JP2004129462A

JP2004129462A - Constant-current converter

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Publication number: JP2004129462A
Application number: JP2002293541A
Authority: JP
Inventors: Naohiro Shinoda; 篠田　尚宏; Jun Senda; 千田　潤
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2002-10-07
Filing date: 2002-10-07
Publication date: 2004-04-22

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a resonance converter wherein PFM control is applicable to a wide range of output current. <P>SOLUTION: A constant-current converter is so constituted that driving voltage from a switching power supply 101 is supplied to the primary side of a transformer 103 through a series resonance circuit 102 comprising an inductor L1 and a capacitor C1; and a current produced in the secondary side of the transformer 103 is rectified through a rectification circuit 104 and supplied to the load side. The constant-current converter comprises an inductor L2 which is separate from the inductor L1 and connected in parallel with the capacitor C1. The elements are selected so that the resonance frequency of a parallel resonance circuit constituted of the capacitor C1 and the inductor L2 will be a value other than the integer multiples of the resonance frequency of the series resonance circuit 102. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、海底ケーブルの中継装置のような通信ネットワーク機器などに直流電力を供給する給電装置に用いられる定電流コンバータに関し、特に、直列共振回路を備えた定電流コンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図９に、従来の一般的な定電流コンバータの構成を示す。
図９において、スイッチング電源４０１からの駆動電圧は、インダクタＬ１とキャパシタＣ１とから形成される共振回路４０２に印加される。この駆動電圧によって、この共振回路４０２に流れる共振電流Ｉｒによって絶縁昇圧トランス４０３（以下、単にトランス４０３と称する）の２次側に励起された電流は、整流回路４０４を介して負荷側に供給される。このとき、トランス４０３の２次側に直列に接続された出力電流検出器４０５の出力と基準電圧とが誤差増幅器４０６に入力される。そして、この誤差増幅器４０６の出力が電源制御回路４０７にフィードバックされ、上述したスイッチング電源４０１の動作の制御に供される。
【０００３】
このような構成の共振コンバータは、図１０に示すように、スイッチング電源４０１からの方形波状の駆動電圧Ｖｓを、共振回路４０２によって正弦波状の共振電流Ｉｒに変換するので、スイッチング電源４０１がオンオフする際の損失をほとんどゼロにでき、高い変換効率を実現可能であることが特徴である。特に、誤差増幅器４０６の出力に応じて、電源制御回路４０７が、スイッチング電源４０１をオンオフする際のスイッチング周波数を制御することにより、非常に安定した定電流制御を実現することが可能である。なお、図１０においては、図９に示したトランス４０３の一次側に印加される電圧の変化を直列共振回路の出力電圧Ｖｏとして示し、また、図１０に示した符号τは、直列共振回路の共振周期を示しており、符号Ｔは、スイッチング周期を示している。
【０００４】
ところで、海中ケーブルの中継装置に給電する給電装置では、定常電流（例えば、１Ａ）を中継装置に給電する場合のほかに、数１０ｍＡ程度の微小電流まで給電電流を制御する必要がある。
例えば、海中に設置された中継装置や分岐装置に給電を開始する際には、これらの海中機器への影響を避けるために、給電電流を０Ａから徐々に定格電流値まで上げていく制御が必要である。また、海底ケーブルの短絡などの障害が疑われる場合には、回路の電圧降下を測定しながら障害地点の探索を行う間、定格電流よりも小さい所定の電流値（例えば、２０ｍＡ）に給電電流を保つ制御を行う必要がある。更に、３地点以上の局舎を結ぶ海底分岐装置を備えた光海底ケーブルシステムでは、ケーブルに障害が発生した場合に、障害が発生した区間以外の局舎間の通信および中継装置に対する給電を確保するために、一旦、給電を停止した後に、給電路の切り替えを行う必要がある。この給電路の切り替えは、海底分岐装置に備えられた幾つかのリレーをそれぞれのリレーに設定された動作電流（４０ｍＡ〜２００ｍＡ）において一定の手順に従って動作させることで行われる。
【０００５】
一方、図９に示した共振コンバータに備えられる共振回路４０２は、一般に、図１１（ａ）に示すようなインピーダンス特性をもっている。したがって、このような共振コンバータによって、数１０ｍＡ程度の微小な電流値を持つ出力を得るためには、スイッチング周波数を数１０ｋＨｚまで下げた状態で共振コンバータを動作させる必要がある。しかしながら、このような低い周波数でスイッチング電源をオンオフさせると、図９に示したトランス４０３において磁気変換素子の飽和などが発生するため、電源制御回路４０７においてスイッチング周波数を制御するのみでは、出力電流値が非常に小さい領域で安定した制御を実現することは困難である。
【０００６】
このため、従来は、上述したように、定常時と特定の制御を実施するときとで大幅に異なる電流値の出力が必要とされる共振コンバータにおいては、スイッチング電源の制御方法の切り替えを適用していた。つまり、磁気変換素子の飽和が発生する限界周波数で決定される切り替え周波数において、電源制御回路４０７は、パルス幅を変動させるＰＷＭ制御で動作することにより、出力電流値が定常値である領域から出力電流値が小さい領域までの制御を実現している。
【０００７】
なお、図９に示したような直列共振回路自体は、定電圧電源の分野にも適用されている（例えば、特許文献１および特許文献２参照）。
【特許文献１】
特公平６−９７８３９号公報（第４、第６頁、図１）
【特許文献２】
特開昭５６−１１２８８６号公報（第１、第３、第４ページ、図３および図５）
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上述したような構成の従来の共振コンバータに備えられる共振回路の出力電流Ｉｏは、図１１（ｂ）に示すように、この共振コンバータの定常時における出力電流からスイッチング周波数の低下に応じて減少する特性をもっている。しかしながら、共振コンバータの定常時における出力電流が１Ａ程度となるように共振コンバータが設計されている場合には、上述した限界周波数Ｗ_Ｌ（例えば、２０ｋＨｚ）における共振回路の出力電流Ｉｏは２００ｍＡ程度となるのが一般的である。したがって、このような共振コンバータで、定常時に比べて大幅に小さい電流値の出力電流を供給するためには、共振回路に比較的大きな電流が流れている状態でパルス幅制御を実施せざるを得ない。そして、このような共振コンバータを適用した給電装置では、小電流領域において、パルス幅制御によるスイッチング損失やノイズの増大、サージ電圧や非線形動作などが発生する問題があった。
