JP2004069493A

JP2004069493A - Interference type radar imaging method, correlator therefor, and interference type radar imaging device

Info

Publication number: JP2004069493A
Application number: JP2002229148A
Authority: JP
Inventors: Hitoshi Kiuchi; 木内　等; Jun Ametani; 雨谷　純; Yoshinori Arimoto; 有本　好徳
Original assignee: Communications Research Laboratory
Current assignee: Communications Research Laboratory
Priority date: 2002-08-06
Filing date: 2002-08-06
Publication date: 2004-03-04
Anticipated expiration: 2022-08-06
Also published as: JP3653531B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an interference type radar imaging method, a correlator therefor, and an interference type radar imaging device for constructing a composite antenna for improving resolution and easily measuring a distance to the surface of an observed object or a distance to the observed object with high precision even by means of a low-output radar. <P>SOLUTION: This interference radar imaging method includes the following procedures: a procedure for detecting a transmission pulse signal and generating a gate signal according to the transmission pulse signal, a procedure for detecting a receipt signal and correlating the transmission pulse signal and the receipt signal with each other, and a procedure for taking out a correlated signal via the gate signal. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、比較的入手が容易な出力の小さいレーダーを用いて衛星の位置、姿勢等を正確に測定するための干渉型レーダーイメージング法並びにそのための相関器及び装置に関するものである。
【０００２】
【従来技術】
地上−衛星間の光通信を実現するためには、まず通信相手となる衛星をレーザ光の細いビーム内に捕捉する必要がある。この衛星初期捕捉は、通常、光学観測で行われるが、打ち上げ直後の衛星のように軌道要素が不安定な場合には、探知視野のせまい光学観測では困難な場合がある。そうした衛星を探知するためには、探知視野の広いマイクロ波レーダーの使用が有効と考えられる。
【０００３】
通常のレーダー方式による探知は、パルス状に発射されたレーダー信号のエコーをエンベロープ検波により検出して行われる。例えば、ごく一般的な航空機監視レーダー（アンテナ口径８３．９ｃｍ、尖頭出力４ｋＷ）の例では、仰角１５度で、高度１０ｋｍの航空機（散乱断面積２０ｍ^２以上）を検出できるように設計されている（探知距離の上限は３９ｋｍ）。
【０００４】
しかし、通常の航空機監視レーダーのままでは、衛星軌道までの応用は難しい。例えば、高度数１００ｋｍの衛星を探知することは難しい。受信アンテナとして、直径１１ｍアンテナを使用することを考えると、受信アンテナの直径が、８３．９ｃｍから１１ｍになるので、受信ゲインが１７１倍になるが、探知距離は４乗根に比例することから、探知距離は３．６倍（１４０ｋｍ）にしか伸びない。１０００ｋｍの距離のターゲットを検出するためには、出力電力を２６００倍、１０ＭＷにする必要がある。さらに衛星の有効散乱断面積が１ｍ^２になった場合は、出力を２０倍、２０００ＭＷにしなくてはならない。送受信とも１１ｍアンテナにした場合でも、１．２ＭＷの送信電力が必要であり、現状のレーダー装置・受信方法で小型衛星を探知することはできない。
