【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、線形ディジタル変調方式のディジタル無線機に係り、特に送信部にカーテシアンリニアライザを備えたディジタル無線機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、例えば１６ＱＡＭ１６ＱＡＭ方式（１６値直交振幅変調方式）や、π／４ＱＰＳＫ（π／４位相偏移変調方式）などの線形ディジタル変調方式を利用したディジタル無線システムが広く使用されている。
【０００３】
そして、このような線形ディジタル変調方式を利用したディジタル無線システムにおいては、送信機の電力増幅器に非線形歪補償が必須で、このため、従来からリニアライザと呼ばれる各種の非線形歪補償方式が用いられている。
【０００４】
ここで、このリニアライザの中でも、特に広く利用されている方式に、カーテシアンループによる負帰還方式のリニアライザ、いわゆるカーテシアンリニアライザがある。
【０００５】
そこで、このようなカーテシアンリニアライザを適用したディジタル無線機の従来技術について、図２により説明する。ここで、この図２は、従来技術における送信部の一例を示したものである。
【０００６】
図２において、まず、同相成分Ｉと直交成分Ｑからなるベースバンド信号は、ベースバンド信号発生器１から加算器２−１、２−２に供給され、ここで帰還信号（帰還側の信号）の同相成分Ｉ’と直交成分Ｑ’が加算される。
【０００７】
そして、これら加算器２−１、２−２から出力された同相成分Ｉと直交成分Ｑが、それぞれループフィルタ３−１、３−２により帯域制限がかけられた上で、変調波信号として直交変調器４の変調入力に供給される。
【０００８】
一方、この直交変調器４の搬送波入力には、所望した送信チャネルで決まる所定の周波数の搬送波信号Ｃが、ＰＬＬ周波数シンセサイザ１４から供給されている。
【０００９】
そこで、この搬送波信号Ｃがベースバンド信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑからなる変調信号により直交変調され、この結果、搬送波信号Ｃの周波数で決まる所望の周波数帯の信号に変換された被変調信号Ｍが、直交変調器４から出力されることになる。
【００１０】
このときの搬送波信号Ｃは、基準信号発生器１３から供給される基準周波数信号ＣＲ に基づいて、ＰＬＬ周波数シンセサイザ１４により、送信チャネル毎にそれぞれ個別に生成されるようになっている。なお、この搬送波信号Ｃは、ＬＯ信号（局部発振信号）と呼ばれることが多い。
【００１１】
直交変調器４で直交変調された被変調波信号Ｍは、バンドパスフィルタ６に入力され、不要成分が取り除かれた上で直線増幅用の電力増幅器７に入力され、ここで規定された出力レベルまで増幅（直線増幅）された高周波変調出力信号ＨＭとしてアンテナ８に供給され、ここから電波として送信される。
【００１２】
このとき、カーテシアンリニアライザとしての機能を得るため、アンテナ８に至る高周波変調出力信号ＨＭの経路に方向性結合器９を設け、これにより、電力増幅器７の出力信号ＨＭの一部を帰還信号ｈｍとして取り出し、アッテネータ１０で電力レベルを適正な値に調整して帰還信号ｈｍ’とした上で、直交復調器１１に入力する。
【００１３】
この結果、直交復調器１１からベースバンド帰還信号の同相成分Ｉ’と直交成分Ｑ’が取り出され、スイッチ１８−１、１８−２を経由して加算器２−１、２−２に供給され、ここで入力信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑに加算されることにより負帰還がかけられ、非線形歪補償が得られるようになっている。
【００１４】
ところで、このような負帰還ループ系を安定させるためには、入力信号Ｉ、Ｑと帰還信号Ｉ’、Ｑ’が、加算器２−１、２−２の入力端で正確に１８０度の位相差をもっている必要がある。
【００１５】
しかし、この位相差は、搬送波信号の供給が開始された時点、つまり電源投入時やチャネル切換時、その時々の状況から偶然の結果として、１８０度異なる何れか一方の位相に決まってしまうので、一方の位相を初期値（初期位相値）として設定することができない。
【００１６】
これは、このような装置では、内部回路を構成する上で、直交変調器や直交復調器として専用ＩＣを用いる場合が多く、この場合、直交変調器や直交復調器に内蔵されている９０度移相器の構成がフリップフロップタイプになっているためである。
【００１７】
そこで、この図２に示した従来技術では、制御部１７により、電源投入時とチャネル切換時、帰還信号の位相の適否を判定し、その判定結果に応じて、移相器１５を制御し、入力信号と帰還信号の位相差が正確に１８０度になるように設定するようになっている。
【００１８】
ここで、この電源投入時とチャネル切換時に実行され、入力信号と帰還信号の位相差が正確に１８０度になるように設定する処理のことを初期位相設定処理と定義する。
【００１９】
ここで、まず、移相器１５は、例えば同相成分ｉと直交成分ｑからなる位相設定信号Ｆが供給され、これにより搬送波信号を直交変調するようにした直交変調器１６で構成されている。
【００２０】
そして、このときの搬送波信号として、ＰＬＬ周波数シンセサイザ１４から出力される搬送波信号Ｃを供給し、同相成分ｉと直交成分ｑを制御部１７から供給する。
【００２１】
この場合、図４に示すように、位相設定信号Ｆの同相成分ｉと直交成分ｑの直流電圧値を変えることにより、搬送波信号Ｃの位相から任意の位相θをもった搬送波信号Ｃ’を出力させることができ、移相器１５として機能させることができる。
【００２２】
次に、この従来技術における位相検出動作について説明すると、初期位相設定時、制御部１７は、まずスイッチ１８−１、１８−２をオフ（開）にし、加算器２−１、２−２に対する同相成分Ｉ’と直交成分Ｑ’（帰還信号）の供給を止め、開ループ状態にする。
【００２３】
このため、制御部１７は、通常、マイコン（マイクロコンピュータ）を備え、これに所定のプログラムを格納することにより、ここで必要とする各種の制御処理が実行されるようにしてある。
【００２４】
