【０００１】
【発明の属する利用分野】
この発明は、回転センサレスのＤＣブラシレスモータの回転数検出回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＣブラシレスモータには、ロータの位置を検出するためのセンサ付（ホール素子）タイプのものと、センサレスタイプのものとがある。
【０００３】
このセンサレスタイプのものは、センサを必要としないため、高温下でも使用できるし、部品コストも低減できる。また、センサのための配線が不要なのでモータ配線が少なくなり、組み立て工程の簡素化が図れ、かつ、モータの小型化や軽量化が図れるなどの特長がある。
【０００４】
反面、センサを用いないため、センサに代わる複雑な処理が必要である。そのため、モータに中点配線を設け、例えば、図４（ａ）に示すように、各相Ｕ、Ｖ、Ｗに発生する誘起電圧を位置検出用コンパレータ１で検出し、マイコン２などで複雑な演算処理を行うことにより、ロータの位置検出を行っている。
【０００５】
すなわち、図４（ａ）に示す３相センサレスＤＣモータの場合、電気角で１２０°通電で２相励磁となっており、図４（ｂ）のように、６通りの組み合わせで各相のトランジスタを作動して回転させるようになっている。
【０００６】
例えば、図４（ｂ）のＡ１の期間では、出力トランジスタＵ＋ とＶ− とがＯＮとなり、モータ電流は図４（ａ）の破線のように電源＋ＶＤＤ→Ｕ相のコイル→Ｖ相のコイル→ＧＮＤと流れる。このとき、Ｗ相のコイルは、電位的にフローティング状態である。そのため、図５のようにＷ相ステータがロータのＳ極とＮ極の中央にある場合は両極の影響を受けて中立であり、この位置より少しでもロータが反時計方向にある場合はＮ極の影響を受けてＳ極となる。逆に、少しでも時計方向にある場合は、Ｓ極の影響を受けてＮ極となる。したがって、このＳ極からＮ極に変化する中立点（ゼロクロス点）Ｚのタイミングを中点配線とＷ相コイルとから取り出した誘起電圧から検出すれば、ロータの位置を検出できる。また、図５から判るように、次のゼロクロス点（ロータのＳ極とＮ極が中央になる）は、３０°位相の遅れたＶ相で発生し、以後、Ｕ相→Ｗ相．．．と３０°ごとになる。そのため、ゼロクロス点Ｚから常に３０°位相を遅らせたタイミングで駆動回路をスイッチングすれば、モータを回転させることができる。
【０００７】
このようにセンサレスタイプは、各相Ｕ、Ｖ、Ｗの駆動電圧と各相Ｕ、Ｖ、Ｗとモータの中点電圧とを比較することでロータ位置を検出することができるので、これから、回転数も検出するようにしていた。
【０００８】
ところで、ＤＣブラシレスモータの駆動方法には、ＰＡＭ方式とＰＷＭ方式とがあって、ＰＷＭ方式は消費電力を低減できるので有利である。
【０００９】
ところが、ＰＷＭ方式では、ゼロクロス点Ｚを検出する際に以下のような問題があった。
【００１０】
すなわち、各相Ｕ、Ｖ、Ｗのトランジスタの動作の動作波形を示す図４（ｃ）において、例えばＡ２の期間では、Ｕ相の上段及び下段出力のトランジスタＵ＋ とＵ− がＯＦＦしてＵ相には誘起電圧が発生しているが、その電圧波形には、Ｖ相の上段のトランジスタＶ＋ とＷ相の下段のトランジスタＷ− がスイッチング動作を行っている影響を受けて、スイッチング波形が重畳しているのがわかる。これでは、誘起電圧がどれなのか検出できない。
【００１１】
これを解決する一つの方法としてカウンタを用いる方法がある。この方法は、カウンタを使って例えば、Ｗ相の誘起電圧が入力される周期を計数し、その計数値から次の誘起電圧が入力する時間を予測して誘起電圧とそうでない信号とを選別して、ゼロクロス点Ｚを検出していた。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のカウンタを用いる方法では、マイコンが検出信号の入力する時間を予測して検出信号とそうでない信号とを選別し、時間によるフィルタリングを行ってノイズから誘起電圧を弁別している。このように誘起電圧を用いる方法では、ノイズから誘起電圧を弁別しなければ、ゼロクロス点を検出できないし、ゼロクロス点を検出しないと回転数も検出できないので、非常に複雑な処理を行わなければならないし、ノイズに対しても脆弱であるという問題がある。
【００１３】
また、カウンタを用いる方法は、モータを回転させるためのもので、実際にロータが回転していなくとも予測時間にノイズなどかあれば、ニセ信号がでてしまうなどの問題がある。
【００１４】
そこで、この発明の課題は、誘起電圧のみを抽出するような弁別をしなくても簡単にスイッチングノイズの影響を排除して回転数を検出できるようにすることである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、この発明では、センサレスでＰＷＭ回転制御を行うＤＣブラシレスモータの回転数検出回路を、ＤＣブラシレスモータのｎ相のステータコイルの内の一相の検出電圧と、その検出電圧と予め設定された基準電圧とを比較するコンパレータ回路と、前記コンパレータ回路の比較出力が入力されるローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力を所定期間保持する第１の保持回路と、前記一相の上段あるいは下段の半導体素子の一方の出力段への駆動パルス出力を所定期間保持する第２の保持回路と、その第１と第２の保持回路出力が入力される論理積回路とで構成したのである。
【００１６】
このような構成を採用することにより、検出回路は、コンパレータ回路が一相の検出電圧を基準電圧と比較することにより、正規化したパルスを生成する。このパルスには、出力段への駆動パルスと誘起電圧の混ざったもの（誘起電圧は回転にともなって常時出力されている）と、スイッチングノイズが含まれている。このパルス列を、まず、ローパスフィルタを通過させることで、スイッチングノイズを除去する。スイッチングノイズを除去したパルス列は、駆動パルスと誘起電圧を含んでいるが、論理積回路で、第２の保持回路で検出した駆動パルス出力との論理積を取ると、両者のパルスの論理レベルが一致した点でパルスが出力される。
このとき、コンパレータ回路で正規化されたパルスは、基準値を設けてコンパレートしたことにより正常に回転した際にのみパルスが出力されるので、駆動パルスと一致した点でパルスが出力されれば、回転パルスとして利用できる。
【００１７】
また、このとき保持回路を用いるのは、両パルスが発生するのに位相差があるので、それを解消して論理積を取ることができるようにするためである。
【００１８】
また、このとき、上記コンパレータ回路の反転出力が入力されるローパスフィルタと、そのローパスフィルタ出力を所定期間保持する第３の保持回路と、上記上段あるいは下段の他方の出力段への駆動パルス出力を所定期間保持する第４の保持回路と、前記第３と第４の保持回路出力が入力される第２の論理積回路とで構成される第２の検出回路を設け、その第２の検出回路の第２の論理積回路出力と上記検出回路の第１の論理積回路出力との論理積を出力とから回転パルスを出力するようにした構成を採用することができる。