【０００５】
一方、レーダーを用いて月、衛星等の位置を正確に測定する技術として、既に、地球上から安定して常時観測することができ、また大規模な合成アンテナを構築して分解能を向上するとともに、詳細に観測物体の表面や観測物体までの距離を観測することを目的としたＶＬＢＩレーダー探査法が発明者により特開平２００１−４２０３０号公報として出願されている。
【０００６】
そのＶＬＢＩレーダー探査法は、ＶＬＢＩ：超長基線電波干渉計技術を用いた手法であり、大型送信アンテナから白色雑音または擬似雑音拡散信号を送信して観測物体に当て、戻ってきた後方散乱波をＶＬＢＩ受信アンテナで受信し、送信時に記録した送信記録信号と、受信時に記録した受信記録信号との相関処理を順次行い、地球・観測物体間位置の変化による相関クロススペクトルの時系列データを求め、２次元逆フーリエ変換することで、観測物体表面の像及び観測物体までの距離を得る、ことを特徴としている。
【０００７】
図７はこの発明のＶＬＢＩレーダー探査法の構成を概略的に示す図である。図において、この発明のＶＬＢＩレーダー探査法は、ＶＬＢＩ観測局に備える大型の送信アンテナ５１から、信号発生部５２で出力した白色雑音もしくはＰＮ（擬似雑音）拡散信号を送信信号５３として放射し、観測物体（ここでは月）５４に当たって戻ってきた後方散乱波５５をＶＬＢＩ観測局の受信アンテナ５６で受信し、送信時に送信記録部５７で記録した送信記録信号と、受信時に受信記録部５８で記録した受信記録信号との相関処理を相関処理部５９で順次行い、地球・月間位置の変化による相関クロススペクトルの時系列データ（空間周波数スペクトル）を求める。このデータには、月面までの距離情報、月面の状態、月面での反射係数等の情報が含まれており、２次元逆フーリエ変換することで、月５４の表面の像および月５４までの距離を得るようになっている。
【０００８】
この先行技術は、測定対象である月の位置、イメージ（電波で後方散乱信号の相関振幅・位相角を測ることにより捉えられた画像）を見るためのＶＬＢＩレーダー探査法であるが、送信出力レベルに対し受信レベルがかなり小さくなることから送信出力レベルが低いと受信レベルがノイズレベルに近くなる。これを解消するためには送信出力レベルを高くしなければならない。
【０００９】
また、送受信信号は連続波を用いていたため、この連続波を積分処理するのに時間が掛かり、簡単に精度良く計測を行うことに問題があった。
【００１０】
本発明の目的は、上記問題点に鑑み、合成アンテナを構築して分解能を向上するとともに、低出力のレーダーを用いても、簡単に精度良く観測物体の表面や観測物体までの距離を観測することができる干渉型レーダーイメージング法並びにそのための相関器及び干渉型レーダーイメージング装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、以下の解決手段を採用する。
（１）干渉型レーダーイメージング法において、送信パルス信号を検出すると共に前記送信パルス信号に応じてゲート信号を発生する手順、受信信号を検出し、前記受信信号と前記送信パルス信号との相関処理を行う手順、前記相関処理した信号を前記ゲート信号によって取り出す手順からなることを特徴とする。
（２）干渉型レーダーイメージング法において、送信パルス信号を検出すると共に前記送信パルス信号に応じてゲート信号を発生する手順、受信信号を検出し、前記受信信号を複素信号の各成分の信号で補正する手順、前記各成分毎に補正された各信号と前記送信パルス信号を複素相関処理する手順、前記相関処理した各信号を前記ゲート信号によって取り出す手順からなることを特徴とする。
（３）干渉型レーダーイメージング法において、送信アンテナに供給される送信パルス信号を検出すると共に、前記送信パルス信号に応じてゲート信号を発生する手順、受信信号を検出し、前記受信信号と前記送信パルス信号を相関処理する手順、前記相関処理した結果を前記ゲート信号により積分する手順、前記積分の値を２次元フーリエ変換し、前記２次元フーリエ変換した結果をＵＶ平面上に配列する手順、前記ＵＶ平面上に配列した信号を２次元逆フーリエ変換を施しイメージ画像を得る手順とからなることを特徴とする。
