JP2004072864A

JP2004072864A - Power conversion device

Info

Publication number: JP2004072864A
Application number: JP2002227382A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiro Noro; 野呂　康宏
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2002-08-05
Filing date: 2002-08-05
Publication date: 2004-03-04
Anticipated expiration: 2022-08-05
Also published as: JP3651796B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power conversion device capable of reducing generated harmonics at low cost while reducing switching loss. <P>SOLUTION: This power conversion device includes at least two inverters having different capacities and capacitors connected to DC side of each of the inverters. At least the first inverter of the two inverters has a larger capacity than the second inverter, operates on an operating frequency equal to a system frequency, and is connected to a system through a transformer for a converter. The second inverter has a smaller capacity, operates synchronously with the first inverter at a higher frequency than the system frequency, and is connected to the transformer for the converter through a transformer for addition provided between the transformer for the converter and the first inverter. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力系統の電圧・無効電力調整を行ったり系統安定化装置などに適用したりするのに好適な、自励式電圧型電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、電力系統の電圧調整を行うために、静止型無効電力補償装置（ＳＶＣ）を適用したり、潮流を適切に保ち電力系統の損失を低減して電力系統を安定化するために、直列型インピーダンス補償装置や移相器等の系統安定化装置を適用したりしている。これらは、電力系統の出力無効電力を連続的に調整したり、インピーダンスや移相量を連続的に調整したりするために、電力用の半導体スイッチを備えた大容量の電力変換器を用いている。特に近年では、制御能力が高いことから、自励式電圧型電力変換装置が適用される傾向にある。
【０００３】
図１３は、このような用途で利用される従来の自励式電圧型電力変換装置の構成例を示したものである。同図において、インバータ１は、スイッチング素子１１〜１４と、逆並列ダイオード１５〜１８とから構成されている。インバータ１の交流出力端は、変換器用変圧器３を介して電力系統側に接続される。一方、直流側にはコンデンサ５を接続している。
【０００４】
自励式電圧型電力変換装置の動作としては、直流コンデンサ５を適宜充電した後、例えば、図１４（ａ）に示すようなパルスにより、スイッチング素子１１を動作させ、これと逆のパルスをスイッチング素子１３に与える（不図示）。また、同図（ｂ）に示すようなパルスにより、スイッチング素子１２を動作させ、これと逆のパルスをスイッチング素子１４に与える（不図示）。その結果、変換器用変圧器３の１次側には、スイッチング素子１１を動作させるパルスとスイッチング素子１２を動作させるパルスの差分が供給されて、同図（ｃ）に示す出力電圧Ｖｄが得られる。
【０００５】
なお、変換器用変圧器３の巻数比は簡単のため１：１としているが、電力系統側の電圧階級と、インバータ側の定格電圧により適宜巻数比を変更しても動作原理には影響しない。
【０００６】
ここで、各スイッチング素子に与えるパルスのタイミングと、導通期間を調整することにより、出力電圧の基本波成分の位相と大きさを任意に調整できるため、この作用を利用して上位の制御装置と組み合わせることによって前述の電圧制御、無効電力制御、インピーダンス補償、移相などの動作をさせている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１４（ｃ）の出力電圧中には多量の高調波成分が含まれている。この高調波成分は、電力系統に流出すると、通信障害を引き起こしたり、他の機器に流れ込んで過熱や異常振動を引き起こしたりする場合があるので、この高調波成分の発生量はなるべく少ないことが望ましい。その高調波成分の上限は、高調波抑制対策ガイドライン等で規定されているとおりである。
【０００８】
そこで、従来は、発生した高調波の電力系統側への流出を抑制するために、各スイッチング素子に与えるパルスの数を多くしたり、複数のインバータに対応する変換器用変圧器の複数の巻線を直列接続して多重化したりする技術が適用されていた。
【０００９】
しかしながら、パルス数を多くすると、スイッチング素子のスイッチング動作に伴う損失が増加したり、素子の最小オンパルス電圧の制約等によりスイッチング素子の利用率が低下してシステムを経済的に構築することが困難になっていた。一方、多重化すると、多重数に応じて発生高調波が低減するので、多重数は多いほうが望ましいが、変換器用変圧器の巻線の個数およびインバータの台数が多くなり、やはり経済面で不利になるという問題があった。
【００１０】
本発明の電力変換装置は、このような問題を解決するために、スイッチング損失を低減しつつ、低コストで発生高調波を低減する電力変換装置を提供することを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１に記載の電力変換装置は、容量の異なる少なくとも二つのインバータおよびそれぞれのインバータの直流側にコンデンサを有し、少なくとも二つのインバータのうちの第１のインバータは、第２のインバータより大容量で系統周波数と等しい動作周波数で動作し、変換器用変圧器を介して系統に接続され、第２のインバータは、第１のインバータより小容量で系統周波数より高い周波数で第１のインバータと同期して動作し、変換器用変圧器と第１のインバータとの間に直列に配置された加算用変圧器を介して変換器用変圧器に接続されてなることを特徴とする。
【００１２】
これにより、スイッチング損失が少なく、発生高調波も少ない電力変換装置を低コストで実現することができる。
【００１３】
請求項２記載の電力変換装置は、請求項１に記載の電力変換装置において、
