【０００１】
【発明に属する技術分野】
本発明は、送信機に関わり、特に送信機の高周波電力増幅器で生じる非線形歪みの補償方法に関わる。
【０００２】
【従来の技術】
送信機の高周波電力増幅器で生じる非線形歪みを補償するための歪み補償技術の従来例を図１によって説明する。図１は、従来の送信機の構成を示すブロック図である（例えば、特許文献１、非特許文献１、非特許文献２、非特許文献３、非特許文献４参照。）。
送信信号は、分配器 １ に入力し、遅延素子 ２ 、位相調整器 ３ 、利得調整器 ４ を通って電力増幅器（ ＰＡ ） ５ に入力する。ＰＡ ５ は、入力された送信信号を増幅し、方向性結合器 ６ を介して送信機から出力する。
また一方、分配器 １ は、入力された送信信号の一部を分配して、検波器 ７ に出力する。この分配された送信信号は、検波器 ７ から出力された後、Ａ／Ｄ 変換器 ８ を通り、デジタルデータに変換される。検波器 ７ は、入力された信号を包絡線検波する。
【０００３】
また、シンセサイザ １０ は所定の周波数の信号を生成し、ミキサ ９ に出力している。方向性結合器 ６ は、入力された送信信号の一部を分配して、ミキサ ９ に出力する。このとき、ミキサ ９ は、方向性結合器 ６ から入力された信号を、シンセサイザ １０ から入力された信号の周波数で復調する。即ち、ミキサ ９ は、シンセサイザ １０ からの周波数信号によって、方向性結合器 ６ から分波された信号を中間周波数に周波数変換して、帯域制限フィルタ（ ＢＰＦ：Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ ）１１ に出力する。ＢＰＦ １１ は、入力された信号から、所定の周波数の信号成分を抽出し、検波器 １２ に出力する。検波器 １２ は、ＰＡ ５ で発生した歪み成分の電力を検出し、検出された値の情報信号をＡ／Ｄ 変換器 １８ に出力する。Ａ／Ｄ 変換器 １８ は、入力された信号をデジタルデータに変換して演算器 １３ に出力する。
【０００４】
以下、歪み補償の制御方法を述べる。（例えば、特許文献１、非特許文献１、非特許文献２、非特許文献３、非特許文献４参照。）
位相調整器 ３ は、遅延素子 ２ から与えられる信号の位相を調整して利得調整器 ４ に出力する。このときの位相の調整量は、 Ｄ／Ａ 変換器 ６ によってアナログ信号に変換されたテーブル １４ の出力データによって制御される。
次に、利得調整器 ４ は、位相調整器 ３ から与えられる信号の利得を調整してＰＡ ５ に出力する。このときの利得の調整量は、 Ｄ／Ａ 変換器 ７ によってアナログ信号に変換されたテーブル １５ の出力データによって制御される。
【０００５】
この位相調整器 ３ 及び利得調整器 ４ は、テーブル １４ ，１５ の制御に応じて、 ＰＡ ５ で入力信号を増幅する際に発生する歪みと、同振幅で逆位相の歪みを入力信号に与え、電力増幅器で発生する歪みを相殺することによって、非線形補償を行うものである。
【０００６】
テーブル １４ ，１５ には、検波器 ７ で検波され、Ａ／Ｄ 変換器 ８ で取り込まれた包絡線信号のデータについて、信号レベルを複数の範囲に分割し、分割された範囲毎にアドレスが割り当てられ、そのアドレス毎にその信号レベルに応じた位相制御データ（テーブル １４ ）または振幅制御データ（テーブル １５ ）が記憶されている。
【０００７】
また、演算器 １３ にて摂動法を用いて学習し、検波器 １２ で検出される歪み成分の電力が小さくなるようにテーブル １４ ，１５ のデータを更新し、歪みが最小となる最適な値に順次書き替える。
テーブル １４ ，１５ のデータは、アドレス（信号レベル）全てについて摂動法で求めるのではなく、８ポイントの代表点にのみ摂動法を用いる。図２はその様子を説明する図である。横軸はアドレス、縦軸はテーブル値（制御データ）である。
【０００８】
今、テーブル １４ のアドレスを １ 〜 １０２４ と仮定し説明する。まず、アドレス １ 〜 １０２４ 番地を８ポイントで代表する。図２では、８ポイントの代表点とそれぞれの代表点のアドレスのテーブル値を黒丸（●）で示している。それらの代表点のアドレスのテーブル値（●）を歪みの電力を見ながら値を大きくしたり（図２中の↑（上矢印））、小さくしたり（図２中の↓（下矢印））して、歪みが小さくなった方に更新する。以下、他の代表点についても同様な操作を繰り返しおこない、テーブル内の制御データを最適化していく。また、テーブル １５ についても、同様であるので、説明を省略する。
【０００９】
なお、８ポイントの代表点以外のアドレスの制御データは、ＦＩＲ フィルタを用いて補間した値が更新される。このような代表点の制御を位相調整器 ３ に対応するテーブル １４ 、及び、利得調整器 ４ に対応するテーブル １５ に対して行い、計１６点のデータについて摂動法を用いて最適化する。
【００１０】
【特許文献１】
特開２００１−２６８１５０号公報（第１９−２２頁）
【非特許文献１】
瀬戸義隆他著、「適応プレディストータ型歪み補償電力増幅器（Ｉ）」社団法人電子情報通信学会、２００年３月７日、Ｐ５９６
【非特許文献２】
瀬戸義隆他著、「適応プレディストータ型歪み補償電力増幅器（ＩＩ）」社団法人電子情報通信学会、２００年３月７日、Ｐ５９７
【非特許文献３】
佐々敦他著、「アダプティブプリディストーション線形補償方式の一検討」社団法人電子情報通信学会、２００年３月７日、Ｐ５９８
