JP2004080411A - Method for controlling array antenna, method for calculating signal to noise ratio of received signal, and method for adaptively controlling radio receiver - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置の指向特性を変化させることができるアレーアンテナの制御方法に関し、特に、電子制御導波器アレーアンテナ装置（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃａｌｌｙ Ｓｔｅｅｒａｂｌｅ Ｐａｓｓｉｖｅ Ａｒｒａｙ Ｒａｄｉａｔｏｒ （ＥＳＰＡＲ） Ａｎｔｅｎｎａ；以下、エスパアンテナという。）の指向特性を適応的に変化させることができるアレーアンテナの制御方法に関する。また、無線受信機で受信された受信信号の信号対雑音比を計算する無線受信機の信号対雑音比の計算方法、及びその計算方法を利用した無線受信機の適応制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術のエスパアンテナは、例えば、従来技術文献１「Ｔ． Ｏｈｉｒａ ｅｔ ａｌ．， ”Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃａｌｌｙ ｓｔｅｅｒａｂｌｅ ｐａｓｓｉｖｅ ａｒｒａｙ ｒａｄｉａｔｏｒ ａｎｔｅｎｎａｓ ｆｏｒ ｌｏｗ−ｃｏｓｔ ａｎａｌｏｇ ａｄａｐｔｉｖｅ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ，” ２０００ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ ＰｈａｓｅｄＡｒｒａｙ Ｓｙｓｔｅｍ ＆ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｐｐ． １０１−１０４， Ｄａｎａ ｐｏｉｎｔ， Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ， Ｍａｙ ２１−２５， ２０００」や特開２００１−２４４３１号公報において提案されている。このエスパアンテナは、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。
【０００３】
このエスパアンテナを受信側で適応制御する方法として、一般的に、以下の方法が用いられている。すなわち、送信側で各無線パケットデータの先頭部分に学習シーケンス信号を予め含ませておき、当該学習シーケンス信号と同一の信号を受信側でも発生させ、受信側において、受信された学習シーケンス信号と、上記発生された学習シーケンス信号との相互相関が実質的に最大となることを規範（規範基準）として、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させてその指向特性を変化させる。これにより、エスパアンテナの指向性を最適パターンとし、すなわち所望波の方向に主ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを形成するパターンとなる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この従来例では、学習シーケンス信号などの参照信号が必要であること、また、この参照信号を予め送信側及び受信側の両方で一致させておく必要があり、これにより、適応制御のための回路が複雑になるという問題点があった。
【０００５】
また、無線受信機においてその信号等化器や信号ろ波器を適応制御するために、信号対雑音電力比を推定して計算する必要があるが、受信される受信信号についてリアルタイムで計算することはできなかった。
【０００６】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、参照信号を必要とせずに、アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御することができるアレーアンテナの制御方法を提供することにある。
【０００７】
また、本発明の別の目的は以上の問題点を解決し、例えば、無線受信機においてその信号等化器や信号ろ波器を適応制御するために、受信した受信信号の信号対雑音比を推定して計算することができる受信信号の信号対雑音比の計算方法、及びその計算方法を利用した無線受信機の適応制御方法を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
第１の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、無線信号を受信するための励振素子と、
上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた少なくとも１つの非励振素子と、
上記非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とを備え、
上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記送信された無線信号はｍ相ＰＳＫ変調され（ここで、ｍは２以上の整数である。）、上記励振素子によって受信された受信信号に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、所定の期間における上記受信信号のｍ乗値の平均値の絶対値の（１／ｍ）乗値を上記受信信号の２乗値の絶対値の平均値の（１／２）乗値で除算した関数である規範関数の値が実質的に最大となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含むことを特徴とする。
【０００９】
また、第２の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、複数Ｐ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナで受信された複数Ｐ個の受信信号をそれぞれＰ個の移相手段により所定の移相量だけ移相させた後合成して、合成後の受信信号を出力するアレーアンテナの制御方法において、
上記送信された無線信号はｍ相ＰＳＫ変調され（ここで、ｍは２以上の整数である。）、上記合成後の受信信号に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、所定の期間における上記受信信号のｍ乗値の平均値の絶対値の（１／ｍ）乗値を上記受信信号の２乗値の絶対値の平均値の（１／２）乗値で除算した関数である規範関数の値が実質的に最大となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各移相手段の移相量を計算して設定するステップを含むことを特徴とする。
【００１０】
さらに、第３の発明に係る受信信号の信号対雑音比の計算方法は、ｍ相ＰＳＫ変調された（ここで、ｍは２以上の整数である。）無線信号を受信信号として受信する無線受信機において、
所定の期間における上記受信信号のｍ乗値の平均値の絶対値の（１／ｍ）乗値を上記受信信号の２乗値の絶対値の平均値の（１／２）乗値で除算した関数である規範関数の値を計算し、計算された規範関数に基づいて上記規範関数と信号対雑音比との関係を示す式を用いて上記受信信号の信号対雑音比を計算するステップを含むことを特徴とする。
【００１１】
またさらに、第４の発明に係る無線受信機の適応制御方法は、ｍ相ＰＳＫ変調された（ここで、ｍは２以上の整数である。）無線信号を受信信号として受信し、上記受信信号を処理する信号処理手段を備えた無線受信機において、
所定の期間における上記受信信号のｍ乗値の平均値の絶対値の（１／ｍ）乗値を上記受信信号の２乗値の絶対値の平均値の（１／２）乗値で除算した関数である規範関数の値を計算し、計算された規範関数に基づいて上記規範関数と信号対雑音比との関係を示す式を用いて上記受信信号の信号対雑音比を計算するステップと、
上記計算された信号対雑音比が実質的に最大となるように上記信号処理手段を適応制御するステップとを含むことを特徴とする。ここで、上記信号処理手段は、好ましくは、無線受信機の信号等化器、信号ろ波器、リニアライザ又は同調器である。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明に係る実施形態について説明する。
【００１３】
＜第１の実施形態＞
図１は本発明に係る第１の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施形態のアレーアンテナの制御装置は、図１に示すように、１つの励振素子Ａ０と、６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６とを備えてなるエスパアンテナ装置１００と、無線受信機１０と、適応制御型コントローラ２０とを備えて構成される。
【００１４】
ここで、送信された無線信号はｍ相ＰＳＫ変調され（ここで、ｍは２以上の整数である。）、適応制御型コントローラ２０は、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、エスパアンテナ装置１００の励振素子Ａ０によって受信された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、上記受信信号ｙ（ｔ）のｍ乗を用いて表された規範関数（例えば、後述する数１４）の値が実質的に最大となるように、上記エスパアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定することを特徴としている。
【００１５】
図１において、エスパアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に互いに等間隔を保って設けられる。各励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長さは、例えば約λ／４（但し、λは所望波の波長）になるように構成され、また、上記半径ｒはλ／４になるように構成される。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル８を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に接続され、これら可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値は適応制御型コントローラ２０からのリアクタンス値信号によって設定される。
【００１６】
図２は、エスパアンテナ装置１００の縦断面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の可変リアクタンス素子１２−２乃至１２−６に接続された非励振素子Ａ２乃至Ａ６についても同様に動作する。
【００１７】
従って、図１のエスパアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を変化させることにより、エスパアンテナ装置１００の平面指向性特性を変化させることができる。
【００１８】
図１のアレーアンテナの制御装置において、エスパアンテナ装置１００の励振素子Ａ０は無線信号ｙ（ｔ）を受信し、上記受信された無線信号である受信信号ｙ（ｔ）は同軸ケーブル８を介して無線受信機１０に入力され、無線受信機１０は上記受信信号ｙ（ｔ）に対してＢＰＳＫ復調処理を行って、ＢＰＳＫ復調された、互いに直交した受信信号からの２つのデジタルベースバンド信号を得る。すなわち、無線受信機１０において、受信信号ｙ（ｔ）はまず低雑音増幅器（ＬＮＡ）１により高周波増幅された後２分配され、２分配された一方の受信信号ｙ（ｔ）は混合器２−１により局部発振器３からの局部発振信号と混合された後、ダイレクトコンバージョン後のＩ信号は、Ａ／Ｄ変換器５−１によりＡ／Ｄ変換されてデジタルベースバンドＩ信号を得る。一方、２分配された他方の受信信号ｙ（ｔ）は混合器２−２により、局部発振信号から９０度移相器４により９０度だけ移相された局部発振信号と混合された後、ダイレクトコンバージョン後のＱ信号は、Ａ／Ｄ変換器５−２によりＡ／Ｄ変換されてデジタルベースバンドＱ信号を得る。これら２つのデジタルベースバンド信号はデータ信号として出力されるとともに、適応制御型コントローラ２０に出力される。次いで、適応制御型コントローラ２０は、エスパアンテナ装置１００の励振素子Ａ０によって受信された受信信号ｙ（ｔ）を表す２つのデジタルベースバンド信号に基づいて、例えば最急勾配法を用いて、上記受信信号ｙ（ｔ）のみであって受信信号ｙ（ｔ）のｍ乗を用いて表された規範関数（数１４）の値が実質的に最大となるように、上記エスパアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値ｘｋ（ｋ＝１，２，…，６）を計算してその値を示すリアクタンス値信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力することによりそれらリアクタンス値ｘｋを設定する。
【００１９】
図３は、図１のエスパアンテナ装置１００の非励振素子Ａｎと可変リアクタンス素子１２−ｎの接続点付近の回路を示す回路図である。図３において、適応制御型コントローラ２０からのリアクタンス値信号である直流バイアス電圧は、抵抗１４とキャパシタ１５とからなるＬ型の低域通過フィルタ１３を介して、例えばバラクタダイオードである可変リアクタンス素子１２−ｎ（ｎ＝１，２，…，６）に印加され、これにより、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値ｘｋ（ｋ＝１，２，…，６）が制御される。
【００２０】
次いで、エスパアンテナ装置１００について定式化を行う。この定式化モデルにおいては、非励振素子Ａ０として半波長ダイポールアンテナを用い、非励振素子Ａ１乃至Ａ６として円形アレー配列された６本のダイポールアンテナを用いる。素子間隔は全てλ／４であり、各ダイポールは半径λ／１００の導体円柱とする。素子の長さ方向の波長短縮率は０．９２６とする。各非励振素子Ａ１乃至Ａ６の中央部に対して、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６であるバラクタダイオードが直列に装荷されており、それらのリアクタンス値の組合せでその指向性が決定される。
【００２１】
上記アンテナの構造パラメータからモーメント法による電磁界解析を用いて素子間の相互結合を求め、これをインピーダンス行列Ｚで表すと次式のようになる（例えば、従来技術文献２「大平孝，“エスパアンテナの主ビームを所望方法へ形成するためのリアクタンスを簡単に求める方法：準同期合成と最急勾配法”，電子情報通信学会研究技術報告，ＡＰ２００１−４８，ｐｐ．１−６，２００１年７月」参照。）。
【００２２】
【数１】
エスパアンテナ装置１００の構造は巡回的な対称性を有しているため、この行列Ｚの４９個の要素のうち独立な要素は６個の要素となる。これらはその物理的意味からそれぞれ以下のように呼ばれるべき複素パラメータである。