第１のインバータと第２のインバータの直流側は相互に接続されて一個のコンデンサを共有し、変換器用変圧器と第１のインバータとの間に直列に配置された加算用変圧器の１次巻線と２次巻線の巻数は互いに異なることを特徴とする。
【００１４】
これにより、直流コンデンサを一つとしても、第１の実施の形態と同様、スイッチング損失が少なく、発生高調波も少ない電力変換装置をさらに低コストで実現することができる。
【００１５】
請求項３記載の電力変換装置は、請求項１または請求項２に記載の電力変換装置において、第１のインバータと第２のインバータはそれぞれが二つのコンデンサを有するＮＰＣインバータによって構成されてなることを特徴とする。
【００１６】
これにより、インバータ１，２をＮＰＣ（Ｎｅｕｔｒａｌ　Ｐｏｉｎｔ　Ｃｌａｍｐｅｄ）インバータとすることにより、第１の実施の形態における効果よりさらに高調波を低減することができる。
【００１７】
請求項４記載の電力変換装置は、請求項１に記載の電力変換装置において、第２のインバータの出力端は加算用変圧器を介さず、変換器用変圧器と第１のインバータとの間に直列に接続されてなることを特徴とする。
【００１８】
これにより、変圧器を省略しても、第１の実施の形態と同様に、スイッチング損失が少なく、発生高調波も少ない電力変換装置をさらに低コストで実現することができる。
【００１９】
請求項５記載の電力変換装置は、請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、第１のインバータと第２のインバータはそれぞれが単相インバータ、ＮＰＣインバータまたは三相インバータの任意の組み合わせで構成されることを特徴とする。
【００２０】
これにより、第１の実施の形態乃至第４の実施の形態と同様、スイッチング損失が少なく、発生高調波も少ない電力変換装置を低コストで実現することができる。
【００２１】
請求項６記載の電力変換装置は、請求項５に記載の電力変換装置において、変換器用変圧器の第１の巻線を介して系統に接続される第１のインバータと変換器用変圧器の第１の巻線と第１のインバータとの間に第１の加算用変圧器を介して直列に接続される第２のインバータに加えて、第２のインバータより大容量で系統周波数と等しい動作周波数で動作し、変換器用変圧器の第２の巻線を介して系統に接続される第３のインバータと、第１のインバータより小容量で系統周波数より高い周波数で第３のインバータと同期して動作し、変換器用変圧器の第２の巻線と第３のインバータとの間に第２の加算用変圧器を介して直列に接続される第４のインバータを有し、変換器用変圧器の第１の巻線と第２の巻線の１次側は直列に接続され、かつ位相差を発生するように結線されてなることを特徴とする。
【００２２】
このように多重化を移相を行いながら組合せることにより、第１の実施の形態にあげた、スイッチング損失が少なく、発生高調波も少ない電力変換装置を低コストで実現するという効果に加えて、さらに高調波を低減することができる。
【００２３】
請求項７記載の電力変換装置は、請求項６に記載の電力変換装置において、変換器用変圧器の巻線は一組であり、第１のインバータ、第２のインバータおよび第１の加算用変圧器からなる出力端と、第３のインバータ、第４のインバータおよび第２の加算用変圧器からなる出力端とを、それぞれに対応する結合リアクトルを介して接続し、変換器用変圧器の１次巻線に出力することを特徴とする。
【００２４】
これにより、変圧器の巻線の個数を減らしても、第６の実施の形態と同様、多重化を組合せることにより、第１の実施の形態にあげた、スイッチング損失が少なく、発生高調波も少ない電力変換装置を低コストで実現するという効果に加えて、さらに高調波を低減することができる。
【００２５】
請求項８に記載の電力変換装置は、請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、第１のインバータおよび第２のインバータより小容量で系統周波数より十分高い周波数で第１のインバータおよび第２のインバータに同期して動作する第３のインバータは、変換器用変圧器と第１のインバータとの間に直列に接続される第２の加算用変圧器を介して接続されてなることを特徴とする。
【００２６】
このようにインバータの数を増やすことにより、出力電圧きざみを細かくし、高調波を顕著に抑制することができる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態：請求項１に対応）
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置の構成図である。
同図に示すように、１は所定の容量のインバータ、２はインバータ１より少ない容量のインバータであり、夫々は、スイッチング素子１１〜１４，２１〜２４、逆並列ダイオード１５〜１８，２５〜２８によって構成されている。
【００２８】
インバータ１の交流出力は、変換器用変圧器３を介して電力系統側に送られる。インバータ２の交流出力は、変換器用変圧器３とインバータ１との間に直列に接続された加算用変圧器４を介して送り込まれる。また、インバータ１，２の直流側には各々コンデンサ５，６が接続されている。
【００２９】
図２を用いて本実施の形態の動作を説明する。容量の大きいインバータ１は、図２（ａ）に示すように、系統周波数と等しい動作周波数で動作し、その出力電圧の大きさは３Ｖｄであるとする。一方、容量の小さいインバータ２は、図２（ｂ）に示すように、系統周波数より高い動作周波数で第１のインバータと同期して動作し、その出力電圧の大きさはＶｄとする。両者の出力は、巻数比１：１の加算用変圧器４を介して直列接続されているので加算され、加算された合計の出力電圧は、図２（ｃ）に示すように、正弦波により近い波形となる。
【００３０】
本実施の形態の構成は、図１に示すように、簡単のために単相ブリッジで示されている。しかしながら、一般的なインバータは、図３に示すように、三相分が直流側のコンデンサ５を共有しているケースが多い。この場合にも、各相に対応するインバータ、すなわち第１相のスイッチング素子１１ａ〜１４ａ、逆並列ダイオード１５ａ〜１８ａ、第２相のスイッチング素子１１ｂ〜１４ｂ、逆並列ダイオード１５ｂ〜１８ｂ、第３相のスイッチング素子１１ｃ〜１４ｃ、逆並列ダイオード１５ｃ〜１８ｃによる作用・効果は、本実施の形態の単相の場合と同一である。
【００３１】
したがって、以下の実施の形態においても、構成は単相ブリッジであるが、三相分構成と同一の作用・効果をも示している。
【００３２】
また、加算用変圧器４の巻数比は１：１としたが、第１のインバータと第２のインバータの直流側の電圧比を変化させても、この電圧比に応じて巻数を変化させれば、作用・効果に変りは無くなる。例えば、インバータ２の直流電圧をＶｄから２Ｖｄに変化させ、同時に変圧器４の巻数比を１：２とすれば、合成出力電圧は変化しない。
【００３３】
本実施の形態によれば、容量全体の３／４を占める大容量インバータ１が、系統周波数と同じ動作周波数、すなわち最小の動作周波数で動作するため、スイッチング損失を十分小さく保つことができる。
【００３４】
また、容量全体の１／４を占める中容量インバータ２のみを高い動作周波数で動作させるため、電力変換装置全体で発生する高調波を著しく低減することができる。
【００３５】
さらに、同じ出力電圧を単純な多重化のみで得ようとすると、４つのインバータと変換器用変圧器の４つの巻線が必要となるが、本実施の形態のように工夫された多重化では２つのインバータ１，２と一つの巻線を有する変換器用変圧器３と加算用変圧器４だけで実現しており、システム構成がシンプルになるので、低コストで電力変換装置を提供することができる。