【０００９】
その一方、光海底ケーブルシステムに備えられる給電装置では、給電開始時や短絡障害個所の探索時および給電路の切り替え時などに、上述したような共振コンバータにおいてパルス幅制御が必要となる範囲の小電流を、高い安定性を維持しつつ供給する必要性がある。
特に、海底分岐装置に備えられたリレーを制御する際には、所定の手順に従って、個々のリレーに設定された動作電流（例えば、４０ｍＡ〜２００ｍＡ）を正確に給電して動作させる必要があるので、正常な切り替え制御を実現するためには、上述した動作電流の範囲を含む小電流領域における安定制御が必要不可欠である。
【００１０】
このため、上述したような給電装置の分野では、定常時に供給すべき電流値においても、小電流値においても、ノイズやサージ電圧の発生の少ない共振コンバータが必要とされている。
本発明は、広い範囲の出力電流において、ＰＦＭ制御を適用可能な共振コンバータを提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
図１に、本発明にかかわる第１の定電流コンバータの原理ブロック図を示す。請求項１の発明は、スイッチング電源１０１による駆動電圧をインダクタＬ１とキャパシタＣ１とから形成される直列共振回路１０２を介してトランス１０３の一次側に供給し、このトランス１０３の二次側に発生した電流を整流回路１０４によって整流して負荷側に供給する構成の定電流コンバータにおいて、インダクタＬ１とは別のインダクタであって、キャパシタＣ１と並列に接続されたインダクタＬ２を備え、キャパシタＣ１とインダクタＬ２とから形成される並列共振回路の共振周波数は、直列共振回路１０２の共振周波数の整数倍以外の値であることを特徴とする。
【００１２】
請求項１の発明では、インダクタＬ１とキャパシタＣ１とからなる直列共振回路１０２と、キャパシタＣ１とインダクタＬ２とからなる並列共振回路とによって複合共振回路が形成されている。並列共振回路の共振周波数ω２と直列共振回路１０２の共振周波数ω１との比が整数でない場合に、この複合共振回路は、図２に示すように、所定の周波数Ｗ_１において反共振点を持ち、そのインピーダンスが発散する特性を示す。この所定の周波数Ｗ_１および共振点の周波数Ｗ_２が適切な値となるように複合共振回路を形成する各回路素子のインダクタンスおよびキャパシタンスを決定すれば、図１に示した定電流コンバータに備えられたスイッチング電源１０１のスイッチング周波数を制御することにより、整流回路１０４を介して負荷側に供給される出力電流をほぼ０に等しくなるまで低減することが可能である。つまり、図１に示したような複合共振回路を備えた定電流コンバータにおいては、トランス１０３において偏磁現象が発生する限界周波数Ｗ_Ｌの近傍のスイッチング周波数において、定電流コンバータの出力電流が十分に小さい極小値を持つ特性を実現することができる。
【００１３】
例えば、複合共振回路は、反共振点Ｗ_１が共振点Ｗ_２の半分の周波数よりも十分に低い周波数位置にあり、かつ、反共振点Ｗ_１は限界周波数Ｗ_Ｌよりも高い周波数位置にあるように構成する。
一般に、複合共振コンバータの設計において最大変換周波数は、複合共振回路の共振点Ｗ_２の半分以下であることから、定常値の出力電流を得るためのスイッチング周波数の最大値は、共振点Ｗ_２の半分の周波数に設定する。したがって、反共振点Ｗ_１を共振点Ｗ_２の半分の周波数よりも十分に低い周波数とすれば、スイッチング周波数の可変範囲を適切に確保することができる。また、上述した反共振点Ｗ_１を限界周波数Ｗ_Ｌよりも高い周波数に設定することにより、スイッチング周波数の可変範囲内でトランス１０３の偏磁現象が発生することを確実に防ぐことができる。
【００１４】
図３に、本発明にかかわる第２の定電流コンバータの原理ブロック図を示す。請求項２の発明は、請求項１に記載の定電流コンバータにおいて、キャパシタＣ１とは別のキャパシタであって、インダクタＬ２に直列に接続されたキャパシタＣ２を備えたことを特徴とする。
請求項２の発明では、直列共振回路１０２と、キャパシタＣ１とインダクタＬ２とに加えてキャパシタＣ２を備えた並列共振回路とによって複合共振回路を形成する。このキャパシタＣ２によって直流電流が流れる経路を遮断することにより、トランス１０３の偏磁現象が発生することを防ぐことができる。また、複合共振回路を設計する際の自由度が大きくなるので、所望の特性を持つ複合共振回路を容易に設計することが可能となる。
【００１５】
図４に、本発明にかかわる第３の定電流コンバータの原理ブロック図を示す。請求項３の発明は、スイッチング電源１０１による駆動電圧をインダクタＬ１とキャパシタＣ１およびこのキャパシタＣ１とは別のキャパシタＣ３とから形成される直列共振回路１０５を介してトランス１０３の一次側に供給し、このトランス１０３の二次側に発生した電流を整流回路１０４によって整流して負荷側に供給する構成の定電流コンバータにおいて、インダクタＬ１とは別のインダクタであって、キャパシタＣ１と並列に接続されたインダクタＬ２を備え、キャパシタＣ１とインダクタＬ２とから形成される並列共振回路の共振周波数は、直列共振回路１０５の共振周波数の整数倍以外の値であることを特徴とする。
【００１６】
請求項３の発明では、直列共振回路１０５と、この直列共振回路１０５を形成するキャパシタの一部であるキャパシタＣ１とインダクタＬ２とから形成される並列共振回路とによって複合共振回路を形成する。また、キャパシタＣ３によって直流電流が流れる経路を遮断することにより、トランス１０３の偏磁現象が発生することを防ぐことができる。更に、複合共振回路を設計する際の自由度が大きくなるので、所望の特性を持つ複合共振回路を容易に設計することが可能となる。
【００１７】
図５に、本発明にかかわる第４の定電流コンバータの原理ブロック図を示す。また、請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３に記載の定電流コンバータにおいて、整流回路１０４を介して負荷側に供給される出力電流の大きさを示す出力電流値と負荷側に供給すべき電流値を示す基準電流値との間の誤差を検出する検出手段１１１と、定電流コンバータによって出力すべき定常的な出力電流からトランス１０３の偏磁現象が発生する限界周波数に対応する出力電流までの範囲において、検出手段１１１によって検出された誤差に応じてスイッチング電源１０１に関して周波数制御を実行し、限界周波数に対応する出力電流よりも出力電流が小さい範囲では、誤差に応じてスイッチング電源１０１に関するパルス幅制御を実行する電源制御手段１１２とを備えたことを特徴とする。
【００１８】
請求項４の発明では、電源制御手段１１２は、出力電流が限界周波数に対応する電流値以上であるか否かに応じて、スイッチング電源１０１に関する制御方法を切り替える。ここで、上述したように、複合共振回路を備えた定電流コンバータでは、トランス１０３の偏磁現象が発生する限界周波数の近傍のスイッチング周波数でスイッチング電源１０１を動作させた際の出力電流を非常に小さい値にまで低減することができる。したがって、電源制御手段１１２がスイッチング電源１０１に対してパルス幅制御を適用する際に、直列共振回路１０２に流れる電流を、パルス幅制御の実施に伴うノイズの発生などが問題にならない程度まで十分に小さい値に抑えることができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、図面に基づいて、本発明の実施形態について詳細に説明する。
図６に、本発明にかかわる定電流コンバータの第１の実施形態を示す。
なお、図６に示した構成要素のうち、図９に示した各部と同等のものについては、図９に示した符号を付して示し、その説明を省略する。
図６に示した定電流コンバータにおいて、インダクタＬ２は、共振回路４０２に含まれているキャパシタＣ１に並列に接続されている。
【００２０】