【００２４】
【表１】
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
ｚ００：励振素子の自己入力インピーダンス
ｚ０１：励振素子と非励振素子との間の結合インピーダンス
ｚ１１：非励振素子の自己入力インピーダンス
ｚ１２：互いに隣接する２つの非励振素子間の結合インピーダンス
ｚ１３：次に隣接する（１つ間をおいて隣接する）２つの非励振素子間の結合インピーダンス
ｚ１４：互いに対向する２つの非励振素子間の結合インピーダンス
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
【００２５】
なお、後述する実施例で用いた各インピーダンス値は以下の通りである。
（ａ）ｚ００＝＋５２．０−５．７ｊ
（ｂ）ｚ０１＝＋２３．９−２９．２ｊ
（ｃ）ｚ１１＝＋６４．０−３．４ｊ
（ｄ）ｚ２１＝＋２９．７−２９．８ｊ
（ｅ）ｚ３１＝−１３．９−２７．６ｊ
（ｆ）ｚ４１＝−２６．０−１６．７ｊ
ここで、インピーダンス値の単位は全てΩである。バラクタダイオードであるリアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値をｘ１，ｘ２，…，ｘ６とすると、エスパアンテナ装置１００の指向性（アレーファクタ）Ｄａ（θ，φ）は次式で表される（例えば、従来技術文献２参照）。
【００２６】
【数２】
Ｄａ（θ，φ）
＝ａ（θ，φ）Ｔｉ（ｘ１，ｘ２，…，ｘ６）
【００２７】
ここで、ａ（θ，φ）は、エスパアンテナ装置１００の位相中心を中央の非励振素子Ａ０にとった場合のステアリングベクトルであり、仰角θと方位角φの関数として次式で表される。
【００２８】
【数３】
ここで、ｄは半径ｒに等しい素子間隔であり、βは自由空間中の伝播定数である。また、ｉ（ｘ１，ｘ２，…，ｘ６）はエスパアンテナの等価ウエイトベクトルであり、次式で表される。
【数４】
ｉ（ｘ１，ｘ２，…，ｘ６）
＝Ｚ−１（ｖｓｕ０−Ｘｉ）
＝ｖＳ（Ｚ＋Ｘ）−１ｕ０
ここで、ｕ０は次式で表される単位ベクトルである。
【数５】
ｕ０＝［１，０，…，０］Ｔ
また、Ｘは、ＲＦ受信機の入力インピーダンスｚｓと可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を成分とする次式の対角行列であるリアクタンス行列である。
【数６】
Ｘ＝ｄｉａｇ［ｚｓ，ｊｘ１，ｊｘ２，…，ｊｘ６］
【００３０】
従って、エスパアンテナ装置１００の指向性（アレーファクタ）Ｄａ（θ，φ）は次式で表される。
【数７】
Ｄａ（θ，φ）
＝ｚｓａ（θ，φ）Ｔ｛Ｚ＋ｄｉａｇ［ｚｓ，ｊｘ１，ｊｘ２，・・・，ｊｘ６］｝−１ｕ０
【００３１】
複数の信号波が到来する場合にはそれらの信号波形を成分とするベクトル
【数８】
ｓ（ｔ）＝［ｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ），…，ｓＫ（ｔ）］
を定義する。ここで、Ｋは信号の数である。これらを同時に受信した場合のエスパアンテナ装置１００の出力信号は次式で表される。
【数９】
ｙ（ｔ）＝ｉ（ｘ１，ｘ２，…，ｘ６）ＴＡ（θ，Φ）ｓ（ｔ）＋ｎ（ｔ）
ここで、Ａ（θ，Φ）はアレーマニホールドであり、次式で表される。
【数１０】
Ａ（Θ，Φ）
＝［ａ（θ１，φ１），ａ（θ２，φ２），…，ａ（θＫ，φＫ）］
ここで、
【数１１】
Θ＝｛θ１，θ２，…，θＫ｝
【数１２】
Φ＝｛φ１，φ２，…，φＫ｝
であり、ｎ（ｔ）は加算的雑音波形である。
【００３２】
従って、エスパアンテナ装置１００の受信信号ｙ（ｔ）は次式で表される。
【数１３】
ここで、ｓｋ（ｔ）とθｋ，φｋはそれぞれ、第ｋ番目の信号の時間波形と、到来方向である。
【００３４】
次いで、本実施形態で用いる「ブラインド適応ビーム形成」について説明する。適応ビーム形成の目的は上記数１３で導出したアンテナ受信出力信号ｙ（ｔ）に含まれる信号対干渉雑音の電力比ＳＩＮＲを実質的に最大化することである。ブラインド制御とは所望波に含まれる信号情報を全く参照することなくアンテナ可変パラメータ（一般的にはウエイトベクトル：ここでは、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値）を更新することである。
【００３５】
適応的にビームを形成するためには、（１）送信パケットのヘッダに参照信号を含ませておき、（２）受信側で予めこの参照信号系列を知っておき、（３）参照信号の同期タイミングを検出して、（４）アレーの重み係数をトレーニングする、というプロセスが通常用いられる。例えばエスパアンテナ装置１００の適応ビーム形成法として受信信号と参照信号との相互相関係数を最大化するアルゴリズム「ＭＣＣＣ：Ｍａｘｉｍｕｍ Ｃｒｏｓｓ Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ」がある（例えば、従来技術文献３「神谷ほか，“エスパアンテナの基本検討：適応制御に基づくＳＩＲ特性の統計的規範”，電子情報通信学会技術報告，ＡＰ２０００−１７５，ＳＡＮＥ２０００−１５６，ｐｐ．１７−２４，２００１年１月」参照。）。これに対して、ブラインド適応ビーム形成とは参照信号なしで適応的にビームを形成する機能であり、上記（１）〜（３）のプロセスを省略することができる。
【００３６】
本実施形態においては、ｍ相ＰＳＫ変調信号に特有の性質に着目し、これを利用したブラインド規範を提案する。ここで着目する性質とは、「ｍ相ＰＳＫ変調信号は変調データに関わらずこれをｍ乗すると一定の複素数値となる」ことである。通信路で雑音あるいは干渉を被るとこの一定の複素数値からのゆらぎが受信側で観測される。このゆらぎが小さいほど所望信号が高い純度で抽出できていると考えられる。そこで、上述のごとく導出した受信アンテナの出力信号の第ｍ次モーメントを用いた、次式の規範関数とすることを提案する。
【００３７】
【数１４】
ここで、Ｅ［・］は引数・のアンサンブル平均（所定の時間における平均値）を表す。分母はｍ乗された信号の平均電力を表している。規範関数Ｊｍ（ｙ（ｔ））の物理的解釈は詳細後述する。この規範関数の利点は、上述の「一定の複素数値」を含んでいないことである。すなわち、この値を受信側で予め知っている必要が無い。このことは、アンテナ及び受信回路系の絶対利得や固定的な位相回転量に左右されないことを意味しており、実際の無線システムに用いる際の重要な利点である。
【００３９】
次いで、上記規範関数を用いた適応ビーム形成について説明する。「適応ビーム形成」とは、上記数１３で導出した、エスパアンテナ装置１００の受信信号ｙ（ｔ）に含まれる信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲ＝Ｓ／（Ｎ＋Ｉ）を実質的に最大化するようにアンテナ可変パラメータ（エスパアンテナ装置１００では各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値）を更新することである。上述の規範関数に基づいてリアクタンス値を反復更新することにより、アンテナ指向性が出力ＳＩＮＲ最大となる最適ビームパターンすなわち所望波の方向へメインビームが形成され干渉波の方向へヌルが形成されるビームパターンとなる。
【００４０】
すなわち、上記規範関数Ｊには目標値Ｃが含まれておらず、受信信号ｙ（ｔ）のみであって、しかも受信信号のｍ乗｛（ｙ（ｔ））ｍ｝を用いて表されて記述されている。この場合、目標値が未知の状態で制御できることが大きなメリットである。この規範に基づいてリアクタンス値を、例えば最急勾配法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いて反復更新することにより、アンテナ出力の信号対干渉雑音電力比（ＳＩＮＲ）が実質的に最大となるように、すなわち、エスパアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように最適ビームが形成される。
【００４１】
次いで、最急勾配法を用いたアンテナビームの適応制御について説明する。最急勾配法を用いるときの可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値のセット（リアクタンスベクトル）ｘに対する漸化式は次式で表される。
【００４２】
【数１５】
ｘ（ｎ＋１）＝ｘ（ｎ）＋μ∇Ｊｎ
【数１６】
ここで、ｎはｘの更新の次数、パラメータμは試行錯誤的に定められるステップサイズである。ここで、最急勾配法は、最急降下法を含む方法の概念であるが、本実施形態では、規範関数の値を実質的に最大するように最適解を求める方法を用いる。
【００４４】
さらに、最急勾配法による具体的な、最適解を求める手順について説明する。上記数１５を用いた最急勾配法によって規範関数Ｊｎを可能な限り大きくするような良好なリアクタンスベクトルｘを発見するためには、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）を１に設定し、予め決められたリアクタンスベクトルの初期値ｘ（１）（例えば、当該エスパアンテナ装置１００をオムニアンテナに設定にするときのリアクタンスベクトル）によって処理を開始する。
（ｉｉ）次いで、この初期値（ｎ＝１のとき）又は現在の推定値（ｎ≧２のとき）を使用して、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）における規範関数Ｊｎの勾配ベクトル∇Ｊｎを計算する。
（ｉｉｉ）勾配ベクトル∇Ｊｎの方向と同一の方向に初期値又は現在の推定値を変更することで、リアクタンスベクトルｘにおける次の推定値を計算する。
（ｉｖ）反復数パラメータｎを１だけインクリメントし、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。この繰り返し処理は、リアクタンスベクトルｘが実質的に収束する反復数まで実行される。
【００４５】
図４は、図１の適応制御型コントローラ２０によって実行される、最急勾配法によるより具体的な適応制御処理を示すフローチャートである。
【００４６】
図４のステップＳ１において、まず、反復数パラメータｎを１にリセットし、リアクタンスベクトルｘ（１）にその初期値を設定挿入し、ステップＳ２において素子パラメータｋを１にリセットする。次いで、ステップＳ３において受信信号ｙ（ｔ）を測定し、ステップＳ４において数１４を用いて規範関数Ｊの値を計算し、Ｊ（０）に設定挿入する。さらに、ステップＳ５においてリアクタンス値ｘｋに所定の摂動値Δｘｋを加算し、その加算値をリアクタンス値ｘｋとして設定した後、ステップＳ６において受信信号ｙ（ｔ）を測定し、ステップＳ７において数１４を用いて規範関数Ｊの値を計算する。そして、ステップＳ８においてＪ−Ｊ（０）の値を計算して∂Ｊｎ／∂ｘｋに代入し、ステップＳ９においてリアクタンス値ｘｋに所定の摂動値Δｘｋを減算しその減算値をリアクタンス値ｘｋとして設定することにより摂動前の値に戻した後、ステップＳ１０において素子パラメータｋはＫ（＝６）以上であるか否かが判断される。ステップＳ１０でＮＯであれば、ステップＳ１１で素子パラメータｋを１だけインクリメントしてステップＳ５に戻り、上述の処理を繰り返す。一方、ステップＳ１０でＹＥＳであるときは、ステップＳ１２において、数１５の漸化式を用いて、リアクタンスベクトルｘの次の推定値ｘ（ｎ＋１）を計算した後、ステップＳ１３において反復数パラメータｎが所定の反復数Ｎに到達しているか否かを判断し、ＮＯであれば、ステップＳ１４において反復数パラメータｎを１だけインクリメントした後、ステップＳ２からの処理を繰り返す。一方、ステップＳ１３でＹＥＳであるときは、十分に収束しているものと判断し、計算されたリアクタンスベクトルｘの値を有するリアクタンス値信号を可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。
【００４７】
以上説明したように、本実施形態によれば、適応制御型コントローラ２０は、エスパアンテナ装置１００の励振素子Ａ０によって受信された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、上記受信信号ｙ（ｔ）のみであって受信信号ｙ（ｔ）のｍ乗を用いて表された規範関数（数１４）の値が実質的に最大となるように、上記エスパアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定する。従って、参照信号を必要とせずに、アレーアンテナの指向性を所望波の方向に主ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御することができる。ここで、参照信号を必要としないので、当該装置の構成を簡単化できる。また、規範関数Ｊは受信信号ｙ（ｔ）のみで記述されているので、適応制御コントローラ２０の計算処理をきわめて簡単に実行できる。
【００４８】
以上の実施形態においては、６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６を用いているが、その本数は少なくとも複数本あれば、当該アレーアンテナ装置の指向特性を電子的に制御することができる。それに代わって、６個よりも多くの非励振素子を備えてもよい。また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の配置形状も上記の実施形態に限定されず、励振素子Ａ０から所定の距離だけ離れていればよい。すなわち、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に対する間隔は一定でなくてもよい。
【００４９】
以上の実施形態においては、最急勾配法を用いて各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を計算しているが、本発明はこれに限らず、以下に示す順次ランダム法、ランダム法、高次元二分法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いてもよい。
【００５０】
なお、順次ランダム法においては、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）を１に設定し、リアクタンスベクトルの所定の初期値ｘ（１）（例えば、当該エスパアンテナ装置１００をオムニアンテナに設定にするときのリアクタンスベクトル）によって処理を開始する。
（ｉｉ）次いで、この初期値（ｎ＝１のとき）又は現在の推定値（ｎ≧２のとき）を使用して、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）における推定値への加算値を所定の存在範囲内で乱数を発生させて計算する。
（ｉｉｉ）計算された加算値を上記推定値に加算することにより、リアクタンスベクトルにおける次の推定値を計算する。
（ｉｖ）反復数パラメータｎを１だけインクリメントし、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。この繰り返し処理は、規範関数Ｊの値が所定のしきい値（例えば０．９）以上になるまで実行される。
