JP2004080929A

JP2004080929A - Motor drive control device

Info

Publication number: JP2004080929A
Application number: JP2002239148A
Authority: JP
Inventors: Michihiro Nagai; 永井　道浩
Original assignee: Japan Aviation Electronics Industry Ltd
Current assignee: Japan Aviation Electronics Industry Ltd
Priority date: 2002-08-20
Filing date: 2002-08-20
Publication date: 2004-03-11

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a motor drive control device that suppresses ripple components in a drive current in driving a motor by a small current, and reduces heat generation due to switching loss or the deterioration of efficiency in driving the motor by a large current. <P>SOLUTION: The motor drive control device 1 is constituted as a composite feedback loop that comprises a subtractor 2; an operation circuit 3; amplifiers 4, 8; a PWM modulator 5; a H-bridge circuit 6; a current detector 7; and a variable oscillator 9. The variable oscillator 9 generates a reference signal, having a frequency inversely proportional to a feedback voltage Vb. The PWM modulator 5 generates a pulse-width modulation signal, having the same frequency as that of the reference signal. The variable oscillator 9 is arranged as part of the feedback loop, a frequency of the pulse-width modulation signal that is the output of the PWM modulator 5, is controlled in accordance with the quantity of the drive current of a linear motor 10, and thus the ripples of the drive current generated when the drive current of the linear motor 10 are small can be suppressed to a low value. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータ（電動機）駆動制御装置に関し、特にＰＷＭ駆動方式でモータを駆動するモータ駆動制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＰＷＭ駆動方式によるモータ駆動制御装置は、外部から供給される駆動指令電圧に対応してデューティー比が変わる矩形波の駆動電圧をリニアモータ等のモータに印加し、駆動指令電圧に応じモータの回転・停止や回転速度といったモータの動作を制御する。リニアモータは、コイル、磁石およびヨーク等により構成され、回転型モータにおける回転子（２次側導体）に相当する部材を直線運動させるモータであり、固定子（１次側導体）および回転子の半径を無限大とした回転型モータに相当する。そこで、リニアモータにおける直線運動部材の移動は、回転型モータにおける回転子の回転に相当するので、モータの一般的表現にしたがって、ここでは回転と称することとする。
【０００３】