【００３６】
（第２の実施の形態：請求項２に対応）
図４は、本発明の第２の実施形態を示す電力変換装置の構成図である。ここで、図１と同一の要素は説明を省略し、異なる部分のみを説明する。
図４では、インバータ１，２の直流側は並列に接続されており、一つのコンデンサ５を共有している。一方、加算用変圧器４の２次側（インバータ１と直列側）と１次側（インバータ２と並列側）の巻数比は１：３でインバータ２の交流出力電圧の１／３を２次側に発生させるように構成されている。
【００３７】
本実施の形態のインバータ１，２のスイッチング動作は、第１の実施形態と同じであるが、スイッチング動作以外で第１の実施形態と異なる点は、コンデンサ５を共有したので、インバータ２の動作電圧がＶｄから３Ｖｄへ３倍大きくなっている点である。したがって、加算用変圧器４の巻数比を考慮すると、１次側で見たときの動作、すなわち合計の交流出力電圧は第１の実施の形態と同一になる。
【００３８】
本実施の形態によれば、直流コンデンサを一つとしても、第１の実施の形態と同一の効果、すなわち、システム構成がシンプルになるので、低コストで電力変換装置を提供することができる。
【００３９】
（第３の実施の形態：請求項３に対応）
図５は、本発明の第３の実施の形態における電力変換装置の構成図である。ここで、図１と同一の要素は説明を省略し、異なる部分のみを説明する。
図５において、インバータ１，２は、ＮＰＣ（Ｎｅｕｔｒａｌ　Ｐｏｉｎｔ　Ｃｌａｍｐｅｄ）インバータと呼ばれる構成のものであり、それぞれのインバータは、スイッチング素子１１〜１４，４１〜４４，２１〜２４，５１〜５４、逆並列ダイオード１５〜１８，４５〜４８，２５〜２８，５５〜５８および中性点クランプダイオード１９，２０，４９，５０，２９，３０，５９，６０によって構成されている。また、それぞれのインバータの直流側には、二つづつのコンデンサ５ａ，５ｂと、６ａ，６ｂが接続されている。インバータ１，２の直流電圧すなわちコンデンサの充電電圧は、インバータ１側が各々５Ｖｄ、インバータ２側が各々Ｖｄとする。
【００４０】
各インバータのスイッチング素子と出力電圧の関係の詳細説明は省略するが、スイッチング素子のオン／オフの組み合わせによって、インバータ１は、＋１０Ｖｄ，＋５Ｖｄ，０，−５Ｖｄ，−１０Ｖｄの出力電圧を、インバータ２は、＋２Ｖｄ，＋Ｖｄ，０，−Ｖｄ，−２Ｖｄの出力電圧を発生させることができる。
【００４１】
このときのインバータ１の各スイッチング素子のオン／オフ状態は、図６（ａ）に示すように、系統周波数の１周期内で１回オン／オフを繰り返している。
【００４２】
図６（ｂ）および（ｃ）に示すようにインバータ１，２を動作させることによって、変換器用変圧器３の１次側には、図６（ｄ）に示すように、正弦波にさらに近い波形のインバータ１，２の合成出力が加えられる。
【００４３】
本実施の形態によれば、インバータ１，２をＮＰＣインバータとすることにより、第１の実施の形態であげた、システム構成がシンプルになるので、低コスト化を図りながら高調波を低減する効果に加えて、さらに高調波を低減することができる。
【００４４】
（第４の実施の形態：請求項４に対応）
図７は、本発明の第４の実施形態を示す電力変換装置の構成図である。ここで、図１と同一の要素は説明を省略し、異なる部分のみを説明する。
図７においては、インバータ２の交流側出力端が、変換器用変圧器３とインバータ１の間に直列に接続されており、図１で示した加算用変圧器４は省略されている。なお、本実施の形態において３相を構成する場合には、インバータ１側は図３で示したようにコンデンサ５を共有することができるが、加算用変圧器４による回路の絶縁がなされないため、インバータ２側ではコンデンサ６を共有することができず、インバータ２およびコンデンサ６はそれぞれ３相回路分必要となる。
【００４５】
本実施の形態のインバータ１，２のスイッチング動作は第１の実施形態と同じであり、合計の交流出力電圧は第１の実施例と同一となる。
【００４６】
本実施の形態によれば、変圧器を省略しても、第１の実施例と同じく、システム構成がシンプルになるので、低コストで電力変換装置を提供することができる。
【００４７】
（第５の実施の形態：請求項５に対応）
第５の実施形態に対する構成図と詳細な動作説明は省略するが、インバータ１を図１の単相ブリッジ・インバータ構成、インバータ２を図５のＮＰＣインバータ構成としても、あるいはその逆の組み合わせとしても、インバータ１とインバータ２の直流電圧の比、または、加算用変圧器４の１次巻線と２次巻線の巻線比を適切に選定し、インバータ１側は系統周波数と等しい動作周波数で動作させ、インバータ２側に高調波を低減するのに適切な、かつ系統周波数より高い動作周波数となるパルスを与えれば、第１の実施の形態乃至第４の実施の形態と同じ効果を奏することができる。
【００４８】
インバータ１が図１の単相ブリッジ・インバータ構成、インバータ２が図５のＮＰＣインバータ構成の場合を例にして、それぞれのインバータの出力電圧波形例を図８（ａ）、（ｂ）に、合成の出力電圧波形例を図８（ｃ）に示す。インバータ１のレベル数が３、インバータ２のレベル数が５とすると、合成した交流出力電圧のレベル数は３×５＝１５となる。一般に、インバータ１のレベル数がＭ、インバータ２のレベル数がＮとすると、合成した交流出力電圧のレベル数はＭ×Ｎと表すことができる。
【００４９】
第５の実施の形態によれば、第１の実施の形態の効果と第３の実施の形態の効果との相乗効果を得ることができる。すなわち、システム構成がシンプルになるので、低コストで高周波成分を低減することができ、両実施の形態よりさらに高周波成分を低減することができる。
【００５０】
（第６の実施の形態：請求項６に対応）
図９は、本発明の第６の実施形態を示す電力変換装置の構成図である。ここで、図１と同一の要素は説明を省略し、異なる部分のみを説明する。
図９においては、大容量で系統周波数と等しい動作周波数で動作するインバータ７、小容量で系統周波数より高い周波数で動作するインバータ８が追加され、それらの直流側は、それぞれがインバータ１，２の直流側と並列に接続されており、それぞれがコンデンサ５、６を共有している。
【００５１】
インバータ１，７の交流側は、変換器用変圧器の第１の巻線３１と第２の巻線３２へ、２次側がインバータ１，７と直列に配置された加算用変圧器４ａ，４ｂを介して接続されている。インバータ２，８の交流側は、加算用変圧器４ａ，４ｂの１次側へ接続されている。なお、変換器用変圧器３の２次側は電力系統に接続されている。
【００５２】
本実施の形態のインバータ７，８のスイッチング動作はそれぞれインバータ１，２と同じであるが、変換器用変圧器３の巻線部で３０度移相されるため、インバータ７，８の出力電圧もインバータ１，２に対して移相される。その結果、変換器用変圧器３の２次側に現れる合成の出力電圧は、第１の実施の形態よりも正弦波に近くなり高調波がさらに低減する。
【００５３】
本実施の形態によれば、移相と多重化とを組み合わせることにより、第１の実施の形態例にあげた効果とともに、さらに高調波を低減する効果を奏することができる。
【００５４】
また、本実施の形態では、変換器用変圧器３の巻線構成を変えることにより、移相を行っているが、各巻線の巻線構成は全て同一とし、各インバータに与えるパルスのタイミングを適宜ずらすだけでも特定の次数の高調波を抑制する効果を奏することができる。
【００５５】
（第７の実施の形態：請求項７に対応）
図１０は、本発明の第７の実施形態を示す電力変換装置の構成図である。ここで、図９と同一の要素は説明を省略し、異なる部分のみを説明する。