（４）干渉型レーダーイメージング法において、送信アンテナに供給される送信パルス信号を検出すると共に、前記送信パルス信号に応じてゲート信号を発生する手順、受信信号を検出し、ドップラー効果を補正する複素補正信号の虚部又は実部毎に分けたそれぞれの信号で前記受信信号をそれぞれ補正する手順、前記補正した信号と前記送信パルス信号をそれぞれ相関処理する手順、前記相関処理したそれぞれの結果を前記ゲート信号により積分する手順、前記それぞれの積分の値を２次元フーリエ変換し、前記２次元フーリエ変換した結果をＵＶ平面上に配列する手順、前記ＵＶ平面上に配列した信号を２次元逆フーリエ変換を施しイメージ画像を得る手順とからなることを特徴とする。
（５）干渉型レーダーイメージング装置において、送信側装置に、少なくとも、送信アンテナとサンプリング手段を設け、前記送信アンテナと前記サンプリング手段を直に接続して前記送信アンテナに入力される送信パルス信号を直に検出することを特徴とする。
（６）干渉型レーダーイメージング装置において、送信側装置に、送信アンテナに入力される送信パルス信号に応じた信号幅のゲート信号を発生する手段を設け、受信側装置に、受信信号を前記ゲート信号によって取り出す積分手段を設けたことを特徴とする。
（７）干渉型レーダーイメージング装置において、送信側装置に、送信アンテナと、前記送信アンテナと直に接続して前記送信アンテナに入力される送信パルス信号を直に検出するサンプリング手段と、前記送信アンテナに入力される前記送信パルス信号に応じた信号幅のゲート信号を発生するゲート信号発生手段を設け、
受信側装置に、受信信号と前記検出した送信パルス信号とを相関処理する相関処理手段と、前記相関処理手段の出力信号を前記ゲート信号によって取り出す積分手段とを設けたことを特徴とする。
（８）干渉型レーダーイメージング装置において、受信側装置に、受信アンテナと、受信信号を検出するサンプリング手段と、ドップラー効果を補正するための複素補正信号における虚部又は実部毎の信号で前記受信信号をそれぞれ補正する周波数変換手段と、前記それぞれの周波数変換手段の出力信号と送信パルス信号との相関処理をする複素相関処理手段と、前記複素相関処理手段の出力信号をゲート信号によって取り出す積分手段を設けたことを特徴とする。
（９）上記（８）記載の干渉型レーダーイメージング装置において、受信側装置において、前記複素相関処理手段の出力信号を前記ゲート信号によって取り出す積分手段の出力を、２次元フーリエ変換する２次元フーリエ変換手段と、前記２次元フーリエ変換手段の出力をＵＶ平面上に配列する手段と、前記ＵＶ平面上に配列する手段の出力を２次元逆フーリエ変換する２次元逆フーリエ変換手段とを設けたことを特徴とする。
（１０）上記（５）乃至（９）のいずれか１項記載の干渉型レーダーイメージング装置において、受信アンテナおよび前記受信アンテナに連なる信号処理装置を複数基設けたことを特徴とする。
（１１）相関器において、送信パルス信号と前記送信パルス信号の受信信号を相関処理する相関処理手段と、前記相関処理手段の出力信号を前記送信パルス信号に応じた前記ゲート信号によって取り出す積分手段からなることを特徴とする。（１２）相関器において、複素補正信号の虚部又は実部毎に分けたそれぞれの信号で前記受信信号をそれぞれ補正する周波数変換手段と、前記それぞれの周波数変換手段の出力信号と前記送信パルス信号との相関処理を行う複素相関処理手段と、前記相関処理手段の出力信号を前記ゲート信号によって取り出す積分手段からなることを特徴とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】
本発明は以下の特徴を備えている。
【００１３】
本発明の特徴１は、比較的容易に手に入る出力の小さいレーダー、例えば航空機監視レーダーを用いて比較的遠い衛星等の探知を行う点にある。これにより、出力の小さいレーダーによっても遠い物体の観測が精度よく行うことができるようになる。
【００１４】
本発明の特徴２は、パルス発生回路（ＣＷ、チャープ信号、白色雑音またはＰＮ（疑似雑音）拡散信号等を時間パルスにする回路）から送信アンテナへ直に伝送する送信パルス信号を伝送線によって直に減衰及びノイズの混入なく検出し、この送信パルス信号を用いて相関処理を行う点である。これにより、ＳＮ比が無限大、即ち、ノイズの入っていない送信信号を取得することができる。
【００１５】
本発明の特徴３は、受信信号を送信パルス信号に応じたゲート信号によってゲート制御する点である。これによって、受信信号の内の相関抑制ゲートによって出力が抑制される期間を除いたゲート期間のみ受信信号を取り出すことができる。即ち、送信パルス信号と相関処理をした信号部分を取り出すことができる。
【００１６】
次に、上記特徴を備えた本発明の実施例である、安価なレーダーと干渉計技術を融合した新しい衛星捕捉システムの概略を図面に基づいて詳細に説明する。
【００１７】
図３は、本発明の相関ゲートの動作説明図である。図４は、本発明の処理アルゴリズムを説明する図である。図５は、本発明の測定原理図である。
【００１８】