【非特許文献４】
瀬戸義隆他著、「適応プレディストータ型歪み補償電力増幅器（ＩＩＩ）」社団法人電子情報通信学会、２００年９月７日、Ｐ４０６
【発明が解決しようとする課題】
従来の技術では、歪みの電力を小さくするように、８ポイントの代表点にアドレスのデータを摂動法にて計算し、振幅成分と位相成分の非線形補償を行っていた。この方法では、歪み補償の制御を精度良く行うためには少なくとも８つの代表点のデータの最適化が必要である。このため、収束時間がかかり、かつ、演算速度が遅くなる欠点があった。
また、この代表点を動かしたことによりどういう歪みが生成されるかが分からないとい欠点があった。即ち、８ポイントの代表点のうち、どれか１つの代表点のデータの値を更新することにより、３次、５次、７次、‥‥‥、Ｎ 次（ Ｎ は自然数）と高次にわたる歪みが生成される欠点があった。
本発明の目的は、上記のような欠点を除去し、高速化を達成するためにはポイント数の削減することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明の歪み補償方法は、３次歪だけを補償したい場合には、位相調整器、利得調整器にて３次の歪みしか生成しないようにテーブルの制御データを摂動法で更新するというように、補償する高次歪みに応じて位相及び振幅の制御データテーブルの値を更新するものである。
【００１２】
即ち、本発明の歪み補償方法は、電力増幅器の非線形歪みを補償するためのプリディストーション歪み補償方法において、Ｎ 次の高調波歪み（ Ｎ は、自然数）それぞれについて独立な係数を取得し、取得されたそれぞれの係数によってそれぞれの高調波歪み成分を生成し、生成された高調波歪み成分に基いて前記電力増幅器の非線形歪みを補償する特徴とする歪み補償方法。
また、本発明の歪み補償方法の係数は、Ｎ 次の高調波歪みそれぞれについて、位相と振幅をそれぞれ独立に取得することものである。
【００１３】
また、本発明の送信機は、入力信号を分配する第１の分配器と、第１の分配器と結合し分配された信号の１つの電力を検出する第１の検波器と、第１の分配器と結合し分配された信号の他の１つの位相と振幅を制御する調整部と、調整器と結合し位相と振幅を調整された信号を増幅して送信する電力増幅器と、電力増幅器の信号の一部を取り出す方向性結合器と、方向性結合器によって取り出された信号を復調する復調部と、復調部によって復調された信号から所定の周波数帯の信号を抽出する帯域制限フィルタと、抽出された信号の電力を検出する第２の検波器と、第２の検波器が検出した値に応じて Ｋ 次までの高調波（ Ｋ は、自然数）の歪み係数をそれぞれ生成する演算器と、演算器と第１の検波器と結合し第１の検波器の検出した値と Ｋ 次までの高調波の歪み係数とによって Ｋ 次までの高調波の歪み成分をそれぞれ生成する高調波独立演算部とを備え、調整部は高調波独立演算部に結合され、生成された歪み成分に基いて入力信号に電力増幅器が発生する歪み成分を相殺するための逆歪み成分を加えることによってプリディストーション歪み補償を行うものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施例を ＯＦＤＭ 波で説明する。
キャリア帯 ＯＦＤＭ 信号は、式（１） と表すことができる。
【数１】
ここで、Ａ（ｔ） は瞬時の振幅、θ（ｔ） は瞬時の位相である。
【００１５】
振幅情報（瞬時の振幅）Ａ（ｔ） の確率密度関数 ｆＡ（ Ａ（ｔ） ） はよく知られる Ｒａｙｌｅｉｇｈ 分布を示し、次の式（２） と表すことができる。
【数２】
ここで、σは、信号の分散値である。
【００１６】
また、位相の確率密度関数 ｆθ（ θ（ｔ） ）の分布は一様分布であり、式（３） となる。
【数３】
【００１７】
今、簡単のため、信号の分散値σ＝１と仮定すると式（２） より、次の式（４）
が得られる。
【数４】
【００１８】
式（１） の原信号を３乗して得られる Ａ３（ｔ） を振幅とする信号は、３次高調波と共に原信号成分も含む。その大きさを求めるため、その相関係数η１を次の式（５） により求める。
【数５】
このように、 Ａ３（ｔ） を振幅とする信号には大きさ“ ２ ”の原信号が含まれることが分かる。
【００１９】
これを差し引いたもの、即ち、式（６） は、３次高調波のみを含む信号となる。
【数６】
【００２０】
式（６） の分散は、√２であることが知られている。このことから、分散値σ＝１の３次高調波は式（７） に示すようになる。
【数７】
【００２１】
同様に分散値σ＝１の５次高調波は、式（８） に示すようになる。
【数８】
【００２２】
上記式（７） は、３次の高調波の振幅を表し、式（８） は、５次の高調波の振幅を表す。同様に、次の式（９） は、３次の高調波の位相を表し、式（１０） は、５次の高調波の位相を表す。
【００２３】
以上のことから、テーブルのデータの中身を上記式（７） 、式（８） に基づいて更新すれば、所望の次数の歪みだけを生成することができ、各高調波毎に独立に位相と振幅の制御が可能となる。
【００２４】
本発明の具体的な実現方法の一実施例を図３によって説明する。図３は、本発明の送信機の一実施例の構成を示すブロック図である。
送信信号は、分配器 １ に入力し、遅延素子 ２ 、位相調整器 ３ 、利得調整器 ４ を通って ＰＡ ５ に入力する。ＰＡ ５ は、入力された送信信号を増幅し、方向性結合器 ６ を介して送信機から出力する。
