JP2004120338A

JP2004120338A - Cdma receiving device

Info

Publication number: JP2004120338A
Application number: JP2002280773A
Authority: JP
Inventors: Masaru Kimura; 木村　大; Morihiko Minowa; 箕輪　守彦; Noriyuki Kawaguchi; 川口　紀幸
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2002-09-26
Filing date: 2002-09-26
Publication date: 2004-04-15

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a CDMA receiving device capable of eliminating an offset part due to noise and interference power added to a received signal power estimation value. <P>SOLUTION: The CDMA receiving device comprises a function for conducting synchronous detection for a plurality of received pilot signals using an estimated propagation path value determined by equalization of the plurality of received pilot signals, and for estimating a received signal power based on the determined pilot section synchronous detection result. On the occasion of synchronous detection for one received pilot signal out of the plurality of received pilot signals, the synchronous detection is conducted using the estimated propagation path value from which the component of this received pilot signal at least is removed. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＣＤＭＡ受信装置に関し、更に詳しくは、複数の受信パイロット信号を平均化して得た伝搬路推定値（チャネル推定値とも呼ばれる）を用いて該複数の受信パイロット信号を同期検波し、得られたパイロット部同期検波結果に基づき受信信号電力を推定する機能を備えたＣＤＭＡ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ）方式では、アンテナダイバーシチ受信に加え、パスダイバーシチを利用したＲＡＫＥ受信機を用いて受信品質の向上を図っている。図８にＷ−ＣＤＭＡ上りリンクのフレームフォーマットを示す。図において、データシンボルと、パイロットシンボル及び制御用シンボルは、それぞれＱＰＳＫ変調のＩ軸、Ｑ軸に対する互いに直交するチャネライゼーションコードによって多重され、更にチャネル固有のスクランブリングコードが乗算されている。
【０００３】
基地局の受信機では、サーチャが検出した複数の遅延波タイミングでそれぞれに拡散コード及びチャネライゼーションコードを乗算することによりパイロットシンボルを逆拡散し、更に、既知のパイロットパターンをキャンセルすることで伝搬路成分を取り出し、それをシンボル間及びスロット間で重み付け平均することにより伝搬路（チャネル）推定値を得ている。一方、同様にして逆拡散されたデータシンボルは、前記伝搬路推定値によって位相補償（同期検波）された後に、フィンガ合成され、更に誤り訂正等の復号処理を経、こうしてデータ受信系列が得られる。
【０００４】
またＣＤＭＡ方式の必須技術として、受信品質を一定に保つべく送信側の電力を遠隔制御する所謂送信電力制御がある。送信電力制御は、受信ＳＩＲ（Ｓｉｇｎａｌｔｏ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ　Ｒａｔｉｏ）推定値を利用して制御を行う。例えば上り信号において、基地局におけるＳＩＲ推定値が目標ＳＩＲよりも大きい又は小さい場合は、端末の送信電力を一定の電力だけ減少又は増加させるための送信電力制御（ＴＰＣ：Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　Ｐｏｗｅｒ　Ｃｏｎｔｒｏｌ）ビットを下り信号に埋め込み、送信する。移動端末ではＴＰＣビットを受信・復調し、その結果に従って送信電力を増減させる。送信電力制御は伝搬路状態の急速な変動に追従することが必要であるため、スロット毎にＳＩＲ推定を行い、ＴＰＣビットを作成する。
【０００５】
従来のＳＩＲ推定装置では、逆拡散後のパイロットシンボルを上記伝搬路推定値を用いて位相補償、周波数偏差補償した後、これらをフィンガ合成して得た信号のスロット内平均値を受信信号電力推定値（Ｓ値）、スロット内分散値をＳ値で除算したものを干渉電力推定値（Ｉ値）とする。このうち、Ｓ値は瞬時に変動する一方、Ｉ値は瞬時に変動しないものと考えることができるので、Ｉ値に関しては更に一定期間の平均化を行う。こうして得られたＳ値とＩ値の比がＳＩＲ推定値となる。
【０００６】
またＷ−ＣＤＭＡ方式に準拠する基地局受信機では、比較的長期間にわたる平均的なＳＩＲをＳＩＲ測定値として上位レイヤに報告する機能を有する。この場合はＳ値についてもスロット間で平均を取ることにより得られたＳ値とＩ値の比をＳＩＲ測定値とする。
【０００７】
また、移動通信における伝搬路は端末周辺の建物等により反射、回折、散乱を受けるために多重波伝搬路となり、端末周辺には様々な方向から到来する多数の波が相互に干渉しあう。このような環境中を端末が移動すると、受信波がランダムに位相及び振幅変動する。また端末から送信される信号についても同様の変動を受ける。これをフェージングと呼び、その変動の度合いを示すフェージング周波数は端末の移動速度に依存する。
【０００８】
前記伝搬路推定装置における最適な重み係数はフェージング周波数に依存するため、フェージング周波数を推定してこれを重み係数にフィードバックすることにより、受信特性の向上を図ることができる。フェージング周波数はパイロットシンボルの時間相関値を求めることで推定できる。具体的には、パイロットシンボルを平均後に一定の時間差で遅延検波を行い、受信信号電力推定値を用いて規格化することにより、時間相関値を得ることが出来る。時間相関値はフェージング周波数を変数とするベッセル関数として表されるため、時間相関値から逆算してフェージング周波数を求めることができる。
【０００９】
従来は、スロット内の複数パイロットシンボルを平均化してスロット毎にチャネル（伝搬路）を推定すると共に、これらを複数スロット間で重み付け加算して得たチャネル推定値を、データシンボルの同期検波や送信電力制御に利用するものが知られている（例えば特許文献１）。また、従来は、パイロットシンボルによる受信信号電力推定値を利用してＳＩＲ推定やフェージング周波数推定を行うものが知られている（例えば特許文献２，特許文献３）。以上の技術的な背景に鑑み、以下に従来技術の問題点を具体的に説明する。
【００１０】
図９は従来の一例の伝搬路推定部及びパイロット同期検波部のブロック図であり、パイロットシンボル系列の平均に基づき求めた伝搬路推定値を用いてパイロットシンボルを同期検波すると共に、該検波出力を平均化して受信信号電力推定値を得る場合を示している。
【００１１】
図において、２４は逆拡散後のパイロットシンボル系列に基づき伝搬路（チャネル）推定値を求める伝播路推定部であって、ここには、逆拡散後のパイロットシンボル系列に既知のパイロットパターンを乗算してパイロットパターンをキャンセルする乗算器２４１と、パターンキャンセルされたパイロットシンボル系列のスロット内加算（平均化）を行う累積加算部（Ｔｓｙｍ）２４２と、スロット内加算結果を保持するラッチ（ＬＴＨ）２４３と、ラッチ出力を各１スロット分遅延させる遅延素子（Ｔｓｌｏｔ）２４４と、入力のフェージング周波数推定値ｆ_Ｄに基づき対応する重み係数の組ｗを出力する重み係数選択テーブル２４５と、各遅延出力に各重み係数を乗算する乗算器２４６と、入力の周波数偏差推定値Δｆに基づき対応する周波数偏差補正量を生成する周波数偏差補正量制御部２４７と、各遅延出力に各補正量を乗算する乗算器２４８と、上記重み付け及び周波数偏差補正後の各遅延出力を加算する加算器２４９とが含まれる。
【００１２】
５６は上記伝播路推定値に基づき検波対象のパイロットシンボルを同期検波するパイロット同期検波部であり、ここには、上記パターンキャンセル後のパイロットシンボル系列を２スロット分遅延させる遅延回路５６１と、上記伝播路推定値の複素共役を求める複素共役器（ｃｏｎｊ）５６２と、遅延パイロットシンボルに伝播路推定値の複素共役を乗算して同期検波を行う乗算器５６３とが含まれる。
【００１３】
そして、図示しないが、各検波出力のパイロットシンボルをフィンガ合成すると共に、該合成出力（即ち、パイロット部同期検波結果）を平均化することにより、ＳＩＲ推定やフェージング周波数推定に使用するための受信信号電力推定値を得ている。
【００１４】
【特許文献１】
特開平１０−５１４２４号公報（実施の形態１、図１，図３）。
【００１５】
【特許文献２】
特開平１０−２４７８９４号公報（カラム２、４２〜４９行、図１０）
【００１６】
【特許文献３】
特開２００１−３５８６２１号公報（カラム３の４５行〜カラム５の３２行、図１）
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記従来方式による伝搬路推定値には検波対象のパイロットシンボル成分が含まれているため、検波後のパイロットシンボルにつき求めた受信信号電力推定値には、本来の信号成分のみならず、自己相関による雑音電力成分及び干渉電力成分が加わっており、平均化によってはこれらの成分を完全に抑圧することができず、雑音電力及び干渉電力の和に比例したオフセットが生じてしまう問題があった。ここで「オフセット」とは理想的な平均値（期待値）が真の値からずれることを言う。以下、これを具体的に説明する。
【００１８】
今、逆拡散及びパターンキャンセル後のｋシンボル目のパイロット信号ｒ_ｋを（１）式、
【００１９】
【数１】

