JP2004173449A

JP2004173449A - Hybrid power converter

Info

Publication number: JP2004173449A
Application number: JP2002338162A
Authority: JP
Inventors: Yosuke Nakazawa; 沢洋介中; Kenji Ito; 藤健治伊; Shigeru Tanaka; 中茂田
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2002-11-21
Filing date: 2002-11-21
Publication date: 2004-06-17
Anticipated expiration: 2022-11-21
Also published as: JP4221212B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an economical power converter which is excellent in overload resistance, capable of power regeneration, and high in converter efficiency. <P>SOLUTION: When a current flows to a self arc-distinguishing element Su3, for example, when a current flows such that La→Su3→Du6→a neutral point O and the element Su3 is switched off, the current flows first to high-speed diodes Du2 and Du1, however a reverse bias voltage is applied to the high-speed diodes Du2 and Du1 by a positive series resistor Ra1, and the currents of Du2 and Du1 decrease, and a current of a diode PD1 for power increases gradually. When a current of a recovery current suppressing reactor La becomes zero, commutation from the high-speed diodes Du2 and Du1 to the diode PD1 for power is completed. This operation is performed each time Su2 and Su3 are switched. The time of commutation is proportionate to a time constant T=La/Ra, and if the commutation time is shortened, the active current flowing to the high-speed diode becomes small, and it becomes possible to be managed with a diode of small current rating. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気鉄道直流き電システムにおける変電所等の地上設備で用いられる電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電気鉄道直流き電システムにおける変電所等の地上設備で用いられる電力変換装置については、３相ブリッジ結線された電力用ダイオード整流器により３相交流電力を直流電力に変換する方式が多く採用されている（例えば、特許文献１参照）。この方式は過負荷耐量に優れ、変換器コストが安くできる利点を有する。
しかし、電車が回生ブレーキをかけたときにその電力を交流電源側に回生できず、しばしば回生失効を起こすという欠点がある。また、負荷電流依存性があり、直流き電電圧が負荷によって大きく変動するという欠点もある。
【０００３】
そこで、電圧形自励式電力変換器により電力変換を行う方式が採用されることがある（例えば、特許文献２参照）。図１６は、電圧形自励式電力変換器として電力回生可能なＰＷＭコンバータ（パルス幅変調制御コンバータ）を用いた従来の電力変換装置の構成図である。図中、Ｒ，Ｓ，Ｔは３相交流電源ＳＵＰの端子、Ｌｓは交流リアクトル、ＣＮＶはＰＷＭコンバータ（電圧形自励式電力変換器）、Ｃｄは直流平滑コンデンサ，ＩＮＶは３相出力のＶＶＶＦ（可変電圧可変周波数）インバータ、Ｍは交流電動機、ＰＴＣは電力変換器制御回路をそれぞれ示す。
【０００４】
この電力変換器制御回路ＰＴＣは、比較器Ｃ１，Ｃ２、電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ），乗算器ＭＬ，電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）、及びパルス幅変調制御回路ＰＷＭＣを有している。図中、破線で囲まれた部分はＲ，Ｓ，Ｔの各相用の回路であり、図ではＲ相部分のみを詳しく示しているが、Ｓ相及びＴ相も同様に構成されている。但し、Ｓ相及びＴ相の各乗算器ＭＬの下側入力端子にはＳｉｎ｛ωｔ＋（２／３）π｝，Ｓｉｎ｛ωｔ−（２／３）π｝が入力される。
【０００５】
ＰＷＭコンバータＣＮＶは、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ^＊に一致するように入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを制御する。すなわち、電圧指令値Ｖｄ^＊と電圧検出値Ｖｄとの偏差は制御補償器Ｇｖ（Ｓ）で増幅され、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍとされる。乗算器ＭＬでＲ相の電圧に同期した単位正弦波ｓｉｎωｔと入力電流の振幅指令値Ｉｓｍとが乗算され、これがＲ相の電流指令値Ｉｒ^＊とされる。
【０００６】
Ｒ相電流指令値Ｉｒ^＊とＲ相電流検出値Ｉｒとが比較され、その偏差が電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）で反転増幅される。通常、比例増幅が使われ、Ｇｉ（Ｓ）＝−Ｋｉとなる。Ｋｉは比例定数である。Ｇｉ（Ｓ）の出力である電圧指令値ｅｒ^＊＝−Ｋｉ×（Ｉｒ^＊−Ｉｒ）がＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣに入力され、コンバータＣＮＶのＲ相の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２のゲート信号ｇ１，ｇ２が生成される。
【０００７】
ＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣは、電圧指令値ｅｒ^＊とキャリア信号Ｘ（例えば、１ｋＨｚの三角波）とを比較し、ｅｒ^＊＞Ｘのときは、素子Ｓ１をオンさせ（Ｓ２はオフ）、ｅｒ^＊＜Ｘのときは、素子Ｓ２をオン（Ｓ１はオフ）させる。この結果、コンバータＣＮＶのＲ相電圧Ｖｒは電圧指令値ｅｒ^＊に比例した電圧を発生する。
【０００８】
Ｉｒ^＊＞Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ^＊は負の値となり、Ｉｒを増加させる。
逆に、Ｉｒ^＊＜Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ^＊は正の値となり、Ｉｒを減少させる。故に、Ｉｒ^＊＝Ｉｒとなるように制御される。Ｓ相，Ｔ相の電流も同様に制御される。
【０００９】
また、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄは、次のように制御される。
すなわち、Ｖｄ^＊＞Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍが増加する。各相の電流指令値は電源電圧と同相となり、Ｉｓｍに比例した有効電力Ｐｓが交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄに供給されることになる。この結果。Ｖｄが上昇し、Ｖｄ^＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００１０】
逆に、Ｖｄ^＊＜Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍは負の値となり、交流電源側に電力Ｐｓを回生する。故に、直流平滑コンデンサＣｄの蓄積エネルギーが減少し、Ｖｄが減って、やはり、Ｖｄ^＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００１１】
ＶＶＶＦインバータＩＮＶ及び交流電動機Ｍは、直流平滑コンデンサＣｄを電圧源とする負荷で、力行運転時はコンデンサＣｄのエネルギーを消費し、Ｖｄを減少させる方向に働く。また、回生運転時はその回生エネルギーを平滑コンデンサＣｄにもどすため、Ｖｄを上昇させる方向に働く。前述のようにＰＷＭコンバータＣＮＶによって直流電圧Ｖｄが一定になるように制御されるため、自動的に、力行運転では交流電源から見合った有効電力が供給され、回生運転時では回生エネルギーに見合った有効電力が交流電源側に回生されることになる。
【００１２】
このように、ＰＷＭコンバータを用いた従来装置によれば、直流電圧を安定化することができ、電力回生が可能となり、電気鉄道の直流き電システムでの回生失効の問題も解決される。
【００１３】
【特許文献１】
特開平８−２４２５０２号公報（第４頁、図２）
【特許文献２】
特開平７−７９５６７号公報（第１８頁、図１）
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、ＰＷＭコンバータは、高周波でスイッチングを行うためスイッチング損失が大きくなる欠点がある。また、スイッチング素子は、しゃ断電流として交流入力電流の最大値を切る能力が必要となる。従って、短時間の過負荷（例えば、定格電流の３００％）でもそのしゃ断電流に耐えるように設計しなければならず、電力変換器として大きなものが必要となり、不経済なシステムとなってしまう問題がある。
【００１５】
このように、従来装置では、電力回生が可能な電力変換器として、パルス幅変調制御による自励式変換器（ＰＷＭコンバータと呼ぶ）を用いた場合、ダイオード整流器を用いた場合に比べるとコストが高く、過負荷耐量も大きく出来ないという難点がある。また、ＰＷＭ制御に伴うスイッチング損失が大きくなり、変換器効率が悪い等の問題もあった。
【００１６】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供することを目的としている。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための手段として、請求項１記載の発明は、正側アーム及び負側アームをそれぞれ形成する正側電力用ダイオードＰＤ１（ＰＤ３，ＰＤ５）及び負側電力用ダイオードＰＤ２（ＰＤ４，ＰＤ６）が正側直流端子Ｐ及び負側直流端子Ｎ間でブリッジ接続されて成り、交流電源ＳＵＰに交流リアクトルＬｓを介して交流端子が接続される電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、正側直流端子Ｐ及び前記交流端子間で直列接続された第１及び第２の正側自己消弧素子Ｓｕ１，Ｓｕ２（Ｓｖ１，Ｓｖ２、Ｓｗ１，Ｓｗ２）、これら第１及び第２の正側自己消弧素子Ｓｕ１，Ｓｕ２（Ｓｖ１，Ｓｖ２、Ｓｗ１，Ｓｗ２）に並列接続された第１及び第２の正側高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２（Ｄｖ１，Ｄｖ２、Ｄｗ１，Ｄｗ２）、第１及び第２の正側自己消弧素子Ｓｕ１，Ｓｕ２（Ｓｖ１，Ｓｖ２、Ｓｗ１，Ｓｗ２）の共通接続点と中性接続点Ｏとの間に介挿された正側クランプダイオードＤｕ５（Ｄｖ５、Ｄｗ５）とで正側アームが形成されると共に、前記交流端子及び負側直流端子Ｎ間で直列接続された第１及び第２の負側自己消弧素子Ｓｕ３，Ｓｕ４（Ｓｖ３，Ｓｖ４、Ｓｗ３，Ｓｗ４）、これら第１及び第２の負側自己消弧素子Ｓｕ３，Ｓｕ４（Ｓｖ３，Ｓｖ４、Ｓｗ３，Ｓｗ４）に並列接続された第１及び第２の負側高速ダイオードＤｕ３，Ｄｕ４（Ｄｖ３，Ｄｖ４、Ｄｗ３，Ｄｗ４）、第１及び第２の負側自己消弧素子Ｓｕ３，Ｓｕ４（Ｓｖ３，Ｓｖ４、Ｓｗ３，Ｓｗ４）の共通接続点と中性接続点Ｏとの間に介挿された負側クランプダイオードＤｕ６（Ｄｖ６、Ｄｗ６）とで負側アームが形成され、更に、前記電力用ダイオード整流器ＲＥＣの交流端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａを介して交流端子が接続され、３レベルの交流電圧の出力を可能とする電圧形自励式電力変換器ＮＰＣと、前記電圧形自励式電力変換器ＮＰＣの第１及び第２の正側自己消弧素子Ｓｕ１，Ｓｕ２（Ｓｖ１，Ｓｖ２、Ｓｗ１，Ｓｗ２）並びに第１及び第２の負側自己消弧素子Ｓｕ３，Ｓｕ４（Ｓｖ３，Ｓｖ４、Ｓｗ３，Ｓｗ４）に対してスイッチング制御信号ｇｕ１〜ｇｕ４（ｇｖ１〜ｇｖ４、ｇｗ１〜ｇｗ４）を出力する電力変換器制御回路ＰＴＣと、前記正側直流端子Ｐ及び中性接続点Ｏ間、並びに前記中性接続点Ｏ及び負側直流端子Ｎ間にそれぞれ接続され、力行時には負荷装置ＬＯＡＤに対して電力供給を行うと共に、回生時には負荷装置ＬＯＡＤから電力供給を受ける正側直流平滑コンデンサＣｄ１及び負側直流平滑コンデンサＣｄ２と、を備え、更に、前記電圧形自励式電力変換器ＮＰＣは、前記第１の負側自己消弧素子Ｓｕ３（Ｓｖ３、Ｓｗ３）、及び前記第２の正側自己消弧素子Ｓｕ２（Ｓｖ２、Ｓｗ２）のそれぞれのスイッチング動作により発生するリカバリ電流につき、前記第１及び第２の正側高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２（Ｄｖ１，Ｄｖ２、Ｄｗ１，Ｄｗ２）から正側電力用ダイオードＰＤ１（ＰＤ３，ＰＤ５）への転流、及び前記第１及び第２の負側高速ダイオードＤｕ３，Ｄｕ４（Ｄｖ３，Ｄｖ４、Ｄｗ３，Ｄｗ４）から負側電力用ダイオードＰＤ２（ＰＤ４，ＰＤ６）への転流を促進するため、前記第１の正側高速ダイオードＤｕ１（Ｄｖ１、Ｄｗ１）及び第２の負側高速ダイオードＤｕ４（Ｄｖ４、Ｄｗ４）の電位をそれぞれ正側及び負側に上昇させる正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段を有するものである、ことを特徴とする。
【００１８】
上記のように、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと３レベル出力が可能な自励式電力変換器（以下、３レベル出力電力変換器と呼ぶことがある）ＮＰＣとを組み合わせることによりハイブリッド式電力変換装置を構成することができる。この装置に適用できる交流の相数は、主として３相又は単相であるが、これらの相数に限定しなければならないわけではなく、その他の相数のものも含まれる。
【００１９】
例えば、相数が３の３相ハイブリッド式電力変換装置のＵ相につきにつき考えてみると、この３レベル出力電力変換器ＮＰＣは、通常、４個の自己消弧素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４と４個の逆並列ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４及び２個のクランプ用高速ダイオードＤｕ５，Ｄｕ６で構成され、自己消弧素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４を次のように２個ずつオンさせることにより、交流側電圧Ｖ_ｃＵとして、３レベルの電圧を出力する。ただし、直流平滑コンデンサＣｄ１とＣｄ２に印加される電圧は、それぞれ、Ｖｄ１＝Ｖｄ２＝Ｖｄ／２とする。
【００２０】
Ｓｕ１とＳｕ２がオン（Ｓｕ３とＳｕ４はオフ）のとき、Ｖ_ｃＵ＝＋Ｖ_ｄ／２
Ｓｕ２とＳｕ３がオン（Ｓｕ１とＳｕ４はオフ）のとき、Ｖ_ｃＵ＝０
Ｓｕ３とＳｕ４がオン（Ｓｕ１とＳｕ２はオフ）のとき、Ｖ_ｃＵ＝−Ｖ_ｄ／２
Ｖ相，Ｗ相も同様になる。
【００２１】
リカバリー電流抑制リアクトルＬａは、３レベル出力電力変換器ＮＰＣの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。Ｌａは数１０μＨのインダクタンス値で、通常の交流リアクトルＬｓと比べると、２桁ぐらい小さいものでよい。
【００２２】
３レベル出力電力変換器ＮＰＣを構成する自己消弧素子Ｓｕ１，Ｓｕ４に逆並列接続される高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ４の電位は、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段によりそれぞれ正側及び負側に上昇させられる。
【００２３】
自己消弧素子Ｓｕ３に電流が流れているとき、例えば、電流が、Ｌａ→Ｓｕ３→Ｄｕ６→中点Ｏに流れているとき、当該素子Ｓｕ３をオフすると、その電流はまず高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１に流れるが、正側高速ダイオード電位上昇手段により高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１に逆バイアス電圧が印加され、Ｄｕ２，Ｄｕ１の電流が減少し、電力用ダイオードＰＤ１の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１から電力用ダイオードＰＤ１への転流が完了する。
【００２４】
また、自己消弧素子Ｓｕ２に電流が流れているとき、例えば、電流が中点Ｏ→Ｄｕ５→Ｓｕ２→Ｌａに流れているとき、当該素子Ｓｕ２をオフすると、その電流はまず高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３に流れるが、負側高速ダイオード電位上昇手段により高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３に逆バイアス電圧が印加され、当該Ｄｕ４，Ｄｕ３の電流が減少し、電力用ダイオードＰＤ２の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３から電力用ダイオードＰＤ２への転流が完了する。
【００２５】
この動作は、自己消弧素子Ｓｕ２，Ｓｕ３がスイッチングする度に行われる。転流の時間は、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのインダクタンス分と正側高速ダイオード電位上昇手段又は負側高速ダイオード電位上昇手段のインピダンス分とで決まる時定数に比例し、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードに流れる実効電流も小さくなるので、電流定格の小さいダイオードで済ませることが可能となる。
【００２６】
正側高速ダイオード電位上昇手段を付加することにより、等価的に高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２のオン電圧降下を増やす効果を得ることができ、電力用ダイオードＰＤ１のオン電圧降下Ｖｆａが前記高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２のオン電圧降下Ｖｆｂと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００２７】
本発明では、力行運転時は、大部分の電流が電力用ダイオード整流器ＲＥＣに流れるように制御することにより、３レベル出力電力変換器ＮＰＣのしゃ断電流を小さく抑えている。当該３レベル出力電力変換器ＮＰＣは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流を制御するもので、常に入力力率＝１付近で運転される。故に、３レベル出力電力変換器ＮＰＣを構成する自己消弧素子のスイッチングを、入力電流Ｉ_ｓのゼロ点付近で行うようにすることにより、素子のしゃ断電流を小さくできる。
【００２８】
一方、回生運転時は、大部分の電流が３レベル出力電力変換器ＮＰＣの自己消弧素子に流れる。しかし、回生運転時も電源力率はほぼ１に制御され、自己消弧素子のスイッチングを電流ゼロ点付近で行うようにすることにより、素子のしゃ断電流は小さく抑えることが可能となる。
【００２９】
これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で低コストの３レベル出力ハイブリッド式電力変換装置を提供できる。
【００３０】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記電力変換器制御回路ＰＴＣは、前記交流電源ＳＵＰからの入力電流Ｉｓを制御することにより、直列接続された前記正側直流平滑コンデンサＣｄ１及び負側直流平滑コンデンサＣｄ２に印加される和電圧Ｖｄを制御するものである、ことを特徴とする。
【００３１】
電力変換装置の交流側端子を交流リアクトルＬｓを介して交流電源ＳＵＰに接続し、かつ直流側端子に負荷装置ＬＯＡＤを接続することにより、交流／直流電力変換装置として機能するようになる。負荷装置ＬＯＡＤが電力を消費することにより、直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２に印加される電圧の和Ｖｄは低下するが、その分交流電源ＳＵＰから供給される入力電流Ｉｓの有効分を増やすことにより、直流電圧Ｖｄは電圧指令値Ｖｄ^＊に一致するように制御される。また、負荷装置ＬＯＡＤが、例えば、インバータと交流電動機とで構成されるような場合、電動機に回生ブレーキをかけると、そのエネルギーが一旦直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２に蓄積されるため、当該直流電圧の和Ｖｄは上昇する。このとき、入力電流Ｉｓの位相を反転させることにより有効電力が交流電源ＳＵＰに戻され、やはり、直流和電圧Ｖｄは電圧指令値Ｖｄ^＊に一致するように制御される。これにより、電力回生が可能で、直流電圧安定化が図られ、高力率・高効率な経済的なハイブリッド式電力変換装置を提供できる。
【００３２】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記電力変換器制御回路ＰＴＣは、前記交流電源ＳＵＰからの入力電流Ｉｓの制御を、前記交流電源ＳＵＰの電圧に対して交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを調整し、且つそのときの交流側端子電圧Ｖｃについてのパルスパターンを固定する固定パルス位相制御により行うものである、ことを特徴とする。
【００３３】
電力変換器制御回路ＰＴＣは、３レベル出力電力変換器ＮＰＣを固定されたパルスパターンで動作させ、前記交流電源ＳＵＰの電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより入力電流Ｉｓを制御している。３レベル出力電力変換器ＮＰＣは、固定パルスパターンで、交流電源電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、変換器の交流側端子電圧Ｖｃの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを変えることにより、交流リアクトルＬｓに印加される電圧（Ｖｓ−Ｖｃ）が変化し、入力電流Ｉｓ＝（Ｖｓ−Ｖｃ）／（ｊω・Ｌｓ）を調整することができる。
【００３４】
電源電圧Ｖｓに対する交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生される。ちなみに、位相角φ＝０では、有効電力の授受はない。入力電流Ｉｓの位相角は、電源電圧Ｖｓに対し、φ／２又は、π−φ／２となり、入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。また、入力電流Ｉｓと３レベル出力電力変換器ＮＰＣの交流側端子電圧Ｖｃとの位相差は、−φ／２又は、π＋φ／２となり、変換器力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。位相角φは、入力電流Ｉｓと交流リアクトルＬｓの値に依存する。位相角φは、過負荷運転時でも高々φ＝３０°程度で、力率はｃｏｓ１５°＝０．９６６となる。
【００３５】
３レベル出力電力変換器ＮＰＣを固定パルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、上記のように変換器力率が１に近いため、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、３レベル出力電力変換器ＮＰＣを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストのハイブリッド式電力変換装置を提供できる。
【００３６】
請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記固定パルス位相制御に用いるパルスパターンの固定パルス数が、１パルス、３パルス、５パルスのいずれかである、ことを特徴とする。
【００３７】
固定パルス数を多くするほど高調波の低減には有効であり、通常は、３パルス、５パルス等の奇数で設定される。
【００３８】
請求項５記載の発明は、請求項１乃至４のいずれかに記載の発明において、前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、前記第１の正側高速ダイオードＤｕ１（Ｄｖ１、Ｄｗ１）及び第２の負側高速ダイオードＤｕ４（Ｄｖ４、Ｄｗ４）にそれぞれ直列接続される正側直列抵抗Ｒａ１（Ｒａ３，Ｒａ５）及び負側直列抵抗Ｒａ２（Ｒａ４，Ｒａ６）である、ことを特徴とする。
【００３９】
高速ダイオード電位上昇手段としては種々のものを用いることができ、例えば、高速ダイオードに直列接続される抵抗を用いることができる。そして、自己消弧素子Ｓｕ３に電流が流れているとき、例えば、電流が、Ｌａ→Ｓｕ３→Ｄｕ６→中点Ｏに流れているとき、当該素子Ｓｕ３をオフすると、その電流はまず高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１に流れるが、直列抵抗Ｒａ１の電圧降下により高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１に逆バイアス電圧が印加され、Ｄｕ２，Ｄｕ１の電流が減少し、電力用ダイオードＰＤ１の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１から電力用ダイオードＰＤ１への転流が完了する。