また一方、分配器 １ は、入力された送信信号の一部を分配して、検波器 ７ に出力する。検波器 ７ は、この分配された送信信号を包絡線検波し、Ａ／Ｄ 変換器 ８ に出力する。Ａ／Ｄ 変換器 ８ は、入力された信号をデジタルデータに変換して高調波独立演算部 ３２ に出力する。
【００２５】
また、シンセサイザ １０ は所定の周波数の信号を生成し、ミキサ ９ に出力している。方向性結合器 ６ は、入力された送信信号の一部を分配して、ミキサ ９ に出力する。このとき、ミキサ ９ は、シンセサイザ １０ からの周波数信号によって、方向性結合器 ６ から分波された信号を中間周波数に周波数変換して、ＢＰＦ１１ に出力する。ＢＰＦ １１ は、入力された信号から、所定の周波数の信号成分を抽出し、検波器 １２ に出力する。検波器 １２ は、ＰＡ ５ で発生した歪み成分の電力を検出し、検出された値の情報信号をＡ／Ｄ 変換器 １８ に出力する。Ａ／Ｄ 変換器１８ は、入力された信号をデジタルデータに変換して演算器 ３３ に出力する。
演算器 ３３ は、３次振幅歪み係数 ａ３ 、５次振幅歪み係数 ａ５ 、３次位相歪み係数 ｂ３ 、及び、５次位相歪み係数 ｂ５ を算出し、高調波独立演算部 ３２ にそれぞれ出力する。
【００２６】
ここで、３次振幅歪み係数 ａ３ は、式（７） 全体に掛かる係数であり、５次振幅歪み係数 ａ５ は、式（８） 全体に掛かる係数である。また、３次位相歪み係数 ｂ３ は、式（７） 全体に掛かる係数であり、５次位相歪み係数 ｂ５ は、式（８） 全体に掛かる係数である。
【００２７】
次に、３次歪み成分と５次歪み成分とを生成する過程を図３と図４を使って説明する。図４は、図３の高調波独立演算部 ３２ の内部構成の一実施例である。
まず、３次歪み成分を作る過程を説明する。
Ａ／Ｄ 変換器 ８ の出力データは、高調波独立演算部 ３２ の入力端子 ４１ を介して自乗器 ４２ に与えられる。自乗器 ４２ は、入力データの自乗値を出力し、加算器 ４６ に与える。加算器 ４６ は、入力されたデータに“ −２ ”を加算し乗算器 ４８ と乗算器 ５１ とにそれぞれ出力する。
【００２８】
入力端子 ５３ は、演算器 ３３ から出力される３次振幅歪み係数 ａ３ を入力し、乗算器 ４８ に与える。入力端子 ５４ は、演算器 ３３ から出力される５次振幅歪み係数 ａ５ を入力し、乗算器 ４７ に与える。また、入力端子 ５５ は、演算器 ３３ から出力される３次位相歪み係数 ｂ３ を入力し、乗算器 ５１ に与える。入力端子 ５６ は、演算器 ３３ から出力される５次位相歪み係数 ｂ５ を入力し、乗算器 ５０ に与える。
乗算器 ４８ は、加算器 ４６ の出力データに演算器 ３３ が計算した３次振幅歪み係数 ａ３ を掛けた値を３次歪み振幅成分として、加算器 ４９ に出力する。加算器５１ は、加算器 ４６ の出力データに演算器 ３３ が計算した３次位相歪み係数 ｂ３ を乗算した値を３次歪み位相成分として、加算器 ５２ に出力する。
【００２９】
次に、５次歪み成分を作る過程を説明する。
Ａ／Ｄ 変換器 ８ の出力データは、３次歪み成分を作る過程で説明したように、高調波独立演算部 ３２ の入力端子 ４１ を介して自乗器 ４２ に与えられる。自乗器４２ は、入力データの自乗値を出力し、乗算器 ４３ と自乗器 ４４ にもそれぞれ与える（３次歪み成分を作る過程では、加算器 ４６ に与えている。）。
【００３０】
また、乗算器 ４３ は、入力されたデータに“ −６ ”を加算し、加算器 ４５ に出力する。また、自乗器 ４４ も、入力されたデータを自乗して、加算器 ４５ に出力する。
加算器 ４５ は、乗算器 ４３ の出力データ、乗算器 ４４ の出力データ、及び“ ＋６ ”を加算し、乗算器 ４７ と乗算器 ５０ とにそれぞれ出力する。
乗算器 ４７ は、加算器 ４５ の出力データに演算器 ３３ が計算した５次振幅歪み係数 ａ５ を掛けた値を５次歪み振幅成分として、加算器 ４９ に出力する。加算器５０ は、加算器 ４５ の出力データに演算器 ３３ が計算した５次位相歪み係数 ｂ５ を乗算した値を５次歪み位相成分として、加算器 ５２ に出力する。
【００３１】
加算器 ４９ は、３次歪み振幅成分（加算器 ４８ の出力）と５次歪み振幅成分（加算器 ４７ の出力）とを加算して、加算された振幅歪み成分を出力端子 ５７ を介してメモリ ３５ に出力する。また、加算器 ５２ は、３次歪み位相成分（加算器 ５１ の出力）と５次歪み位相成分（加算器 ５０ の出力）とを加算して、加算された位相歪み成分を出力端子 ５８ を介してメモリ ３４ に出力する。
【００３２】
メモリ ３４ は、加算器 ５２ から入力された位相歪み成分によってデータを更新し、更新されたデータを Ｄ／Ａ 変換器 １６ に出力する。この更新されたデータは、例えば、ＰＡ ５ から生じる位相歪み成分と逆位相の歪み量である。
Ｄ／Ａ 変換器 １６ は、入力されたデジタルデータをアナログ値に変換して位相調整器 ３ の位相制御データとして、位相調整器 ３ に出力し、位相調整器 ３ は、遅延素子 ２ から入力される信号の位相を調整して利得調整器 ４ に出力する。
【００３３】
また同様に、メモリ ３５ は、加算器 ４７ から入力された振幅歪み成分によってデータを更新し、更新されたデータを Ｄ／Ａ 変換器 １７ に出力する。この更新されたデータは、例えば、ＰＡ ５ から生じる振幅歪み成分と逆特性の歪み量である。