また、図６に示したパルス周波数制御回路２１１は、誤差増幅器４０６によって増幅された誤差の値に応じて、スイッチング電源４０１のスイッチング周波数を制御する。
ここで、図６に示した各部と図１および図３に示した各手段との対応関係について説明する。
【００２１】
図６に示したスイッチング電源４０１は、図１に示したスイッチング電源１０１に相当する。また、図６に示した共振回路４０２は、図１に示した直列共振回路１０２に相当する。図６に示したインダクタＬ２は、図１に示したインダクタＬ２に相当する。図６に示したトランス４０３は、図１に示したトランス１０３に相当する。図６に示した整流回路４０４は、図１に示した整流手段１０４に相当する。
【００２２】
図６に示した定電流コンバータにおいて、インダクタＬ１，Ｌ２とキャパシタＣ１，Ｃ２とからなる複合共振回路は、図２に示したように、共振回路４０２の共振周波数とキャパシタＣ１およびインダクタＬ２からなる並列共振回路の共振周波数とで決まる反共振点Ｗ_１において容量が無限大に発散するインピーダンス特性を示す。そして、この反共振点Ｗ_１が、トランス４０３において偏磁現象が発生する限界周波数Ｗ_Ｌと適切な関係を持つように、インダクタＬ２を選択することは十分に可能である。
【００２３】
ここで、図６に示した複合共振回路の反共振点Ｗ_１と共振点Ｗ_２とは、それぞれ式（１）、（２）のように表される。
【数１】

【数２】

また、この複合共振回路に電圧Ｖ_ｉｎを印加したときの出力電流の平均値Ｉ_ａｖｇは、スイッチング周波数Ｗ、共振回路４０２のインピーダンスＺ_０および共振回路４０２の共振周波数Ｗ_０を用いて、式（３）のように表される。
【００２４】
【数３】

したがって、この複合共振回路の共振点Ｗ_２を１００ｋＨｚとし、反共振点Ｗ_１を１５ｋＨｚとした場合に、図６に示した定電流コンバータの電流変換係数は、図７に示すように、共振点Ｗ_２で決定される最大周波数ｆ_ｍａｘから、反共振点Ｗ_１に近い切り替え周波数ｆ_ｓまでの範囲で単調に減少する。なお、図７においては、例えば、最大周波数ｆ_ｍａｘを共振点Ｗ_２の１／２の周波数すなわち５０ｋＨｚとし、切り替え周波数ｆ_ｓを１７．５ｋＨｚとした場合に、それぞれの周波数の値を式（３）のスイッチング周波数Ｗに代入して得られた値を示した。
【００２５】
このような複合共振回路を適用した定電流コンバータの出力電流と、パルス周波数制御回路２１１がスイッチング電源４０１をオンオフさせるスイッチング周波数との関係は、十分に小さい電流値から定常時に負荷側に供給されるべき定常値までの範囲においてほぼ線形性を保つことが期待できる。
例えば、図７に示した例では、切り替え周波数ｆｓにおける電流変換係数の値は、最大周波数ｆ_ｍａｘにおける値の約１／３６である。したがって、負荷側に定常時において出力電流１Ａを供給する定電流コンバータに備えられた共振回路４０２に、適切なインダクタＬ２をキャパシタＣ１に並列に接続して複合共振回路を形成することにより、上述した限界周波数Ｗ_Ｌの近傍のスイッチング周波数において、出力電流Ｉ_０の値が３０ｍＡ程度となる出力電流特性を実現することが可能である。出願人は、そのような複合共振回路が現実に設計可能であることを、シミュレーションによって確認している。
【００２６】
以下、図６に示した定電流コンバータの動作について説明する。
ここでは、図６に示した定電流コンバータを海中ケーブルの中継装置および海底分岐装置に電力を供給する給電装置に適用する場合を例にとって、その動作を説明する。
中継装置および海底分岐装置に通常の駆動電流を供給する場合には、従来の定電流コンバータと同様に、出力電流検出器４０５の検出出力と基準電圧との差が誤差増幅器４０６によって増幅される。そして、この誤差増幅器４０６の出力に応じて、パルス周波数制御回路２１１がスイッチング電源４０１に関するパルス周波数制御を行うことにより、負荷である中継装置および海底分岐装置に供給する出力電流の定電流化制御が行われる。
【００２７】
一方、給電路の切り替えのために海底分岐装置に備えられたリレーを制御する際には、まず、一旦給電を停止し、その後、操作対象のリレーに設定された動作電流を適切な手順に従って給電する。
図６に示した定電流コンバータでは、定格電流よりも大幅に小さい出力電流の領域において、図７に示すように、出力電流とスイッチング周波数との線形性が保たれており、かつ、この微小電流に対応するスイッチング周波数は限界周波数Ｗ_Ｌよりも十分に高い。したがって、この定電流コンバータを適用した給電装置では、給電開始時や障害個所の探索時および給電路の切り替え時に必要とされる設定電流に対応する基準電圧を誤差増幅器４０６に入力すれば、この誤差増幅器４０６の出力値に応じてパルス周波数制御回路２１１がスイッチング電源４０１のスイッチング周波数を制御することによって、それぞれの場合に必要とされる微小電流を負荷側に供給することができる。つまり、この定電流コンバータでは、パルス周波数の制御のみで、定常状態での定電流制御に加えて、微小もしくは電流値０Ａまでの電流制御を実現することができる。
【００２８】
このようにして、給電開始時や障害個所の探索時および給電路の切り替え時に必要とされる小電流領域での定電流制御もパルス周波数制御によって実現したことにより、従来の給電装置においてリレー制御のための微小電流を給電する際に課題となっていた事項を根本的に解決することができる。なぜなら、従来の給電装置において微小電流を給電する際に生じていた課題は、全て、上述した各場面において必要とされる微小電流を出力させる際に、スイッチング電源４０１を比較的大きな電流（例えば、２００ｍＡ）を流した状態でパルス幅制御していたことに起因していたからである。すなわち、図６に示した定電流コンバータを適用した給電装置では、微小電流を出力させる際にも、パルス周波数制御を適用することができるので、原理的に、ノイズやサージ電圧が発生しないことは明らかであるので、給電開始時や障害個所の探索時および給電路の切り替え時における安定制御を実現できる。
【００２９】
もちろん、本発明にかかわる定電流コンバータにおいて、パルス周波数制御に加えて、パルス幅制御を適用することも可能である。
図８に、本発明にかかわる定電流コンバータの別実施例構成を示す。
図８に示した定電流コンバータは、図６に示したパルス周波数制御回路２１１に加えて、パルス幅制御回路２１２と切り替え制御部２１３とを備えた電源制御回路２１０を備えている。この電源制御回路２１０において、切り替え制御部２１３は、出力電流値が上述した限界周波数に対応する値よりも大きい場合にはパルス周波数制御回路２１１に誤差増幅器４０６の出力信号を渡し、それより小さい場合には、パルス幅制御回路２１２に渡すことにより、スイッチング電源４０１の制御方法を切り替えている。つまり、図８に示した電源制御回路２１０は、図９に示した電源制御回路４０７と同等のものである。
【００３０】
ここで、図８に示した各部と図５に示した各手段との対応関係について説明する。
図８に示した出力電流検出器４０５および誤差増幅回路４０６は、図５に示した検出手段１１１に相当する。更に、図８に示したパルス周波数制御回路２１１、パルス幅制御回路２１２および切り替え制御部２１３は、図５に示した電源制御手段１１２に相当する。
【００３１】
さて、図９に示した電源制御回路４０７と同様に、図８に示した電源制御回路２１０も、切り替え制御部２１４の動作により、出力電流が小さい領域では、パルス周波数制御回路２１１に代わって、パルス幅制御回路２１２がスイッチング電源４０１の制御を実行する。
例えば、図８に示した定電流コンバータによって、図７に示した切り替え周波数ｆ_ｓに対応する出力電流よりも小さい微小な電流を供給する場合に、切り替え制御部２１４は、パルス周波数制御部２１１の代わりに、パルス幅制御回路２１２を動作させ、複合共振回路に印加するパルス幅を変えることにより、所望の微小な出力電流を供給することができる。
【００３２】
このとき、図８に示した複合共振回路に流れる電流の平均値は、図７に示した切り替え周波数ｆ_ｓに対応する電流の平均値である。したがって、このときに、複合共振回路に流れる電流が、従来の共振コンバータにおいて、同等の周波数に対応する共振電流に比べて非常に小さいことは明らかである。
当然ながら、このような小さい平均値の電流が流れている状態で、パルス幅制御を行うことに伴って発生するノイズもまた、非常に小さいと考えられる。