本発明は、干渉計の技術を信号の検出に用いる方式により精密な計測を可能とする。この方式では、衛星に特別な装置を必要としないで、衛星軌道・姿勢を求めることを目的とし、１つの送信アンテナからＣＷ、チャープ信号、白色雑音またはＰＮ（疑似雑音）拡散信号を送信信号として、図５に示すように、パルス的に放射し衛星に当てて戻ってきた後方散乱波を干渉計観測局の受信アンテナで受信し、送信時に記録した送信記録信号と、図３に示すように、受信記録信号の相関処理を信号の無いところの相関を抑圧するゲート操作を行いながら相関処理を順次行い、地球・観測物体間位置の変化による相関クロススペクトルの時系列データ（空間周波数スペクトル）を求め、２次元逆フーリエ変換することで衛星の後方散乱による像（衛星姿勢）および衛星までの距離を求める。最終的には、複数の受信局を用いることで衛星の像（姿勢）を得ることを目標とする。
【００１９】
図４に示すように、得られる相関は複素相関結果として検出されるため、予測値からの時間残差、レート残差の２次元平面上に現れる。この発明は、光通信衛星捕捉のために干渉計技術を応用したものであり、実時間ＶＬＢＩのディジタル信号処理技術及び高速データ伝送を技術的基礎とし、レーダー技術を応用したものである。
【００２０】
図４では、受信信号をゲート制御した信号と、同じく、送信信号をゲート制御した信号とを衛星軌道、地球回転補正等を行いながら複素相関処理し、その複素相関結果を２次元フーリエ変換し、その結果をＵＶ平面上に配列して移動軌跡を表示する。その２次元フーリエ変換した信号を２次元逆フーリエ変換して衛星のイメージを求める。干渉計の出力は、対象物の輝度分布のフーリエ成分であることが知られているので、沢山のフーリエ成分を集めてＵＶ平面上に配置し、逆フーリエ変換を行えばイメージングが行える。これによって、衛星の位置及び姿勢、向き等を表すことが可能になる。
ここで、ＵＶ平面について簡単に言及しておく。干渉計の場合、“基線（送信局と受信局間）ベクトルを衛星方向と直行した平面へ投影した量／観測波長”で分解能とその分解方向が決定される。この量が大きいほど分解能が高い。分解方向は、衛星の移動、地球回転により変化する。この分解能と分解方向を表したのがＵＶ平面といえる。赤経方向成分（Ｕ）と赤緯方向成分（Ｖ）の軸で規定される座標上に記述されるため、この様に呼ばれる。
【００２１】
（第１実施例）
図１は本発明の干渉型レーダーイメージング装置のブロック構成図である。干渉型レーダーイメージング装置は各アンテナとそれ以外の信号処理装置とからなる。前記信号処理装置は相関器１０を含む。
【００２２】
各アンテナは、送信アンテナ１１と受信アンテナ２１及び４１からなる。本発明においては、送信アンテナは図５に示すような比較的容易に入手することが可能な出力の小さいレーダーを対象とし、この第１実施例の場合、航空監視レーダーを用いる。受信アンテナの数は任意である。
【００２３】
受信アンテナの特性については格別条件を設けないが、受信信号のレベルが小さいことから、感度の高いものが好ましい。
【００２４】
信号処理装置は、送信側装置８と受信側装置９からなる。
送信側装置８は、送信アンテナ１１、サンプリング回路１２、必要に応じて設ける付加タイムコード回路１３、遅延回路Ｄ１４及び１７、検波回路１５、遅延回路Ｄ’１６、送信パルス信号発生回路１８からなり、
送信アンテナ１１と送信パルス信号発生回路１８の接続点に直接サンプリング回路１２と検波回路１５の分岐点を接続し、一方の分岐線にはサンプリング回路１２−付加タイムコード回路１３−遅延回路Ｄ１４の直列接続回路を設け、送信パルス検出信号▲１▼を出力し、他方の分岐線には検波回路１５−遅延回路Ｄ’１６−遅延回路Ｄ１７の直列接続回路を設け、ゲート信号▲２▼を出力する。
【００２５】
特に、送信アンテナ１１とサンプリング回路１２は直接接続されているので、サンプリング回路１２の入力信号はＳ／Ｎ比（ＳＮＲ）が無限大となる。これにより、送信パルス検出信号はノイズが乗らない信号とすることが可能になる。
【００２６】
動作を説明する。送信パルス発生回路１８からの送信パルス信号Ｘ（ｔ）は送信アンテナ１１を介して衛星へ送信される。
【００２７】
同時に、前記送信パルス信号Ｘ（ｔ）は、Ｓ／Ｎ比が無限大の信号として、サンプリング回路１２でサンプリングされ、必要に応じて付加タイムコード回路１３でタイムコードが付加され、図３にレーダー信号として示されているように、所定パルス幅及び所定パルス高のパルス信号に形成され、遅延回路Ｄ１４において図１に示されるように、所定量遅延された送信パルス検出信号▲１▼として出力される。
【００２８】
同じく、前記送信パルス信号Ｘ（ｔ）は、検波回路１５により検波されて送信パルス信号の包絡パルス波形信号として出力され、この包絡パルス波形信号は遅延回路Ｄ’１６により遅延時間Ｄ’遅延され、この信号は遅延回路Ｄ１７によってゲート信号▲２▼として出力される。