【００５６】
図１０においては、変換器用変圧器３は巻線を一組しか備えておらず、インバータ１およびインバータ２の交流出力電圧が合成される加算用変圧器４ａの２次側の一端は、結合リアクトル９を介して変換器用変圧器３に接続されている。他方のインバータ７およびインバータ８の交流出力電圧が合成される加算用変圧器４ｂの２次側の一端も、結合リアクトル９を介して変換器用変圧器３に接続されている。
【００５７】
本実施の形態のインバータ１，２，７，８のスイッチング動作は、第６の実施の形態と同じである。
【００５８】
結合リアクトル９は、インバータ１とインバータ７の間の出力電圧の差異によって発生するが系統側へは流出しない横流成分に対して大きなリアクタンス成分を有しているので、横流電流が流れるのを抑制する。一方、インバータ１から系統側およびインバータ７から系統側へ流出する成分に対して小さなリアクタンス成分を有している。
【００５９】
本実施の形態によれば、変圧器の巻線の個数を減らしても、第６の実施の形態と同一の効果を奏することができる。また、一般に多重化するための変圧器は構造が複雑でコストが高くなりがちであるが、本実施の形態例ではより簡単な構成要素で多重化を実現することができる。
【００６０】
（第８の実施の形態：請求項８対応）
図１１は、本発明の第８の実施形態を示す電力変換装置の構成図である。ここで、大容量で系統周波数と等しい動作周波数で動作する第１のインバータの直流電圧を９Ｖｄ、中容量で系統周波数より高い周波数で第１のインバータに同期して動作する第２のインバータの直流電圧を３Ｖｄ、小容量で系統周波数より十分高い周波数で前記第１、第２のインバータに同期して動作する第３のインバータの直流電圧をＶｄとすることによって、図１２（ｄ）に示すように、交流側の出力電圧は、＋１３Ｖｄから−１３Ｖｄの範囲をＶｄの刻みで調整できるようになるので、発生高調波を顕著に低減することができる。
【００６１】
以上のように、インバータの数を増やすことにより出力電圧刻みを細かくし、高調波を抑制することができる。
【００６２】
一般的に、図１で示すような単相インバータを用いた場合には、直流電圧比を小さいほうから１：３：３^２：…：３^Ｎとすることにより、出力電圧の範囲を＋（１＋３＋３^２＋…＋３^Ｎ）〜−（１＋３＋３^２＋…＋３^Ｎ）とすることができる。
【００６３】
図５のＮＰＣインバータを用いた場合には、直流電圧比を小さいほうから１：５：５^２：…：５^Ｎとすることで、出力電圧の範囲を＋２×（１＋５＋５^２＋…＋５^Ｎ）〜−２×（１＋５＋５^２＋…＋５^Ｎ）とすることができる。しかしながらインバータの数をあまり多くすると、「従来の技術」で述べたように経済面で不利となるため、目標とする高調波のレベルやシステムの損失を考慮して最適な最終構成を決定することになる。
【００６４】
本実施の形態によれば、インバータの数を増すことにより、出力電圧のきざみを細かくして、高周波成分を顕著に抑制することができる。
【００６５】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、第２のインバータより容量が大きく系統周波数と等しい動作周波数で動作する第１のインバータと、第１のインバータより容量が小さく系統周波数より高い周波数で、第１のインバータと同期して動作する第２のインバータとからなり、両者の出力電圧を変換器用変圧器と第１のインバータとの間に直列に接続された加算用変圧器を介して合成することにより、スイッチング損失を低減しつつ低コストで発生高調波を低減できる電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す構成図。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係る動作を説明する図。
【図３】図１のインバータ１の詳細を示す構成図。
【図４】本発明の第２の実施の形態を示す構成図。
【図５】本発明の第３の実施の形態を示す構成図。
【図６】本発明の第３の実施の形態に係る動作を説明する図。
【図７】本発明の第４の実施の形態を示す構成図。
【図８】本発明の第５の実施の形態に係る動作を説明する図。
【図９】本発明の第６の実施の形態を示す構成図。
【図１０】本発明の第７の実施の形態を示す構成図。
【図１１】本発明の第８の実施の形態を示す構成図。
【図１２】本発明の第８の実施の形態に係る動作を説明する図。
【図１３】従来の電力変換装置の構成図。
【図１４】従来の電力変換装置の動作を説明する図。
【符号の説明】
１，２，７，８・・・インバータ、３・・・変換器用変圧器、４，４ａ，４ｂ・・・加算用変圧器、５，６，５ａ，５ｂ，６ａ，６ｂ・・・コンデンサ、９・・・結合リアクトル、１１〜１４，２１〜２４，４１〜４４，５１〜５４・・・スイッチング素子、１１ａ〜１４ａ，１１ｂ〜１４ｂ，１１ｃ〜１４ｃ・・・スイッチング素子、１５〜１８，２５〜２８，４５〜４８，５５〜５８・・・逆並列ダイオード、１５ａ〜１８ａ，１５ｂ〜１８ｂ，１５ｃ〜１８ｃ・・・逆並列ダイオード、１９，２０，４９，５０，２９，３０，５９，６０・・・中性点クランプダイオード、３１，３２・・・変換器用変圧器巻線[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a self-excited voltage-type power conversion device suitable for performing voltage / reactive power adjustment of a power system or applying to a system stabilization device or the like.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, a static reactive power compensator (SVC) has been applied to adjust the voltage of a power system, and a series-type reactive power compensator (SVC) has been required to stabilize the power system by appropriately maintaining the power flow and reducing the loss of the power system. For example, a system stabilizing device such as an impedance compensator or a phase shifter is applied. These use a large-capacity power converter equipped with a power semiconductor switch to continuously adjust the output reactive power of the power system and to continuously adjust the impedance and the amount of phase shift. I have. Particularly in recent years, self-excited voltage-type power converters tend to be applied because of their high controllability.