【００５１】
また、ランダム法においては、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、リアクタンスベクトルの所定の初期値ｘ（１）（例えば、当該エスパアンテナ装置１００をオムニアンテナに設定にするときのリアクタンスベクトル）によって処理を開始する。
（ｉｉ）次いで、この初期値を使用して、当該初期値への加算値を所定の存在範囲内で乱数を発生させて計算する。
（ｉｉｉ）計算された加算値を上記初期値に加算することにより、リアクタンスベクトルにおける推定値を計算する。
（ｉｖ）計算された推定値における規範関数Ｊの値が所定のしきい値（例えば０．９）以上であれば、当該推定値を設定すべきリアクタンスベクトルとするが、ＮＯであれば、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。
【００５２】
さらに、高次元二分法においては、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）を１に設定して処理を開始する。
（ｉｉ）次いで、リアクタンスベクトルの各リアクタンス値の所定の存在範囲（なお、２回目以降は、前に選択された推定値の存在範囲）を均等に二分し、二分された各存在範囲の平均値（各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に対して２つの平均値）を計算する。
（ｉｉｉ）この２つの平均値に対する規範関数Ｊの値を計算し、規範関数Ｊの値が大きい方を、リアクタンスベクトルにおける次の推定値とする。
（ｉｖ）反復数パラメータｎを１だけインクリメントし、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。この繰り返し処理は、規範関数Ｊの値が所定のしきい値（例えば０．９）以上になるまで実行される。
【００５３】
以上の実施形態においては、規範関数Ｊを適応制御のためのリアクタンス値を求めるための規範関数とし、それを実質的に最大となるようにリアクタンスベクトルの最適解を計算しているが、本発明はこれに限らず、規範関数Ｊの逆数を適応制御のためのリアクタンス値を求めるための規範関数とし、それを実質的に最小となるようにリアクタンスベクトルの最適解を計算してもよい。
【００５４】
以上の実施形態においては、６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６と、それに対応した可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６とを備えているが、本発明はこれに限らず、少なくとも１つの非励振素子Ａ１と、それに対応した可変リアクタンス素子１２−１を備えてもよい。また、それぞれの個数は複数でもよい。
【００５５】
＜第２の実施形態＞
図５は、本発明に係る第２の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【００５６】
この実施形態では、アレーアンテナ５０の各アンテナ素子５１−１乃至５１−Ｐで受信した信号を、可変移相器５３−１乃至５３−Ｐと加算器である合成器５４によって構成されたＲＦ帯のＢＦＮ（Ｂｅａｍ Ｆｏｒｍｉｎｇ Ｎｅｔｗｏｒｋ）回路で合成する構成を採用し、このアレーアンテナの制御装置は、複数Ｐ個のアンテナ素子１−１乃至１−Ｐが互いに所定の間隔で配置されてなるアレーアンテナ５０（例えば、リニアアレーであり、２次元形状又は３次元形状で配置されてもよい。）のビームを制御するための適応制御型制御装置であり、適応制御型コントローラ６０を備えたことを特徴としている。ここで、送信された無線信号はｍ相ＰＳＫ変調され（ｍは２以上の整数である。）、適応制御型コントローラ６０は、合成後の受信信号に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、上記受信信号ｙ（ｔ）のｍ乗を用いて表された規範関数（数１４）の値が実質的に最大となるように、当該アレーアンテナ５０の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉の方向にヌルを向けるための可変移相器５３−１乃至５３−Ｐの移相量に対応する各移相制御電圧ｖｐ（ｐ＝１，２，…，Ｐ）を計算して設定することを特徴としている。
【００５７】
以下、図５に示すアレーアンテナの制御装置の構成について説明する。図５において、複数Ｐ個のアンテナ素子５１−１乃至５１−Ｐが互いに所定の間隔で１直線上に並置されてなるアレーアンテナ５０によって無線信号が受信され、各アンテナ素子５１−１乃至５１−Ｐで受信された無線信号はそれぞれ、低雑音増幅器（ＬＮＡ）５２−１乃至５２−Ｐを介して可変移相器５３−１乃至５３−Ｐに入力される。各可変移相器５３−１乃至５３−Ｐはそれぞれ、入力される無線信号を、適応制御型コントローラ６０から出力される各移相制御電圧ｖｐ（ｐ＝１，２，…，Ｐ）に対応した各移相量だけ移相した後、合成器５４に出力する。合成器５４は入力されるＰ個の無線信号を電力合成して、合成後の無線信号を、受信信号ｙ（ｔ）として図１の無線受信機１０と同様の構成を有する無線受信機１０に出力する。
【００５８】
次いで、無線受信機１０は、入力される合成された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、図１の無線受信機１０と同様に、互いに直交した受信信号からの２つのデジタルベースバンド信号を得て、適応制御型コントローラ６０に出力する。適応制御型コントローラ６０は、入力される２つのデジタルベースバンド信号に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、図４の適応制御処理と同様の処理を実行することにより、上記受信信号ｙ（ｔ）のみであって受信信号ｙ（ｔ）のｍ乗を用いて表された規範関数（数１４）の値が実質的に最大となるように、当該アレーアンテナ５０の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉の方向にヌルを向けるための可変移相器５３−１乃至５３−Ｐの移相量に対応する各移相制御電圧ｖｐ（ｐ＝１，２，…，Ｐ）を計算し、それを可変移相器５３−１乃至５３−Ｐに印加することにより対応する各移相量を設定する。
【００５９】
この実施形態に係る適応制御型コントローラ６０においても、第１の実施形態に係る適応制御型コントローラ２０と同様に、参照信号を必要とせずに、アレーアンテナの指向性を所望波の方向に主ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御することができる。ここで、参照信号を必要としないので、当該装置の構成を簡単化できる。また、規範関数Ｊは受信信号ｙ（ｔ）のみで記述されているので、適応制御コントローラ６０の計算処理をきわめて簡単に実行できる。
【００６０】
以上の実施形態においては、最急勾配法を用いて各可変移相器５３−１乃至５３−Ｐの移相量に対応する移相制御電圧ｖｐを計算しているが、本発明はこれに限らず、上述の順次ランダム法、ランダム法、高次元二分法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いてもよい。また、規範関数Ｊはその逆数を用いてもよい。
【００６１】
図６は、図１のエスパアンテナ装置１００を用いて実行された、ブラインド適応ビーム形成のシミュレーションのフローを示す図である。このシミュレーションでは、上述の定式化モデルと同様に、非励振素子Ａ０として半波長ダイポールアンテナを用い、非励振素子Ａ１乃至Ａ６として円形アレー配列された６本のダイポールアンテナを用いる。また、エスパアンテナ装置１００に到来する所望波と干渉波の到来方向は未知（適応制御）とし、トレーニング信号も用いないこと（ブラインド処理）とする。
【００６２】
図６のシミュレーションフローにおいては、干渉波ステアリングベクトル、所望波ステアリングベクトル、アンテナ構造のパラメータ、到来波信号、及び雑音に基づいて、ステップＳＳ１乃至ＳＳ５の処理を行うことにより当該アンテナビームの適応制御を行い、最後に、指向性アレーファクタ及び出力ＳＩＮＲを計算して出力する（ステップＳＳ６，ＳＳ７）。このステップＳＳ１乃至ＳＳ７の処理では、受信信号ｙ（ｔ）を受信し（ステップＳＳ１）、受信された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて規範関数Ｊｍ｛ｙ（ｔ）｝を計算し（ステップＳＳ２）、リアクタンス行列の更新を行って（ステップＳＳ３）リアクタンス行列を計算した後（ステップＳＳ４）、等価ウエイトベクトルを計算する（ステップＳＳ５）。そして、等価ウエイトベクトルから指向性アレーファクタを計算する（ステップＳＳ６）一方、受信信号ｙ（ｔ）と雑音ｎ（ｔ）とから出力ＳＩＮＲを計算している（ステップＳＳ７）。
【００６３】
このシミュレーションにおいては、エスパアンテナ装置１００に到来する所望波と干渉波の到来方向は未知（適応制御）とし、トレーニング信号も用いないこと（ブラインド処理）とする。所望波に加えて干渉波も同時に到来する環境でシミュレーションする。所望波、干渉波ともにＱＰＳＫランダム変調信号、雑音は加算的ガウス雑音とする。これら所望波、干渉波、雑音は相互に無相関とする。簡単のため伝送路における帯域制限フィルタ、遅延広がり、角度広がり、フェージング、ドップラ効果、同期誤差を全て無視する。この条件下で、上述した規範関数に基づいて６個の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を制御する。シミュレーションに用いることができるアンテナ構造パラメータの一例は、被制御素子数：６、素子間隔：全て１／４波長、各ダイポール半径：１／１００波長、素子の長さ方向の波長短縮率：０．９２６である。また、エスパアンテナ装置１００に接続されるＲＦ送受信機の内部インピーダンスはｚｓ＝５０Ωとする。最適化アルゴリズムとしては、純粋ランダム探索法、最急勾配法、高次元二分法、順次ランダム法、回帰ステップ法、ハミルトン力学による方法などを用いることができる。
【００６４】
以上説明したように、本実施形態によれば、エスパアンテナ装置１００はハードウエア構成が簡単であるにもかかわらず、適切な規範と帰還制御によりブラインドビーム形成が可能であるということをｍ相ＰＳＫ波受信の場合について示した。
【００６５】
以上の実施形態においては、上記数１４の規範関数を用いているが、上記数１４における時間平均Ｅ（・）は、例えば周波数分割多重方式で送信されたデータ信号を一時に受信して並列処理する場合に、例えば１シンボルなどの所定の期間において複数のデータ信号についての平均値であってもよい。
【００６６】
＜第３の実施形態＞
図７は本発明に係る第３の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。本実施形態に係るアレーアンテナの制御装置は、図１の第１の実施形態に比較して以下の点が異なる。
（１）無線受信機１０に代えて、ｍ相ＰＳＫ信号を受信する無線受信機１０において波形等化器６−１，６−２をさらに備えた無線受信機１０ａを備えたこと。
（２）適応制御型コントローラ２０に代えて、適応制御型コントローラ２０において、上述の規範関数の値を計算し、計算された規範関数に基づいて上記規範関数と信号対雑音電力比との関係を示す式を用いて上記受信信号の信号対雑音電力比を計算し、上記計算された信号対雑音比が実質的に最大となるように波形等化器６−１，６−２を適応制御する適応制御型コントローラ２０ａを備えたこと。
【００６７】
図７の詳細説明する前に、規範関数である汎関数の定義、及び信号対雑音電力比の計算方法について以下に説明する。
【００６８】
無線受信機において最適受信するために、可変の信号波形等化器や信号フィルタやリニアライザを適応フィードバック制御するには、信号対雑音比の推定が有力な手段となる。特に、トレーニング参照信号や信号レプリカを用いない、図１や図７の無線受信装置においてはブラインド動作のＳＮ比推定技術を確立する必要がある。これまで、受信データの統計的期待値や分散を用いたブラインド推定関数が例えば、従来技術文献４「Ｔ． Ａ． Ｓｕｍｍｅｒｓ ｅｔ ａｌ．， ”ＳＮＲ ｍｉｓｍａｔｃｈ ａｎｄ ｏｎｌｉｎｅ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｉｎ ｔｕｒｂｏ ｄｅｃｏｄｉｎｇ”， ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， Ｖｏｌ． ＣＯＭ−４６， Ｎｏ． ４， ｐｐ．４２１−４２３， Ａｐｒｉｌ． １９９８」、従来技術文献５「Ａ． Ｒａｍｅｓｈｅｔ ａｌ， ”ＳＮＲ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｉｎ ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ ｆａｄｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌｓ ａｎｄ ｉｔｓ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ ｔｕｒｂｏ ｄｅｃｏｄｉｎｇ”， Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇ ｏｆ． ＩＥＥＥ ＩＣＣ ２００１， Ｈｅｌｓｉｎｋｉ， Ｊｕｎｅ ２００１」及び従来技術文献６「滝沢ほか，“並列組合せＳＳ通信方式における通信路状態の推定方法に関する一検討（２）”，電子情報通信学会総合全国大会，Ａ−５−６，ｐｐ．１８８，２００２年３月」において提案されている。これらは変調方式としてＢＰＳＫを想定し、かつ、復調においては完全に同期検波が確立したものと仮定している。また、これらの従来技術文献４，５，６では、雑音は実数として扱われているため、雑音による位相ゆらぎが考慮されていない。
【００６９】
本実施形態ではより実用的な無線システムの観点から、多相ＰＳＫに適用でき、かつ、完全同期が確立していない「準同期」状態でも動作するブラインド推定法を提案する。まず、ＰＳＫ信号の高次モーメントについて説明する。
ｍ相ＰＳＫ信号を準同期状態で標本化すると、次式の複素変数ｓが観測される。
【００７０】
【数１７】
ここで、
ψ＝２πｄ／ｍ；
ｄ∈｛０，１，２，…，（ｍ−１）｝
である。また、ａ０は初期振幅、φ０は初期位相、ｄは情報データ、δ０は同期ずれによる周波数偏差である。複素変数ｓを確率変数とみなすと、その第ｋ次モーメントは次式で表される。
【００７２】
【数１８】
ここで、準同期すなわち周波数偏差は平均化操作の時間Ｔに比べて小さいとしてδ０の２次項以降は無視し、周波数変動と情報データは無相関であり、かつ、情報データｄが０からｍ−１までの一様分布であるとすると、次式を得る。
【００７４】
【数１９】
一方、絶対値についてはｍ値にかかわらず、｜ｓ｜＝ａ０であるので、絶対値の高次モーメントは単純に次式で表される。
【００７６】
【数２０】
ここで、ＳはＰＳＫ信号の平均電力である。
【００７８】