【００２９】
ゲート信号▲２▼のゲート幅は、図３に示されるように、前記送信パルス検出信号▲１▼のパルス幅を含む幅を有し、相関抑制期間に対して設けられる。
【００３０】
送信パルス検出信号▲１▼及びゲート信号▲２▼は相関処理のための信号として次に説明する受信側装置へ送られる。
【００３１】
受信側装置９は、受信アンテナを２基とした例を示し、遅延及び遅延追尾回路２０及び４０、受信アンテナ２１及び４１、サンプリング回路２２及び４２、タイムコード回路２３及び４３、周波数変換回路２４、２５、４４及び４５、相関処理回路（Ｒ）２６及び４６、相関処理回路（Ｉ）２７及び４７、積分回路２８、２９，４８及び４９、２次元フーリエ変換回路３０及び５０、ＵＶ平面上に配列する回路３１及び５１、２次元逆フーリエ変換回路３２及び５２からなる。
【００３２】
前記周波数変換回路−相関処理回路−積分回路からなる直列回路は、受信信号と補正信号の複素相関をとった実部又は虚部のそれぞれ毎に設ける。
【００３３】
図１では、衛星からの後方散乱波が図示矢印のように受信アンテナ２１及び４１に到着すると、受信アンテナ２１及び４１では、受信パルス信号Ｙ_１（ｔ）、Ｙ_２（ｔ）として受信され、このパルス信号Ｙ_１（ｔ）とパルス信号Ｙ_２（ｔ）は、送信パルス信号にノイズ分がのった信号として、それぞれサンプリング回路２２及び４２でサンプリングされ、タイムコード回路２３及び４３でタイムコードが付加され、パルス信号Ｙ_１ｍ（ｔ）とパルス信号Ｙ_２ｍ（ｔ）になる。
【００３４】
後方散乱波と送信信号との相関検出における補正事項としては、遅延時間補正（ビット・トラッキング）と、周波数補正（フリンジ・ローテート）がある。
【００３５】
受信アンテナ２１及び４１における受信信号の到達時間差は、衛星位置・速度、地球の自転、公転に伴い変化する。これを補正するのが遅延時間補正であり、この補正は遅延及び遅延追尾回路２０及び４０で行われる。
【００３６】
アンテナ２１及び４１の衛星に対する視線速度は、衛星位置・速度、地球の自転、公転に伴い変化する。このため、アンテナ２１及び４１の受信周波数は衛星からの後方散乱波の周波数_に対してドップラー効果の影響で変化する。これを補正するのが周波数補正である。
【００３７】
この周波数補正は、周波数変換回路２４、２５、４４及び４５により、位相差を直行した２成分、つまり複素数の形で行われる。
【００３８】
周波数変換回路２４、２５、４４及び４５の動作を、図２に基づいて説明する。図２の回路は、一方の受信アンテナ２１側に接続された部分回路で、図２全体で複素相関処理を行う相関器１０を構成する。
【００３９】
相関器としての基本機能は、送信（パルス）信号と受信信号の相関処理を行う相関処理回路が実行する。この意味で、相関器としての最小構成は相関処理回路となる。さらに、送信信号がパルス信号の場合に有効な相関器の構成は、送信パルス信号と受信信号の相関処理を行う相関処理回路と、前記相関処理回路の出力信号を送信パルス信号に応じたゲート信号によって取り出す積分回路とからなる。さらにまた、複素信号であるドップラー効果補正信号の実部又は虚部それぞれで補正し相関をとる場合に有効な相関器の構成は、受信信号をドップラー効果補正信号の実部又は虚部それぞれで補正する周波数変換回路と、前記周波数変換回路の各出力信号と送信パルス信号の相関処理を行う相関処理回路と、前記相関処理回路の各出力信号を送信パルス信号に応じたゲート信号によって取り出す積分回路とからなる。
【００４０】
ドップラー効果の修正信号は実部と虚部とからなる複素数として表される。前記実部（ｓｉｎ成分）と虚部（ｃｏｓ成分）として直行成分で表す。例えばデータを１ビットでサンプリングした場合、周波数補正によるロスを抑えるため、前記ｓｉｎ成分及びｃｏｓ成分は図６に示すようにｓｉｎ波及びｃｏｓ波を１、０、−１の３値で近似する。前記ｓｉｎ波及びｃｏｓ波の位相は、衛星の位置、送信周波数、送信波が衛星に当たって戻ってくるまでの所要時間の変化量に基づいて計算によって求められる。
【００４１】
周波数変換回路２４、２５は、図２に示されるように、乗算器２４’及び２５’によって構成される。
【００４２】
相関処理回路２６、２７は、レジスタとシフトレジスタの値をＥＸＮＯＲ回路で演算し、その結果を積分回路２８、２９でカウントし、積算後出力するように構成されている。
【００４３】
積分回路２８、２９は、カウンタ及び積算器からなり、前記ゲート信号▲２▼で制御される期間カウントするように構成されている。
【００４４】