【００３３】
したがって、図８に示した構成の定電流コンバータによって、定常電流から０Ａまでの全ての範囲にわたって、非常に低ノイズの定電流制御を実現することができる。
もちろん、図６あるいは図８に示した複合共振回路に代えて、図３あるいは図４に示した構成の複合共振回路を備えて定電流コンバータを構成してもよい。
【００３４】
図３あるいは図４に示した構成の複合共振回路を適用した場合には、キャパシタＣ２あるいはキャパシタＣ３により、例えば、キャパシタＣ１を迂回してインダクタＬ２からトランス４０３に至る経路を遮断することができる。これにより、トランス４０３に直流電流が流れる恐れのある経路を遮断することができるので、このトランス４０３の偏磁現象を防ぐことができる。更に、複合共振回路を設計する際の自由度が大きくなるので、所望の特性を持つ複合共振回路を容易に設計することが可能となる。
【００３５】
特に、図３に示した構成を採用した場合には、キャパシタＣ２の容量を標準的な素子で対応可能な範囲で選ぶことができるので、小型でしかも低価格の素子で複合共振回路を構成することができる。
なお、直列共振コンバータは、定電圧電源の分野でも研究されており、さまざまな技法が提案されている。
【００３６】
例えば、特許文献１として提示した特公平６−９７８３９号公報には、直列共振回路の交流側に並列共振回路を直列に接続することによって、動作周波数の下限値を並列共振回路の共振周波数に制限し、この並列共振回路のインピーダンスが共振周波数付近で急激に増加することを利用して、わずかな動作周波数の変化によって出力電圧を敏感に制御する技術が記載されている。したがって、この技法を適用し、並列共振回路の共振周波数を適切に設定すれば、動作周波数を可聴音域よりも高い周波数に制限しつつ、幅広い負荷の範囲について定電圧制御を行うことができる。
【００３７】
同様に、特許文献２として提示した特開昭５６−１１２８８６号公報には、直列共振コンバータに備えられた第１の共振回路に直列に、かつ、整流回路に並列に接続することにより、動作周波数の下限値を第２の共振回路の共振周波数に制限する技術が記載されている。
これに対して、本発明にかかわる定電流コンバータは、直列共振コンバータの本質的な特性である定電流特性を利用して、負荷の大幅な増減にかかわらず定電流を供給するものである。また、本発明にかかわる定電流コンバータに備えられる複合共振回路は、直列共振回路のトランス側に接続されたキャパシタに、新たなインダクタを並列に接続した構成を基本としているので、上述した公知例の構成とはまったく異なっている。
【００３８】
以上の説明に関して、更に、以下の各項を開示する。
（付記１）　スイッチング電源１０１による駆動電圧をインダクタＬ１とキャパシタＣ１とから形成される直列共振回路１０２を介してトランス１０３の一次側に供給し、このトランス１０３の二次側に発生した電流を整流回路１０４によって整流して負荷側に供給する構成の定電流コンバータにおいて、インダクタＬ１とは別のインダクタであって、キャパシタＣ１と並列に接続されたインダクタＬ２を備え、キャパシタＣ１とインダクタＬ２とから形成される並列共振回路の共振周波数は、直列共振回路１０２の共振周波数の整数倍以外の値であることを特徴とする定電流コンバータ。
【００３９】
（付記２）　複合共振回路は、反共振点Ｗ_１が共振点Ｗ_２の半分の周波数よりも十分に低い周波数位置にあり、かつ、反共振点Ｗ_１は限界周波数Ｗ_Ｌよりも高い周波数位置にあるように構成されたことを特徴とする付記１に記載の定電流コンバータ。
（付記３）　キャパシタＣ１とは別のキャパシタであって、インダクタＬ２に直列に接続されたキャパシタＣ２を備えたことを特徴とする付記１に記載の定電流コンバータ。
【００４０】
（付記４）　スイッチング電源１０１による駆動電圧をインダクタＬ１とキャパシタＣ１およびこのキャパシタＣ１とは別のキャパシタＣ３とから形成される直列共振回路１０５を介してトランス１０３の一次側に供給し、このトランス１０３の二次側に発生した電流を整流回路１０４によって整流して負荷側に供給する構成の定電流コンバータにおいて、インダクタＬ１とは別のインダクタであって、キャパシタＣ１と並列に接続されたインダクタＬ２を備え、キャパシタＣ１とインダクタＬ２とから形成される並列共振回路の共振周波数は、直列共振回路１０５の共振周波数の整数倍以外の値であることを特徴とする定電流コンバータ。
【００４１】
（付記５）　整流回路１０４を介して負荷側に供給される出力電流の大きさを示す出力電流値と負荷側に供給すべき電流値を示す基準電流値との間の誤差を検出する検出手段１１１と、定電流コンバータによって出力すべき定常的な出力電流からトランス１０３の偏磁現象が発生する限界周波数に対応する出力電流までの範囲において、検出手段１１１によって検出された誤差に応じてスイッチング電源１０１に関して周波数制御を実行し、限界周波数に対応する出力電流よりも出力電流が小さい範囲では、誤差に応じてスイッチング電源１０１に関するパルス幅制御を実行する電源制御手段１１２とを備えたことを特徴とする付記１あるいは付記４記載の定電流コンバータ。
【００４２】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明にかかわる定電流コンバータによれば、複合共振回路が所定の周波数において反共振点を持つことを利用して、トランス１０３において偏磁現象が発生する限界周波数Ｗ_Ｌの近傍のスイッチング周波数において、定電流コンバータの出力電流が十分に小さい極小値を持つ特性を実現することができる。これにより、海底ケーブルの中継装置や海底分岐装置などのネットワーク機器に一定の駆動電流を供給する給電装置などのように、負荷が大幅に変動することが予想される装置において定常時の駆動電流を高い信頼性で供給可能であって、かつ、給電開始時や障害個所の探索時および給電路の切り替え時に必要とされる小電流領域での定電流制御も安定に実現可能な定電流コンバータを実現することができる。
【００４３】
更に、本発明にかかわる定電流コンバータにおいて、パルス周波数制御とパルス幅制御とを組み合わせて適用することにより、電流値０Ａから定常電流までの全ての範囲において、定電流を供給可能な定電流コンバータを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかわる第１の定電流コンバータの原理ブロック図である。
【図２】本発明にかかわる複合共振回路の特性を示す図である。
【図３】本発明にかかわる第２の定電流コンバータの原理ブロック図である。
【図４】本発明にかかわる第３の定電流コンバータの原理ブロック図である。
【図５】本発明にかかわる第４の定電流コンバータの原理ブロック図である。
【図６】本発明にかかわる定電流コンバータの第１の実施形態を示す図である。
【図７】複合共振回路を適用した定電流コンバータの出力電流特性を示す図である。
【図８】本発明にかかわる定電流コンバータの別実施例構成を示す図である。
【図９】従来の一般的な定電流コンバータの構成を示す図である。
【図１０】定電流コンバータの動作を説明する図である。
【図１１】直列共振コンバータの特性を説明する図である。
【符号の説明】
１０１、４０１　スイッチング電源
１０２　直列共振回路
１０３　トランス
１０４　整流回路
１１１　検出手段
１１２　電源制御手段
２１１　パルス周波数制御回路
２１２　パルス幅制御回路
２１３　切り替え制御部
２１０、４０７　電源制御回路
４０２　共振回路
４０３　絶縁昇圧トランス
４０４　整流回路
４０５　出力電流検出器
４０６　誤差増幅器[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a constant current converter used for a power supply device that supplies DC power to a communication network device such as a submarine cable relay device, and particularly to a constant current converter including a series resonance circuit.