そして、この後、制御部１７は、ベースバンド信号発生器１を制御してテスト信号を発生させる。ここで、同相成分Ｉとして任意の電圧値の直流（ＤＣ）電圧を有し、直交成分Ｑには後述するリファレンス電圧に相当する電圧値の直流電圧を有するものをテスト信号とすると、このときは、直交復調器１１から出力される同相成分Ｉ’と直交成分Ｑ’も夫々直流電圧になる。
【００２５】
そこで、制御部１７は、その他の構成要素は平常時と同等に動作させるように制御すると共に、直交変調器１６に供給されている位相設定信号Ｆの同相成分ｉと直交成分ｑの直流電圧値を変化させ、移相器１５から直交復調器１１に入力される搬送波信号Ｃの位相を変えながら、直交復調器１１から出力される信号の同相成分Ｉ’と直交成分Ｑ’の電圧値を計測する。
【００２６】
但し、このときループフィルタ３−１、３−２のゲインが高過ぎていたとすると、直交変調器４の出力が飽和してしまう虞れがある。そこで、このことが予想された場合には、ベースバンド信号発生器１から発生させる同相成分Ｉの電圧値を上げ過ぎないように留意する。
【００２７】
そして、帰還信号（同相成分Ｉ’と直交成分Ｑ’）の位相がベースバンド信号（同相成分Ｉと直交成分Ｑ）に対する負帰還位相に合致している場合は、図３に示すように、同相成分Ｉ’側には、ベースバンド信号の同相成分Ｉの直流電圧値に対応して、リファレンス電圧の上下関係が反転した電圧値の直流が出力され、直交復調器１１のＱ’側はベースバンド信号発生器１のＱ信号と同じでリファレンス電圧に等しい電圧の直流が出力される。
【００２８】
そして、移相器１５の入力電圧値ｉ、ｑが、この図３に示す状態にあるとき、負帰還ループとして正常な動作をさせるのに必要な位相をもった搬送波信号Ｃが発生されていることになる。
【００２９】
そこで、制御部１７は、これら位相設定信号Ｆの同相成分ｉと直交成分ｑの電圧値について、図３の状態が得られたとき、負帰還に必要な正しい位相θ（初期位相）が得られたものと判断し、位相設定信号Ｆの同相成分ｉと直交成分ｑの直流電圧値をこのままに設定した上で、スイッチ１８−１、１８−２をオン（接）にして負帰還ループを完結させ、通常の送信動作に移行させる。
【００３０】
従って、この図２の従来技術の送信部によれば、カーテシアンリニアライザが適用された結果、非線形歪が補償され、安定化された送信波形による送信動作か得られることになる。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、初期位相設定に位相値の検出を要し、且つ設定された位相値にオフセットが不可避な点に配慮がされておらず、初期位相設定にかなりの時間がかかる上、送信特性の向上に問題があった。
【００３２】
カーテシアンリニアライザを用いた場合、上記したように、ループの位相を合わせるため、キャリア位相を調整することが多いが、この場合、これも上記したように、直交変調器や直交復調器として専用ＩＣなどを用いることが多い。
【００３３】
この場合、従来技術では、電源を投入したときやチャネルを切換えたとき、つまり搬送波信号の供給が開始された時点毎に位相値の検出が必要になる。
【００３４】
これは、直交変調器や直交復調器に専用ＩＣを用いた場合、それらに内蔵されている９０度移相器がフリップフロップタイプのためであることは、これも上記した通りであり、この結果、従来技術では、上記したように、初期位相設定後、送信開始までにかなりの時間がかかってしまうのである。
【００３５】
このとき、初期位相設定値を予め算出しておいたとしても、ほぼ５０％の確率で位相が１８０度異なってしまう場合があるため、従来技術では、やはり位相値の検出が必要で、さもなければループが発振してしまう虞れがある。
【００３６】
また、従来技術では、初期位相設定時、開ループと閉ループの切換えに半導体素子による電子スイッチが用いられているが、この場合、スイッチにオン抵抗の存在が不可避である。
【００３７】
この結果、従来技術では、図３に示した同相成分Ｉ’と直交成分Ｑ’に、開ループのときと閉ループのときでオフセットが現れ、この結果、開ループ時に設定した帰還信号と、閉ループ時での帰還信号の位相がずれ、フィードバックループによる非線形歪補償が正確に得られなくなってしまう。
【００３８】
従って、上記したように、従来技術では、カーテシアンリニアライザによる送信特性の向上が予期したほど得られなくなってしまうのである。
【００３９】
本発明の目的は、カーテシアンリニアライザの適用による送信特性の向上が充分に図れるようにしたディジタル無線機を提供することにある。
【００４０】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、少なくとも直交変調器と直線増幅器を有する送信部にカーテシアンループによる負帰還方式のリニアライザを備え、前記カーテシアンループ内での帰還信号の位相の適否を、前記直交変調器に対する搬送波信号の入力開始時点毎に判定するようにした線形ディジタル変調方式のディジタル無線機において、前記直交変調器の出力から前記直線増幅器の入力に至る被変調波信号の経路にリミッタ手段を設け、前記帰還信号の位相の適否を、前記リミッタ手段の入力レベルが当該リミッタ手段による制限値を越えたか否かに応じて判定するようにして達成される。
【００４１】
このとき、前記直交変調器に対する搬送波信号の入力開始時点毎に、位相判定のためのプリアンブル信号を、所定の期間だけ送出する手段が設けられているようにしても良く、同じく上記目的が達成できる。
【００４２】
上記手段によれば、予め１８０度異なる２種の初期位相値を記憶しておくだけで、閉ループ状態のまま発振状態にならない方の位相値に設定することができ、ＤＣオフセットの発生を最小限に抑え、チャネル（ＣＨ）切り替え時間を最小にすることができ、常に閉ループのままで制御が行なえるため、安定した送信特性で動作させることができる。
【００４３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明によるディジタル無線機について、図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００４４】
ここで図１は、本発明の一実施形態で、図において、５はリミッタ回路（振幅制限回路）で、１２は制御部であり、その他の構成は、図２で説明した従来技術によるディジタル無線機と同じである。
【００４５】
そして、まず、リミッタ回路５は、図示のように、直交変調器４から出力される被変調波信号Ｍが、バンドパスフィルタ６を介して直線増幅用の電力増幅器７に至る経路に設けられている。