図２のＸ_ｎ（ｔ）は前記図１の送信パルス検出信号▲１▼を表す。信号Ｘ_ｎ（ｔ）は遅延及び遅延追尾回路２０で遅延時間補正（この量は各局毎に異なる）され、相関処理回路２６のレジスタ２６−１と、相関処理回路２７のレジスタ２７−１にセットされる。
【００４５】
図２のＹ_１ｍ（ｔ）は図１のタイムコード回路２３の出力受信信号である。
【００４６】
信号Ｙ_１ｍ（ｔ）は、周波数変換回路２４において、衛星に関し計算で求めたドップラー効果の修正分における実部ｓｉｎ信号が乗算器２４’で乗算されて修正されて信号Ｙ_１ｍＲ（ｔ）として、相関処理回路２６のシフトレジスタ２６−２−１〜ｎにセットされる。
【００４７】
他方、信号Ｙ_１ｍ（ｔ）は、周波数変換回路２５において、衛星に関し計算で求めたドップラー効果の修正分における虚部ｃｏｓ信号が乗算器２５’で乗算されて修正されて信号Ｙ_１ｍＩ（ｔ）として、相関処理回路２７のシフトレジスタ２７−２−１〜ｎにセットされる。
【００４８】
次に、相関処理回路２６では、レジスタ２６−１の値と、シストレジスタ２６−２−１〜ｎの値をＥＸＮＯＲ回路２６−３−１〜ｎで演算し、その演算結果を積分回路２８のカウンタ２８−１−１〜ｎでカウントし、そのカウンタの値を積算器２８−２−１〜ｎで積算して出力する。
【００４９】
積分回路２８は、前記相関処理回路２６の出力を前記ゲート信号▲２▼の抑制されていない期間カウントし、前記信号Ｘ_ｎ（ｔ）と信号Ｙ_１ｍＲ（ｔ）の位相差を求める。
【００５０】
同様に、相関処理回路２７では、レジスタ２７−１の値と、シストレジスタ２７−２−１〜ｎの値をＥＸＮＯＲ回路２７−３−１〜ｎで演算し、その演算結果を積分回路２９のカウンタ２９−１−１〜ｎでカウントし、そのカウンタの値を積算器２９−２−１〜ｎで積算して出力する。
【００５１】
積分回路２９は、前記相関処理回路２７の出力を前記ゲート信号の抑制されていない期間カウントし、前記信号Ｘ_ｎ（ｔ）と信号Ｙ_１ｍＩ（ｔ）の位相差を求める。
【００５２】
この処理により、送信パルス信号のパルス信号間のゼロレベル信号及びノイズを受信信号から排除することができる。この結果、測定精度が大幅に向上する。
【００５３】
前記遅延及び遅延追尾回路２０及び４０、相関処理回路（Ｒ）２６及び４６、相関処理回路（Ｉ）２７及び４７、積分回路２８、２９、４８及び４９により、入力された送信信号Ｘ_ｎ（ｔ）と受信信号Ｙ_１ｍ（ｔ）とに相関処理を施し、相関クロススペクトルの時系列データ（空間周波数スペクトル）を求める。このデータには衛星までの距離情報、衛星の状態、衛星での反射係数等の情報が含まれている。このデータを次の２次元フーリエ変換回路で変換することで、それらの情報を抽出する。
【００５４】
本発明の相関器は、基本的に、送信パルス信号と受信信号の相関処理を行う相関処理手段となる相関処理回路と、前記相関処理回路の信号を送信パルス信号のパルス期間を画定するゲート信号によって取り出す積分手段となる積分回路により構成したものであり、ノイズの影響を極力排除するようにしたものである。
【００５５】
また、本発明の相関器は、前記受信信号を複素信号の実部又は虚部を表すそれぞれの信号として構成し、その複素信号の実部又は虚部のそれぞれについて上に述べた相関処理手段及び積分手段を適用するものである。
【００５６】
図１に戻って、積分回路２８、２９、４８及び４９の出力は、それぞれ２次元フーリエ変換回路３０及び５０によって変換され、前記衛星までの距離情報等を含む座標データが抽出される。
【００５７】
ＵＶ平面上に配列する回路３１及び５１は、前記２次元フーリエ変換の結果をＵＶ平面に表示するためのデータに変換しＵＶ平面に表示すると共に、２次元逆フーリエ変換回路３２及び５２へ出力する。ＵＶ平面においては、例えば衛星の座標等が表示される。
【００５８】
２次元逆フーリエ変換回路３２及び５２は、イメージ出力、例えば衛星表面の画像を出力する。
【００５９】
ＵＶ平面上に配列する回路３１及び５１の出力、及び、２次元逆フーリエ変換回路３２及び５２の出力は、それぞれ異なり、受信アンテナの位置に応じた衛星のデータ、例えば衛星の異なる面の画像データ等を含むことになる。アンテナの数を増やすことによって、ＣＴスキャンのようにデータの量を増加し、合成画像を精緻にできる。
（本発明の干渉型レーダーイメージング装置のＳＮＲ）
本発明は、送信レーダーの出力が小さいため、単純なレーダー方式、相関方式では十分なＳＮＲ（信号雑音比）が期待できない。このため、図３に示すような相関ゲートを用いた相関方式を採用する。相関ゲートは、レーダー信号の無い時、相関動作を停止する。また、相関器は周波数・時間方向の補正機能を有し、衛星、地球のドップラをキャンセルするものとする。送信レーダー信号と相関制御ゲートのイメージを図３に示す。レーダー信号パルスに相関制御ゲートを近づければ近づけるほどＳＮＲを上げられる。
【００６０】
【表１】