図９は、リニアモータ１０を制御する従来のモータ駆動制御装置１の構成を示すブロック回路図である。モータ駆動制御装置１は、減算器２と、演算回路３と、増幅器４および８と、ＰＷＭ変調器５と、Ｈブリッジ回路６と、電流検出器７と、発振器２３とを備えてなり、帰還ループを形成している。図９において、減算器２は、駆動指令電圧Ｖｉ　と帰還電圧Ｖｂ　との差の電圧を生成し、この差の電圧を誤差電圧として出力する。演算回路３は、その誤差電圧を受け、この誤差電圧をリニアモータ１０の制御に適応した制御信号に変換する。増幅器４は、その制御信号を増幅し、増幅された制御信号を生成する。発振器２３は、周波数が固定である基準信号を生成する。ＰＷＭ変調器５は、振幅が一定であり、周波数が発振器２３の出力の基準信号の周波数であり、ＯＮの期間が制御信号の電圧に対応する矩形波であるパルス幅変調信号を生成する。このパルス幅変調信号のデューティー比は、制御信号（増幅器４の出力）の電圧値に対応し、ひいて誤差電圧（減算器２の出力）に対応している。Ｈブリッジ回路６は、該パルス幅変調信号を受け、これと周波数およびパルス幅が等しい駆動電圧を生成し、リニアモータ１０の両端に印加し、リニアモータ１０に駆動電流を供給する。電流検出器７は、リニアモータ１０に流れる駆動電流を検出し、駆動電流値を表す電圧を生成する。増幅器８は、電流検出器７の出力の電圧を増幅し、帰還電圧Ｖｂとして出力する。
【０００４】
この図９の従来例においては、駆動指令電圧Ｖｉ　を外部からの入力信号とする負帰還ループが形成され、リニアモータ１０の駆動電流量に対応する帰還電圧Ｖｂ　を負帰還信号とし、駆動指令電圧Ｖｉと帰還電圧Ｖｂとの差の電圧を誤差電圧とすることにより、リニアモータ１０に対する駆動制御作用が行われている。しかし、ＰＷＭ変調器５に対して供給される基準信号は、固定周波数の発振器２３により供給されており、常に一定周波数に保持されている。
【０００５】
図１０（ａ）は、図９のモータ駆動制御装置１によりリニアモータ１０の入力端に印加される駆動電圧の波形図であり、同図（ｂ）はそのリニアモータ１０に流れる駆動電流を示す図である。図１０（ａ）の駆動電圧では、矩形波のデューティー比は５０％であり、同図（ｂ）の駆動電流はリップル分だけであり、平均電流はゼロである。同図（ｂ）では、駆動電流のリップル分の振幅は符号１０５で示してある。このように、図１０（ａ）及び（ｂ）は、駆動電流が微小であるときの駆動電圧および駆動電流をそれぞれ示す図である。
【０００６】
図１１（ａ）及び（ｂ）は、図９のモータ駆動制御装置１により制御されるリニアモータ１０の駆動電流が大きいときにおける駆動電圧および駆動電流をそれぞれ示す図である。すなわち、図１１（ａ）は、リニアモータ１０の駆動電流が大電流であるときに、図９のモータ駆動制御装置１によりリニアモータ１０の入力端に印加される駆動電圧の波形図である。また、図１１（ｂ）は、リニアモータ１０の駆動電流が大電流であるときに、そのリニアモータ１０に流れる駆動電流を示す図である。図１１（ａ）に示す駆動電圧では、矩形波のデューティー比は５０％より大きい値である。また、図１１（ｂ）の駆動電流の波形は、直流分にリップル分が重畳された波形である。図１１（ｂ）では、駆動電流のリップル分の振幅は符号１０６で示してある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来のモータ駆動制御装置は、モータ１０に流れる駆動電流量に対応する帰還電圧Ｖｂを負帰還することにより、駆動指令電圧Ｖｉに応じモータ１０を制御すが、パルス幅変調信号の周波数は常に一定値に保持されている。
【０００８】
一般に、ＰＷＭ駆動方式のモータ駆動制御装置により小さい駆動電流でモータを制御するとき、駆動電圧の周波数［基準信号（発振器２３の出力）およびパルス幅変調信号（ＰＷＭ変調器５の出力）の周波数に同じ］とモータ駆動電流のリップルとの間には顕著な関係がある。図６（ａ）及び（ｂ）は、リニアモータの両端に高い周波数の駆動電圧を印加し、しかも該駆動電圧のデューティー比がほぼ５０％であり、従ってリニアモータの平均駆動電流が小さいときにおける駆動電圧および駆動電流を示す波形図である。図７（ａ）及び（ｂ）は、リニアモータの両端に低い周波数の駆動電圧を印加し、しかも該駆動電圧のデューティー比がほぼ５０％であり、従ってリニアモータの平均駆動電流が小さいときにおける駆動電圧および駆動電流を示す波形図である。図６（ａ）および図７（ａ）に示す駆動電圧の振幅は同じである。
【０００９】
図６（ｂ）および図７（ｂ）の対比から明らかなように、ＰＷＭ駆動方式のモータ駆動制御装置によりリニアモータを小電流で駆動するときは、パルス幅変調信号の周波数が高い場合（図６を参照）、電流リップルの振幅１０１は低い値に抑制されているが、パルス幅変調信号の周波数が低い場合には（図７を参照）、電流リップルの振幅１０２は高い値に推移している。小電流駆動時には、モータはほぼ停止しており、駆動電流のリップル分は回転子を振動させる作用をする。したがって、モータの小電流駆動時には、駆動電流のリップル分は小さいことが望まれる。他方、大電流駆動時には、モータは回転しており、駆動電流のリップル分が回転子の回転に与える影響は実際上無視し得る。大電流駆動時には、Ｈブリッジ回路６におけるスイッチング損失が大きく、このスイッチング損失によりモータ駆動制御装置の効率の低下および温度上昇を招く。スイッチング損失は、パルス幅変調信号の周波数に比例して増大する。したがって、モータの大電流駆動時には、駆動電流のリップル分の大きさは然したる支障とはならないが、パルス幅変調信号の周波数が小さいことが望まれる。