【００４６】
そして、このリミッタ回路５は、その入力である被変調波信号Ｍのレベルが、予め設定してある所定の制限レベルを越えたとき、それを制限レベルに抑圧して出力する働きをすると共に、このようにしてリミッタ動作したとき、それに応じて所定の検出信号Ｓを発生する働きをする。
【００４７】
次に、制御部１２は、例えば所定のプログラムが搭載されたマイコンで構成されたもので、この点では図２の従来技術における制御部１７と同じであるが、搭載されいるプログラムが異なり、その結果として、以下に説明するように、送信部内の各構成要素の制御処理が異なっているものである。
【００４８】
次に、この実施形態の動作について説明する。ここで、図２で説明した従来技術の場合と異なっている動作に重点をおいて説明し、同じ動作については概括的に説明する。
【００４９】
図１において、まず、同相成分Ｉと直交成分Ｑからなるベースバンド信号は、ベースバンド信号発生器１から加算器２−１、２−２に供給され、ここで帰還信号の同相成分Ｉ’と直交成分Ｑ’が加算される。
【００５０】
そして、これら加算器２−１、２−２から出力された同相成分Ｉと直交成分Ｑが、それぞれループフィルタ３−１、３−２により帯域制限がかけられた上で、変調波信号として直交変調器４の変調入力に供給される。
【００５１】
そこで、搬送波信号Ｃがベースバンド信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑからなる変調信号により直交変調され、この結果、搬送波信号Ｃの周波数で決まる所望の周波数帯の信号に変換された被変調信号Ｍが、直交変調器４から出力されることになる。
【００５２】
直交変調器４で直交変調された被変調波信号Ｍはリミッタ回路４とバンドパスフィルタ６を介して直線増幅用の電力増幅器７に供給され、直線増幅された高周波変調出力信号ＨＭがアンテナ８から電波として送信される。
【００５３】
このとき電力増幅器７からアンテナ８に供給される出力信号ＨＭの一部を取り出して直交復調器１１で復調し、ベースバンド帰還信号の同相成分Ｉ’と直交成分Ｑ’を加算器２−１、２−２に供給して入力信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑに加算することにより負帰還がかけられ、非線形歪補償が得られるようになる。
【００５４】
ところで、リミッタ回路５では、被変調波信号Ｍが所定のレベル以上になったとき、このレベル以上の出力が出ないように制限するのであるが、このときのレベル制限値は、このとき電力増幅器７の仕様として設定されている所望のレベルよりも所定値だけ大きく設定してある。
【００５５】
そして、これにより、通常の送信レベルにある限り、被変調波信号Ｍが制限を受けてしまう虞れがないようにしてあり、従って、リミッタ回路５によるレベル制限が働かないときのカーテシアンリニアライザとしての動作は、図２の従来技術において、スイッチ１８−１、１８−２がオンしているときと同じである。
【００５６】
次に、この実施形態における移相器１５の位相設定について説明すると、この実施形態では、制御部１２から移相器１５の直交復調器１６に供給すべき位相設定信号Ｆとして、図５に示すように、同相成分ｉ１と直交成分ｑ１からなる一方の位相θを与える位相設定信号Ｆ１と、同相成分ｉ２と直交成分ｑ２からなる他方の位相（θ＋１８０°）を与える位相設定信号Ｆ２の２種が初期位相値として予め設定してあり、これらが制御部１２に設けてある不揮発性のメモリに記憶してある。
【００５７】
そして、このときの同相成分ｉ１と直交成分ｑ１、及び同相成分ｉ２と直交成分ｑ２については、それらによる位相θと位相（θ＋１８０°）の何れか一方により、送信部のカーテシアンリニアライザにおけるループが正しい負帰還状態になるように、予め設定してある。
【００５８】
ここで、このループが正しい負帰還状態になるのに必要な位相θと位相（θ＋１８０°）は、この送信部に使用した各部の構成要素に応じて決まるので、この送信部が装置として完成した後は定数値となり、従って、予め設定しておくことが可能なのである。なお、この点については後で詳述する。
【００５９】
そこで、制御部１２は上記の前提のもとで制御を実行し、電源が投入され、システムが能動化されたとき、まず、ベースバンド信号発生器１から、テスト用のベースバンド信号として、その同相成分Ｉだけが任意の電圧になっている無変調信号を出力させる。
【００６０】
このときのベースバンド信号は、図６に示すように、送信信号開始前にプリアンブル信号として出力させる。ここで、時刻０が上記したシステムが能動化された時点であり、ここから図示のように、１．２５ミリ秒間、上記したベースバンド信号を出力させた後、送信信号が送信されるようになっている。
【００６１】
そして、このとき、図示されているように、プリアンブル信号の立上りと立ち下がりにおけるレベル変化か緩やかになるようにし、これによりスプリアスが抑えられるようにしている。
【００６２】
また、制御部１２は、同時に２種の位相設定信号Ｆの内の一方、例えば位相設定信号Ｆ１（ｉ１、ｑ１）による電圧を出力し、移相器１５の直交変調器１６に供給する。
【００６３】
そうすると、このときに、もしも帰還信号の位相が１８０度ずれていたとすると、ループは正帰還状態になって発振してしまう。そして、この発振状態では、被変調波信号Ｍが所定のレベルが、リミッタ回路５に設定してあるレベル制限値を越えてしまうので、リミッタ回路５から検出信号Ｓが発生される。
【００６４】
ここで、制御部１２は、リミッタ回路５から検出信号Ｓが供給されたら、移相器１５の直交変調器１６に供給している位相設定信号Ｆを、上記した２種の内の一方から他方に切換えるように構成してある。
【００６５】
そこで、このときは、それまで直交変調器１６に供給されていた位相設定信号Ｆ、つまり、このときは位相設定信号Ｆ１を、他方の位相設定信号Ｆ２に切換える。
【００６６】
ここで、これらの位相設定信号Ｆ１と位相設定信号Ｆ２は、図５に示されているように、１８０度の位相差をもっている。従って、位相設定信号Ｆ１でループが発振状態になった場合には、位相設定信号Ｆ２により正常な負帰還状態が得られることになる。
【００６７】
この結果、ループは正常動作状態になり、この後、通常の送信動作に移行させることができる。