【００１９】
このような構成を採用することにより、出力段の上段と下段の半導体素子への駆動パルスを検出に使うので、回転パルスを倍にして検出精度を向上させることができる。
【００２０】
さらに、上記各相の出力段が半導体素子をプッシュプル接続して、各半導体素子にフライホイールダイオードを並列に設けたものとするとともに、上記コンパレータ回路に入力する相と、第２あるいは第４の保持回路へ入力する駆動パルスの出力段を異なる相とした構成を採用することができる。
【００２１】
このような構成を採用することにより、ロータが逆回転した場合は、誘起された誘起電圧をフライホイールダイオードが吸収して検出電圧が低下する。そのため、正回転の場合とパルスの発生パターンが異なるこれから逆回転を検出できる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
第１実施形態を図１に示す。
図１は、この発明をＵ相に適用した３相センサレスＤＣモータの検出回路を示したものである。
【００２３】
前記３相センサレスＤＣモータは、マイコン２を用いたＰＷＭ制御によって駆動されるもので、出力段にＰＮＰトランジスタＵ＋ 、Ｖ＋ 、Ｗ＋ とＮＰＮトランジスタＵ− 、Ｖ− 、Ｗ− をプッシュプル接続したものを使用している。そのため、出力段のＰＮＰトランジスタＵ＋ 、Ｖ＋ 、Ｗ＋ は、スイッチングのスピードアップを図るため、ＮＰＮトランジスタを用いたドライブ回路介してマイコン２の出力ポートＰＣ１に接続し、他方の出力段のＮＰＮトランジスタＵ− 、Ｖ− 、Ｗ− は直接マイコン２の出力ポートＰＣ２に接続してポート出力で駆動するようになっている。また、各トランジスタＵ＋ 、Ｖ＋ 、Ｗ＋ 、Ｕ− 、Ｖ− 、Ｗ− には、フライホイールダイオードＤｆが並列に設けられている。
【００２４】
検出回路３は、モータのステータコイルの電圧を検出するステータ電圧検出回路４と、スイッチング信号を抽出する参照信号発生回路５と、論理積回路６とで構成されている。
【００２５】
ステータ電圧検出回路４は、コンパレータ７、基準電圧発生回路８、ローパスフィルタ（積分回路）９及び第１の保持回路１０で構成されている。
【００２６】
前記コンパレータ７は、非反転入力をＵ相のモータ駆動端子と接続し、反転入力に基準電圧発生回路８を接続してある。
【００２７】
前記基準電圧発生回路８は、抵抗Ｒ１とＲ２を直列に接続して電源ＶＤＤと接続したもので、ここでは、Ｒ１＝Ｒ２として駆動回路電源の１／２の電圧をしきい値としてある。したがって、Ｕ相のモータ駆動端子の電圧が駆動回路電源の１／２の電圧を上回るとコンパレータ７の出力は「Ｌ」となるようにしてある。
【００２８】
なお、ここでは、コンパレータ出力が「Ｌ」となるようにしたが、コンパレータ出力が「Ｈ」となるように、非反転入力と反転入力への接続を逆にしても別段構わない。その際は、コンパレータ出力にインバータを設けたりすればよい。
【００２９】
このコンパレータ出力は、ローパスフィルタ９に接続されている。ローパスフィルタ９は、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１とで構成されたもので、抵抗Ｒ３の一端を電源と接続し、他端をコンデンサＣ１（ここでは、逆流防止ダイオードＤ１を介している）と接続している。また、その接続点にコンバレータ７の出力を接続して抵抗Ｒ３をコンパレータ７のプルアップ抵抗として使用してコンデンサＣ１に充電電流を供給するようになっている。
【００３０】
第１の保持回路１０は、逆流防止ダイオードＤ１、コンデンサＣ１及び放電抵抗Ｒ４とで構成されるもので、逆流防止ダイオードＤ１のアノード端子にコンパレータ出力を接続し、カソード端子にコンデンサＣ１と放電抵抗Ｒ４を並列に接続して、この並列回路の出力を論理積回路６の入力の一方に入力してある。
【００３１】
このとき、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１で形成されるローパスフィルタの時定数Ｃ１・Ｒ３は、ＰＷＭ制御に用いられるキャリア周波数の周期に対して十分小さく設定する。また、保持回路１０のコンデンサＣ１と抵抗Ｒ４の時定数Ｃ１・Ｒ４を前記キャリア周波数に対して大きくなるように各定数を決めてある。
【００３２】
すなわち、スイッチングキャリア周波数をｆ、キャリア周波数のＯＮ時間の最小値をｔＯＮ ＭＩＮとすると、設定条件は下記のように表すことができる。
【００３３】
Ｒ３・Ｃ１＜ｔＯＮ ＭＩＮ
Ｒ４・Ｃ１＞２（１／ｆ−ｔＯＮ ＭＩＮ）
一方、参照信号発生回路５は、バッファ用のトランジスタＱ、第２の保持回路１３とで構成されている。
【００３４】
バッファ用のトランジスタＱは、ＰＮＰトランジスタを用いたもので、図１のようにベースをマイコン２の出力ポートＰＣ１に接続し、コレクタを第２の保持回路１３と接続することにより、Ｕ相の上段のトランジスタＵ＋ の駆動出力を反転した出力が入力されるようになっている。
【００３５】
第２の保持回路１３は、逆流防止ダイオードＤ２、コンデンサＣ２及び放電抵抗Ｒ５とで構成されている。
【００３６】
逆流防止ダイオードＤ２は、アノード端子を前記バッファ用のトランジスタＱ１のコレクタと接続し、カソード端子を直列抵抗Ｒｓを介してコンデンサＣ２と放電抵抗Ｒ５との並列回路に接続してあり、前記トランジスタＱがＯＮすると、コンデンサＣ２に充電電流を供給するようになっている。
【００３７】
また、並列回路の出力は、論理積回路６の入力の他方に入力してある。このため、論理積回路６の出力は、両方の入力レベルが論理積回路６のしきい値よりも高い場合は「Ｈ」となり、どちらか一方の入力が論理積回路のしきい値よりも下がると「Ｌ」となる。また、両方の入力レベルが論理積回路のしきい値よりも低い場合は「Ｌ」となるようになっている。
【００３８】
この形態は、上記のように構成されており、次にその回路動作を図１（ａ）の回路の各点Ａ〜Ｆの電圧波形を示す同図（ｂ）を参照しつつ説明する。
【００３９】
いま、ロータの回転によってＵ相のステータのモータ駆動端子には、例えば、図１（ｂ）のＡ点のような電圧波形が出力しており、コンパレータ７の出力は、基準電圧発生回路８で設定した駆動回路電源ＶＤＤの１／２の基準電圧とを比較した図１（ｂ）に示すＢ点の電圧波形となっている。
【００４０】
例えば、いま、図１（ｂ）のＡ点の波形が「Ｈ」のとき、すなわち、コンパレータ出力が「Ｈ」のとき、抵抗Ｒ３からダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１に電荷が充電される。
【００４１】