次いで、ガウス雑音の高次モーメントについて説明する。ガウス雑音は振幅と位相が独立であり、位相は０から２πの間で一様に分布する。従って、そのモーメントは任意の次数ｐについて次式で表される。
【００７９】
【数２１】
また、信号と雑音は互いに独立であること、ならびに雑音のモーメントが零であることから、これらの結合モーメントも次式で表される。
【００８１】
【数２２】
【００８２】
一方、ガウス雑音の絶対値の偶数次モーメントについては、次式の漸化式を用いることにより、下記の式を得る。
【００８３】
【数２３】
ここで、Ｎはガウス雑音の平均電力である。
【００８５】
さらに、ブラインド汎関数について定義する。上述のｍ相ＰＳＫ信号とガウス雑音の高次モーメントの特徴に着目し、これらの和である受信信号
【数２５】
ｙ＝ｓ＋ｎ
が受信されるシステムにおいて、受信信号ｙについてのｍ次のモーメントを用いた次式の汎関数を定義する。
【００８６】
【数２６】
この汎関数は受信した信号ｙだけで定義されているので、信号と雑音を分離することなく、かつ、送信信号レプリカを用いることなくＳＮ比を盲的に推定することができる。この汎関数の物理的意味を以下に述べる。
【００８８】
まず、上記数２６の分子を二項展開し、信号と雑音が無相関であることを用いると、次式を得る。
【００８９】
【数２７】
これに上述で得た高次モーメントの式を適用すると次式を得る。
【００９１】
【数２８】
次に、上記数２６の分母を展開すると、次式を得る。
【００９３】
【数２９】
ここで、上付きの記号＊は複素共役を示す。上記数２９の第１項と第３項はそれぞれ信号と雑音の平均電力を意味し、第２項はこれらの結合モーメントなので零となる。従って、次式を得る。
【００９５】
【数３０】
これらを上述の汎関数に代入すると、次式を得る。
【数３１】
これを変形すれば，次式を得る。
【００９８】
【数３２】
これらの式は汎関数とＳＮ比との関係を示す式であり、受信信号レベルを検出することにより、数２６を用いて汎関数の値を計算し、当該汎関数の値を数３１又は数３２に代入することによりＳＮ比に関する高次方程式となり、これを例えば、ニュートン法などの方程式の数値解法を用いて解であるＳＮ比を計算できる。
【０１００】
さらに、上記の汎関数を用いた無線受信機における適応制御方法について図７を参照して説明する。
【０１０１】
図７の無線受信機１０ａにおいて、波形等化器６−１が乗算器２−１とＡ／Ｄ変換機５−１との間に挿入され、波形等化器６−２が乗算器２−２とＡ／Ｄ変換機５−２との間に挿入される。各波形等化器６−１，６−２は例えば公知のトランスバーサルフィルタであり、異なる複数の遅延量で遅延された受信信号を所定の乗算パラメータで乗算することによりＰＳＫ受信信号の波形を制御して等化するものである。適応制御型コントローラ２０ａは、図１の適応制御型コントローラ２０の処理に加えて、Ａ／Ｄ変換器５−１，５−２の出力信号に基づき受信信号レベルを検出し、数２６を用いて汎関数の値を計算し、当該汎関数の値を数３１又は数３２に代入することによりＳＮ比に関する高次方程式となり、これを例えば、ニュートン法などの方程式の数値解法を用いて解であるＳＮ比を計算する。次いで、適応制御型コントローラ２０ａは、計算したＳＮ比に基づいて、そのＳＮ比が実質的に最大となるように、各波形等化器６−１，６−２の乗算パラメータを適応制御する。なお、複数の乗算パラメータを制御する方法については、例えば、上述の最急勾配法、順次ランダム法、ランダム法、高次元二分法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いることができる。
【０１０２】
以上の実施形態においては、アナログ波形等化器６−１，６−２を用いているが、本発明はこれに限らず、デジタル波形等化器を用いてもよい。この場合、アナログ波形等化器６−１，６−２に代えて、Ａ／Ｄ変換器５−１と適応制御型コントローラ２０ａとの間にデジタル波形波形等化器を挿入し、Ａ／Ｄ変換器５−２と適応制御型コントローラ２０ａとの間にデジタル波形波形等化器を挿入する。
【０１０３】
以上の実施形態においては、受信信号のＳＮ比に基づいた適応制御方法の対象として波形等化器６−１，６−２を用いているが、本発明はこれに限らず、受信信号のＳＮ比に対して影響を与える無線受信機の信号等化器、信号ろ波器、リニアライザ、同調器などの信号処理手段を用いてもよい。ここで、例えば、信号ろ波器は、上記アナログ波形等化器６−１，６−２又はデジタル波形等化器の位置に挿入され、所定の帯域の信号ろ波処理を実行する。また、リニアライザは、上記アナログ波形等化器６−１，６−２又はデジタル波形等化器の位置に挿入され、所定の線形等化処理を実行する。さらに、同調器は、例えば適応制御型コントローラ２０ａの制御動作に含まれ、計算されたＳＮ比に基づいて、ＳＮ比が実質的に最大となるように、局部発振器３の局部発振周波数を制御することにより、当該無線受信機１０ａの受信周波数を、所望波の信号周波数に実質的に同一になるように同調する。
【０１０４】
以上の実施形態においては、複素ガウス雑音ならびに多相ＰＳＫ信号のモーメントを高次まで定式化し、ＰＳＫ変調に特有な信号点配置に着目することにより汎関数を定義し、これが信号対雑音比の推定指標となることを上記のモーメントの定式を用いて解析的に示した。さらに、有限データ長の信号と加算的ガウス雑音が混在する系における本汎関数の統計的振舞を計算機シミュレーションにより示した。平均化のデータ数が少ないと特に低ＳＮ比の領域で分散が大きい。データ数を多くしていくと解析的に導出した単調増加曲線に漸近し、高い精度でＳＮ比を推定して計算することができる。本汎関数は演算が容易であり、同期検波も必要としないので、簡易な民生コンシューマ向の適応受信システム等のブラインド制御規範としての利用することができる。
【０１０５】
以上の実施形態においては、６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６と、それに対応した可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６とを備えているが、本発明はこれに限らず、少なくとも１つの非励振素子Ａ１と、それに対応した可変リアクタンス素子１２−１を備えてもよい。また、それぞれの個数は複数でもよい。
【０１０６】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明に係るアレーアンテナの制御方法によれば、従来技術のエスパアンテナやリニアアレーアンテナなどのアレーアンテナの制御方法において、当該アレーアンテナによって受信された受信信号に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、所定の期間における上記受信信号のｍ乗値の平均値の絶対値の（１／ｍ）乗値を上記受信信号の２乗値の絶対値の平均値の（１／２）乗値で除算した関数である規範関数の値が実質的に最大となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する。従って、参照信号を必要とせずに、アレーアンテナの指向性を所望波の方向に主ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御することができる。ここで、参照信号を必要としないので、当該装置の構成を簡単化できる。また、規範関数は受信信号のｍ乗値のみで記述されているので、適応制御処理の計算処理をきわめて簡単に実行できる。
【０１０７】
また、本発明に係る受信信号の信号対雑音比の計算方法によれば、ｍ相ＰＳＫ変調された（ここで、ｍは２以上の整数である。）無線信号を受信信号として受信する無線受信機において、所定の期間における上記受信信号のｍ乗値の平均値の絶対値の（１／ｍ）乗値を上記受信信号の２乗値の絶対値の平均値の（１／２）乗値で除算した関数である規範関数の値を計算し、計算された規範関数に基づいて上記規範関数と信号対雑音比との関係を示す式を用いて上記受信信号の信号対雑音比を計算する。従って、きわめて簡単な方法で受信信号の信号対雑音比を、リアルタイムで高精度で計算することができる。
【０１０８】
さらに、本発明に係る無線受信機の適応制御方法によれば、上記受信信号の信号対雑音比の計算方法により受信信号の信号対雑音比を計算し、上記計算された信号対雑音比が実質的に最大となるように、無線受信機の信号等化器又は信号ろ波器である信号処理手段を適応制御する。従って、上記計算した信号対雑音比に基づいて、無線受信機の信号処理手段をリアルタイムでかつ高精度で適応制御できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る第１の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１のエスパアンテナ装置１００の詳細な構成を示す断面図である。
【図３】図１のエスパアンテナ装置１００の非励振素子Ａｎと可変リアクタンス素子１２−ｎの接続点付近の回路を示す回路図である。
【図４】図１の適応制御型コントローラ２０によって実行される、最急勾配法による適応制御処理を示すフローチャートである。
【図５】本発明に係る第２の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図６】図１のエスパアンテナ装置１００を用いて実行された、ブラインド適応ビーム形成のシミュレーションのフローを示す図である。
【図７】本発明に係る第３の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
Ａ０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、
１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
２−１，２−２…混合器、
３…局部発振器、
４…９０度移相器、
５−１，５−２…Ａ／Ｄ変換器、
６−１，６−２…波形等化器、
８…給電用同軸ケーブル、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−６…可変リアクタンス素子、
１３…低域通過フィルタ、
１４…抵抗、
１５…キャパシタ、
２０，２０ａ…適応制御型コントローラ、
５０…アレーアンテナ、
５１−１乃至５１−Ｎ…アンテナ素子、
５２−１乃至５２−Ｎ…低雑音増幅器（ＬＮＡ），
５３−１乃至５３−Ｎ…可変移相器、
５４…合成器、
６０…適応制御型コントローラ、
１００…エスパアンテナ装置。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a method for controlling an array antenna that can change the directional characteristics of an array antenna device including a plurality of antenna elements, and in particular, to an electronically steerable passive array radiator (ESPAR) Antenna; The present invention relates to a method for controlling an array antenna that can adaptively change the directional characteristics of an ESPAR antenna. The present invention also relates to a method for calculating a signal-to-noise ratio of a wireless receiver for calculating a signal-to-noise ratio of a received signal received by the wireless receiver, and an adaptive control method for the wireless receiver using the calculation method.
[0002]
[Prior art]
ESPAR antenna of the prior art, for example, the
[0003]
As a method of adaptively controlling the ESPAR antenna on the receiving side, the following method is generally used. That is, the transmitting side previously includes a learning sequence signal at the beginning of each wireless packet data, generates the same signal as the learning sequence signal on the receiving side, and on the receiving side, the received learning sequence signal, The directional characteristic of the variable reactance element is changed by changing the reactance value of the variable reactance element on the basis that the cross-correlation with the generated learning sequence signal is substantially maximized. As a result, the directivity of the ESPAR antenna is optimized, that is, the main beam is directed in the direction of the desired wave and nulls are formed in the direction of the interference wave.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in this conventional example, it is necessary to use a reference signal such as a learning sequence signal, and it is necessary to match this reference signal on both the transmitting side and the receiving side in advance. However, there is a problem that the circuit becomes complicated.
[0005]