【００６１】
回線設計パラメータを表１に示す。条件より送信系の信号強度を見積もる。まずＲａｍｄａ（λ）は式１により求められ、送信アンテナゲインＧａｉｎは式２で求められる。
【００６２】
【式１】

【００６３】
【式２】

【００６４】
衛星軌道上で受信される送信アンテナから送られた信号強度Ｐｏｗｅｒ_ｄｅｎｓ［Ｗ／ｍ^２／Ｈｚ］は、式３で求められる。前記信号強度は、所定距離離れた場所での電力密度を意味する。
【００６５】
【式３】

【００６６】
ここでＢａｎｄｗｉｄｔｈ（バンド幅）は、ＣＷ信号の場合でも時分割送信であるのでスペクトルの広がりを持ち、式４により求まる。パルス幅により送信帯域幅が異なる。
【００６７】
【式４】

【００６８】
衛星軌道上でのビームの広がりはＢｅａｍ_ｄとして式５で求められる。
【００６９】
【式５】

【００７０】
受信アンテナ基線により形成される疑似アンテナビームは式６で求められる。もしこれが式５で求められる送信ビーム径より小さい場合、もしくは衛星の等価散乱断面積の方が小さい場合、式５か式６の小さい方を反射に用いられる面積とする。
【００７１】
【式６】

【００７２】
反射係数を考慮した受信信号等価フラックス（電波源強度）は、長基線では式７により求まる。
【００７３】
【式７】

【００７４】
今回は受信アンテナ間距離が短いので衛星の等価散乱断面積（Ｓｍ^２）が小さい場合を仮定し、計算を進める。反射信号の等価フラックスは式８で求められる。
【００７５】
【式８】

【００７６】
これを１×１０−^２６で割ったものが、ＶＬＢＩでよく用いられているフラックス密度［Ｊｙ］（ジャンスキー：単位）となる。これを受信アンテナで受信する。
【００７７】
実際の相関時に有効となる積分時間は、パルスが存在する時間のみであるので、有効積分時間は、式９で求められる。これはゲート時間のみからなる積分である。
【００７８】
【式９】