【００１０】
従来のＰＷＭ駆動方式モータ駆動制御装置においては、小電流駆動時および大電流駆動時を通じてパルス幅変調信号の周波数は一定値に固定されているので、小電流駆動時における駆動電流のリップル分の抑制ができず、また大電流駆動時におけるスイッチング損失の低減を図ることもできない。そこで、従来のＰＷＭ駆動方式モータ駆動制御装置では、モータの運転モード全体を通して効率の向上を図り、或いは温度上昇を抑制することができない。
【００１１】
そこで、本発明の目的は、モータの小電流駆動時においては駆動電流におけるリップル成分を抑制し、大電流駆動時においてはスイッチング損失による発熱または効率の劣化を低減するモータ駆動制御装置の提供にある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、前述の課題を解決するために次の手段を提供する。
【００１３】
（１）モータの駆動電流に基づく帰還電圧を生成する手段と、駆動指令電圧と該帰還電圧との差である誤差電圧を生成する手段と、基準信号を生成する発振器と、デューティー比が該誤差電圧に対応し、周波数が発振器２３の出力の基準信号の周波数であるパルス幅変調信号を生成する手段と、該パルス幅変調信号を受け、該デューティー比の駆動電圧を該モータに供給するＨブリッジ回路とを備え、前記駆動指令電圧に応じて該モータを制御するモータ駆動制御装置において、前記発振器は、前記帰還電圧を受け、該帰還電圧が小さいときは該帰還電圧が大きいときより前記基準信号の周波数を大きくすることを特徴とするモータ駆動制御装置。
【００１４】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態につき図面を参照し具体的に説明する。
【００１５】
図１は、本発明の一実施の形態の構成を示すブロック図である。本実施の形態であるモータ駆動制御装置１の制御対象はリニアモータ１０である。図１に示されるように、モータ駆動制御装置１は、減算器２と、演算回路３と、増幅器４および８と、ＰＷＭ変調器５と、Ｈブリッジ回路６と、電流検出器７と、可変発振器９とを備えてなる。本実施の形態が前述の図９の従来例と異なる点は、基準信号を生成する発振器として、従来例の固定発振周波数の発振器２３に代えて、可変発振器９が採用されていることである。
【００１６】
図２は、上記の可変発振器９の一例の構成を示すブロック図である。この可変発振器９は、全波整流器１１、加算器１２、反転増幅器１３、スイッチ１４、積分器１５、比較器１６およびフリップフロップ１７からなる。可変発振器９は一般に知られている回路であり、その詳しい作動説明は省略する。帰還電圧Ｖｂに比例する電圧Ｖとその反転電圧−Ｖとがスイッチ１４へ供給され、フリップフロップ１７の出力により、スイッチ１４が電圧Ｖおよび−Ｖを交互に選択する。積分器１５は、電圧Ｖ又は反転電圧−Ｖを積分し、帰還電圧Ｖｂに反比例した周波数の矩形波である基準信号を生成する。
【００１７】
また、図３は、ＰＷＭ変調器５と、Ｈブリッジ回路６と、電流検出器７と、リニアモータ１０とを含む部分回路例を示す図である。Ｈブリッジ回路６は、ゲート信号生成器１８とＦＥＴ１９〜２２からなる。リニアモータ１０は、電流検出器７とともに、Ｈブリッジ回路６の負荷回路として形成されている。
【００１８】
図１において、本実施の形態では、図９の従来例の場合と同様に、減算器２は、直流電圧である駆動指令電圧Ｖｉ　と、増幅器８より送られてくる直流電圧の帰還電圧Ｖｂ　との減算を行い、両入力電圧の差を誤差電圧として演算回路３へ供給する。演算回路３は、その誤差電圧を受け、リニアモータ１０の特性に応じた制御電圧を生成する。増幅器４は、演算回路３の出力の制御電圧を増幅し、制御電圧を出力する。可変発振器９は、帰還電圧Ｖｂに反比例する周波数で発振し、その周波数の基準信号を生成する。ＰＷＭ変調器５は、その基準信号および増幅器４の出力の制御電圧を受け、周波数が基準信号と同じであり、デューティー比が制御電圧に比例し、振幅が一定である矩形波のパルス幅変調信号を生成する。Ｈブリッジ回路６は、そのパルス幅変調信号のパルス幅に基づく矩形波の駆動電圧をリニアモータ１０に印加し、リニアモータ１０に駆動電流を供給し、リニアモータ１０を駆動指令電圧Ｖｉに応じた方向に駆動する。リニアモータ１０の駆動電流は、電流検出器７において検出される。電流検出器７の出力は増幅器８で増幅され、直流の帰還電圧Ｖｂとなる。上述のように、図１のモータ駆動制御装置では、リニアモータ１０に対する駆動電流が増大すると、帰還電圧Ｖｂ　が増大し、基準信号の周波数は減少し、逆にリニアモータ１０の駆動電流が減少すると、帰還電圧Ｖｂ　が減少し、基準信号の周波数は増大する。
【００１９】