Also, in order to adaptively control the signal equalizer and signal filter in the wireless receiver, it is necessary to estimate and calculate the signal-to-noise power ratio. Could not.
[0006]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to solve the above problems and to perform adaptive control so that a main beam of an array antenna is directed in a direction of a desired wave and a null is directed in a direction of an interference wave without requiring a reference signal. An object of the present invention is to provide a method for controlling an array antenna.
[0007]
Another object of the present invention is to solve the above problems, for example, in order to adaptively control the signal equalizer and the signal filter in the wireless receiver, the signal-to-noise ratio of the received signal received. An object of the present invention is to provide a method for calculating a signal-to-noise ratio of a received signal that can be estimated and calculated, and an adaptive control method for a wireless receiver using the calculation method.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
An array antenna control method according to a first aspect of the present invention includes an excitation element for receiving a radio signal,
At least one non-excitation element provided at a predetermined distance from the excitation element;
A variable reactance element connected to the parasitic element,
By changing the reactance value of the variable reactance element, the non-excited element is operated as a director or a reflector, respectively, in an array antenna control method for changing the directional characteristics of the array antenna,
The transmitted radio signal is m-phase PSK-modulated (where m is an integer of 2 or more), and an iterative numerical solution in nonlinear programming is performed based on the received signal received by the excitation element. The (1 / m) power of the absolute value of the average value of the m-th power of the received signal during a predetermined period is used as the (1/2) power value of the average of the absolute values of the squares of the received signal. The reactance value of the variable reactance element for directing the main beam of the array antenna in the direction of the desired wave and nulling in the direction of the interference wave so that the value of the reference function, which is the function divided by, is substantially maximized. Is calculated and set.
[0009]
Further, in the array antenna control method according to the second invention, a plurality of P received signals received by an array antenna in which a plurality of P antenna elements are juxtaposed at a predetermined interval are respectively shifted by P phases. In the method of controlling an array antenna for combining after shifting the phase by a predetermined phase shift amount by means, and outputting the combined reception signal,
The transmitted wireless signal is m-phase PSK-modulated (where m is an integer of 2 or more), and based on the combined received signal, using an iterative numerical solution in a nonlinear programming method, The (1 / m) power of the absolute value of the average of the m-th power of the received signal during a predetermined period was divided by the (1/2) power of the average of the absolute value of the square of the received signal. The phase shift amount of each phase shift means for directing the main beam of the array antenna in the direction of the desired wave and nulling in the direction of the interference wave so that the value of the reference function as a function is substantially maximized. The method includes a step of calculating and setting.
[0010]
Furthermore, the method for calculating a signal-to-noise ratio of a received signal according to a third aspect of the present invention is a radio receiving apparatus that receives a m-phase PSK modulated (where m is an integer of 2 or more) radio signal as a received signal. On the machine,
The (1 / m) power of the absolute value of the average of the m-th power of the received signal during a predetermined period was divided by the (1/2) power of the average of the absolute value of the square of the received signal. Calculating a value of a reference function that is a function, and calculating a signal-to-noise ratio of the received signal using an expression indicating a relationship between the reference function and a signal-to-noise ratio based on the calculated reference function. It is characterized by the following.
[0011]
Still further, in the adaptive control method for a wireless receiver according to the fourth invention, an m-phase PSK modulated wireless signal (where m is an integer of 2 or more) is received as a received signal, and the received signal is received. In a wireless receiver provided with signal processing means for processing
The (1 / m) power of the absolute value of the average of the m-th power of the received signal during a predetermined period was divided by the (1/2) power of the average of the absolute value of the square of the received signal. Calculating the value of the reference function that is a function, calculating the signal-to-noise ratio of the received signal using an expression indicating the relationship between the reference function and the signal-to-noise ratio based on the calculated reference function,
Adaptively controlling the signal processing means so that the calculated signal-to-noise ratio is substantially maximized. Here, the signal processing means is preferably a signal equalizer, a signal filter, a linearizer, or a tuner of a wireless receiver.
[0012]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0013]
<First embodiment>
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an array antenna control device according to a first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the array antenna control device of this embodiment includes an ESPAR antenna device 100 including one excitation element A0, six non-excitation elements A1 to A6, a
[0014]
Here, the transmitted radio signal is subjected to m-phase PSK modulation (where m is an integer of 2 or more), and the adaptive
[0015]
In FIG. 1, the ESPAR antenna device 100 includes an excitation element A0 and non-excitation elements A1 to A6 provided on a
[0016]
FIG. 2 is a longitudinal sectional view of the ESPAR antenna device 100. The excitation element A0 is electrically insulated from the
[0017]
Therefore, in the ESPAR antenna apparatus 100 of FIG. 1, by changing the reactance values of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 connected to the respective non-exciting elements A1 to A6, the planar directivity characteristics of the ESPAR antenna apparatus 100 are changed. Can be changed.