Ｄ／Ａ 変換器 １７ は、入力されたデジタルデータをアナログ値に変換して利得調整器 ４ の利得制御信号として、利得調整器 ４ に出力し、利得調整器 ４ は、位相調整器 ３ から入力される信号の振幅を調整して ＰＡ ５ に出力する。
【００３４】
ここで、電力増幅器で発生する振幅歪みと位相ひずみは互いに直交していると考えられるので、利得調整器と位相調整器の制御電圧を同様な制御で可能としている。また、本発明の実施例では、演算器で摂動法により計算する部分は、３次振幅歪み係数 ａ３ 、５次振幅歪み係数 ａ５ 、３次位相歪み係数 ｂ３ 、及び、５次位相歪み係数 ｂ５ の４つであり、これらは歪みの電力が最小の値となるように計算される。
【００３５】
上述のように、従来の歪み補償方法のデータ数１６ヶに比して、本発明で扱うデータ数は１／４に減り、収束時間の向上につながる。また、３次振幅歪み係数はあくまでも３次振幅歪み成分にのみ影響しており、５次振幅歪みには影響しない（独立している）。同様に、３次位相歪み係数と５次位相歪み係数も互いに独立している。
【００３６】
図３では５次歪みまでの構成を示したが、Ｎ 次の高調波歪みそれぞれを考慮した場合でも同様にして Ｎ 次の高調波毎に独立した制御が可能である。
また、図３では、位相調整器と利得調整器と別々に備えているが、位相調整器と利得調整器の両方の機能を備えるベクトル調整器のような調整部を使用しても良い。
【００３７】
上記式（７） と式（８） を用いてシミュレーションした結果を図５〜図８に示す。図５〜図８は、本発明の歪み成分生成のシミュレーションの一例を示す図。
図５〜図８は、図３の ＰＡ ５ に入力される信号をシミュレーションした図で、横軸が中心周波数からのずれ量（単位：ＭＨｚ 、０ ＭＨｚ が中心周波数）、縦軸が信号レベル量（単位：ｄＢ ）である。
図５は、３次歪み成分のみ（ ＩＭ３ ＝ −３０ ｄＢ（ ａ３≒０．０３ ）、ＩＭ５ ＝ −９０ ｄＢ（ ａ５≒０．００ ））を生成した場合のシミュレーション図、図６は、５次歪み成分のみ（ ＩＭ３ ＝ −９０ ｄＢ（ ａ３≒０．００ ）、ＩＭ５ ＝ −３０ ｄＢ（ ａ５≒０．０３ ））を生成した場合のシミュレーション図である。また、図７と図８は、３次歪み成分と５次歪み成分を実際に近い状態の場合のシミュレーション図である。図７は、ＩＭ３ ＝ −３０ ｄＢ（ ａ３≒０．０３ ）、ＩＭ５ ＝ −４０ ｄＢ（ ａ５≒０．０１ ）、図８は、ＩＭ３ ＝ −３０ｄＢ（ ａ３≒０．０３ ）、ＩＭ５ ＝ −３０ ｄＢ（ ａ５≒０．０３ ）の図である。
このことから実際の値にほぼ近い歪み成分が生成されて、その逆補償が可能であることが分かる。
【００３８】
上記実施例のでは、先に位相を調整してから振幅を調整した信号を ＰＡ に出力しているが、振幅を先に調整してから位相を調整した信号を ＰＡ に出力しても良い。
また、図４において、Ａ／Ｄ 変換器 ８ から高調波独立演算部 ３２ に入力されたデータは、先ず自乗器 ４２ で自乗されているが、図３において、検波器 ７ が包絡線検波ではなく、振幅自乗検波を行なうのであれば、自乗器 ４２ を省略することができる。
【００３９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、演算するパラメータ数が１６ポイントから４ポイントに削減され、収束時間が短縮する。また、３次歪み、５次歪み、‥‥‥、Ｎ 次歪みをそれぞれ独立に制御することが可能であり、最適値を求め易く補償精度が向上し、かつ、収束時間が短縮する。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の送信機の構成を示すブロック図。
【図２】従来の摂動法を用いて補償テーブルの更新方法を説明する図。
【図３】本発明の送信機の一実施例の構成を示すブロック図。
【図４】本発明の高調波独立演算部の一実施例の構成を示すブロック図。
【図５】本発明の歪み成分生成のシミュレーションの一例を示す図。
【図６】本発明の歪み成分生成のシミュレーションの一例を示す図。
【図７】本発明の歪み成分生成のシミュレーションの一例を示す図。
【図８】本発明の歪み成分生成のシミュレーションの一例を示す図。
【符号の説明】
１：分配器、 ２：遅延素子、 ３：位相調整器、 ４：利得調整器、 ５：ＰＡ、６：方向性結合器、 ７：検波器、 ８：Ａ／Ｄ 変換器、 ９：ミキサ、 １０：シンセサイザ、 １１：ＢＰＦ、 １２：検波器、 １３：演算器、 １４，１５：テーブル、 １６，１７：Ｄ／Ａ 変換器、 ３２：高調波独立演算部、 ３３：演算器、 ３４，３５：メモリ、 ４１：入力端子、 ４２：自乗器、 ４３，４４：乗算器、 ４５，４６：加算器、 ４７，４８：乗算器、 ４９：加算器、 ５０，５１：乗算器、 ５２：加算器、 ５３，５４，５５，５６：入力端子、 ５７，５８：出力端子。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a transmitter, and more particularly to a method for compensating for nonlinear distortion generated in a high-frequency power amplifier of the transmitter.