このとき、上述したように、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１で形成したローパスフィルタ９の時定数Ｃ１・Ｒ３をＰＷＭ制御に用いられるキャリア周波数の周期に比べて十分小さく、かつ、第１の保持回路１０の時定数Ｃ１・Ｒ４をキャリア周波数の周期に比べて大きくなるように各定数を決めてあるので、スイッチング周波数に近い高域周波数をローパスフィルタがしゃ断する。
【００４２】
同様に、第２の保持回路１３には、Ｕ相の上段のトランジスタＵ＋ を駆動するマイコン２のポート出力ＰＣ１が入力している。
【００４３】
そのため、スイッチングの影響の排除された両信号（図１（ｂ）のＣ点及びＥ点の波形参照）が論理積回路６に入力すると、論理積回路６から両信号が一致した期間がパルス出力として図１（ｂ）のＦ点のように出力される。
【００４４】
すなわち、ステータコイルの検出信号は、図１（ｂ）のＡ点の電圧波形に示すように、ステータコイルの駆動パルス、誘起電圧及びスイッチングノイズを含んでいる。一方、図１（ｂ）のＤ点の電圧波形に示すように、ポート出力は、駆動パルスとスイッチングノイズを含んでおり、両出力が一致する期間がパルスとして出力される。
【００４５】
このとき、ステータコイルの検出信号は、コンパレータ７で基準電圧と比較して正規化しているので、回転が停止して誘起電圧が出力されないで検出信号全体のレベルが下がると、パルスが出力されない。その結果、両出力（検出信号とポート出力）が一致しないため、回転パルスは出力されない。
【００４６】
また、このとき、第１と第２の保持回路１０、１３を設けて検出信号とポート出力の位相のずれを解消しているので、論理積回路６の結果に影響を生じない。
【００４７】
また、第１と第２の保持回路１０、１３で保持した電荷は、次の検出までに放電抵抗Ｒ４、Ｒ５で放電するようにしているので、検出に影響を及ぼさない。
【００４８】
このように論理積回路６から出力されるパルスは、ロータの回転に伴って出力されるので、回転数パルスとして使用できる。
【００４９】
なお、実施形態では、Ｕ相について述べたが他の相でも構わない。
【００５０】
図２に第２実施形態を示す。
この形態は、第１実施形態の検出回路（以後第１の検出回路）３に、第２の検出回路２０を追加して回転数パルスを倍にするためのもので、回転数パルスを倍にすることにより検出精度を倍にできるというものである（例えば、４相の場合→２パルス／回転、２相の場合→１パルス／回転となる）。
【００５１】
その際、図２（ａ）に示すように、Ｕ相の下段のトランジスタＵ− 出力を用いるとともに、コンパレータ７の反転入力と非反転入力への入力を逆に接続し、第１の検出回路３のコンパレータを共用できるようにしており、こうすることで、コストの低下などが図れるようにしている。
【００５２】
すなわち、第２の検出回路２０は、第１の検出回路３と同様に、ステータ電圧検出回路４’、参照信号発生回路５’と論理積回路６’で構成されている。
【００５３】
ステータ電圧検出回路４’は、ローパスフィルタ１４と第３の保持回路１５とで構成されており、図２（ａ）に示すバッファ用のインバータトランジスタＱ２を介して、第１の検出回路３のコンパレータ７の出力に接続してある。
【００５４】
また、参照信号発生回路５’は、バッファ用トランジスタＱを廃して第４の保持回路１６を直接マイコン２の出力ポートＰＣ２に接続することにより、ステータ電圧検出回路４’の出力信号の極性に合わせてある。
【００５５】
なお、ローパスフィルタ１４、第３の保持回路１５、第４の保持回路１６の回路構成は第１実施形態のローパスフィルタ９、第１の保持回路１０、第２の保持回路１３と同じである。また、他の構成も、第１実施形態と同じであるため、説明は省略する。
【００５６】
そして、この第２の検出回路２０のコンパレータ出力と第１の検出回路３のコンパレータ出力を第３の論理積回路２１を設けて入力している。
【００５７】
この形態は、上記のように構成されており、この回路の動作を図２（ａ）の各点Ａ〜Ｌの電圧波形を示す図２（ｂ）に基づいて説明する。
【００５８】
図２（ｂ）のＡ点の波形は、Ｕ相の駆動電圧波形である（図１のＡ点と同じものである）、この波形をコンパレータ７で比較し、トランジスタＱ１をドライブした波形がＧ点である。このとき、トランジスタＱ１で波形を反転するため、Ａ点の波形が反転したものとなっている。この波形が第３の保持回路１５に入力した波形がＨ点である。また、Ｕ相の下段のトランジスタＵ− の駆動電圧波形に基づく参照信号発生回路５’の波形はＪ点となる。このため、Ｈ点とＪ点の波形が入力される論理積回路６’の出力はＫ点のような波形となる。
【００５９】
このＫ点の波形は、Ａ点に示すＵ相の駆動電圧波形を電源電圧ＶＤＤの１／２の電圧でコンパレートして、そのコンパレートした１／２の電圧のしきい値よりも低い電圧の期間（インバータトランジスタで反転している）なので、Ｊ点とＨ点の波形の一致した期間を出力している。よって、このＫ点の波形と第１の検出回路３の出力であるＦ点の波形との論理積をとることで、Ｌ点の波形に示すように倍の回転パルスを得ることができる（このことは従来例の図４（ｂ）のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦの組み合わせからも明らかである）。
【００６０】
このため、４相のモータの場合１回転あたり４パルスの出力を得ることができ、２相モータの場合、１回転あたり２パルスの出力を得ることができる。
【００６１】
なお、実施形態では、Ｕ相について述べたが他の相でも構わない。
【００６２】
図３に第３実施形態を示す。
この形態は、図３（ａ）のように、異なる２相の出力を用いて起動時にモータが逆回転しているかどうかを検出できるようにしたものである。
【００６３】
すなわち、図３（ａ）に示すように、例えば、検出回路３のステータ電圧検出回路４をＷ相のモータ駆動端子に接続し、参照信号発生手段５をＵ相の上段のトランジスタＵ＋ を駆動するポートＰＣ１に接続して、異なる相の駆動電圧と誘起電圧との論理積をとる構成である。
なお、他の構成は第１実施形態と同じなので、説明は省略する。
【００６４】
この形態は上記のように構成されており、次に、その動作を説明する。
いま、センサモードでモータのステータコイルがＵ→Ｖ→Ｗ相の順に励磁されるパータンを正方向とすると、ステータコイルに印加される駆動電圧もＵ→Ｖ→Ｗ相と順に印加される。このとき、各ステータコイルには、駆動電圧ＶＤＤの１／２よりも大きな電圧が印加される。
【００６５】
そのため、正方向に回転しているのであれば、Ｃ点の波形のように誘起電圧が検出され、Ｕ相の上段のトランジスタＵ＋ を励磁するタイミングを起点として、図３（ｂ）Ｆ点の波形ように、遅れ時間τで論理積回路の出力が「Ｌ」→「Ｈ」へ変化する。この遅れ時間τはＷ相のスパイク電圧が発生して、出力を反転させているためである。
