JP2004093969A - Light intensity modulating apparatus - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To obtain a drift value in the modulation curve L with high accuracy in a simple structure and to control to obtain the optimum bias voltage with high accuracy. <P>SOLUTION: The apparatus is equipped with an LN modulator 3 which modulates the intensity of a light signal S1 by an electric signal S2 under the condition that the sum of the amplitude of the electric signal S2 and the amplitude of a pilot signal Va is within a driving voltage Vπ, outputs the modulated light signal S3 to the outside and has a monitor PD3a to monitor the modulated signal S3; a DA converter 15 which outputs the bias voltage Vb; a synthesizer 17 which generates the pilot signal Va at the fundamental wave fp; an adder 20 which superposes the bias voltage Vb and the pilot signal Va; and a controller C which calculates the ratio of the second harmonic wave 2fp component to the fundamental wave fp component, determines the drift in the modulation curve and generates the bias voltage Vp to offset the drift. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ＷＤＭシステムなどの光通信システムに用いられる光送信装置内の光強度変調装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
光通信装置に用いられる外部変調器として光強度変調器がある。この光強度変調器には、たとえばＬｉＮｂＯ３を用いたマッハツエンダ型のＬＮ変調器がある。図１０は、ＬＮ変調器を用いた光送信装置の概要構成を示すブロック図である。図１０において、ＬＮ変調器３は、光ファイバ２を介してレーザダイオード（ＬＤ）１に接続され、接続点Ｐ１を介して入力された光信号を、接続点Ｐ２を介して入力される、たとえば１０Ｇｂｐｓの電気信号Ｓ２によって強度変調する。強度変調された光信号は、接続点Ｐ３に接続された光ファイバ４を介して出力される。ここで、ＬＮ変調器３には、モニタフォトダイオード（ＰＤ）３ａが設けられ、このモニタＰＤ３ａによってモニタされた信号Ｓ１０５をもとにバイアス電圧を制御するＬＮ制御回路ＣＣが設けられる。
【０００３】
図１１に示すように、ＬＮ変調器３は、光出力の電圧依存性として、ｃｏｓの関数である変調曲線を描く。電気信号Ｓ２は、変調曲線Ｌの最大値と最小値との間を駆動電圧Ｖπとして印加する。この場合に電気信号Ｓ２には、変調曲線Ｌの最大値と最小値との間の中点を駆動点Ｐｏｐとすべくバイアス電圧Ｖｂが印加される。なお、このバイアス電圧Ｖｂは小さい方が好ましい。
【０００４】
ところが、ＬＮ変調器３の特性として、このバイアス電圧Ｖｂは、温度による熱ドリフトと経時によるＤＣドリフトが生じ、その結果、動作点Ｐｏｐが変調曲線Ｌの中点から光出力方向（上下方向）にシフトしてしまい、効率的な変調動作ができなくなる。このため、動作点Ｐｏｐが変調曲線Ｌの最大値と最小値との中点に位置するように、上述したＬＮ制御回路ＣＣを用いてバイアス電圧Ｖｂのフィードバック制御を行う。たとえば、ＬＮ制御回路ＣＣは、変調曲線Ｌが電圧の高い方に移動した場合に、ドリフトした分、バイアス電圧Ｖｂを高くし、ドリフトした変調曲線ＬＤの最適な動作点Ｐｏｐ´に位置させるバイアス電圧Ｖｂ´に補正する制御を行う。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来のＬＮ制御回路ＣＣでは、モニタＰＤ３ａが検出したＤＣ電圧値をもとに現在のバイアス電圧Ｖｂを直接求めるようにしているため、光レベル変動があると、バイアス電圧制御を誤ってしまうという問題点があった。
【０００６】
この発明は、上述した従来技術による問題点を解消するため、簡易な構成で、変調曲線Ｌのドリフト値を精度高く求め、精度の高い最適バイアス電圧値に制御することができる光強度変調装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、請求項１にかかる光強度変調装置は、入力された電気信号によって入力された光信号を強度変調し、強度変調された光変調信号を外部出力するとともに、該光変調信号をモニタするモニタ光検出器を有した光強度変調器と、前記電気信号のバイアス電圧を出力するバイアス電圧印加手段と、所定基本周波数のパイロット信号を生成するパイロット信号出力手段と、前記バイアス電圧と前記パイロット信号とを重畳し前記光強度変調器に印加する重畳手段と、前記モニタ光検出器が検出した光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出すフィルタと、前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させる制御手段と、を備え、前記電気信号の振幅値と前記パイロット信号の振幅値との合算値が前記光強度変調器の駆動電圧以内であることを特徴とする。
【０００８】
請求項１の発明によれば、重畳手段が、バイアス電圧印加手段が出力した電気信号のバイアス電圧とパイロット信号出力手段が出力した所定基本周波数のパイロット信号とを光強度変調器に出力し、フィルタがモニタ光検出器によって検出された光変調信号から該光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出し、制御手段が、前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させるようにするとともに、前記電気信号の振幅値と前記パイロット信号の振幅値との合算値が前記光強度変調器の駆動電圧以内となるように設定し、これによって、光強度変調器のバイアス電圧制御と光強度変調器から出力される光信号との最適化を図り、消光比の低下やクロスポイントの低下を生じさせないようにしている。
【０００９】
また、請求項２にかかる光強度変調装置は、上記の発明において、前記パイロット信号に同期させて前記フィルタから出力された信号をサンプリングするサンプリング手段を備え、前記制御手段は、前記サンプリング手段が出力したサンプリング値をもとに前記バイアス電圧の制御を行うことを特徴とする。
【００１０】
また、請求項３にかかる光強度変調装置は、上記の発明において、前記制御手段は、前記２倍高調波成分の振幅値の符号の正負をもとに前記ドリフトの方向を判定し、該ドリフトが零になるように前記バイアス電圧を制御することを特徴とする。
【００１１】