[0002]
[Prior art]
A conventional example of a distortion compensation technique for compensating for nonlinear distortion generated in a high-frequency power amplifier of a transmitter will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a conventional transmitter (see, for example, Patent Document 1, Non Patent Document 1, Non Patent Document 2, Non Patent Document 3, and Non Patent Document 4).
The transmission signal is input to the distributor 1, passes through the delay element 2, the phase adjuster 3, and the gain adjuster 4 and is input to the power amplifier (PA) 5. PA 5 amplifies the input transmission signal and outputs it from the transmitter via the directional coupler 6.
On the other hand, the distributor 1 distributes a part of the input transmission signal and outputs it to the detector 7. After the distributed transmission signal is output from the detector 7, it passes through the A / D converter 8 and is converted into digital data. The detector 7 performs envelope detection on the input signal.
[0003]
Further, the synthesizer 10 generates a signal of a predetermined frequency and outputs the signal to the mixer 9. The directional coupler 6 distributes a part of the input transmission signal and outputs it to the mixer 9. At this time, the mixer 9 demodulates the signal input from the directional coupler 6 at the frequency of the signal input from the synthesizer 10. That is, the mixer 9 converts the frequency of the signal demultiplexed from the directional coupler 6 into an intermediate frequency based on the frequency signal from the synthesizer 10, and outputs the intermediate frequency to a bandpass filter (BPF) 11. The BPF 11 extracts a signal component having a predetermined frequency from the input signal and outputs the signal component to the detector 12. The detector 12 detects the power of the distortion component generated in the PA 5 and outputs an information signal of the detected value to the A / D converter 18. The A / D converter 18 converts the input signal into digital data and outputs the digital data to the arithmetic unit 13.
[0004]
Hereinafter, a control method of distortion compensation will be described. (For example, see Patent Literature 1, Non-Patent Literature 1, Non-Patent Literature 2, Non-Patent Literature 3, and Non-Patent Literature 4.)
The phase adjuster 3 adjusts the phase of the signal provided from the delay element 2 and outputs the adjusted signal to the gain adjuster 4. The amount of phase adjustment at this time is controlled by the output data of the table 14 converted into an analog signal by the D / A converter 6.
Next, the gain adjuster 4 adjusts the gain of the signal provided from the phase adjuster 3 and outputs the adjusted signal to the PA 5. The amount of gain adjustment at this time is controlled by the output data of the table 15 converted into an analog signal by the D / A converter 7.
[0005]
The phase adjuster 3 and the gain adjuster 4 apply, to the input signal, a distortion generated when the input signal is amplified by the PA 5 and a distortion having the same amplitude and opposite phase according to the control of the tables 14 and 15. Non-linear compensation is performed by canceling distortion generated in the power amplifier.
[0006]
Tables 14 and 15 divide the signal level of the envelope signal data detected by the detector 7 and captured by the A / D converter 8 into a plurality of ranges, and an address is assigned to each of the divided ranges. Phase control data (Table 14) or amplitude control data (Table 15) corresponding to the signal level is stored for each address.
[0007]
In addition, learning is performed using the perturbation method in the arithmetic unit 13 and the data in the tables 14 and 15 are updated so that the power of the distortion component detected by the detector 12 is reduced. Rewrite sequentially.
The data in the tables 14 and 15 are not obtained by the perturbation method for all addresses (signal levels), but are used only for eight representative points. FIG. 2 is a diagram for explaining the situation. The horizontal axis is the address, and the vertical axis is the table value (control data).
[0008]
Now, description will be made assuming that the addresses of the table 14 are 1 to 1024. First, addresses 1 to 1024 are represented by 8 points. In FIG. 2, the table values of the eight representative points and the addresses of the respective representative points are indicated by black circles (•). The table value (●) of the addresses of those representative points is increased (↑ (up arrow) in FIG. 2) or reduced (↓ (down arrow) in FIG. 2) while observing the distortion power. Then, update the one in which the distortion becomes smaller. Hereinafter, the same operation is repeated for the other representative points to optimize the control data in the table. In addition, the same applies to the table 15, and the description is omitted.