【００６６】
一方、逆回転の場合は、中点電位を基準にして負電位となるので、フライホイールダイオードＤｆにより吸収される。そのため、もし、モータが逆回転すれば、Ｗ相に現れる誘起電圧が誘起電圧が１／２ＶＤＤに届かず、コンパレータ出力はゼロとなり、ステータ電圧検出回路４の出力は図３（ｂ）のＣ’点の波形に示すように、出力トランジスタをＯＮからＯＦＦに切り替える駆動電圧ノイズのみを出力することになる。
【００６７】
よって、この位置検出回路の出力と参照信号検出回路の出力が入力された論理積回路６の出力は、図３（ｂ）のＦ’点の波形に示すように、Ｕ相の上段のトランジスタＵ＋ を励磁するタイミングを起点として、遅れ時間τ１ で「Ｌ」→「Ｈ」へ変化する。
【００６８】
したがって、回転数信号が「Ｌ」→「Ｈ」へ変化するまでの時間に遅れがあるかどうかをマイコン２で検出すれば逆転しているかどうかが判る。
【００６９】
なお、この形態では、Ｕ相とＷ相を利用したが、これに限定されるものではなく、これ以外の組み合わせを用いてもよい。
【００７０】
なお、実施形態では、論理積回路をＡＮＤ回路のシンボルで示したが、これに限定されるものではなく、論理積をとれるものであれば、例えばＮＡＮＤやＮＯＲを組み合わせたものやトランジスタなどのディスクリート回路のものでもよいのは明白である。
【００７１】
【発明の効果】
この発明は、以上のように構成したことにより、簡単な方法でスイッチングノイズの影響を排除して回転数を検出できる。
【００７２】
また、異なる２相の出力を用いるようにすれば、モータ起動時の逆回転も検出できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）第１実施形態の回路図
（ｂ）（ａ）の各点の電圧波形
【図２】（ａ）第２実施形態の回路図
（ｂ）（ａ）の各点の電圧波形
【図３】（ａ）第３実施形態の回路図
（ｂ）（ａ）の各点の電圧波形
【図４】（ａ）従来例のブロック図
（ｂ）（ａ）の出力トランジスタＯＮ／ＯＦＦのタイミング示す図
（ｃ）（ａ）のＵ、Ｖ、Ｗ相の電圧波形
【図５】従来例の作用説明図
【符号の説明】
２ マイコン
３ 検出回路
４ ステータ電圧検出回路
４’ ステータ電圧検出回路
５ 参照信号発生回路
５’ 参照信号発生回路
６ 論理積回路
６’ 論理積回路
７ コンパレータ
７’ コンパレータ
９ ローパスフィルタ
１０ 第１の保持回路
１３ 第２の保持回路
１４ ローパスフィルタ
１５ 第３の保持回路
１６ 第４の保持回路
２０ 第２の検出回路
２１ 第３の論理積回路
Ｄｆ フライホイールダイオード[0001]
FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a rotation speed detection circuit for a DC brushless motor without a rotation sensor.
[0002]
[Prior art]
DC brushless motors include those with a sensor (Hall element) for detecting the position of the rotor and those without a sensor.
[0003]
Since this sensorless type does not require a sensor, it can be used even at high temperatures, and the cost of parts can be reduced. Further, since wiring for the sensor is not required, the number of motor wirings is reduced, so that the assembling process can be simplified, and the size and weight of the motor can be reduced.
[0004]
On the other hand, since a sensor is not used, complicated processing instead of the sensor is required. For this reason, the motor is provided with a midpoint wiring, for example, as shown in FIG. 4A, the induced voltage generated in each phase U, V, W is detected by the position detecting comparator 1, and complicated by the microcomputer 2 and the like. By performing arithmetic processing, the position of the rotor is detected.
[0005]
That is, in the case of the three-phase sensorless DC motor shown in FIG. 4A, two-phase excitation is performed when the electrical angle is 120 °, and as shown in FIG. Is activated to rotate.
[0006]
For example, in the period A1 of FIG. 4 (b), the output transistor U + and V - and is turned ON, the motor current is 4 coils → V-phase of the power supply + V DD → U-phase as indicated by the broken line in (a) Flow from coil to GND. At this time, the W-phase coil is in a floating state in terms of potential. Therefore, as shown in FIG. 5, when the W-phase stator is located at the center between the S pole and the N pole of the rotor, the rotor is neutral due to the influence of both poles. And becomes an S-pole. On the other hand, if it is slightly