【００２０】
とおく。ここで、ｓは信号成分を表し、シンボル間では変化しないものと仮定する。また、ｎは雑音成分を表す。スロット内伝搬路推定値ξはこれを平均化したものであり、例えば、Ｋシンボル分を等重みで平均化する場合は（２）式、
【００２１】
【数２】

【００２２】
で表せる。一方、この伝搬路推定値ξを使用したｍシンボル目のパイロットシンボルの同期検波結果は（３）式、
【００２３】
【数３】

【００２４】
で表せる。ここで、＊は複素共役を表す。またＳは信号電力を表し、Ｓ＝｜ｓ｜^２である。更に、これらがフィンガ合成されると共に、該検波結果の平均を取ると（４）式、
【００２５】
【数４】

【００２６】
となる。但し、（５）式、
【００２７】
【数５】

【００２８】
の関係を用いた。ここで、Ｅ［ｄ_ｍ］は平均化を表し、またＮは平均雑音電力を表す。
【００２９】
上記（４）式において、受信信号電力の期待される値は信号電力Ｓであるが、オフセット分Ｎ／Ｋが加わってしまっている。平均化のためのシンボル数Ｋが大きい場合はオフセットも小さいが、平均化シンボル数Ｋが少ない場合は期待される結果との差分が大きくなる。このため、ＳＩＲ推定値、ＳＩＲ測定値、フェージング周波数推定値にも同様にオフセットが生じる問題があった。
【００３０】
本発明は上記従来技術の問題点に鑑みなされたもので、その目的とする所は、受信信号電力推定値に加わる雑音及び干渉電力によるオフセット分を除去可能なＣＤＭＡ受信装置を提供することにある。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
上記の課題は例えば図１の構成により解決される。即ち、本発明（１）のＣＤＭＡ受信装置は、複数の受信パイロット信号（例えば受信パイロットシンボル）を平均化して得た伝搬路推定値を用いて該複数の受信パイロット信号を同期検波し、得られたパイロット部同期検波結果に基づき受信信号電力を推定する機能を備えたＣＤＭＡ受信装置において、前記複数の受信パイロット信号の内の１の受信パイロット信号についての同期検波に際して用いる前記伝搬路推定値から少なくとも該１の受信パイロット信号の成分を除去したものを用いて同期検波を行うものである。
【００３２】
本発明（１）においては、伝搬路推定値から少なくとも検波されるパイロット信号の成分を除去したものを用いて同期検波を行うため、干渉と雑音の自己相関による干渉電力及び雑音電力成分を取り除くことが出来、その出力の平均化によりオフセットのない受信信号電力推定値を得ることが出来る。以下、これを具体的に説明する。
【００３３】
伝搬路推定値ξから検波されるパイロット信号ｒ_ｍを除去した後に同期検波を行うと、その同期検波結果は（６）式、
【００３４】
【数６】