また、請求項４にかかる光強度変調装置は、入力された電気信号によって入力された光信号を強度変調し、強度変調された光変調信号を外部出力するとともに、該光変調信号をモニタするモニタ光検出器を有した光強度変調器と、前記電気信号のバイアス電圧を出力するバイアス電圧印加手段と、所定基本周波数のパイロット信号を生成するパイロット信号出力手段と、前記バイアス電圧と前記パイロット信号とを重畳し前記光強度変調器に印加する重畳手段と、前記モニタ光検出器が検出した光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出すフィルタと、前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する算出バイアス電圧をシフトさせた前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させる制御手段と、を備え、前記電気信号の振幅値と前記パイロット信号の振幅値との合算値が前記光強度変調器の駆動電圧以上であることを特徴とする。
【００１２】
請求項４の発明によれば、重畳手段が、バイアス電圧印加手段が出力した電気信号のバイアス電圧とパイロット信号出力手段が出力した所定基本周波数のパイロット信号とを光強度変調器に出力し、フィルタがモニタ光検出器によって検出された光変調信号から該光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出し、制御手段が、前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する算出バイアス電圧をシフトさせた前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させるようにし、前記電気信号の振幅値と前記パイロット信号の振幅値との合算値が前記光強度変調器の駆動電圧以上であっても、光強度変調器から出力される光信号との最適化を図り、消光比の低下やクロスポイントの低下を生じさせないようにしている。
【００１３】
また、請求項５にかかる光強度変調装置は、上記の発明において、前記制御手段は、前記光変調信号の消光比が高くなる方向に前記算出バイアス電圧を所定値シフトさせた前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させる制御を行うことを特徴とする。
【００１４】
また、請求項６にかかる光強度変調装置は、上記の発明において、前記パイロット信号に同期させて前記フィルタから出力された信号をサンプリングするサンプリング手段を備え、前記制御手段は、前記サンプリング手段が出力したサンプリング値をもとに前記算出バイアス電圧を求めることを特徴とする。
【００１５】
また、請求項７にかかる光強度変調装置は、上記の発明において、前記制御手段は、前記２倍高調波成分の振幅値の符号の正負をもとに前記ドリフトの方向を判定し、該ドリフトが零になるように前記算出バイアス電圧を求めることを特徴とする。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照して、この発明にかかる光強度変調装置について説明する。図１は、この発明の実施の形態である光強度変調装置を含む光送信装置の概要構成を示すブロック図である。図１において、この光送信装置は、ＬＮ変調器３とＬＮ制御回路５とからなる光強度変調装置を有し、ＬＮ変調器３は、接続点Ｐ１を介して接続された光ファイバ２に接続されるとともに、接続点Ｐ３を介して光ファイバ４に接続される。
【００１７】
ＬＮ変調器３は、図１２に示したＬＮ変調器３と同じであり、ＬｉＮｂＯ３を用いたマッハツェンダ型の光強度変調器である。ＬＮ変調器３には、接続点Ｐ２を介してたとえば１０Ｇｂｐｓの電気信号Ｓ２が入力され、ＬＮ変調器３は、光ファイバ２に接続されたＬＤ１から送信される光信号Ｓ１を電気信号Ｓ２によって強度変調し、この変調された光信号Ｓ３を光ファイバ４に出力する。
【００１８】
ＬＮ変調器３は、強度変調時における漏れ光信号をモニタするモニタＰＤ３ａを有するとともに、ＬＮ制御回路５に接続され、モニタＰＤ３ａが検出した信号Ｓ５は、接続点Ｐ５，Ｐ７を介してＬＮ制御回路５側に出力される。一方、制御されたバイアス電圧Ｖｂと変調曲線Ｌのドリフトを検出するためのパイロット信号Ｖａとが重畳された信号Ｓ４は、接続点Ｐ６，Ｐ４を介してＬＮ変調器３側に出力される。
【００１９】
ＬＮ制御回路５では、電流電圧変換部１１が、接続点Ｐ７を介して入力された信号Ｓ５の電流値を電圧値に変換し、バンドパスフィルタ１２が、この変換された電圧信号のうちのパイロット信号Ｖａ成分とこのパイロット信号Ｖａの２倍高調波成分とを通過させるフィルタリングをし、アンプ１３に出力する。アンプ１３は入力された信号を増幅し、ＡＤコンバータ１４に出力し、ＡＤコンバータ１４は入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換してコントローラＣに出力する。
【００２０】
コントローラＣは、ＡＤコンバータ１４によってサンプリングされたデジタル信号の値をもとに、変調曲線Ｌのドリフトを検出し、このドリフトに対応したドリフト値を加味したバイアス電圧制御値をＤＡコンバータ１５に出力する。ＤＡコンバータ１５から出力されたバイアス電圧制御値のアナログ値はアンプ１６を介してバイアス電圧Ｖｂとして加算器２０に出力される。一方、発振器としてのシンセサイザ１７からは、たとえば１ｋＨｚの正弦波であるパイロット信号Ｖａが出力され、アンプ１８を介して所定値に増幅された後に加算器２０に出力される。なお、シンセサイザ１７から出力された１ｋＨｚのパイロット信号はコンパレータ１９を介してパイロット信号の同期信号が生成され、コントローラＣに出力される。コントローラＣは、コンパレータ１９から入力された同期信号をもとに、上述したＡＤコンバータ１４のサンプリング制御を行うとともに、ＤＡコンバータ１５の制御を行う。加算器２０は、上述したバイアス電圧Ｖｂとパイロット信号Ｖａとを加算重畳し、信号Ｓ４として接続点Ｐ６，Ｐ４を介してＬＮ変調器３側に出力される。
【００２１】
ここで、コントローラＣによるパイロット信号Ｖａを用いたバイアス電圧制御動作について説明する。なお、変調曲線Ｌのドリフト値を「Ｖ０」とし（図１１参照）、パイロット信号Ｖａの周波数を「ｆｐ」とする。したがって、パイロット信号Ｖａは、Ｖｐ・ｓｉｎ（２π・ｆｐ・ｔ）となる。また、制御電圧「Ｖπ」の値を「１」とする。この場合、バンドパスフィルタ１２から出力される信号Ｓは、Ｃｆを定数として、
Ｓ＝Ｃｆ・ｓｉｎ（２π・ｆｐ・ｔ）
＋０．２５・Ｃｆ・π２・（Ｖｂ＋Ｖ０）・Ｖｐ・ｃｏｓ（４π・ｆｐ・ｔ）・・・（１）
として表せる。式（１）右辺の第１項は、周波数ｆｐ成分（基本波成分）の正弦波であり、第２項は、基本波ｆｐ成分の２倍高調波（２ｆｐ）成分の余弦波である。
【００２２】
ここで、基本波ｆｐ成分に対する２倍高調波２ｆｐ成分の比αは、
α＝０．２５・π２・（Ｖｂ＋Ｖ０）・Ｖｐ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（２）
となる。なお、式（２）において制御電圧Ｖπが「１」でない場合には、比αは式（２）に示した比αを制御電圧Ｖπの値で除算した値となる。この比αの（Ｖｂ＋Ｖ０）依存性は、図２に示すように、（Ｖｂ＋Ｖ０）が０近傍で急激に小さくなる特性を呈し、コントローラＣは、比αを求めることによって、（Ｖｂ＋Ｖ０）の値を求めることができる。
【００２３】
たとえば、図３に示すように、２倍高調波２ｆｐに対応させて、基本波ｆｐの１周期に対してＡＤコンバータ１４が８つのサンプリング点ＳＰ０〜ＳＰ７でサンプリングし、各サンプリング点ＳＰ０〜ＳＰ７に対応したサンプリング値をそれぞれサンプリング値ｘ（０）〜ｘ（７）とすると、基本波ｆｐ成分β１は、
β１＝０．５√（（ｘ（０）−ｘ（４））２＋（ｘ（２）−ｘ（６））２）・・・（３）
として求めることができ、２倍高調波２ｆｐ成分β２は、