clockwise, it becomes the north pole under the influence of the south pole. Therefore, the position of the rotor can be detected by detecting the timing of the neutral point (zero cross point) Z, which changes from the S pole to the N pole, from the induced voltage extracted from the middle point wiring and the W-phase coil. As can be seen from FIG. 5, the next zero-cross point (the S pole and the N pole of the rotor are at the center) occurs in the V phase delayed by 30 °, and thereafter, the U phase → the W phase. . . And every 30 °. Therefore, if the drive circuit is switched at a timing that is always delayed by 30 ° from the zero cross point Z, the motor can be rotated.
[0007]
As described above, the sensorless type can detect the rotor position by comparing the drive voltage of each phase U, V, W with each phase U, V, W and the midpoint voltage of the motor. The number was also detected.
[0008]
By the way, there are a PAM method and a PWM method as a driving method of the DC brushless motor, and the PWM method is advantageous because power consumption can be reduced.
[0009]
However, the PWM method has the following problems when detecting the zero cross point Z.
[0010]
In other words, each phase U, V, Figure 4 illustrating operation waveforms of the operation of the transistor of the W (c), the in the period of, for example, A2, transistors U + and U of upper and lower output of the U-phase - is to OFF U While the phase is induced voltage occurs and its voltage waveform, and the lower transistor W of the upper transistor V + and W-phase of the V-phase - under the influence of is performing switching operation, the switching waveform It can be seen that they are superimposed. This makes it impossible to detect the induced voltage.
[0011]
One way to solve this is to use a counter. This method uses, for example, a counter to count the period in which the W-phase induced voltage is input, and predicts the time at which the next induced voltage is input from the counted value to select the induced voltage and a signal that is not. Thus, the zero cross point Z was detected.
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above-described method using the counter, the microcomputer predicts the input time of the detection signal, selects the detection signal and the other signal, and performs time-based filtering to discriminate the induced voltage from noise. In the method using the induced voltage as described above, the zero-cross point cannot be detected unless the induced voltage is discriminated from the noise, and the rotation speed cannot be detected unless the zero-cross point is detected. Therefore, a very complicated process must be performed. However, there is a problem that it is vulnerable to noise.
[0013]
Further, the method using the counter is for rotating the motor, and there is a problem in that even if the rotor is not actually rotating, if the estimated time includes noise or the like, a false signal is generated.