【００３５】
で表される。この検波結果ｄ’ｍを平均化すると（７）式、
【００３６】
【数７】

【００３７】
の関係となり、該平均値からは平均雑音電力Ｎの項が消えることがわかる。
【００３８】
なお、信号電力Ｓの（Ｋ−１）／Ｋ倍になっている分は、重み係数ｗ_ｋを適当に調整することで消去できる。従って、同期検波結果からノイズによるオフセット成分を除去することが出来る。
【００３９】
また、上記複数の受信パイロット信号（受信パイロットシンボル）を平均化する方法には、単にＫ個分の要素を累積加算する方法、該累積加算結果を１／Ｋ倍して平均値を求める方法、Ｋ個分の要素を重み付け加算する方法、又は各要素の自乗和の平方根を求める方法等、他の様々な平均化の方法が含まれる。
【００４０】
本発明（２）では、上記本発明（１）において、伝搬路推定値は、検波される前記１の受信パイロット信号を除いた前後Ｍ個の受信パイロット信号を重み付け加算して得られるものである。従って、この場合の伝搬路推定値には、もともと検波されるパイロット信号の成分が含まれていないため、該成分を別途に除去する必要がない。
【００４１】
本発明（３）では、上記本発明（１）又は（２）において、複数のパイロット部同期検波結果につき、スロット内平均値の２乗を分散値で除算することによりＳＩＲ推定値を求めるＳＩＲ推定手段を備えるものである。
【００４２】
本発明（３）によれば、こうして得られたＳＩＲ推定値は、雑音電力及び干渉電力のオフセットを受けないため、雑音電力や干渉電力が支配的になるような低ＳＩＲ時には、特にＳＩＲ推定値の精度が向上する。更に、このＳＩＲ推定値を利用して制御を行う送信電力制御の精度が向上し、受信特性、チャネル容量等のシステム性能が向上する。
【００４３】
本発明（４）では、上記本発明（１）又は（２）において、複数のパイロット部同期検波結果につき、平均値の２乗をＡＧＣキャンセルしたものをＳ測定値、分散値を前記平均値の２乗で除算し、かつＡＧＣキャンセルしたものをＩ測定値とすると共に、前記Ｓ測定値をＩ測定値で除算してＳＩＲ測定値を求めるＳＩＲ測定手段を備えるものである。
【００４４】
本発明（４）によれば、こうして得られたＳＩＲ測定値は、雑音電力及び干渉電力のオフセットを受けないため、雑音電力や干渉電力が支配的になるような低ＳＩＲ時には、特にＳＩＲ測定値の精度が向上する。
【００４５】
本発明（５）では、上記本発明（１）又は（２）において、複数の受信パイロット信号の平均値を遅延検波してから最大比合成及び時間平均することにより得られた時間相関値を、複数のパイロット部同期検波結果に基づき求めた受信信号電力推定値により規格化し、フェージング周波数を推定するフェージング周波数推定手段を備えるものである。
【００４６】
本発明（５）によれば、受信パイロット信号に基づく時間相関値を、パイロット部同期検波結果に基づき求めた受信信号電力推定値により規格化するため、雑音電力や干渉電力のオフセットのないフェージング周波数推定値が得られる。
【００４７】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面に従って本発明に好適なる実施の形態を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一又は相当部分を示すものとする。
【００４８】
図２は実施の形態による基地局受信部のブロック図で、Ｗ−ＣＤＭＡ方式への適用例を示している。図において、１１はアンテナ、１２はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、１３は周波数変換部（ミキサ）、１４はローカル発振器、１５は（π／２）移相器、１６はローパスフィルタ（ＬＰＦ）、１７はＡＧＣ（Ａｕｔｏ　Ｇａｉｎ　Ｃａｎｃｅｌ）部、１８はＡ／Ｄ変換器、２０はサーチャ部、２１ａ，２１ｂはフィンガ部、２２はパイロット部逆拡散部、２３はデータ部逆拡散部、２４は伝搬路（チャネル）推定部、２５はスロット間遅延検波部、２６はパイロット部同期検波部、２７はデータ部同期検波部、２８はフィンガ合成部、３１はフェージング周波数推定部、３２はＳＩＲ推定部、３３はＳＩＲ測定部、３４は復調データの誤り訂正部、３５は周波数偏差推定部、３６は送信電力制御（ＴＰＣ）ビット作成部である。
【００４９】
アンテナ１１の受信信号を周波数変換して複素ベースバンド信号とし、ＡＧＣ１７で振幅調整した後、Ａ／Ｄ変換してフィンガ部２１ａ，２１ｂ及びサーチャ部２０に入力する。サーチャ部２０ではデジタル複素信号と参照コードとの相関値を求め、各パスに対応した逆拡散タイミングを決定し、フィンガ部２１ａ，２１ｂに加える。
【００５０】
フィンガ部２１ａにおいて、パイロット部逆拡散部２２では、パイロット部毎にサーチャ２０で検出したタイミングに従ってスクランブリングコード及びチャネライゼーションコードが乗算され、同一シンボル内で積分され、パイロットシンボル系列が得られる。また、データ部逆拡散部２３では、データ部毎にサーチャ２０で検出したタイミングに従ってスクランブリングコード及びチャネライゼーションコードが乗算され、同一シンボル内で積分され、データシンボル系列が得られる。
【００５１】
伝播路（チャネル）推定部２４では、パイロットシンボル系列をスロット内加算（平均化）すると共に、スロット間でフェージング周波数ｆ_Ｄに応じた重み付け、及び周波数偏差Δｆに応じた位相補償を行って後、これらを加算し、伝搬路推定値を求める。スロット間遅延検波部２５では、入力のパイロットシンボル系列に基づきスロット間遅延検波を行う。パイロット部同期検波部２６では、伝搬路推定値を用いて各パイロットシンボルの同期検波を行う。データ部同期検波部２７では、伝搬路推定値を用いて各データシンボルの同期検波を行う。
【００５２】
各検波出力はフィンガ合成部２８でそれぞれにフィンガ合成され、この内のパイロット部遅延検波結果はフェージング周波数推定部３１及び周波数偏差推定部３５に加えられ、またパイロット部同期検波結果はフェージング周波数推定部３１、ＳＩＲ推定部３２及びＳＩＲ測定部３３に加えられ、そして、データ同期検波結果（復調データ）は、誤り訂正部３４に加えられる。なお、フェージング周波数推定部３１、ＳＩＲ推定部３２及びＳＩＲ測定部３３の詳細については後述する。
【００５３】