β２＝０．２５√（（ｘ（０）−ｘ（２）＋ｘ（４）−ｘ（６））２
＋（ｘ（１）−ｘ（３）＋ｘ（５）−ｘ（７））２）　　・・・（４）
として求めることができる。ここで、パイロット信号Ｖａの振幅Ｖｐは既知であるので、式（２）〜（４）を用いて比αを求めることができ、（Ｖｂ＋Ｖ０）の値を最終的に求めることができる。
【００２４】
ここで、ＬＮ制御回路５の電源投入時においてはバイアス電圧Ｖｂ＝０であるため、コントローラＣが算出する（Ｖｂ＋Ｖ０）＝Ｖ０によって初期のドリフト値Ｖ０を知ることができる。したがって、コントローラＣは、ＤＡコンバータ１５に対して、このドリフト値Ｖ０を相殺すべき初期のバイアス電圧Ｖｂ＝−Ｖ０を与える。コントローラＣは、その後のドリフト値Ｖ０を相殺すべく、（Ｖｂ＋Ｖ０）の値が０となるバイアス電圧Ｖｂを印加する制御を行うことになる。この場合、図２に示すように、（Ｖｂ＋Ｖ０）は０において比αが急激に小さくなるため、ドリフトを補正するバイアス電圧Ｖｂを精度高く与えることができる。
【００２５】
ところで、電源投入時においてドリフト値Ｖ０の絶対値を知ることができるが、式（３）および式（４）は、平方根の計算であるため、新規のドリフト値Ｖ０の正負は未知である。しかし、図３において、基本波ｆｐのゼロクロス時に、正の値のドリフト値をもつ２倍高調波２ｆｐの値の符号と、負の値のドリフト値をもつ２倍高調波２ｆｐ´の値の符号とが反転しており、この関係をもとにドリフト値Ｖ０の正負を判定することができる。すなわち、サンプリング値ｘ（０），ｘ（２），ｘ（４），ｘ（６）を用いた値γによって正負を判定することができる。
γ＝ｘ（０）−ｘ（２）＋ｘ（４）−ｘ（６）　　　　　　　・・・（５）
この値γが正のとき、ドリフト値Ｖ０は正であるので、このドリフト値Ｖ０を相殺するため、コントローラＣはバイアス電圧Ｖｂを負の値としてＤＡコンバータ１５に出力し、値γが負のとき、ドリフト値Ｖ０は負であるので、このドリフト値Ｖ０を相殺するため、コントローラＣはバイアス電圧Ｖｂを正の値としてＤＡコンバータ１５に出力する。
【００２６】
換言すると、式（１）に対応した信号Ｓは、Ｓ＝Ａｓｉｎ（２πｆｐｔ）＋Ｂｃｏｓ（２π２ｆｐｔ）と置き換えることができ、この実施の形態では、２倍高調波成分の振幅値Ｂの符号の正負によってドリフトずれの方向を判定するようにしている。
【００２７】
この実施の形態では、パイロット信号Ｖａを生成し、変調曲線Ｌの非線形によって生じる２倍高調波２ｆｐのサンプリング値をもとにドリフト値Ｖ０を大きさと正負とを判定し、このドリフト値Ｖ０を補正したバイアス電圧を生成するようにしているので、精度の高い動作点制御を行うことができる。
【００２８】
ところで上述した実施の形態におけるＬＮ制御回路３は、上述したドリフトを補正する際、モニタＰＤ３ａが検出したパイロット信号の基本波ｆｐ成分と２倍高調波２ｆｐ成分とを用い、特に２倍高調波２ｆｐ成分を用いてバイアス電圧を制御していた。しかしながら、２倍高調波２ｆｐ成分のみを用いた制御を行った場合、ＬＮ変調器３によって変調された本来の光信号Ｓ３が効率的に変調された光信号とならない場合が生じ、伝送品質の劣化につながる。
【００２９】
図４は、駆動電圧Ｖπと同じ振幅値「４．８ＶＰ−Ｐ」をもつ電気信号Ｓ２をＬＮ変調器３に印加した場合におけるモニタＰＤ３ａの基本波ｆｐおよび２倍高調波２ｆｐの受信レベルと、光信号Ｓ３の消光比Ｒとの各バイアス電圧依存性を示した図である。この場合、バイアス電圧Ｖｂは、ＬＮ制御回路５によって２倍高調波２ｆｐの最小値である３．１４Ｖに制御される。なお、この場合におけるパイロット信号Ｖａの振幅値は、「４５０ｍＶＰ−Ｐ」である。図４に示すように、バイアス電圧Ｖｂが３．１４Ｖである場合、消光比Ｒは最適値（最大値）となっていない。消光比Ｒが最適値となるのは、バイアス電圧Ｖｂが約３．０５Ｖのときであり、バイアス電圧Ｖｂが３．０５Ｖのときとバイアス電圧Ｖｂが３．１４Ｖのときとの消光比Ｒの差は、約０．４ｄＢとなる。
【００３０】
また、この場合におけるアイパターンのクロスポイントＰｃは、約４５％となり、最適値５０％からずれたところに位置する。なお、図６に示すように、クロスポイントＰｃは、データ信号がオンオフによって交差する点であり、受信器側におけるオン／オフ判定時における閾値の値に一致させるのが好ましい。この消光比Ｒの減少およびクロスポイントＰｃの低下は、光信号Ｓ３を受信する受信器側における信号誤りを生起させ、伝送品質の低下を招く。
【００３１】
このため、図７に示すように、駆動電圧Ｖπの約８８％の振幅値「４．２２ＶＰ−Ｐ」をもつ電気信号Ｓ２をＬＮ変調器３に印加し、上記と同様に、バイアス電圧Ｖｂに「４５０ｍＶＰ−Ｐ」のパイロット信号Ｖａを重畳している。この場合、図８に示すように、バイアス電圧Ｖｂは、２倍高調波２ｆｐの最小値である約３．２３Ｖに制御され、このとき消光比Ｒ（ＰＡ／ＰＢ）の低下はなく、最大値となり、さらに、図９に示すように、このときのクロスポイントＰｃは５０％となる。すなわち、このときのＬＮ制御回路５によるバイアス電圧制御は、光信号Ｓ３の変調出力の最適化に一致している。
【００３２】
図４および図５に示した結果が、光信号Ｓ３の変調出力の最適化になっていないのは、電気信号Ｓ２の振幅値が駆動電圧Ｖπと同じであり、この電気信号Ｓ２が変調時においてさらにパイロット信号Ｖａが重畳されるため、変調曲線Ｌによって大きな歪みを招来しているからだと考えられる。一方、図８および図９に示した結果が、光信号Ｓ３の変調出力の最適化となっているのは、電気信号Ｓ２の振幅値とパイロット信号Ｖａの振幅値との合算値が、駆動電圧Ｖπとほぼ同じになっており、ＬＮ制御回路５に余分な歪みをもった２倍高調波２ｆｐが入力されていないためと考えられる。したがって、消光比Ｒの最適化時は、電気信号Ｓ２の振幅値とパイロット信号Ｖａの振幅値との合算値が、駆動電圧Ｖπと同じときである。なお、図４に示した消光比Ｒの値は１４．２ｄＢ強であるが、図８に示した消光比Ｒの値は１４．２ｄＢ弱であり、消光比Ｒが約０．０５ｄＢ劣化している。しかし、これは電気信号Ｓ２の振幅値が８８％になったからであり、図４に示したように、約０．４ｄＢ劣化した場合に比してそのオーダーが異なる。
【００３３】
なお、上述した実施の形態では、２倍高調波２ｆｐの最小値と消光比Ｒの最大値とを一致させるものであったが、逆に、ＬＮ制御回路５は２倍高調波２ｆｐの最小値にバイアス電圧を制御せずに、消光比Ｒが最大となるバイアス電圧に制御するようにしてもよいし、２倍高調波２ｆｐの最小値以外の点にバイアス電圧を制御するようにしてもよい。この場合、電気信号Ｓ２の振幅値は駆動電圧Ｖπと同じにすることができ、消光比Ｒの最大化を図ることができるとともに、クロスポイントＰｃも５０％となる。
【００３４】
たとえば、電気信号Ｓ２が駆動電圧Ｖπと同じで、そこにパイロット信号Ｖａを印加した場合は、既に説明したように図４のような関係になる。このような場合において、２倍高調波２ｆｐと基本波ｆｐの比αが、ある所定値、この場合だと約−４８ｄＢ（−１８ｄＢと−６６ｄＢとの差分）になるように制御をすればよい。ただし、このような関係が現れる動作点として、３．０５Ｖ、３．３Ｖがある。このどちらかに制御するかという点について、図４のように、２倍高調波２ｆｐの最小点に対して消光比Ｒの最大点が、より小さいバイアス電圧であるという関係が既知であるので、小さいほうの電圧を選択すればよい。また、その逆の関係であった場合には大きい電圧として３．３Ｖを選択すればよい。
【００３５】
すなわち、電気信号Ｓ２の振幅値とパイロット信号Ｖａの振幅値の合算値が駆動電圧Ｖπ以上の場合にバイアス電圧Ｖｂをシフトする制御を行う。この場合、ＬＮ制御回路５は、バイアス電圧Ｖｂを、２倍高調波２ｆｐの最小値から消光比Ｒが最大値となる方向に所定値シフトさせる補正制御を行うことによって、パイロット信号Ｖａの２倍高調波２ｆｐを用いた制御をそのまま利用することができる。この所定値は、予め決定しておいてもよいし、演算によって求めてもよい。ここで、ＬＮ制御回路５は、バイアス電圧Ｖｂを消光比Ｒが最大値となる点にシフトさせることが好ましいが、これに限らず、２倍高調波２ｆｐの最小点に対応する消光比Ｒ以上の値に制御できるようにバイアス電圧Ｖｂをシフトしてもよい。