[0014]
Therefore, an object of the present invention is to make it possible to easily eliminate the influence of switching noise and detect the rotation speed without discrimination such as extracting only the induced voltage.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problem, in the present invention, a rotation speed detection circuit of a DC brushless motor that performs PWM rotation control without a sensor includes a detection voltage of one phase of an n-phase stator coil of the DC brushless motor and detection of the detection voltage. A comparator circuit for comparing a voltage with a preset reference voltage; a low-pass filter to which a comparison output of the comparator circuit is input; a first holding circuit for holding an output of the low-pass filter for a predetermined period; A second holding circuit for holding a drive pulse output to one output stage of the upper or lower semiconductor element for a predetermined period, and an AND circuit to which the first and second holding circuit outputs are input. It is.
[0016]
With such a configuration, the detection circuit generates a normalized pulse by the comparator circuit comparing the one-phase detection voltage with the reference voltage. This pulse includes a mixture of a drive pulse to the output stage and an induced voltage (the induced voltage is constantly output with rotation) and switching noise. This pulse train is first passed through a low-pass filter to remove switching noise. The pulse train from which the switching noise has been removed contains the driving pulse and the induced voltage. When the logical product circuit takes the logical product of the driving pulse output detected by the second holding circuit, the logical level of both pulses becomes A pulse is output at the coincident point.
At this time, the pulse normalized by the comparator circuit is output only when it rotates normally due to the provision of the reference value and the comparison, so if the pulse is output at the point where it matches the drive pulse, , Can be used as a rotation pulse.
[0017]
The reason for using the holding circuit at this time is to eliminate the phase difference between the generation of both pulses and to obtain the logical product.
[0018]
At this time, a low-pass filter to which the inverted output of the comparator circuit is input, a third holding circuit for holding the output of the low-pass filter for a predetermined period, and a drive pulse output to the other upper or lower output stage are output. A second detection circuit comprising a fourth holding circuit for holding for a predetermined period, and a second AND circuit to which the outputs of the third and fourth holding circuits are input; A configuration in which a rotation pulse is output from the output of the logical product of the output of the second logical product circuit and the output of the first logical product circuit of the detection circuit can be adopted.
[0019]
By employing such a configuration, the driving pulses for the upper and lower semiconductor elements of the output stage are used for detection, so that the rotation pulse can be doubled and the detection accuracy can be improved.
[0020]
Further, the output stage of each of the phases push-pull connects the semiconductor elements, and a flywheel diode is provided in parallel with each of the semiconductor elements. It is possible to adopt a configuration in which the output stages of the drive pulse input to the holding circuit have different phases.
[0021]
By employing such a configuration, when the rotor rotates in the reverse direction, the induced voltage is absorbed by the flywheel diode, and the detection voltage is reduced. Therefore, the reverse rotation can be detected from the pulse generation pattern different from the case of the normal rotation.
[0022]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 shows a first embodiment.
FIG. 1 shows a detection circuit of a three-phase sensorless DC motor in which the present invention is applied to a U-phase.
[0023]
The 3-phase sensorless DC motor is intended to be driven by PWM control using the microcomputer 2, PNP transistors U + in the output stage, V +, W + and the NPN transistor U -, V -, W - push-pull connecting I use what I did. Therefore, the PNP transistors U + , V + , and W + in the output stage are connected to the output port PC1 of the microcomputer 2 via a drive circuit using an NPN transistor to increase the switching speed, and the NPN transistor in the other output stage is used. The transistors U − , V − , and W − are directly connected to the output port PC2 of the microcomputer 2 and are driven by port outputs. Further, the transistors U +, V +, W + , U -, V -, W - , the flywheel diode Df is provided in parallel.
[0024]
The detection circuit 3 includes a stator voltage detection circuit 4 for detecting a voltage of a stator coil of the motor, a reference signal generation circuit 5 for extracting a switching signal, and an AND circuit 6.
[0025]
The stator voltage detection circuit 4 includes a comparator 7, a reference voltage generation circuit 8, a low-pass filter (integration circuit) 9, and a first holding circuit 10.
[0026]
The comparator 7 has a non-inverting input connected to a U-phase motor drive terminal, and a reference voltage generating circuit 8 connected to the inverting input.
[0027]
The reference voltage generating circuit 8 is a circuit in which resistors R1 and R2 are connected in series and connected to a power supply VDD . In this case, R1 = R2 and a voltage of 1/2 of the power supply of the drive circuit is used as a threshold value. Therefore, when the voltage of the U-phase motor drive terminal exceeds half the voltage of the drive circuit power supply, the output of the comparator 7 is set to "L".
[0028]
Here, although the comparator output is set to “L”, the connection to the non-inverting input and the inverting input may be reversed so that the comparator output becomes “H”. In that case, an inverter may be provided for the comparator output.
[0029]
This comparator output is connected to the low-pass filter 9. The low-pass filter 9 includes a resistor R3 and a capacitor C1. One end of the resistor R3 is connected to a power supply, and the other end is connected to a capacitor C1 (here, via a backflow prevention diode D1). I have. Further, the output of the converter 7 is connected to the connection point, and the charging current is supplied to the capacitor C1 by using the resistor R3 as a pull-up resistor of the comparator 7.
[0030]
The first holding circuit 10 includes a backflow prevention diode D1, a capacitor C1, and a discharge resistor R4. The comparator output is connected to the anode terminal of the backflow prevention diode D1, and the capacitor C1 and the discharge resistor R4 are connected to the cathode terminal. Are connected in parallel, and the output of this parallel circuit is input to one of the inputs of the AND circuit 6.
[0031]
At this time, the time constant C1 · R3 of the low-pass filter formed by the resistor R3 and the capacitor C1 is set sufficiently small with respect to the period of the carrier frequency used for PWM control. Further, each constant is determined so that the time constants C1 and R4 of the capacitor C1 and the resistor R4 of the holding circuit 10 become larger with respect to the carrier frequency.