このように、本実施の形態おいては、図９の従来例の場合と同様に、駆動指令電圧Ｖｉ　に対応する負帰還ループにより、リニアモータ１０に流入する駆動電流量が検出され、該駆動電流量を帰還電圧Ｖｂ　に対し負帰還することにより、リニアモータ１０を安定に駆動制御する。更に、本実施の形態では、従来の発振器２３に代えて可変発振器９を設け、可変発振器９を含む帰還ループにより、ＰＷＭ変調器５に供給される基準信号の周波数は、該帰還電圧Ｖｂ　により制御されて、上述のように、駆動電流が増大する際には、帰還電圧Ｖｂ　の上昇に伴ない基準信号の周波数は減少する向きに変化し、リニアモータ１０に対する駆動電流が減少する際には、帰還電圧Ｖｂ　の下降に伴ない基準信号の周波数は増大する向きに変化する。このことは本発明の特徴とする点であり、この構成により基準信号の周波数は、リニアモータ１０の小電流駆動時においては高い周波数領域に設定され、リニアモータ１０の大電流駆動時においては低い周波数領域に設定されるとともに、駆動電流の変動領域に対応して連続的に制御調整される。
【００２０】
図４（ａ）および（ｂ）は、本実施の形態において、基準信号のデューティー比がほぼ５０％であり、リニアモータ１０に流入する電流が小電流のときに、Ｈブリッジ回路６を介して、リニアモータ１０の両端に印加されるに駆動電圧と、リニアモータ１０に流入する駆動電流それぞれを示す図である。また、図５（ａ）および（ｂ）は、本実施の形態において、基準信号のデューティー比が５０％以上であり、リニアモータ１０に流入する電流が大電流のときに、Ｈブリッジ回路６を介して、リニアモータ１０の両端に印加される駆動電圧と、リニアモータ１０に流入する駆動電流それぞれを示す図である。
【００２１】
図８は、本実施の形態におけるモータ駆動電流とパルス幅変調信号の周波数との関係を示す特性図である。特性線１１０は、両者の関係が直線的である場合を示し、特性線１１１及び１１２は両者の関係がやや非直線的である場合を示す。モータ駆動電流とパルス幅変調信号の周波数の関係が、これらの内のどの特性線の性質をもつにしても、本実施の形態では、モータ駆動電流が増大するときはパルス幅変調信号の周波数は減少する。モータ駆動電流とパルス幅変調信号の周波数とをこのような関係に保持する本実施の形態では、モータ駆動電流が小さいときは、モータ駆動電流のリップル成分が小さく、モータが振動することが少ない。他方、モータ駆動電流が大きいときは、パルス幅変調信号の周波数が減少し、Ｈブリッジ回路におけるスイッチング損失が減少し、発熱が少なく、効率が増大する。
【００２２】
【発明の効果】
以上に実施の形態を挙げ、具体的に説明したように、本発明によれば、モータの小電流駆動時においては駆動電流におけるリップル成分を抑制し、大電流駆動時においてはスイッチング損失による発熱または効率の劣化を低減するモータ駆動制御装置が提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態の構成を示すブロック図である。
【図２】図１における可変発振器の一例の構成を示すブロック図である。
【図３】図１におけるＨブリッジ回路周辺の部分回路例を示す図である。
【図４】図１の実施の形態における小電流駆動時のリニアモータ両端電圧と、リニアモータ駆動電流を示す波形図である。
【図５】図１の実施の形態における大電流駆動時のリニアモータ両端電圧と、リニアモータに流れる駆動電流を示す波形図である。
【図６】パルス幅変調信号の周波数が高いときのリニアモータ両端電圧と、リニアモータ駆動電流を示す波形図である。
【図７】パルス幅変調信号の周波数が低いときのリニアモータ両端電圧と、リニアモータ駆動電流を示す波形図である。
【図８】図１の実施の形態におけるモータ駆動電流とパルス幅変調信号の周波数との関係を示す特性図である。
【図９】従来例の構成を示すブロック図である。
【図１０】従来例における、小電流駆動時におけるリニアモータ両端電圧と、リニアモータ駆動電流を示す波形図である。
【図１１】従来例における、大電流駆動時におけるリニアモータ両端電圧と、リニアモータ駆動電流を示す波形図である。
【符号の説明】
１　　モータ駆動制御装置
２　　減算器
３　　演算回路
４，８　　増幅器
５　　ＰＷＭ変調器
６　　Ｈブリッジ回路
７　　電流検出器
９　　可変発振器
１０　　リニアモータ
１１　　全波整流器
１２　　加算器
１３　　反転増幅器
１４　　スイッチ
１５　　積分器
１６　　比較器
１７　　フリップフロップ
１８　　ゲート信号生成器
１９〜２２　　ＦＥＴ
２３　　発振器
Ｖｉ　　駆動指令電圧
Ｖｂ　　帰還電圧[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor (motor) drive control device, and more particularly to a motor drive control device that drives a motor by a PWM drive method.