[0002]
[Prior art]
FIG. 9 shows a configuration of a conventional general constant current converter.
9, a driving voltage from a switching power supply 401 is applied to a resonance circuit 402 formed by an inductor L1 and a capacitor C1. With this drive voltage, a current excited on the secondary side of the insulation boosting transformer 403 (hereinafter simply referred to as the transformer 403) by the resonance current Ir flowing through the resonance circuit 402 is supplied to the load side via the rectifier circuit 404. You. At this time, the output of the output current detector 405 connected in series to the secondary side of the transformer 403 and the reference voltage are input to the error amplifier 406. Then, the output of the error amplifier 406 is fed back to the power supply control circuit 407 and used for controlling the operation of the switching power supply 401 described above.
[0003]
As shown in FIG. 10, in the resonance converter having such a configuration, the square wave drive voltage Vs from the switching power supply 401 is converted into a sine wave resonance current Ir by the resonance circuit 402, so that the switching power supply 401 is turned on and off. In this case, the loss can be reduced to almost zero, and high conversion efficiency can be realized. In particular, the power supply control circuit 407 controls the switching frequency when the switching power supply 401 is turned on and off according to the output of the error amplifier 406, so that very stable constant current control can be realized. In FIG. 10, the change in the voltage applied to the primary side of the transformer 403 shown in FIG. 9 is shown as the output voltage Vo of the series resonance circuit, and the symbol τ shown in FIG. A resonance cycle is shown, and a symbol T indicates a switching cycle.
[0004]
By the way, in a power supply device for supplying power to a relay device of an undersea cable, it is necessary to control the power supply current to a very small current of about several tens mA in addition to the case of supplying a steady current (for example, 1 A) to the relay device.
For example, when starting power supply to a relay device or branch device installed in the sea, it is necessary to control the power supply current to gradually increase from 0 A to the rated current value in order to avoid the influence on these underwater equipment. It is. When a fault such as a short-circuit of a submarine cable is suspected, the supply current is reduced to a predetermined current value (for example, 20 mA) smaller than the rated current while searching for the fault location while measuring the voltage drop of the circuit. It is necessary to perform control to keep it. Furthermore, in an optical submarine cable system equipped with a submarine branching device connecting stations at three or more locations, when a cable failure occurs, communication between stations other than the section where the failure occurred and power supply to the relay device are secured. Therefore, it is necessary to switch the power supply path after stopping the power supply once. The switching of the power supply line is performed by operating some relays provided in the submarine branching device according to a predetermined procedure at an operating current (40 mA to 200 mA) set for each relay.
[0005]
On the other hand, the resonance circuit 402 provided in the resonance converter shown in FIG. 9 generally has impedance characteristics as shown in FIG. Therefore, in order to obtain an output having a small current value of about several tens mA using such a resonant converter, it is necessary to operate the resonant converter with the switching frequency lowered to several tens of kHz. However, when the switching power supply is turned on and off at such a low frequency, saturation of the magnetic transducer in the transformer 403 shown in FIG. 9 occurs. Therefore, if the switching frequency is controlled only by the power supply control circuit 407, the output current value However, it is difficult to realize stable control in a very small area.
[0006]
For this reason, conventionally, as described above, in a resonant converter that needs to output a current value that is significantly different between a steady state and when a specific control is performed, the switching method of the switching power supply is applied. I was In other words, at the switching frequency determined by the limit frequency at which the saturation of the magnetic transducer occurs, the power supply control circuit 407 operates by the PWM control that varies the pulse width, so that the output current value is output from the region where the output current value is a steady value. Control up to the region where the current value is small is realized.
[0007]
Note that the series resonance circuit itself as shown in FIG. 9 is also applied to the field of a constant voltage power supply (for example, see Patent Documents 1 and 2).
[Patent Document 1]
Japanese Patent Publication No. Hei 6-97839 (4th and 6th pages, FIG. 1)
[Patent Document 2]
JP-A-56-112886 (first, third and fourth pages, FIG. 3 and FIG. 5)
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
As shown in FIG. 11B, the output current Io of the resonance circuit provided in the conventional resonance converter having the above-described configuration decreases from the output current in the steady state of the resonance converter as the switching frequency decreases. Has characteristics. However, when the resonant converter is designed so that the output current in the steady state of the resonant converter is about 1 A, the above-described limit frequency W _L The output current Io of the resonance circuit at (for example, 20 kHz) is generally about 200 mA. Therefore, in order to supply an output current having a significantly smaller current value than that in a steady state in such a resonant converter, pulse width control must be performed while a relatively large current is flowing through the resonant circuit. Absent. In a power supply device to which such a resonance converter is applied, there is a problem that switching loss and noise increase due to pulse width control, surge voltage, non-linear operation, and the like occur in a small current region.
[0009]
On the other hand, the power supply device provided in the optical submarine cable system has a small range in which pulse width control is necessary in the above-described resonant converter at the time of starting power supply, searching for a short-circuit fault location, and switching the power supply path. There is a need to supply current while maintaining high stability.
In particular, when controlling the relays provided in the submarine branching device, it is necessary to accurately supply an operating current (for example, 40 mA to 200 mA) set to each relay according to a predetermined procedure to operate the relay. To realize normal switching control, stable control in a small current region including the above-described operating current range is indispensable.
[0010]
For this reason, in the field of the power supply device as described above, there is a need for a resonant converter that generates less noise and surge voltage regardless of the current value to be supplied in a steady state or the small current value.
An object of the present invention is to provide a resonant converter to which PFM control can be applied in a wide range of output current.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
FIG. 1 shows a principle block diagram of a first constant current converter according to the present invention. According to the first aspect of the present invention, the drive voltage from the switching power supply 101 is supplied to the primary side of the transformer 103 via the series resonance circuit 102 formed by the inductor L1 and the capacitor C1, and is generated on the secondary side of the transformer 103. A constant current converter having a configuration in which a current is rectified by a rectifier circuit 104 and supplied to a load side is provided with an inductor separate from the inductor L1 and connected in parallel with a capacitor C1, and the capacitor C1 and the inductor L2 The resonance frequency of the parallel resonance circuit formed from the above is a value other than an integral multiple of the resonance frequency of the series resonance circuit 102.