【００３６】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、重畳手段が、バイアス電圧印加手段が出力した電気信号のバイアス電圧とパイロット信号出力手段が出力した所定基本周波数のパイロット信号とを光強度変調器に出力し、フィルタがモニタ光検出器によって検出された光変調信号から該光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出し、制御手段が、前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させるようにするとともに、前記電気信号の振幅値と前記パイロット信号の振幅値との合算値が前記光強度変調器の駆動電圧以内となるように設定し、これによって、光強度変調器のバイアス電圧制御と光強度変調器から出力される光信号との最適化を図り、消光比の低下やクロスポイントの低下を生じさせないようにしているので、この光強度変調器を用いたシステムの伝送品質の低下を抑止することができるという効果を奏する。
【００３７】
また、この発明によれば、重畳手段が、バイアス電圧印加手段が出力した電気信号のバイアス電圧とパイロット信号出力手段が出力した所定基本周波数のパイロット信号とを光強度変調器に出力し、フィルタがモニタ光検出器によって検出された光変調信号から該光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出し、制御手段が、前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する算出バイアス電圧をシフトさせた前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させるようにし、前記電気信号の振幅値と前記パイロット信号の振幅値との合算値が前記光強度変調器の駆動電圧以上であっても、光強度変調器から出力される光信号との最適化を図り、消光比の低下やクロスポイントの低下を生じさせないようにしているので、この光強度変調器を用いたシステムの伝送品質の低下を抑止することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態である光強度変調装置を含む光送信装置の概要構成を示すブロック図である。
【図２】パイロット信号である基本波に対する２倍高調波の比の（Ｖｂ＋Ｖ０）依存性を示す図である。
【図３】基本波と２倍高調波の波形図である。
【図４】電気信号の振幅値が駆動電圧と同じである場合における基本波、２倍高調波および消光比のバイアス電圧依存性を示す図である。
【図５】電気信号の振幅値が駆動電圧と同じである場合におけるクロスポイントのバイアス電圧依存性を示す図である。
【図６】クロスポイントが５０％のときのＮＲＺ符号のアイパターンを示す図である。
【図７】電気信号の振幅値と基本波の振幅値の合算値が駆動電圧以内のときの変調動作を示す図である。
【図８】電気信号の振幅値と基本波の振幅値の合算値が駆動電圧以内のときの基本波、２倍高調波および消光比のバイアス電圧依存性を示す図である。
【図９】電気信号の振幅値と基本波の振幅値の合算値が駆動電圧以内のときのクロスポイントのバイアス電圧依存性を示す図である。
【図１０】従来の光送信装置の概要構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０に示した光送信装置のバイアス制御を説明する説明図である。
【符号の説明】
１　レーザダイオード（ＬＤ）
２，４　光ファイバ
３　ＬＮ変調器
３ａ　モニタＰＤ
５　ＬＮ制御回路
１１　電流電圧変換部
１２　バンドパスフィルタ
１３，１６，１８　アンプ
１４　ＡＤコンバータ
１５　ＤＡコンバータ
１７　シンセサイザ
１９　コンパレータ
２０　加算器
Ｃ　コントローラ
Ｐ１〜Ｐ７　接続点
ｆｐ　　基本波
２ｆｐ　　２倍高調波
Ｒ　消光比
Ｐｃ　クロスポイント[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an optical intensity modulator in an optical transmitter used for an optical communication system such as a WDM system.
[0002]
[Prior art]
There is a light intensity modulator as an external modulator used in an optical communication device. The light intensity modulator includes, for example, a Mach-Zehnder type LN modulator using LiNbO 3 . FIG. 10 is a block diagram illustrating a schematic configuration of an optical transmission device using an LN modulator. In FIG. 10, an LN modulator 3 is connected to a laser diode (LD) 1 via an optical fiber 2, and receives an optical signal input via a connection point P1 via a connection point P2. The intensity is modulated by an electric signal S2 of 10 Gbps. The intensity-modulated optical signal is output via the optical fiber 4 connected to the connection point P3. Here, the LN modulator 3 is provided with a monitor photodiode (PD) 3a, and is provided with an LN control circuit CC for controlling a bias voltage based on the signal S105 monitored by the monitor PD 3a.
[0003]
As shown in FIG. 11, the LN modulator 3 draws a modulation curve that is a function of cos as the voltage dependence of the optical output. The electric signal S2 applies a drive voltage Vπ between the maximum value and the minimum value of the modulation curve L. In this case, the bias voltage Vb is applied to the electric signal S2 so that the midpoint between the maximum value and the minimum value of the modulation curve L is set as the driving point Pop. It is preferable that the bias voltage Vb is small.