[0002]
[Prior art]
A motor drive control device based on the PWM drive method applies a rectangular wave drive voltage whose duty ratio changes in response to a drive command voltage supplied from the outside to a motor such as a linear motor, and controls the rotation of the motor according to the drive command voltage. It controls the operation of the motor, such as stopping and rotating speed. The linear motor is composed of a coil, a magnet, a yoke, and the like, and is a motor that linearly moves a member corresponding to a rotor (secondary conductor) in a rotary motor, and includes a stator (primary conductor) and a rotor. This corresponds to a rotary motor with an infinite radius. Therefore, since the movement of the linear motion member in the linear motor corresponds to the rotation of the rotor in the rotary motor, it is referred to as rotation in accordance with a general expression of the motor.
[0003]
FIG. 9 is a block circuit diagram showing a configuration of a conventional motor drive control device 1 for controlling the linear motor 10. As shown in FIG. The motor drive control device 1 includes a subtractor 2, an arithmetic circuit 3, amplifiers 4 and 8, a PWM modulator 5, an H bridge circuit 6, a current detector 7, and an oscillator 23. It forms a loop. In FIG. 9, the subtractor 2 generates a difference voltage between the drive command voltage Vi and the feedback voltage Vb, and outputs the difference voltage as an error voltage. The arithmetic circuit 3 receives the error voltage and converts the error voltage into a control signal suitable for controlling the linear motor 10. Amplifier 4 amplifies the control signal and generates an amplified control signal. The oscillator 23 generates a reference signal having a fixed frequency. The PWM modulator 5 generates a pulse width modulation signal whose amplitude is constant, whose frequency is the frequency of the reference signal output from the oscillator 23, and whose ON period is a rectangular wave corresponding to the voltage of the control signal. The duty ratio of the pulse width modulation signal corresponds to the voltage value of the control signal (the output of the amplifier 4), and thus corresponds to the error voltage (the output of the subtractor 2). The H-bridge circuit 6 receives the pulse width modulation signal, generates a drive voltage having the same frequency and pulse width as the drive voltage, applies the drive voltage to both ends of the linear motor 10, and supplies a drive current to the linear motor 10. The current detector 7 detects a drive current flowing through the linear motor 10 and generates a voltage representing a drive current value. The amplifier 8 amplifies the output voltage of the current detector 7 and outputs the amplified voltage as a feedback voltage Vb.
[0004]
In the conventional example of FIG. 9, a negative feedback loop is formed in which the drive command voltage Vi is used as an external input signal, and the feedback voltage Vb corresponding to the amount of drive current of the linear motor 10 is used as a negative feedback signal. By using the voltage of the difference between Vi and the feedback voltage Vb as the error voltage, the drive control operation for the linear motor 10 is performed. However, the reference signal supplied to the PWM modulator 5 is supplied by the fixed frequency oscillator 23 and is always kept at a constant frequency.
[0005]
FIG. 10A is a waveform diagram of a drive voltage applied to the input terminal of the linear motor 10 by the motor drive control device 1 of FIG. 9, and FIG. 10B shows a drive current flowing through the linear motor 10. FIG. In the drive voltage of FIG. 10A, the duty ratio of the rectangular wave is 50%, the drive current of FIG. 10B is only for the ripple, and the average current is zero. In FIG. 6B, the amplitude of the ripple of the drive current is indicated by reference numeral 105. As described above, FIGS. 10A and 10B are diagrams respectively showing the drive voltage and the drive current when the drive current is very small.