【００４０】
また、自己消弧素子Ｓｕ２に電流が流れているとき、例えば、電流が中点Ｏ→Ｄｕ５→Ｓｕ２→Ｌａに流れているとき、当該素子Ｓｕ２をオフすると、その電流はまず高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３に流れるが、直列抵抗Ｒａ２の電圧降下により高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３に逆バイアス電圧が印加され、当該Ｄｕ４，Ｄｕ３の電流が減少し、電力用ダイオードＰＤ２の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３から電力用ダイオードＰＤ２への転流が完了する。
【００４１】
この動作は、自己消弧素子Ｓｕ２，Ｓｕ３がスイッチングする度に行われる。転流の時間は、時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａに比例し、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードに流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることが可能となる。
【００４２】
直列抵抗Ｒａ１は等価的に高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２のオン電圧降下を増やす効果があり、電力用ダイオードＰＤ１のオン電圧降下Ｖｆａが前記高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２のオン電圧降下Ｖｆｂと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００４３】
請求項６記載の発明は、請求項１乃至４のいずれかに記載の発明において、前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、正側補助直流電圧源Ｅｏ１及び負側補助直流電圧源Ｅｏ２である、ことを特徴とする。
【００４４】
高速ダイオード電位上昇手段としては種々のものを用いることができ、例えば、補助直流電圧源を用いることができる。そして、自己消弧素子Ｓｕ３に電流が流れているとき、例えば、電流がＬａ→Ｓ３→Ｄｕ５→中点Ｏに流れているとき、当該素子Ｓｕ３をオフすると、その電流はまず高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１に流れるが、正側補助直流電圧源Ｅｏ１により高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１に逆バイアス電圧が印加され、当該Ｄｕ２，Ｄｕ１の電流が減少し、電力用ダイオードＰＤ１の電流が増加していく。これを転流とよぶ。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１から電力用ダイオードＰＤ１への転流が完了する。
【００４５】
また、自己消弧素子Ｓｕ２に電流が流れているとき、例えば、電流が中点Ｏ→Ｄｕ５→Ｓｕ２→Ｌａに流れているとき、当該素子Ｓｕ２をオフすると、その電流はまず高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３に流れるが、負側補助直流電圧源Ｅｏ２により高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３に逆バイアス電圧が印加され、当該Ｄｕ４，Ｄｕ３の電流が減少し、電力用ダイオードＰＤ２の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３から電力用ダイオードＰＤ２への転流が完了する。
【００４６】
この動作は、自己消弧素子Ｓｕ２，Ｓｕ３がスイッチングする度に行われる。素子の遮断電流をＩとした場合、転流の時間は、Δｔ＝Ｌａ×（Ｉ／Ｅｏ）で決定され、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４に流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることができる。
【００４７】
補助直流電圧源Ｅｏ１，Ｅｏ２は、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギーを吸収し、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４から電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２のオン電圧降下Ｖｆａが前記高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４のオン電圧降下Ｖｆｂと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００４８】
請求項７記載の発明は、請求項１乃至４のいずれかに記載の発明において、前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１及び負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２である、ことを特徴とし、また、請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１及び負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２にそれぞれ放電抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２を接続した、ことを特徴とする。
【００４９】
高速ダイオード電位上昇手段としては種々のものを用いることができ、例えば、補助直流平滑コンデンサを用いることができる。そして、自己消弧素子Ｓｕ３に電流が流れているとき、例えば、電流がＬａ→Ｓｕ３→Ｄｕ６→中点Ｏに流れているとき、当該素子Ｓｕ３をオフすると、その電流はまず高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１に流れるが、正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１により高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１に逆バイアス電圧が印加され、当該Ｄｕ２，Ｄｕ１の電流が減少し、電力用ダイオードＰＤ１の電流が増加していく。これを転流とよぶ。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１から電力用ダイオードＰＤ１への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギー（１／２）Ｌａ×Ｉ^２が、第１の補助直流平滑コンデンサＣｏ１に、（１／２）Ｃｏ１×Ｖ^２のエネルギーとして、蓄えられる。放電抵抗Ｒｏ１は、コンデンサＣｏ１のエネルギーを消費し、次の転流に備える。
【００５０】
また、自己消弧素子Ｓｕ２に電流が流れているとき、例えば、電流が中点Ｏ→Ｄｕ５→Ｓｕ２→Ｌａに流れているとき、当該素子Ｓｕ２をオフすると、その電流はまず高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３に流れるが、負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２により高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３の電流が減少し、電力用ダイオードＰＤ２の電流が増加していく。
リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３から電力用ダイオードＰＤ２への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギー（１／２）Ｌａ×Ｉ^２が、第２の補助直流平滑コンデンサＣｏ２に、（１／２）Ｃｏ２×Ｖ^２のエネルギーとして、蓄えられる。同様に、放電抵抗Ｒｏ２は、コンデンサＣｏ２のエネルギーを消費し、次の転流に備える。
【００５１】
この動作は、自己消弧素子Ｓｕ２，Ｓｕ３がスイッチングする度に行われる。ここで、ＬａとＣｏ１（又はＣｏ２）の共振回路と考えると、リアクトルＬａのエネルギーがコンデンサＣｏ１（又はＣｏ２）に移る時間Δｔ１は、共振周波数ｆ_ｒに対し、
Δｔ１＝１／（４・ｆ_ｒ）＝（π／２）√（Ｌａ×Ｃｏ１）
となる。すなわち、素子Ｓｕ２又はＳｕ３がオフしてからΔｔ１後にリアクトルＬａの電流Ｉ_ａはゼロになる。例えば、Ｌａ＝２０μＨ，Ｃｏ１＝２０００μＦとした場合、Δｔ１＝３１４μｓｅｃとなる。当該転流時間Δｔ１を短くすれば、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４に流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることができる。
【００５２】
補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２は、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギーを吸収し、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４から電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２のオン電圧降下Ｖｆａが高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４のオン電圧降下Ｖｆｂと接近している場合でも、転流のための十分な電圧を確保することができる。
【００５３】
請求項９記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１及び負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２に蓄積された電力を前記直流平滑コンデンサＣｄに回生する正側電力回生回路ＣＨ１及び負側電力回生回路ＣＨ２を設けた、ことを特徴とする。
【００５４】
補助直流平滑コンデンサに一定以上のエネルギーが蓄積されたときは、これを放出させる必要がある。請求項８記載の発明では、このエネルギーを放出する手段として放電抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２を用いていたが、請求項９記載の発明では、放出するエネルギーを平滑コンデンサＣｄに回生して有効利用するようにしている。
【００５５】
そして、自己消弧素子Ｓｕ３に電流が流れているとき、例えば、電流がＬａ→Ｓｕ３→Ｄｕ６→中点Ｏに流れているとき、当該素子Ｓｕ３をオフすると、その電流はまず高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１に流れるが、正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１により高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１に逆バイアス電圧が印加され、当該Ｄｕ２，Ｄｕ１の電流が減少し、電力用ダイオードＰＤ１の電流が増加していく。これを転流とよぶ。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１から電力用ダイオードＰＤ１への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギー（１／２）Ｌａ×Ｉａ^２が、正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１に、（１／２）Ｃｏ１×Ｖｏ^２のエネルギーとして、蓄えられる。正側回生回路ＣＨ１は、例えば、昇圧チョッパ回路で構成され、コンデンサＣｏ１に蓄えられたエネルギーを、主直流平滑コンデンサＣｄ１に回生し、当該コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｖｏ１をほぼ一定に保つように制御する。これにより、次の転流に備える。
【００５６】
また、自己消弧素子Ｓｕ２に電流が流れているとき、例えば、電流が中点Ｏ→Ｄｕ５→Ｓｕ２→Ｌａに流れているとき、当該素子Ｓｕ２をオフすると、その電流はまず高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３に流れるが、負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２により高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３の電流が減少し、電力用ダイオードＰＤ２の電流が増加していく。
リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３から電力用ダイオードＰＤ２への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギー（１／２）Ｌａ×Ｉａ^２が、負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２に、（１／２）Ｃｏ２×Ｖｏ^２のエネルギーとして、蓄えられる。
【００５７】
同様に、負側回生回路ＣＨ２は、例えば、昇圧チョッパ回路で構成され、コンデンサＣｏ２に蓄えられたエネルギーを、主直流平滑コンデンサＣｄ２に回生し、コンデンサＣｏ２に印加される電圧Ｖｏ２をほぼ一定に保つように制御する。これにより、次の転流に備える。
【００５８】
この動作は、自己消弧素子Ｓｕ２，Ｓｕ３がスイッチングする度に行われる。素子の遮断電流をＩ、補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に印加される電圧をＥｃｏとした場合、前記転流の時間は、Δｔ＝Ｌａ×（Ｉ／Ｅｃｏ）で決定され、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４に流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることができる。
【００５９】
補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に印加される電圧Ｅｃｏ１，Ｅｃｏ２は、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギーを吸収し、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４から電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードＰＤ１のオン電圧降下Ｖｆａが高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４のオン電圧降下Ｖｆｂと接近している場合でも、転流のための電圧を十分に確保することができる。
【００６０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図に基づき説明する。但し、図１５と同様の構成要素には同一符号を付し、重複した説明は適宜省略することがある。図１は、第１の実施形態の要部構成を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側直列抵抗Ｒａ１及び負側直列抵抗Ｒａ２を用いた場合の構成を示している。なお、この図１では、交流電源ＳＵＰ、負荷装置ＬＯＡＤ、電力変換器制御回路ＰＴＣ等の図示を省略しており、また、電力用ダイオード整流器ＲＥＣ及び電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを構成する電力用ダイオード及び自己消弧素子等については一対の正側及び負側の素子のみを図示して図面を簡略化している。このように図面を簡略化している理由には、図１の構成が、単相交流のにのみ適用するわけではなく、単相及び３相の双方、更にはそれ以外の多相交流に対しても適用可能であることが含まれている。
【００６１】
図１に示したハイブリッド式電力変換装置は、直列接続された正側及び負側の直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２と、当該直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２の直列回路の正側端子Ｐ及び負側端子Ｎとの間に接続された正側及び負側の自己消弧素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４の直列回路と、カソード端子が正側端子Ｐに接続され、アノード端子が交流端子Ｕに接続された正側電力用ダイオードＰＤ１と、カソード端子が交流端子Ｕに接続され、アノード端子が負側端子Ｎに接続された負側電力用ダイオードＰＤ２と、第１の正側自己消弧素子Ｓｕ１に逆並列接続された第１の正側高速ダイオードＤｕ１と正側直列抵抗抵抗Ｒａ１の直列回路と、第２の正側自己消弧素子Ｓｕ２に逆並列接続された第２の正側高速ダイオードＤｕ２と、第１の負側自己消弧素子Ｓｕ３に逆並列接続された第１の負側高速ダイオードＤｕ３と、第２の負側自己消弧素子Ｓｕ４に逆並列接続された第２の負側高速ダイオードＤｕ４と負側直列抵抗Ｒａ２の直列回路と、カソード端子が第１の正側自己消弧素子Ｓｕ１と第２の正側自己消弧素子Ｓｕ２の接続点Ｘ１に接続され、アノード端子が直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２の共通接続点である中性接続点Ｏに接続された正側クランプダイオードＤｕ５と、アノード端子が第１の負側自己消弧素子Ｓｕ３と第２の負側自己消弧素子Ｓｕ４の接続点Ｘ３に接続され、カソード端子が直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２の共通接続点である中性接続点Ｏに接続された負側クランプダイオードＤｕ６と、交流側端子Ｕと第２の正側自己消弧素子Ｓｕ２及び第１の負側自己消弧素子Ｓｕ３の接続点Ｘ２との間に接続されたリカバリ電流抑制リアクトルＬａと、を具備している。
【００６２】
そして、電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２が電力用ダイオード整流器ＲＥＣを構成し、自己消弧素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４、直列抵抗Ｒａ１，Ｒａ２、及びクランプダイオードＤｕ５，Ｄｕ６が電圧形自励式電力変換器ＮＰＣを構成している。
【００６３】
なお、出願人は、上記の直列抵抗Ｒａ１，Ｒａ２が付加されていない構成（但し、３レベル出力電力変換器ではなく２レベル出力電力変換器を用いた構成である）を特願２００１−２７９９８１号により先行技術として既に提案している。この先行技術の構成では、電力用ダイオードと高速ダイオードとの間で順方向電圧降下分にあまり差がない場合には、自己消弧素子がオフしたときにリカバリ電流抑制リアクトルに流れる電流を速やかに減衰させることができなかった。図１の構成は、このような先行技術の欠点を是正しようとするものである。
【００６４】
リカバリ電流抑制リアクトルＬａは、自己消弧素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４のいずれかがオンしたとき、電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２に過大なリカバリ電流が流れ込むのを抑える役目をする。
【００６５】
例えば、電流Ｉ_ｓが電力用ダイオードＰＤ１を介して流れていたとき、自己消弧素子Ｓｕ３がオンすると、前記電流Ｉ_ｓはＵ→Ｌａ→Ｓｕ３→Ｄｕ６→Ｏに移っていく。このとき、電力用ダイオードＰＤ１は内部キャリアが消滅するまで時間がかかり、すぐにオフすることはできず、その間、Ｐ→ＰＤ１→Ｌａ→Ｓｕ３→Ｄｕ６→Ｏの経路で、リカバリ電流が流れる。リアクトルＬａは当該リカバリ電流を抑える役目をする。当該リアクトルＬａが無い場合には、過大なリカバリ電流がＰＤ１及び自己消弧素子Ｓｕ３に流れて、ときには当該素子ＰＤ１やＳｕ３を壊すこともある。
【００６６】
電流Ｉ_ｓの方向が反転して電力用ダイオードＰＤ２を介して流れているときに、自己消弧素子Ｓｕ２がオンした場合にも、同様に、リアクトルＬａによりＰＤ２のリカバリ電流を抑えることができる。リアクトルＬａの値は、電力用ダイオードの特性にもよるが、数１０μＨ程度が適当と考えられる。
【００６７】
次に、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４と、それに直列接続された抵抗Ｒａ１，Ｒａ２の役割を説明する。電流Ｉ_ｓが図１の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子Ｓｕ３をオンすると、当該電流Ｉ_ｓは、Ｕ→Ｌａ→Ｓｕ３→Ｏの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子Ｓｕ３をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルＬａに流れていた電流Ｉ_ａは、高速ダイオードＤｕ２→Ｄｕ１→抵抗Ｒａ１を介して流れることになる。
【００６８】
ＰＤ１の順方向電圧降下をＶｆａ、Ｄｕ１とＤｕ２の順方向電圧降下の和をＶｆｂとした場合、抵抗Ｒａ１による電圧降下はＩ_ａ×Ｒａ１となるので、リアクトルＬａには、ＶＬａ＝Ｖｆｂ＋Ｉ_ａ×Ｒａ１−Ｖｆａの逆電圧が印加される。
【００６９】
Ｖｆａ＝Ｖｆｂとした場合、リアクトルＬａの電流Ｉ_ａは、時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａ１で減少していく。例えば、Ｌａ＝２０μＨ，Ｒａ１＝０．１Ωとした場合、電流Ｉ_ａは、時定数Ｔ＝２００μｓｅｃで減衰する。リアクトルＬａの電流Ｉ_ａが減少した分だけ電力用ダイオードＰＤ１の電流（Ｉ_ｓ−Ｉ_ａ）が増加し、次に自己消弧素子Ｓｕ３がオンするまでには、入力電流Ｉ_ｓの大部分は、電力用ダイオードＰＤ１を介して流れるようになる。時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａ１を長くすると、リアクトルＬａの電流Ｉ_ａは次にＳｕ３がオンするまでに、十分に小さくならず、入力電流Ｉ_ｓをＰＤ１とＤ１で分担することになる。
【００７０】
次に、自己消弧素子Ｓｕ３がオンしたときに、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２にも電流が流れていると、当該高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２にもリカバリ電流が流れる。しかし、電力用ダイオードＰＤ１に比べると、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２の内部キャリアの消滅時間は短く、リカバリ電流も小さいので、大きな問題にはならない。
【００７１】
抵抗Ｒａ１を大きくすると、時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａ１は短くなり、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２に流れる電流の時間も短くなる。すると、Ｓｕ３がオフのとき、大部分の電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れ、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２に流れる電流の平均値はわずかな値となる。故に、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２の電流容量を小さくすることができ、しかも、Ｓｕ３がオンするときには、Ｄｕ１，Ｄｕ２の電流は十分に小さくなっているので、リカバリ電流はほとんど流れない。
【００７２】
しかし、自己消弧素子Ｓｕ３がオフしたとき、抵抗Ｒａ１には、Ｉ_ａ×Ｒａ１の電圧が発生し、その電圧が直流電圧Ｖ_ｄ２＝Ｖ_ｄ／２に加えて素子Ｓｕ３に印加される。
例えば、Ｖ_ｄ＝１５００Ｖ，Ｉ_ａ＝１０００Ａ，Ｒａ１＝１Ωとした場合、素子Ｓｕ３のオフ時に印加される電圧は、（１５００Ｖ／２）＋１０００Ｖ＝１７５０Ｖとなってしまう。すなわち、自己消弧素子Ｓｕ３の耐圧を上げなければならなくなる。このことから、時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａ１と、電圧降下Ｉ_ａ×Ｒａ１を考慮しながら、最適な抵抗Ｒａ１を選択することが肝心となる。
【００７３】
入力電流Ｉ_ｓが、図１と反対向きに流れているときは、リアクトルＬａは電力用ダイオードＰＤ２のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子Ｓｕ２及び高速ダイオードＤｕ３，Ｄｕ４及び抵抗Ｒａ２を含めて同様な動作をする。
【００７４】
図２は、第１の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、Ｌｓは交流リアクトル、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器、ＮＰＣは３レベル出力電力変換器、Ｃｄ１，Ｃｄ２は正側及び負側の直流平滑コンデンサ，ＬＯＡＤは負荷装置（図１５のインバータＩＮＶ及び交流電動機Ｍに相当）を示している。
【００７５】
リカバリ電流抑制リアクトルＬａは、３レベル出力電力変換器ＮＰＣの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。通常Ｌａは数１０μＨのインダクタンス値で、交流リアクトルＬｓと比べると、２桁ぐらい小さいものでよい。
【００７６】
図３は、図２における３レベル出力電力変換器ＮＰＣに対する制御を行う電力変換器制御回路ＰＴＣの構成図である。この図に示すように、電力変換器制御回路ＰＴＣは、比較器Ｃ１，Ｃ２、加算器ＡＤ、電圧制御補償回路Ｇ_ｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇ_ｉ（Ｓ）、フィードフォワード補償器ＦＦ、リミッタ回路ＬＩＭ、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣを有している。