[0012]
According to the first aspect of the present invention, a composite resonance circuit is formed by the series resonance circuit 102 including the inductor L1 and the capacitor C1, and the parallel resonance circuit including the capacitor C1 and the inductor L2. When the ratio between the resonance frequency ω2 of the parallel resonance circuit and the resonance frequency ω1 of the series resonance circuit 102 is not an integer, the composite resonance circuit has a predetermined frequency W as shown in FIG. ₁ Has an anti-resonance point, and exhibits a characteristic that its impedance diverges. This predetermined frequency W ₁ And the resonance point frequency W ₂ If the inductance and the capacitance of each circuit element forming the composite resonance circuit are determined so that is an appropriate value, by controlling the switching frequency of the switching power supply 101 provided in the constant current converter shown in FIG. 1, It is possible to reduce the output current supplied to the load side via the rectifier circuit 104 until it becomes almost equal to zero. That is, in the constant current converter having the composite resonance circuit as shown in FIG. _L At a switching frequency in the vicinity of, the characteristic that the output current of the constant current converter has a sufficiently small minimum value can be realized.
[0013]
For example, the composite resonance circuit has an anti-resonance point W ₁ Is the resonance point W ₂ At a frequency position sufficiently lower than half the frequency of the ₁ Is the limit frequency W _L It is configured to be at a higher frequency position.
Generally, in the design of a composite resonance converter, the maximum conversion frequency is determined by the resonance point W of the composite resonance circuit. ₂ The maximum value of the switching frequency for obtaining a steady-state output current is the resonance point W ₂ Set to half the frequency of Therefore, the anti-resonance point W ₁ To the resonance point W ₂ If the frequency is sufficiently lower than half of the frequency, a variable range of the switching frequency can be appropriately secured. Further, the above-described anti-resonance point W ₁ Is the limit frequency W _L By setting the frequency higher than that, it is possible to surely prevent the occurrence of the magnetic demagnetization phenomenon of the transformer 103 within the variable range of the switching frequency.
[0014]
FIG. 3 shows a principle block diagram of a second constant current converter according to the present invention. According to a second aspect of the present invention, there is provided the constant current converter according to the first aspect, further comprising a capacitor C2 connected in series with the inductor L2, which is different from the capacitor C1.
According to the second aspect of the invention, a composite resonance circuit is formed by the series resonance circuit 102 and the parallel resonance circuit including the capacitor C2 in addition to the capacitor C1 and the inductor L2. By blocking the path through which the DC current flows by the capacitor C2, it is possible to prevent the occurrence of the magnetic demagnetization phenomenon of the transformer 103. Further, since the degree of freedom in designing the composite resonance circuit is increased, it is possible to easily design a composite resonance circuit having desired characteristics.
[0015]
FIG. 4 shows a principle block diagram of a third constant current converter according to the present invention. According to a third aspect of the present invention, a drive voltage from the switching power supply 101 is supplied to the primary side of the transformer 103 via a series resonance circuit 105 formed of an inductor L1, a capacitor C1, and a capacitor C3 different from the capacitor C1, In the constant current converter having a configuration in which the current generated on the secondary side of the transformer 103 is rectified by the rectifier circuit 104 and supplied to the load side, the inductor is different from the inductor L1 and is connected in parallel with the capacitor C1. The resonance frequency of the parallel resonance circuit including the inductor L2 and formed by the capacitor C1 and the inductor L2 is a value other than an integer multiple of the resonance frequency of the series resonance circuit 105.
[0016]
According to the third aspect of the present invention, a composite resonance circuit is formed by the series resonance circuit 105 and the parallel resonance circuit formed by the capacitor C1 which is a part of the capacitor forming the series resonance circuit 105 and the inductor L2. Further, by blocking the path through which the DC current flows by the capacitor C3, it is possible to prevent the occurrence of the magnetic demagnetization phenomenon of the transformer 103. Further, since the degree of freedom in designing the composite resonance circuit is increased, it is possible to easily design a composite resonance circuit having desired characteristics.
[0017]
FIG. 5 shows a principle block diagram of a fourth constant current converter according to the present invention. According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the constant current converter according to any one of the first to third aspects, wherein the output current value indicating the magnitude of the output current supplied to the load side via the rectifier circuit 104 and the output current value indicating the magnitude of the output current Detecting means 111 for detecting an error between a reference current value indicating a current value to be supplied, and a limit frequency corresponding to a limit frequency at which a magnetic demagnetization phenomenon of the transformer 103 occurs from a steady output current to be output by a constant current converter. In the range up to the output current, frequency control is performed on the switching power supply 101 in accordance with the error detected by the detection unit 111. In the range where the output current is smaller than the output current corresponding to the limit frequency, the switching power supply is controlled in accordance with the error. And a power supply control unit 112 for executing pulse width control relating to 101.
[0018]
According to the invention of claim 4, the power supply control means 112 switches the control method for the switching power supply 101 according to whether or not the output current is equal to or higher than the current value corresponding to the limit frequency. Here, as described above, in the constant current converter including the composite resonance circuit, the output current when the switching power supply 101 is operated at the switching frequency near the limit frequency at which the magnetic demagnetization phenomenon of the transformer 103 occurs becomes extremely small. It can be reduced to a small value. Therefore, when the power supply control means 112 applies the pulse width control to the switching power supply 101, the current flowing through the series resonance circuit 102 is sufficiently reduced to such an extent that the generation of noise accompanying the execution of the pulse width control does not cause a problem. It can be suppressed to a small value.
[0019]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 6 shows a first embodiment of the constant current converter according to the present invention.
Note that, of the components shown in FIG. 6, the same components as those shown in FIG. 9 are denoted by the same reference numerals as those in FIG. 9, and description thereof will be omitted.
In the constant current converter shown in FIG. 6, the inductor L2 is connected in parallel to the capacitor C1 included in the resonance circuit 402.
[0020]
6 controls the switching frequency of the switching power supply 401 according to the value of the error amplified by the error amplifier 406.
Here, the correspondence between each unit shown in FIG. 6 and each unit shown in FIGS. 1 and 3 will be described.
[0021]
The switching power supply 401 illustrated in FIG. 6 corresponds to the switching power supply 101 illustrated in FIG. 1. The resonance circuit 402 shown in FIG. 6 corresponds to the series resonance circuit 102 shown in FIG. The inductor L2 illustrated in FIG. 6 corresponds to the inductor L2 illustrated in FIG. Transformer 403 shown in FIG. 6 corresponds to transformer 103 shown in FIG. The rectifier circuit 404 shown in FIG. 6 corresponds to the rectifier 104 shown in FIG.
[0022]
In the constant current converter shown in FIG. 6, a composite resonance circuit composed of inductors L1 and L2 and capacitors C1 and C2 is, as shown in FIG. 2, a resonance frequency of resonance circuit 402 and a parallel circuit composed of capacitor C1 and inductor L2. Anti-resonance point W determined by resonance frequency of resonance circuit ₁ Shows an impedance characteristic in which the capacitance diverges to infinity. And this anti-resonance point W ₁ Is the critical frequency W at which the magnetic demagnetization phenomenon occurs in the transformer 403. _L It is fully possible to select the inductor L2 so as to have an appropriate relationship with.
[0023]
Here, the anti-resonance point W of the composite resonance circuit shown in FIG. ₁ And resonance point W ₂ Are represented as in equations (1) and (2), respectively.
(Equation 1)

(Equation 2)

In addition, the voltage V _in Average value I of output current when _avg Is the switching frequency W, the impedance Z of the resonance circuit 402 ₀ And resonance frequency W of resonance circuit 402 ₀ Is expressed as in equation (3).