[0006]
FIGS. 11A and 11B are diagrams respectively showing the drive voltage and the drive current when the drive current of the linear motor 10 controlled by the motor drive control device 1 of FIG. 9 is large. That is, FIG. 11A is a waveform diagram of the drive voltage applied to the input terminal of the linear motor 10 by the motor drive control device 1 of FIG. 9 when the drive current of the linear motor 10 is a large current. FIG. 11B is a diagram illustrating a drive current flowing through the linear motor 10 when the drive current of the linear motor 10 is a large current. In the drive voltage shown in FIG. 11A, the duty ratio of the rectangular wave is a value larger than 50%. The waveform of the drive current in FIG. 11B is a waveform in which a ripple is superimposed on a DC component. In FIG. 11B, the amplitude of the ripple of the drive current is indicated by reference numeral 106.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
The conventional motor drive control device described above controls the motor 10 according to the drive command voltage Vi by negatively feeding back the feedback voltage Vb corresponding to the amount of drive current flowing through the motor 10, but the frequency of the pulse width modulation signal is It is always kept at a constant value.
[0008]
Generally, when controlling a motor with a smaller drive current by a PWM drive type motor drive control device, the frequency of the drive voltage [the frequency of the reference signal (output of the oscillator 23) and the frequency of the pulse width modulation signal (output of the PWM modulator 5)] The same) and the ripple of the motor drive current. FIGS. 6A and 6B show a case where a high-frequency drive voltage is applied to both ends of the linear motor, and the duty ratio of the drive voltage is approximately 50%, so that the average drive current of the linear motor is small. FIG. 3 is a waveform diagram showing a driving voltage and a driving current. FIGS. 7A and 7B show a case where a low-frequency drive voltage is applied to both ends of the linear motor, and the duty ratio of the drive voltage is approximately 50%, so that the average drive current of the linear motor is small. FIG. 3 is a waveform diagram showing a driving voltage and a driving current. The drive voltage amplitudes shown in FIGS. 6A and 7A are the same.
[0009]
As is clear from the comparison between FIG. 6B and FIG. 7B, when the linear motor is driven with a small current by the PWM drive type motor drive control device, the frequency of the pulse width modulation signal is high (see FIG. 6), the current ripple amplitude 101 is suppressed to a low value. However, when the frequency of the pulse width modulation signal is low (see FIG. 7), the current ripple amplitude 102 changes to a high value. I have. At the time of small current drive, the motor is almost stopped, and the ripple of the drive current acts to vibrate the rotor. Therefore, when the motor is driven with a small current, it is desired that the ripple of the drive current is small. On the other hand, at the time of driving with a large current, the motor is rotating, and the effect of the ripple of the driving current on the rotation of the rotor is practically negligible. At the time of driving with a large current, the switching loss in the H-bridge circuit 6 is large, and this switching loss causes a decrease in efficiency of the motor drive control device and an increase in temperature. Switching loss increases in proportion to the frequency of the pulse width modulated signal. Therefore, when the motor is driven with a large current, the magnitude of the ripple of the drive current does not cause any problem, but it is desired that the frequency of the pulse width modulation signal be small.
[0010]
In the conventional PWM drive type motor drive control device, the frequency of the pulse width modulation signal is fixed to a constant value during the small current drive and the large current drive, so that the ripple of the drive current during the small current drive is suppressed. In addition, it is not possible to reduce the switching loss when driving a large current. Therefore, the conventional PWM drive type motor drive control device cannot improve the efficiency throughout the entire operation mode of the motor or suppress the temperature rise.
[0011]
Therefore, an object of the present invention is to provide a motor drive control device that suppresses a ripple component in a drive current when driving a motor with a small current, and reduces heat generation or deterioration in efficiency due to switching loss when driving a large current. .
[0012]
[Means for Solving the Problems]
The present invention provides the following means for solving the above-mentioned problems.
[0013]
(1) means for generating a feedback voltage based on the drive current of the motor, means for generating an error voltage that is a difference between the drive command voltage and the feedback voltage, an oscillator for generating a reference signal, Means for generating a pulse width modulation signal corresponding to the voltage and having a frequency equal to the frequency of the reference signal output from the oscillator 23; and an H bridge for receiving the pulse width modulation signal and supplying a drive voltage having the duty ratio to the motor. A motor control device that controls the motor in accordance with the drive command voltage, wherein the oscillator receives the feedback voltage, and when the feedback voltage is small, the reference signal is higher than when the feedback voltage is large. A motor drive control device characterized by increasing the frequency of the motor.