【００７７】
この電力変換器制御回路ＰＴＣでは、直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２に印加される和電圧Ｖ_ｄ＝Ｖ_ｄ１＋Ｖ_ｄ２を検出し、比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊と比較する。その偏差ε_ｖを電圧制御補償回路Ｇ_ｖ（Ｓ）により、積分又は比例増幅し、加算器ＡＤに入力する。一方、負荷装置ＬＯＡＤが消費する直流電流Ｉ_Ｌｏａｄを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器ＡＤに入力する。加算器ＡＤの出力をリミッタ回路ＬＩＭを介して、電源ＳＵＰから供給される有効電流の指令値Ｉ_ｑ ^＊を作る。座標変換器Ｚは、電源ＳＵＰから供給される３相入力電流Ｉ_ｒ，Ｉ_ｓ，Ｉ_ｔの検出値をｄｑ軸（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉ_ｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉ_ｄは無効電流検出値を表わす。
【００７８】
比較器Ｃ２により、有効電流指令値Ｉ_ｑ ^＊と有効電流検出値Ｉ_ｑとを比較し、その偏差ε_ｉを電流制御補償回路Ｇ_ｉ（Ｓ）により増幅して、位相角指令値φ＊とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電源電圧に同期した位相信号θ_ｒ，θ_ｓ，θ_ｔを作り、位相制御回路ＰＨＣに入力する。位相制御回路ＰＨＣは、前記位相角指令値φ＊と位相信号θ_ｒ，θ_ｓ，θ_ｔを用いて中性点クランプ式電力変換器ＮＰＣの自己消弧素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４，Ｓｖ１〜Ｓｖ４，Ｓｗ１〜Ｓｗ４のゲート信号ｇｕ１〜ｇｕ４，ｇｖ１〜ｇｖ４，ｇｗ１〜ｇｗ４を発生する。
【００７９】
図１及び図２、図３に示したハイブリッド式電力変換装置は、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流を制御する。図４は、このときの制御動作を説明するための電圧・電流ベクトル図である。
【００８０】
図４において、Ｖ_ｓは電源電圧、Ｖ_ｃはハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧、Ｉ_ｓは入力電流、ｊωＬ_ｓ・Ｉ_ｓは交流リアクトルＬ_ｓによる電圧降下分（ただし、交流リアクトルＬ_ｓの抵抗分は十分小さいものとして無視した）を表わす。ベクトル的に、Ｖ_ｓ＝Ｖ_ｃ＋ｊωＬ_ｓ・Ｉ_ｓの関係がある。
【００８１】
電源電圧Ｖ_ｓの波高値とハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧Ｖ_ｃの基本波波高値は大略一致するように合わせる。直流電圧Ｖ_ｄは負荷側からの要求で決まる場合が多く、パルスパターンを決めると、交流出力電圧Ｖ_ｃの基本波波高値は決まってしまう。そこで、電源側に変圧器ＴＲを設置し、その２次電圧をＶ_ｓとして、波高値を合わせる。
【００８２】
入力電流Ｉ_ｓは、電源電圧Ｖ_ｓに対するハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧Ｖ_ｃの位相角φを調整することにより制御できる。すなわち、位相角φ＝０とすると、交流リアクトルＬ_ｓに印加される電圧ｊωＬ_ｓ・Ｉ_ｓはゼロとなり、入力電流Ｉ_ｓもゼロとなる。位相角（遅れ）φを増やしていくと、ｊωＬ_ｓ・Ｉ_ｓの電圧が増加し、入力電流Ｉ_ｓもその値に比例して増加する。入力電流ベクトルＩ_ｓは、電圧ｊωＬ_ｓ・Ｉ_ｓに対し９０°遅れており、電源電圧Ｖ_ｓに対しては、φ／２だけ遅れたベクトルとなる。従って、電源側から見た入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。
【００８３】
一方、ハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧をＶ_ｃ’のように位相角φを進み方向に増やしていくと、交流リアクトルＬ_ｓに印加される電圧ｊωＬ_ｓ・Ｉ_ｓも負となり、入力電流はＩ_ｓ’のように、電源電圧Ｖ_ｓに対し（π−φ／２）の位相角となる。すなわち、電力Ｐ_ｓ＝Ｖ_ｓ・Ｉ_ｓは負となり、電力を電源に回生することができる。電源電圧Ｖ_ｓを基準にして、交流側端子電圧Ｖ_ｃを図の破線に沿ってＶ_ｃ’の方向に回していくと、入力電流ベクトルＩ_ｓは破線に沿ってＩ_ｓ’の方向に変化する。
【００８４】
そして、図２及び図３において、有効電流Ｉ_ｑは次のように制御される。すなわち、Ｉ_ｑ ^＊＞Ｉ_ｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇ_ｉ（Ｓ）の出力φ^＊が増加し、入力電流Ｉ_ｓを増加させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉ_ｑが増加し、やがてＩ_ｑ ^＊＝Ｉ_ｑとなって落ち着く。逆に、Ｉ_ｑ ^＊＜Ｉ_ｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇ_ｉ（Ｓ）の出力φ^＊が減少し又は負の値になり、入力電流Ｉ_ｓを減少させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉ_ｑが減少し、やはりＩ_ｑ ^＊＝Ｉ_ｑとなって落ち着く。
【００８５】
また、直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２に印加される電圧Ｖ_ｄ＝Ｖ_ｄ１＋Ｖ_ｄ２は次のように制御される。すなわち、Ｖ_ｄ ^＊＞Ｖ_ｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）の出力が増加し、上記のようにＩ_ｑ ^＊＝Ｉ_ｑに制御されるので、有効電力が交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２に供給される。その結果、直流電圧Ｖ_ｄが増加し、Ｖ_ｄ ^＊＝Ｖ_ｄとなるように制御される。逆に、Ｖ_ｄ ^＊＜Ｖ_ｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）の出力が減少し又は負の値となり、有効電力が直流平滑コンデンサＣ_ｄから交流電源ＳＵＰ側に回生される。その結果、直流電圧Ｖ_ｄが減少し、やはりＶ_ｄ ^＊＝Ｖ_ｄとなるように制御される。
【００８６】
図２及び図３の装置では、負荷がとる直流電流Ｉ_Ｌｏａｄを検知し、その量に見合った有効電流を供給するようにフィードフォワード補償器ＦＦで補償量Ｉ_ｑＦＦ ^＊＝ｋ１・Ｉ_Ｌｏａｄを演算し、加算器ＡＤに入力している。これにより、負荷が急変した場合、それに見合った入力電流（有効電流）Ｉ_ｑが供給され、直流平滑コンデンサＣ_ｄの印加電圧Ｖ_ｄの変動を抑えている。
【００８７】
図５は、図３における位相制御回路ＰＨＣの構成図である。図中、ＡＤ１〜ＡＤ３は加減算器、ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３はパルスパターン発生器を示す。加減算器ＡＤ１〜ＡＤ３は、位相信号θ_ｒ，θ_ｓ，θ_ｔから前記位相角指令値φ＊を引き算し、新たな位相信号θ_ｃｒ，θ_ｃｓ，θ_ｃｔを^作る。当該新たな位相信号θ_ｃｒ，θ_ｃｓ，θ_ｃｔは、０〜２πの周期関数で、電源周波数に同期して変化する。
【００８８】
パルスパターン発生器ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３は、新たな位相信号θ_ｃｒ，θ_ｃｓ，θ_ｃｔに対して、一定のパルスパターンとなるようにゲート信号ｇｕ１〜ｇｕ４、ｇｖ１〜ｇｖ４、ｇｗ１〜ｇｗ４を発生する。そして、このパルスパターン発生器ＰＴＮ１は、位相信号θ_ｃｒに対するＲ相素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４のパルスパターンをテーブル関数として記憶している。
【００８９】
図６は、このパルスパターン及びこれに基づく１パルス動作時の各信号波形を示す波形図である。図中、Ｖ_ｒはＲ相電源電圧、θ_ｒは電源電圧Ｖ_ｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θ_ｃｒ＝θ_ｒ−φ＊は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θ_ｒの信号に対しφ＊だけ遅れた信号で与えられる。
【００９０】
すなわち、入力θ_ｃｒに対し、次のようなゲート信号ｇｕ１〜ｇｕ４を出力し、３レベル出力変換器ＮＰＣの交流側端子電圧（Ｒ相）Ｖ_ｃｒは、次のようになる。
【００９１】
０≦θ_ｃｒ＜θ_１の範囲で、ｇｕ１＝０，ｇｕ２＝ｇｕ３＝１，ｇｕ４＝０（Ｓｕ２とＳｕ３：オン，Ｓｕ１とＳｕ４：オフ）となり、Ｖ_ｃｒ＝０となる。ここで、θ_１は角度δだけずれている。
【００９２】
θ_１≦θ_ｃｒ＜θ_２の範囲で、ｇｕ１＝ｇｕ２＝１，ｇｕ３＝ｇｕ４＝０（Ｓｕ１とＳｕ２：オン，Ｓｕ３とＳｕ４：オフ）となり、Ｖ_ｃｒ＝＋Ｖ_ｄｃ／２となる。
【００９３】
θ_２≦θ_ｃｒ＜θ_３の範囲で、ｇｕ１＝０，ｇｕ２＝ｇｕ３＝１，ｇｕ４＝０（Ｓｕ２とＳｕ３：オン，Ｓｕ１とＳｕ４：オフ）となり、Ｖ_ｃｒ＝０となる。
【００９４】
θ_３≦θ_ｃｒ＜θ_４の範囲で、ｇｕ１＝ｇｕ２＝０，ｇｕ３＝ｇｕ４＝１（Ｓｕ１とＳｕ２：オフ，Ｓｕ３とＳｕ４：オン）となり、Ｖ_ｃｒ＝−Ｖ_ｄｃ／２となる。
【００９５】
θ_４≦θ_ｃｒ＜２π の範囲で、ｇｕ１＝０，ｇｕ２＝ｇｕ３＝１，ｇｕ４＝０（Ｓｕ２とＳｕ３：オン，Ｓｕ１とＳｕ４：オフ）となり、Ｖ_ｃｒ＝０となる。
【００９６】
すなわち、変換器ＮＰＣは３レベルの出力電圧を発生することができ、２レベル出力変換器に比較すると、入力電流Ｉ_ｒの高調波は小さくなる。
【００９７】
角度δを一定にした場合、直流電圧Ｖ_ｄが一定ならば、交流側端子電圧Ｖ_ｃｒの振幅値は一定となる。Ｖ_ｃｒの基本波Ｖ_ｃｒ ^＊の位相は、電源電圧Ｖ_ｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相，Ｔ相も同様に与えられる。
【００９８】
図７は、図６のパルスパターンでハイブリッド式電力変換装置を動作させた場合のＲ相各部動作波形を示す。なお、説明の便宜上、入力電流Ｉ_ｒは正弦波としてリプル分を省略して描いている。
【００９９】
図７は力行運転時の動作波形を示すもので、変換器の交流出力電圧Ｖ_ｃｒの基本波は電源電圧Ｖ_ｒに対し、位相角φだけ遅れている。また、入力電流Ｉ_ｒは電源電圧Ｖ_ｒに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、ＩＳｕ１〜ＩＳｕ４はＲ相の自己消弧素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４の電流を、ＩＤｕ１〜ＩＤｕ４は逆並列ダイオード（高速ダイオード）Ｄｕ１〜Ｄｕ４の電流を、ＩＤｕ５，ＩＤｕ６はクランプ用高速ダイオードＤｕ５，Ｄｕ６の電流を、ＩＰＤ１，ＩＰＤ２は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２の電流を、それぞれ表わしている。以下に、そのときの動作を図２と図７を用いて説明する。
【０１００】
−φ＜θ_ｃｒ＜−φ／２の期間では、Ｉ_ｒ＜０で、自己消弧素子Ｓｕ３とＳｕ４がオン（Ｓｕ１とＳｕ２はオフ）しているので、Ｖ_ｃｒ＝−Ｖ_ｄ／２となり、電力用ダイオードＰＤ２を介して電流Ｉ_ｒが流れている。
【０１０１】
次に、−φ／２＜θ_ｃｒ＜θ_４’の期間で、電流Ｉ_ｒ＞０となり、素子Ｓｕ３とＳｕ４がオン状態にあるので、入力電流Ｉ_ｒは、リアクトルＬａ→自己消弧素子Ｓｕ３，Ｓｕ４を介して流れるようになる。
【０１０２】
さらに、θ_４’＜θ_ｃｒ＜θ_１の期間で、素子Ｓｕ２とＳｕ３がオン（Ｓｕ１とＳｕ４はオフ）し、Ｖ_ｃｒ＝０となり、入力電流Ｉ_ｒは、Ｌａ→自己消弧素子Ｓｕ３→クランプ用ダイオードＤｕ６の経路を流れる。
【０１０３】
次に、θ_１＜θ_ｃｒ＜π−φ／２の期間では、電流Ｉ_ｒ＞０で、素子Ｓｕ１とＳｕ２がオン（Ｓｕ３とＳｕ４はオフ）となるので、Ｖ_ｃｒ＝＋Ｖ_ｄ／２となり、電流Ｉ_ｒは、まず、高速ダイオードＤｕ１とＤｕ２及び直列抵抗Ｒａ１を介して流れる。このとき、リアクトルＬａの電流Ｉ_ａは、抵抗Ｒａ１により時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａ１で減衰していく。
電流Ｉ_ａが減少すると、電力用ダイオードＰＤ１に、ＩＰＤ１＝Ｉ_ｒ−Ｉ_ａの電流が流れはじめ、最終的に、Ｉ_ａ＝０，ＩＰＤ１＝Ｉ_ｒとなる。
【０１０４】
π−φ／２＜θ_ｃｒ＜θ_２の期間では、入力電流はＩ_ｒ＜０となるので、前記電力用ダイオードＰＤ１の電流ＩＰＤ１はゼロとなり、入力電流Ｉ_ｒは、リアクトルＬａ及び自己消弧素子Ｓｕ１とＳｕ２を介して流れる。このとき、当該電力用ダイオードＰＤ１にはリカバリ電流はほとんど流れない。
【０１０５】
次に、θ_２＜θ_ｃｒ＜θ_３の期間で、素子Ｓｕ２とＳｕ３がオン（Ｓｕ１とＳｕ４はオフ）し、Ｖ_ｃｒ＝０となり、電流はＩ_ｒ＜０で、中点Ｏ→クランプ用ダイオードＤｕ５→自己消弧素子Ｓｕ２→リアクトルＬａの経路で流れる。
【０１０６】
次に、θ_３＜θ_ｃｒ＜２π−φ／２の期間では、入力電流はＩ_ｒ＜０で、素子Ｓｕ３とＳｕ４がオン（Ｓｕ１とＳｕ２はオフ）し、Ｖ_ｃｒ＝−Ｖ_ｄ／２となり、電流Ｉ_ｒはまず、直列抵抗Ｒａ２と高速ダイオードＤｕ３，Ｄｕ４を介して流れる。このとき、リアクトルＬａの電流Ｉ_ａは、抵抗Ｒａ２により時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａ２で減衰していく。電流Ｉ_ａが減少すると、電力用ダイオードＰＤ２に、ＩＰＤ２＝Ｉ_ｒ−Ｉ_ａの電流が流れはじめ、最終的に、Ｉ_ａ＝０，ＩＰＤ２＝Ｉ_ｒとなる。この動作を繰り返す。Ｓ相，Ｔ相も同様である。
【０１０７】
この場合、自己消弧素子Ｓｕ１とＳｕ４がしゃ断する最大電流Ｉ_ｍａｘ１は、入力電流の波高値をＩ_ｓｍとした場合、Ｉ_ｍａｘ１＝Ｉ_ｓｍ×ｓｉｎ（φ／２−δ）となる。例えば、φ＝２０°，δ＝８°の場合、Ｉ_ｍａｘ１＝０．０３４９×Ｉ_ｓ _{（ｐｅａｋ）} となる。
【０１０８】
また、自己消弧素子Ｓｕ２とＳｕ３がしゃ断する最大電流Ｉ_ｍａｘ２は、入力電流の波高値をＩ_ｓｍとした場合、Ｉ_ｍａｘ２＝Ｉ_ｓｍ×ｓｉｎ（φ／２＋δ）となる。例えば、φ＝２０°，δ＝８°の場合、Ｉ_ｍａｘ１＝０．３０９×Ｉ_ｓｍとなる。
【０１０９】
図８は、回生運転時の動作波形（Ｒ相）を示すもので、変換器の交流側端子電圧Ｖ_ｃｒの基本波は電源電圧Ｖ_ｒに対し、位相角φだけ進んでいる。また、入力電流Ｉ_ｒは、電源電圧の反転値−Ｖ_ｒに対し、位相角（φ／２）だけ進んで流れる。なお、説明の便宜上、入力電流Ｉ_ｒは正弦波としてリプル分を省略して描いている。このとき、ＩＳｕ１〜ＩＳｕ４はＲ相の自己消弧素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４の電流を、ＩＤｕ１〜ＩＤｕ４は逆並列ダイオード（高速ダイオード）Ｄｕ１〜Ｄｕ４の電流を、ＩＤｕ５，ＩＤｕ６はクランプ用ダイオード（高速ダイオード）Ｄｕ５，Ｄｕ６の電流を、ＩＰＤ１，ＩＰＤ２は電力用ダイオードの電流を、それぞれ表わしている。以下に、そのときの動作を図２と図８を用いて説明する。
【０１１０】
まず、−δ＜θ_ｃｒ＜θ_１の期間では、電流Ｉ_ｒ＞０で、素子Ｓｕ２とＳｕ３がオン（Ｓｕ１とＳｕ４はオフ）しているので、Ｖ_ｃｒ＝０となり、電流Ｉ_ｒは、リアクトルＬａ→自己消弧素子Ｓｕ３→クランプ用ダイオードＤｕ６→中点Ｏの経路を流れている。
【０１１１】
次に、θ_１＜θ_ｃｒ＜φ／２の期間では、入力電流Ｉ_ｒ＞０で、素子Ｓｕ１とＳｕ２がオン（Ｓｕ３とＳｕ４はオフ）するので、交流側端子電圧はＶ_ｃｒ＝＋Ｖ_ｄ／２となり、電流Ｉ_ｒは、まず、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２と直列抵抗Ｒａ１を介して流れる。このとき、リアクトルＬａの電流Ｉ_ａは、抵抗Ｒａ１により時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａ１で減衰していく。電流Ｉ_ａが減少すると、電力用ダイオードＰＤ１に、ＩＰＤ１＝Ｉ_ｒ−Ｉ_ａの電流が流れはじめ、最終的に、Ｉ_ａ＝０，ＩＰＤ１＝Ｉ_ｒとなる。
【０１１２】
φ／２＜θ_ｃｒ＜θ_２の期間では、入力電流Ｉ_ｒ＜０となり、素子Ｓｕ１とＳｕ２がオン（Ｓｕ３とＳｕ４はオフ）しているので、交流側端子電圧はＶ_ｃｒ＝＋Ｖ_ｄ／２で、電流Ｉ_ｒは自己消弧素子Ｓｕ１とＳｕ２及びリアクトルＬａを介して流れる。
【０１１３】
さらに、θ_２＜θ_ｃｒ＜θ_３の期間では、電流Ｉ_ｒ＜０で、素子Ｓｕ２とＳｕ３がオン（Ｓｕ１とＳｕ４はオフ）するので、Ｖ_ｃｒ＝０となり、電流Ｉ_ｒは、中点Ｏ→クランプ用ダイオードＤｕ５→自己消弧素子Ｓｕ２→リアクトルＬａの経路で流れる。
【０１１４】
次に、θ_３＜θ_ｃｒ＜π＋φ／２の期間では、電流Ｉ_ｒ＜０で、素子Ｓｕ３とＳｕ４がオン（Ｓｕ１とＳｕ２はオフ）するので、Ｖ_ｃｒ＝−Ｖ_ｄ／２となり、電流Ｉ_ｒは、まず、直列抵抗Ｒａ２と高速ダイオードＤｕ３，Ｄｕ４を介して流れる。このとき、リアクトルＬａの電流Ｉ_ａは、抵抗Ｒａ２により時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａ２で減衰していく。電流Ｉ_ａが減少すると、電力用ダイオードＰＤ２に、ＩＰＤ２＝Ｉ_ｒ−Ｉ_ａの電流が流れはじめ、最終的に、Ｉ_ａ＝０，ＩＰＤ２＝Ｉ_ｒとなる。
【０１１５】
π＋φ／２＜θ_ｃｒ＜θ_４の期間では、電流Ｉ_ｒ＞０となり、素子Ｓｕ３とＳｕ４がオン（Ｓｕ１とＳｕ２はオフ）しているので、Ｖ_ｃｒ＝−Ｖ_ｄ／２で、電流Ｉ_ｒは自己消弧素子Ｓｕ３とＳｕ４を介して流れる。この動作を繰り返す。Ｓ相，Ｔ相も同様である。
【０１１６】
回生運転時、自己消弧素子Ｓｕ１とＳｕ４がしゃ断する最大電流Ｉ_ｍａｘ２は、入力電流の波高値をＩ_ｓｍとした場合、Ｉ_ｍａｘ２＝Ｉ_ｓｍ×ｓｉｎ（φ／２＋δ）となる。また、自己消弧素子Ｓｕ２とＳｕ３がしゃ断する最大電流Ｉ_ｍａｘ１は、入力電流の波高値をＩ_ｓｍとした場合、Ｉ_ｍａｘ１＝Ｉ_ｓｍ×ｓｉｎ（φ／２−δ）となる。
【０１１７】
従って、回生運転時の入力電流Ｉ_ｒの大部分は自己消弧素子に流れるが、当該素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４のしゃ断電流は小さくてすみ、コストの安い電力変換装置を提供できる。
【０１１８】
力行，回生全てのモードで考えると、自己消弧素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４がしゃ断する最大電流は、上記Ｉ_ｍａｘ１又はＩ_ｍａｘ２うち、大きい方の値となる。
【０１１９】
以上のように、本発明のハイブリッド式電力変換装置は、自己消弧素子Ｓｕ２又はＳｕ３がオフしたとき、抵抗Ｒａ１及びＲａ２の作用により、リカバリ電流抑制リアクトルＬａに流れていた電流は徐々に小さくなり、入力電流Ｉ_ｒは、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４から電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２にスムースに移っていく。その転流時間は、時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａに関係し、当該直列抵抗Ｒａ１，Ｒａ２の値を大きくすれば、転流時間を短縮できる。しかし、自己消弧素子Ｓｕ２やＳｕ３がオフしたとき、Ｉ_ａ×Ｒａの電圧が直流電圧Ｖ_ｄに加算されて当該自己消弧素子Ｓｕ２，Ｓｕ３に印加され、その分、耐圧の高い素子が必要になる。故に、上記時定数Ｔと素子耐圧を考慮して直列抵抗Ｒａ１，Ｒａ２を選択する必要がある。
【０１２０】
以上のように、本発明の電力変換装置は、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと３レベル出力電力変換器ＮＰＣを組み合せることにより、入力電流Ｉ_ｒの電流リプルを小さく抑えることができ、高調波の少ない電力変換装置を提供できる。また、変換器力率≒１付近で運転するため、自己消弧素子のしゃ断電流容量が小さいものを用意すればよく、コストの安いハイブリッド式電力変換装置を提供できる。
【０１２１】
図９は、第２の実施形態の要部を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流電圧源Ｅｏ１及び負側補助直流電圧源Ｅｏ２を用いた場合の構成を示している。この正側補助直流電圧源Ｅｏ１及び負側補助直流電圧源Ｅｏ２としては、例えば、バッテリーのような、充放電可能な２次電池などが用いられる。なお、図９は、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流電圧源Ｅｏ１，Ｅｏ２を用いた以外は図１の構成と同じであるため、図１において既述した構成及び動作については極力重複した説明を省略することとする。
【０１２２】
次に、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４と、それに直列接続された補助直流電圧源Ｅｏ１，Ｅｏ２の動作・役割を説明する。電流Ｉ_ｓが図９の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子Ｓｕ３をオンすると、当該電流Ｉ_ｓは、Ｕ→Ｌａ→Ｓｕ３→Ｏの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子Ｓｕ３をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルＬａに流れていた電流Ｉ_ａは、高速ダイオードＤｕ２→Ｄｕ１→補助直流電圧源Ｅｏ１を介して流れることになる。
【０１２３】
ＰＤ１の順方向電圧降下をＶｆａ、Ｄｕ１とＤｕ２の順方向電圧降下の和をＶｆｂとした場合、リアクトルＬａには、ＶＬａ＝Ｖｆｂ＋Ｅｏ１−Ｖｆａの逆電圧が印加される。
【０１２４】
Ｖｆａ＝Ｖｆｂとした場合、リアクトルＬａの電流は、Ｉ_ａｏ−（Ｅｏ１／Ｌａ）×Δｔで、直線的に減少し、ゼロに至る。例えば、Ｉ_ａｏ＝１０００Ａ，Ｌａ＝２０μＨ，Ｅｏ１＝２００Ｖとした場合、時間Δｔ＝０．１ｍｓｅｃで電流Ｉ_ａはゼロになる。
【０１２５】
リアクトルＬａの電流Ｉ_ａが減少した分だけ電力用ダイオードＰＤ１の電流ＩＰＤ１＝Ｉ_ｓ−Ｉ_ａが増加し、次に自己消弧素子Ｓｕ３がオンするまでには、入力電流Ｉ_ｓの大部分は、電力用ダイオードＰＤ１を介して流れるようになる。
【０１２６】
補助直流電圧源の電圧Ｅｏ１を低くすると、リアクトルＬａの電流Ｉ_ａは次にＳｕ３がオンするまでに、十分に小さくならず、入力電流Ｉ_ｓをＰＤ１とＤｕ１，Ｄｕ２で分担することになる。次に、自己消弧素子Ｓｕ３がオンしたときに、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２にも電流が流れていると、当該高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２にもリカバリ電流が流れる。しかし、電力用ダイオードＰＤ１に比べると、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２の内部キャリアの消滅時間は短く、リカバリ電流も小さいので、大きな問題にはならない。
【０１２７】
補助直流電圧源の電圧Ｅｏ１を高くすると、転流時間Δｔは短くなり、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２に流れる電流の時間も短くなる。すると、Ｓｕ３がオフのとき、大部分の電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れ、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２に流れる電流の平均値はわずかな値となる。故に、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２の電流容量を小さくすることができ、しかも、Ｓｕ３がオンするときには、Ｄｕ１，Ｄｕ２の電流は十分に小さくなっているので、リカバリ電流はほとんど流れない。しかし、自己消弧素子Ｓｕ３がオフしたとき、補助直流電圧源の電圧Ｅｏ１が直流電圧Ｖ_ｄ２＝Ｖ_ｄ／２に加えて素子Ｓｕ３に印加される。例えば、Ｖ_ｄ＝１５００Ｖ，Ｅｏ１＝１０００Ｖとした場合、素子Ｓｕ３のオフ時に印加される電圧は、（１５００Ｖ／２）＋１０００Ｖ＝１７５０Ｖとなってしまう。すなわち、自己消弧素子Ｓｕ３の耐圧を上げなければならなくなる。このことから、転流時間Δｔと、自己消弧素子の耐圧を考慮しながら、最適な補助直流電圧源Ｅｏ１の電圧を選択することが肝心となる。
【０１２８】
入力電流Ｉ_ｓが、図９と反対向きに流れているときは、リアクトルＬａは電力用ダイオードＰＤ２のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子Ｓｕ２及び高速ダイオードＤｕ３，Ｄｕ４及び補助直流電圧源Ｅｏ２を含めて同様な動作をする。
【０１２９】
図１０は、第２の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。すなわち、各相の高速ダイオードＤｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１のカソード端子は、補助直流電圧源Ｅｏ１の正側端子に接続されており、各相下側アームの自己消弧素子Ｓｕ３，Ｓｖ３，Ｓｗ３がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流Ｉ_ａｒ，Ｉ_ａｓ，Ｉ_ａｔを補助直流電圧源Ｅｏ１を介して流すことにより、当該電流Ｉ_ａｒ，Ｉ_ａｓ，Ｉ_ａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉ_ｒ，Ｉ_ｓ，Ｉ_ｔの大部分を電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ３，ＰＤ５を介して流すようにしている。
【０１３０】