【００６８】
一方、ここで、リミッタ回路５が働かなかった場合は、ループは正常動作していることになるので、このまま移相器１５を位相設定信号Ｆ１で動作さ、通常の送信動作に移行させればよい。
【００６９】
このとき、当初、ループが正帰還状態になって、発振してしまった場合でも、リミッタ回路５が動作して被変調波信号Ｍのレベルが制限されるので、不要な電波が高いレベルで送信されてしまうのが抑えられる。
【００７０】
このとき送信されてしまう不要電波のレベルについては、リミッタ回路５によるレベル制限値を、当該地域での法規制が満たされるような値に設定することにより容易に、且つ適切に対処することができる。ちなみに日本国における現行の電波法では平均レベルの２０％まで許容されている。
【００７１】
ところで、以上は、当初、２種の位相設定信号Ｆの内の一方の位相設定信号Ｆ１（ｉ１、ｑ１）を初期位相として設定した場合について説明したが、反対に他方の位相設定信号Ｆ２（ｉ２、ｑ２）を初期位相として設定してもよいことはいうまでもない。
【００７２】
次に、上記した位相設定信号Ｆ１（ｉ１、ｑ１）、Ｆ２（ｉ２、ｑ２）の設定について説明する。ここで、この実施形態では、このため、ベースバンド信号発生器１から供給されるベースバンド信号の直交成分Ｑを、このベースバンド信号発生器１の出力点と、加算器２−２とループフィルタ３−２の後で直交変調器４に入力される点の２箇所から、それぞれ分岐して制御部１２に取り込むように構成してある。
【００７３】
なお、これら位相設定信号Ｆ１、Ｆ２は、上記したように、送信部に使用した各部の構成要素によって決まるものであり、従って、これらの設定処理は、送信部が装置として完成したときなど、使用に供される前の任意の時点で実行し、制御部１２のメモリに記憶しておけば良く、以後は、何らかの理由により、メモリからデータが消失してしまったときなど、必要なときに実行すればよい。
【００７４】
そして、この初期位相の設定に際しては、まず、電力増幅器７の出力に接続されているアンテナ８に代えて、高周波電力吸収用の終端器（疑似アンテナ）を接続し、送信部を動作させても電波が放射されないようにする。
【００７５】
次いで、制御部１２によりベースバンド信号発生器１を制御し、通常のベースバンド信号を発生させ、これを送信部に供給してカーテシアンリニアライザとして動作させ、この状態で２箇所から取り込んだ直交成分Ｑの位相を比較すると、帰還ループ内で位相が合っていた場合だけ２箇所から取り込んだ直交成分Ｑの位相が合致する。
【００７６】
そこで、位相がずれていたときは、位相の合致が得られるように、移相器１５に供給している位相設定信号Ｆの同相成分ｉと直交成分ｑを調整する。そして、位相の合致が得られたら、そのときの同相成分ｉと直交成分ｑの値を初期位相としてメモリに記憶するのである。
【００７７】
このとき、図５に示されているように、一方の初期位相を表わす同相成分ｉ１と直交成分ｑ１だけではなく、これと１８０度の位相差を与える同相成分ｉ２と直交成分ｑ２も同時に他方の初期位相として記憶しておくのである。
【００７８】
従って、この実施形態によれば、カーテシアンループを閉ループのままにし、送信状態を保ったままで位相の適否が判定できるので、送信動作に遅れが短くて済み、この結果、操作に違和感が少なく、快適な操作を得ることができる。
【００７９】
また、この結果、この実施形態によれば、オフセットによる帰還信号の位相ずれの虞れがないので、フィードバックループによる的確な非線形歪補償が容易に得られ、従って、送信特性の安定化を充分に図ることができる。
【００８０】
【発明の効果】
本発明によれば、出力キャリア位相が１８０度異なってしまう直交変調器又は直交復調器を用いても、予め１８０度位相が異なる点での位相データを算出しておき、リミッタにより以上出力がされないよう信号を制御することで、カーテシアンループを閉ループのままで送信状態を保ったまま、初期位相値を算出することができ、送信特性の安定化を図ることができる。
【００８１】
また、本発明によれば、電源投入時とチャネル切換時の送信動作に遅れが短くて済むので、操作に違和感が少なく、快適な操作を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるディジタル無線機の一実施形態を示すブロック図である。
【図２】従来技術によるディジタル無線機の一例を示すブロック図である。
【図３】初期位相算出時における入力信号の関係を示す説明図である。
【図４】直交変調器による移相動作を説明するためのベクトル図である。
【図５】本発明の一実施形態における位相設定信号のベクトル図である。
【図６】本発明の一実施形態によるプリアンブル信号と送信信号の関係を説明するための波形図である。
【符号の説明】
１ ベースバンド信号発生器
２−１、２−２ 加算器
３−１、３−２ ループフィルタ
４ 直交変調器
５ リミッタ回路
６ バンドパスフィルタ
７電力増幅器（直線増幅用）
８ アンテナ
９ 方向性結合器
１０ アッテネータ
１１、１６ 直交復調器
１２ 制御部
１３ 基準信号発生器
１４ ＰＬＬ周波数シンセサイザ
１５ 移相器
１７ 制御部（従来技術）
１８−１、１８−２ スイッチ（電子スイッチ）[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a digital radio apparatus of a linear digital modulation system, and more particularly to a digital radio apparatus having a Cartesian linearizer in a transmission unit.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art In recent years, digital wireless systems using a linear digital modulation scheme such as 16QAM 16QAM (16-level quadrature amplitude modulation) and π / 4QPSK (π / 4 phase shift keying) have been widely used.