図３は実施の形態による伝播路推定部及びパイロット同期検波部のブロック図であり、図において、伝播路推定部２４については上記図９で述べたものと同様でよい。一方、パイロット同期検波部２６には、２スロット分の遅延回路２６１と、検波対象のパイロットシンボルに重み係数ｗ_０及び位相補償情報ｅｘｐ（ｊθ_０）を乗算する乗算器２６２と、該補正後のパイロットシンボル信号成分を伝播路推定値から減算（除去）する減算器２６３と、該減算出力の複素共役を求める複素共役器（ｃｏｎｊ）２６４と、該共役出力で前記補正後のパイロットシンボル信号成分を同期検波する乗算器２６５とが含まれる。
【００５４】
パイロット同期検波部２６では、検波されるパイロットシンボルに重み係数ｗ_０と周波数偏差補正項ｅｘｐ（ｊθ_０）とを乗算したものを伝搬路推定値から除いてから同期検波を行う。これにより、伝搬路推定値から検波されるパイロットシンボル成分が除去されるため、干渉と雑音の自己相関による干渉電力及び雑音電力成分を取り除くことが出来る。また各同期検波結果の平均化によりオフセットのない受信信号電力推定値を得ることが出来る。
【００５５】
図４は他の実施の形態による伝播路推定部及びパイロット同期検波部のブロック図であり、検波されるパイロット信号を除いた前後Ｍ個のパイロット信号を重み付け加算して伝搬路推定値を形成する場合を示している。上記図３の伝播路推定部２４と比較すると、この伝搬路推定部２４’では、パイロットシンボル系列のスロット内加算（平均化）を行う累積加算部（Ｔｓｙｍ）２４２が削除されており、よって検波されるパイロットシンボル毎に異なる伝搬路推定値が得られる。また、シンボル遅延部２４４における中央の遅延素子のパイロットシンボル出力が加算器２４９に入力されないため、この伝搬路推定値には、もともと検波されるパイロット信号の成分が含まれない。
【００５６】
パイロット同期検波部２６’において、ここではＭシンボル分の遅延素子（Ｔｓｙｍ）２６６を設けることで、同期検波の位相同期を得ている。またこの伝搬路推定値には、検波されるパイロット信号の成分が含まれないため、該成分を別途に除去する必要がない。
【００５７】
図５は実施の形態によるＳＩＲ推定部のブロック図であり、このＳＩＲ推定部３２には、パイロット部同期検波結果のスロット内平均値Ｓを求めるスロット内平均部３２１と、その電力（Ｉ^２＋Ｑ^２）を求める２乗演算部３２２と、前記スロット内平均値Ｓからパイロット部同期検波結果を差し引く減算器３２５と、減算出力の電力を求める２乗演算部３２６と、該電力の加算平均（分散）Ｖを求める平均器３２７と、該分散Ｖの逆数を求める逆数器３２８と、前記スロット内平均電力に分散の逆数１／Ｖを乗算してＳＩＲ推定値を求める乗算器３２３と、該求めたＳＩＲ推定値と所定の基準ＳＩＲ値とを比較する比較部３２４とが含まれる。
【００５８】
動作を概説すると、送信電力制御はスロット単位で行うため、入力のパイロット部同期検波結果をスロット内平均した値を平均受信電力Ｓとする。また、平均受信電力Ｓと各受信電力との差を２乗した後にこれらを平均化することで、受信信号電力推定値の分散Ｖを求める。ＳＩＲ推定値は、平均受信電力Ｓを２乗して分散Ｖで除算することにより求め、これを基準ＳＩＲ値と大小比較することで、下りＴＰＣビットを作成する。
【００５９】
こうして得られたＳＩＲ推定値は雑音電力及び干渉電力のオフセットを受けないため、雑音電力や干渉電力が支配的になるような低ＳＩＲ時には、特にＳＩＲ推定値の精度が向上する。更に、このＳＩＲ推定値を利用して制御を行う送信電力制御の精度が向上し、受信特性、チャネル容量等のシステム性能が向上する。
【００６０】
図６は実施の形態によるＳＩＲ測定部のブロック図であり、このＳＩＲ測定部３３には、パイロット部同期検波結果のスロット内平均値Ｓを求めるスロット内平均部３３１と、該平均値Ｓの実部を抽出する実部抽出部（Ｒｅ［　］）３３２と、その出力を平均化する平均部３３３と、該平均出力の逆数を求める逆数器３３８と、前記平均出力につきＡＧＣゲインをキャンセルしてＳ測定値を形成するＡＧＣキャンセル部３３４と、前記スロット内平均値Ｓからパイロット部同期検波結果を差し引く減算器３３５と、該減算出力の電力を求める２乗演算部３３６と、その出力の加算平均（分散）Ｖを求める平均器３３７と、該分散Ｖに１／Ｓを乗算する乗算器３３９と、該乗算出力につきＡＧＣゲインをキャンセルしてＩ測定値を形成するＡＧＣキャンセル部３４０と、該Ｉ測定値の逆数を求める逆数器（１／）３４１と、前記Ｓ測定値とＩ測定値の逆数を乗算してＳＩＲ測定値を形成する乗算器３４３とが含まれる。
【００６１】
動作を概説すると、入力のパイロット部同期検波結果をスロット内平均した値につき実数部を取り出したものを平均化し、更にＡＧＣのゲインをキャンセルすることによりＳ測定値を求める。また、上記ＳＩＲ推定部３２におけると同様に求めた分散ＶをＳ測定値で除算し、更にＡＧＣのゲインをキャンセルすることによりＩ測定値を求める。そして、Ｓ測定値とＩ測定値の比Ｓ／ＩによりＳＩＲ測定値を求める。
【００６２】
上記ＳＩＲ推定値と同様に、得られたＳＩＲ測定値は雑音電力及び干渉電力のオフセットを受けないため、雑音電力や干渉電力が支配的になるような低ＳＩＲ時には、特にＳＩＲ測定値の精度が向上する。
【００６３】
図７は実施の形態によるフェージング周波数推定部のブロック図であり、このフェージング周波数推定部３１には、パイロット部遅延検波結果の周波数偏差を補正する周波数偏差補正部３１１と、該補正後出力の実部を抽出する実部抽出部（Ｒｅ［　］）３１２と、各実部を平均化する平均部３１３と、パイロット部同期検波結果の実部を抽出する実部抽出部（Ｒｅ［　］）３１４と、各実部を平均化する平均部３１５と、その逆数を求める逆数器（１／）３１６と、前記パイロット部遅延検波結果に基づく実部平均値に、前記パイロット部遅延検波結果に基づく実部平均値の逆数を乗算して、時間相関値を求める乗算器３１７と、得られた時間相関値から対応するフェージング周波数推定値ｆ_Ｄを求めるテーブル３１８とが含まれる。
【００６４】
ところで、今、パイロット受信信号をｓ（ｔ）、受信信号の複素共役をｓ’（ｔ）、τをスロット間隔（Ｔ_ｓｌｏｔ）、Ｒｅ　［　］を複素数の実数部、＜　＞を時間平均とすると、フェージングの時間相関値ρ（τ）は（８）式、
【００６５】
【数８】