同様に、各相の高速ダイオードＤｕ４，Ｄｖ４，Ｄｗ４のアノード端子は、補助直流電圧源Ｅｏ２の負側端子に接続されており、各相上側アームの自己消弧素子Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流Ｉ_ａｒ，Ｉ_ａｓ，Ｉ_ａｔを補助直流電圧源Ｅｏ２を介して流すことにより、当該電流Ｉ_ａｒ，Ｉ_ａｓ，Ｉ_ａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉ_ｒ，Ｉ_ｓ，Ｉ_ｔの大部分を電力用ダイオードＰＤ２，ＰＤ４，ＰＤ６を介して流すようにしている。
【０１３１】
補助直流電圧源Ｅｏ１，Ｅｏ２は、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギーを吸収し、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４から電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードＰＤ１のオン電圧降下Ｖｆａが高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４のオン電圧降下Ｖｆｂと接近している場合でも、転流のための十分な電圧を確保することができる。
【０１３２】
この図１０の構成も、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流電圧源Ｅｏ１，Ｅｏ２を用いた以外は図２の構成と同じである。
したがって、その他の構成及び動作については図２において既述しているため、重複した説明を省略することとする。
【０１３３】
図１１は、第３の実施形態の要部を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１及び負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２を用い、更に、これらコンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に放電抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２を接続した場合の構成を示している。図１１は、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２を用い、更にこれらに放電抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２を並列接続した以外は図１の構成と同じであるため、図１において記述した構成及び動作については極力重複した説明を省略することとする。
【０１３４】
次に、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４と、それに直列接続された補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２及び、当該補助コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２にそれぞれ並列接続された放電抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２の役割を説明する。電流Ｉ_ｓが図１１の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子Ｓｕ３をオンすると、当該電流Ｉ_ｓは、Ｕ→Ｌａ→Ｓｕ３→Ｏの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子Ｓｕ３をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルＬａに流れていた電流Ｉ_ａは、高速ダイオードＤｕ２→Ｄｕ１→補助直流平滑コンデンサＣｏ１の経路を流れることになる。当該コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｖｏ１は、Ｌａの蓄積エネルギーがＣｏ１に移ると考えて、
（１／２）Ｌａ×Ｉ_ａ ^２＝（１／２）Ｃｏ１×Ｖｏ１^２
の関係が成り立ち、Ｖｏ１＝Ｉ_ａ×√（Ｌａ／Ｃｏ１）まで上昇する。例えば、Ｉ_ａ＝１０００Ａ，Ｌａ＝２０μＨ，Ｃｏ１＝２０００μＦとした場合、Ｖｏ１＝１００Ｖとなる。この電圧Ｖｏ１は、自己消弧素子Ｓｕ１，Ｓｕ２の耐圧に影響を与えるので、当該電圧Ｖｏ１があまり高くならないようにコンデンサＣｏ１の容量を決める。
【０１３５】
ここで、ＬａとＣｏ１により共振回路が形成されていると考えると、リアクトルＬａのエネルギーがコンデンサＣｏ１に移る時間Δｔ１は、共振周波数ｆ_ｒ＝１／｛２π√（Ｌａ×Ｃｏ１）｝に対し、
Δｔ１＝１／（４・ｆ_ｒ）＝（π／２）√（Ｌａ×Ｃｏ１）＝３１４μｓｅｃ
となる。すなわち、素子Ｓ２がオフしてからΔｔ１後にリアクトルＬａの電流Ｉ_ａはゼロになる。
【０１３６】
リアクトルＬａの電流Ｉ_ａの減少に伴い、電力用ダイオードＰＤ１の電流ＩＰＤ１＝Ｉ_ｓ−Ｉ_ａが増加し、次に自己消弧素子Ｓｕ３がオンするまでには、入力電流Ｉ_ｓの大部分は、電力用ダイオードＰＤ１を介して流れるようになる。従って、高速ダイオードＤ１に流れる電流ＩＤ１（平均値）は小さく、電流容量の小さなもので済む。
また、自己消弧素子Ｓｕ３が次にオンするまでに、当該高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２の電流は十分小さくなっており、再び素子Ｓｕ３がオンしたとき、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２にはリカバリ電流がほとんど流れない利点がある。
【０１３７】
コンデンサＣｏ１に蓄えられた電圧Ｖｏ１は、放電抵抗Ｒｏ１により放電し、次のスイッチングに備える。その放電時定数は、Ｔｏ＝Ｒｏ１×Ｃｏ１となり、例えば、Ｃｏ１＝２０００μＦ，Ｒｏ１＝１Ωとすると、Ｔｏ＝２ｍｓｅｃとなる。
【０１３８】
以上のように、電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下Ｖｆａと高速ダイオードＤｕ１＋Ｄｕ２の順方向電圧降下Ｖｆｂとの間にあまり差が無い場合でも、素子Ｓｕ３がオフしたときにリカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流を速やかに減衰させ、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２から電力用ダイオードＰＤ１への転流を実現することができる。
【０１３９】
入力電流Ｉ_ｓが、図１１と反対向きに流れているときは、リアクトルＬａは電力用ダイオードＰＤ２のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子Ｓｕ２及び高速ダイオードＤｕ３，Ｄｕ６と補助直流平滑コンデンサＣｏ２及び放電抵抗Ｒｏ２を含めて同様な動作をする。
【０１４０】
図１２は、第３の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。すなわち、各相の高速ダイオードＤｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１のカソード端子は、補助直流平滑コンデンサＣｏ１の正側端子に接続されており、各相下側アームの自己消弧素子Ｓｕ３，Ｓｖ３，Ｓｗ３がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流Ｉ_ａｒ，Ｉ_ａｓ，Ｉ_ａｔを補助直流平滑コンデンサＣｏ１を介して流すことにより、当該電流Ｉ_ａｒ，Ｉ_ａｓ，Ｉ_ａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉ_ｒ，Ｉ_ｓ，Ｉ_ｔの大部分を電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ３，ＰＤ５を介して流すようにしている。
【０１４１】
同様に、高速ダイオードＤｕ４，Ｄｖ４，Ｄｗ４のアノード端子は、補助直流平滑コンデンサＣｏ２の負側端子に接続されており、上側アームの自己消弧素子Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流Ｉ_ａｒ，Ｉ_ａｓ，Ｉ_ａｔを補助直流平滑コンデンサＣｏ２を介して流すことにより、当該電流Ｉ_ａｒ，Ｉ_ａｓ，Ｉ_ａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉ_ｒ，Ｉ_ｓ，Ｉ_ｔの大部分を電力用ダイオードＰＤ２，ＰＤ４，ＰＤ６を介して流すようにしている。
【０１４２】
補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２は、前記リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギーを吸収し、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４から電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２のオン電圧降下Ｖｆａが前記高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４のオン電圧降下Ｖｆｂと近似している場合でも、転流のための十分な電圧を確保することができる。
【０１４３】
この図１２の構成も、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２を用い、更にこれらに放電抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２を並列接続した以外は図２の構成と同じである。したがって、その他の構成及び動作については図２において既述しているため、重複した説明を省略することとする。
【０１４４】
図１３は、第４の実施形態の要部を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１及び補助直流平滑コンデンサＣｏ２を用い、更に、これらコンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に蓄積された電力を正側及び負側の直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２に回生する正側回生回路ＣＨ１及び負側回生回路ＣＨ２を設けた場合の構成を示している。図１３は、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２を用い、これらに蓄積された電力をＣＨ１，ＣＨ２によりＣｄ１，Ｃｄ２に回生するようにしたこと以外は図１の構成と同じであるため、図１において記述した構成及び動作については極力重複した説明を省略することとする。
【０１４５】
図１３において、昇圧チョッパ回路ＣＨ１は、自己消弧素子Ｑ１，環流ダイオードＤｃｈ１及び直流リアクトルＬｏ１で構成され、補助直流平滑コンデンサＣｏ１に蓄えられたエネルギーを正側直流平滑コンデンサＣｄ１に回生するようになっている。同様に、昇圧チョッパ回路ＣＨ２は、自己消弧素子Ｑ２，環流ダイオードＤｃｈ２及び直流リアクトルＬｏ２で構成され、負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２に蓄えられたエネルギーを直流平滑コンデンサＣｄ１に回生するようになっている。
【０１４６】
次に、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４と、それに直列接続された補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２及び、当該補助コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に蓄えられたエネルギーを主直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２に回生する昇圧チョッパＣＨ１，ＣＨ２の動作を説明する。
【０１４７】
電流Ｉ_ｓが図１３の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子Ｓｕ３をオンすると、当該電流Ｉ_ｓは、Ｕ→Ｌａ→Ｓｕ３→Ｄｕ６→Ｏの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子Ｓｕ３をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルＬａに流れていた電流Ｉ_ａは、高速ダイオードＤｕ２→Ｄｕ１→Ｃｏ１を介して流れることになる。当該直流平滑コンデンサＣｏ１の容量を十分大きな値にした場合、前記自己消弧素子Ｓ２のスイッチングの度に、リアクトルＬａのエネルギー（１／２）Ｌａ×Ｉ_ａ ^２が、当該補助直流平滑コンデンサＣｏ１に移り、徐々に当該補助コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｖｏ１が増加する。
【０１４８】
昇圧チョッパ回路ＣＨ１は、補助直流平滑コンデンサＣｏ１の印加電圧Ｖｏ１がほぼ一定になるように、当該補助直流平滑コンデンサＣｏ１のエネルギーを主直流平滑コンデンサＣｄ１に回生する。すなわち、自己消弧素子Ｑ１をオンすると、Ｃｏ１（＋）→Ｑ１→Ｌｏ１→Ｃｏ１（−）の経路で電流が流れ、直流リアクトルＬｏ１の電流を増加させる。
【０１４９】
次いで、素子Ｑ１をオフすると、直流リアクトルＬｏ１の電流は、Ｌｏ１→Ｃｄ１→Ｄｃｈ１の経路で流れるようになり、Ｌｏ１のエネルギーは主直流平滑コンデンサＣｄ１に回生される。補助コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｖｏ１が指令値Ｖｏ＊より大きくなった場合は、直流リアクトルＬｏ１の電流を増加させ、回生電力を増やす。逆に、補助コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｖｏ１が指令値Ｖｏ＊より小さくなった場合は、直流リアクトルＬｏ１の電流を減少させ、回生電力を減らす。このようにして、補助直流平滑コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｖｏ１をほぼ一定に保つことができる。すなわち、補助直流平滑コンデンサＣｏ１は補助直流電圧源Ｖｏ１と考えることができる。
【０１５０】
また、電流Ｉ_ｓが図１３の矢印の向きに流れているとき、前述したように、自己消弧素子Ｓ２をオンすると、当該電流Ｉ_ｓは、Ｕ→Ｌａ→Ｓ２→Ｎの経路に流れ、この状態から次に、当該自己消弧素子Ｓ２をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルＬａに流れていた電流Ｉ_ａは、高速ダイオードＤ１と補助直流平滑コンデンサＣｏ１（補助直流電圧源Ｖｏ１）を介して流れることになる。このとき、電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下をＶｆａ、高速ダイオードＤｕ１とＤｕ２の順方向電圧降下をＶｆｂとした場合、リアクトルＬａには、ＶＬａ＝Ｖｏ１＋Ｖｆｂ−Ｖｆａの逆電圧が印加される。
【０１５１】
Ｖｆａ＝Ｖｆｂとした場合、リアクトルＬａの電流Ｉ_ａは、Ｉ_ａｏ−（Ｖｏ１／Ｌａ）×Δｔで、直線的に減少し、ゼロに至る。例えば、Ｉ_ａｏ＝１０００Ａ，Ｌａ＝２０μＨ，Ｖｏ１＝２００Ｖとした場合、時間Δｔ＝０．１ｍｓｅｃで電流Ｉ_ａはゼロになる。
【０１５２】
リアクトルＬａの電流Ｉ_ａの減少に伴い、電力用ダイオードＰＤ１の電流（Ｉ_ｓ−Ｉ_ａ）が増加し、次に自己消弧素子Ｓｕ３がオンするまでには、入力電流Ｉ_ｓの大部分は、電力用ダイオードＰＤ１を介して流れるようになる。補助直流平滑コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｖｏ１の電圧を低くすると、上記転流時間Δｔが長くなり、リアクトルＬａの電流Ｉ_ａは次にＳｕ３がオンするまでに、十分に小さくはならず、入力電流Ｉ_ｓを電力用ダイオードＰＤ１と高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２で分担することになる。次に、自己消弧素子Ｓｕ３がオンしたときに、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２にも電流が流れていると、当該高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２にもリカバリ電流が流れる。しかし、電力用ダイオードＰＤ１に比べると、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２の内部キャリアの消滅時間は短く、リカバリ電流も小さいので、大きな問題にはならない。
【０１５３】
補助直流平滑コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｖｏ１を高くすると、転流時間Δｔは短くなり、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２に流れる電流の時間も短くなる。すると、Ｓｕ３がオフのとき、大部分の電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れ、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２に流れる電流の平均値はわずかな値となる。故に、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２の電流容量を小さくすることができ、しかも、次にＳｕ３がオンするときには、Ｄｕ１，Ｄｕ２の電流は十分に小さくなっているので、リカバリ電流はほとんど流れない。
【０１５４】
しかし、自己消弧素子Ｓｕ３がオフしたとき、補助直流平滑コンデンサＣｏ１の印加電圧Ｖｏ１が主直流電圧Ｖ_ｄ／２に加えて素子Ｓｕ３に印加される。例えば、Ｖ_ｄ＝１５００Ｖ，Ｖｏ１＝１０００Ｖとした場合、素子Ｓｕ３のオフ時に印加される電圧は、７５０Ｖ＋１０００Ｖ＝１７５０Ｖとなってしまう。すなわち、自己消弧素子Ｓｕ３の耐圧を上げなければならなくなる。このことから、転流時間Δｔと、自己消弧素子の耐圧を考慮しながら、最適な補助直流平滑コンデンサＣｏ１の電圧Ｖｏ１を選択することが肝心となる。
【０１５５】
入力電流Ｉ_ｓが、図１３と反対向きに流れているときは、リアクトルＬａは電力用ダイオードＰＤ２のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子Ｓｕ２及び高速ダイオードＤｕ３，Ｄｕ４と補助直流平滑コンデンサＣｏ２を含めて同様な動作をする。
【０１５６】
以上のように、電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２の順方向電圧降下Ｖｆａと高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４の順方向電圧降下Ｖｆｂがあまり差が無い場合でも、素子Ｓｕ２やＳｕ３がオフしたとき、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流を減衰させ、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４から電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２への速やかな転流を実現することができる。
【０１５７】
図１４は、第４の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。すなわち、正側昇圧チョッパ回路ＣＨ１は、自己消弧素子Ｑ１，環流ダイオードＤｃｈ１及び直流リアクトルＬｏ１で構成され、正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１に蓄えられたエネルギーを正側直流平滑コンデンサＣｄ１に回生するようになっている。同様に、負側昇圧チョッパ回路ＣＨ２は、自己消弧素子Ｑ２，環流ダイオードＤｃｈ２及び直流リアクトルＬｏ２で構成され、負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２に蓄えられたエネルギーを負側直流平滑コンデンサＣｄ２に回生するようになっている。
【０１５８】
この図１４の構成も、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１及び負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２を用い、更に、これらコンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に蓄積された電力を直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２に回生する正側回生回路ＣＨ１及び負側回生回路ＣＨ２を設けたこと以外は図２の構成と同じである。したがって、その他の構成及び動作については図２において既述しているため、重複した説明を省略することとする。
【０１５９】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図２】本発明の第１の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図３】図２における３レベル出力電力変換器ＮＰＣに対する制御を行う電力変換器制御回路ＰＴＣの構成図。
【図４】図１及び図２、図３の構成において行われる固定パルス位相制御の動作を説明するための電圧・電流ベクトル図。
【図５】図３における位相制御回路ＰＨＣの構成図。
【図６】１パルスパターンの固定パルス位相制御に基づく図１又は図２の制御動作を説明するための波形図。
【図７】図６のパルスパターンにより力行運転を行った場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図。
【図８】図６のパルスパターンにより回生運転を行った場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図。
【図９】本発明の第２の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図１０】本発明の第２の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図１１】本発明の第３の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図１２】本発明の第３の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図１３】本発明の第４の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図１４】本発明の第４の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図１５】従来装置の構成図。
【符号の説明】
ＳＵＰ交流電源
ＲＥＣ電力用ダイオード整流器
ＮＰＣ３レベル出力電力変換器（電圧形自励式電力変換器）
ＰＴＣ電力変換器制御回路
Ｃｄ１正側直流平滑コンデンサ
Ｃｄ２負側直流平滑コンデンサ
ＬＯＡＤ負荷装置
Ｌｓ交流リアクトル
Ｌａリカバリ電流抑制リアクトル
Ｏ中性接続点
ＰＤ１，ＰＤ３，ＰＤ５正側電力用ダイオード
ＰＤ２，ＰＤ４，ＰＤ６負側電力用ダイオード
Ｓｕ１（Ｓｖ１、Ｓｗ１）第１の正側自己消弧素子
Ｓｕ２（Ｓｖ２、Ｓｗ２）第２の正側自己消弧素子
Ｓｕ３（Ｓｖ３、Ｓｗ３）第１の負側自己消弧素子
Ｓｕ４（Ｓｖ４、Ｓｗ４）第２の負側自己消弧素子
Ｄｕ１（Ｄｖ１、Ｄｗ１）第１の正側高速ダイオード
Ｄｕ２（Ｄｖ２、Ｄｗ２）第２の正側高速ダイオード
Ｄｕ３（Ｄｖ３、Ｄｗ３）第１の負側高速ダイオード
Ｄｕ４（Ｄｖ４、Ｄｗ４）第２の負側高速ダイオード
Ｄｕ５（Ｄｖ５、Ｄｗ５）正側クランプダイオード
Ｄｕ６（Ｄｖ６、Ｄｗ６）負側クランプダイオード
Ｒａ１，Ｒａ３，Ｒａ５正側直列抵抗（正側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｒａ２，Ｒａ４，Ｒａ６負側直列抵抗（負側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｅｏ１正側補助直流電圧源（正側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｅｏ２負側補助直流電圧源（負側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｃｏ１正側補助直流平滑コンデンサ（正側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｃｏ２負側補助直流平滑コンデンサ（負側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｒｏ１，Ｒｏ２放電抵抗
ＣＨ１正側電力回生回路
ＣＨ２負側電力回生回路
ｇｕ１〜ｇｕ４（ｇｖ１〜ｇｖ４、ｇｗ１〜ｇｗ４）ゲート信号（スイッチング制御信号）
ＩＮＶインバータ
Ｍ交流電動機[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
TECHNICAL FIELD The present invention relates to a power conversion device used in ground equipment such as a substation in an electric railway DC feed system.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art As a power converter used in a ground facility such as a substation in an electric railway DC feed system, a method of converting three-phase AC power into DC power by a power diode rectifier connected in a three-phase bridge is often adopted. (For example, see Patent Document 1). This method has the advantage that the overload capability is excellent and the converter cost can be reduced.