[0003]
FIG. 13 shows a configuration example of a conventional self-excited voltage-type power conversion device used for such a purpose. In FIG. 1, the inverter 1 includes switching elements 11 to 14 and antiparallel diodes 15 to 18. AC output terminal of the inverter 1 is connected to the electric power system side via a converter transformer 3. On the other hand, a capacitor 5 is connected to the DC side.
[0004]
The operation of the self-excited voltage-type power converter is as follows. After the DC capacitor 5 is appropriately charged, the switching element 11 is operated by a pulse as shown in FIG. 13 (not shown). In addition, the switching element 12 is operated by a pulse as shown in FIG. 2B, and a pulse opposite thereto is given to the switching element 14 (not shown). As a result, the difference between the pulse for operating the switching element 11 and the pulse for operating the switching element 12 is supplied to the primary side of the transformer 3 for the converter, and the output voltage Vd shown in FIG. .
[0005]
The turns ratio of the transformer for converter 3 is set to 1: 1 for simplicity, but the operating principle is not affected even if the turns ratio is appropriately changed according to the voltage class on the power system side and the rated voltage on the inverter side.
[0006]
Here, the phase and magnitude of the fundamental wave component of the output voltage can be arbitrarily adjusted by adjusting the timing of the pulse given to each switching element and the conduction period. By the combination, operations such as the above-described voltage control, reactive power control, impedance compensation, and phase shift are performed.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, the output voltage of FIG. 14 (c) contains a large amount of harmonic components. If this harmonic component leaks to the power system, it may cause a communication failure or flow into another device to cause overheating or abnormal vibration. Therefore, it is desirable that the generation amount of this harmonic component be as small as possible. . The upper limit of the harmonic component is as specified in the harmonic suppression measures guidelines and the like.
[0008]
Therefore, conventionally, in order to suppress the outflow of the generated harmonic to the power system side, the number of pulses given to each switching element is increased, or a plurality of windings of a converter transformer corresponding to a plurality of inverters are used. The technique of connecting them in series and multiplexing them has been applied.
[0009]
However, if the number of pulses is increased, the loss associated with the switching operation of the switching element increases, and the utilization rate of the switching element decreases due to restrictions on the minimum on-pulse voltage of the element, making it difficult to construct a system economically. Had become. On the other hand, when multiplexing, the generated harmonics are reduced in accordance with the multiplexing number. Therefore, it is desirable to increase the multiplexing number, but the number of windings of the transformer for the converter and the number of inverters increase, which is also disadvantageous in terms of economy. There was a problem of becoming.
[0010]
In order to solve such a problem, an object of the present invention is to provide a power conversion device that reduces generated harmonics at low cost while reducing switching loss.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a power converter according to claim 1 includes at least two inverters having different capacities and a capacitor on the DC side of each inverter, and a first inverter among the at least two inverters. Operates at an operating frequency equal to the system frequency with a larger capacity than the second inverter, and is connected to the system via a transformer for a converter, and the second inverter has a smaller capacity than the first inverter and is higher than the system frequency. It operates in synchronization with the first inverter at a frequency, and is connected to the converter transformer via an adding transformer arranged in series between the converter transformer and the first inverter. And
[0012]
As a result, it is possible to realize a power conversion device with low switching loss and low generated harmonics at low cost.
[0013]
The power converter according to claim 2 is the power converter according to claim 1,
The DC side of the first inverter and the DC side of the second inverter are connected to each other and share one capacitor, and the primary side of the adding transformer arranged in series between the converter transformer and the first inverter. The number of turns of the winding and that of the secondary winding are different from each other.
[0014]
Thus, as in the first embodiment, even with a single DC capacitor, a power conversion device with small switching loss and small generated harmonics can be realized at lower cost.
[0015]
According to a third aspect of the present invention, in the power converter of the first or second aspect, the first inverter and the second inverter are each configured by an NPC inverter having two capacitors. It is characterized by.
[0016]
Thus, by using the inverters 1 and 2 as NPC (Neutral Point Clamped) inverters, it is possible to further reduce harmonics more than the effects of the first embodiment.
[0017]
According to a fourth aspect of the present invention, in the power converter of the first aspect, the output terminal of the second inverter does not pass through the adding transformer, and is provided between the converter transformer and the first inverter. It is characterized by being connected in series.
[0018]
As a result, even if the transformer is omitted, as in the first embodiment, a power conversion device with small switching loss and small generated harmonics can be realized at lower cost.
[0019]
According to a fifth aspect of the present invention, in the power converter according to any one of the first to fourth aspects, the first inverter and the second inverter are each a single-phase inverter, an NPC inverter or a three-phase inverter. It is characterized by being constituted by an arbitrary combination of phase inverters.
[0020]
As a result, similarly to the first to fourth embodiments, it is possible to realize a power conversion device with low switching loss and low generated harmonics at low cost.
[0021]
A power converter according to claim 6 is the power converter according to claim 5, wherein the first inverter connected to the system via the first winding of the transformer for the converter and the second inverter connected to the system. In addition to the second inverter connected in series between the first winding and the first inverter via the first adding transformer, the operating frequency is larger than the second inverter and equal to the system frequency. And a third inverter connected to the system via the second winding of the transformer for the converter and a third inverter having a smaller capacity than the first inverter and a frequency higher than the system frequency. A fourth inverter operating in series between the second winding of the transformer for the converter and the third inverter via a second adding transformer; The primary sides of the first winding and the second winding are connected in series, and Characterized by comprising are wired so as to generate a phase difference.
[0022]
By combining the multiplexing while performing the phase shift in this manner, in addition to the effect of realizing the power conversion device with a small switching loss and a small generated harmonic at a low cost as described in the first embodiment. , Can further reduce harmonics.