【００６６】
で与えられる。また、Ｊ_０（　）を第１種０次のベッセル関数、ｆ_Ｄ　をフェージング周波数推定値とすると、フェージング時間相関値ρ（τ）の期待値は（９）式、
【００６７】
【数９】

【００６８】
で与えられることが知られている。
【００６９】
そこで、上記パイロット部遅延検波結果を周波数偏差補正した後に実部を取り出し、一定時間平均し、これをパイロット部同期検波結果に基づく平均受信電力推定値で規格化して時間相関値ρ（τ）を求める。時間相関値ρ（τ）の期待値Ｒは上記（９）式で表されるため、求めた時間相関値からテーブル３１８を用いてフェージング周波数推定値ｆ_Ｄを求めることが出来る。こうして、雑音電力や干渉電力のオフセットのないフェージング周波数推定値を求めることが出来る。
【００７０】
なお、上記本発明に好適なる実施の形態を述べたが、本発明思想を逸脱しない範囲内で各部の構成、制御、処理及びこれらの組み合わせの様々な変更が行えることは言うまでも無い。
【００７１】
【発明の効果】
以上述べた如く本発明によれば、受信信号電力推定値に加わる雑音及び干渉電力によるオフセットを除去することが出来る。また、ＳＩＲ推定値、ＳＩＲ測定値及びフェージング周波数推定値のオフセットも同様に除去することが出来、結果的に受信特性の向上を図ることが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理を説明する図である。
【図２】実施の形態による基地局受信部のブロック図である。
【図３】実施の形態による伝播路推定部及びパイロット同期検波部のブロック図である。
【図４】他の実施の形態による伝播路推定部及びパイロット同期検波部のブロック図である。
【図５】実施の形態によるＳＩＲ推定部のブロック図である。
【図６】実施の形態によるＳＩＲ測定部のブロック図である。
【図７】実施の形態によるフェージング周波数推定部のブロック図である。
【図８】Ｗ−ＣＤＭＡ上りリンクのフレームフォーマットを示す図である。
【図９】従来の伝播路推定部及びパイロット同期検波部のブロック図である。
【符号の説明】
１７　ＡＧＣ（Ａｕｔｏ　Ｇａｉｎ　Ｃａｎｃｅｌ）部
２０　サーチャ部
２１ａ，２１ｂ　フィンガ部
２２　パイロット部逆拡散部
２３　データ部逆拡散部
２４　伝搬路（チャネル）推定部
２５　スロット間遅延検波部
２６　パイロット部同期検波部
２７　データ部同期検波部
２８　フィンガ合成部
３１　フェージング周波数推定部
３２　ＳＩＲ推定部
３３　ＳＩＲ測定部
３４　誤り訂正部
３５　周波数偏差推定部
３６　送信電力制御（ＴＰＣ）ビット作成部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a CDMA receiver, and more particularly, to synchronously detect a plurality of received pilot signals using a channel estimation value (also referred to as a channel estimation value) obtained by averaging the plurality of received pilot signals. The present invention relates to a CDMA receiver having a function of estimating a received signal power based on a pilot part synchronous detection result.
[0002]
[Prior art]
In the CDMA (Code Division Multiple Access) system, reception quality is improved by using a RAKE receiver using path diversity in addition to antenna diversity reception. FIG. 8 shows a W-CDMA uplink frame format. In the figure, a data symbol, a pilot symbol, and a control symbol are multiplexed by channelization codes orthogonal to each other with respect to the I axis and Q axis of QPSK modulation, and further multiplied by a channel-specific scrambling code.
[0003]
The receiver of the base station despreads the pilot symbol by multiplying each of the plurality of delay wave timings detected by the searcher by the spreading code and the channelization code, and further cancels the known pilot pattern to thereby reduce the propagation path. A component is extracted, and a weighted average between symbols and between slots is used to obtain a channel (channel) estimate. On the other hand, the data symbols despread in the same manner are phase-compensated (synchronous detection) by the above-mentioned channel estimation value, are then finger-synthesized, and further undergo decoding processing such as error correction, thereby obtaining a data reception sequence. .
[0004]
In addition, as an essential technology of the CDMA system, there is a so-called transmission power control for remotely controlling power on a transmission side to keep reception quality constant. The transmission power control is performed by using an estimated value of a reception SIR (Signalto Interference Ratio). For example, in the case of an uplink signal, if the SIR estimation value at the base station is larger or smaller than the target SIR, a transmission power control (TPC: Transmission Power Control) bit for decreasing or increasing the transmission power of the terminal by a fixed power is downlinked. Embed in the signal and transmit. The mobile terminal receives and demodulates the TPC bit, and increases or decreases the transmission power according to the result. Since the transmission power control needs to follow a rapid change in the state of the propagation path, SIR estimation is performed for each slot to generate a TPC bit.
[0005]
In the conventional SIR estimating apparatus, after phase compensation and frequency deviation compensation of pilot symbols after despreading using the above propagation path estimation values, the in-slot average value of a signal obtained by finger-synthesizing these is used to estimate received signal power. The interference power estimation value (I value) is obtained by dividing the value (S value) and the intra-slot dispersion value by the S value. Among these, it can be considered that the S value fluctuates instantaneously, while the I value does not fluctuate instantaneously. Therefore, the I value is further averaged for a certain period. The ratio between the S value and the I value thus obtained is the SIR estimated value.
[0006]
Further, a base station receiver conforming to the W-CDMA system has a function of reporting an average SIR over a relatively long period as an SIR measurement value to an upper layer. In this case, the ratio between the S value and the I value obtained by averaging the S values between the slots is used as the SIR measurement value.
[0007]
Further, the propagation path in mobile communication becomes a multipath propagation path because it is reflected, diffracted, and scattered by buildings and the like around the terminal, and a large number of waves arriving from various directions interfere with each other around the terminal. When the terminal moves in such an environment, the received wave randomly fluctuates in phase and amplitude. A signal transmitted from a terminal also undergoes the same fluctuation. This is called fading, and the fading frequency indicating the degree of the variation depends on the moving speed of the terminal.
[0008]
Since the optimal weight coefficient in the channel estimation device depends on the fading frequency, the reception characteristic can be improved by estimating the fading frequency and feeding it back to the weight coefficient. The fading frequency can be estimated by calculating the time correlation value of the pilot symbol. Specifically, a time correlation value can be obtained by performing delay detection with a fixed time difference after averaging pilot symbols and normalizing using a received signal power estimated value. Since the time correlation value is expressed as a Bessel function using the fading frequency as a variable, the fading frequency can be obtained by performing an inverse calculation from the time correlation value.
[0009]
Conventionally, a channel (propagation path) is estimated for each slot by averaging a plurality of pilot symbols in a slot, and a channel estimation value obtained by weighting and adding these between a plurality of slots is used for synchronous detection and transmission of data symbols. A device used for power control is known (for example, Patent Document 1). Conventionally, SIR estimation and fading frequency estimation using a received signal power estimation value using pilot symbols are known (for example, Patent Documents 2 and 3). In view of the above technical background, the problems of the related art will be specifically described below.
[0010]
FIG. 9 is a block diagram of a conventional example of a propagation path estimating unit and a pilot synchronous detection unit. The synchronous detection of a pilot symbol is performed using a propagation path estimation value obtained based on an average of a pilot symbol sequence, and the detection output is obtained. The case where the received signal power estimated value is obtained by averaging is shown.
[0011]
In the figure, reference numeral 24 denotes a propagation path estimating unit for obtaining a propagation path (channel) estimation value based on the despread pilot symbol sequence, which multiplies the despread pilot symbol sequence by a known pilot pattern. A multiplier 241 for canceling the pilot pattern by using a pilot symbol sequence, an accumulator (Tsym) 242 for performing intra-slot addition (averaging) of the pilot symbol sequence whose pattern has been canceled, and a latch (LTH) 243 for holding the intra-slot addition result. , A delay element (Tslot) 244 that delays the latch output by one slot, a weight coefficient selection table 245 that outputs a corresponding weight coefficient set w based on the input fading frequency estimated value f _D , A multiplier 246 for multiplying by a weight coefficient and a multiplier corresponding to the input frequency deviation estimated value Δf A frequency deviation correction amount control unit 247 that generates a wave number deviation correction amount, a multiplier 248 that multiplies each delay output by each correction amount, and an adder 249 that adds each delay output after the weighting and frequency deviation correction are added. included.
[0012]
Reference numeral 56 denotes a pilot synchronous detector for synchronously detecting a pilot symbol to be detected based on the propagation path estimation value. The pilot synchronous detector 56 includes a delay circuit 561 for delaying the pilot symbol sequence after pattern cancellation by two slots, A complex conjugator (conj) 562 that obtains a complex conjugate of the channel estimation value and a multiplier 563 that performs synchronous detection by multiplying the delayed pilot symbol by the complex conjugate of the propagation channel estimation value are included.
[0013]
Although not shown, a pilot signal of each detection output is finger-synthesized, and the synthesized output (ie, pilot part synchronous detection result) is averaged to obtain a reception signal for use in SIR estimation and fading frequency estimation. Power estimates have been obtained.
[0014]
[Patent Document 1]
JP-A-10-51424 (Embodiment 1, FIGS. 1 and 3).
[0015]
[Patent Document 2]
JP-A-10-247894 (column 2, lines 42 to 49, FIG. 10)
[0016]
[Patent Document 3]
JP 2001-358621 A (column 3, line 45 to column 5, line 32, FIG. 1)
[0017]
[Problems to be solved by the invention]
However, since the channel estimation value according to the conventional method includes a pilot symbol component to be detected, the received signal power estimation value obtained for the pilot symbol after detection includes not only the original signal component but also the self-signal component. The noise power component and the interference power component due to the correlation are added, and these components cannot be completely suppressed by the averaging, and there is a problem that an offset proportional to the sum of the noise power and the interference power occurs. . Here, "offset" means that an ideal average value (expected value) deviates from a true value. Hereinafter, this will be described in detail.
[0018]
Now, a k-th symbol of the pilot signal r _k despread and pattern canceled (1),
[0019]
(Equation 1)