[0003]
In a digital radio system using such a linear digital modulation method, nonlinear distortion compensation is essential for a power amplifier of a transmitter. For this reason, various nonlinear distortion compensation methods called linearizers have been conventionally used. .
[0004]
Here, among the linearizers, a particularly widely used system is a so-called Cartesian linearizer of a negative feedback system using a Cartesian loop.
[0005]
Therefore, a conventional digital wireless device to which such a Cartesian linearizer is applied will be described with reference to FIG. Here, FIG. 2 shows an example of the transmission section in the related art.
[0006]
In FIG. 2, first, a baseband signal including an in-phase component I and a quadrature component Q is supplied from a baseband signal generator 1 to adders 2-1 and 2-2, where a feedback signal (a signal on the feedback side) is provided. Are added to the in-phase component I ′ and the quadrature component Q ′.
[0007]
Then, the in-phase component I and the quadrature component Q output from the adders 2-1 and 2-2 are band-limited by the loop filters 3-1 and 3-2, respectively, and then converted into quadrature signals as modulated wave signals. The signal is supplied to the modulation input of the modulator 4.
[0008]
On the other hand, a carrier signal C having a predetermined frequency determined by a desired transmission channel is supplied from a PLL frequency synthesizer 14 to a carrier input of the quadrature modulator 4.
[0009]
Then, the carrier signal C is quadrature-modulated by a modulation signal including the in-phase component I and the quadrature component Q of the baseband signal, and as a result, the modulated signal converted into a signal of a desired frequency band determined by the frequency of the carrier signal C M is output from the quadrature modulator 4.
[0010]
Carrier signal C in this case, on the basis of the reference frequency signal C R is supplied from the reference signal generator 13, the PLL frequency synthesizer 14, are generated individually for each transmission channel. The carrier signal C is often called an LO signal (local oscillation signal).
[0011]
The modulated wave signal M that has been quadrature-modulated by the quadrature modulator 4 is input to a band-pass filter 6 and, after removing unnecessary components, is input to a power amplifier 7 for linear amplification. The signal is supplied to the antenna 8 as a high-frequency modulated output signal HM that has been amplified (linearly amplified) until it is transmitted as a radio wave.
[0012]
At this time, in order to obtain a function as a Cartesian linearizer, a directional coupler 9 is provided on a path of the high-frequency modulation output signal HM reaching the antenna 8, whereby a part of the output signal HM of the power amplifier 7 is used as a feedback signal hm. The signal is taken out, the power level is adjusted to an appropriate value by the attenuator 10 to obtain a feedback signal hm ′, and then input to the quadrature demodulator 11.
[0013]
As a result, the in-phase component I ′ and the quadrature component Q ′ of the baseband feedback signal are extracted from the quadrature demodulator 11 and supplied to the adders 2-1 and 2-2 via the switches 18-1 and 18-2. Here, a negative feedback is applied by adding to the in-phase component I and the quadrature component Q of the input signal, so that nonlinear distortion compensation can be obtained.
[0014]
By the way, in order to stabilize such a negative feedback loop system, the input signals I and Q and the feedback signals I 'and Q' must be exactly 180 degrees at the input terminals of the adders 2-1 and 2-2. You need to have a difference.
[0015]
However, this phase difference is determined at the time when the supply of the carrier signal is started, that is, at the time of power-on or channel switching, as one of the phases 180 degrees different from the situation at that time by chance. One phase cannot be set as an initial value (initial phase value).
[0016]
This is because, in such a device, a dedicated IC is often used as a quadrature modulator or a quadrature demodulator in configuring an internal circuit. In this case, the 90-degree embedded in the quadrature modulator or the quadrature demodulator is used. This is because the configuration of the phase shifter is a flip-flop type.
[0017]
Therefore, in the prior art shown in FIG. 2, the control unit 17 determines whether the phase of the feedback signal is appropriate when the power is turned on and when the channel is switched, and controls the phase shifter 15 according to the determination result. The phase difference between the input signal and the feedback signal is set to be exactly 180 degrees.
[0018]
Here, the process executed when the power is turned on and when the channel is switched and set so that the phase difference between the input signal and the feedback signal is exactly 180 degrees is defined as an initial phase setting process.
[0019]
Here, first, the phase shifter 15 is configured by a quadrature modulator 16 which is supplied with a phase setting signal F composed of, for example, an in-phase component i and a quadrature component q, and thereby quadrature-modulates a carrier signal.
[0020]
Then, the carrier signal C output from the PLL frequency synthesizer 14 is supplied as the carrier signal at this time, and the in-phase component i and the quadrature component q are supplied from the control unit 17.
[0021]
In this case, as shown in FIG. 4, by changing the DC voltage values of the in-phase component i and the quadrature component q of the phase setting signal F, a carrier signal C ′ having an arbitrary phase θ from the phase of the carrier signal C is output. And can function as the phase shifter 15.