[0024]
[Equation 3]

Therefore, the resonance point W of this composite resonance circuit ₂ Is set to 100 kHz, and the anti-resonance point W ₁ Is 15 kHz, the current conversion coefficient of the constant current converter shown in FIG. 6 is, as shown in FIG. ₂ Maximum frequency f determined by _max From the anti-resonance point W ₁ Switching frequency f close to _s It decreases monotonically in the range up to. In FIG. 7, for example, the maximum frequency f _max To the resonance point W ₂ , Ie, 50 kHz, and the switching frequency f _s Is 17.5 kHz, the value obtained by substituting the value of each frequency into the switching frequency W of Expression (3) is shown.
[0025]
The relationship between the output current of the constant current converter to which such a composite resonance circuit is applied and the switching frequency at which the pulse frequency control circuit 211 turns on and off the switching power supply 401 is supplied from a sufficiently small current value to the load side in a steady state. It can be expected that almost linearity is maintained in the range up to the power stationary value.
For example, in the example shown in FIG. 7, the value of the current conversion coefficient at the switching frequency fs is the maximum frequency f _max Is about 1/36 of the value at. Therefore, by connecting a suitable inductor L2 in parallel with the capacitor C1 to the resonance circuit 402 provided in the constant current converter that supplies the output current 1A in the steady state to the load side, a composite resonance circuit is formed, as described above. Limit frequency W _L Output current I at a switching frequency near ₀ Can be realized with an output current characteristic of about 30 mA. The applicant has confirmed by simulation that such a composite resonance circuit can be actually designed.
[0026]
Hereinafter, the operation of the constant current converter shown in FIG. 6 will be described.
Here, the operation of the constant current converter shown in FIG. 6 will be described by taking as an example a case where the constant current converter is applied to a power supply device that supplies power to a submarine cable relay device and a submarine branching device.
When a normal drive current is supplied to the relay device and the submarine branching device, the difference between the detection output of the output current detector 405 and the reference voltage is amplified by the error amplifier 406, similarly to the conventional constant current converter. The pulse frequency control circuit 211 performs pulse frequency control on the switching power supply 401 in accordance with the output of the error amplifier 406, whereby constant current control of the output current supplied to the relay device and the submarine branch device as loads is performed. Done.
[0027]
On the other hand, when controlling the relay provided in the submarine branching device for switching the power supply path, the power supply is temporarily stopped, and then the operating current set for the relay to be operated is supplied according to an appropriate procedure. I do.
In the constant current converter shown in FIG. 6, the linearity between the output current and the switching frequency is maintained as shown in FIG. 7 in the region of the output current which is significantly smaller than the rated current. The switching frequency corresponding to _L Higher than enough. Therefore, in the power supply device to which this constant current converter is applied, if a reference voltage corresponding to a set current required at the time of starting power supply, searching for a fault location, and switching the power supply path is input to the error amplifier 406, The pulse frequency control circuit 211 controls the switching frequency of the switching power supply 401 in accordance with the output value of the amplifier 406, so that a minute current required in each case can be supplied to the load. In other words, in this constant current converter, only by controlling the pulse frequency, in addition to the constant current control in the steady state, it is possible to realize a small or current control up to a current value of 0A.
[0028]
In this way, the constant current control in the small current area required at the time of starting power supply, searching for a fault location, and switching the power supply path is also realized by the pulse frequency control. Can be solved fundamentally when supplying a very small current for the purpose. This is because all of the problems that have occurred when supplying a very small current in the conventional power supply apparatus are described above. When outputting a very small current required in each of the above-described situations, the switching power supply 401 requires a relatively large current (for example, This is because the pulse width was controlled in a state where 200 mA) was flowing. That is, in the power supply device to which the constant current converter shown in FIG. 6 is applied, even when a small current is output, the pulse frequency control can be applied. Therefore, in principle, noise and surge voltage do not occur. As is clear, stable control can be realized at the start of power supply, at the time of searching for a fault location, and at the time of switching the power supply path.
[0029]
Of course, in the constant current converter according to the present invention, pulse width control can be applied in addition to pulse frequency control.
FIG. 8 shows the configuration of another embodiment of the constant current converter according to the present invention.
The constant current converter illustrated in FIG. 8 includes a power supply control circuit 210 including a pulse width control circuit 212 and a switching control unit 213, in addition to the pulse frequency control circuit 211 illustrated in FIG. In the power supply control circuit 210, the switching control unit 213 passes the output signal of the error amplifier 406 to the pulse frequency control circuit 211 when the output current value is larger than the value corresponding to the above-described limit frequency, and , The control method of the switching power supply 401 is switched by passing it to the pulse width control circuit 212. That is, the power supply control circuit 210 shown in FIG. 8 is equivalent to the power supply control circuit 407 shown in FIG.
[0030]
Here, the correspondence between each unit shown in FIG. 8 and each unit shown in FIG. 5 will be described.
The output current detector 405 and the error amplifier circuit 406 shown in FIG. 8 correspond to the detecting unit 111 shown in FIG. Further, the pulse frequency control circuit 211, the pulse width control circuit 212, and the switching control unit 213 shown in FIG. 8 correspond to the power control unit 112 shown in FIG.
[0031]
Now, like the power supply control circuit 407 shown in FIG. 9, the power supply control circuit 210 shown in FIG. The pulse width control circuit 212 controls the switching power supply 401.
For example, by the constant current converter shown in FIG. 8, the switching frequency f shown in FIG. _s When supplying a small current smaller than the output current corresponding to, the switching control unit 214 operates the pulse width control circuit 212 instead of the pulse frequency control unit 211 to change the pulse width applied to the composite resonance circuit. By changing, a desired minute output current can be supplied.
[0032]
At this time, the average value of the current flowing through the composite resonance circuit shown in FIG. 8 is equal to the switching frequency f shown in FIG. _s Is the average value of the current corresponding to. Therefore, at this time, it is clear that the current flowing through the composite resonance circuit is much smaller than the resonance current corresponding to the same frequency in the conventional resonance converter.
Naturally, it is considered that the noise generated by performing the pulse width control in the state where the current having such a small average value is flowing is also very small.
[0033]
Therefore, the constant current converter having the configuration shown in FIG. 8 can realize very low noise constant current control over the entire range from the steady current to 0 A.
Of course, instead of the composite resonance circuit shown in FIG. 6 or FIG. 8, the constant current converter may be provided with a composite resonance circuit having the configuration shown in FIG. 3 or FIG.
[0034]
When the complex resonance circuit having the configuration shown in FIG. 3 or FIG. 4 is applied, for example, a path from the inductor L2 to the transformer 403 bypassing the capacitor C1 can be blocked by the capacitor C2 or C3. As a result, a path through which a DC current may flow in the transformer 403 can be cut off, so that the magnetic bias phenomenon of the transformer 403 can be prevented. Further, since the degree of freedom in designing the composite resonance circuit is increased, it is possible to easily design a composite resonance circuit having desired characteristics.
[0035]
In particular, when the configuration shown in FIG. 3 is adopted, the capacitance of the capacitor C2 can be selected within a range that can be handled by a standard element, so that the composite resonance circuit is formed by small and low-cost elements. be able to.
Note that series resonance converters have been studied in the field of constant voltage power supplies, and various techniques have been proposed.