[0020]
far. Here, it is assumed that s represents a signal component and does not change between symbols. N represents a noise component. The intra-slot channel estimation value ξ is obtained by averaging the values. For example, when averaging K symbols with equal weights, Equation (2) is used.
[0021]
(Equation 2)

[0022]
Can be represented by On the other hand, the synchronous detection result of the pilot symbol of the m-th symbol using the channel estimation value ξ is given by the following equation (3).
[0023]
[Equation 3]

[0024]
Can be represented by Here, * represents a complex conjugate. S represents signal power, and S = | s | ² . Further, when these are finger-combined and the average of the detection results is obtained, the following equation (4) is obtained.
[0025]
(Equation 4)

[0026]
It becomes. However, equation (5)
[0027]
(Equation 5)

[0028]
Was used. Here, E [d _m] represents averaging, also N is the average noise power.
[0029]
In the above equation (4), the expected value of the received signal power is the signal power S, but the offset N / K is added. When the number K of symbols for averaging is large, the offset is small, but when the number K of averaged symbols is small, the difference from the expected result increases. For this reason, the SIR estimation value, the SIR measurement value, and the fading frequency estimation value have a problem that an offset similarly occurs.
[0030]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above-described problems of the related art, and has as its object to provide a CDMA receiving apparatus capable of removing an offset due to noise and interference power added to a received signal power estimation value. .
[0031]
[Means for Solving the Problems]
The above problem is solved by, for example, the configuration of FIG. That is, the CDMA receiver of the present invention (1) performs synchronous detection on the plurality of received pilot signals (for example, received pilot symbols) using the propagation path estimation value obtained by averaging the received pilot signals, and obtains A CDMA receiver provided with a function of estimating a received signal power based on a pilot detection result of the pilot section, wherein at least one of the plurality of received pilot signals is obtained from the propagation path estimation value used for synchronous detection of one received pilot signal. The synchronous detection is performed by using the one from which the component of the one received pilot signal is removed.
[0032]
In the present invention (1), since synchronous detection is performed using a signal obtained by removing at least a pilot signal component to be detected from a channel estimation value, interference power and noise power components due to autocorrelation between interference and noise are removed. Can be obtained, and an average of the output can be used to obtain a received signal power estimated value without offset. Hereinafter, this will be described in detail.
[0033]
When performing synchronous detection from the propagation path estimation value ξ after removing the pilot signal r _m is detected, the synchronous detection result (6),
[0034]
(Equation 6)

[0035]
Is represented by When this detection result d'm is averaged, equation (7) gives:
[0036]
(Equation 7)