[0018]
1, the excitation element A0 of the ESPAR antenna device 100 receives the radio signal y (t), and the received signal y (t), which is the received radio signal, is transmitted through the
[0019]
FIG. 3 is a circuit diagram showing a circuit near a connection point between the parasitic element An and the variable reactance element 12-n of the ESPAR antenna device 100 of FIG. In FIG. 3, a DC bias voltage which is a reactance value signal from an adaptive
[0020]
Next, the ESPAR antenna device 100 is formulated. In this formulated model, a half-wavelength dipole antenna is used as the parasitic element A0, and six dipole antennas arranged in a circular array are used as the parasitic elements A1 to A6. The element intervals are all λ / 4, and each dipole is a conductor cylinder having a radius of λ / 100. The wavelength shortening rate in the length direction of the element is set to 0.926. A varactor diode, which is a variable reactance element 12-1 to 12-6, is loaded in series at the center of each of the parasitic elements A1 to A6, and the directivity is determined by a combination of the reactance values. .
[0021]
Mutual coupling between elements is obtained from the above structural parameters of the antenna using electromagnetic field analysis by the moment method, and this is expressed by the following equation when expressed by an impedance matrix Z. A Simple Method for Determining the Reactance for Forming the Main Beam of an Antenna in a Desired Method: Quasi-Synchronous Synthesis and Steepest Gradient Method ", IEICE Technical Report, AP2001-48, pp.1-6, 2001. Month ").
[0022]
(Equation 1)
Since the structure of the ESPAR antenna apparatus 100 has cyclic symmetry, the independent elements among the 49 elements of the matrix Z are six elements. These are complex parameters that should be called as follows from their physical meanings.
[0024]
[Table 1]
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
z 00 : Self-input impedance of excitation element z 01 : Coupling impedance between excitation element and non-excitation element z 11 : Self-input impedance of non-excitation element z 12 : Coupling impedance z between two adjacent non-excitation elements 13 : Coupling impedance z between two adjacent non-exciting elements next to each other (adjacent one after another) 14 : Coupling impedance between two non-exciting elements facing each other --- ―――――――――――――――――――――――――
[0025]
The respective impedance values used in the examples described below are as follows.
(A) z 00 = + 52.0-5.7j
(B) z 01 = + 23.9−29.2j
(C)
(D) z 21 = + 29.7-29.8j
(E) z 31 = -13.9-27.6j
(F) z 41 = -26.0-16.7j
Here, the unit of the impedance value is all Ω. X 1 The reactance value of the reactance elements 12-1 to 12-6 is a varactor diode, x 2, ..., When x 6, the directivity of the ESPAR antenna apparatus 100 (array factor) D a (θ, φ) the following It is expressed by an equation (for example, see Prior Art Document 2).
[0026]
(Equation 2)
D a (θ, φ)
= A (θ, φ) T i (x 1 , x 2 ,..., X 6 )
[0027]
Here, a (θ, φ) is a steering vector when the phase center of the ESPAR antenna device 100 is taken at the central parasitic element A0, and is expressed by the following equation as a function of the elevation angle θ and the azimuth angle φ. .
[0028]
[Equation 3]
Here, d is an element interval equal to the radius r, and β is a propagation constant in free space. Further, i (x 1 , x 2 ,..., X 6 ) is an equivalent weight vector of the ESPAR antenna, and is represented by the following equation.
(Equation 4)
i (x 1 , x 2 ,..., x 6 )
= Z -1 (v s u 0 -Xi)
= V S (Z + X) -1 u 0
Here, u 0 is a unit vector represented by the following equation.
(Equation 5)
u 0 = [1,0, ..., 0] T
Further, X is a reactance matrix be of the formula of the diagonal matrix of the input impedance z s and the variable reactance elements 12 - 1 to component a reactance value of 12-6 RF receiver.
(Equation 6)
X = diag [z s , jx 1 , jx 2 ,..., Jx 6 ]
[0030]
Therefore, the directivity (array factor) D a (θ, φ) of the ESPAR antenna device 100 is expressed by the following equation.
(Equation 7)
D a (θ, φ)
= Z s a (θ, φ ) T {Z + diag [z s,
[0031]
When a plurality of signal waves arrive, a vector having the signal waveforms as components
s (t) = [s 1 (t), s 2 (t),..., s K (t)]
Is defined. Here, K is the number of signals. The output signal of the ESPAR antenna device 100 when these are received simultaneously is represented by the following equation.
(Equation 9)
y (t) = i (x 1 , x 2 ,..., x 6 ) TA (θ, Φ) s (t) + n (t)
Here, A (θ, Φ) is an array manifold and is represented by the following equation.
(Equation 10)
A (Θ, Φ)
= [A (θ 1, φ 1), a (
here,
[Equation 11]
Θ = {θ 1 , θ 2 ,..., Θ K }
(Equation 12)
Φ = {φ 1 , φ 2 , ..., φ K }
Where n (t) is the additive noise waveform.
[0032]
Therefore, the received signal y (t) of the ESPAR antenna device 100 is represented by the following equation.
(Equation 13)
Here, s k (t), θ k , and φ k are the time waveform and the arrival direction of the k-th signal, respectively.
[0034]
Next, “blind adaptive beamforming” used in the present embodiment will be described. The purpose of adaptive beamforming is to substantially maximize the signal-to-interference-noise power ratio SINR included in the antenna reception output signal y (t) derived in
[0035]
In order to adaptively form a beam, (1) a reference signal is included in the header of a transmission packet, (2) the reference signal sequence is known in advance on the receiving side, and (3) synchronization of the reference signal is performed. The process of detecting the timing and (4) training the weighting factor of the array is usually used. For example, as an adaptive beam forming method of the ESPAR antenna apparatus 100, there is an algorithm "MCCC: Maximum Cross Correlation Coefficient" for maximizing a cross-correlation coefficient between a received signal and a reference signal (for example, the prior art document 3 "Kamiya et al.," ESPA Basic Study of Antenna: Statistical Norm of SIR Characteristics Based on Adaptive Control ", IEICE Technical Report, AP2000-175, SANE2000-156, pp. 17-24, January 2001.) On the other hand, the blind adaptive beam forming is a function of forming a beam adaptively without a reference signal, and can omit the processes (1) to (3).
[0036]
In the present embodiment, attention is paid to a property peculiar to the m-phase PSK modulation signal, and a blind standard using the property is proposed. The property to be noted here is that “the m-phase PSK modulation signal becomes a constant complex value when raised to the m-th power regardless of the modulation data”. If noise or interference occurs on the communication channel, fluctuations from this fixed complex value are observed on the receiving side. It is considered that the smaller the fluctuation, the more the desired signal can be extracted with higher purity. Therefore, it is proposed to use the m-th moment of the output signal of the receiving antenna derived as described above as a reference function of the following equation.
[0037]
[Equation 14]
Here, E [•] represents the ensemble average of the argument • (the average value at a predetermined time). The denominator represents the average power of the signal raised to the m-th power. The physical interpretation of the reference function J m (y (t)) will be described later in detail. The advantage of this reference function is that it does not include the "constant complex value" described above. That is, it is not necessary for the receiving side to know this value in advance. This means that it is not affected by the absolute gain and the fixed phase rotation amount of the antenna and the receiving circuit system, which is an important advantage when used in an actual wireless system.
[0039]
Next, adaptive beam forming using the above reference function will be described. The “adaptive beam forming” substantially maximizes the signal-to-interference-plus-noise power ratio SINR = S / (N + I) included in the received signal y (t) of the ESPAR antenna apparatus 100, which is derived from the above equation (13). Is to update the antenna variable parameter (reactance values of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 in the ESPAR antenna device 100). By repeatedly updating the reactance value based on the above reference function, an optimum beam pattern in which the antenna directivity becomes the maximum output SINR, that is, a beam in which a main beam is formed in a direction of a desired wave and a null is formed in a direction of an interference wave It becomes a pattern.
[0040]
That is, the normative function J does not include the target value C, is only the received signal y (t), and is expressed using the m-th power of the received signal {(y (t)) m }. It has been described. In this case, it is a great merit that the control can be performed in a state where the target value is unknown. By repeatedly updating the reactance values based on this criterion using an iterative numerical solution in a nonlinear programming method such as the steepest gradient method, the signal-to-interference-and-noise-to-noise ratio (SINR) of the antenna output is substantially reduced. An optimum beam is formed so as to be maximized, that is, to direct the main beam of the ESPAR antenna apparatus 100 in the direction of the desired wave and null in the direction of the interference wave.
[0041]
Next, adaptive control of an antenna beam using the steepest gradient method will be described. The recurrence formula for the reactance value set (reactance vector) x of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 when the steepest gradient method is used is represented by the following formula.
[0042]
[Equation 15]
x (n + 1) = x (n) + μ∇Jn
(Equation 16)
Here, n is the update order of x, and the parameter μ is a step size determined by trial and error. Here, the steepest gradient method is a concept of a method including the steepest descent method, but in the present embodiment, a method of finding an optimal solution so as to substantially maximize the value of the reference function is used.
[0044]
Further, a specific procedure for obtaining an optimal solution by the steepest gradient method will be described. The following procedure is used to find a good reactance vector x that makes the reference function Jn as large as possible by the steepest gradient
(I) First, the number-of-repetitions parameter n (that is, the n-th iteration) is set to 1, and an initial value x (1) of a predetermined reactance vector (for example, the ESPAR antenna apparatus 100 is set to an omni antenna) The process is started by the reactance vector at the time of (1).
(Ii) Then, using this initial value (when n = 1) or the current estimate (when n ≧ 2), the gradient of the reference function Jn at the iteration number parameter n (ie, the nth iteration) Calculate the vector ∇Jn.
(Iii) The next estimated value in the reactance vector x is calculated by changing the initial value or the current estimated value in the same direction as the direction of the gradient vector ∇Jn.
(Iv) The repetition number parameter n is incremented by one, and the process returns to step (ii) to repeat the processing. This iterative process is performed up to the number of iterations at which the reactance vector x substantially converges.
[0045]
FIG. 4 is a flowchart showing more specific adaptive control processing by the steepest gradient method, which is executed by the
[0046]
In step S1 of FIG. 4, first, a repetition number parameter n is reset to 1, an initial value is set and inserted in a reactance vector x (1), and an element parameter k is reset to 1 in step S2. Next, in step S3, the received signal y (t) is measured, and in step S4, the value of the reference function J is calculated using equation (14 ), and set and inserted into J (0) . Furthermore, by adding a predetermined perturbation value [Delta] x k to the reactance value x k in step S5, after setting the added value as the reactance value x k, measures the reception signal y (t) in step S6, the number in
[0047]
As described above, according to the present embodiment, the adaptive
[0048]
In the above embodiment, six non-exciting elements A1 to A6 are used, but the directional characteristics of the array antenna device can be electronically controlled if the number is at least plural. Alternatively, more than six parasitic elements may be provided. In addition, the arrangement shape of the non-excitation elements A1 to A6 is not limited to the above-described embodiment, and may be any distance from the excitation element A0 by a predetermined distance. That is, the intervals between the parasitic elements A1 to A6 may not be constant.