[0023]
According to a seventh aspect of the present invention, in the power converter of the sixth aspect, the winding of the transformer for the converter is one set, and the first inverter, the second inverter, and the first transformer for addition are provided. And an output terminal comprising a third inverter, a fourth inverter and a second addition transformer are connected via corresponding coupling reactors, respectively. It is characterized by outputting to a winding.
[0024]
Thus, even if the number of windings of the transformer is reduced, the multiplexing is combined as in the sixth embodiment to reduce the switching loss and generate the harmonics described in the first embodiment. In addition to the effect of realizing a low power conversion device with low cost, harmonics can be further reduced.
[0025]
The power converter according to claim 8 is the power converter according to any one of claims 1 to 5, wherein the frequency is smaller than the first inverter and the second inverter and sufficiently higher than the system frequency. A third inverter operating in synchronization with the first inverter and the second inverter is connected via a second adding transformer connected in series between the converter transformer and the first inverter. It is characterized by being connected.
[0026]
By increasing the number of inverters in this manner, the output voltage increment can be made finer and harmonics can be significantly suppressed.
[0027]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
(First Embodiment: Corresponding to Claim 1)
FIG. 1 is a configuration diagram of the power converter according to the first embodiment of the present invention.
As shown in FIG. 1, reference numeral 1 denotes an inverter having a predetermined capacity, 2 denotes an inverter having a capacity smaller than that of the inverter 1, and switching elements 11 to 14, 21 to 24, antiparallel diodes 15 to 18, and 25 to 28, respectively. It is constituted by.
[0028]
The AC output of the inverter 1 is sent to the power system side via the converter transformer 3. The AC output of the inverter 2 is sent through an adding transformer 4 connected in series between the converter transformer 3 and the inverter 1. Further, capacitors 5 and 6 are connected to the DC side of the inverters 1 and 2, respectively.
[0029]
The operation of the present embodiment will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 2A, the inverter 1 having a large capacity operates at an operating frequency equal to the system frequency, and the magnitude of the output voltage is 3 Vd. On the other hand, as shown in FIG. 2B, the inverter 2 having a small capacity operates in synchronization with the first inverter at an operating frequency higher than the system frequency, and the magnitude of the output voltage is Vd. Since both outputs are connected in series via an adding transformer 4 having a turns ratio of 1: 1, they are added together, and the added total output voltage is represented by a sine wave as shown in FIG. It has a close waveform.
[0030]
The configuration of the present embodiment is shown as a single-phase bridge for simplicity, as shown in FIG. However, in a general inverter, as shown in FIG. 3, the three-phase components often share the capacitor 5 on the DC side. Also in this case, the inverters corresponding to the respective phases, that is, the first-phase switching elements 11a to 14a, the anti-parallel diodes 15a to 18a, the second-phase switching elements 11b to 14b, the anti-parallel diodes 15b to 18b, and the third phase The functions and effects of the switching elements 11c to 14c and the antiparallel diodes 15c to 18c are the same as those of the single phase of the present embodiment.
[0031]
Therefore, in the following embodiments, the configuration is a single-phase bridge, but the same operation and effect as those of the three-phase configuration are also shown.
[0032]
Further, the turns ratio of the adding transformer 4 is set to 1: 1. However, even if the DC-side voltage ratio of the first inverter and the second inverter is changed, the number of turns can be changed according to this voltage ratio. If this is the case, the operation and effect will not change. For example, if the DC voltage of the inverter 2 is changed from Vd to 2Vd and the turns ratio of the transformer 4 is set to 1: 2, the combined output voltage does not change.
[0033]
According to the present embodiment, since large-capacity inverter 1 occupying 3/4 of the entire capacity operates at the same operating frequency as the system frequency, that is, the minimum operating frequency, switching loss can be kept sufficiently small.
[0034]
Further, since only the medium-capacity inverter 2 occupying 1/4 of the entire capacity is operated at a high operating frequency, harmonics generated in the entire power converter can be significantly reduced.
[0035]
Furthermore, to obtain the same output voltage only by simple multiplexing, four windings of four inverters and a transformer for a converter are required, but in the multiplexing devised as in the present embodiment, two windings are required. It is realized only by the converter transformer 3 having one inverter 1, 2 and one winding and the adding transformer 4, and the system configuration is simplified, so that a power converter can be provided at low cost. .
[0036]
(Second embodiment: corresponds to claim 2)
FIG. 4 is a configuration diagram of a power conversion device according to a second embodiment of the present invention. Here, the description of the same elements as those in FIG. 1 will be omitted, and only different parts will be described.
In FIG. 4, the DC sides of the inverters 1 and 2 are connected in parallel, and share one capacitor 5. On the other hand, the turn ratio of the secondary side (the series side with the inverter 1) of the adding transformer 4 to the primary side (the parallel side with the inverter 2) is 1: 3, and 1/3 of the AC output voltage of the inverter 2 is the secondary. It is configured to generate on the side.
[0037]
The switching operation of the inverters 1 and 2 according to the present embodiment is the same as that of the first embodiment, except that the switching operation is different from that of the first embodiment. The point is that the voltage is increased three times from Vd to 3Vd. Therefore, considering the turns ratio of the adding transformer 4, the operation when viewed on the primary side, that is, the total AC output voltage is the same as that of the first embodiment.
[0038]
According to the present embodiment, even with one DC capacitor, the same effect as that of the first embodiment, that is, the system configuration is simplified, so that a power conversion device can be provided at low cost.
[0039]
(Third Embodiment: Corresponding to Claim 3)
FIG. 5 is a configuration diagram of a power conversion device according to the third embodiment of the present invention. Here, the description of the same elements as those in FIG. 1 will be omitted, and only different parts will be described.
In FIG. 5, inverters 1 and 2 have a configuration called an NPC (Neutral Point Clamped) inverter, and each inverter has switching elements 11 to 14, 41 to 44, 21 to 24, 51 to 54, and anti-parallel. It is constituted by diodes 15 to 18, 45 to 48, 25 to 28, 55 to 58 and neutral point clamp diodes 19, 20, 49, 50, 29, 30, 59, 60. Two capacitors 5a, 5b and 6a, 6b are connected to the DC side of each inverter. The DC voltage of the inverters 1 and 2, that is, the charging voltage of the capacitor is 5 Vd on the inverter 1 side and Vd on the inverter 2 side.