[0022]
Next, the phase detection operation in the prior art will be described. When the initial phase is set, the control unit 17 first turns off (opens) the switches 18-1 and 18-2, and sets the switches for the adders 2-1 and 2-2. The supply of the in-phase component I ′ and the quadrature component Q ′ (feedback signal) is stopped, and an open loop state is set.
[0023]
For this reason, the control unit 17 is usually provided with a microcomputer (microcomputer), and by storing a predetermined program in the microcomputer, various control processes required here are executed.
[0024]
After that, the control unit 17 controls the baseband signal generator 1 to generate a test signal. Here, assuming that a test signal has a direct current (DC) voltage having an arbitrary voltage value as the in-phase component I and a direct current (DC) voltage having a voltage value corresponding to a reference voltage described later as the quadrature component Q, The in-phase component I 'and the quadrature component Q' output from the quadrature demodulator 11 also become DC voltages.
[0025]
Therefore, the control unit 17 controls the other components to operate in the same manner as in the normal state, and controls the DC voltage values of the in-phase component i and the quadrature component q of the phase setting signal F supplied to the quadrature modulator 16. And the voltage values of the in-phase component I ′ and the quadrature component Q ′ of the signal output from the quadrature demodulator 11 are measured while changing the phase of the carrier signal C input from the phase shifter 15 to the quadrature demodulator 11. I do.
[0026]
However, at this time, if the gains of the loop filters 3-1 and 3-2 are too high, the output of the quadrature modulator 4 may be saturated. Therefore, if this is expected, care should be taken not to increase the voltage value of the in-phase component I generated from the baseband signal generator 1 too much.
[0027]
When the phase of the feedback signal (in-phase component I ′ and quadrature component Q ′) matches the negative feedback phase for the baseband signal (in-phase component I and quadrature component Q), as shown in FIG. On the component I 'side, a DC having a voltage value in which the upper and lower relationship of the reference voltage is inverted corresponding to the DC voltage value of the in-phase component I of the baseband signal is output. A DC having the same voltage as the Q signal of the signal generator 1 and equal to the reference voltage is output.
[0028]
When the input voltage values i and q of the phase shifter 15 are in the state shown in FIG. 3, a carrier signal C having a phase necessary for normal operation as a negative feedback loop is generated. Will be.
[0029]
Therefore, when the state of FIG. 3 is obtained for the voltage values of the in-phase component i and the quadrature component q of the phase setting signal F, the control unit 17 obtains the correct phase θ (initial phase) required for negative feedback. After setting the DC voltage values of the in-phase component i and the quadrature component q of the phase setting signal F as they are, the switches 18-1 and 18-2 are turned on (contact) to complete the negative feedback loop. Then, the operation shifts to a normal transmission operation.
[0030]
Therefore, according to the prior art transmission section of FIG. 2, as a result of applying the Cartesian linearizer, nonlinear distortion is compensated, and a transmission operation using a stabilized transmission waveform is obtained.
[0031]
[Problems to be solved by the invention]
The above prior art requires detection of a phase value for the initial phase setting, does not take into consideration the fact that an offset is inevitable in the set phase value, takes a considerable amount of time for the initial phase setting, and has a transmission characteristic. There was a problem with the improvement.
[0032]
When the Cartesian linearizer is used, as described above, the carrier phase is often adjusted to match the loop phase. In this case, however, as described above, a dedicated IC such as a quadrature modulator or a quadrature demodulator is used. Is often used.
[0033]
In this case, in the related art, it is necessary to detect the phase value when the power is turned on or when the channel is switched, that is, every time the supply of the carrier signal is started.
[0034]
This is because when a dedicated IC is used for a quadrature modulator or a quadrature demodulator, the 90-degree phase shifter built therein is of a flip-flop type, as described above. However, in the related art, as described above, it takes a considerable time from the initial phase setting to the start of transmission.
[0035]
At this time, even if the initial phase setting value is calculated in advance, the phase may differ by 180 degrees with a probability of almost 50%. Therefore, in the related art, it is still necessary to detect the phase value. For example, there is a possibility that a loop may oscillate.
[0036]
Further, in the related art, when setting the initial phase, an electronic switch using a semiconductor element is used for switching between the open loop and the closed loop. However, in this case, the presence of an on-resistance in the switch is inevitable.
[0037]
As a result, in the prior art, an offset appears between the in-phase component I ′ and the quadrature component Q ′ shown in FIG. 3 in the open loop and in the closed loop. As a result, the feedback signal set in the open loop and the In this case, the phase of the feedback signal is shifted, and the nonlinear distortion compensation by the feedback loop cannot be accurately obtained.
[0038]
Therefore, as described above, in the related art, the improvement of the transmission characteristics by the Cartesian linearizer cannot be obtained as expected.
[0039]
An object of the present invention is to provide a digital wireless device capable of sufficiently improving transmission characteristics by applying a Cartesian linearizer.
[0040]
[Means for Solving the Problems]
The object is to provide a linearizer of a negative feedback system by a Cartesian loop at least in a transmission unit having a quadrature modulator and a linear amplifier, and to determine whether a phase of a feedback signal in the Cartesian loop is appropriate or not, and to input a carrier signal to the quadrature modulator. In a digital radio apparatus of a linear digital modulation system which is determined at each start time, a limiter is provided on a path of a modulated wave signal from an output of the quadrature modulator to an input of the linear amplifier, and a phase of the feedback signal is provided. Is determined according to whether or not the input level of the limiter means has exceeded a limit value by the limiter means.
[0041]
At this time, means may be provided for transmitting a preamble signal for phase determination only for a predetermined period every time the carrier signal is input to the quadrature modulator. .