[0036]
For example, Japanese Patent Publication No. 6-97839 presented as Patent Document 1 discloses that a lower limit of the operating frequency is limited to the resonance frequency of the parallel resonance circuit by connecting a parallel resonance circuit in series to the AC side of the series resonance circuit. However, a technique is described in which the output voltage is sensitively controlled by a slight change in the operating frequency by utilizing the fact that the impedance of the parallel resonance circuit rapidly increases near the resonance frequency. Therefore, by applying this technique and appropriately setting the resonance frequency of the parallel resonance circuit, it is possible to perform constant voltage control over a wide load range while limiting the operating frequency to a frequency higher than the audible sound range.
[0037]
Similarly, Japanese Patent Application Laid-Open No. 56-112886 presented as Patent Document 2 discloses an operating frequency by connecting a series resonance converter provided in a series resonance converter in series and a rectifier circuit in parallel. A technique for limiting the lower limit value to the resonance frequency of the second resonance circuit is described.
On the other hand, the constant current converter according to the present invention uses the constant current characteristic, which is an essential characteristic of the series resonance converter, to supply a constant current regardless of a large increase or decrease in the load. In addition, the composite resonance circuit provided in the constant current converter according to the present invention is based on a configuration in which a new inductor is connected in parallel to a capacitor connected to the transformer side of the series resonance circuit. It is completely different from the configuration.
[0038]
With respect to the above description, the following items are further disclosed.
(Supplementary Note 1) A drive voltage from a switching power supply 101 is supplied to a primary side of a transformer 103 via a series resonance circuit 102 formed of an inductor L1 and a capacitor C1, and a current generated on a secondary side of the transformer 103 is rectified. In the constant current converter having a configuration rectified by the circuit 104 and supplied to the load side, the constant current converter includes an inductor other than the inductor L1 and is connected in parallel with the capacitor C1, and is formed by the capacitor C1 and the inductor L2. The resonance frequency of the parallel resonance circuit is a value other than an integral multiple of the resonance frequency of the series resonance circuit 102.
[0039]
(Supplementary Note 2) The composite resonance circuit has an anti-resonance point W ₁ Is the resonance point W ₂ At a frequency position sufficiently lower than half the frequency of the ₁ Is the limit frequency W _L 2. The constant current converter according to claim 1, wherein the constant current converter is configured to be located at a higher frequency position.
(Supplementary Note 3) The constant current converter according to Supplementary Note 1, further comprising a capacitor C2 that is different from the capacitor C1 and that is connected in series with the inductor L2.
[0040]
(Supplementary Note 4) The drive voltage from the switching power supply 101 is supplied to the primary side of the transformer 103 via a series resonance circuit 105 formed of an inductor L1, a capacitor C1, and a capacitor C3 different from the capacitor C1, and the transformer 103 In the constant current converter having a configuration in which the current generated on the secondary side of the power supply is rectified by the rectifier circuit 104 and supplied to the load side, the inductor L2, which is another inductor different from the inductor L1 and is connected in parallel with the capacitor C1, A constant current converter, wherein the resonance frequency of the parallel resonance circuit formed by the capacitor C1 and the inductor L2 is a value other than an integral multiple of the resonance frequency of the series resonance circuit 105.
[0041]
(Supplementary Note 5) Detection means for detecting an error between an output current value indicating the magnitude of an output current supplied to the load side via the rectifier circuit 104 and a reference current value indicating a current value to be supplied to the load side. 111 and a switching power supply in accordance with an error detected by the detection means 111 in a range from a steady output current to be output by the constant current converter to an output current corresponding to a limit frequency at which the demagnetization phenomenon of the transformer 103 occurs. And a power control unit for performing pulse width control on the switching power supply in accordance with an error in a range where the output current is smaller than the output current corresponding to the limit frequency. 6. The constant current converter according to claim 1 or 4, wherein
[0042]
【The invention's effect】
As described above, according to the constant current converter according to the present invention, by utilizing the fact that the complex resonance circuit has an anti-resonance point at a predetermined frequency, the limit frequency W at which the magnetic demagnetization phenomenon occurs in the transformer 103 is performed. _L At a switching frequency in the vicinity of, the characteristic that the output current of the constant current converter has a sufficiently small minimum value can be realized. This makes it possible to reduce the steady-state drive current in devices where the load is expected to fluctuate significantly, such as power supply devices that supply a constant drive current to network devices such as submarine cable repeaters and submarine branch devices. A constant current converter that can be supplied with high reliability and that can stably achieve constant current control in the small current region required when starting power supply, searching for faults, and switching power supply paths can do.
[0043]
Further, in the constant current converter according to the present invention, by applying a combination of pulse frequency control and pulse width control, a constant current converter capable of supplying a constant current in all ranges from a current value of 0 A to a steady current is provided. Can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a principle block diagram of a first constant current converter according to the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing characteristics of a composite resonance circuit according to the present invention.
FIG. 3 is a principle block diagram of a second constant current converter according to the present invention.
FIG. 4 is a principle block diagram of a third constant current converter according to the present invention.
FIG. 5 is a principle block diagram of a fourth constant current converter according to the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing a first embodiment of a constant current converter according to the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing output current characteristics of a constant current converter to which a composite resonance circuit is applied.
FIG. 8 is a diagram showing the configuration of another embodiment of the constant current converter according to the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing a configuration of a conventional general constant current converter.
FIG. 10 is a diagram illustrating the operation of the constant current converter.
FIG. 11 is a diagram illustrating characteristics of a series resonance converter.
[Explanation of symbols]
101, 401 switching power supply
102 Series resonance circuit
103 transformer
104 rectifier circuit
111 detection means
112 power control means
211 pulse frequency control circuit
212 pulse width control circuit
213 Switching control unit
210, 407 power control circuit
402 resonance circuit
403 Insulated step-up transformer
404 rectifier circuit
405 output current detector
406 error amplifier

Claims

A drive voltage from a switching power supply is supplied to a primary side of a transformer via a series resonance circuit formed by an inductor L1 and a capacitor C1, and a current generated on a secondary side of the transformer is rectified by a rectifier circuit to a load side. In a constant current converter with a supply configuration,
An inductor L2 that is different from the inductor L1 and is connected in parallel with the capacitor C1;
A constant current converter, wherein a resonance frequency of a parallel resonance circuit formed by the capacitor C1 and the inductor L2 is a value other than an integral multiple of a resonance frequency of the series resonance circuit.

The constant current converter according to claim 1,
A constant current converter comprising a capacitor different from the capacitor C1 and connected in series with an inductor L2.

A drive voltage from a switching power supply is supplied to a primary side of a transformer via a series resonance circuit formed by an inductor L1, a capacitor C1, and a capacitor C3 different from the capacitor C1, and a current generated on a secondary side of the transformer In a constant current converter configured to rectify
An inductor L2 that is different from the inductor L1 and is connected in parallel with the capacitor C1;
A constant current converter, wherein a resonance frequency of a parallel resonance circuit formed by the capacitor C1 and the inductor L2 is a value other than an integral multiple of a resonance frequency of the series resonance circuit.

4. The constant current converter according to claim 1, wherein an output current value indicating a magnitude of an output current supplied to a load side via a rectifier circuit and a reference current indicating a current value to be supplied to the load side. Detecting means for detecting an error between the value and
In a range from a steady output current to be output by the constant current converter to an output current corresponding to a limit frequency at which a transformer demagnetization phenomenon occurs, frequency control is performed on a switching power supply according to an error detected by the detection means. And a power control means for performing pulse width control on the switching power supply in accordance with the error in a range where the output current is smaller than the output current corresponding to the limit frequency. converter.