange on the lower end flange opposite to the plane portion of the two split magnetic cores, and the mounting portion is coupled with the mounting portion. A thick portion having a terminal for connecting a lead wire of a winding to a side surface opposite to the flat portion of the lower end flange, and a fixed wall coupled to the mounting portion and the thick portion and along the side surface of the lower end flange. And a terminal plate having the following.
[0054]
According to the above configuration, since the mounting portion and the thick portion are coupled to the terminal plate and the fixed plate is provided along the side surface of the lower end flange, the terminal plate can be easily positioned on the divided magnetic core. .
[0055]
In the invention according to claim 13 of the present invention, in particular, the mounting portion of one terminal plate and the fixed wall are provided from the flat portion of one of the divided magnetic cores to the outside, and the mounting portion of one terminal plate is provided on the other side. Is mounted.
[0056]
According to the above configuration, the positioning of the two divided cores can be easily performed only by placing the flange at the lower end of the other divided core on the terminal plate on which one of the cores is mounted.
[0057]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, a transformer according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0058]
FIG. 1 is a sectional view of a transformer according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a perspective view of the transformer, and FIG. 3 is an exploded perspective view of the transformer.
[0059]
1 to 3, a transformer according to an embodiment of the present invention includes a closed
[0060]
The two divided
[0061]
Further, the sectional area B of the upper and
[0062]
The cross-sectional area C of the winding
[0063]
Further, the two divided
[0064]
Further, the cross-sectional shape of the winding
[0065]
A
[0066]
The
[0067]
The mounting
[0068]
The operation of the transformer of the present embodiment having the above configuration will be described below.
[0069]
In the transformer according to the present embodiment, the winding 33 is wound directly around the divided
[0070]
Since the cross-sectional area C of the
[0071]
Furthermore, since the sectional areas B of the upper and
[0072]
Further, since the sectional area B of the upper and
[0073]
Since the cross-sectional area C of the
[0074]
Further, the
[0075]
At this time, the sectional area B of the
[0076]
Further, since the two divided
[0077]
And since the cross-sectional shape of the winding
[0078]
Further, a
[0079]
Further, since the mounting
[0080]
Then, the mounting
[0081]
Next, an example of use of the transformer according to the embodiment of the present invention in a discharge lamp lighting device will be described with reference to the drawings.
[0082]
FIG. 4 is a block diagram of a discharge lamp lighting device using a transformer according to one embodiment of the present invention.
[0083]
In the figure, an oscillating
[0084]
The transformer according to the present embodiment is used as a step-up
[0085]
When the transformer of the present embodiment is used for the step-up
[0086]
The first resonance point 56 is a resonance point due to the parallel resonance of the output winding 38 of the step-up
[0087]
Next, the operation of the discharge lamp lighting device will be described with reference to a waveform diagram of a main part of the discharge lamp lighting device using the transformer according to the present embodiment in FIG.
[0088]
6A is an output waveform diagram of the oscillation unit at the first frequency, FIG. 6B is an output waveform diagram of the driving unit at the first frequency of the oscillation unit, and FIG. FIG. 7 is an output waveform diagram of the step-up transformer at the frequency of FIG.
[0089]
6, when the
[0090]
Since the
[0091]
Then, as shown in FIG. 6B, the driving
[0092]
The output waveform of the step-up
[0093]
Next, the operation of the discharge lamp lighting device after the discharge lamp starts lighting will be described with reference to the output waveform diagram of the second frequency of the oscillating unit in FIG. 6D and the second frequency of the oscillating unit in FIG. This will be described with reference to the output waveform diagram of the drive unit and the output waveform diagram of the boosting transformer at the second frequency of the oscillation unit in FIG.
[0094]
When the
[0095]
When the
[0096]
6 (e), the driving
[0097]
Since the discharge lamp lighting device using the transformer of the present embodiment can reduce the leakage inductance of the transformer of the present embodiment, as shown by a
[0098]
In addition, it is possible to eliminate a case where a plurality of capacitance elements are connected in series to reduce the resonance capacitance.
[0099]
Since the width of the
[0100]
Further, the frequency width between the first resonance point 56 and the
[0101]
Further, it is possible to eliminate a complicated operation such as connecting a plurality of capacitance elements in series to reduce the resonance capacitance.
[0102]
As described above, in the transformer according to the embodiment of the present invention, the winding 33 is directly wound around the divided
[0103]
Further, since the cross-sectional area C of the
[0104]
In the present embodiment, a configuration in which one of the two divided
[0105]
Further, the two split cores may be formed of a Ni-based ferrite material. Since the Ni-based ferrite material has a high insulation resistance, the voltage input to the winding 33 or the voltage output from the winding 33 is a high voltage. Even in this case, a high-voltage transformer can be configured without impairing the insulation between the winding 33 and the split
[0106]
In the present embodiment, the configuration in which the cross-sectional shape of the winding
[0107]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the two split magnetic cores are provided with flanges at the upper and lower ends of the winding shaft portion and form flat portions on the side surfaces of the flange, and the input is applied to the outer periphery of the winding shaft portion of one split magnetic core. The output winding is wound around the winding part of the other divided core while winding the winding, and the flat part of the two divided cores is joined to form a closed magnetic circuit, and the output winding is wound. In this configuration, the sectional area of the core portion of the divided core is equal to or larger than the sectional area of the core portion of the divided core wound with the input winding.
[0108]
As a result, the distance between the split core and the winding is eliminated, so that the leakage magnetic flux can be reduced, and the magnetic flux generated by the input winding can easily pass through the split core around which the output winding is wound, thereby reducing the leakage inductance. Thus, it is possible to provide a transformer in which the leakage inductance is suppressed and the degree of freedom in designing the discharge lamp lighting device is increased.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a cross-sectional view of a transformer according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a perspective view of the transformer.
FIG. 3 is an exploded perspective view of the transformer.
FIG. 4 is a block diagram of a discharge lamp lighting device using the transformer.
FIG. 5 is an impedance frequency characteristic diagram of an input winding side of a transformer of the discharge lamp lighting device.
FIG. 6 is a waveform diagram of a main part of the discharge lamp lighting device.
FIG. 7 is a plan view showing another example of the shape of the winding shaft of the transformer according to the embodiment of the present invention;
FIG. 8 is a sectional view of a conventional transformer.
FIG. 9 is a perspective view of a conventional transformer.
FIG. 10 is a block diagram of a discharge lamp lighting device using the transformer.
FIG. 11 is an impedance frequency characteristic diagram on the input winding side of a transformer of the discharge lamp lighting device.
FIG. 12 is a waveform diagram of a main part of the discharge lamp lighting device.
[Explanation of symbols]
31 split core
32 closed magnetic core
33 winding
34 reel
35 Tsuba
36 flat part
37 Input winding
38 output winding
39 Insulation layer
40 slits
41 Leader
42 Mounting part
43 terminals
44 Thick part
45 Fixed wall
46 Terminal board
Claims (13)
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JP2009044187A (en) * | 2008-10-24 | 2009-02-26 | Sumida Corporation | Magnetic element |
-
2002
- 2002-12-11 JP JP2002359061A patent/JP2004193310A/en active Pending
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