However, there is a drawback that when a train applies a regenerative brake, the electric power cannot be regenerated to the AC power supply side, and regenerative revocation often occurs. In addition, there is a drawback that there is load current dependency, and that the DC feeding voltage greatly varies depending on the load.
[0003]
Therefore, a method of performing power conversion by a voltage-type self-excited power converter may be adopted (for example, see Patent Document 2). FIG. 16 is a configuration diagram of a conventional power converter using a PWM converter (pulse width modulation control converter) capable of power regeneration as a voltage-type self-excited power converter. In the figure, R, S, and T are terminals of a three-phase AC power supply SUP, Ls is an AC reactor, CNV is a PWM converter (voltage-type self-excited power converter), Cd is a DC smoothing capacitor, and INV is a three-phase output VVVF ( (Variable voltage variable frequency) inverter, M indicates an AC motor, and PTC indicates a power converter control circuit.
[0004]
The power converter control circuit PTC has comparators C1 and C2, a voltage control compensator Gv (S), a multiplier ML, a current control compensator Gi (S), and a pulse width modulation control circuit PWMC. In the figure, portions surrounded by broken lines are circuits for each of the R, S, and T phases. Only the R phase portion is shown in detail in the figure, but the S phase and the T phase are similarly configured. However, Sin {ωt + (2/3) π} and Sin {ωt− (2/3) π} are input to the lower input terminals of the multipliers ML of the S-phase and the T-phase.
[0005]
The PWM converter CNV is configured such that the voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor Cd is equal to the command value Vd.^*The input currents Ir, Is, It are controlled so as to coincide with the following. That is, the voltage command value Vd^*The deviation between the voltage and the voltage detection value Vd is amplified by the control compensator Gv (S), and is used as the amplitude command value Ism of the input current. The multiplier ML multiplies the unit sine wave sinωt synchronized with the R-phase voltage by the amplitude command value Ism of the input current, and this is multiplied by the R-phase current command value Ir.^*It is said.
[0006]
R-phase current command value Ir^*And the R-phase current detection value Ir are compared, and the deviation is inverted and amplified by the current control compensator Gi (S). Usually, proportional amplification is used, and Gi (S) = − Ki. Ki is a proportionality constant. Voltage command value er which is the output of Gi (S)^*= −Ki × (Ir^*−Ir) is input to the PWM control circuit PWMC, and gate signals g1 and g2 of the R-phase self-turn-off devices S1 and S2 of the converter CNV are generated.
[0007]
The PWM control circuit PWMC has a voltage command value er^*And a carrier signal X (for example, a 1 kHz triangular wave), and er^*If> X, the element S1 is turned on (S2 is off), and er^*If <X, the element S2 is turned on (S1 is turned off). As a result, the R-phase voltage Vr of the converter CNV becomes the voltage command value er^*Generates a voltage proportional to
[0008]
Ir^*> Ir, the voltage command value er^*Becomes a negative value and increases Ir.
Conversely, Ir^*<In the case of Ir, the voltage command value er^*Becomes a positive value and decreases Ir. Therefore, Ir^*= Ir. S-phase and T-phase currents are similarly controlled.
[0009]
The voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor is controlled as follows.
That is, Vd^*If> Vd, the amplitude command value Ism of the input current increases. The current command value of each phase is in phase with the power supply voltage, and the active power Ps proportional to Ism is supplied from the AC power supply SUP to the DC smoothing capacitor Cd. As a result. Vd rises and Vd^*= Vd.
[0010]
Conversely, Vd^*If <Vd, the amplitude command value Ism of the input current becomes a negative value, and the power Ps is regenerated on the AC power supply side. Therefore, the energy stored in the DC smoothing capacitor Cd decreases, and Vd decreases.^*= Vd.
[0011]
The VVVF inverter INV and the AC motor M are loads that use the DC smoothing capacitor Cd as a voltage source, and consume energy of the capacitor Cd during power running operation, and work in a direction to reduce Vd. Further, during the regenerative operation, the regenerative energy is returned to the smoothing capacitor Cd, so that Vd is increased. As described above, the DC voltage Vd is controlled by the PWM converter CNV so as to be constant, so that the active power is automatically supplied from the AC power supply in the power running operation, and the active power in accordance with the regenerative energy is provided in the regenerative operation. Electric power is regenerated to the AC power supply.
[0012]
As described above, according to the conventional device using the PWM converter, the DC voltage can be stabilized, the power can be regenerated, and the problem of regenerative lapse in the DC feeding system of the electric railway can be solved.
[0013]
[Patent Document 1]
JP-A-8-242502 (page 4, FIG. 2)
[Patent Document 2]
JP-A-7-79567 (page 18, FIG. 1)
[0014]
[Problems to be solved by the invention]
However, the PWM converter has a disadvantage that switching loss is increased because switching is performed at a high frequency. Further, the switching element needs to have the ability to cut off the maximum value of the AC input current as the breaking current. Therefore, it must be designed to withstand the breaking current even for a short-time overload (for example, 300% of the rated current), and a large power converter is required, resulting in an uneconomical system. There is.
[0015]
As described above, in the conventional device, when a self-excited converter (referred to as a PWM converter) by pulse width modulation control is used as a power converter capable of power regeneration, the cost is higher than when a diode rectifier is used. However, there is a disadvantage that the overload capacity cannot be increased. In addition, there has been a problem that switching loss due to the PWM control is increased and converter efficiency is poor.
[0016]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide an economical power conversion device that is excellent in overload capability, capable of regenerating power, has high converter efficiency, and is economical.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
As means for solving the above-mentioned problems, the invention according to claim 1 includes a positive power diode PD1 (PD3, PD5) and a negative power diode PD2 (PD4) forming a positive arm and a negative arm, respectively. A power diode rectifier REC having an AC terminal connected to an AC power supply SUP via an AC reactor Ls; and a positive DC terminal P. And the first and second positive self-extinguishing elements Su1, Su2 (Sv1, Sv2, Sw1, Sw2) connected in series between the AC terminals, and the first and second positive self-extinguishing elements Su1, First and second positive high-speed diodes Du1, Du2 (Dv1, Dv2, Dw1, Dw2) connected in parallel to Su2 (Sv1, Sv2, Sw1, Sw2), first and second The positive clamp diodes Du5 (Dv5, Dw5) inserted between the common connection point of the two positive self-extinguishing elements Su1, Su2 (Sv1, Sv2, Sw1, Sw2) and the neutral connection point O. A first arm and a second negative self-extinguishing element Su3, Su4 (Sv3, Sv4, Sw3, Sw4) connected in series between the AC terminal and the negative DC terminal N while forming a positive arm. First and second negative high-speed diodes Du3 and Du4 (Dv3, Dv4, Dw3 and Dw4) connected in parallel to the first and second negative self-extinguishing elements Su3 and Su4 (Sv3, Sv4, Sw3 and Sw4). ), A negative clamp diode Du6 () inserted between a common connection point of the first and second negative self-extinguishing elements Su3, Su4 (Sv3, Sv4, Sw3, Sw4) and a neutral connection point O. Dv6, D 6), a negative side arm is formed, and an AC terminal is connected to an AC terminal of the power diode rectifier REC via a recovery current suppressing reactor La to enable output of a three-level AC voltage. A self-excited power converter NPC, first and second positive-side self-extinguishing elements Su1, Su2 (Sv1, Sv2, Sw1, Sw2) and first and second negative electrodes of the voltage-type self-excited power converter NPC. A power converter control circuit PTC for outputting switching control signals gu1 to gu4 (gv1 to gv4, gw1 to gw4) to the self-turn-off devices Su3 and Su4 (Sv3, Sv4, Sw3 and Sw4); It is connected between the terminal P and the neutral connection point O, and between the neutral connection point O and the negative DC terminal N, and when power is supplied to the load device LOAD during power running. Both include a positive-side DC smoothing capacitor Cd1 and a negative-side DC smoothing capacitor Cd2 that receive power supply from the load device LOAD during regeneration, and the voltage-type self-excited power converter NPC further includes The recovery current generated by the switching operation of each of the arc-extinguishing element Su3 (Sv3, Sw3) and the second positive-side self-extinguishing element Su2 (Sv2, Sw2) is determined by the first and second positive high-speed diodes. Commutation from Du1, Du2 (Dv1, Dv2, Dw1, Dw2) to the positive power diode PD1 (PD3, PD5), and the first and second negative high-speed diodes Du3, Du4 (Dv3, Dv4, Dw3) , Dw4) to the negative power diode PD2 (PD4, PD6). 1 (Dv1, Dw1) and a positive high-speed diode potential raising means and a negative high-speed diode potential raising means for raising the potentials of the second negative high-speed diode Du4 (Dv4, Dw4) to the positive side and the negative side, respectively. It is characterized by the following.
[0018]
As described above, the hybrid power converter is configured by combining the power diode rectifier REC and the self-excited power converter NPC capable of three-level output (hereinafter sometimes referred to as a three-level output power converter). can do. The number of AC phases applicable to this device is mainly three-phase or single-phase. However, the number of phases is not limited to these, and other phases may be included.
[0019]
For example, considering the U-phase of a three-phase hybrid power converter having three phases, this three-level output power converter NPC usually has four self-extinguishing elements Su1 to Su4 and four self-extinguishing elements Su1 to Su4. The AC-side voltage V is constituted by the anti-parallel diodes Du1 to Du4 and the two high-speed diodes for clamping Du5 and Du6._cUTo output a three-level voltage. However, the voltages applied to the DC smoothing capacitors Cd1 and Cd2 are Vd1 = Vd2 = Vd / 2, respectively.
[0020]
When Su1 and Su2 are on (Su3 and Su4 are off), V_cU= + V_d/ 2
When Su2 and Su3 are on (Su1 and Su4 are off), V_cU= 0
When Su3 and Su4 are on (Su1 and Su2 are off), V_cU= -V_d/ 2
The same applies to the V phase and the W phase.
[0021]
The recovery current suppressing reactor La serves to suppress an excessive recovery current from flowing into each diode of the power diode rectifier REC when the self-extinguishing element of the three-level output power converter NPC is turned on. La is an inductance value of several tens of μH, which may be about two orders of magnitude smaller than the ordinary AC reactor Ls.
[0022]
The potentials of the high-speed diodes Du1 and Du4 connected in anti-parallel to the self-turn-off devices Su1 and Su4 forming the three-level output power converter NPC are respectively positive by the positive high-speed diode potential increasing means and the negative high-speed diode potential increasing means. Side and the negative side.
[0023]
When a current is flowing through the self-extinguishing element Su3, for example, when a current is flowing from La → Su3 → Du6 → the middle point O, when the element Su3 is turned off, the current is first supplied to the high-speed diodes Du2 and Du1. Although the current flows, a reverse bias voltage is applied to the high-speed diodes Du2 and Du1 by the positive-side high-speed diode potential increasing means, so that the currents of Du2 and Du1 decrease and the current of the power diode PD1 increases. When the current of the recovery current suppressing reactor La becomes zero, the commutation from the high-speed diodes Du2 and Du1 to the power diode PD1 is completed.
[0024]
When the current is flowing through the self-extinguishing element Su2, for example, when the current is flowing from the middle point O → Du5 → Su2 → La, and the element Su2 is turned off, the current first flows into the high-speed diodes Du4 and Du3. However, a reverse bias voltage is applied to the high-speed diodes Du4 and Du3 by the negative high-speed diode potential raising means, and the currents of the Du4 and Du3 decrease, and the current of the power diode PD2 increases. When the current of the recovery current suppression reactor La becomes zero, the commutation from the high-speed diodes Du4 and Du3 to the power diode PD2 is completed.
[0025]
This operation is performed every time the self-extinguishing elements Su2 and Su3 are switched. The commutation time is proportional to a time constant determined by the inductance of the recovery current suppression reactor La and the impedance of the positive high-speed diode potential increasing means or the negative high-speed diode potential increasing means. Since the effective current flowing through the high-speed diode also becomes small, it is possible to use a diode having a small current rating.
[0026]
By adding the positive-side high-speed diode potential increasing means, an effect of equivalently increasing the on-voltage drop of the high-speed diodes Du1 and Du2 can be obtained, and the on-voltage drop Vfa of the power diode PD1 is reduced by the high-speed diodes Du1 and Du2. , The voltage for commutation can be secured.
[0027]
In the present invention, during the power running operation, the cutoff current of the three-level output power converter NPC is suppressed to be small by controlling the majority of the current to flow to the power diode rectifier REC. The three-level output power converter NPC controls the input current by controlling the phase angle φ with respect to the power supply voltage in a fixed pulse pattern (1 pulse, 3 pulses, 5 pulses, etc.) synchronized with the power supply voltage. , Is always operated near the input power factor = 1. Therefore, the switching of the self-extinguishing element constituting the three-level output power converter NPC is performed by the input current I_sBy performing the operation near the zero point, the breaking current of the element can be reduced.
[0028]
On the other hand, during regenerative operation, most of the current flows through the self-extinguishing element of the three-level output power converter NPC. However, even during the regenerative operation, the power supply power factor is controlled to approximately 1, and by switching the self-extinguishing element near the current zero point, the breaking current of the element can be reduced.
[0029]
As a result, it is possible to provide a low-cost three-level output hybrid power converter capable of regenerating power, having a high power factor, high efficiency, and low cost.
[0030]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the power converter control circuit PTC controls the input current Is from the AC power supply SUP to thereby connect the positive-side DC smoothing capacitor connected in series. It controls the sum voltage Vd applied to Cd1 and the negative DC smoothing capacitor Cd2.
[0031]
By connecting the AC-side terminal of the power converter to the AC power supply SUP via the AC reactor Ls and connecting the load device LOAD to the DC-side terminal, the power converter functions as an AC / DC power converter. When the load device LOAD consumes power, the sum Vd of the voltages applied to the DC smoothing capacitors Cd1 and Cd2 decreases. However, by increasing the effective component of the input current Is supplied from the AC power supply SUP, The DC voltage Vd is the voltage command value Vd^*Is controlled to match. Further, when the load device LOAD includes, for example, an inverter and an AC motor, when regenerative braking is applied to the motor, the energy is temporarily stored in the DC smoothing capacitors Cd1 and Cd2. The sum Vd increases. At this time, the active power is returned to the AC power supply SUP by inverting the phase of the input current Is, and the DC sum voltage Vd is also changed to the voltage command value Vd.^*Is controlled to match. Thereby, power regeneration is possible, DC voltage is stabilized, and an economical hybrid power converter with high power factor and high efficiency can be provided.
[0032]
According to a third aspect of the present invention, in the second aspect of the present invention, the power converter control circuit PTC controls the input current Is from the AC power supply SUP with respect to the voltage of the AC power supply SUP. The phase angle φ of the voltage Vc is adjusted, and the pulse pattern of the AC terminal voltage Vc at that time is fixed by fixed pulse phase control.
[0033]
The power converter control circuit PTC controls the input current Is by operating the three-level output power converter NPC with a fixed pulse pattern and adjusting the phase angle φ of the AC power supply SUP with respect to the voltage Vs. The three-level output power converter NPC performs switching in synchronization with the AC power supply voltage Vs in a fixed pulse pattern. If the DC voltage Vd is constant, the amplitude value of the AC terminal voltage Vc of the converter becomes constant. In this state, by changing the phase angle φ of the AC terminal voltage Vc with respect to the power supply voltage Vs, the voltage (Vs−Vc) applied to the AC reactor Ls changes, and the input current Is = (Vs−Vc) / ( jω · Ls) can be adjusted.
[0034]
By increasing the phase angle φ of the AC side terminal voltage Vc with respect to the power supply voltage Vs in the delay direction, the active power Ps supplied from the AC power supply increases. Conversely, when the phase angle φ is increased in the leading direction, the active power Ps is regenerated to the AC power supply. Incidentally, when the phase angle φ = 0, no active power is transferred. The phase angle of the input current Is is φ / 2 or π−φ / 2 with respect to the power supply voltage Vs, and the input power factor is cos (φ / 2). The phase difference between the input current Is and the AC terminal voltage Vc of the three-level output power converter NPC is -φ / 2 or π + φ / 2, and the converter power factor is cos (φ / 2). . Phase angle φ depends on the values of input current Is and AC reactor Ls. The phase angle φ is at most about φ = 30 ° even during overload operation, and the power factor is cos15 ° = 0.966.
[0035]
When the three-level output power converter NPC is controlled with a fixed pulse pattern, the switching pattern is determined so that the harmonic component of the input current Is is small. However, since the converter power factor is close to 1 as described above, the current Is Of the self-extinguishing element constituting the three-level output power converter NPC can be reduced. As a result, it is possible to provide a low-cost hybrid power converter capable of regenerating power, having a high power factor, high efficiency, and low cost.
[0036]
According to a fourth aspect of the present invention, in the third aspect of the present invention, the number of fixed pulses of the pulse pattern used for the fixed pulse phase control is any one of one pulse, three pulses, and five pulses. .
[0037]
The higher the number of fixed pulses, the more effective in reducing harmonics. Usually, an odd number such as three pulses or five pulses is set.
[0038]
According to a fifth aspect of the present invention, in the first aspect, the positive high-speed diode potential increasing means and the negative high-speed diode potential increasing means include the first positive high-speed diode Du1 ( Dv1, Dw1) and the second negative high-speed diode Du4 (Dv4, Dw4). The positive side series resistance Ra1 (Ra3, Ra5) and the negative side series resistance Ra2 (Ra4, Ra6) are connected in series. Features.
[0039]
Various means can be used as the high-speed diode potential increasing means. For example, a resistor connected in series to the high-speed diode can be used. Then, when a current is flowing through the self-extinguishing element Su3, for example, when a current is flowing from La → Su3 → Du6 → the middle point O, the element Su3 is turned off. Although the current flows through Du1, a reverse bias voltage is applied to the high-speed diodes Du2 and Du1 due to the voltage drop of the series resistor Ra1, the current of Du2 and Du1 decreases, and the current of the power diode PD1 increases. When the current of the recovery current suppressing reactor La becomes zero, the commutation from the high-speed diodes Du2 and Du1 to the power diode PD1 is completed.
[0040]
When the current is flowing through the self-extinguishing element Su2, for example, when the current is flowing from the middle point O → Du5 → Su2 → La, and the element Su2 is turned off, the current first flows into the high-speed diodes Du4 and Du3. However, a reverse bias voltage is applied to the high-speed diodes Du4 and Du3 due to the voltage drop of the series resistor Ra2, and the currents of the Du4 and Du3 decrease, and the current of the power diode PD2 increases. When the current of the recovery current suppression reactor La becomes zero, the commutation from the high-speed diodes Du4 and Du3 to the power diode PD2 is completed.
[0041]
This operation is performed every time the self-extinguishing elements Su2 and Su3 are switched. The commutation time is proportional to the time constant T = La / Ra. If the commutation time is shortened, the effective current flowing through the high-speed diode also decreases, and it is possible to use a diode with a small current rating.
[0042]
The series resistor Ra1 has the effect of equivalently increasing the on-voltage drop of the high-speed diodes Du1 and Du2. Even when the on-voltage drop Vfa of the power diode PD1 is close to the on-voltage drop Vfb of the high-speed diodes Du1 and Du2. In addition, a voltage for commutation can be secured.
[0043]
According to a sixth aspect of the present invention, in the first aspect, the positive high-speed diode potential increasing means and the negative high-speed diode potential increasing means include a positive auxiliary DC voltage source Eo1 and a negative The auxiliary DC voltage source Eo2.