[0037]
It can be seen that the term of the average noise power N disappears from the average value.
[0038]
Incidentally, the minute that is a (K-1) / K times the signal power S can erase by appropriately adjusting the weighting factor w _k. Therefore, an offset component due to noise can be removed from the synchronous detection result.
[0039]
The method of averaging the plurality of received pilot signals (received pilot symbols) includes a method of simply accumulating K elements, a method of multiplying the accumulated addition result by 1 / K to obtain an average value, Various other averaging methods such as a method of weighting and adding K elements or a method of obtaining a square root of a sum of squares of each element are included.
[0040]
In the present invention (2), in the above present invention (1), the propagation path estimation value is obtained by weighting and adding M received pilot signals before and after excluding the one received pilot signal to be detected. . Therefore, the channel estimation value in this case does not originally include the component of the pilot signal to be detected, so that it is not necessary to separately remove the component.
[0041]
In the present invention (3), according to the present invention (1) or (2), the SIR estimation value for obtaining the SIR estimation value by dividing the square of the average value in the slot by the variance value for a plurality of pilot part synchronous detection results. Means.
[0042]
According to the present invention (3), the SIR estimation value thus obtained does not receive the offset of the noise power and the interference power, and therefore, especially at the time of low SIR where the noise power and the interference power are dominant, especially the SIR estimation value The accuracy of is improved. Further, the accuracy of transmission power control for performing control using the SIR estimated value is improved, and system performance such as reception characteristics and channel capacity is improved.
[0043]
In the present invention (4), according to the present invention (1) or (2), for a plurality of pilot part synchronous detection results, the result of AGC cancellation of the square of the average value is the S measurement value, and the variance value is the variance value of the average value. The apparatus is provided with SIR measuring means for dividing the value obtained by dividing by the square and canceling AGC as an I measurement value, and dividing the S measurement value by the I measurement value to obtain an SIR measurement value.
[0044]
According to the present invention (4), the SIR measurement value thus obtained does not receive the offset of the noise power and the interference power, and therefore, especially at the time of low SIR where the noise power and the interference power are dominant, especially the SIR measurement value The accuracy of is improved.
[0045]
In the present invention (5), in the present invention (1) or (2), a time correlation value obtained by delay-detecting an average value of a plurality of received pilot signals, and performing maximum ratio combining and time averaging is: It is provided with a fading frequency estimating means for estimating a fading frequency by normalizing with a received signal power estimated value obtained based on a plurality of pilot part synchronous detection results.
[0046]
According to the present invention (5), the time correlation value based on the received pilot signal is normalized by the received signal power estimated value obtained based on the pilot part synchronous detection result, so that the fading frequency without offset of noise power or interference power is used. An estimate is obtained.
[0047]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. Note that the same reference numerals indicate the same or corresponding parts throughout the drawings.
[0048]
FIG. 2 is a block diagram of a base station receiving unit according to the embodiment, and shows an example of application to a W-CDMA system. In the figure, 11 is an antenna, 12 is a band-pass filter (BPF), 13 is a frequency converter (mixer), 14 is a local oscillator, 15 is a (π / 2) phase shifter, 16 is a low-pass filter (LPF), 17 Is an AGC (Auto Gain Cancel) unit, 18 is an A / D converter, 20 is a searcher unit, 21a and 21b are finger units, 22 is a pilot despreading unit, 23 is a data despreading unit, and 24 is a propagation path ( Channel) estimator, 25 is an inter-slot delay detector, 26 is a pilot synchronous detector, 27 is a data synchronous detector, 28 is a finger combiner, 31 is a fading frequency estimator, 32 is an SIR estimator, and 33 is An SIR measuring section, 34 is an error correction section for demodulated data, 35 is a frequency deviation estimating section, and 36 is a transmission power control (TPC) bit creating section.
[0049]
The signal received by the antenna 11 is frequency-converted into a complex baseband signal, amplitude-adjusted by the AGC 17, A / D-converted, and input to the finger units 21 a and 21 b and the searcher unit 20. The searcher unit 20 obtains a correlation value between the digital complex signal and the reference code, determines a despreading timing corresponding to each path, and adds it to the finger units 21a and 21b.
[0050]
In the finger section 21a, the pilot section despreading section 22 multiplies the scrambling code and the channelization code for each pilot section in accordance with the timing detected by the searcher 20, integrates within the same symbol, and obtains a pilot symbol sequence. In the data part despreading part 23, the scrambling code and the channelization code are multiplied according to the timing detected by the searcher 20 for each data part, and integrated in the same symbol to obtain a data symbol sequence.
[0051]
In propagation path (channel) estimation unit 24, after the pilot symbol sequence with slots in the addition (averaging), weighted according to the fading frequency f _D between the slots, and performs phase compensation in accordance with the frequency deviation Delta] f, These are added to obtain a propagation path estimation value. The inter-slot delay detection unit 25 performs inter-slot delay detection based on the input pilot symbol sequence. The pilot section synchronous detection section 26 performs synchronous detection of each pilot symbol using the propagation path estimation value. The data part synchronous detection unit 27 performs synchronous detection of each data symbol using the propagation path estimation value.
[0052]
Each of the detection outputs is finger-combined by a finger combining unit 28, and the delay detection result of the pilot unit is applied to a fading frequency estimating unit 31 and a frequency deviation estimating unit 35, and the synchronization detection result of the pilot unit is compared with a fading frequency estimating unit. 31, the SIR estimating unit 32 and the SIR measuring unit 33, and the data synchronous detection result (demodulated data) is applied to the error correcting unit. The details of the fading frequency estimating unit 31, the SIR estimating unit 32, and the SIR measuring unit 33 will be described later.
[0053]
FIG. 3 is a block diagram of the propagation path estimation unit and the pilot synchronous detection unit according to the embodiment. In the figure, the propagation path estimation unit 24 may be the same as that described in FIG. On the other hand, the pilot synchronous detector 26 includes a delay circuit 261 for two slots, a multiplier 262 for multiplying the pilot symbol to be detected by the weight coefficient w ₀ and the phase compensation information exp (jθ ₀ ), and a signal after the correction. A subtractor 263 for subtracting (removing) a pilot symbol signal component from the propagation path estimation value, a complex conjugator (conj) 264 for obtaining a complex conjugate of the subtraction output, and a pilot symbol signal component after the correction is And a multiplier 265 for synchronous detection.
[0054]
The pilot synchronous detection unit 26 performs synchronous detection after excluding a pilot symbol to be detected multiplied by a weight coefficient w ₀ and a frequency deviation correction term exp (jθ ₀ ) from the propagation path estimation value. As a result, the detected pilot symbol component is removed from the channel estimation value, so that interference power and noise power components due to autocorrelation between interference and noise can be removed. Also, an average of the received signal power without offset can be obtained by averaging the respective synchronous detection results.
[0055]
FIG. 4 is a block diagram of a propagation path estimating unit and a pilot synchronous detection unit according to another embodiment. Weighted addition of the preceding and following M pilot signals excluding the pilot signal to be detected forms a propagation path estimation value. Shows the case. Compared with the propagation path estimating section 24 in FIG. 3, the propagation path estimating section 24 'eliminates the cumulative addition section (Tsym) 242 for performing the in-slot addition (averaging) of the pilot symbol sequence, and thus the detection is performed. A different channel estimation value is obtained for each pilot symbol to be used. Further, since the pilot symbol output of the central delay element in symbol delay section 244 is not input to adder 249, this propagation path estimation value does not include the component of the pilot signal originally detected.
[0056]
In the pilot synchronous detector 26 ', a delay element (Tsym) 266 for M symbols is provided here to obtain phase synchronization of synchronous detection. Further, since the channel estimation value does not include the component of the pilot signal to be detected, it is not necessary to separately remove the component.
[0057]
FIG. 5 is a block diagram of the SIR estimating unit according to the embodiment. The SIR estimating unit 32 includes an intra-slot averaging unit 321 for obtaining an intra-slot average value S of the pilot synchronous detection result, and its power (I ² + Q). ² ), a subtractor 325 for subtracting the pilot synchronous detection result from the in-slot average S, a square calculator 326 for obtaining the power of the subtraction output, and an averaging (variance) of the power. A) an averager 327 for finding V, a reciprocal unit 328 for finding the reciprocal of the variance V, a multiplier 323 for multiplying the average power in the slot by the reciprocal 1 / V of the variance to obtain an SIR estimate. A comparison unit 324 that compares the SIR estimated value with a predetermined reference SIR value is included.
[0058]
To summarize the operation, since the transmission power control is performed on a slot basis, a value obtained by averaging the input pilot part synchronous detection results in the slot is set as the average received power S. In addition, the difference between the average received power S and each received power is squared and then averaged to obtain the variance V of the received signal power estimated value. The estimated SIR value is obtained by squaring the average received power S and dividing by the variance V, and comparing this with the reference SIR value to generate a downlink TPC bit.
[0059]
Since the SIR estimation value thus obtained does not receive the offset of the noise power and the interference power, the accuracy of the SIR estimation value is particularly improved at a low SIR where the noise power and the interference power are dominant. Further, the accuracy of transmission power control for performing control using the SIR estimated value is improved, and system performance such as reception characteristics and channel capacity is improved.
[0060]
FIG. 6 is a block diagram of the SIR measuring section according to the embodiment. The SIR measuring section 33 includes an intra-slot averaging section 331 for obtaining an intra-slot average value S of the pilot synchronous detection result, and an actual value of the average value S. A real part extraction unit (Re []) 332 for extracting the part, an averaging unit 333 for averaging the output, a reciprocal unit 338 for obtaining the reciprocal of the average output, and an AGC gain canceling for the average output to cancel S An AGC cancel unit 334 for forming a measured value, a subtractor 335 for subtracting the pilot synchronous detection result from the in-slot average value S, a square operation unit 336 for obtaining the power of the subtracted output, and an averaging of the output ( An averager 337 for obtaining the variance V, a multiplier 339 for multiplying the variance V by 1 / S, and an AGC for canceling the AGC gain for the multiplied output and forming an I measurement value It includes a canceling unit 340, a reciprocal unit (1 /) 341 for calculating the reciprocal of the I measurement value, and a multiplier 343 for multiplying the S measurement value and the reciprocal of the I measurement value to form an SIR measurement value.
[0061]
An outline of the operation is as follows. A value obtained by extracting the real part from the value obtained by averaging the synchronous detection result of the input pilot part in the slot is averaged, and the SGC value is obtained by canceling the AGC gain. Further, the variance V obtained in the same manner as in the SIR estimator 32 is divided by the S measurement value, and the IGC value is obtained by canceling the gain of the AGC. Then, the SIR measurement value is obtained from the ratio S / I of the S measurement value and the I measurement value.
[0062]
Similarly to the above-mentioned SIR estimation value, the obtained SIR measurement value does not receive the offset of the noise power and the interference power. Therefore, at the time of low SIR in which the noise power and the interference power are dominant, the accuracy of the SIR measurement value is particularly low. improves.
[0063]
FIG. 7 is a block diagram of the fading frequency estimating unit according to the embodiment. The fading frequency estimating unit 31 includes a frequency deviation correcting unit 311 that corrects the frequency deviation of the pilot part delay detection result, and the actual output of the corrected output. A real part extractor (Re []) 312 for extracting the real part, an averaging part 313 for averaging each real part, and a real part extractor (Re []) 314 for extracting the real part of the pilot synchronous detection result. An averaging unit 315 for averaging each real part, a reciprocal unit (1 /) 316 for obtaining the reciprocal thereof, a real part average based on the pilot part delay detection result, and a real part based on the pilot part delay detection result. by multiplying the reciprocal of the mean value, a multiplier 317 to obtain the time correlation value includes a table 318 to determine the fading frequency estimate f _D corresponding from the obtained time correlation value.
[0064]
By the way, assuming now that the pilot received signal is s (t), the complex conjugate of the received signal is s ′ (t), τ is the slot interval (T _slot ), Re [] is the real part of the complex number, and <> is the time average. , The fading time correlation value ρ (τ) is given by equation (8),
[0065]
(Equation 8)