[0049]
In the above embodiment, the reactance value of each
[0050]
In the random method, the following procedure is used.
(I) First, the number-of-repetitions parameter n (that is, the n-th iteration) is set to 1, and a predetermined initial value x (1) of the reactance vector (for example, the ESPAR antenna apparatus 100 is set to an omni antenna) The process is started by the reactance vector at the time.
(Ii) Then using this initial value (when n = 1) or the current estimate (when n ≧ 2), add to the estimate at the iteration number parameter n (ie, the nth iteration) The value is calculated by generating a random number within a predetermined existence range.
(Iii) calculating the next estimated value in the reactance vector by adding the calculated added value to the estimated value.
(Iv) The repetition number parameter n is incremented by one, and the process returns to step (ii) to repeat the processing. This repetition process is executed until the value of the reference function J becomes equal to or more than a predetermined threshold value (for example, 0.9).
[0051]
In the random method, the following procedure is used.
(I) First, the process is started with a predetermined initial value x (1) of a reactance vector (for example, a reactance vector when the ESPAR antenna device 100 is set to an omni antenna).
(Ii) Next, using this initial value, a value to be added to the initial value is calculated by generating a random number within a predetermined existence range.
(Iii) An estimated value in the reactance vector is calculated by adding the calculated added value to the initial value.
(Iv) If the value of the reference function J in the calculated estimated value is equal to or more than a predetermined threshold value (for example, 0.9), the estimated value is set as a reactance vector to be set. Returning to (ii), the process is repeated.
[0052]
Further, in the high-dimensional bisection method, the following procedure is used.
(I) First, the process is started by setting the number-of-repetitions parameter n (that is, the n-th iteration) to 1.
(Ii) Next, the predetermined existence range of each reactance value of the reactance vector (the second and subsequent times, the existence range of the previously selected estimated value) is equally divided into two, and the average value of each of the bisected existence ranges is obtained. (Two average values for each variable reactance element 12-1 to 12-6) is calculated.
(Iii) The value of the reference function J with respect to these two average values is calculated, and the larger value of the reference function J is set as the next estimated value in the reactance vector.
(Iv) The repetition number parameter n is incremented by one, and the process returns to step (ii) to repeat the processing. This repetition process is executed until the value of the reference function J becomes equal to or more than a predetermined threshold value (for example, 0.9).
[0053]
In the above embodiment, the reference function J is used as a reference function for obtaining a reactance value for adaptive control, and the optimum solution of the reactance vector is calculated so as to substantially maximize the reference function. However, the present invention is not limited to this. The reciprocal of the reference function J may be used as a reference function for obtaining a reactance value for adaptive control, and an optimum solution of the reactance vector may be calculated so as to substantially minimize the same.
[0054]
In the above embodiment, the six passive elements A1 to A6 and the corresponding variable reactance elements 12-1 to 12-6 are provided, but the present invention is not limited to this, and at least one passive element A1 to A6 is provided. An excitation element A1 and a corresponding variable reactance element 12-1 may be provided. Further, the number of each may be plural.
[0055]
<Second embodiment>
FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration of an array antenna control device according to a second embodiment of the present invention.
[0056]
In this embodiment, a signal received by each of the antenna elements 51-1 to 51-P of the
[0057]
Hereinafter, the configuration of the control device for the array antenna shown in FIG. 5 will be described. In FIG. 5, a radio signal is received by an
[0058]
Next, the
[0059]
In the adaptive
[0060]
In the above embodiment, is calculating the phase shift control voltage v p that corresponds to the phase shift amount of each variable phase shifters 53-1 through 53-P using a steepest gradient method, the present invention will now The invention is not limited thereto, and iterative numerical solutions in a nonlinear programming method such as the above-described sequential random method, random method, and high-dimensional bisection method may be used. The reference function J may use the reciprocal thereof.
[0061]
FIG. 6 is a diagram showing a flow of a simulation of blind adaptive beamforming executed using the ESPAR antenna apparatus 100 of FIG. In this simulation, a half-wave dipole antenna is used as the parasitic element A0, and six dipole antennas arranged in a circular array are used as the parasitic elements A1 to A6, as in the above-described formulation model. The directions of arrival of the desired wave and the interference wave arriving at the ESPAR antenna apparatus 100 are unknown (adaptive control), and no training signal is used (blind processing).
[0062]
In the simulation flow of FIG. 6, adaptive control of the antenna beam is performed by performing the processing of steps SS1 to SS5 based on the interference wave steering vector, the desired wave steering vector, the parameters of the antenna structure, the arriving wave signal, and the noise. Then, the directional array factor and the output SINR are calculated and output (steps SS6 and SS7). In the processing of steps SS1 to SS7, the received signal y (t) is received (step SS1), and the reference function J m {y (t)} is calculated based on the received signal y (t) (step SS1). SS2), the reactance matrix is updated (step SS3), the reactance matrix is calculated (step SS4), and the equivalent weight vector is calculated (step SS5). Then, the directional array factor is calculated from the equivalent weight vector (step SS6), while the output SINR is calculated from the received signal y (t) and the noise n (t) (step SS7).
[0063]
In this simulation, the arrival directions of the desired wave and the interference wave arriving at the ESPAR antenna apparatus 100 are unknown (adaptive control), and no training signal is used (blind processing). Simulation is performed in an environment in which an interference wave arrives in addition to a desired wave. Both the desired wave and the interference wave are QPSK random modulation signals, and the noise is additive Gaussian noise. These desired waves, interference waves, and noise are mutually uncorrelated. For simplicity, the band-limiting filter, delay spread, angular spread, fading, Doppler effect, and synchronization error in the transmission path are all ignored. Under these conditions, the reactance values of the six variable reactance elements 12-1 to 12-6 are controlled based on the above-described reference function. Examples of antenna structure parameters that can be used in the simulation include: the number of controlled elements: 6, the element spacing: all 1/4 wavelength, the radius of each dipole: 1/100 wavelength, the wavelength shortening rate in the element length direction: 0. 926. The internal impedance of the RF transceiver connected to the ESPAR antenna device 100 is z s = 50Ω. As the optimization algorithm, a pure random search method, a steepest gradient method, a high-dimensional bisection method, a sequential random method, a regression step method, a method based on Hamiltonian dynamics, or the like can be used.
[0064]
As described above, according to the present embodiment, the fact that the ESPAR antenna apparatus 100 is capable of forming a blind beam with an appropriate norm and feedback control, despite the simple hardware configuration, indicates that the m-phase PSK. The case of wave reception is shown.
[0065]
In the above embodiment, the reference function of the above equation (14) is used, but the time average E (·) in the above equation (14) is obtained, for example, by simultaneously receiving a data signal transmitted by the frequency division multiplexing method and performing In this case, an average value of a plurality of data signals in a predetermined period such as one symbol may be used.
[0066]
<Third embodiment>
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a control device for an array antenna according to a third embodiment of the present invention. The control device of the array antenna according to the present embodiment differs from the first embodiment of FIG. 1 in the following points.
(1) Instead of the
(2) In the adaptive
[0067]
Before describing the details of FIG. 7, a definition of a functional which is a reference function and a method of calculating a signal-to-noise power ratio will be described below.
[0068]
For adaptive feedback control of a variable signal waveform equalizer, a signal filter, and a linearizer for optimal reception in a wireless receiver, estimation of a signal-to-noise ratio is an effective means. In particular, in the wireless receiving apparatus of FIGS. 1 and 7 that does not use a training reference signal or a signal replica, it is necessary to establish an SN ratio estimating technique of a blind operation. Up to now, a blind estimation function using a statistical expectation value and a variance of received data has been described in, for example,
[0069]
In this embodiment, from the viewpoint of a more practical wireless system, a blind estimation method that can be applied to polyphase PSK and that operates even in a “quasi-synchronous” state where perfect synchronization is not established is proposed. First, the higher moment of the PSK signal will be described.
When the m-phase PSK signal is sampled in a quasi-synchronous state, the following complex variable s is observed.
[0070]
[Equation 17]
here,
ψ = 2πd / m;
d {0, 1, 2, ..., (m-1)}
It is. Further, a 0 is the initial amplitude, phi 0 is an initial phase, d is the information data, [delta] 0 is the frequency deviation due to synchronization shift. Assuming that the complex variable s is a random variable, its kth moment is expressed by the following equation.
[0072]
(Equation 18)
Here, assuming that the quasi-synchronization, that is, the frequency deviation is smaller than the time T of the averaging operation, the second and subsequent terms of δ 0 are ignored, the frequency fluctuation and the information data are uncorrelated, and the information data d is 0 to m. Assuming a uniform distribution up to -1, the following equation is obtained.
[0074]
[Equation 19]
On the other hand, as for the absolute value, | s | = a 0 regardless of the m value, so that the higher order moment of the absolute value is simply expressed by the following equation.
[0076]
(Equation 20)
Here, S is the average power of the PSK signal.
[0078]
Next, a higher-order moment of Gaussian noise will be described. Gaussian noise has independent amplitude and phase, and the phase is uniformly distributed between 0 and 2π. Therefore, the moment is expressed by the following equation for an arbitrary order p.
[0079]
(Equation 21)
Further, since the signal and the noise are independent of each other and the moment of the noise is zero, the coupling moment thereof is also expressed by the following equation.
[0081]
(Equation 22)
On the other hand, for the even-order moment of the absolute value of the Gaussian noise, the following equation is obtained by using the recurrence equation of the following equation.
[0083]
(Equation 23)
Here, N is the average power of Gaussian noise.
[0085]
Further, a blind functional is defined. Focusing on the features of the higher-order moments of the m-phase PSK signal and Gaussian noise described above, the received signal 和
y = s + n
Is defined, a functional of the following equation using the m-th moment about the received signal y is defined.
[0086]
(Equation 26)
Since this functional is defined only by the received signal y, it is possible to blindly estimate the S / N ratio without separating the signal and noise and without using the transmitted signal replica. The physical meaning of this functional is described below.
[0088]
First, when the numerator of the above equation (26) is binomially expanded and the fact that signal and noise are uncorrelated is used, the following equation is obtained.
[0089]
[Equation 27]
Applying the higher order moment equation obtained above to this yields the following equation.
[0091]
[Equation 28]
Next, when the denominator of Expression 26 is expanded, the following expression is obtained.
[0093]
(Equation 29)
Here, the superscript * indicates a complex conjugate. The first and third terms in the above equation (29) mean the average power of the signal and the noise, respectively, and the second term is zero because these are the coupling moments. Therefore, the following equation is obtained.
[0095]
[Equation 30]
When these are substituted into the above functional, the following equation is obtained.
(Equation 31)
By transforming this, the following equation is obtained.