[0032]
That is, assuming that the switching carrier frequency is f and the minimum value of the ON time of the carrier frequency is t ON MIN , the setting condition can be expressed as follows.
[0033]
R3 · C1 <t ON MIN
R4 · C1> 2 (1 / ft ON MIN )
On the other hand, the reference signal generation circuit 5 includes a buffer transistor Q and a second holding circuit 13.
[0034]
The buffer transistor Q uses a PNP transistor. The base is connected to the output port PC1 of the microcomputer 2 and the collector is connected to the second holding circuit 13 as shown in FIG. And an inverted output of the drive output of the transistor U + .
[0035]
The second holding circuit 13 includes a backflow prevention diode D2, a capacitor C2, and a discharge resistor R5.
[0036]
The backflow prevention diode D2 has an anode terminal connected to the collector of the buffer transistor Q1 and a cathode terminal connected to a parallel circuit of a capacitor C2 and a discharge resistor R5 via a series resistor Rs. When turned on, a charging current is supplied to the capacitor C2.
[0037]
The output of the parallel circuit is input to the other of the inputs of the AND circuit 6. Therefore, the output of the AND circuit 6 becomes “H” when both input levels are higher than the threshold value of the AND circuit 6, and one of the inputs falls below the threshold value of the AND circuit. And "L". When both input levels are lower than the threshold value of the AND circuit, it is set to “L”.
[0038]
This embodiment is configured as described above. Next, the circuit operation will be described with reference to FIG. 1B showing voltage waveforms at points A to F of the circuit of FIG.
[0039]
Now, a voltage waveform such as point A in FIG. 1B is output to the motor drive terminal of the U-phase stator due to the rotation of the rotor, and the output of the comparator 7 is output by the reference voltage generation circuit 8. A voltage waveform at a point B shown in FIG. 1B is compared with a reference voltage of 駆動 of the set drive circuit power supply VDD .
[0040]
For example, when the waveform at the point A in FIG. 1B is “H”, that is, when the comparator output is “H”, the capacitor C1 is charged from the resistor R3 via the diode D1.
[0041]
At this time, as described above, the time constant C1 · R3 of the low-pass filter 9 formed by the resistor R3 and the capacitor C1 is sufficiently smaller than the cycle of the carrier frequency used for PWM control, and the first holding circuit 10 Since the respective constants are determined so that the time constants C1 and R4 are larger than the period of the carrier frequency, the low-pass filter cuts off the high frequency near the switching frequency.
[0042]
Similarly, a port output PC1 of the microcomputer 2 that drives the upper transistor U + of the U phase is input to the second holding circuit 13.
[0043]
Therefore, when both signals (see the waveforms at points C and E in FIG. 1B) from which the influence of switching is eliminated are input to the AND circuit 6, a period during which the signals match from the AND circuit 6 is a pulse output. Is output as shown at point F in FIG.
[0044]
That is, the detection signal of the stator coil includes a drive pulse of the stator coil, an induced voltage, and switching noise, as shown in the voltage waveform at point A in FIG. On the other hand, as shown in the voltage waveform at point D in FIG. 1B, the port output includes a drive pulse and switching noise, and a period during which both outputs match is output as a pulse.
[0045]
At this time, since the detection signal of the stator coil is normalized by the comparator 7 in comparison with the reference voltage, if the rotation is stopped and the level of the entire detection signal drops without outputting the induced voltage, no pulse is output. As a result, since the two outputs (the detection signal and the port output) do not match, no rotation pulse is output.
[0046]
At this time, since the first and second holding circuits 10 and 13 are provided to eliminate the phase difference between the detection signal and the port output, the result of the AND circuit 6 is not affected.
[0047]
The electric charges held in the first and second holding circuits 10 and 13 are discharged by the discharge resistors R4 and R5 until the next detection, so that the detection is not affected.
[0048]
Since the pulse output from the AND circuit 6 is output as the rotor rotates, it can be used as a rotation speed pulse.
[0049]
In the embodiment, the U phase is described, but another phase may be used.
[0050]
FIG. 2 shows a second embodiment.
In this embodiment, a second detection circuit 20 is added to the detection circuit (hereinafter referred to as a first detection circuit) 3 of the first embodiment to double the number of rotation pulses. By doing so, the detection accuracy can be doubled (for example, in the case of 4 phases → 2 pulses / rotation, in the case of 2 phases → 1 pulse / rotation).
[0051]
At this time, as shown in FIG. 2A, the lower stage U-phase transistor U - output is used, and the inverting input and the non-inverting input of the comparator 7 are connected in reverse, so that the first detecting circuit 3 , So that the cost can be reduced.
[0052]
That is, similarly to the first detection circuit 3, the second detection circuit 20 includes a stator voltage detection circuit 4 ', a reference signal generation circuit 5', and an AND circuit 6 '.
[0053]
The stator voltage detection circuit 4 ′ includes a low-pass filter 14 and a third holding circuit 15, and receives a comparator of the first detection circuit 3 via a buffer inverter transistor Q 2 shown in FIG. 7 is connected to the output.
[0054]
Further, the reference signal generation circuit 5 'is adapted to match the polarity of the output signal of the stator voltage detection circuit 4' by eliminating the buffer transistor Q and connecting the fourth holding circuit 16 directly to the output port PC2 of the microcomputer 2. It is.
[0055]
Note that the circuit configurations of the low-pass filter 14, the third holding circuit 15, and the fourth holding circuit 16 are the same as those of the low-pass filter 9, the first holding circuit 10, and the second holding circuit 13 of the first embodiment. Further, the other configuration is the same as that of the first embodiment, and thus the description is omitted.