[0066]
Given by If J ₀ () is the first-order zero-order Bessel function of the first kind and f _D is the fading frequency estimated value, the expected value of the fading time correlation value ρ (τ) is expressed by the following equation (9).
[0067]
(Equation 9)

[0068]
Is known to be given by
[0069]
Then, after correcting the frequency deviation of the pilot part delay detection result, the real part is taken out, averaged for a certain time, and this is normalized with the average received power estimation value based on the pilot part synchronous detection result to obtain the time correlation value ρ (τ). Ask. Since the expected value R of the time correlation value ρ (τ) is represented by the above equation (9), the fading frequency estimated value f _D can be obtained from the obtained time correlation value using the table 318. In this way, it is possible to obtain a fading frequency estimation value without offset of noise power or interference power.
[0070]
Although the preferred embodiments of the present invention have been described, it goes without saying that various changes in the configuration, control, processing, and combinations thereof can be made without departing from the spirit of the present invention.
[0071]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to remove an offset due to noise and interference power added to a received signal power estimated value. In addition, offsets of the SIR estimation value, the SIR measurement value, and the fading frequency estimation value can be similarly removed, and as a result, the reception characteristics can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating the principle of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of a base station receiving unit according to the embodiment.
FIG. 3 is a block diagram of a propagation path estimation unit and a pilot synchronous detection unit according to the embodiment.
FIG. 4 is a block diagram of a propagation path estimation unit and a pilot synchronous detection unit according to another embodiment.
FIG. 5 is a block diagram of an SIR estimating unit according to the embodiment.
FIG. 6 is a block diagram of an SIR measurement unit according to the embodiment.
FIG. 7 is a block diagram of a fading frequency estimating unit according to the embodiment.
FIG. 8 is a diagram illustrating a W-CDMA uplink frame format.
FIG. 9 is a block diagram of a conventional propagation path estimation unit and a pilot synchronous detection unit.
[Explanation of symbols]
17 AGC (Auto Gain Cancel) section 20 Searcher sections 21a, 21b Finger section 22 Pilot section despreading section 23 Data section despreading section 24 Propagation path (channel) estimating section 25 Inter-slot delay detecting section 26 Pilot section synchronous detecting section 27 Data Synchronous detection unit 28 Finger synthesis unit 31 Fading frequency estimation unit 32 SIR estimation unit 33 SIR measurement unit 34 Error correction unit 35 Frequency deviation estimation unit 36 Transmission power control (TPC) bit creation unit

Claims

CDMA having a function of synchronously detecting a plurality of received pilot signals using a propagation path estimation value obtained by averaging the plurality of received pilot signals, and estimating received signal power based on the obtained pilot part synchronous detection result In the receiving device,
Synchronous detection is performed using a signal obtained by removing at least one component of the one received pilot signal from the channel estimation value used for synchronous detection of one received pilot signal of the plurality of received pilot signals. CDMA receiver.

2. The CDMA receiver according to claim 1, wherein the propagation path estimation value is obtained by weighting and adding M reception pilot signals before and after excluding the one reception pilot signal to be detected.

3. The CDMA receiving apparatus according to claim 1, further comprising SIR estimating means for obtaining an SIR estimated value by dividing a square of an average value in a slot by a variance value for a plurality of pilot part synchronous detection results.

With respect to a plurality of pilot part synchronous detection results, a value obtained by AGC canceling the square of the average value is an S measurement value, a value obtained by dividing the variance value by the square of the average value, and a result of the AGC cancellation is obtained as an I measurement value. 3. The CDMA receiver according to claim 1, further comprising SIR measuring means for dividing the S measurement value by the I measurement value to obtain an SIR measurement value.

A time correlation value obtained by delay-detecting the average value of a plurality of received pilot signals and then performing maximum ratio combining and time averaging is normalized by a received signal power estimated value obtained based on a plurality of pilot part synchronous detection results. 3. The CDMA receiving apparatus according to claim 1, further comprising a fading frequency estimating means for estimating a fading frequency.