[0004]
However, as a characteristic of the LN modulator 3, the bias voltage Vb causes a thermal drift due to temperature and a DC drift due to aging, and as a result, the operating point Pop moves from the middle point of the modulation curve L in the light output direction (vertical direction). This causes a shift so that an efficient modulation operation cannot be performed. Therefore, feedback control of the bias voltage Vb is performed using the above-described LN control circuit CC such that the operating point Pop is located at the midpoint between the maximum value and the minimum value of the modulation curve L. For example, when the modulation curve L moves to a higher voltage, the LN control circuit CC increases the bias voltage Vb by an amount corresponding to the drift, and places the bias voltage at the optimum operating point Pop ′ of the drifted modulation curve LD. Control for correcting the voltage to Vb 'is performed.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above-described conventional LN control circuit CC, the current bias voltage Vb is directly obtained based on the DC voltage value detected by the monitor PD 3a. There was a problem that would.
[0006]
The present invention provides a light intensity modulation device that can accurately determine the drift value of the modulation curve L and control the drift value of the modulation curve L to a highly accurate optimal bias voltage value with a simple configuration in order to solve the above-described problems of the related art. The purpose is to provide.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problem and achieve the object, an optical intensity modulation apparatus according to claim 1 intensity-modulates an input optical signal with an input electric signal, and outputs an intensity-modulated optical modulation signal to an external output. A light intensity modulator having a monitor photodetector for monitoring the light modulation signal; a bias voltage applying means for outputting a bias voltage of the electric signal; and a pilot signal output for generating a pilot signal having a predetermined fundamental frequency. Means for superimposing the bias voltage and the pilot signal and applying the same to the light intensity modulator; and two of the predetermined fundamental frequency component and the predetermined fundamental frequency of the optical modulation signal detected by the monitor photodetector. A filter for extracting a second harmonic component and a ratio of the second harmonic component to a predetermined fundamental frequency component output from the filter are calculated. Control means for obtaining the drift of the modulation curve of the light intensity modulator based on the result, and generating the bias voltage for canceling the drift by the bias voltage applying means, the amplitude value of the electric signal and the The sum of the amplitude value of the pilot signal and the pilot signal is within the drive voltage of the light intensity modulator.
[0008]
According to the first aspect of the present invention, the superimposing means outputs the bias voltage of the electric signal output by the bias voltage applying means and the pilot signal of a predetermined fundamental frequency output by the pilot signal output means to the light intensity modulator, Extracts the predetermined fundamental frequency component and a second harmonic component of the predetermined fundamental frequency of the optical modulation signal from the optical modulation signal detected by the monitor photodetector, and controls the predetermined fundamental frequency output from the filter. Calculating the ratio of the second harmonic component to the component, calculating the drift of the modulation curve of the light intensity modulator based on the calculation result, and generating the bias voltage for canceling the drift in the bias voltage applying means. And the sum of the amplitude value of the electric signal and the amplitude value of the pilot signal is within the drive voltage of the light intensity modulator. In order to optimize the bias voltage control of the optical intensity modulator and the optical signal output from the optical intensity modulator, the extinction ratio and the cross point are not reduced. I have.
[0009]
Further, the light intensity modulation apparatus according to claim 2 includes, in the above invention, a sampling means for sampling a signal output from the filter in synchronization with the pilot signal, and the control means includes a signal output from the sampling means. The bias voltage is controlled based on the sampled value obtained.
[0010]
Further, in the light intensity modulation apparatus according to claim 3, in the above invention, the control means determines the direction of the drift based on the sign of the sign of the amplitude value of the second harmonic component, and Wherein the bias voltage is controlled so that is zero.
[0011]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a light intensity modulation device for intensity-modulating an input optical signal with an input electric signal, outputting the intensity-modulated optical modulation signal to the outside, and monitoring the optical modulation signal. A light intensity modulator having a photodetector, bias voltage applying means for outputting a bias voltage of the electric signal, pilot signal output means for generating a pilot signal having a predetermined fundamental frequency, and the bias voltage and the pilot signal; Superimposing means for superimposing and applying the same to the light intensity modulator; a filter for extracting the predetermined fundamental frequency component and a second harmonic component of the predetermined fundamental frequency of the optical modulation signal detected by the monitor photodetector; Calculates the ratio of the second harmonic component to the predetermined fundamental frequency component output from the controller, and modulates the light intensity modulator based on the calculation result. Control means for determining the drift of the line, shifting the calculated bias voltage for canceling the drift, and causing the bias voltage applying means to generate the bias voltage, wherein the amplitude value of the electric signal and the amplitude value of the pilot signal are provided. Wherein the sum of the values is equal to or higher than the drive voltage of the light intensity modulator.
[0012]
According to the invention of claim 4, the superimposing means outputs the bias voltage of the electric signal output by the bias voltage applying means and the pilot signal of a predetermined fundamental frequency output by the pilot signal output means to the light intensity modulator, Extracts the predetermined fundamental frequency component and a second harmonic component of the predetermined fundamental frequency of the optical modulation signal from the optical modulation signal detected by the monitor photodetector, and controls the predetermined fundamental frequency output from the filter. The ratio of the second harmonic component to the component is calculated, the drift of the modulation curve of the light intensity modulator is obtained based on the calculation result, and the bias voltage obtained by shifting the calculated bias voltage for canceling the drift is obtained. The bias voltage is generated by the bias voltage applying means, and the sum of the amplitude value of the electric signal and the amplitude value of the pilot signal is the light intensity. Even driving voltage above modulator, it optimizes the optical signal output from the optical intensity modulator, so that does not cause a reduction in degradation and cross points of the extinction ratio.
[0013]
Further, in the light intensity modulation apparatus according to claim 5, in the above invention, the control means shifts the calculated bias voltage by a predetermined value in a direction in which an extinction ratio of the optical modulation signal increases. It is characterized in that control for generation by the bias voltage applying means is performed.
[0014]
Further, the light intensity modulation apparatus according to claim 6, in the above invention, further comprises sampling means for sampling a signal output from the filter in synchronization with the pilot signal, and the control means includes an The calculated bias voltage is obtained based on the obtained sampling value.
[0015]
Further, in the light intensity modulation apparatus according to claim 7, in the above invention, the control means determines the direction of the drift based on the sign of the sign of the amplitude value of the second harmonic component, and Wherein the calculated bias voltage is obtained such that is zero.
[0016]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
A light intensity modulator according to the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of an optical transmission device including an optical intensity modulation device according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, the optical transmission device has an optical intensity modulation device including an LN modulator 3 and an LN control circuit 5, and the LN modulator 3 is connected to the optical fiber 2 connected via a connection point P1. At the same time, it is connected to the optical fiber 4 via the connection point P3.
[0017]
The LN modulator 3 is the same as the LN modulator 3 shown in FIG. 12, and is a Mach-Zehnder type light intensity modulator using LiNbO3. The LN modulator 3 receives an electric signal S2 of, for example, 10 Gbps via the connection point P2. The LN modulator 3 converts the intensity of the optical signal S1 transmitted from the LD1 connected to the optical fiber 2 by the electric signal S2. The modulated optical signal S3 is output to the optical fiber 4.
[0018]
The LN modulator 3 has a monitor PD 3a for monitoring a leak light signal at the time of intensity modulation, and is connected to the LN control circuit 5. The signal S5 detected by the monitor PD 3a receives the signal S5 via the connection points P5 and P7. Output to the 5th side. On the other hand, the signal S4 on which the controlled bias voltage Vb and the pilot signal Va for detecting the drift of the modulation curve L are superimposed is output to the LN modulator 3 via the connection points P6 and P4.