[0040]
Although the detailed description of the relationship between the switching element and the output voltage of each inverter is omitted, the inverter 1 can output +10 Vd, +5 Vd, 0, −5 Vd, and −10 Vd by the combination of ON / OFF of the switching element. Can generate output voltages of +2 Vd, + Vd, 0, -Vd, and -2 Vd.
[0041]
At this time, the on / off state of each switching element of the inverter 1 is repeatedly turned on / off once within one cycle of the system frequency, as shown in FIG.
[0042]
By operating the inverters 1 and 2 as shown in FIGS. 6B and 6C, the primary side of the converter transformer 3 is closer to a sine wave as shown in FIG. 6D. The combined output of the waveform inverters 1 and 2 is added.
[0043]
According to the present embodiment, since the inverters 1 and 2 are NPC inverters, the system configuration as described in the first embodiment is simplified, and the effect of reducing harmonics while reducing costs is achieved. In addition, harmonics can be further reduced.
[0044]
(Fourth Embodiment: Corresponding to Claim 4)
FIG. 7 is a configuration diagram of a power conversion device according to a fourth embodiment of the present invention. Here, the description of the same elements as those in FIG. 1 will be omitted, and only different parts will be described.
7, the AC output terminal of the inverter 2 is connected in series between the converter transformer 3 and the inverter 1, and the adding transformer 4 shown in FIG. 1 is omitted. In the case where three phases are configured in the present embodiment, the inverter 1 can share the capacitor 5 as shown in FIG. 3, but the circuit is not insulated by the adding transformer 4. And the inverter 2 cannot share the capacitor 6, and the inverter 2 and the capacitor 6 each need a three-phase circuit.
[0045]
The switching operation of the inverters 1 and 2 of the present embodiment is the same as that of the first embodiment, and the total AC output voltage is the same as that of the first embodiment.
[0046]
According to the present embodiment, even if the transformer is omitted, the system configuration is simple as in the first embodiment, so that the power converter can be provided at low cost.
[0047]
(Fifth embodiment: corresponds to claim 5)
Although a configuration diagram and a detailed description of the operation of the fifth embodiment are omitted, the inverter 1 may have the single-phase bridge inverter configuration of FIG. 1 and the inverter 2 may have the NPC inverter configuration of FIG. , The ratio of the DC voltage of the inverter 1 and the inverter 2 or the ratio of the primary winding to the secondary winding of the adding transformer 4 is appropriately selected, and the inverter 1 has an operating frequency equal to the system frequency. The same effects as those of the first to fourth embodiments can be obtained by providing a pulse that is activated to operate the inverter 2 and has an operation frequency higher than the system frequency, which is appropriate for reducing harmonics. Can be.
[0048]
In the case where the inverter 1 has the single-phase bridge / inverter configuration of FIG. 1 and the inverter 2 has the NPC inverter configuration of FIG. 5, examples of output voltage waveforms of the respective inverters are synthesized in FIGS. 8 (c) shows an example of the output voltage waveform. Assuming that the number of levels of the inverter 1 is 3 and the number of levels of the inverter 2 is 5, the number of levels of the combined AC output voltage is 3 × 5 = 15. In general, if the number of levels of the inverter 1 is M and the number of levels of the inverter 2 is N, the number of levels of the combined AC output voltage can be expressed as M × N.
[0049]
According to the fifth embodiment, a synergistic effect of the effects of the first embodiment and the effects of the third embodiment can be obtained. That is, since the system configuration is simplified, high-frequency components can be reduced at low cost, and high-frequency components can be further reduced as compared with the embodiments.
[0050]
(Sixth Embodiment: Claim 6)
FIG. 9 is a configuration diagram of a power converter showing a sixth embodiment of the present invention. Here, the description of the same elements as those in FIG. 1 will be omitted, and only different parts will be described.
In FIG. 9, an inverter 7 operating at an operating frequency equal to the system frequency with a large capacity and an inverter 8 operating at a frequency higher than the system frequency with a small capacity are added. They are connected in parallel with the DC side and share capacitors 5 and 6, respectively.
[0051]
The AC side of the inverters 1 and 7 is connected to the first and second windings 31 and 32 of the converter transformer by adding the additional transformers 4a and 4b, the secondary sides of which are arranged in series with the inverters 1 and 7. Connected through. The AC side of the inverters 2 and 8 is connected to the primary side of the adding transformers 4a and 4b. The secondary side of the transformer for converter 3 is connected to the power system.
[0052]
The switching operations of the inverters 7 and 8 of the present embodiment are the same as those of the inverters 1 and 2, respectively. However, since the phase is shifted by 30 degrees in the winding of the converter transformer 3, the output voltages of the inverters 7 and 8 are also The phase is shifted to inverters 1 and 2. As a result, the combined output voltage appearing on the secondary side of the converter transformer 3 is closer to a sine wave than in the first embodiment, and the harmonics are further reduced.
[0053]
According to the present embodiment, by combining the phase shift and the multiplexing, it is possible to achieve the effect described in the first embodiment and the effect of further reducing harmonics.
[0054]
Further, in the present embodiment, the phase shift is performed by changing the winding configuration of the transformer 3 for the converter, but the winding configuration of each winding is all the same, and the timing of the pulse given to each inverter is appropriately adjusted. The effect of suppressing harmonics of a specific order can be achieved simply by shifting.
[0055]
(Seventh Embodiment: Corresponding to Claim 7)
FIG. 10 is a configuration diagram of a power converter according to a seventh embodiment of the present invention. Here, the description of the same elements as those in FIG. 9 will be omitted, and only different parts will be described.
[0056]
In FIG. 10, converter transformer 3 has only one set of windings, and one end on the secondary side of summing transformer 4a in which the AC output voltages of inverters 1 and 2 are combined is provided with a coupling reactor. 9 is connected to the transformer 3 for the converter. One end on the secondary side of the adding transformer 4b, on which the AC output voltages of the other inverters 7 and 8 are combined, is also connected to the transformer 3 for the converter via the coupling reactor 9.
[0057]
The switching operation of the inverters 1, 2, 7, 8 of the present embodiment is the same as that of the sixth embodiment.
[0058]
The coupling reactor 9 has a large reactance component with respect to a cross current component generated due to a difference in output voltage between the inverter 1 and the inverter 7 but does not flow out to the system side, so that the flow of the cross current is suppressed. . On the other hand, it has a small reactance component with respect to the component flowing out of the inverter 1 to the system side and the component flowing out of the inverter 7 to the system side.