[0044]
Various means can be used as the high-speed diode potential increasing means, for example, an auxiliary DC voltage source can be used. Then, when a current is flowing through the self-extinguishing element Su3, for example, when a current is flowing from La → S3 → Du5 → the middle point O, when the element Su3 is turned off, the current first flows into the high-speed diodes Du2 and Du1. However, a reverse bias voltage is applied to the high-speed diodes Du2 and Du1 by the positive auxiliary DC voltage source Eo1, the currents of the Du2 and Du1 decrease, and the current of the power diode PD1 increases. This is called commutation. When the current of the recovery current suppressing reactor La becomes zero, the commutation from the high-speed diodes Du2 and Du1 to the power diode PD1 is completed.
[0045]
When the current is flowing through the self-extinguishing element Su2, for example, when the current is flowing from the middle point O → Du5 → Su2 → La, and the element Su2 is turned off, the current first flows into the high-speed diodes Du4 and Du3. However, a reverse bias voltage is applied to the high-speed diodes Du4 and Du3 by the negative auxiliary DC voltage source Eo2, and the currents of the Du4 and Du3 decrease, and the current of the power diode PD2 increases. When the current of the recovery current suppression reactor La becomes zero, the commutation from the high-speed diodes Du4 and Du3 to the power diode PD2 is completed.
[0046]
This operation is performed every time the self-extinguishing elements Su2 and Su3 are switched. When the cutoff current of the element is I, the commutation time is determined by Δt = La × (I / Eo). If the commutation time is shortened, the effective current flowing through the high-speed diodes Du1 to Du4 also decreases. In addition, a diode having a small current rating can be used.
[0047]
The auxiliary DC voltage sources Eo1 and Eo2 absorb the energy of the recovery current suppressing reactor La, and play a role of smoothly performing commutation from the high-speed diodes Du1 to Du4 to the power diodes PD1 and PD2. Therefore, even when the on-voltage drop Vfa of the power diodes PD1 and PD2 is close to the on-voltage drop Vfb of the high-speed diodes Du1 to Du4, a voltage for commutation can be secured.
[0048]
According to a seventh aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the positive high-speed diode potential increasing means and the negative high-speed diode potential increasing means comprise a positive auxiliary DC smoothing capacitor Co1 and a negative An eighth aspect of the present invention is the auxiliary DC smoothing capacitor Co2, wherein the auxiliary DC smoothing capacitor Co2 discharges the positive auxiliary DC smoothing capacitor Co1 and the negative auxiliary DC smoothing capacitor Co2 respectively. It is characterized in that resistors Ro1 and Ro2 are connected.
[0049]
Various means can be used as the high-speed diode potential increasing means, for example, an auxiliary DC smoothing capacitor can be used. Then, when a current is flowing through the self-extinguishing element Su3, for example, when a current is flowing from La → Su3 → Du6 → the middle point O, when the element Su3 is turned off, the current first flows into the high-speed diodes Du2 and Du1. However, a reverse bias voltage is applied to the high-speed diodes Du2 and Du1 by the positive auxiliary DC smoothing capacitor Co1, and the currents of the Du2 and Du1 decrease, and the current of the power diode PD1 increases. This is called commutation. When the current of the recovery current suppressing reactor La becomes zero, the commutation from the high-speed diodes Du2 and Du1 to the power diode PD1 is completed. At this time, the energy of the recovery current suppression reactor La (1/2) La × I²Is added to the first auxiliary DC smoothing capacitor Co1 by (1/2) Co1 × V²Is stored as energy. The discharge resistor Ro1 consumes the energy of the capacitor Co1 and prepares for the next commutation.
[0050]
When the current is flowing through the self-extinguishing element Su2, for example, when the current is flowing from the middle point O → Du5 → Su2 → La, and the element Su2 is turned off, the current first flows into the high-speed diodes Du4 and Du3. However, the current of the high-speed diodes Du4 and Du3 decreases due to the negative auxiliary DC smoothing capacitor Co2, and the current of the power diode PD2 increases.
When the current of the recovery current suppression reactor La becomes zero, the commutation from the high-speed diodes Du4 and Du3 to the power diode PD2 is completed. At this time, the energy of the recovery current suppression reactor La (1/2) La × I²Is added to the second auxiliary DC smoothing capacitor Co2 by (1/2) Co2 × V²Is stored as energy. Similarly, the discharge resistor Ro2 consumes the energy of the capacitor Co2 and prepares for the next commutation.
[0051]
This operation is performed every time the self-extinguishing elements Su2 and Su3 are switched. Here, considering a resonance circuit of La and Co1 (or Co2), the time Δt1 at which the energy of the reactor La transfers to the capacitor Co1 (or Co2) is equal to the resonance frequency f_rAgainst
Δt1 = 1 / (4 · f_r) = (Π / 2) √ (La × Co1)
Becomes That is, the current I of the reactor La is Δt1 after the element Su2 or Su3 is turned off._aBecomes zero. For example, when La = 20 μH and Co1 = 2000 μF, Δt1 = 314 μsec. If the commutation time Δt1 is shortened, the effective current flowing through the high-speed diodes Du1 to Du4 also decreases, and a diode having a small current rating can be used.
[0052]
The auxiliary DC smoothing capacitors Co1 and Co2 absorb the energy of the recovery current suppressing reactor La and perform a smooth commutation from the high-speed diodes Du1 to Du4 to the power diodes PD1 and PD2. Therefore, even when the on-voltage drop Vfa of the power diodes PD1 and PD2 is close to the on-voltage drop Vfb of the high-speed diodes Du1 to Du4, a sufficient voltage for commutation can be secured.
[0053]
According to a ninth aspect of the present invention, in the invention of the seventh aspect, a positive power regeneration that regenerates the power stored in the positive auxiliary DC smoothing capacitor Co1 and the negative auxiliary DC smoothing capacitor Co2 to the DC smoothing capacitor Cd. A circuit CH1 and a negative power regeneration circuit CH2 are provided.
[0054]
When a certain amount of energy is accumulated in the auxiliary DC smoothing capacitor, it is necessary to release the energy. According to the eighth aspect of the invention, the discharge resistors Ro1 and Ro2 are used as means for discharging the energy. However, in the ninth aspect of the invention, the energy to be released is regenerated to the smoothing capacitor Cd for effective use. ing.
[0055]
Then, when a current is flowing through the self-extinguishing element Su3, for example, when a current is flowing from La → Su3 → Du6 → the middle point O, when the element Su3 is turned off, the current first flows into the high-speed diodes Du2 and Du1. However, a reverse bias voltage is applied to the high-speed diodes Du2 and Du1 by the positive auxiliary DC smoothing capacitor Co1, and the currents of the Du2 and Du1 decrease, and the current of the power diode PD1 increases. This is called commutation. When the current of the recovery current suppressing reactor La becomes zero, the commutation from the high-speed diodes Du2 and Du1 to the power diode PD1 is completed. At this time, the energy of the recovery current suppressing reactor La (1/2) La × Ia²Is added to the positive auxiliary DC smoothing capacitor Co1 by (1/2) Co1 × Vo.²Is stored as energy. The positive-side regenerative circuit CH1 is formed of, for example, a step-up chopper circuit, and regenerates the energy stored in the capacitor Co1 to the main DC smoothing capacitor Cd1, so that the voltage Vo1 applied to the capacitor Co1 is kept substantially constant. Control. This prepares for the next commutation.
[0056]
When the current is flowing through the self-extinguishing element Su2, for example, when the current is flowing from the middle point O → Du5 → Su2 → La, and the element Su2 is turned off, the current first flows into the high-speed diodes Du4 and Du3. However, the current of the high-speed diodes Du4 and Du3 decreases due to the negative auxiliary DC smoothing capacitor Co2, and the current of the power diode PD2 increases.
When the current of the recovery current suppression reactor La becomes zero, the commutation from the high-speed diodes Du4 and Du3 to the power diode PD2 is completed. At this time, the energy of the recovery current suppressing reactor La (1/2) La × Ia²Is added to the negative auxiliary DC smoothing capacitor Co2 by (1/2) Co2 × Vo.²Is stored as energy.
[0057]
Similarly, the negative-side regenerative circuit CH2 is formed of, for example, a step-up chopper circuit, regenerates the energy stored in the capacitor Co2 to the main DC smoothing capacitor Cd2, and keeps the voltage Vo2 applied to the capacitor Co2 substantially constant. Control. This prepares for the next commutation.
[0058]
This operation is performed every time the self-extinguishing elements Su2 and Su3 are switched. When the cutoff current of the element is I and the voltage applied to the auxiliary DC smoothing capacitors Co1 and Co2 is Eco, the commutation time is determined by Δt = La × (I / Eco). If the length is shortened, the effective current flowing through the high-speed diodes Du1 to Du4 also decreases, and a diode having a small current rating can be used.
[0059]
The voltages Eco1 and Eco2 applied to the auxiliary DC smoothing capacitors Co1 and Co2 absorb the energy of the recovery current suppressing reactor La and smoothly perform commutation from the high-speed diodes Du1 to Du4 to the power diodes PD1 and PD2. I do. Therefore, even when the on-voltage drop Vfa of the power diode PD1 approaches the on-voltage drop Vfb of the high-speed diodes Du1 to Du4, a sufficient voltage for commutation can be ensured.
[0060]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. However, the same components as those in FIG. 15 are denoted by the same reference numerals, and duplicate description may be omitted as appropriate. FIG. 1 is an explanatory diagram showing a main part configuration of the first embodiment, in which a positive-side series resistor Ra1 and a negative-side series resistor Ra2 are used as a positive-side high-speed diode potential increasing means and a negative-side high-speed diode potential increasing means. The configuration in the case is shown. In FIG. 1, the illustration of the AC power supply SUP, the load device LOAD, the power converter control circuit PTC, and the like is omitted, and the power constituting the power diode rectifier REC and the voltage source self-excited power converter CNV is omitted. As for the diode for use and the self-extinguishing element, only a pair of positive and negative elements are shown in the drawing to simplify the drawing. The reason for simplifying the drawing in this way is that the configuration of FIG. 1 does not apply only to single-phase AC, but to both single-phase and three-phase, and also to other polyphase AC. Is also applicable.
[0061]
The hybrid power converter shown in FIG. 1 includes positive and negative DC smoothing capacitors Cd1 and Cd2 connected in series, and a positive terminal P and a negative terminal N of a series circuit of the DC smoothing capacitors Cd1 and Cd2. And a series circuit of the positive and negative self-extinguishing elements Su1 to Su4 connected between the positive and negative power supplies, the cathode terminal of which is connected to the positive terminal P and the anode terminal of which is connected to the AC terminal U. A diode PD1, a negative power diode PD2 having a cathode terminal connected to the AC terminal U and an anode terminal connected to the negative terminal N, and a diode PD1 connected in antiparallel to the first positive self-extinguishing element Su1. 1, a positive-side high-speed diode Du1 and a series circuit of a positive-side series resistance resistor Ra1, a second positive-side high-speed diode Du2 connected in anti-parallel to a second positive-side self-turn-off element Su2, and a first negative-side diode. Self-extinguishing A series connection of a first negative high-speed diode Du3 connected in anti-parallel to the child Su3, a second negative high-speed diode Du4 connected in anti-parallel to the second self-turn-off element Su4, and a negative series resistance Ra2. The circuit and the cathode terminal are connected to a connection point X1 of the first positive self-extinguishing element Su1 and the second positive self-extinguishing element Su2, and the anode terminal is a common connection point of the DC smoothing capacitors Cd1 and Cd2. The positive clamp diode Du5 connected to the neutral connection point O, the anode terminal is connected to the connection point X3 of the first negative self-extinguishing element Su3 and the second negative self-extinguishing element Su4, and the cathode terminal , A negative clamp diode Du6 connected to a neutral connection point O which is a common connection point of the DC smoothing capacitors Cd1 and Cd2, an AC terminal U, a second positive self-extinguishing element Su2 and a first negative side. Self-extinguishing It is provided with, and recovery current suppression reactor La, which is connected between a connection point X2 of the element Su3.
[0062]
The power diodes PD1 and PD2 form a power diode rectifier REC, and the self-extinguishing elements Su1 to Su4, high-speed diodes Du1 to Du4, series resistors Ra1 and Ra2, and clamp diodes Du5 and Du6 are voltage-type self-excited powers. It constitutes a converter NPC.
[0063]
The applicant has proposed a configuration in which the series resistors Ra1 and Ra2 are not added (however, a configuration using a two-level output power converter instead of a three-level output power converter) is disclosed in Japanese Patent Application No. 2001-279981. Has already been proposed as prior art. In this prior art configuration, when there is not much difference in the forward voltage drop between the power diode and the high-speed diode, the current flowing through the recovery current suppression reactor when the self-extinguishing element is turned off is quickly increased. Could not be attenuated. The configuration of FIG. 1 seeks to remedy such disadvantages of the prior art.
[0064]
The recovery current suppression reactor La serves to suppress an excessive recovery current from flowing into the power diodes PD1 and PD2 when any of the self-extinguishing elements Su1 to Su4 is turned on.
[0065]
For example, the current I_sIs flowing through the power diode PD1 and the self-extinguishing element Su3 is turned on, the current I_sMoves from U to La to Su3 to Du6 to O. At this time, the power diode PD1 takes time until the internal carriers disappear, and cannot be turned off immediately. During that time, a recovery current flows through the path of P → PD1 → La → Su3 → Du6 → O. Reactor La serves to suppress the recovery current. In the absence of the reactor La, an excessive recovery current flows through the PD1 and the self-extinguishing element Su3, and sometimes breaks the elements PD1 and Su3.
[0066]
Current I_sWhen the self-extinguishing element Su2 is turned on when the current flows through the power diode PD2 with the direction reversed, the recovery current of the PD2 can be similarly suppressed by the reactor La. Although the value of the reactor La depends on the characteristics of the power diode, it is considered that about several tens μH is appropriate.
[0067]
Next, the roles of the high-speed diodes Du1 to Du4 and the resistors Ra1 and Ra2 connected in series will be described. Current I_sWhen the self-extinguishing element Su3 is turned on while the current flows in the direction of the arrow in FIG._sFlows through the route of U → La → Su3 → O. Next, when the self-extinguishing element Su3 is turned off from this state, the current I flowing through the recovery current suppressing reactor La_aFlows through the high-speed diode Du2 → Du1 → resistance Ra1.
[0068]
When the forward voltage drop of PD1 is Vfa and the sum of the forward voltage drops of Du1 and Du2 is Vfb, the voltage drop due to resistor Ra1 is If_aXRa1, so that VLa = Vfb + I_aA reverse voltage of × Ra1-Vfa is applied.
[0069]
When Vfa = Vfb, the current I of the reactor La_aDecreases with the time constant T = La / Ra1. For example, when La = 20 μH and Ra1 = 0.1Ω, the current I_aDecays with a time constant T = 200 μsec. Current I of reactor La_aOf the power diode PD1 (I_s−I_a) Increases and then the input current I_sWill flow through the power diode PD1. When the time constant T = La / Ra1 is increased, the current I of the reactor La_aDoes not become sufficiently small until the next time Su3 turns on, and the input current I_sIs shared by PD1 and D1.
[0070]
Next, when a current also flows through the high-speed diodes Du1 and Du2 when the self-extinguishing element Su3 is turned on, a recovery current also flows through the high-speed diodes Du1 and Du2. However, compared to the power diode PD1, the disappearance time of the internal carriers of the high-speed diodes Du1 and Du2 is shorter, and the recovery current is smaller, so that there is no major problem.
[0071]
When the resistance Ra1 is increased, the time constant T = La / Ra1 becomes shorter, and the time of the current flowing through the high-speed diodes Du1 and Du2 also becomes shorter. Then, when Su3 is off, most of the current flows through the power diode PD1, and the average value of the current flowing through the high-speed diodes Du1 and Du2 becomes a small value. Therefore, the current capacity of the high-speed diodes Du1 and Du2 can be reduced, and when Su3 is turned on, the currents of Du1 and Du2 are sufficiently small, so that little recovery current flows.
[0072]
However, when the self-extinguishing element Su3 is turned off, the resistance Ra1 includes I_a× Ra1 is generated, and the voltage is the DC voltage V_d2= V_d/ 2 is applied to the element Su3.
For example, V_d= 1500V, I_a= 1000A, Ra1 = 1Ω, the voltage applied when the element Su3 is turned off is (1500V / 2) + 1000V = 1750V. That is, the withstand voltage of the self-extinguishing element Su3 must be increased. From this, the time constant T = La / Ra1 and the voltage drop I_aIt is important to select the optimum resistance Ra1 while considering × Ra1.
[0073]
Input current I_s1 flows in a direction opposite to that of FIG. 1, the reactor La serves to suppress the recovery current of the power diode PD2, and includes the self-extinguishing element Su2, the high-speed diodes Du3, Du4, and the resistor Ra2. Work.
[0074]
FIG. 2 is a configuration diagram when the first embodiment is limited to three-phase alternating current. In the figure, SUP is a three-phase AC power supply, Ls is an AC reactor, REC is a power diode rectifier, NPC is a three-level output power converter, Cd1 and Cd2 are positive and negative DC smoothing capacitors, and LOAD is a load device ( 16 (corresponding to the inverter INV and the AC motor M in FIG. 15).
[0075]
The recovery current suppressing reactor La serves to suppress an excessive recovery current from flowing into each diode of the power diode rectifier REC when the self-extinguishing element of the three-level output power converter NPC is turned on. Normally, La has an inductance value of several tens of μH, which may be smaller by about two orders of magnitude than the AC reactor Ls.
[0076]
FIG. 3 is a configuration diagram of a power converter control circuit PTC that controls the three-level output power converter NPC in FIG. As shown in the figure, the power converter control circuit PTC includes comparators C1 and C2, an adder AD, and a voltage control compensation circuit G._v(S), current control compensation circuit G_i(S), a feedforward compensator FF, a limiter circuit LIM, a coordinate conversion circuit Z, a power supply synchronous phase detection circuit PLL, and a phase control circuit PHC.
[0077]
In the power converter control circuit PTC, the sum voltage V applied to the DC smoothing capacitors Cd1 and Cd2_d= V_d1+ V_d2And the comparator C1 detects the voltage command value V_d ^*Compare with The deviation ε_vTo the voltage control compensation circuit G_vBy (S), integration or proportional amplification is performed and input to the adder AD. On the other hand, the DC current I consumed by the load device LOAD is_LoadIs input to the adder AD via the feedforward compensator FF. The output of the adder AD is supplied to the command value I of the effective current supplied from the power supply SUP via the limiter circuit LIM._q ^*make. The coordinate converter Z includes a three-phase input current I supplied from the power supply SUP._r, I_s, I_tIs converted into a dq axis (DC amount). Q-axis current I after coordinate transformation_qIndicates the effective current detection value and the d-axis current I_dRepresents a reactive current detection value.
[0078]
The effective current command value I is calculated by the comparator C2._q ^*And the effective current detection value I_qAnd the deviation ε_iTo the current control compensation circuit G_iThe signal is amplified by (S) to obtain a phase angle command value φ *. The power supply synchronous phase detection circuit PLL outputs a phase signal θ synchronized with the three-phase AC power supply voltage._r, Θ_s, Θ_tAnd input it to the phase control circuit PHC. The phase control circuit PHC calculates the phase angle command value φ * and the phase signal θ_r, Θ_s, Θ_tTo generate the gate signals gu1 to gu4, gv1 to gv4, and gw1 to gw4 of the self-extinguishing elements Su1 to Su4, Sv1 to Sv4, Sw1 to Sw4 of the neutral point clamp type power converter NPC.
[0079]
The hybrid power converter shown in FIGS. 1, 2 and 3 controls the phase angle φ with respect to the power supply voltage in a fixed pulse pattern (1 pulse, 3 pulses, 5 pulses, etc.) synchronized with the power supply voltage. Control the input current. FIG. 4 is a voltage / current vector diagram for explaining the control operation at this time.
[0080]
In FIG._sIs the power supply voltage, V_cIs the AC terminal voltage of the hybrid power converter, I_sIs the input current, jωL_s・ I_sIs the AC reactor L_sVoltage drop (however, AC reactor L_sIs ignored because it is sufficiently small). In vector, V_s= V_c+ JωL_s・ I_sThere is a relationship.
[0081]
Power supply voltage V_sPeak value and AC side terminal voltage V of hybrid power converter_cAre adjusted so that the peak values of the fundamental waves substantially match. DC voltage V_dIs often determined by the request from the load side, and when the pulse pattern is determined, the AC output voltage V_cOf the fundamental wave is determined. Therefore, a transformer TR is installed on the power supply side, and the secondary voltage is set to V_sAnd adjust the crest value.
[0082]
Input current I_sIs the power supply voltage V_s-Side terminal voltage V of the hybrid power converter with respect to_cCan be controlled by adjusting the phase angle φ. That is, if the phase angle φ = 0, the AC reactor L_sVoltage jωL applied to_s・ I_sBecomes zero and the input current I_sIs also zero. As the phase angle (lag) φ is increased, jωL_s・ I_sIncreases and the input current I_sAlso increases in proportion to that value. Input current vector I_sIs the voltage jωL_s・ I_s90 ° behind the power supply voltage V_sIs a vector delayed by φ / 2. Therefore, the input power factor viewed from the power supply side is cos (φ / 2).
[0083]
On the other hand, the AC side terminal voltage of the hybrid power converter is V_c′, As the phase angle φ is increased in the leading direction, the AC reactor L_sVoltage jωL applied to_s・ I_sIs also negative, and the input current is I_s’, The power supply voltage V_sIs (π−φ / 2). That is, the power P_s= V_s・ I_sBecomes negative, and the power can be regenerated to the power supply. Power supply voltage V_s, The AC terminal voltage V_cAlong the broken line in FIG._c′, The input current vector I_sI along the dashed line_s’Direction.