[0019]
In the LN control circuit 5, the current-to-voltage converter 11 converts the current value of the signal S5 input via the connection point P7 into a voltage value, and the band-pass filter 12 outputs the pilot value of the converted voltage signal. Filtering is performed to pass the signal Va component and the second harmonic component of the pilot signal Va, and output to the amplifier 13. The amplifier 13 amplifies the input signal and outputs the amplified signal to the AD converter 14. The AD converter 14 converts the input analog signal into a digital signal and outputs the digital signal to the controller C.
[0020]
The controller C detects a drift of the modulation curve L based on the value of the digital signal sampled by the AD converter 14 and outputs a bias voltage control value to which a drift value corresponding to the drift is added to the DA converter 15. . The analog value of the bias voltage control value output from the DA converter 15 is output to the adder 20 as the bias voltage Vb via the amplifier 16. On the other hand, a pilot signal Va which is a sine wave of, for example, 1 kHz is output from a synthesizer 17 as an oscillator, amplified to a predetermined value via an amplifier 18, and then output to an adder 20. The 1 kHz pilot signal output from the synthesizer 17 generates a synchronization signal of the pilot signal via the comparator 19 and is output to the controller C. The controller C controls the above-described sampling of the AD converter 14 and controls the DA converter 15 based on the synchronization signal input from the comparator 19. The adder 20 adds and superimposes the above-described bias voltage Vb and pilot signal Va, and outputs the resultant to the LN modulator 3 via the connection points P6 and P4 as a signal S4.
[0021]
Here, the bias voltage control operation performed by the controller C using the pilot signal Va will be described. Note that the drift value of the modulation curve L is “V0” (see FIG. 11), and the frequency of the pilot signal Va is “fp”. Therefore, pilot signal Va becomes Vp · sin (2π · fp · t). The value of the control voltage “Vπ” is “1”. In this case, the signal S output from the band-pass filter 12 is obtained by using Cf as a constant.
S = Cf · sin (2π · fp · t)
+0.25 · Cf · π 2 · ( Vb + V0) · Vp · cos (4π · fp · t) ··· (1)
Can be expressed as The first term on the right side of the equation (1) is a sine wave of a frequency fp component (fundamental wave component), and the second term is a cosine wave of a second harmonic (2fp) component of the fundamental wave fp component.
[0022]
Here, the ratio α of the second harmonic 2fp component to the fundamental wave fp component is
α = 0.25 · π 2 · (Vb + V0) · Vp (2)
It becomes. If the control voltage Vπ is not “1” in the equation (2), the ratio α is a value obtained by dividing the ratio α shown in the equation (2) by the value of the control voltage Vπ. The (Vb + V0) dependency of the ratio α has a characteristic that (Vb + V0) rapidly decreases near 0 as shown in FIG. 2, and the controller C determines the value of (Vb + V0) by obtaining the ratio α. You can ask.
[0023]
For example, as shown in FIG. 3, the AD converter 14 samples at eight sampling points SP0 to SP7 for one cycle of the fundamental wave fp corresponding to the second harmonic 2fp, and sets the sampling points SP0 to SP7. Assuming that the corresponding sampling values are sampling values x (0) to x (7), the fundamental wave fp component β1 is
β1 = 0.5√ ((x (0) −x (4)) 2 + (x (2) −x (6)) 2 ) (3)
The 2nd harmonic 2fp component β2 is
β2 = 0.25√ ((x (0) −x (2) + x (4) −x (6)) 2
+ (X (1) -x (3) + x (5) -x (7)) 2 ) (4)
Can be obtained as Here, since the amplitude Vp of the pilot signal Va is known, the ratio α can be obtained using the equations (2) to (4), and the value of (Vb + V0) can be finally obtained.
[0024]
Since the bias voltage Vb is 0 when the power of the LN control circuit 5 is turned on, the initial drift value V0 can be known from (Vb + V0) = V0 calculated by the controller C. Therefore, the controller C gives the DA converter 15 an initial bias voltage Vb = −V0 to offset the drift value V0. The controller C performs control to apply the bias voltage Vb at which the value of (Vb + V0) becomes 0 in order to offset the drift value V0 thereafter. In this case, as shown in FIG. 2, when (Vb + V0) is 0, the ratio α sharply decreases, so that the bias voltage Vb for correcting drift can be given with high accuracy.
[0025]
By the way, the absolute value of the drift value V0 can be known when the power is turned on. However, since the equations (3) and (4) are calculations of the square root, the sign of the new drift value V0 is unknown. However, in FIG. 3, at the time of zero crossing of the fundamental wave fp, the sign of the value of the second harmonic 2fp having a positive drift value and the sign of the value of the second harmonic 2fp 'having a negative drift value are shown. Are inverted, and it is possible to determine whether the drift value V0 is positive or negative based on this relationship. That is, whether the sign is positive or negative can be determined based on the value γ using the sampling values x (0), x (2), x (4), and x (6).
γ = x (0) −x (2) + x (4) −x (6) (5)
When the value γ is positive, the drift value V0 is positive. Therefore, the controller C outputs the bias voltage Vb as a negative value to the DA converter 15 to cancel the drift value V0. Since the drift value V0 is negative, the controller C outputs the bias voltage Vb as a positive value to the DA converter 15 in order to cancel the drift value V0.
[0026]
In other words, the signal S corresponding to the equation (1) can be replaced with S = Asin (2πfpt) + Bcos (2π2fpt). In this embodiment, the sign of the amplitude value B of the second harmonic component is determined by the sign. The direction of the drift deviation is determined.
[0027]
In this embodiment, a pilot signal Va is generated, the magnitude and positive / negative of the drift value V0 are determined based on the sampling value of the second harmonic 2fp generated by the non-linearity of the modulation curve L, and the drift value V0 is corrected. Since the bias voltage thus generated is generated, highly accurate operating point control can be performed.
[0028]
By the way, the LN control circuit 3 in the above-described embodiment uses the fundamental wave fp component and the second harmonic 2fp component of the pilot signal detected by the monitor PD 3a when correcting the drift described above, and particularly the second harmonic 2fp. The bias voltage was controlled using the components. However, when control is performed using only the second harmonic 2fp component, the original optical signal S3 modulated by the LN modulator 3 may not be an efficiently modulated optical signal, and the transmission quality is degraded. Leads to.
[0029]
4, the reception level of the fundamental wave fp and the second harmonic 2fp monitor PD3a when the electric signal S2 having the same amplitude value "4.8 V P-P 'and the drive voltage Vπ is applied to the LN modulator 3 FIG. 4 is a diagram showing the dependence of the extinction ratio R of the optical signal S3 on the bias voltage. In this case, the bias voltage Vb is controlled by the LN control circuit 5 to 3.14 V, which is the minimum value of the second harmonic 2fp. The amplitude value of the pilot signal Va in this case is "450 mV P-P." As shown in FIG. 4, when the bias voltage Vb is 3.14 V, the extinction ratio R is not an optimum value (maximum value). The extinction ratio R becomes the optimum value when the bias voltage Vb is about 3.05 V, and the difference between the extinction ratio R when the bias voltage Vb is 3.05 V and when the bias voltage Vb is 3.14 V. Is about 0.4 dB.