[0098]
(Equation 32)
These equations show the relationship between the functional and the SN ratio. By detecting the received signal level, the value of the functional is calculated using Equation 26, and the value of the functional is calculated as Equation 31 or Number By substituting into 32, a higher-order equation relating to the SN ratio is obtained. The SN ratio, which is a solution, can be calculated using a numerical solution of the equation such as the Newton method.
[0100]
Further, an adaptive control method in the wireless receiver using the above functional will be described with reference to FIG.
[0101]
In the radio receiver 10a of FIG. 7, the waveform equalizer 6-1 is inserted between the multiplier 2-1 and the A / D converter 5-1 and the waveform equalizer 6-2 is connected to the
[0102]
In the above embodiment, the analog waveform equalizers 6-1 and 6-2 are used, but the present invention is not limited to this, and a digital waveform equalizer may be used. In this case, instead of the analog waveform equalizers 6-1 and 6-2, a digital waveform equalizer is inserted between the A / D converter 5-1 and the adaptive
[0103]
In the above embodiment, the waveform equalizers 6-1 and 6-2 are used as the targets of the adaptive control method based on the SN ratio of the received signal, but the present invention is not limited to this, and Signal processing means such as a signal equalizer, a signal filter, a linearizer, and a tuner of a wireless receiver that influence the ratio may be used. Here, for example, a signal filter is inserted at the position of the analog waveform equalizers 6-1 and 6-2 or the digital waveform equalizer, and executes signal filtering of a predetermined band. The linearizer is inserted at the position of the analog waveform equalizer 6-1 or 6-2 or the digital waveform equalizer, and performs a predetermined linear equalization process. Further, the tuner is included, for example, in the control operation of the adaptive
[0104]
In the above embodiment, the complex Gaussian noise and the moment of the polyphase PSK signal are formulated to a higher order, and a functional is defined by focusing on a signal point arrangement peculiar to PSK modulation. The index is analytically shown using the above formula of moment. Furthermore, the statistical behavior of this functional in a system in which a signal of finite data length and additive Gaussian noise coexist is shown by computer simulation. If the number of data for averaging is small, the variance is large especially in a region with a low SN ratio. As the number of data is increased, the curve gradually approaches a monotonically increasing curve derived analytically, and the SN ratio can be estimated and calculated with high accuracy. Since this functional is easy to calculate and does not require synchronous detection, it can be used as a blind control standard for a simple consumer-oriented adaptive reception system or the like.
[0105]
In the above embodiment, the six passive elements A1 to A6 and the corresponding variable reactance elements 12-1 to 12-6 are provided, but the present invention is not limited to this, and at least one passive element A1 to A6 is provided. An excitation element A1 and a corresponding variable reactance element 12-1 may be provided. Further, the number of each may be plural.
[0106]
【The invention's effect】
According to the method of controlling an array antenna according to the present invention as described in detail above, in a method of controlling an array antenna such as a conventional ESPAR antenna or a linear array antenna, based on a received signal received by the array antenna, Using an iterative numerical solution in a non-linear programming method, the (1 / m) -th power of the absolute value of the average value of the m-th power of the received signal in a predetermined period is calculated as the absolute value of the square of the received signal. The main beam of the array antenna is directed in the direction of the desired wave and nulls in the direction of the interference wave such that the value of the reference function, which is a function obtained by dividing the average value by the (1/2) th power, is substantially maximized. Calculate and set the reactance value of each variable reactance element for directing. Therefore, it is possible to adaptively control the directivity of the array antenna so that the main beam is directed in the direction of the desired wave and the null is directed in the direction of the interference wave, without requiring a reference signal. Here, since no reference signal is required, the configuration of the device can be simplified. Further, since the reference function is described only with the m-th value of the received signal, the calculation processing of the adaptive control processing can be executed very easily.
[0107]
According to the method for calculating the signal-to-noise ratio of a received signal according to the present invention, wireless reception for receiving a m-phase PSK-modulated (where m is an integer of 2 or more) wireless signal as a received signal. In the apparatus, the (1 / m) -th power of the absolute value of the average value of the m-th power of the received signal in a predetermined period is the (1/2) -power value of the average of the absolute values of the square powers of the received signal. Calculate the value of the reference function, which is the function divided by, and calculate the signal-to-noise ratio of the received signal using an expression indicating the relationship between the reference function and the signal-to-noise ratio based on the calculated reference function. . Therefore, the signal-to-noise ratio of the received signal can be calculated in a very simple manner with high accuracy in real time.
[0108]
Further, according to the adaptive control method for a wireless receiver according to the present invention, the signal-to-noise ratio of the received signal is calculated by the method for calculating the signal-to-noise ratio of the received signal, and the calculated signal-to-noise ratio is substantially reduced. The signal processing means, which is a signal equalizer or a signal filter of the wireless receiver, is adaptively controlled so that the maximum value is obtained. Therefore, based on the calculated signal-to-noise ratio, the signal processing means of the wireless receiver can be adaptively controlled in real time and with high accuracy.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a control device for an array antenna according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a cross-sectional view showing a detailed configuration of the ESPAR antenna device 100 of FIG.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a circuit near a connection point between a parasitic element An and a variable reactance element 12-n of the ESPAR antenna apparatus 100 of FIG. 1;
FIG. 4 is a flowchart showing an adaptive control process based on the steepest gradient method, which is executed by the adaptive
FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration of an array antenna control device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing a flow of a simulation of blind adaptive beamforming executed using the ESPAR antenna apparatus 100 of FIG.
FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration of a control device for an array antenna according to a third embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
A0: Exciting element,
A1 to A6: parasitic element,
1. Low noise amplifier (LNA),
2-1, 2-2 ... mixer,
3. Local oscillator,
4: 90 degree phase shifter,
5-1, 5-2 ... A / D converter,
6-1, 6-2 ... waveform equalizer,
8. Coaxial cable for power supply,
11 ground conductor
12-1 to 12-6 ... variable reactance elements,
13 ... Low-pass filter,
14 ... resistance,
15 ... Capacitor,
20, 20a ... adaptive control type controller,
50 ... array antenna,
51-1 to 51-N: antenna elements,
52-1 to 52-N: Low noise amplifier (LNA),
53-1 to 53-N: Variable phase shifters,
54 ... Synthesizer,
60 ... Adaptive control type controller,
100 ... ESPAR antenna device.
Claims (8)
上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた少なくとも１つの非励振素子と、
上記非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とを備え、
上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記送信された無線信号はｍ相ＰＳＫ変調され（ここで、ｍは２以上の整数である。）、上記励振素子によって受信された受信信号に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、所定の期間における上記受信信号のｍ乗値の平均値の絶対値の（１／ｍ）乗値を上記受信信号の２乗値の絶対値の平均値の（１／２）乗値で除算した関数である規範関数の値が実質的に最大となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。An excitation element for receiving a radio signal;
At least one non-excitation element provided at a predetermined distance from the excitation element;
A variable reactance element connected to the parasitic element,
By changing the reactance value of the variable reactance element, the non-excited element is operated as a director or a reflector, respectively, in an array antenna control method for changing the directional characteristics of the array antenna,
The transmitted radio signal is m-phase PSK-modulated (where m is an integer of 2 or more), and an iterative numerical solution in nonlinear programming is performed based on the received signal received by the excitation element. The (1 / m) power of the absolute value of the average value of the m-th power of the received signal during a predetermined period is used as the (1/2) power value of the average of the absolute values of the squares of the received signal. The reactance value of the variable reactance element for directing the main beam of the array antenna in the direction of the desired wave and nulling in the direction of the interference wave so that the value of the reference function, which is the function divided by, is substantially maximized. And controlling the array antenna.
上記送信された無線信号はｍ相ＰＳＫ変調され（ここで、ｍは２以上の整数である。）、上記合成後の受信信号に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、所定の期間における上記受信信号のｍ乗値の平均値の絶対値の（１／ｍ）乗値を上記受信信号の２乗値の絶対値の平均値の（１／２）乗値で除算した関数である規範関数の値が実質的に最大となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各移相手段の移相量を計算して設定するステップを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。A plurality of P received signals received by an array antenna in which a plurality of P antenna elements are juxtaposed at predetermined intervals are phase-shifted by a predetermined phase shift amount by P phase shifting means, respectively, and then combined. In a method of controlling an array antenna for outputting a combined reception signal,
The transmitted wireless signal is m-phase PSK-modulated (where m is an integer of 2 or more), and based on the combined received signal, using an iterative numerical solution in a nonlinear programming method, The (1 / m) power of the absolute value of the average of the m-th power of the received signal during a predetermined period was divided by the (1/2) power of the average of the absolute value of the square of the received signal. The phase shift amount of each phase shift means for directing the main beam of the array antenna in the direction of the desired wave and nulling in the direction of the interference wave so that the value of the reference function as a function is substantially maximized. A method for controlling an array antenna, comprising a step of calculating and setting.
所定の期間における上記受信信号のｍ乗値の平均値の絶対値の（１／ｍ）乗値を上記受信信号の２乗値の絶対値の平均値の（１／２）乗値で除算した関数である規範関数の値を計算し、計算された規範関数に基づいて上記規範関数と信号対雑音比との関係を示す式を用いて上記受信信号の信号対雑音比を計算するステップを含むことを特徴とする受信信号の信号対雑音比の計算方法。In a wireless receiver that receives a m-phase PSK-modulated (where m is an integer of 2 or more) wireless signal as a reception signal,
The (1 / m) power of the absolute value of the average of the m-th power of the received signal during a predetermined period was divided by the (1/2) power of the average of the absolute value of the square of the received signal. Calculating a value of a reference function that is a function, and calculating a signal-to-noise ratio of the received signal using an expression indicating a relationship between the reference function and a signal-to-noise ratio based on the calculated reference function. A method for calculating a signal-to-noise ratio of a received signal.
所定の期間における上記受信信号のｍ乗値の平均値の絶対値の（１／ｍ）乗値を上記受信信号の２乗値の絶対値の平均値の（１／２）乗値で除算した関数である規範関数の値を計算し、計算された規範関数に基づいて上記規範関数と信号対雑音比との関係を示す式を用いて上記受信信号の信号対雑音比を計算するステップと、
上記計算された信号対雑音比が実質的に最大となるように上記信号処理手段を適応制御するステップとを含むことを特徴とする無線受信機の適応制御方法。A radio receiver provided with signal processing means for receiving a m-phase PSK-modulated (where m is an integer of 2 or more) radio signal as a reception signal and processing the reception signal,
The (1 / m) power of the absolute value of the average of the m-th power of the received signal during a predetermined period was divided by the (1/2) power of the average of the absolute value of the square of the received signal. Calculating the value of the reference function that is a function, calculating the signal-to-noise ratio of the received signal using an expression indicating the relationship between the reference function and the signal-to-noise ratio based on the calculated reference function,
Adaptively controlling the signal processing means so that the calculated signal-to-noise ratio is substantially maximized.
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