[0084]
2 and 3, the effective current I_qIs controlled as follows. That is, I_q ^*> I_q, The current control compensation circuit G_iOutput φ of (S)^*Increases and the input current I_sIncrease. Since the input power factor is ≒ 1, the effective current I_qIncreases and eventually I_q ^*= I_qCalm down. Conversely, I_q ^*<I_q, The current control compensation circuit G_iOutput φ of (S)^*Decreases or becomes a negative value, and the input current I_sDecrease. Since the input power factor is ≒ 1, the effective current I_qDecreases, and again I_q ^*= I_qCalm down.
[0085]
The voltage V applied to the DC smoothing capacitors Cd1 and Cd2_d= V_d1+ V_d2Is controlled as follows. That is, V_d ^*> V_d, The output of the voltage control compensation circuit Gv (S) increases, and I_q ^*= I_qThe active power is supplied from the AC power supply SUP to the DC smoothing capacitors Cd1 and Cd2. As a result, the DC voltage V_dIncreases and V_d ^*= V_dIs controlled so that Conversely, V_d ^*<V_d, The output of the voltage control compensation circuit Gv (S) decreases or becomes a negative value, and the active power is_dFrom the AC power supply SUP. As a result, the DC voltage V_dDecreases, and V_d ^*= V_dIs controlled so that
[0086]
In the devices of FIGS. 2 and 3, the direct current I_LoadIs detected, and the feed-forward compensator FF supplies a compensation amount I so as to supply an effective current commensurate with the amount._qFF ^*= K1 · I_LoadAnd is input to the adder AD. As a result, when the load changes suddenly, the input current (active current) I corresponding to the sudden change_qIs supplied to the DC smoothing capacitor C_dApplied voltage V_dOf fluctuations.
[0087]
FIG. 5 is a configuration diagram of the phase control circuit PHC in FIG. In the figure, AD1 to AD3 indicate adder / subtracters, and PTN1 to PTN3 indicate pulse pattern generators. The adder / subtractor AD1-AD3 outputs the phase signal θ_r, Θ_s, Θ_tFrom the phase angle command value φ * to obtain a new phase signal θ_cr, Θ_cs, Θ_ctTo^WorkYou. The new phase signal θ_cr, Θ_cs, Θ_ctIs a periodic function of 0 to 2π, and changes in synchronization with the power supply frequency.
[0088]
The pulse pattern generators PTN1 to PTN3 provide a new phase signal θ_cr, Θ_cs, Θ_ct, The gate signals gu1 to gu4, gv1 to gv4, and gw1 to gw4 are generated so as to have a constant pulse pattern. The pulse pattern generator PTN1 outputs the phase signal θ_crOf the R-phase elements Su1 to Su4 are stored as table functions.
[0089]
FIG. 6 is a waveform diagram showing this pulse pattern and each signal waveform at the time of one-pulse operation based on the pulse pattern. In the figure, V_rIs the R-phase power supply voltage, θ_rIs the power supply voltage V_rAnd a periodic function varying between 0 and 2π. New phase signal θ_cr= Θ_r-Φ * is a periodic function that varies between 0 and 2π,_rIs delayed by φ * with respect to the signal of
[0090]
That is, the input θ_crOutputs the following gate signals gu1 to gu4, and outputs the AC-side terminal voltage (R phase) V of the three-level output converter NPC._crIs as follows:
[0091]
0 ≦ θ_cr<Θ₁  Gu1 = 0, gu2 = gu3 = 1, gu4 = 0 (Su2 and Su3: on, Su1 and Su4: off), and V_cr= 0. Where θ₁Are shifted by an angle δ.
[0092]
θ₁≤θ_cr<Θ₂  Gu1 = gu2 = 1, gu3 = gu4 = 0 (Su1 and Su2: ON, Su3 and Su4: OFF), and V_cr= + V_dc/ 2.
[0093]
θ₂≤θ_cr<Θ₃  Gu1 = 0, gu2 = gu3 = 1, gu4 = 0 (Su2 and Su3: on, Su1 and Su4: off), and V_cr= 0.
[0094]
θ₃≤θ_cr<Θ₄  Gu2 = gu2 = 0, gu3 = gu4 = 1 (Su1 and Su2: off, Su3 and Su4: on), and V_cr= -V_dc/ 2.
[0095]
θ₄≤θ_crIn the range of <2π, gu1 = 0, gu2 = gu3 = 1, and gu4 = 0 (Su2 and Su3: ON, Su1 and Su4: OFF), and V_cr= 0.
[0096]
That is, the converter NPC can generate a three-level output voltage, and as compared with a two-level output converter, the input current I_rHarmonic becomes smaller.
[0097]
When the angle δ is constant, the DC voltage V_dIs constant, the AC terminal voltage V_crIs constant. V_crFundamental wave V_cr ^*Of the power supply voltage V_rIs delayed by the phase angle φ. The S phase and the T phase are given in the same manner.
[0098]
FIG. 7 shows operation waveforms of the respective components of the R-phase when the hybrid power converter is operated with the pulse pattern of FIG. For convenience of explanation, the input current I_rIs drawn with the ripple component omitted as a sine wave.
[0099]
FIG. 7 shows operation waveforms during the power running operation._crIs the power supply voltage V_rIs delayed by the phase angle φ. Also, the input current I_rIs the power supply voltage V_rFlows with a delay of the phase angle (φ / 2). At this time, ISu1 to ISu4 denote the currents of the R-phase self-extinguishing elements Su1 to Su4, IDu1 to IDu4 denote the currents of the antiparallel diodes (high-speed diodes) Du1 to Du4, IDu5 and IDu6 denote the high-speed clamping diodes Du5 and Du6. , And IPD1 and IPD2 represent the currents of the power diodes PD1 and PD2, respectively. The operation at that time will be described below with reference to FIGS.
[0100]
−φ <θ_crIn the period of <−φ / 2, I_r<0, since the self-extinguishing elements Su3 and Su4 are on (Su1 and Su2 are off), V_cr= -V_d/ 2, and the current I through the power diode PD2_rIs flowing.
[0101]
Next, -φ / 2 <θ_cr<Θ₄’Period, the current I_r> 0, and the elements Su3 and Su4 are in the ON state._rFlows through the reactor La → self arc extinguishing elements Su3 and Su4.
[0102]
Furthermore, θ₄’<Θ_cr<Θ₁In the period, the elements Su2 and Su3 are turned on (Su1 and Su4 are turned off), and V_cr= 0 and the input current I_rFlows through a path from La → self-turn-off element Su3 → clamping diode Du6.
[0103]
Next, θ₁<Θ_crIn the period of <π−φ / 2, the current I_r> 0, the elements Su1 and Su2 are turned on (Su3 and Su4 are turned off)._cr= + V_d/ 2, and the current I_rFlows through the high-speed diodes Du1 and Du2 and the series resistor Ra1. At this time, the current I of the reactor La_aIs attenuated at a time constant T = La / Ra1 by the resistance Ra1.
Current I_aDecreases, the power diode PD1 has IPD1 = I_r−I_aCurrent begins to flow, and eventually I_a= 0, IPD1 = I_rBecomes
[0104]
π−φ / 2 <θ_cr<Θ₂In the period, the input current is I_r<0, the current IPD1 of the power diode PD1 becomes zero, and the input current I_rFlows through the reactor La and the self-extinguishing elements Su1 and Su2. At this time, a recovery current hardly flows through the power diode PD1.
[0105]
Next, θ₂<Θ_cr<Θ₃In the period, the elements Su2 and Su3 are turned on (Su1 and Su4 are turned off), and V_cr= 0 and the current is I_rWhen <0, the current flows through the path of the middle point O → the clamping diode Du5 → the self-extinguishing element Su2 → the reactor La.
[0106]
Next, θ₃<Θ_crIn the period of <2π−φ / 2, the input current is I_rIf <0, the elements Su3 and Su4 are turned on (Su1 and Su2 are turned off), and V_cr= -V_d/ 2, and the current I_rFlows through the series resistor Ra2 and the high-speed diodes Du3 and Du4. At this time, the current I of the reactor La_aIs attenuated by the resistance Ra2 at a time constant T = La / Ra2. Current I_aDecrease, the power diode PD2 has IPD2 = I_r−I_aCurrent begins to flow, and eventually I_a= 0, IPD2 = I_rBecomes This operation is repeated. The same applies to the S phase and the T phase.
[0107]
In this case, the maximum current I interrupted by the self-extinguishing elements Su1 and Su4_max1Calculates the peak value of the input current as I_smThen I_max1= I_sm× sin (φ / 2−δ). For example, when φ = 20 ° and δ = 8 °, I_max1= 0.0349 × I_s _(Peak)  Becomes
[0108]
The maximum current I cut off by the self-extinguishing elements Su2 and Su3_max2Calculates the peak value of the input current as I_smThen I_max2= I_sm× sin (φ / 2 + δ). For example, when φ = 20 ° and δ = 8 °, I_max1= 0.309 × I_sm  Becomes
[0109]
FIG. 8 shows an operation waveform (R phase) at the time of the regenerative operation._crIs the power supply voltage V_rIs advanced by the phase angle φ. Also, the input current I_rIs the inverted value of the power supply voltage -V_rFlows by the phase angle (φ / 2). For convenience of explanation, the input current I_rIs drawn with the ripple component omitted as a sine wave. At this time, ISu1 to ISu4 denote the currents of the R-phase self-extinguishing elements Su1 to Su4, IDu1 to IDu4 denote the currents of antiparallel diodes (high-speed diodes) Du1 to Du4, and IDu5 and IDu6 denote clamping diodes (high-speed diodes) Du5 and Du6 represent currents, and IPD1 and IPD2 represent power diode currents, respectively. The operation at that time will be described below with reference to FIGS.
[0110]
First, -δ <θ_cr<Θ₁, The current I_r> 0, the elements Su2 and Su3 are on (Su1 and Su4 are off), so V_cr= 0 and the current I_rFlows through the path of the reactor La → the self-extinguishing element Su3 → the clamping diode Du6 → the middle point O.
[0111]
Next, θ₁<Θ_crIn the period of <φ / 2, the input current I_r> 0, the elements Su1 and Su2 are turned on (Su3 and Su4 are turned off)._cr= + V_d/ 2, and the current I_rFlows through the high-speed diodes Du1 and Du2 and the series resistor Ra1. At this time, the current I of the reactor La_aIs attenuated at a time constant T = La / Ra1 by the resistance Ra1. Current I_aDecreases, the power diode PD1 has IPD1 = I_r−I_aCurrent begins to flow, and eventually I_a= 0, IPD1 = I_rBecomes
[0112]
φ / 2 <θ_cr<Θ₂Of the input current I_r<0, and the elements Su1 and Su2 are turned on (Su3 and Su4 are turned off)._cr= + V_d/ 2, the current I_rFlows through the self-extinguishing elements Su1 and Su2 and the reactor La.
[0113]
Furthermore, θ₂<Θ_cr<Θ₃, The current I_rWhen <0, the elements Su2 and Su3 are turned on (Su1 and Su4 are turned off)._cr= 0 and the current I_rFlows through the path of the middle point O → the clamping diode Du5 → the self-extinguishing element Su2 → the reactor La.
[0114]
Next, θ₃<Θ_crIn the period of <π + φ / 2, the current I_rWhen <0, the elements Su3 and Su4 are turned on (Su1 and Su2 are turned off)._cr= -V_d/ 2, and the current I_rFlows through the series resistor Ra2 and the high-speed diodes Du3 and Du4. At this time, the current I of the reactor La_aIs attenuated by the resistance Ra2 at a time constant T = La / Ra2. Current I_aDecrease, the power diode PD2 has IPD2 = I_r−I_aCurrent begins to flow, and eventually I_a= 0, IPD2 = I_rBecomes
[0115]
π + φ / 2 <θ_cr<Θ₄, The current I_r> 0, and the elements Su3 and Su4 are on (Su1 and Su2 are off)._cr= -V_d/ 2, the current I_rFlows through the self-extinguishing elements Su3 and Su4. This operation is repeated. The same applies to the S phase and the T phase.
[0116]
During regenerative operation, the maximum current I interrupted by the self-extinguishing elements Su1 and Su4_max2Calculates the peak value of the input current as I_smThen I_max2= I_sm× sin (φ / 2 + δ). The maximum current I cut off by the self-extinguishing elements Su2 and Su3_max1Calculates the peak value of the input current as I_smThen I_max1= I_sm× sin (φ / 2−δ).
[0117]
Therefore, the input current I during regenerative operation_rMost of the current flows to the self-extinguishing element, but the interruption current of the elements Su1 to Su4 can be small, and a low-cost power converter can be provided.
[0118]
Considering all modes of powering and regeneration, the maximum current interrupted by the self-extinguishing elements Su1 to Su4 is equal to the above I_max1Or I_max2Of which, the larger value is used.
[0119]
As described above, in the hybrid power converter of the present invention, when the self-extinguishing element Su2 or Su3 is turned off, the current flowing through the recovery current suppressing reactor La gradually decreases due to the action of the resistors Ra1 and Ra2. , Input current I_rSmoothly moves from the high-speed diodes Du1 to Du4 to the power diodes PD1 and PD2. The commutation time is related to the time constant T = La / Ra. The commutation time can be reduced by increasing the values of the series resistors Ra1 and Ra2. However, when the self-extinguishing elements Su2 and Su3 are turned off, I_a× Ra voltage is DC voltage V_dIs applied to the self-extinguishing elements Su2 and Su3, and an element having a high withstand voltage is required accordingly. Therefore, it is necessary to select the series resistors Ra1 and Ra2 in consideration of the time constant T and the element withstand voltage.
[0120]
As described above, the power converter of the present invention combines the power diode rectifier REC and the three-level output power converter NPC to provide the input current I_rCurrent ripple can be suppressed, and a power conversion device with less harmonics can be provided. In addition, since the converter operates near the converter power factor ≒ 1, a self-extinguishing element having a small breaking current capacity may be prepared, and a low-cost hybrid power converter can be provided.
[0121]
FIG. 9 is an explanatory diagram showing a main part of the second embodiment, in which a positive auxiliary DC voltage source Eo1 and a negative auxiliary DC voltage source Eo2 are used as a positive high-speed diode potential increasing means and a negative high-speed diode potential increasing means. 2 shows a configuration in the case of using a. As the positive auxiliary DC voltage source Eo1 and the negative auxiliary DC voltage source Eo2, for example, a chargeable / dischargeable secondary battery such as a battery is used. 9 is the same as that of FIG. 1 except that the positive and negative auxiliary DC voltage sources Eo1 and Eo2 are used as the positive and negative high-speed diode potential increasing means. The description of the configuration and operation described above will not be repeated as much as possible.
[0122]
Next, the operation and role of the high-speed diodes Du1 to Du4 and the auxiliary DC voltage sources Eo1 and Eo2 connected in series will be described. Current I_sWhen the self-extinguishing element Su3 is turned on while the current flows in the direction of the arrow in FIG._sFlows through the route of U → La → Su3 → O. Next, when the self-extinguishing element Su3 is turned off from this state, the current I flowing through the recovery current suppressing reactor La_aFlows through the high-speed diode Du2 → Du1 → auxiliary DC voltage source Eo1.
[0123]
When the forward voltage drop of PD1 is Vfa and the sum of the forward voltage drops of Du1 and Du2 is Vfb, a reverse voltage of VLa = Vfb + Eo1-Vfa is applied to reactor La.
[0124]
When Vfa = Vfb, the current of reactor La is I_ao− (Eo1 / La) × Δt, decreases linearly and reaches zero. For example, I_ao= 1000A, La = 20μH, Eo1 = 200V, the current I at the time Δt = 0.1 msec_aBecomes zero.
[0125]
Current I of reactor La_aIs reduced by the amount IPD1 = I of the power diode PD1._s−I_aIncreases until the self-extinguishing element Su3 turns on next time._sWill flow through the power diode PD1.
[0126]
When the voltage Eo1 of the auxiliary DC voltage source is reduced, the current I_aDoes not become sufficiently small until the next time Su3 turns on, and the input current I_sIs shared between PD1 and Du1, Du2. Next, when a current also flows through the high-speed diodes Du1 and Du2 when the self-extinguishing element Su3 is turned on, a recovery current also flows through the high-speed diodes Du1 and Du2. However, compared to the power diode PD1, the disappearance time of the internal carriers of the high-speed diodes Du1 and Du2 is shorter, and the recovery current is smaller, so that there is no major problem.
[0127]
When the voltage Eo1 of the auxiliary DC voltage source is increased, the commutation time Δt becomes shorter, and the time of the current flowing through the high-speed diodes Du1 and Du2 also becomes shorter. Then, when Su3 is off, most of the current flows through the power diode PD1, and the average value of the current flowing through the high-speed diodes Du1 and Du2 becomes a small value. Therefore, the current capacity of the high-speed diodes Du1 and Du2 can be reduced, and when Su3 is turned on, the currents of Du1 and Du2 are sufficiently small, so that little recovery current flows. However, when the self-extinguishing element Su3 is turned off, the voltage Eo1 of the auxiliary DC voltage source changes to the DC voltage V_d2= V_d/ 2 is applied to the element Su3. For example, V_dWhen = 1500V and Eo1 = 1000V, the voltage applied when the element Su3 is turned off is (1500V / 2) + 1000V = 1750V. That is, the withstand voltage of the self-extinguishing element Su3 must be increased. Therefore, it is important to select the optimum voltage of the auxiliary DC voltage source Eo1 in consideration of the commutation time Δt and the withstand voltage of the self-extinguishing element.
[0128]
Input current I_s9 flows in the opposite direction to that of FIG. 9, the reactor La serves to suppress the recovery current of the power diode PD2, and includes the self-extinguishing element Su2, the high-speed diodes Du3, Du4, and the auxiliary DC voltage source Eo2. Perform the same operation.
[0129]
FIG. 10 is a configuration diagram when the second embodiment is limited to three-phase alternating current. That is, the cathode terminals of the high-speed diodes Du1, Dv1, and Dw1 of each phase are connected to the positive terminal of the auxiliary DC voltage source Eo1, and the self-extinguishing elements Su3, Sv3, and Sw3 of the lower arm of each phase are turned off. The current I of the recovery current suppressing reactor La_ar, I_as, I_atThrough the auxiliary DC voltage source Eo1, the current I_ar, I_as, I_atIs quickly attenuated and the input current I_r, I_s, I_tIs flowed through the power diodes PD1, PD3, PD5.
[0130]
Similarly, the anode terminals of the high-speed diodes Du4, Dv4, and Dw4 of each phase are connected to the negative terminal of the auxiliary DC voltage source Eo2, and the self-extinguishing elements Su2, Sv2, and Sw2 of the upper arm of each phase are turned off. The current I of the recovery current suppressing reactor La_ar, I_as, I_atThrough the auxiliary DC voltage source Eo2, the current I_ar, I_as, I_atIs quickly attenuated and the input current I_r, I_s, I_tIs flowed through the power diodes PD2, PD4, PD6.
[0131]
The auxiliary DC voltage sources Eo1 and Eo2 absorb the energy of the recovery current suppressing reactor La, and play a role of smoothly performing commutation from the high-speed diodes Du1 to Du4 to the power diodes PD1 and PD2. Therefore, even when the on-voltage drop Vfa of the power diode PD1 approaches the on-voltage drop Vfb of the high-speed diodes Du1 to Du4, a sufficient voltage for commutation can be secured.
[0132]
The configuration of FIG. 10 is the same as that of FIG. 2 except that the positive and negative auxiliary DC voltage sources Eo1 and Eo2 are used as the positive and negative high-speed diode potential increasing means.
Therefore, other configurations and operations have already been described with reference to FIG. 2, and thus redundant description will be omitted.
[0133]
FIG. 11 is an explanatory view showing a main part of the third embodiment, in which a positive-side auxiliary DC smoothing capacitor Co1 and a negative-side auxiliary DC smoothing capacitor Co2 are used as a positive high-speed diode potential increasing means and a negative high-speed diode potential increasing means. And a configuration in which discharge resistors Ro1 and Ro2 are connected to these capacitors Co1 and Co2. FIG. 11 shows the configuration of FIG. 1 except that positive side and negative side auxiliary DC smoothing capacitors Co1 and Co2 are used as positive side and negative side high speed diode potential increasing means, and discharge resistors Ro1 and Ro2 are connected in parallel to these. Therefore, the description of the configuration and operation described in FIG. 1 is omitted as much as possible.
[0134]
Next, the roles of the high-speed diodes Du1 to Du4, the auxiliary DC smoothing capacitors Co1 and Co2 connected in series thereto, and the discharge resistors Ro1 and Ro2 connected in parallel to the auxiliary capacitors Co1 and Co2 will be described. Current I_sWhen the self-extinguishing element Su3 is turned on while the current flows in the direction of the arrow in FIG._sFlows through the route of U → La → Su3 → O. Next, when the self-extinguishing element Su3 is turned off from this state, the current I flowing through the recovery current suppressing reactor La_aFlows through the path of the high-speed diode Du2 → Du1 → auxiliary DC smoothing capacitor Co1. The voltage Vo1 applied to the capacitor Co1 is considered that the stored energy of La shifts to Co1.
(1/2) La × I_a ²= (1/2) Co1 × Vo1²
Holds, Vo1 = I_a× √ (La / Co1). For example, I_a= 1000A, La = 20μH, Co1 = 2000μF, Vo1 = 100V. Since this voltage Vo1 affects the withstand voltage of the self-extinguishing elements Su1 and Su2, the capacitance of the capacitor Co1 is determined so that the voltage Vo1 does not become too high.