[0059]
According to the present embodiment, even if the number of windings of the transformer is reduced, the same effect as in the sixth embodiment can be obtained. In general, a transformer for multiplexing has a complicated structure and tends to be expensive, but in the present embodiment, multiplexing can be realized with simpler components.
[0060]
(Eighth Embodiment: Claim 8)
FIG. 11 is a configuration diagram of a power converter showing an eighth embodiment of the present invention. Here, the DC voltage of the first inverter operating at an operating frequency equal to the system frequency with a large capacity is 9 Vd, and the DC voltage of the second inverter operating in synchronization with the first inverter at a frequency higher than the system frequency with a medium capacity is set. As shown in FIG. 12 (d), the voltage is set to 3 Vd, and the DC voltage of the third inverter operating in synchronization with the first and second inverters at a frequency sufficiently higher than the system frequency with a small capacity is set to Vd. In addition, since the output voltage on the AC side can be adjusted in a range of +13 Vd to -13 Vd in increments of Vd, generated harmonics can be significantly reduced.
[0061]
As described above, by increasing the number of inverters, the output voltage step can be made finer, and harmonics can be suppressed.
[0062]
Generally, when using a single-phase inverter shown in Figure 1, from the smaller the DC voltage ratio 1: 3: 3 2: ^...: With 3 ^N, the range of the output voltage + ( ^{^{1 + 3 + 3 2 + ...}} + 3 N) ~- (1 + 3 + 3 2 + ... + can ^{3 N)} to be.
[0063]
Figure 5 in the case of using the NPC inverter of from the smaller the DC voltage ratio 1: ^5: 5 2: ...: With ^{5 N,} the range of the output voltage ^{+ 2 × (1 + 5 +} 5 2 + ... + 5 N) −２−2 × (1 + 5 + 5 ² +... +5 ^N ). However, if the number of inverters is too large, it is economically disadvantageous as described in "Conventional Technology". Therefore, it is necessary to determine the optimal final configuration in consideration of the target harmonic level and system loss. become.
[0064]
According to the present embodiment, by increasing the number of inverters, the increment of the output voltage can be reduced, and the high-frequency component can be significantly suppressed.
[0065]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the first inverter having a larger capacity than the second inverter and operating at the operating frequency equal to the system frequency, and the frequency smaller than the first inverter and higher than the system frequency, It comprises a second inverter operating in synchronization with the first inverter, and combines the output voltages of both via an adding transformer connected in series between the converter transformer and the first inverter. Accordingly, it is possible to provide a power converter that can reduce generated harmonics at low cost while reducing switching loss.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating an operation according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a configuration diagram showing details of an inverter 1 of FIG. 1;
FIG. 4 is a configuration diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a configuration diagram showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram illustrating an operation according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a configuration diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a diagram illustrating an operation according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a configuration diagram showing a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a configuration diagram showing a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a configuration diagram showing an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a diagram illustrating an operation according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a configuration diagram of a conventional power converter.
FIG. 14 is a diagram illustrating an operation of a conventional power converter.
[Explanation of symbols]
1, 2, 7, 8 ... Inverter, 3 ... Transformer transformer, 4, 4a, 4b ... Addition transformer, 5, 6, 5a, 5b, 6a, 6b ... Capacitor, 9 coupling reactor, 11 to 14, 21 to 24, 41 to 44, 51 to 54 switching element, 11a to 14a, 11b to 14b, 11c to 14c switching element, 15 to 18, 25 ... 28, 45-48, 55-58 ... anti-parallel diode, 15a-18a, 15b-18b, 15c-18c ... anti-parallel diode, 19, 20, 49, 50, 29, 30, 59, 60 ... Neutral point clamp diodes, 31, 32 ... Transformer windings

Claims

At least two inverters having different capacities and a capacitor on the DC side of each of the inverters, wherein a first inverter of the at least two inverters has a larger capacity than the second inverter and operates at an operating frequency equal to a system frequency. And a second inverter connected to the system via a transformer for the converter, the second inverter operating in synchronization with the first inverter at a frequency smaller than the first inverter and higher than the system frequency, and And a power converter connected to the converter transformer via an adding transformer disposed in series between the converter and the first inverter.

The DC side of the first inverter and the DC side of the second inverter are connected to each other and share a single capacitor, and the adding side disposed in series between the converter transformer and the first inverter. The power converter according to claim 1, wherein the number of turns of the primary winding and the number of turns of the secondary winding of the transformer are different from each other.

3. The power converter according to claim 1, wherein the first inverter and the second inverter are each configured by an NPC inverter having two capacitors.

2. The power converter according to claim 1, wherein an output terminal of the second inverter is connected in series between the converter transformer and the first inverter without passing through the adding transformer. 3. apparatus.

5. The apparatus according to claim 1, wherein each of the first inverter and the second inverter is configured by an arbitrary combination of a single-phase inverter, an NPC inverter, and a three-phase inverter. 6. The power converter according to any one of the preceding claims.

A first addition between the first inverter and the first winding of the converter transformer and the first inverter connected to a system via a first winding of the transformer for the converter; A second winding of the transformer for the converter, which operates at an operating frequency larger than the second inverter and equal to a system frequency, in addition to the second inverter connected in series via a power transformer. And a third inverter connected to a system via a second inverter of the converter transformer, operating in synchronization with the third inverter at a frequency smaller than the first inverter and higher than a system frequency. A fourth inverter connected in series between a winding and the third inverter via a second adding transformer, wherein the first winding and the second winding of the transformer for the converter are connected to each other; The primary sides of the windings are connected in series and produce a phase difference Power converter according to claim 1, characterized in that is wired.

The winding of the transformer for the converter is a set, and an output terminal including the first inverter, the second inverter, and the first adding transformer, the third inverter, the fourth 7. The converter according to claim 6, wherein an output end of the inverter and the output terminal of the second adding transformer are connected to each other via a corresponding coupling reactor, and output to a primary winding of the converter transformer. 3. The power converter according to claim 1.

A third inverter operating in synchronization with the first inverter and the second inverter at a frequency smaller than the first inverter and the second inverter and at a frequency sufficiently higher than a system frequency; The electric power according to any one of claims 1 to 5, wherein the electric power is connected via a second adding transformer connected in series between the first inverter and the first inverter. Conversion device.