[0042]
According to the above means, it is possible to set the phase value which does not enter the oscillation state in the closed loop state only by storing the two kinds of initial phase values different from each other by 180 degrees in advance, thereby minimizing the occurrence of the DC offset. , The channel (CH) switching time can be minimized, and control can always be performed in a closed loop, so that operation can be performed with stable transmission characteristics.
[0043]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, a digital wireless device according to the present invention will be described in detail with reference to the illustrated embodiments.
[0044]
Here, FIG. 1 is an embodiment of the present invention, in which 5 is a limiter circuit (amplitude limiting circuit), 12 is a control unit, and the other configuration is a digital radio according to the prior art described in FIG. Same as the machine.
[0045]
First, the limiter circuit 5 is provided on a path where the modulated wave signal M output from the quadrature modulator 4 reaches the power amplifier 7 for linear amplification via the band-pass filter 6 as shown in the figure. I have.
[0046]
When the level of the modulated wave signal M as an input exceeds a predetermined limit level set in advance, the limiter circuit 5 suppresses the level of the modulated wave signal M to the limit level and outputs the signal. When the limiter operates in this manner, it functions to generate a predetermined detection signal S accordingly.
[0047]
Next, the control unit 12 is constituted by, for example, a microcomputer on which a predetermined program is mounted. In this respect, the control unit 12 is the same as the control unit 17 in the conventional technique of FIG. As a result, as described below, the control processing of each component in the transmission unit is different.
[0048]
Next, the operation of this embodiment will be described. Here, the description will focus on operations that are different from the case of the prior art described with reference to FIG. 2, and the same operations will be generally described.
[0049]
In FIG. 1, first, a baseband signal including an in-phase component I and a quadrature component Q is supplied from a baseband signal generator 1 to adders 2-1 and 2-2, where an in-phase component I ′ of a feedback signal and The orthogonal components Q 'are added.
[0050]
Then, the in-phase component I and the quadrature component Q output from the adders 2-1 and 2-2 are band-limited by the loop filters 3-1 and 3-2, respectively, and then converted into quadrature signals as modulated wave signals. The signal is supplied to the modulation input of the modulator 4.
[0051]
Then, the carrier signal C is quadrature-modulated by a modulation signal including the in-phase component I and the quadrature component Q of the baseband signal, and as a result, the modulated signal M converted into a signal of a desired frequency band determined by the frequency of the carrier signal C. Is output from the quadrature modulator 4.
[0052]
The modulated wave signal M quadrature-modulated by the quadrature modulator 4 is supplied to a power amplifier 7 for linear amplification via a limiter circuit 4 and a band-pass filter 6, and a linearly amplified high-frequency modulation output signal HM is output from an antenna 8. Sent as radio waves.
[0053]
At this time, a part of the output signal HM supplied to the antenna 8 from the power amplifier 7 is extracted and demodulated by the quadrature demodulator 11, and the in-phase component I ′ and the quadrature component Q ′ of the baseband feedback signal are added to the adder 2-1. Negative feedback is performed by supplying the input signal 2-2 to the in-phase component I and the quadrature component Q of the input signal, thereby obtaining nonlinear distortion compensation.
[0054]
By the way, in the limiter circuit 5, when the modulated wave signal M is higher than a predetermined level, the output is limited so as not to exceed this level. 7 is set higher by a predetermined value than the desired level set as the specification of No. 7.
[0055]
As a result, as long as the signal level is at the normal transmission level, there is no possibility that the modulated wave signal M is limited. Therefore, the Cartesian linearizer when the level limit by the limiter circuit 5 does not work. The operation is the same as in the prior art shown in FIG. 2 when the switches 18-1 and 18-2 are turned on.
[0056]
Next, the phase setting of the phase shifter 15 in this embodiment will be described. In this embodiment, a phase setting signal F to be supplied from the control unit 12 to the quadrature demodulator 16 of the phase shifter 15 is shown in FIG. Thus, there are two types of phase setting signal F1 that provides one phase θ composed of in-phase component i1 and quadrature component q1 and phase setting signal F2 that provides the other phase (θ + 180 °) composed of in-phase component i2 and quadrature component q2. These are preset as initial phase values, and are stored in a nonvolatile memory provided in the control unit 12.
[0057]
Then, for the in-phase component i1 and the quadrature component q1 and the in-phase component i2 and the quadrature component q2 at this time, the loop in the Cartesian linearizer of the transmitting unit is correctly negative depending on one of the phase θ and the phase (θ + 180 °). It is set in advance so as to be in a feedback state.
[0058]
Here, the phase θ and the phase (θ + 180 °) required for the loop to be in the correct negative feedback state are determined according to the components of each unit used in the transmitting unit, and thus the transmitting unit is completed as an apparatus. After that, the value becomes a constant value, and can be set in advance. This point will be described later in detail.
[0059]
Then, the control unit 12 executes control under the above premise, and when the power is turned on and the system is activated, first, the baseband signal generator 1 sends the baseband signal as a test baseband signal. An unmodulated signal in which only the in-phase component I has an arbitrary voltage is output.
[0060]
The baseband signal at this time is output as a preamble signal before the start of the transmission signal, as shown in FIG. Here, the time 0 is the time when the above-mentioned system is activated. From this, as shown in the figure, after the above-mentioned baseband signal is output for 1.25 milliseconds, the transmission signal is transmitted. Has become.
[0061]
At this time, as shown, the level change at the rise and fall of the preamble signal is made gradual, thereby suppressing spurious.
[0062]
The control unit 12 simultaneously outputs one of the two types of phase setting signals F, for example, a voltage based on the phase setting signal F1 (i1, q1), and supplies the voltage to the quadrature modulator 16 of the phase shifter 15.
[0063]
Then, at this time, if the phase of the feedback signal is shifted by 180 degrees, the loop enters a positive feedback state and oscillates. In this oscillation state, the level of the modulated wave signal M exceeds the level limit value set in the limiter circuit 5, so that the limiter circuit 5 generates the detection signal S.