[0009]
The control data at addresses other than the eight representative points is updated with a value interpolated using the FIR filter. Such representative point control is performed on the table 14 corresponding to the phase adjuster 3 and the table 15 corresponding to the gain adjuster 4, and data of a total of 16 points is optimized using the perturbation method.
[0010]
[Patent Document 1]
JP 2001-268150 A (pages 19 to 22)
[Non-patent document 1]
Yoshitaka Seto et al., "Adaptive Predistorter Type Distortion Compensating Power Amplifier (I)", The Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, March 7, 200, P596.
[Non-patent document 2]
Yoshitaka Seto et al., "Adaptive Predistorter Type Distortion Compensating Power Amplifier (II)", IEICE, March 7, 200, P597.
[Non-Patent Document 3]
Satoshi Sasa et al., "A Study on Adaptive Predistortion Linear Compensation Method", The Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, March 7, 200, P598.
[Non-patent document 4]
Yoshitaka Seto et al., "Adaptive Predistorter Type Distortion Compensated Power Amplifier (III)", The Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, September 7, 200, P406.
[Problems to be solved by the invention]
In the prior art, the address data is calculated at a representative point of eight points by a perturbation method so as to reduce the distortion power, and the nonlinear compensation of the amplitude component and the phase component is performed. In this method, it is necessary to optimize data of at least eight representative points in order to accurately control distortion compensation. For this reason, there are drawbacks that a convergence time is required and a calculation speed is slow.
Further, there is a drawback that it is not known what kind of distortion is generated by moving the representative point. That is, by updating the value of the data of any one of the representative points of the eight points, the order of the third, fifth, seventh, ‥‥‥, and N-th order (N is a natural number) is increased. There was a disadvantage that distortion was generated.
An object of the present invention is to eliminate the above-mentioned disadvantages and reduce the number of points in order to achieve high speed.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the distortion compensation method of the present invention, when it is desired to compensate only the third-order distortion, controls the table control data so that only the third-order distortion is generated by the phase adjuster and the gain adjuster. The value of the phase and amplitude control data table is updated according to the higher-order distortion to be compensated, such as updating by the perturbation method.
[0012]
That is, in the distortion compensation method of the present invention, in the pre-distortion distortion compensation method for compensating for nonlinear distortion of a power amplifier, an independent coefficient is acquired for each of the Nth-order harmonic distortion (N is a natural number) and acquired. A harmonic distortion component generated by each of the coefficients, and a nonlinear distortion of the power amplifier is compensated based on the generated harmonic distortion component.
The coefficient of the distortion compensation method of the present invention is such that the phase and the amplitude are obtained independently for each of the N-th harmonic distortion.
[0013]
Further, the transmitter of the present invention includes a first splitter for splitting an input signal, a first detector coupled to the first splitter and detecting one power of the split signal, and a first splitter. An adjusting unit that is coupled to the distributor and controls another phase and amplitude of another one of the divided signals; a power amplifier that is coupled to the regulator and amplifies and transmits the phase and amplitude-adjusted signal; A directional coupler that extracts a part of the signal, a demodulation unit that demodulates the signal extracted by the directional coupler, and a band-limiting filter that extracts a signal in a predetermined frequency band from the signal demodulated by the demodulation unit, A second detector for detecting the power of the extracted signal, and an arithmetic unit for generating distortion coefficients of harmonics up to the Kth order (K is a natural number) according to the value detected by the second detector. , The value detected by the first detector combined with the arithmetic unit and the first detector And a harmonic independent operation unit that generates a harmonic distortion component up to the K-th order based on the distortion coefficient of the harmonic up to the K-th order, and the adjustment unit is coupled to the harmonic-independent operation unit and generates the generated distortion. The predistortion distortion compensation is performed by adding an inverse distortion component for canceling a distortion component generated by the power amplifier to the input signal based on the component.
[0014]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described using an OFDM wave.
The carrier band OFDM signal can be expressed by Equation (1).
(Equation 1)
Here, A (t) is the instantaneous amplitude, and θ (t) is the instantaneous phase.
[0015]
The probability density function f A (A (t)) of the amplitude information (instantaneous amplitude) A (t) indicates a well-known Rayleigh distribution, and can be expressed by the following equation (2).
(Equation 2)
Here, σ is the variance of the signal.
[0016]
Further, the distribution of the phase probability density function fθ (θ (t)) is a uniform distribution, and is represented by Expression (3).
[Equation 3]
[0017]
Now, for the sake of simplicity, assuming that the signal variance σ = 1, the following equation (4) is obtained from equation (2).
Is obtained.
(Equation 4)
[0018]
A signal having an amplitude of A 3 (t) obtained by cubing the original signal of Expression (1) includes the original signal component together with the third harmonic. To determine the size and calculate the correlation coefficient eta 1 by the following equation (5).
(Equation 5)
Thus, it can be seen that the signal having the amplitude of A 3 (t) includes the original signal of the magnitude “2”.
[0019]
A signal obtained by subtracting this, that is, Expression (6) is a signal including only the third harmonic.
(Equation 6)
[0020]
It is known that the variance of equation (6) is √2. From this, the third harmonic having a dispersion value σ = 1 is as shown in Expression (7).
(Equation 7)
[0021]
Similarly, the fifth harmonic having a dispersion value σ = 1 is as shown in Expression (8).
(Equation 8)
[0022]
Equation (7) represents the amplitude of the third harmonic, and Equation (8) represents the amplitude of the fifth harmonic. Similarly, the following equation (9) represents the phase of the third harmonic, and equation (10) represents the phase of the fifth harmonic.