[0014]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Next, embodiments of the present invention will be specifically described with reference to the drawings.
[0015]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an embodiment of the present invention. The control target of the motor drive control device 1 according to the present embodiment is a linear motor 10. As shown in FIG. 1, the motor drive control device 1 includes a subtracter 2, an arithmetic circuit 3, amplifiers 4 and 8, a PWM modulator 5, an H bridge circuit 6, a current detector 7, An oscillator 9 is provided. This embodiment is different from the conventional example shown in FIG. 9 in that a variable oscillator 9 is employed as an oscillator for generating a reference signal instead of the oscillator 23 having a fixed oscillation frequency of the conventional example.
[0016]
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of an example of the variable oscillator 9 described above. The variable oscillator 9 includes a full-wave rectifier 11, an adder 12, an inverting amplifier 13, a switch 14, an integrator 15, a comparator 16, and a flip-flop 17. The variable oscillator 9 is a generally known circuit, and a detailed description of its operation will be omitted. The voltage V proportional to the feedback voltage Vb and its inverted voltage -V are supplied to the switch 14, and the switch 14 alternately selects the voltages V and -V by the output of the flip-flop 17. The integrator 15 integrates the voltage V or the inverted voltage −V to generate a reference signal that is a rectangular wave having a frequency inversely proportional to the feedback voltage Vb.
[0017]
FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a partial circuit including the PWM modulator 5, the H-bridge circuit 6, the current detector 7, and the linear motor 10. The H-bridge circuit 6 includes a gate signal generator 18 and FETs 19 to 22. The linear motor 10 is formed as a load circuit of the H-bridge circuit 6 together with the current detector 7.
[0018]
In FIG. 1, in the present embodiment, as in the case of the conventional example in FIG. 9, the subtractor 2 includes a drive command voltage Vi that is a DC voltage and a feedback voltage Vb of the DC voltage sent from the amplifier 8. And supplies the difference between the two input voltages to the arithmetic circuit 3 as an error voltage. The arithmetic circuit 3 receives the error voltage and generates a control voltage according to the characteristics of the linear motor 10. The amplifier 4 amplifies the control voltage output from the arithmetic circuit 3 and outputs the control voltage. Variable oscillator 9 oscillates at a frequency that is inversely proportional to feedback voltage Vb, and generates a reference signal at that frequency. The PWM modulator 5 receives the reference signal and the control voltage of the output of the amplifier 4, receives the reference signal, has the same frequency as the reference signal, the duty ratio is proportional to the control voltage, and the pulse width modulation signal is a rectangular wave having a constant amplitude. Generate The H-bridge circuit 6 applies a rectangular wave drive voltage based on the pulse width of the pulse width modulation signal to the linear motor 10, supplies a drive current to the linear motor 10, and drives the linear motor 10 according to the drive command voltage Vi. Drive in the direction. The drive current of the linear motor 10 is detected by a current detector 7. The output of the current detector 7 is amplified by the amplifier 8 and becomes a DC feedback voltage Vb. As described above, in the motor drive control device of FIG. 1, when the drive current to the linear motor 10 increases, the feedback voltage Vb increases, the frequency of the reference signal decreases, and conversely, when the drive current of the linear motor 10 decreases, , The feedback voltage Vb decreases, and the frequency of the reference signal increases.
[0019]
As described above, in the present embodiment, the amount of drive current flowing into the linear motor 10 is detected by the negative feedback loop corresponding to the drive command voltage Vi, as in the case of the conventional example of FIG. By performing negative feedback on the amount of current with respect to the feedback voltage Vb, the drive of the linear motor 10 is stably controlled. Further, in the present embodiment, the variable oscillator 9 is provided instead of the conventional oscillator 23, and the frequency of the reference signal supplied to the PWM modulator 5 is controlled by the feedback loop including the variable oscillator 9 by the feedback voltage Vb. Then, as described above, when the driving current increases, the frequency of the reference signal changes in a decreasing direction with an increase in the feedback voltage Vb, and when the driving current for the linear motor 10 decreases, As the feedback voltage Vb decreases, the frequency of the reference signal changes in an increasing direction. This is a feature of the present invention. With this configuration, the frequency of the reference signal is set to a high frequency region when the linear motor 10 is driven with a small current, and is low when the linear motor 10 is driven with a large current. While being set in the frequency domain, the control is continuously adjusted in accordance with the drive current variation area.