[0135]
Here, assuming that a resonance circuit is formed by La and Co1, the time Δt1 during which the energy of the reactor La transfers to the capacitor Co1 is equal to the resonance frequency f_r= 1 / {2π} (La × Co1)},
Δt1 = 1 / (4 · f_r) = (Π / 2) √ (La × Co1) = 314 μsec
Becomes That is, the current I of the reactor La is Δt1 after the element S2 is turned off._aBecomes zero.
[0136]
Current I of reactor La_a, The current IPD1 of the power diode PD1 = I_s−I_aIncreases until the self-extinguishing element Su3 turns on next time._sWill flow through the power diode PD1. Therefore, the current ID1 (average value) flowing through the high-speed diode D1 is small, and the current capacity can be small.
The current of the high-speed diodes Du1 and Du2 is sufficiently small before the self-extinguishing element Su3 turns on next time. When the element Su3 turns on again, the recovery current almost flows through the high-speed diodes Du1 and Du2. There are no benefits.
[0137]
The voltage Vo1 stored in the capacitor Co1 is discharged by the discharge resistor Ro1 to prepare for the next switching. The discharge time constant is To = Ro1 × Co1. For example, if Co1 = 2000 μF and Ro1 = 1Ω, To = 2 msec.
[0138]
As described above, even when there is not much difference between the forward voltage drop Vfa of the power diode PD1 and the forward voltage drop Vfb of the high-speed diode Du1 + Du2, the current of the recovery current suppressing reactor La when the element Su3 is turned off. Can be quickly attenuated, and commutation from the high-speed diodes Du1 and Du2 to the power diode PD1 can be realized.
[0139]
Input current I_s11 flows in a direction opposite to that of FIG. 11, the reactor La plays a role of suppressing the recovery current of the power diode PD2, the self-arc-extinguishing element Su2 and the high-speed diodes Du3 and Du6, the auxiliary DC smoothing capacitor Co2, and the discharge. The same operation is performed including the resistance Ro2.
[0140]
FIG. 12 is a configuration diagram when the third embodiment is limited to three-phase alternating current. That is, the cathode terminals of the high-speed diodes Du1, Dv1, and Dw1 of each phase are connected to the positive terminal of the auxiliary DC smoothing capacitor Co1, and the self-extinguishing elements Su3, Sv3, and Sw3 of the lower arm of each phase are turned off. The current I of the recovery current suppressing reactor La_ar, I_as, I_atThrough the auxiliary DC smoothing capacitor Co1 to obtain the current I_ar, I_as, I_atIs quickly attenuated and the input current I_r, I_s, I_tIs flowed through the power diodes PD1, PD3, PD5.
[0141]
Similarly, the anode terminals of the high-speed diodes Du4, Dv4, Dw4 are connected to the negative terminal of the auxiliary DC smoothing capacitor Co2, and the recovery is performed when the self-extinguishing elements Su2, Sv2, Sw2 of the upper arm are turned off. Current I of current suppression reactor La_ar, I_as, I_atThrough the auxiliary DC smoothing capacitor Co2, the current I_ar, I_as, I_atIs quickly attenuated and the input current I_r, I_s, I_tIs flowed through the power diodes PD2, PD4, PD6.
[0142]
The auxiliary DC smoothing capacitors Co1 and Co2 absorb the energy of the recovery current suppressing reactor La and perform a smooth commutation from the high-speed diodes Du1 to Du4 to the power diodes PD1 and PD2. Therefore, even when the on-voltage drop Vfa of the power diodes PD1 and PD2 is close to the on-voltage drop Vfb of the high-speed diodes Du1 to Du4, a sufficient voltage for commutation can be secured.
[0143]
The configuration of FIG. 12 also uses positive and negative auxiliary DC smoothing capacitors Co1 and Co2 as positive and negative high-speed diode potential increasing means, and further connects discharge resistors Ro1 and Ro2 in parallel to these components. This is the same as the configuration of FIG. Therefore, other configurations and operations have already been described with reference to FIG. 2, and thus redundant description will be omitted.
[0144]
FIG. 13 is an explanatory diagram showing a main part of the fourth embodiment, in which a positive auxiliary DC smoothing capacitor Co1 and an auxiliary DC smoothing capacitor Co2 are used as a positive high-speed diode potential increasing means and a negative high-speed diode potential increasing means. Further, a configuration is shown in which a positive-side regenerative circuit CH1 and a negative-side regenerative circuit CH2 for regenerating the power stored in these capacitors Co1 and Co2 to the positive-side and negative-side DC smoothing capacitors Cd1 and Cd2 are provided. . FIG. 13 uses positive and negative auxiliary DC smoothing capacitors Co1 and Co2 as positive and negative high-speed diode potential increasing means, and regenerates power stored in these into Cd1 and Cd2 by CH1 and CH2. Since the configuration is the same as that of FIG. 1 except for the above, the description of the configuration and operation described in FIG. 1 will not be repeated as much as possible.
[0145]
In FIG. 13, the step-up chopper circuit CH1 includes a self-turn-off device Q1, a free-wheel diode Dch1, and a DC reactor Lo1, and regenerates energy stored in the auxiliary DC smoothing capacitor Co1 to the positive DC smoothing capacitor Cd1. ing. Similarly, the step-up chopper circuit CH2 is constituted by the self-extinguishing element Q2, the freewheel diode Dch2, and the DC reactor Lo2, and regenerates the energy stored in the negative auxiliary DC smoothing capacitor Co2 to the DC smoothing capacitor Cd1. I have.
[0146]
Next, the high-speed diodes Du1 to Du4, the auxiliary DC smoothing capacitors Co1 and Co2 connected in series thereto, and the step-up choppers CH1 and CH2 that regenerate the energy stored in the auxiliary capacitors Co1 and Co2 to the main DC smoothing capacitors Cd1 and Cd2. The operation of CH2 will be described.
[0147]
Current I_sWhen the self-extinguishing element Su3 is turned on while the current flows in the direction of the arrow in FIG._sFlows through the route of U → La → Su3 → Du6 → O. Next, when the self-extinguishing element Su3 is turned off from this state, the current I flowing through the recovery current suppressing reactor La_aFlows through the high-speed diode Du2 → Dul → Co1. When the capacity of the DC smoothing capacitor Co1 is set to a sufficiently large value, each time the self-turn-off device S2 is switched, the energy of the reactor La (１／) La × I_a ²Moves to the auxiliary DC smoothing capacitor Co1, and the voltage Vo1 applied to the auxiliary capacitor Co1 gradually increases.
[0148]
The boost chopper circuit CH1 regenerates the energy of the auxiliary DC smoothing capacitor Co1 to the main DC smoothing capacitor Cd1 so that the applied voltage Vo1 of the auxiliary DC smoothing capacitor Co1 becomes substantially constant. That is, when the self-extinguishing element Q1 is turned on, a current flows through a path of Co1 (+) → Q1 → Lo1 → Co1 (−), and the current of the DC reactor Lo1 increases.
[0149]
Next, when the element Q1 is turned off, the current of the DC reactor Lo1 flows through the path of Lo1, Cd1, Dch1, and the energy of Lo1 is regenerated to the main DC smoothing capacitor Cd1. When the voltage Vo1 applied to the auxiliary capacitor Co1 becomes larger than the command value Vo *, the current of the DC reactor Lo1 is increased to increase the regenerative power. Conversely, when the voltage Vo1 applied to the auxiliary capacitor Co1 becomes smaller than the command value Vo *, the current of the DC reactor Lo1 is reduced, and the regenerative power is reduced. Thus, the voltage Vo1 applied to the auxiliary DC smoothing capacitor Co1 can be kept substantially constant. That is, the auxiliary DC smoothing capacitor Co1 can be considered as the auxiliary DC voltage source Vo1.
[0150]
The current I_sWhen the self-turn-off element S2 is turned on, as described above, when the current flows in the direction of the arrow in FIG._sFlows through the path of U → La → S2 → N, and from this state, when the self-extinguishing element S2 is turned off next, the current I flowing through the recovery current suppressing reactor La_aFlows through the high-speed diode D1 and the auxiliary DC smoothing capacitor Co1 (auxiliary DC voltage source Vo1). At this time, if the forward voltage drop of the power diode PD1 is Vfa and the forward voltage drop of the high-speed diodes Du1 and Du2 is Vfb, a reverse voltage of VLa = Vo1 + Vfb-Vfa is applied to the reactor La.
[0151]
When Vfa = Vfb, the current I of the reactor La_aIs I_ao− (Vo1 / La) × Δt, decreases linearly and reaches zero. For example, I_ao= 1000 A, La = 20 μH, and Vo1 = 200 V, the current I at time Δt = 0.1 msec_aBecomes zero.
[0152]
Current I of reactor La_aAs the current decreases, the current (I_s−I_a) Increases and then the input current I_sWill flow through the power diode PD1. When the voltage of the voltage Vo1 applied to the auxiliary DC smoothing capacitor Co1 is reduced, the commutation time Δt is increased, and the current I of the reactor La is reduced._aDoes not become sufficiently small until the next time Su3 turns on, and the input current I_sIs shared by the power diode PD1 and the high-speed diodes Du1 and Du2. Next, when a current also flows through the high-speed diodes Du1 and Du2 when the self-extinguishing element Su3 is turned on, a recovery current also flows through the high-speed diodes Du1 and Du2. However, compared to the power diode PD1, the disappearance time of the internal carriers of the high-speed diodes Du1 and Du2 is shorter, and the recovery current is smaller, so that there is no major problem.
[0153]
When the voltage Vo1 applied to the auxiliary DC smoothing capacitor Co1 is increased, the commutation time Δt is shortened, and the time of the current flowing through the high-speed diodes Du1 and Du2 is also shortened. Then, when Su3 is off, most of the current flows through the power diode PD1, and the average value of the current flowing through the high-speed diodes Du1 and Du2 becomes a small value. Therefore, the current capacity of the high-speed diodes Du1 and Du2 can be reduced, and when Su3 is turned on next time, the currents of Du1 and Du2 are sufficiently small, so that little recovery current flows.
[0154]
However, when the self-extinguishing element Su3 is turned off, the applied voltage Vo1 of the auxiliary DC smoothing capacitor Co1 becomes the main DC voltage V1._d/ 2 is applied to the element Su3. For example, V_dWhen = 1500V and Vo1 = 1000V, the voltage applied when the element Su3 is turned off is 750V + 1000V = 1750V. That is, the withstand voltage of the self-extinguishing element Su3 must be increased. Therefore, it is important to select the optimum voltage Vo1 of the auxiliary DC smoothing capacitor Co1 in consideration of the commutation time Δt and the withstand voltage of the self-extinguishing element.
[0155]
Input current I_sHowever, when flowing in the opposite direction to FIG. 13, the reactor La serves to suppress the recovery current of the power diode PD2, and includes the self-extinguishing element Su2, the high-speed diodes Du3 and Du4, and the auxiliary DC smoothing capacitor Co2. Perform the same operation.
[0156]
As described above, even when the forward voltage drop Vfa of the power diodes PD1 and PD2 and the forward voltage drop Vfb of the high-speed diodes Du1 to Du4 are not so different, when the elements Su2 and Su3 are turned off, the recovery current suppressing reactor. It is possible to attenuate the current of La and realize a quick commutation from the high-speed diodes Du1 to Du4 to the power diodes PD1 and PD2.
[0157]
FIG. 14 is a configuration diagram when the fourth embodiment is limited to three-phase alternating current. That is, the positive side step-up chopper circuit CH1 is constituted by the self-turn-off element Q1, the freewheel diode Dch1 and the DC reactor Lo1, and regenerates the energy stored in the positive side auxiliary DC smoothing capacitor Co1 to the positive side DC smoothing capacitor Cd1. It has become. Similarly, the negative side boost chopper circuit CH2 is constituted by the self-turn-off element Q2, the freewheel diode Dch2 and the DC reactor Lo2, and regenerates the energy stored in the negative side auxiliary DC smoothing capacitor Co2 to the negative side DC smoothing capacitor Cd2. It has become.
[0158]
14 also uses a positive auxiliary DC smoothing capacitor Co1 and a negative auxiliary DC smoothing capacitor Co2 as positive high-speed diode potential raising means and negative high-speed diode potential raising means. The configuration is the same as that of FIG. 2 except that a positive-side regenerative circuit CH1 and a negative-side regenerative circuit CH2 for regenerating the applied power to the DC smoothing capacitors Cd1 and Cd2 are provided. Therefore, other configurations and operations have already been described with reference to FIG. 2, and thus redundant description will be omitted.
[0159]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to provide an economical power converter that is excellent in overload capability, capable of regenerating power, has high converter efficiency, and is economical.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an explanatory view showing a configuration of a main part of a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram when the first embodiment of the present invention is limited to three-phase alternating current.
FIG. 3 is a configuration diagram of a power converter control circuit PTC that controls a three-level output power converter NPC in FIG. 2;
FIG. 4 is a voltage / current vector diagram for explaining an operation of fixed pulse phase control performed in the configurations of FIGS. 1, 2 and 3;
FIG. 5 is a configuration diagram of a phase control circuit PHC in FIG. 3;
FIG. 6 is a waveform chart for explaining the control operation of FIG. 1 or 2 based on fixed pulse phase control of one pulse pattern.
FIG. 7 is a waveform diagram showing signal waveforms of respective parts of the R phase when a power running operation is performed according to the pulse pattern of FIG. 6;
FIG. 8 is a waveform chart showing signal waveforms of respective parts of the R phase when regenerative operation is performed according to the pulse pattern of FIG. 6;
FIG. 9 is an explanatory diagram illustrating a main configuration of a second embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a configuration diagram when the second embodiment of the present invention is limited to three-phase alternating current.
FIG. 11 is an explanatory diagram showing a main part configuration of a third embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a configuration diagram when the third embodiment of the present invention is limited to three-phase alternating current.
FIG. 13 is an explanatory view showing a main part configuration of a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a configuration diagram when the fourth embodiment of the present invention is limited to three-phase alternating current.
FIG. 15 is a configuration diagram of a conventional device.
[Explanation of symbols]
SUP AC power supply
REC power diode rectifier
NPC 3-level output power converter (Voltage-type self-excited power converter)
PTC power converter control circuit
Cd1 Positive DC smoothing capacitor
Cd2 Negative DC smoothing capacitor
LOAD load device
Ls AC reactor
La recovery current suppression reactor
O Neutral connection point
PD1, PD3, PD5 Positive power diode
PD2, PD4, PD6 Negative power diode
Su1 (Sv1, Sw1) First positive self-extinguishing element
Su2 (Sv2, Sw2) Second positive self-extinguishing element
Su3 (Sv3, Sw3) First negative self-extinguishing element
Su4 (Sv4, Sw4) Second negative-side self-extinguishing element
Du1 (Dv1, Dw1) First positive high-speed diode
Du2 (Dv2, Dw2) Second positive high-speed diode
Du3 (Dv3, Dw3) First negative high-speed diode
Du4 (Dv4, Dw4) Second negative high-speed diode
Du5 (Dv5, Dw5) Positive clamp diode
Du6 (Dv6, Dw6) Negative clamp diode
Ra1, Ra3, Ra5 Positive series resistance (positive high-speed diode potential increasing means)
Ra2, Ra4, Ra6 Negative side series resistance (Negative side high speed diode potential increasing means)
Eo1 Positive-side auxiliary DC voltage source (Positive-side high-speed diode potential increasing means)
Eo2 Negative auxiliary DC voltage source (negative high-speed diode potential increasing means)
Co1 Positive auxiliary DC smoothing capacitor (positive high-speed diode potential increasing means)
Co2 negative auxiliary DC smoothing capacitor (negative high-speed diode potential increasing means)
Ro1, Ro2 discharge resistance
CH1 positive power regeneration circuit
CH2 negative power regeneration circuit
gu1 to gu4 (gv1 to gv4, gw1 to gw4) Gate signal (switching control signal)
INV inverter
M AC motor

Claims

A positive power diode PD1 (PD3, PD5) and a negative power diode PD2 (PD4, PD6) forming a positive arm and a negative arm, respectively, are bridge-connected between the positive DC terminal P and the negative DC terminal N. A power diode rectifier REC having an AC terminal connected to an AC power supply SUP via an AC reactor Ls;
First and second positive self-extinguishing elements Su1, Su2 (Sv1, Sv2, Sw1, Sw2) connected in series between the positive DC terminal P and the AC terminal; First and second positive-side high-speed diodes Du1, Du2 (Dv1, Dv2, Dw1, Dw2) connected in anti-parallel to arc-extinguishing elements Su1, Su2 (Sv1, Sv2, Sw1, Sw2), and first and second diodes The positive-side clamp diode Du5 (Dv5, Dw5) inserted between the common connection point of the positive-side self-arc-extinguishing elements Su1, Su2 (Sv1, Sv2, Sw1, Sw2) and the neutral connection point O has a positive side. An arm is formed and first and second negative self-extinguishing elements Su3 and Su4 (Sv3, Sv4, Sw3 and Sw4) connected in series between the AC terminal and the negative DC terminal N. And the second negative side First and second negative high-speed diodes Du3, Du4 (Dv3, Dv4, Dw3, Dw4), anti-parallel connected to self-extinguishing elements Su3, Su4 (Sv3, Sv4, Sw3, Sw4), first and second Of the negative side self-extinguishing element Su3, Su4 (Sv3, Sv4, Sw3, Sw4) and the negative side clamp diode Du6 (Dv6, Dw6) inserted between the neutral connection point O and the common connection point. A side arm is formed, and an AC terminal is connected to an AC terminal of the power diode rectifier REC via a recovery current suppressing reactor La, and a three-level AC voltage output is enabled. NPC,
The first and second positive self-extinguishing elements Su1, Su2 (Sv1, Sv2, Sw1, Sw2) and the first and second negative self-extinguishing elements Su3, Su4 of the voltage type self-excited power converter NPC. (Sv3, Sv4, Sw3, Sw4) a power converter control circuit PTC that outputs switching control signals gu1 to gu4 (gv1 to gv4, gw1 to gw4);
Connected between the positive DC terminal P and the neutral connection point O, and between the neutral connection point O and the negative DC terminal N, respectively, to supply power to the load device LOAD during power running, and to load during regeneration. A positive DC smoothing capacitor Cd1 and a negative DC smoothing capacitor Cd2 that receive power supply from the device LOAD;
With
Further, the voltage-type self-excited power converter NPC includes a first self-extinguishing element Su3 (Sv3, Sw3) and a second self-extinguishing element Su2 (Sv2, Sw2). For the recovery current generated by the switching operation, commutation from the first and second positive-side high-speed diodes Du1, Du2 (Dv1, Dv2, Dw1, Dw2) to the positive-side power diode PD1 (PD3, PD5), and In order to promote commutation from the first and second negative high-speed diodes Du3, Du4 (Dv3, Dv4, Dw3, Dw4) to the negative power diode PD2 (PD4, PD6), the first positive side A positive high-speed diode for increasing the potentials of the high-speed diode Du1 (Dv1, Dw1) and the second negative high-speed diode Du4 (Dv4, Dw4) to the positive side and the negative side, respectively. And it has a diode potential increase means and the negative-side high-speed diode potential raising means,
A hybrid power conversion device characterized by the above-mentioned.

The power converter control circuit PTC controls the input current Is from the AC power supply SUP, thereby converting the sum voltage Vd applied to the series-connected positive DC smoothing capacitor Cd1 and negative DC smoothing capacitor Cd2. To control,
The hybrid power converter according to claim 1, wherein:

The power converter control circuit PTC controls the input current Is from the AC power supply SUP by adjusting the phase angle φ of the AC side terminal voltage Vc with respect to the voltage of the AC power supply SUP, and This is performed by fixed pulse phase control for fixing a pulse pattern for the terminal voltage Vc.
The hybrid power converter according to claim 2, wherein:

The fixed pulse number of the pulse pattern used for the fixed pulse phase control is one of three pulses, five pulses,
The hybrid power converter according to claim 3, wherein:

The positive high-speed diode potential raising means and the negative high-speed diode potential raising means are connected in series to the first positive high-speed diode Du1 (Dv1, Dw1) and the second negative high-speed diode Du4 (Dv4, Dw4), respectively. The positive side series resistance Ra1 (Ra3, Ra5) and the negative side series resistance Ra2 (Ra4, Ra6).
The hybrid power converter according to any one of claims 1 to 4, characterized in that:

The positive high-speed diode potential raising means and the negative high-speed diode potential raising means are a positive auxiliary DC voltage source Eo1 and a negative auxiliary DC voltage source Eo2.
The hybrid power converter according to any one of claims 1 to 4, characterized in that:

The positive high-speed diode potential raising means and the negative high-speed diode potential raising means are a positive auxiliary DC smoothing capacitor Co1 and a negative auxiliary DC smoothing capacitor Co2.
The hybrid power converter according to any one of claims 1 to 4, characterized in that:

Discharge resistors Ro1 and Ro2 were connected to the positive auxiliary DC smoothing capacitor Co1 and the negative auxiliary DC smoothing capacitor Co2, respectively.
The hybrid power converter according to claim 7, characterized in that:

A positive-side power regeneration circuit CH1 and a negative-side power regeneration that regenerate power stored in the positive-side auxiliary DC smoothing capacitor Co1 and the negative-side auxiliary DC smoothing capacitor Co2 to the positive-side DC smoothing capacitor Cd1 and the negative-side DC smoothing capacitor Cd2. Provided with a circuit CH2,
The hybrid power converter according to claim 7, characterized in that: