JP2004135425A

JP2004135425A - Motor controller

Info

Publication number: JP2004135425A
Application number: JP2002297198A
Authority: JP
Inventors: Satoru Kaneko; 金子　悟; Ryozo Masaki; 正木　良三; Takefumi Sawada; 澤田　建文; Yasuro Matsunaga; 松永　康郎; Seiji Ando; 安藤　誠二; Kazutoshi Nagayama; 永山　和俊
Original assignee: Hitachi Ltd; Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2002-10-10
Filing date: 2002-10-10
Publication date: 2004-04-30
Anticipated expiration: 2022-10-10
Also published as: JP4023280B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a motor controller having a position estimating means which can stably and accurately estimate a rotor position even when a local magnetic saturation occurs in a motor current direction by large current. <P>SOLUTION: A method for disassembling a stator includes an AC motor 2 having a saliency, a PWM inverter 3 for applying a voltage to the motor 2, and a controller 1 for controlling the inverter 3 according to a PWM signal. The controller 1 includes a position estimating means 11 for detecting a motor inductance of a current vector direction (X-axis) of the motor 2 and a motor inductance of a direction (Y-axis) perpendicular to the current vector, and estimating a rotor position of the motor based on the detected motor inductances of the X-, Y-axis directions. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は交流モータの制御装置に係り、特に同期モータの回転子の磁極位置をセンサレスで検出し、前記交流モータを制御する制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】特開平７−２４５９８１号公報
【特許文献２】特開平８−１４９８９８号公報
同期モータの速度やトルクを高応答に制御するには、モータ回転子の磁極位置に基づいてモータ電流を磁束方向（ｄ軸）とそれに直交する方向（ｑ軸）に座標変換して制御をおこなうベクトル制御が採用されている。その制御をおこなうには、磁極位置を検出するセンサを必須要件として制御を行うことになるため、磁極位置センサは欠かせないものとなっている。しかし、近年、磁極位置を位置センサで検出することなく同期モータを制御する、いわゆる「磁極位置センサレスの制御方式」が種々提案されてきている。
【０００３】
同期モータは一般に円筒型と突極型（Ｌｄ≠Ｌｑ、Ｌｄはｄ軸方向のインダクタンス、Ｌｑはｑ軸方向のインダクタンス）に分離でき、そのうち突極型同期モータの磁極位置推定方式は、モータの発生する誘起電圧を用いる方法の他、モータの突極性を用いる方法などがある。
【０００４】
例えば先行技術として、前記特許文献１がある。この公報には、モータに交番電圧を印加して、それによって発生するモータ電流を交番電圧に対して平行成分と直交成分方向に分離し、モータ電流の少なくとも一方向の電流成分に基づいて回転子位置を検出する方式が記載されている。
【０００５】
また、前記特許文献２がある。この公報の記載は一次巻線の漏れインダクタンスはティース部の磁気飽和の影響を受けて変化する。そこで基本波成分とは別の交流電圧を重畳し、これにより流れる電流と交流電圧の関係から巻線のインダクタンスを計測し、このインダクタンスの変化から磁束を推定している。そして、この推定磁束に応じてインバータの出力電圧／電流を制御することが記載されている。
【０００６】
上記従来技術は突極性といったモータの特性に基づいた理論的なものであり、モータ電流を入力して高精度に磁極位置を推定できる有効な方式ではある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術では、突極型モータに交番電圧を印加した場合に、印加ベクトルと磁束方向（ｄ軸）とが平行、または直交しているとき以外は、交番電圧の印加ベクトルに対し直交する方向にも電流が発生するといった特性を利用したものである。したがって、上記特性を利用した回転子位置（磁極位置）の検出は、モータ電流により磁気飽和が生じない範囲、すなわち、比較的小電流領域においては有効な方法である。
【０００８】
しかしながら、モータ電流により局所的な磁気飽和が生じ、モータ電流方向のインダクタンスが最小となってしまうような大電流領域では、印加ベクトルと磁束方向（ｄ軸）とが平行、または直交している場合においても、交番電圧の印加ベクトルに対し直交する方向にも電流が流れてしまい、上記特性を利用した回転子位置が検出できなくなる可能性がある。
【０００９】
そこで、本発明の目的は、大電流によりモータ電流方向に局所的な磁気飽和が生じた場合においても安定に、かつ高精度に回転子位置を推定することが可能な位置推定手段を有するモータ制御装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
前記課題は以下の手段により解決することができる。
突極性を有する交流モータと、前記交流モータに電圧を印加するＰＷＭインバータと、前記ＰＷＭインバータを制御するコントローラとを備えたモータ制御装置において、前記コントローラは、前記交流モータの、電流ベクトル方向のモータのインダクタンスと、前記電流ベクトルに対して直交する方向のモータのインダクタンスとを検出し、検出された直交する両方向のモータインダクタンスに基づいて前記交流モータの回転子位置を推定する位置推定手段を備えたことに特徴がある。
【００１１】
また、前記コントローラは、インダクタンス検出用の電圧信号を前記交流モータに印加し、前記電圧信号によって発生する電流変化に基づいて前記インダクタンスを検出することにある。
【００１２】
また、突極性を有する交流モータと、前記交流モータに電圧を印加するＰＷＭインバータと、前記ＰＷＭインバータを制御するコントローラとを備えたモータ制御装置において、前記コントローラは、位置検出用の電圧信号を前記交流モータの電流ベクトル方向および前記電流ベクトルに対して直交する方向に印加し、前記電圧信号により発生した前記電流ベクトル方向の電流変化および前記電流ベクトルに対して直交する方向の電流変化を検出し、前記電流ベクトルに対して直交する方向の電流変化と予め設定された基準電流変化との差、あるいは前記電流ベクトルに対して直交する方向の電流変化と前記交流モータの電流ベクトル方向の電流変化との差と予め設定された基準差との差、に基づいて前記交流モータの回転子位置を推定する位置推定手段を備えたことにある。
【００１３】
また、前記コントローラは、位置検出用の電圧信号を前記交流モータの電流ベクトル方向、および前記電流ベクトルに対して直交する方向に印加し、前記電圧信号により発生した前記電流ベクトル方向の電流変化と前記電流ベクトルに対して直交する方向の電流変化を検出し、前記電流ベクトルに対して直交する方向の電流変化と予め設定された基準電流変化との差、あるいは前記電流ベクトルに対して直交する方向の電流変化と前記交流モータの電流ベクトル方向の電流変化との比と予め設定された基準比との差、に基づいて前記交流モータの回転子位置を推定する位置推定手段を備えたことに特徴がある。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例について図１を用いて説明する。図１は本発明の第１の実施例を示すモータ制御装置の構成図である。まず、モータ制御系の構成を説明する。コントローラ１では、トルク指令Ｔｒ＊を入力して交流モータ２が指令通りのトルクを発生するように、ＰＷＭ信号発生部７の出力信号をＰＷＭインバータ３に出力する。このとき、コントローラ１内の電流指令発生部４においては、トルク指令Ｔｒ＊とモータ速度ωｍ＾を入力し、現在の動作点での最高効率となるような電流指令ｉｑ＊、ｉｄ＊を決定する。ここで、ｉｄ＊はモータ回転子の磁束方向（ｄ軸）の電流指令、ｉｑ＊はモータ回転子の磁束方向に直交する方向（ｑ軸）の電流指令である。
【００１５】
ｄ−ｑ軸座標は図２に示すような回転座標系であり、静止座標系α−β軸（Ｕ−Ｖ−Ｗ相を２相変換した座標）に対して、モータ角速度ωで回転する座標である。このとき、基準となるα軸からモータの回転子の磁束方向（ｄ軸）までの位相を回転子位置（磁極位置）θとする。図１に示すように、本実施例では電流制御部５において、回転座標ｄ−ｑ軸上での電流制御演算を行い、ｄ−ｑ軸での電圧指令Ｖｄｃ，Ｖｑｃを決定する。このようにｄ−ｑ軸座標での電流制御を行うことにより、磁束方向の電流とそれに直交する（トルクに作用する）電流をそれぞれ高精度に制御することができ、モータのトルクならびに磁束が制御可能となる。
【００１６】
さらに、３相変換部６において、ｄ−ｑ軸からＵ−Ｖ−Ｗ相への座標変換を行い、３相の交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を得る。ＰＷＭ信号発生部７では交流電圧指令信号Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＰＷＭインバータ３に印加するためのＰＷＭ信号に変換する。また、３相の電流センサ８ｕ、８ｖ、８ｗから検出されたモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをコントローラ１の電流検出部９で取り込み、ｄｑ変換部１０においてｄ−ｑ軸の検出電流ｉｄ＾、ｉｑ＾を演算し、電流制御部５にフィードバックする。以上がモータ制御系の構成であり、一般にベクトル制御と呼ばれる制御方法である。
【００１７】
ここで、３相変換部６およびｄｑ変換部１０での座標変換式は数式（１）、（２）で表される。前者はｄ−ｑ軸電圧から３相電圧に変換する演算式、後者は３相電流からｄ−ｑ軸電流に変換する演算式である。
【００１８】
【数１】

【００１９】
【数２】

【００２０】
このように、座標変換には回転子位置θが必要となる。従来から、この回転子位置の検出は位置センサが用いられてきた。さらに現在では、システムの低コスト化、高信頼化等を実現するため、位置センサを不要とする位置センサレスシステムが提案されている。このような位置センサレスシステムを実現するための位置推定方式はいくつか方式が考えられる。
【００２１】
一般には、誘起電圧が検出（推定）できるモータの中高速域では、誘起電圧に基づく方式が適用される。また、誘起電圧の検出が困難な停止、低速域ではモータの突極性（Ｌｄ≠Ｌｑ）を利用した方式が適用される。ここで、Ｌｄはｄ軸方向のインダクタンス、Ｌｑはｑ軸方向のインダクタンスであり、特にＬｄ＜Ｌｑの関係を逆突極性と称する。この逆突極性を有するモータのインダクタンス特性は例えば、図３に示すような特性である。
【００２２】
図３は、ｄ、ｑ軸方向でのインダクタンスの大きさを示している（楕円の中心から円周までの距離をインダクタンスの大きさとして示している）。逆突極性の場合、磁束方向のインダクタンスが最小となり、磁束方向に直交する方向のインダクタンスが最大となる。このような突極性を利用して、磁極位置を検出（推定）する場合、モータに位置検出用の電圧信号を印加（重畳）し、それによって発生するモータ電流の変化を検出し、インダクタンスの大きさを計測する。このとき、インダクタンスが最小となる方向が回転子の磁束方向（磁極位置）となる。さらに、逆突極性を有するモータでは、磁束方向かあるいはそれに直交する方向に電圧信号を印加した場合、印加方向に位置誤差を含んでいた場合には、印加方向に直交する方向にも干渉分の電流変化が生じる。この干渉分の電流変化を検出し、印加方向の位置誤差分を推定するという方式もある。
【００２３】
しかしながら、上記のような突極性を利用した位置検出が行える場合は、図３に示すようなインダクタンス特性をモータが示す場合に限られる。すなわち、電流による磁気飽和が生じても、回転子の磁束方向（ｄ軸）のインダクタンスか、もしくは磁束方向に直交する方向（ｑ軸）のインダクタンスが最小（または最大）となる場合である。これに対して、電気自動車やハイブリッド車等に用いられている高出力密度のモータでは、大電流を流す高負荷域において電流ベクトルの方向に磁気飽和が生じ、ｄ軸方向のインダクタンスが最小とならない場合がある。このような場合のインダクタンスの分布を図４に示す。
【００２４】
図４において、Ｉは電流ベクトルを示す。図に示すように、電流Ｉにより磁気飽和が生じており、その方向のインダクタンスが最小となっている。このような特性になっているときは、前述の突極性に基づく位置推定方式を適用した場合、推定される位置は、ｄ軸方向ではなく電流ベクトル方向となる。したがって、正確に磁極位置の推定ができなくなる可能性がある。
【００２５】
そこで、このような場合には、以下のような方法で磁極位置の検出（推定）を行う。以下に述べる位置検出方式の基本的な考え方は、磁気飽和を起こしていない方向のインダクタンスと、モータ電流により磁気飽和を生じている方向のインダクタンスをそれぞれ検出し、それら２方向のインダクタンスによって回転子の位置を推定するものである。
【００２６】
例えば、電流ベクトルＩにより磁気飽和を生じ、その方向のインダクタンスが著しく減少した場合、反対に磁気飽和の影響を最も受けにくい方向は、電流ベクトルＩに直交する方向である（図４のＹ方向）。そこで、基本的には電流ベクトルＩに直交する方向のインダクタンスを計測することにより、現在の回転子位置を推定することが可能である。しかしながら、位置推定に必要となるインダクタンスの値は、電圧信号をモータに印加し、それによって発生する電流変化量に基づき計測するため、ＰＷＭインバータの入力電圧となるバッテリー電圧Ｖｂの変動により影響を受け，ばらつきが生じることになる。
【００２７】
例えば、図４のインダクタンス特性に対して、バッテリー電圧Ｖｂが減少した場合に計測されるインダクタンス特性は図５のようになる。図５に示すようにＶｂが減少した場合、検出される電流変化量も小さくなるので、それによって計測されるインダクタンスは真値に対して逆に大きくなる。この入力電圧の変動に対しては、そのときの入力電圧値に対してインバータゲインを調整することにより、ある程度対応することは可能である。しかしながら、回転子位置を推定するためより高精度なインダクタンスの検出が必要となる場合には、さらに磁気飽和を生じている電流ベクトルＩ方向（図４のＸ方向）のインダクタンスも計測し、この２つのインダクタンスの大きさにより回転子位置を推定するようにする。
【００２８】
これにより高精度な位置推定が可能となる。図１では、位置推定手段１１において回転子位置を推定する。本制御システムでは、位置推定手段１１により位置検出値θｃが出力され、３相変換６およびｄｑ変換１０での座標変換演算に用いられる。さらに、モータ速度ωｍ＾は速度演算部１２において、位置検出値θｃの時間変化率を演算することによって得られる。
【００２９】
以下、位置推定手段１１の動作について述べる。まず、印加方向切り替え手段１３では、ｄ−ｑ軸座標での電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を入力し、電流ベクトルＩの方向（Ｘ軸）、および電流ベクトルＩに直交する方向（Ｙ軸）を演算する。さらに、位置推定手段１１において、この二つの方向（Ｘ，Ｙ）に位置検出用の電圧信号を印加し、この印加した電圧信号により発生した２方向それぞれの電流変化を求める。このうち、電流ベクトルＩの方向の電流変化は磁気飽和の影響を受けたインダクタンスにより生じたものであり、さらに電流ベクトルＩに直交する方向の電流変化は磁気飽和の影響を受けにくく、モータ本来のインダクタンスによって生じる電流変化となる。
【００３０】
位置推定手段１１の構成は以下のようになる。図６は位置推定手段の一構成例を示す図である。まず、図１の印加方向切り替え手段１３において、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を入力し、電流ベクトルＩの方向と電流ベクトルＩに直交する方向（Ｘ，Ｙ）を演算する。また、実際のモータ電流は電流制御により制御座標上でのｉｄ、ｉｑに制御されるため、電流指令の代わりにフィードバック電流値ｉｄ＾、ｉｑ＾を入力してもよい。そして、電圧信号演算部１５において、印加方向切り替え手段１３からの印加方向指令ＸＹを受けて、モータに印加する位置推定用の電圧信号ｖｄｈ、ｖｑｈを演算し決定する。
【００３１】
ここで、前記電圧信号（ｖｄｈ、ｖｑｈ）はモータのインダクタンスを計測するための信号であり、一般には矩形波状のパルス信号である。電圧信号演算部１５では、パルスの周波数、振幅を演算する他、印加する方向を印加方向指令Ｘ，Ｙ，に応じて交互に切り替えていく。さらに、電流変化演算部１６では、検出されたモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗから、前記電圧信号の印加により発生した電流変化Δｉを検出する。本実施例では、電流ベクトルＩの方向、電流ベクトルＩに直交する方向の２方向（Ｘ，Ｙ）に電圧信号を印加しているので、それぞれの方向の電流変化量（電流ベクトル方向Ｘの電流変化をΔｉＸ，　電流ベクトルに直交する方向Ｙの電流変化をΔｉＹとする。）を検出する。
【００３２】
図７は、電流変化Δｉの検出方法の一例を示している。通常、モータ電流の検出はコントローラに内蔵されたＡ／Ｄ変換器で行われるが、その検出タイミングはＰＷＭ搬送波の山の時点か、もしくは谷の時点である。また、山および谷の双方で検出する場合もある。そこで、位置検出用に印加する電圧信号を図７のようにＰＷＭ搬送波に同期したものとすると、連続した電流検出値の差分を演算することによりΔｉを演算することができる（図７中、Δｉ１＝ｉ▲２▼−ｉ▲１▼、Δｉ２＝ｉ▲３▼−ｉ▲２▼、Δｉ３＝ｉ▲４▼−ｉ▲３▼）。
【００３３】
なお、図７に示す電圧信号は例えば、１周期毎に電流ベクトルＩの方向（Ｘ）と電流ベクトルＩに直交する方向（Ｙ）とに、切り替えられる。また、得られる電流変化量は印加電圧以外にも誘起電圧や現在流れている電流の成分も含まれる。これら印加電圧以外の成分を除去するためには、連続する電流変化量（例えば、Δｉ１とΔｉ２）の差をとるようにする。このようにすれば、印加電圧のみによる電流変化量を得ることができる。
【００３４】
位置推定手段１１は基準電流変化決定部２０において、トルク指令Ｔｒ＊および速度検出値ωｍ＾を入力し、現在の動作点に応じた電流ベクトルＩに直交する方向の基準電流変化ΔｉＹ＊を決定する。さらに、電流ベクトルＩの方向の基準電流変化ΔｉＸ＊も決定する。なお、各動作点における基準電流変化ΔｉＹ＊、ΔｉＸ＊は事前に計測しておき、テーブルとして記憶し、メモリ部分に格納しておくと演算時間を短縮できる。
【００３５】
次に、位置同定部２１において、基準電流変化ΔｉＹ＊に検出された電流変化ΔｉＹが一致するように、フィードバック制御を行う。このフィードバック制御の出力を位置推定値θｃとすれば、ΔｉＹ＊とΔｉＹが一致したところで、モータの回転子位置θと位置推定値θｃが一致することになる。すなわち、回転子位置の推定が可能となる。
【００３６】
なお、本発明では電圧信号を印加し、そのときの電流変化に基づいて回転子位置の推定を行っている。よって、ＰＷＭインバータ３の直流入力電圧（バッテリーＶｂ）変動により、推定誤差が生じる可能性がある。そこで、この入力電圧変動による位置推定誤差の発生を防ぐために、電流ベクトルＩ方向の電流変化量であるΔｉＸもフィードバックする。具体的には電圧変動の影響を除去するために、２方向の電流変化の比（ΔｉＹ／ΔｉＸ）をとり、その基準値（ΔｉＹ^＊／ΔｉＸ^＊）と比較する。その２つの比の差を最小にするように位相の演算を行うことにより、電圧変動の影響を除去することが可能となる。また、２方向の電流変化の差（ΔｉＹ−ΔｉＸ）をとり、その基準値（ΔｉＹ^＊−ΔｉＸ^＊）と比較する。その２つの差の差を最小にするように位相の演算を行うことによっても電圧変動の影響を除去することができる。以上が、位置推定手段１１の構成例、およびその動作の説明である。
【００３７】
すなわち、前記コントローラは、位置検出用の電圧信号を前記交流モータの電流ベクトル方向、および前記電流ベクトルに対して直交する方向に印加し、前記電圧信号により発生した前記電流ベクトル方向の電流変化および前記電流ベクトルに対して直交する方向の電流変化を検出し、前記電流ベクトルに対して直交する方向の電流変化と予め設定された基準電流変化との差、あるいは前記電流ベクトルに対して直交する方向の電流変化と前記交流モータの電流ベクトル方向の電流変化との比と予め設定された基準比との差、に基づいて前記交流モータの回転子位置を推定する位置推定手段を備えている。
【００３８】
なお、このフィードバック制御を行う際、モータの力行と回生とで、出力である位置推定値θｃの補償方向（位相の増減）が異なる。そこで、コントローラ１では現在の動作点が力行であるか、もしくは回生であるかを判断し、補償方向を切り替える処理を行う。一例を示すと、図８のような特性である。
【００３９】
また、本位置推定方式では電流ベクトルの位相により感度が異なる。最も感度のよい動作点（電流ベクトルの位相）としては、ｄ軸から４５°の位相の場合である。モータの効率等を問題にしなければ、ｄ軸から４５°の方向に電流ベクトルを制御することが望ましい。本発明によれば、大電流により局所的に磁気飽和が生じた場合でも、正確な回転子の位置推定が可能な位置センサレス制御装置を提供することができる。
【００４０】
また、図９は前記図６に対して、電流ベクトル方向のモータのインダクタンスおよび電流ベクトルに対して直交する方向のインダクタンスに基づいてモータの回転子位置を推定検出する場合の位置推定手段１１ａの構成例を示している。基準インダクタンス決定手段３１、電流変化からインダクタンスを演算する手段３０、前記基準インダクタンスと、電流変化から求めたインダクタンスに基づいてモータの回転子位置を位置同定手段２１ａにより推定する構成例である。
【００４１】
すなわち、前記コントローラは、前記交流モータの電流ベクトル方向のモータインダクタンスと、前記電流ベクトルに対して直交する方向のモータインダクタンスとを検出し、前記電流ベクトル方向のモータインダクタンスと前記電流ベクトルに対して直交する方向のモータインダクタンスとに基づいて前記交流モータの回転子位置を推定する位置推定手段を備えている。
【００４２】
【発明の効果】
本発明によれば、大電流により局所的に磁気飽和が生じた場合でも、正確な回転子の位置推定が可能な位置センサレスモータ制御装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示すモータ制御装置の構成図である。
【図２】回転座標系（ｄ−ｑ軸）と静止座標系（α−β軸）との関係を示す図である。
【図３】モータのインダクタンス特性を示す図である。
【図４】モータ電流ベクトル方向に磁気飽和が生じた場合のインダクタンスの分布を示す図である。
【図５】モータ電流ベクトル方向に磁気飽和が生じた場合のインダクタンスの分布を示す図である。
【図６】位置推定手段の一構成例を示す図である。
【図７】電流変化Δｉの検出方法の一例を示す図である。
【図８】回生あるいは力行時における電流変化に対する回転子位置θ_Ｃの傾向を示す図である。
【図９】回転子位置をインダクタンスから求める場合の構成例を示す図である。
【符号の説明】
１；コントローラ　２；交流モータ　３；ＰＷＭインバータ　４；電流指令発生　５；電流制御部　６；３相変換部　７；ＰＷＭ信号発生部　８ｕ、８ｖ、８ｗ；電流センサ　９；電流検出部　１０；ｄｑ変換部　１１；位置推定手段　１２；速度演算部　１３；印加方向切り替え手段　１５；電圧信号演算部　１６；電流変化演算部　２０；基準電流変化決定部　２１；位置同定部。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a control device for an AC motor, and more particularly to a control device for detecting the magnetic pole position of a rotor of a synchronous motor without a sensor and controlling the AC motor.
[0002]
[Prior art]
[Patent Document 1] Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-245981 [Patent Document 2] Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-1499898 In order to control the speed and torque of the synchronous motor with high response, the motor current is controlled based on the magnetic pole position of the motor rotor. Is performed by performing coordinate control by converting the coordinates into a magnetic flux direction (d-axis) and a direction orthogonal to it (q-axis). In order to perform the control, the control is performed with a sensor for detecting the magnetic pole position as an essential requirement, and thus the magnetic pole position sensor is indispensable. However, in recent years, various so-called "control methods without a magnetic pole position sensor" for controlling a synchronous motor without detecting a magnetic pole position with a position sensor have been proposed.
[0003]
In general, synchronous motors can be separated into a cylindrical type and a salient pole type (Ld 、 Lq, Ld is an inductance in the d-axis direction, Lq is an inductance in the q-axis direction). In addition to the method using the induced voltage generated, there is a method using the saliency of the motor.
[0004]
For example, there is Patent Document 1 as a prior art. In this publication, an alternating voltage is applied to a motor, and a motor current generated thereby is separated into a parallel component and an orthogonal component direction with respect to the alternating voltage. A method for detecting a position is described.
[0005]
Also, there is Patent Document 2 mentioned above. According to the description of this publication, the leakage inductance of the primary winding changes under the influence of magnetic saturation of the teeth portion. Therefore, an AC voltage different from the fundamental wave component is superimposed, the inductance of the winding is measured from the relationship between the current flowing and the AC voltage, and the magnetic flux is estimated from the change in the inductance. It describes that the output voltage / current of the inverter is controlled according to the estimated magnetic flux.
[0006]
The above prior art is a theoretical one based on motor characteristics such as saliency, and is an effective method that can estimate a magnetic pole position with high accuracy by inputting a motor current.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
In the above-described conventional technology, when an alternating voltage is applied to a salient pole type motor, a direction perpendicular to the applied vector of the alternating voltage is applied unless the applied vector and the magnetic flux direction (d-axis) are parallel or orthogonal. Also, a characteristic that a current is generated is used. Therefore, detection of the rotor position (magnetic pole position) utilizing the above characteristics is an effective method in a range where magnetic saturation does not occur due to the motor current, that is, in a relatively small current region.
[0008]
However, in a large current region where local magnetic saturation occurs due to the motor current and the inductance in the motor current direction is minimized, the applied vector and the magnetic flux direction (d-axis) are parallel or orthogonal. In this case, the current also flows in a direction orthogonal to the alternating voltage application vector, and there is a possibility that the rotor position using the above characteristics cannot be detected.
[0009]
Therefore, an object of the present invention is to provide a motor control having a position estimating means capable of stably and accurately estimating a rotor position even when local magnetic saturation occurs in a motor current direction due to a large current. It is to provide a device.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
The above problem can be solved by the following means.
A motor control device comprising an AC motor having saliency, a PWM inverter for applying a voltage to the AC motor, and a controller for controlling the PWM inverter, wherein the controller is a motor in a current vector direction of the AC motor. And an inductance of the motor in a direction orthogonal to the current vector, and a position estimating means for estimating a rotor position of the AC motor based on the detected motor inductance in both orthogonal directions. It has a special feature.
[0011]
Further, the controller applies a voltage signal for inductance detection to the AC motor, and detects the inductance based on a current change generated by the voltage signal.
[0012]
Further, in a motor control device including an AC motor having saliency, a PWM inverter for applying a voltage to the AC motor, and a controller for controlling the PWM inverter, the controller outputs a voltage signal for position detection to the motor. A current vector direction of the AC motor and a direction perpendicular to the current vector are applied, and a current change in the current vector direction generated by the voltage signal and a current change in a direction perpendicular to the current vector are detected. The difference between the current change in the direction orthogonal to the current vector and a preset reference current change, or the difference between the current change in the direction orthogonal to the current vector and the current change in the current vector direction of the AC motor. Estimating a rotor position of the AC motor based on the difference between the difference and a preset reference difference. In further comprising a location estimator.
[0013]
Further, the controller applies a voltage signal for position detection in a current vector direction of the AC motor, and in a direction orthogonal to the current vector, and determines a current change in the current vector direction generated by the voltage signal and the current change. A current change in a direction orthogonal to the current vector is detected, and a difference between a current change in a direction orthogonal to the current vector and a preset reference current change, or a difference in a direction orthogonal to the current vector. A position estimating means for estimating a rotor position of the AC motor based on a difference between a current change and a current change in a current vector direction of the AC motor in a current vector direction and a preset reference ratio. is there.
[0014]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a configuration diagram of a motor control device according to a first embodiment of the present invention. First, the configuration of the motor control system will be described. The controller 1 outputs the output signal of the PWM signal generator 7 to the PWM inverter 3 so that the torque command Tr * is input and the AC motor 2 generates the torque according to the command. At this time, the current command generation unit 4 in the controller 1 inputs the torque command Tr * and the motor speed ωm ＾, and determines the current commands iq * and id * so as to have the highest efficiency at the current operating point. . Here, id * is a current command in the magnetic flux direction (d-axis) of the motor rotor, and iq * is a current command in a direction (q-axis) orthogonal to the magnetic flux direction of the motor rotor.
[0015]
The dq axis coordinate is a rotating coordinate system as shown in FIG. 2, and is a coordinate rotating at a motor angular velocity ω with respect to a stationary coordinate system α-β axis (coordinates obtained by two-phase conversion of the UVW phase). It is. At this time, the phase from the reference α axis to the magnetic flux direction (d axis) of the rotor of the motor is defined as the rotor position (magnetic pole position) θ. As shown in FIG. 1, in the present embodiment, the current control unit 5 performs a current control operation on the rotating dq axis to determine voltage commands Vdc and Vqc on the dq axis. By performing the current control in the dq axis coordinates in this manner, the current in the magnetic flux direction and the current orthogonal to the current (acting on the torque) can be controlled with high accuracy, and the torque and the magnetic flux of the motor can be controlled. It becomes possible.
[0016]
Further, the three-phase converter 6 performs coordinate conversion from the dq axes to the UVW phases to obtain three-phase AC voltage commands Vu *, Vv *, Vw *. The PWM signal generator 7 converts the AC voltage command signals Vu *, Vv *, Vw * into a PWM signal to be applied to the PWM inverter 3. Further, the motor currents iu, iv, iw detected from the three-phase

current sensors

8u, 8v, 8w are taken in by the current detection unit 9 of the controller 1, and the dq conversion unit 10 detects the dq-axis detection currents id ＾, iq. ＾ is calculated and fed back to the current control unit 5. The above is the configuration of the motor control system, which is a control method generally called vector control.
[0017]
Here, the coordinate conversion equations in the three-phase conversion unit 6 and the dq conversion unit 10 are represented by Expressions (1) and (2). The former is an arithmetic expression for converting a d-q axis voltage to a three-phase voltage, and the latter is an arithmetic expression for converting a three-phase current to a d-q axis current.
[0018]
(Equation 1)

[0019]
(Equation 2)

[0020]
As described above, the rotor position θ is required for the coordinate conversion. Conventionally, a position sensor has been used to detect the rotor position. Further, at present, a position sensorless system that does not require a position sensor has been proposed in order to realize cost reduction and high reliability of the system. There are several position estimation methods for realizing such a position sensorless system.
[0021]
Generally, in the middle and high speed regions of the motor where the induced voltage can be detected (estimated), a method based on the induced voltage is applied. In a stop where it is difficult to detect the induced voltage, and in a low-speed range, a method using the saliency of the motor (Ld ≠ Lq) is applied. Here, Ld is the inductance in the d-axis direction, and Lq is the inductance in the q-axis direction. In particular, the relationship of Ld <Lq is referred to as reverse saliency. The inductance characteristic of the motor having the reverse saliency is, for example, a characteristic as shown in FIG.
[0022]
FIG. 3 shows the magnitude of the inductance in the d and q-axis directions (the distance from the center of the ellipse to the circumference is shown as the magnitude of the inductance). In the case of the reverse saliency, the inductance in the magnetic flux direction becomes minimum, and the inductance in the direction orthogonal to the magnetic flux direction becomes maximum. When detecting (estimating) the magnetic pole position using such saliency, a voltage signal for position detection is applied (superimposed) to the motor, a change in the motor current generated thereby is detected, and the magnitude of the inductance is increased. Measure the height. At this time, the direction in which the inductance becomes minimum is the magnetic flux direction (magnetic pole position) of the rotor. Further, in a motor having a reverse saliency, when a voltage signal is applied in a magnetic flux direction or a direction orthogonal thereto, and when a position error is included in the applied direction, the interference component is also applied in a direction orthogonal to the applied direction. A current change occurs. There is also a method of detecting a current change corresponding to the interference and estimating a position error in an application direction.
[0023]
However, the case where the position detection utilizing the saliency as described above can be performed is limited to the case where the motor exhibits inductance characteristics as shown in FIG. That is, even when magnetic saturation occurs due to the current, the inductance of the rotor in the magnetic flux direction (d-axis) or the inductance in the direction perpendicular to the magnetic flux direction (q-axis) becomes minimum (or maximum). On the other hand, in a motor with a high output density used in an electric vehicle, a hybrid vehicle, or the like, magnetic saturation occurs in the direction of the current vector in a high load region where a large current flows, and the inductance in the d-axis direction is not minimized. There are cases. FIG. 4 shows the distribution of inductance in such a case.
[0024]
In FIG. 4, I indicates a current vector. As shown in the figure, magnetic saturation occurs due to the current I, and the inductance in that direction is minimized. In such a characteristic, when the above-described position estimation method based on saliency is applied, the position to be estimated is not in the d-axis direction but in the current vector direction. Therefore, there is a possibility that the magnetic pole position cannot be accurately estimated.
[0025]
Therefore, in such a case, the magnetic pole position is detected (estimated) by the following method. The basic idea of the position detection method described below is to detect the inductance in the direction in which magnetic saturation does not occur and the inductance in the direction in which magnetic saturation occurs due to the motor current, respectively. It estimates the position.
[0026]
For example, when magnetic saturation is caused by the current vector I and the inductance in that direction is significantly reduced, the direction that is least susceptible to the magnetic saturation is the direction orthogonal to the current vector I (Y direction in FIG. 4). . Therefore, it is basically possible to estimate the current rotor position by measuring the inductance in the direction orthogonal to the current vector I. However, since the value of the inductance required for position estimation is measured based on the amount of current change generated by applying a voltage signal to the motor, the value of the inductance is affected by the fluctuation of the battery voltage Vb, which is the input voltage of the PWM inverter. , Variations will occur.
[0027]
For example, the inductance characteristics measured when the battery voltage Vb decreases with respect to the inductance characteristics of FIG. 4 are as shown in FIG. As shown in FIG. 5, when Vb decreases, the amount of detected current change also decreases, so that the inductance measured thereby increases inversely with respect to the true value. It is possible to cope with this fluctuation of the input voltage to some extent by adjusting the inverter gain with respect to the input voltage value at that time. However, when it is necessary to detect the inductance with higher accuracy in order to estimate the rotor position, the inductance in the current vector I direction (X direction in FIG. 4) that further causes magnetic saturation is also measured. The rotor position is estimated based on the magnitude of the two inductances.
[0028]
This enables highly accurate position estimation. In FIG. 1, the position estimating means 11 estimates the rotor position. In this control system, the position detection value θc is output by the position estimating means 11 and is used for the coordinate conversion calculation in the three-phase conversion 6 and the dq conversion 10. Further, the motor speed ωm ＾ is obtained by calculating the time change rate of the position detection value θc in the speed calculation unit 12.
[0029]
Hereinafter, the operation of the position estimating means 11 will be described. First, the application direction switching means 13 inputs current commands id * and iq * in dq axis coordinates, and changes the direction of the current vector I (X axis) and the direction orthogonal to the current vector I (Y axis). Calculate. Further, the position estimating means 11 applies a voltage signal for position detection in these two directions (X, Y), and obtains a current change in each of the two directions generated by the applied voltage signal. Of these, the current change in the direction of the current vector I is caused by the inductance affected by the magnetic saturation, and the current change in the direction orthogonal to the current vector I is hardly affected by the magnetic saturation. This results in a current change caused by the inductance.
[0030]
The configuration of the position estimating means 11 is as follows. FIG. 6 is a diagram showing one configuration example of the position estimating means. First, in the application direction switching means 13 of FIG. 1, current commands id * and iq * are input, and the direction (X, Y) orthogonal to the current vector I and the current vector I is calculated. Also, since the actual motor current is controlled to id and iq on the control coordinates by current control, feedback current values id # and iq # may be input instead of the current command. Then, the voltage signal calculation unit 15 receives the application direction command XY from the application direction switching means 13 and calculates and determines position estimation voltage signals vdh and vqh to be applied to the motor.
[0031]
Here, the voltage signals (vdh, vqh) are signals for measuring the inductance of the motor, and are generally rectangular wave pulse signals. The voltage signal calculation unit 15 calculates the frequency and amplitude of the pulse, and alternately switches the application direction in accordance with the application direction commands X and Y. Further, the current change calculator 16 detects a current change Δi generated by the application of the voltage signal from the detected motor currents iu, iv, iw. In the present embodiment, since the voltage signal is applied in two directions (X, Y) of the direction of the current vector I and the direction orthogonal to the current vector I, the current change amount in each direction (the current in the The change is defined as ΔiX, and the current change in the direction Y orthogonal to the current vector is defined as ΔiY.).
[0032]
FIG. 7 shows an example of a method of detecting the current change Δi. Normally, the detection of the motor current is performed by an A / D converter built in the controller. The detection timing is at the time of the peak or the time of the valley of the PWM carrier. In some cases, detection is performed at both peaks and valleys. Therefore, assuming that the voltage signal applied for position detection is synchronized with the PWM carrier as shown in FIG. 7, Δi can be calculated by calculating the difference between successive current detection values (Δi1 in FIG. 7). = I -2-i-1, Δi2 = i-3-i-2, Δi3 = i-4-i-3).
[0033]
The voltage signal shown in FIG. 7 is switched between the direction (X) of the current vector I and the direction (Y) orthogonal to the current vector I for each cycle, for example. In addition, the obtained current change amount includes an induced voltage and a component of the current flowing in addition to the applied voltage. In order to remove these components other than the applied voltage, the difference between the continuous current changes (for example, Δi1 and Δi2) is taken. By doing so, it is possible to obtain a current change amount due to only the applied voltage.
[0034]
The position estimating means 11 receives the torque command Tr * and the detected speed value ωm ＾ in the reference current change determination unit 20 and determines a reference current change ΔiY * in a direction orthogonal to the current vector I corresponding to the current operating point. . Further, the reference current change ΔiX * in the direction of the current vector I is also determined. The calculation time can be reduced by measuring the reference current changes ΔiY * and ΔiX * at each operating point in advance, storing them as a table, and storing them in a memory portion.
[0035]
Next, in the position identification unit 21, feedback control is performed so that the detected current change ΔiY matches the reference current change ΔiY *. Assuming that the output of this feedback control is the position estimation value θc, when ΔiY * and ΔiY match, the rotor position θ of the motor matches the position estimation value θc. That is, the rotor position can be estimated.
[0036]
In the present invention, the voltage signal is applied, and the rotor position is estimated based on the current change at that time. Therefore, there is a possibility that an estimation error occurs due to a change in the DC input voltage (battery Vb) of the PWM inverter 3. Therefore, in order to prevent a position estimation error from occurring due to the input voltage fluctuation, ΔiX which is a current change amount in the current vector I direction is also fed back. Specifically, in order to remove the influence of the voltage fluctuation, the ratio of the current change in two directions (ΔiY / ΔiX) is taken and compared with its reference value (ΔiY ^* / ΔiX ^* ). By performing the phase calculation so as to minimize the difference between the two ratios, it is possible to eliminate the influence of the voltage fluctuation. Further, the difference (ΔiY−ΔiX) between the current changes in the two directions is obtained and compared with its reference value (ΔiY ^* −ΔiX ^* ). By performing the phase calculation so as to minimize the difference between the two differences, the influence of the voltage fluctuation can be removed. The above is the description of the configuration example of the position estimating unit 11 and the operation thereof.
[0037]
That is, the controller applies a voltage signal for position detection in the current vector direction of the AC motor, and in a direction orthogonal to the current vector, and changes the current change in the current vector direction generated by the voltage signal and the current vector direction. A current change in a direction orthogonal to the current vector is detected, and a difference between a current change in a direction orthogonal to the current vector and a preset reference current change, or a difference in a direction orthogonal to the current vector. Position estimation means for estimating a rotor position of the AC motor based on a difference between a current change and a current change in a current vector direction of the AC motor and a preset reference ratio is provided.
[0038]
When performing this feedback control, the compensation direction (increase / decrease in phase) of the position estimation value θc, which is an output, differs between the power running and the regeneration of the motor. Therefore, the controller 1 determines whether the current operating point is power running or regeneration, and performs a process of switching the compensation direction. For example, the characteristics are as shown in FIG.
[0039]
In the present position estimation method, the sensitivity differs depending on the phase of the current vector. The operating point (the phase of the current vector) with the highest sensitivity is a case where the phase is at 45 ° from the d-axis. If the efficiency of the motor is not a problem, it is desirable to control the current vector in a direction at 45 ° from the d-axis. According to the present invention, it is possible to provide a position sensorless control device capable of accurately estimating the position of a rotor even when magnetic saturation occurs locally due to a large current.
[0040]
FIG. 9 is different from FIG. 6 in the configuration of the position estimating means 11a for estimating and detecting the rotor position of the motor based on the inductance of the motor in the current vector direction and the inductance in the direction orthogonal to the current vector. An example is shown. This is a configuration example in which a reference inductance determining means 31, a means 30 for calculating an inductance from a current change, and a position identification means 21a for estimating a rotor position of a motor based on the reference inductance and an inductance obtained from the current change.
[0041]
That is, the controller detects a motor inductance of the AC motor in a current vector direction and a motor inductance in a direction orthogonal to the current vector, and detects the motor inductance in the current vector direction and the motor inductance in a direction orthogonal to the current vector. And a position estimating means for estimating the rotor position of the AC motor based on the motor inductance in the direction to be driven.
[0042]
【The invention's effect】
According to the present invention, it is possible to provide a position sensorless motor control device capable of accurately estimating the position of a rotor even when magnetic saturation occurs locally due to a large current.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a motor control device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing a relationship between a rotating coordinate system (dq axes) and a stationary coordinate system (α-β axes).
FIG. 3 is a diagram illustrating inductance characteristics of a motor.
FIG. 4 is a diagram showing a distribution of inductance when magnetic saturation occurs in a motor current vector direction.
FIG. 5 is a diagram showing a distribution of inductance when magnetic saturation occurs in a motor current vector direction.
FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration example of a position estimating unit.
FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a method for detecting a current change Δi.
FIG. 8 is a diagram showing a tendency of a rotor position θ _C with respect to a current change during regeneration or power running.
FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration example when a rotor position is obtained from an inductance.
[Explanation of symbols]
Reference Signs List 1: controller 2: AC motor 3: PWM inverter 4: current command generation 5: current control unit 6: three-phase conversion unit 7: PWM

signal generation unit

8u, 8v, 8w; current sensor 9; current detection unit 10; dq conversion Unit 11; position estimating unit 12; speed calculating unit 13; application direction switching unit 15; voltage signal calculating unit 16; current change calculating unit 20; reference current change determining unit 21;

Claims

A motor control device comprising an AC motor having saliency, a PWM inverter for applying a voltage to the AC motor, and a controller for controlling the PWM inverter, wherein the controller is a motor in a current vector direction of the AC motor. And an inductance of the motor in a direction orthogonal to the current vector, and a position estimating means for estimating a rotor position of the AC motor based on the detected motor inductance in both orthogonal directions. A motor control device, characterized in that:

2. The motor control device according to claim 1, wherein the controller applies a voltage signal for detecting inductance to the AC motor, and detects the inductance based on a change in current generated by the voltage signal.

A motor control device comprising an AC motor having saliency, a PWM inverter for applying a voltage to the AC motor, and a controller for controlling the PWM inverter, wherein the controller outputs a voltage signal for position detection to the AC motor. A current change in the current vector direction and a current change in the direction orthogonal to the current vector generated by the voltage signal. A difference between a current change in a direction orthogonal to the vector and a preset reference current change, and a difference between a current change in a direction orthogonal to the current vector and a current change in a current vector direction of the AC motor. A position estimating means for estimating a rotor position of the AC motor based on a difference from a set reference difference; Motor control device characterized in that it comprises a.

A motor control device comprising an AC motor having saliency, a PWM inverter for applying a voltage to the AC motor, and a controller for controlling the PWM inverter, wherein the controller outputs a voltage signal for position detection to the AC motor. A current change in the current vector direction and a current change in the direction perpendicular to the current vector generated by the voltage signal, and The difference between the current change in the direction orthogonal to the vector and the preset reference current change, and the ratio of the current change in the direction orthogonal to the current vector to the current change in the current vector direction of the AC motor are determined in advance. Position estimating means for estimating the rotor position of the AC motor based on the difference from the set reference ratio. Motor controller, characterized in that was e.