[0020]
FIGS. 4A and 4B show that, in the present embodiment, when the duty ratio of the reference signal is approximately 50% and the current flowing into the linear motor 10 is a small current, the current flows through the H-bridge circuit 6. FIG. 3 is a diagram showing a driving voltage applied to both ends of the linear motor 10 and a driving current flowing into the linear motor 10. FIGS. 5A and 5B show that the H-bridge circuit 6 is used when the duty ratio of the reference signal is 50% or more and the current flowing into the linear motor 10 is a large current in the present embodiment. FIG. 3 is a diagram showing a drive voltage applied to both ends of the linear motor 10 and a drive current flowing into the linear motor 10.
[0021]
FIG. 8 is a characteristic diagram showing the relationship between the motor drive current and the frequency of the pulse width modulation signal in the present embodiment. A characteristic line 110 indicates a case where the relationship between the two is linear, and characteristic lines 111 and 112 indicate a case where the relationship between the two is slightly non-linear. Regardless of the relationship between the motor drive current and the frequency of the pulse width modulation signal, which of these characteristic lines has the property, in this embodiment, when the motor drive current increases, the frequency of the pulse width modulation signal is Decrease. In the present embodiment in which the motor drive current and the frequency of the pulse width modulation signal are held in such a relationship, when the motor drive current is small, the ripple component of the motor drive current is small, and the motor is less likely to vibrate. On the other hand, when the motor drive current is large, the frequency of the pulse width modulation signal decreases, the switching loss in the H-bridge circuit decreases, heat generation decreases, and efficiency increases.
[0022]
【The invention's effect】
According to the embodiments of the present invention described above, according to the present invention, the ripple component in the driving current is suppressed when the motor is driven with a small current, and the heat generation or the switching loss is caused when the motor is driven with a large current. A motor drive control device that reduces the deterioration of efficiency can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of an example of a variable oscillator in FIG.
FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a partial circuit around an H-bridge circuit in FIG. 1;
FIG. 4 is a waveform diagram showing a voltage across a linear motor and a driving current of the linear motor when driving a small current in the embodiment of FIG. 1;
FIG. 5 is a waveform diagram showing a voltage across the linear motor and a drive current flowing through the linear motor when driving a large current in the embodiment of FIG. 1;
FIG. 6 is a waveform diagram showing the voltage across the linear motor and the linear motor drive current when the frequency of the pulse width modulation signal is high.
FIG. 7 is a waveform diagram showing the voltage across the linear motor and the linear motor drive current when the frequency of the pulse width modulation signal is low.
FIG. 8 is a characteristic diagram illustrating a relationship between a motor drive current and a frequency of a pulse width modulation signal in the embodiment of FIG. 1;
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a conventional example.
FIG. 10 is a waveform diagram showing a linear motor driving voltage and a linear motor driving current at the time of small current driving in a conventional example.
FIG. 11 is a waveform diagram showing a linear motor driving voltage and a linear motor driving current during a large current driving in a conventional example.
[Explanation of symbols]
REFERENCE SIGNS LIST 1 motor drive control device 2 subtracter 3 arithmetic circuit 4, 8 amplifier 5 PWM modulator 6 H-bridge circuit 7 current detector 9 variable oscillator 10 linear motor 11 full-wave rectifier 12 adder 13 inverting amplifier 14 switch 15 integrator 16 comparison Unit 17 flip-flop 18 gate signal generator 19-22 FET
23 Oscillator Vi Drive command voltage Vb Feedback voltage

Claims

Means for generating a feedback voltage based on the drive current of the motor, means for generating an error voltage that is a difference between the drive command voltage and the feedback voltage, an oscillator for generating a reference signal, and a duty ratio corresponding to the error voltage Means for generating a pulse width modulation signal whose frequency is the frequency of the reference signal; and an H bridge circuit for receiving the pulse width modulation signal and supplying a drive voltage having the duty ratio to the motor. In a motor drive control device that controls the motor according to the command voltage,
The motor drive control device, wherein the oscillator receives the feedback voltage, and increases the frequency of the reference signal when the feedback voltage is low as compared with when the feedback voltage is high.