[0064]
Here, when the detection signal S is supplied from the limiter circuit 5, the control unit 12 converts the phase setting signal F supplied to the quadrature modulator 16 of the phase shifter 15 from one of the two types to the other. It is configured to switch to.
[0065]
Therefore, at this time, the phase setting signal F that has been supplied to the quadrature modulator 16, that is, the phase setting signal F 1 at this time, is switched to the other phase setting signal F 2.
[0066]
Here, the phase setting signal F1 and the phase setting signal F2 have a phase difference of 180 degrees as shown in FIG. Therefore, when the loop is oscillated by the phase setting signal F1, a normal negative feedback state can be obtained by the phase setting signal F2.
[0067]
As a result, the loop enters a normal operation state, after which it is possible to shift to a normal transmission operation.
[0068]
On the other hand, if the limiter circuit 5 does not operate, the loop is operating normally, so if the phase shifter 15 is operated with the phase setting signal F1 as it is and the normal transmission operation is performed. Good.
[0069]
At this time, even if the loop is initially in a positive feedback state and oscillates, the limiter circuit 5 operates to limit the level of the modulated wave signal M, so that unnecessary radio waves are transmitted at a high level. It is suppressed that it is done.
[0070]
The level of the unnecessary radio wave transmitted at this time can be easily and appropriately dealt with by setting the level limit value by the limiter circuit 5 to a value that satisfies the laws and regulations in the area. . Incidentally, the current Radio Law in Japan allows 20% of the average level.
[0071]
By the way, the case where one of the two types of phase setting signals F is initially set as the initial phase setting signal F1 (i1, q1) has been described above. On the contrary, the other phase setting signal F2 (i2 , Q2) may be set as the initial phase.
[0072]
Next, setting of the above-described phase setting signals F1 (i1, q1) and F2 (i2, q2) will be described. Here, in this embodiment, for this reason, the orthogonal component Q of the baseband signal supplied from the baseband signal generator 1 is divided into an output point of the baseband signal generator 1, an adder 2-2, and a loop filter. It is configured to branch from two points of the point input to the quadrature modulator 4 after 3-2 and take in the control unit 12.
[0073]
Note that these phase setting signals F1 and F2 are determined by the components of each unit used in the transmission unit, as described above. Therefore, these setting processes are used when the transmission unit is completed as an apparatus. The program may be executed at an arbitrary time before being provided and stored in the memory of the control unit 12, and thereafter, executed when necessary such as when data is lost from the memory for some reason. do it.
[0074]
When setting the initial phase, first, instead of the antenna 8 connected to the output of the power amplifier 7, a terminator (pseudo antenna) for absorbing high-frequency power may be connected to operate the transmitting unit. Prevent radio waves from being emitted.
[0075]
Next, the control unit 12 controls the baseband signal generator 1 to generate a normal baseband signal, which is supplied to the transmission unit to operate as a Cartesian linearizer. In this state, the quadrature component Q Are compared, the phase of the quadrature component Q taken in from two locations matches only when the phases match in the feedback loop.
[0076]
Therefore, when the phases are shifted, the in-phase component i and the quadrature component q of the phase setting signal F supplied to the phase shifter 15 are adjusted so that the phases match. Then, when a phase match is obtained, the values of the in-phase component i and the quadrature component q at that time are stored in the memory as initial phases.
[0077]
At this time, as shown in FIG. 5, not only the in-phase component i1 and the quadrature component q1 representing one initial phase, but also the in-phase component i2 and the quadrature component q2 giving a phase difference of 180 degrees with the in-phase component i1 and the quadrature component q2 simultaneously. It is stored as the initial phase.
[0078]
Therefore, according to this embodiment, the suitability of the phase can be determined while maintaining the Cartesian loop in a closed loop and the transmission state, so that the delay in the transmission operation can be short, and as a result, the operation is less uncomfortable and comfortable. Operation can be obtained.
[0079]
Further, as a result, according to this embodiment, there is no fear of a phase shift of the feedback signal due to the offset, so that accurate nonlinear distortion compensation by the feedback loop can be easily obtained, and therefore, the transmission characteristics can be sufficiently stabilized. Can be planned.
[0080]
【The invention's effect】
According to the present invention, even if a quadrature modulator or a quadrature demodulator whose output carrier phase is different by 180 degrees is used, phase data at a point where the phase is different by 180 degrees is calculated in advance, and no more output is performed by the limiter. By controlling such a signal, the initial phase value can be calculated while maintaining the transmission state with the Cartesian loop closed and the transmission characteristics can be stabilized.
[0081]
Further, according to the present invention, since the transmission operation at the time of power-on and at the time of channel switching requires only a short delay, a comfortable operation can be obtained with less discomfort in the operation.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a digital wireless device according to the present invention.
FIG. 2 is a block diagram illustrating an example of a digital wireless device according to the related art.
FIG. 3 is an explanatory diagram illustrating a relationship between input signals when calculating an initial phase.
FIG. 4 is a vector diagram for explaining a phase shift operation by a quadrature modulator.
FIG. 5 is a vector diagram of a phase setting signal according to the embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a waveform diagram illustrating a relationship between a preamble signal and a transmission signal according to an embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
Reference Signs List 1 baseband signal generators 2-1 and 2-2 adders 3-1 and 3-2 loop filter 4 quadrature modulator 5 limiter circuit 6 bandpass filter 7 power amplifier (for linear amplification)
Reference Signs List 8 antenna 9 directional coupler 10 attenuator 11, 16 quadrature demodulator 12 control unit 13 reference signal generator 14 PLL frequency synthesizer 15 phase shifter 17 control unit (prior art)
18-1, 18-2 switch (electronic switch)