[0023]
From the above, if the contents of the table data are updated based on the above equations (7) and (8), only the desired order of distortion can be generated, and the phase and the phase are independently determined for each harmonic. The amplitude can be controlled.
[0024]
One embodiment of a specific implementation method of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of one embodiment of the transmitter of the present invention.
The transmission signal is input to the distributor 1, passes through the delay element 2, the phase adjuster 3, and the gain adjuster 4 and is input to the PA 5. PA 5 amplifies the input transmission signal and outputs it from the transmitter via the directional coupler 6.
On the other hand, the distributor 1 distributes a part of the input transmission signal and outputs it to the detector 7. The detector 7 performs envelope detection on the distributed transmission signal and outputs the envelope to the A / D converter 8. The A / D converter 8 converts the input signal into digital data and outputs the digital data to the harmonic independent operation unit 32.
[0025]
Further, the synthesizer 10 generates a signal of a predetermined frequency and outputs the signal to the mixer 9. The directional coupler 6 distributes a part of the input transmission signal and outputs it to the mixer 9. At this time, the mixer 9 converts the frequency of the signal demultiplexed from the directional coupler 6 into an intermediate frequency based on the frequency signal from the synthesizer 10, and outputs the intermediate frequency to the BPF 11. The BPF 11 extracts a signal component having a predetermined frequency from the input signal and outputs the signal component to the detector 12. The detector 12 detects the power of the distortion component generated in the PA 5 and outputs an information signal of the detected value to the A / D converter 18. The A / D converter 18 converts the input signal into digital data and outputs the digital data to the arithmetic unit 33.
The calculator 33 calculates a third-order amplitude distortion coefficient a3, a fifth-order amplitude distortion coefficient a5, a third-order phase distortion coefficient b3, and a fifth-order phase distortion coefficient b5, and outputs them to the harmonic independent operation unit 32.
[0026]
Here, the third-order amplitude distortion coefficient a3 is a coefficient applied to the entire equation (7), and the fifth-order amplitude distortion coefficient a5 is a coefficient applied to the entire equation (8). Further, the third-order phase distortion coefficient b3 is a coefficient applied to the entirety of Expression (7), and the fifth-order phase distortion coefficient b5 is a coefficient applied to the entirety of Expression (8).
[0027]
Next, a process of generating a third-order distortion component and a fifth-order distortion component will be described with reference to FIGS. FIG. 4 shows an embodiment of the internal configuration of the harmonic independent operation unit 32 in FIG.
First, a process of creating a third-order distortion component will be described.
The output data of the A / D converter 8 is provided to the squarer 42 via the input terminal 41 of the harmonic independent operation unit 32. The squarer 42 outputs a squared value of the input data and supplies the squared value to the adder 46. The adder 46 adds “−2” to the input data and outputs the result to the multiplier 48 and the multiplier 51, respectively.
[0028]
The input terminal 53 receives the third-order amplitude distortion coefficient a3 output from the arithmetic unit 33 and supplies the input signal to the multiplier 48. The input terminal 54 receives the fifth-order amplitude distortion coefficient a5 output from the computing unit 33 and supplies the coefficient to the multiplier 47. The input terminal 55 receives the third-order phase distortion coefficient b3 output from the computing unit 33 and supplies the input signal to the multiplier 51. The input terminal 56 receives the fifth-order phase distortion coefficient b5 output from the calculator 33 and supplies the fifth-order phase distortion coefficient b5 to the multiplier 50.
The multiplier 48 outputs a value obtained by multiplying the output data of the adder 46 by the third-order amplitude distortion coefficient a3 calculated by the calculator 33 to the adder 49 as a third-order distortion amplitude component. The adder 51 outputs a value obtained by multiplying the output data of the adder 46 by the tertiary phase distortion coefficient b3 calculated by the calculator 33 to the adder 52 as a tertiary distortion phase component.
[0029]
Next, a process of creating a fifth-order distortion component will be described.
The output data of the A / D converter 8 is supplied to the squarer 42 via the input terminal 41 of the harmonic independent operation unit 32 as described in the process of creating the third-order distortion component. The squarer 42 outputs the squared value of the input data, and supplies the squared value to the multiplier 43 and the squarer 44 (in the process of creating the third-order distortion component, the signal is supplied to the adder 46).
[0030]
Further, the multiplier 43 adds “−6” to the input data and outputs the result to the adder 45. The squarer 44 also squares the input data and outputs the squared data to the adder 45.
The adder 45 adds the output data of the multiplier 43, the output data of the multiplier 44, and “+6”, and outputs the result to the multiplier 47 and the multiplier 50, respectively.
The multiplier 47 outputs to the adder 49 a value obtained by multiplying the output data of the adder 45 by the fifth-order amplitude distortion coefficient a5 calculated by the calculator 33 as a fifth-order distortion amplitude component. The adder 50 outputs a value obtained by multiplying the output data of the adder 45 by the fifth-order phase distortion coefficient b5 calculated by the calculator 33 to the adder 52 as a fifth-order distortion phase component.
[0031]
The adder 49 adds the third-order distortion amplitude component (the output of the adder 48) and the fifth-order distortion amplitude component (the output of the adder 47), and stores the added amplitude distortion component in the memory via the output terminal 57. 35. The adder 52 adds the third-order distortion phase component (the output of the adder 51) and the fifth-order distortion phase component (the output of the adder 50), and outputs the added phase distortion component via the output terminal 58. And outputs it to the memory 34.