[0030]
In this case, the cross point Pc of the eye pattern is about 45%, and is located at a position shifted from the optimum value of 50%. As shown in FIG. 6, the cross point Pc is a point at which the data signal intersects on and off, and it is preferable that the cross point Pc matches the threshold value at the time of on / off determination on the receiver side. The decrease in the extinction ratio R and the decrease in the cross point Pc cause a signal error on the receiver side receiving the optical signal S3, resulting in a decrease in transmission quality.
[0031]
Therefore, as shown in FIG. 7, and applying an electrical signal S2 having about 88% of the amplitude value of the drive voltage Vπ to "4.22V P-P 'in the LN modulator 3, in the same manner as described above, the bias voltage Vb and it superimposes the pilot signal Va of "450 mV P-P 'in. In this case, as shown in FIG. 8, the bias voltage Vb is controlled to about 3.23 V, which is the minimum value of the second harmonic 2fp, and at this time, the extinction ratio R (PA / PB) does not decrease and the bias voltage Vb becomes the maximum value. Then, as shown in FIG. 9, the cross point Pc at this time is 50%. That is, the bias voltage control by the LN control circuit 5 at this time coincides with the optimization of the modulation output of the optical signal S3.
[0032]
The result shown in FIGS. 4 and 5 is that the modulation output of the optical signal S3 is not optimized because the amplitude value of the electric signal S2 is the same as the drive voltage Vπ, and the electric signal S2 is not modulated. Further, it is considered that since the pilot signal Va is superimposed, a large distortion is caused by the modulation curve L. On the other hand, the result shown in FIGS. 8 and 9 is that the modulation output of the optical signal S3 is optimized because the sum of the amplitude value of the electric signal S2 and the amplitude value of the pilot signal Va is the driving voltage. It is almost the same as Vπ, and it is considered that the second harmonic 2fp with extra distortion is not input to the LN control circuit 5. Therefore, the extinction ratio R is optimized when the sum of the amplitude of the electric signal S2 and the amplitude of the pilot signal Va is equal to the drive voltage Vπ. Although the value of the extinction ratio R shown in FIG. 4 is slightly higher than 14.2 dB, the value of the extinction ratio R shown in FIG. 8 is slightly lower than 14.2 dB, and the extinction ratio R deteriorates by about 0.05 dB. I have. However, this is because the amplitude value of the electric signal S2 has become 88%, and as shown in FIG. 4, the order is different from that when the signal is deteriorated by about 0.4 dB.
[0033]
In the above-described embodiment, the minimum value of the second harmonic 2fp and the maximum value of the extinction ratio R are made to coincide with each other. Conversely, the LN control circuit 5 sets the minimum value of the second harmonic 2fp. Without controlling the bias voltage, the bias voltage may be controlled to a value at which the extinction ratio R becomes the maximum, or the bias voltage may be controlled at a point other than the minimum value of the second harmonic 2fp. . In this case, the amplitude value of the electric signal S2 can be made equal to the drive voltage Vπ, the extinction ratio R can be maximized, and the cross point Pc becomes 50%.
[0034]
For example, when the electric signal S2 is the same as the drive voltage Vπ and the pilot signal Va is applied thereto, the relationship shown in FIG. 4 is obtained as described above. In such a case, the control may be performed so that the ratio α between the second harmonic 2fp and the fundamental wave fp is a certain predetermined value, in this case, about −48 dB (the difference between −18 dB and −66 dB). . However, operating points where such a relationship appears are 3.05V and 3.3V. Regarding which of the two is controlled, as shown in FIG. 4, a relationship is known that the maximum point of the extinction ratio R is smaller than the minimum point of the second harmonic 2fp with a smaller bias voltage. What is necessary is just to select the smaller voltage. In the case of the opposite relationship, 3.3 V may be selected as a large voltage.
[0035]
That is, control is performed to shift the bias voltage Vb when the sum of the amplitude value of the electric signal S2 and the amplitude value of the pilot signal Va is equal to or higher than the drive voltage Vπ. In this case, the LN control circuit 5 performs a correction control to shift the bias voltage Vb from the minimum value of the second harmonic 2fp by a predetermined value in a direction in which the extinction ratio R becomes the maximum value, thereby making the bias voltage Vb twice the pilot signal Va. The control using the harmonic 2fp can be used as it is. This predetermined value may be determined in advance or may be obtained by calculation. Here, the LN control circuit 5 preferably shifts the bias voltage Vb to a point where the extinction ratio R has the maximum value, but is not limited to this, and the LN control circuit 5 is not less than the extinction ratio R corresponding to the minimum point of the second harmonic 2fp. The bias voltage Vb may be shifted so that it can be controlled to the value of
[0036]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the superimposing means outputs the bias voltage of the electric signal output by the bias voltage applying means and the pilot signal of the predetermined fundamental frequency output by the pilot signal output means to the light intensity modulator. Then, the filter extracts the predetermined fundamental frequency component and the second harmonic component of the predetermined fundamental frequency of the optical modulation signal from the optical modulation signal detected by the monitor photodetector, and the control unit outputs the signal from the filter. A ratio of the second harmonic component to a predetermined fundamental frequency component is calculated, a drift of a modulation curve of the light intensity modulator is obtained based on the calculation result, and the bias voltage for canceling the drift is applied to the bias voltage. Means, and the sum of the amplitude value of the electric signal and the amplitude value of the pilot signal is equal to the light intensity modulator. It is set so that it is within the drive voltage, which optimizes the bias voltage control of the optical intensity modulator and the optical signal output from the optical intensity modulator, resulting in lower extinction ratio and lower cross point. Since this is not performed, it is possible to suppress a decrease in transmission quality of a system using the light intensity modulator.
[0037]
Further, according to the present invention, the superimposing means outputs the bias voltage of the electric signal output by the bias voltage applying means and the pilot signal of the predetermined fundamental frequency output by the pilot signal output means to the light intensity modulator, and the filter The predetermined fundamental frequency component and a second harmonic component of the predetermined fundamental frequency of the optical modulation signal are extracted from the optical modulation signal detected by the monitor photodetector, and the control unit outputs the predetermined fundamental frequency component output from the filter. Calculates the ratio of the second harmonic component to the above, calculates the drift of the modulation curve of the light intensity modulator based on the calculation result, and calculates the bias voltage obtained by shifting the calculated bias voltage for canceling the drift. The bias voltage is generated by the bias voltage applying means, and the sum of the amplitude of the electric signal and the amplitude of the pilot signal is equal to the light intensity. Even if it is higher than the drive voltage of the modulator, it optimizes the optical signal output from the optical intensity modulator to prevent the extinction ratio and the cross point from decreasing. This has the effect of suppressing a decrease in the transmission quality of the system using the device.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a schematic configuration of an optical transmission device including an optical intensity modulation device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing (Vb + V0) dependence of a ratio of a second harmonic to a fundamental wave which is a pilot signal.
FIG. 3 is a waveform diagram of a fundamental wave and a second harmonic.
FIG. 4 is a diagram showing the bias voltage dependence of the fundamental wave, the second harmonic, and the extinction ratio when the amplitude value of the electric signal is the same as the drive voltage.