[0056]
The comparator output of the second detection circuit 20 and the comparator output of the first detection circuit 3 are input by providing a third AND circuit 21.
[0057]
This embodiment is configured as described above, and the operation of this circuit will be described based on FIG. 2B showing voltage waveforms at points A to L in FIG. 2A.
[0058]
The waveform at point A in FIG. 2B is a U-phase drive voltage waveform (the same as that at point A in FIG. 1). This waveform is compared by the comparator 7, and the waveform driving the transistor Q1 is G. Is a point. At this time, since the waveform is inverted by the transistor Q1, the waveform at the point A is inverted. The waveform input to the third holding circuit 15 is the point H. The transistor U of the lower U-phase - a reference signal generator waveform of the circuit 5 'based on the driving voltage waveform of the J point. Therefore, the output of the AND circuit 6 'to which the waveforms at the points H and J are input has a waveform like the point K.
[0059]
This waveform at the point K is obtained by comparing the U-phase drive voltage waveform shown at the point A with half the power supply voltage VDD , and lower than the threshold value of the compared half voltage. Since the voltage period (inverted by the inverter transistor), the period in which the waveforms at the points J and H coincide is output. Therefore, by taking the logical product of the waveform at the point K and the waveform at the point F, which is the output of the first detection circuit 3, a double rotation pulse can be obtained as shown in the waveform at the point L. This is apparent from the combination of ON / OFF of the transistor in FIG.
[0060]
Therefore, in the case of a four-phase motor, an output of four pulses can be obtained per rotation, and in the case of a two-phase motor, an output of two pulses can be obtained per rotation.
[0061]
In the embodiment, the U phase is described, but another phase may be used.
[0062]
FIG. 3 shows a third embodiment.
In this embodiment, as shown in FIG. 3A, it is possible to detect whether the motor is rotating reversely at the time of startup by using outputs of two different phases.
[0063]
That is, as shown in FIG. 3A, for example, the stator voltage detection circuit 4 of the detection circuit 3 is connected to the W-phase motor drive terminal, and the reference signal generation means 5 drives the U-phase upper transistor U + . And a logical product of the drive voltage and the induced voltage of different phases.
Note that the other configuration is the same as that of the first embodiment, and the description is omitted.
[0064]
This embodiment is configured as described above. Next, the operation thereof will be described.
Now, assuming that the pattern in which the stator coil of the motor is excited in the order of U → V → W phase in the sensor mode is the positive direction, the drive voltage applied to the stator coil is also applied in the order of U → V → W phase. At this time, a voltage larger than 駆 動 of the drive voltage VDD is applied to each stator coil.
[0065]
Therefore, if the motor rotates in the positive direction, the induced voltage is detected as shown in the waveform at the point C, and the timing of exciting the upper-stage transistor U + of the U-phase is taken as a starting point. As shown in the waveform, the output of the AND circuit changes from “L” to “H” at the delay time τ. This delay time τ is because a W-phase spike voltage is generated and the output is inverted.
[0066]
On the other hand, in the case of reverse rotation, since the potential becomes a negative potential with reference to the midpoint potential, it is absorbed by the flywheel diode Df. Therefore, if the motor rotates in the reverse direction, the induced voltage appearing in the W phase does not reach 1/2 V DD , the comparator output becomes zero, and the output of the stator voltage detecting circuit 4 becomes C in FIG. As shown by the waveform at the point ', only the drive voltage noise for switching the output transistor from ON to OFF is output.
[0067]
Therefore, the output of the AND circuit 6 to which the output of the position detection circuit and the output of the reference signal detection circuit are input is, as shown in the waveform at point F ′ in FIG. + as a starting point the timing for exciting the changes in the delay time τ 1 to the "L" → "H".
[0068]
Therefore, if the microcomputer 2 detects whether there is a delay in the time until the rotation speed signal changes from “L” to “H”, it is possible to determine whether the rotation is reversed.
[0069]
Although the U-phase and the W-phase are used in this embodiment, the present invention is not limited to this, and other combinations may be used.
[0070]
In the embodiment, the logical product circuit is indicated by the symbol of the AND circuit. However, the present invention is not limited to this. If the logical product can be obtained, for example, a combination of NAND and NOR, a discrete device such as a transistor, or the like can be used. Obviously, it may be that of a circuit.
[0071]
【The invention's effect】
According to the present invention, the number of rotations can be detected by a simple method while eliminating the influence of switching noise.
[0072]
In addition, if different two-phase outputs are used, reverse rotation at the time of starting the motor can be detected.
[Brief description of the drawings]
1A is a circuit diagram of a first embodiment; FIG. 2B is a voltage waveform at each point in FIG. 2A; FIG. 2A is a circuit diagram of a second embodiment; FIG. 3 (a) is a circuit diagram of the third embodiment. FIG. 4 (b) is a voltage waveform at each point in FIG. 4 (a). FIG. 4 (a) is a block diagram of a conventional example. FIGS. 5 (c) and (a) show U / V and W phase voltage waveforms showing timings of / OFF. FIG. 5 is an operation explanatory diagram of a conventional example.
2 Microcomputer 3 Detection circuit 4 Stator voltage detection circuit 4 'Stator voltage detection circuit 5 Reference signal generation circuit 5' Reference signal generation circuit 6 Logical product circuit 6 'Logical product circuit 7 Comparator 7' Comparator 9 Low pass filter 10 First holding circuit 13 second holding circuit 14 low-pass filter 15 third holding circuit 16 fourth holding circuit 20 second detection circuit 21 third AND circuit Df flywheel diode