[0032]
The memory 34 updates data with the phase distortion component input from the adder 52 and outputs the updated data to the D / A converter 16. The updated data is, for example, the amount of distortion having a phase opposite to the phase distortion component generated from PA 5.
The D / A converter 16 converts the input digital data into an analog value and outputs it as phase control data for the phase adjuster 3 to the phase adjuster 3. The phase adjuster 3 is input from the delay element 2. The signal is adjusted in phase and output to the gain adjuster 4.
[0033]
Similarly, the memory 35 updates the data with the amplitude distortion component input from the adder 47 and outputs the updated data to the D / A converter 17. The updated data is, for example, a distortion amount having a characteristic opposite to that of the amplitude distortion component generated from PA 5.
The D / A converter 17 converts the input digital data into an analog value and outputs it as a gain control signal for the gain adjuster 4 to the gain adjuster 4. The gain adjuster 4 receives an input from the phase adjuster 3. The amplitude of the signal is adjusted and output to PA 5.
[0034]
Here, since the amplitude distortion and the phase distortion generated in the power amplifier are considered to be orthogonal to each other, the control voltages of the gain adjuster and the phase adjuster can be controlled by similar control. Further, in the embodiment of the present invention, the part calculated by the perturbation method in the arithmetic unit includes the third-order amplitude distortion coefficient a3, the fifth-order amplitude distortion coefficient a5, the third-order phase distortion coefficient b3, and the fifth-order phase distortion coefficient b5. There are four, and these are calculated so that the power of the distortion becomes the minimum value.
[0035]
As described above, the number of data handled in the present invention is reduced to 1/4 as compared with 16 data in the conventional distortion compensation method, which leads to improvement in convergence time. The third-order amplitude distortion coefficient affects only the third-order amplitude distortion component, and does not affect the fifth-order amplitude distortion (independently). Similarly, the third-order phase distortion coefficient and the fifth-order phase distortion coefficient are independent of each other.
[0036]
Although the configuration up to the fifth-order distortion is shown in FIG. 3, independent control can be similarly performed for each N-th harmonic even when each of the N-th harmonic distortion is considered.
In FIG. 3, the phase adjuster and the gain adjuster are separately provided, but an adjusting unit such as a vector adjuster having both functions of the phase adjuster and the gain adjuster may be used.
[0037]
FIGS. 5 to 8 show the results of a simulation using the above equations (7) and (8). 5 to 8 are views showing an example of a simulation of distortion component generation according to the present invention.
5 to 8 are diagrams simulating a signal input to PA5 in FIG. 3, in which the horizontal axis represents the deviation from the center frequency (unit: MHz, 0 MHz represents the central frequency), and the vertical axis represents the signal level. (Unit: dB).
FIG. 5 is a simulation diagram when only the third-order distortion component (IM3 = −30 dB (a3 ≒ 0.03), IM5 = −90 dB (a5 ≒ 0.00)) is generated, and FIG. FIG. 9 is a simulation diagram when only distortion components (IM3 = −90 dB (a3 ≒ 0.00) and IM5 = −30 dB (a5 ≒ 0.03)) are generated. FIGS. 7 and 8 are simulation diagrams in a case where the third-order distortion component and the fifth-order distortion component are close to actual conditions. FIG. 7 shows IM3 = −30 dB (a3 ≒ 0.03) and IM5 = −40 dB (a5 ≒ 0.01). FIG. 8 shows IM3 = −30 dB (a3 ≒ 0.03) and IM5 = −30. It is a figure of dB (a5 = 0.03).
From this, it can be seen that a distortion component substantially close to the actual value is generated, and that the inverse compensation is possible.
[0038]
In the above embodiment, the signal whose phase has been adjusted first and then the amplitude has been adjusted is output to PA. However, the signal whose amplitude has been adjusted first and whose phase has been adjusted may be output to PA.
Also, in FIG. 4, the data input from the A / D converter 8 to the harmonic independent operation unit 32 is first squared by the squarer 42. However, in FIG. If the amplitude squared detection is performed, the squarer 42 can be omitted.
[0039]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the number of parameters to be calculated is reduced from 16 points to 4 points, and the convergence time is shortened. In addition, the third-order distortion, the fifth-order distortion, the ‥‥‥ -order, and the N-th-order distortion can be controlled independently, so that the optimum value is easily obtained, the compensation accuracy is improved, and the convergence time is shortened.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a conventional transmitter.
FIG. 2 is a diagram for explaining a method of updating a compensation table using a conventional perturbation method.
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of an embodiment of a transmitter according to the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of an embodiment of a harmonic independent operation unit according to the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing an example of a simulation of distortion component generation according to the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing an example of a simulation of distortion component generation according to the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing an example of a simulation of distortion component generation according to the present invention.
FIG. 8 is a diagram illustrating an example of a simulation of distortion component generation according to the present invention.
[Explanation of symbols]
1: distributor, 2: delay element, 3: phase adjuster, 4: gain adjuster, 5: PA, 6: directional coupler, 7: detector, 8: A / D converter, 9: mixer, 10: synthesizer, 11: BPF, 12: detector, 13: arithmetic unit, 14, 15: table, 16, 17: D / A converter, 32: harmonic independent arithmetic unit, 33: arithmetic unit, 34, 35 : Memory, 41: input terminal, 42: squarer, 43, 44: multiplier, 45, 46: adder, 47, 48: multiplier, 49: adder, 50, 51: multiplier, 52: adder 53, 54, 55, 56: input terminals, 57, 58: output terminals.