FIG. 5 is a diagram illustrating bias voltage dependence of a cross point when the amplitude value of an electric signal is the same as a drive voltage.
FIG. 6 is a diagram illustrating an eye pattern of an NRZ code when the cross point is 50%.
FIG. 7 is a diagram showing a modulation operation when the sum of the amplitude value of the electric signal and the amplitude value of the fundamental wave is within the drive voltage.
FIG. 8 is a diagram illustrating the bias voltage dependence of the fundamental wave, the second harmonic, and the extinction ratio when the sum of the amplitude value of the electric signal and the amplitude value of the fundamental wave is within the drive voltage.
FIG. 9 is a diagram illustrating the bias voltage dependence of the cross point when the sum of the amplitude value of the electric signal and the amplitude value of the fundamental wave is within the drive voltage.
FIG. 10 is a block diagram illustrating a schematic configuration of a conventional optical transmission device.
11 is an explanatory diagram illustrating bias control of the optical transmission device illustrated in FIG.
[Explanation of symbols]
1 laser diode (LD)
2,4 optical fiber 3 LN modulator 3a monitor PD
5 LN control circuit 11 Current / voltage converter 12 Band pass filter 13, 16, 18 Amplifier 14 AD converter 15 DA converter 17 Synthesizer 19 Comparator 20 Adder C Controllers P1 to P7 Connection point fp Fundamental wave 2fp Double harmonic R Extinction ratio Pc cross point

Claims (7)

入力された電気信号によって入力された光信号を強度変調し、強度変調された光変調信号を外部出力するとともに、該光変調信号をモニタするモニタ光検出器を有した光強度変調器と、
前記電気信号のバイアス電圧を出力するバイアス電圧印加手段と、
所定基本周波数のパイロット信号を生成するパイロット信号出力手段と、
前記バイアス電圧と前記パイロット信号とを重畳し前記光強度変調器に印加する重畳手段と、
前記モニタ光検出器が検出した光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出すフィルタと、
前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させる制御手段と、
を備え、前記電気信号の振幅値と前記パイロット信号の振幅値との合算値が前記光強度変調器の駆動電圧以内であることを特徴とする光強度変調装置。An optical intensity modulator that intensity-modulates the optical signal input by the input electric signal, outputs the intensity-modulated optical modulation signal to the outside, and has a monitor photodetector that monitors the optical modulation signal;
Bias voltage applying means for outputting a bias voltage of the electric signal,
Pilot signal output means for generating a pilot signal of a predetermined fundamental frequency,
Superimposing means for superimposing the bias voltage and the pilot signal and applying the bias voltage and the pilot signal to the light intensity modulator;
A filter for extracting the predetermined fundamental frequency component of the optical modulation signal detected by the monitor photodetector and a second harmonic component of the predetermined fundamental frequency;
Calculating a ratio of the second harmonic component to a predetermined fundamental frequency component output from the filter; obtaining a drift of a modulation curve of the light intensity modulator based on the calculation result; Control means for causing the bias voltage applying means to generate a voltage,
Wherein the sum of the amplitude value of the electric signal and the amplitude value of the pilot signal is within the drive voltage of the light intensity modulator. 前記パイロット信号に同期させて前記フィルタから出力された信号をサンプリングするサンプリング手段を備え、
前記制御手段は、前記サンプリング手段が出力したサンプリング値をもとに前記バイアス電圧の制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の光強度変調装置。Sampling means for sampling a signal output from the filter in synchronization with the pilot signal,
2. The light intensity modulator according to claim 1, wherein the control unit controls the bias voltage based on a sampling value output by the sampling unit. 前記制御手段は、前記２倍高調波成分の振幅値の符号の正負をもとに前記ドリフトの方向を判定し、該ドリフトが零になるように前記バイアス電圧を制御することを特徴とする請求項１または２に記載の光強度変調装置。The control means determines the direction of the drift based on the sign of the sign of the amplitude value of the second harmonic component, and controls the bias voltage so that the drift becomes zero. Item 3. The light intensity modulation device according to item 1 or 2. 入力された電気信号によって入力された光信号を強度変調し、強度変調された光変調信号を外部出力するとともに、該光変調信号をモニタするモニタ光検出器を有した光強度変調器と、
前記電気信号のバイアス電圧を出力するバイアス電圧印加手段と、
所定基本周波数のパイロット信号を生成するパイロット信号出力手段と、
前記バイアス電圧と前記パイロット信号とを重畳し前記光強度変調器に印加する重畳手段と、
前記モニタ光検出器が検出した光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出すフィルタと、
前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する算出バイアス電圧をシフトさせた前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させる制御手段と、
を備え、前記電気信号の振幅値と前記パイロット信号の振幅値との合算値が前記光強度変調器の駆動電圧以上であることを特徴とする光強度変調装置。An optical intensity modulator that intensity-modulates the optical signal input by the input electric signal, outputs the intensity-modulated optical modulation signal to the outside, and has a monitor photodetector that monitors the optical modulation signal;
Bias voltage applying means for outputting a bias voltage of the electric signal,
Pilot signal output means for generating a pilot signal of a predetermined fundamental frequency,
Superimposing means for superimposing the bias voltage and the pilot signal and applying the bias voltage and the pilot signal to the light intensity modulator;
A filter for extracting the predetermined fundamental frequency component of the optical modulation signal detected by the monitor photodetector and a second harmonic component of the predetermined fundamental frequency;
A ratio of the second harmonic component to a predetermined fundamental frequency component output from the filter is calculated, a drift of a modulation curve of the light intensity modulator is obtained based on the calculation result, and a calculation bias for canceling the drift is calculated. Control means for causing the bias voltage applying means to generate the bias voltage shifted in voltage;
Wherein the sum of the amplitude of the electric signal and the amplitude of the pilot signal is equal to or higher than the drive voltage of the light intensity modulator. 前記制御手段は、前記光変調信号の消光比が高くなる方向に前記算出バイアス電圧を所定値シフトさせた前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させる制御を行うことを特徴とする請求項４に記載の光強度変調装置。5. The control unit according to claim 4, wherein the control unit controls the bias voltage applying unit to generate the bias voltage obtained by shifting the calculated bias voltage by a predetermined value in a direction in which the extinction ratio of the optical modulation signal increases. 3. The light intensity modulator according to claim 1. 前記パイロット信号に同期させて前記フィルタから出力された信号をサンプリングするサンプリング手段を備え、
前記制御手段は、前記サンプリング手段が出力したサンプリング値をもとに前記算出バイアス電圧を求めることを特徴とする請求項４または５に記載の光強度変調装置。Sampling means for sampling a signal output from the filter in synchronization with the pilot signal,
The light intensity modulation device according to claim 4, wherein the control unit obtains the calculated bias voltage based on a sampling value output from the sampling unit. 前記制御手段は、前記２倍高調波成分の振幅値の符号の正負をもとに前記ドリフトの方向を判定し、該ドリフトが零になるように前記算出バイアス電圧を求めることを特徴とする請求項４〜６のいずれか一つに記載の光強度変調装置。The control means determines the direction of the drift based on the sign of the sign of the amplitude value of the second harmonic component, and obtains the calculated bias voltage so that the drift becomes zero. Item 7. The light intensity modulation device according to any one of Items 4 to 6.
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