【００７９】
通常の（電波星を対象とした）ＶＬＢＩの信号として相関処理を行った場合のＳＮＲは、式１０で求められる。
【００８０】
【式１０】

【００８１】
１ビットサンプリング、大気シンチレーション、フリンジストッピングロス（ドップラー分の補正のロス）を考慮すると式１１と表される。全ロス分を考慮したＳＮＲｖは式１１になる。
【００８２】
【式１１】

【００８３】
ここで、相関時にゲート機能を使い信号パルスの存在している時間のみ相関処理を行う。これによるＳＮＲの向上は式１３で表される。ゲートによる改善率：式１２から解るように、Ｇａｔｅ_ｇａｉｎの最大値はＧａｔｅ_ｔｉｍｅ＝Ｐｕｌｓｅ_{ｗｉｄｔｈ}の場合である。
【００８４】
【式１２】

【００８５】
【式１３】

【００８６】
以上は、受信信号同士の場合のＶＬＢＩ（超長基線電波干渉法）を表す。
【００８７】
以下は、本発明の送信信号と受信信号の相関を考慮した例についてのＳＮＲである。
【００８８】
本発明の場合は、送信時の信号を基準局信号として使えるので、ＳＮＲは受信信号ＳＮＲのみで規定できる。受信信号ＳＮＲのみに依存する形に変形すると式１４となる。ここで、受信アンテナの開口面積をＡｒ［ｍ^２］とする。ＳＮＲｓは理論上のロスを考慮した場合のＳＮＲである。
【００８９】
【式１４】

【００９０】
ＳＮＲ_Ｓは、Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ_Ｓを上げていくことでＳＮＲの向上を図れる。また、サンプリングの量子化レベルを１ビットから２ビットに変えることで０．８８／０．６４倍の改善を図れる。
【００９１】
また、見積もられる観測誤差は、信号帯域幅を用いて式１５より求められる。
【００９２】
【式１５】

【００９３】
例えば、積分時間１０秒、散乱断面積１ｍ^２、バンド幅５ＭＨｚを仮定すると、ＶＬＢＩ方式ではＳＮＲ＝４．８Ｅ−５、本方式ではＳＮＲ＝２５．９が得られる。
【００９４】
以上述べたＳＮＲの手法を用いれば本発明のＳＮＲを正しく評価することができ、本発明のＳＮＲが従来のものに比べて各段にすぐれたものであることが理解できる。
【００９５】
【発明の効果】
本発明は、以下の効果を奏する。
（１）送信側回路において、送信アンテナと送信パルス発生回路を接続する伝送線路に、サンプリング回路を直に接続したので、送信信号をＳＮＲを無限大にして、即ち、ノイズなしで検出することができるようになる。
（２）ＳＮＲ無限大の検出信号と、受信信号の相関処理をすることができるので、相関処理の精度を高めることができるようになる。
（３）送信パルス信号に応じたゲート信号を発生できるので、受信信号をこのゲート信号によって適切に取り出すことができるようになる。即ち、受信信号のノイズ成分を相関処理の際排除することができる。このため、ノイズに埋まるような受信信号であっても正確に相関処理を行うことができるようになる。
（４）ドップラー効果の補正を受信信号の複素成分毎に行うことによって、より正確な相関処理を行うことができるようになる。
（５）上記（１）から（４）に述べた構成を有することにより、送信アンテナの出力が小さい場合にも、正確な測定ができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の干渉型レーダーイメージング装置のブロック構成図である。
【図２】図１における本発明の周波数変換回路、相関処理回路及び積分回路の構成図である。
【図３】本発明の相関制御ゲートの動作説明図である。
【図４】本発明の処理アルゴリズムを説明する図である。
【図５】本発明の測定原理図である。
【図６】本発明のドップラー効果の補正信号を示す図である。
【図７】従来の観測局のブロック構成図である。
【符号の説明】
▲１▼　　送信パルス検出信号
▲２▼　　ゲート信号
８　　送信側装置
９　　受信側装置
１０　　相関器
１１　　送信アンテナ
１２　　サンプリング回路
１３　　付加タイムコード回路
１４、１７　　遅延回路Ｄ
１５　　検波回路
１６　　遅延回路Ｄ’
１８　　送信パルス発生回路
２０，４０　　遅延及び遅延追尾回路
２１、４１　　受信アンテナ
２２、４２　　サンプリング回路
２３、４３　　タイムコード回路
２４、４４　　周波数変換回路（Ｒ）
２５、４５　　周波数変換回路（Ｉ）
２６、４６　　相関処理回路（Ｒ）
２７、４７　　相関処理回路（Ｉ）
２８、２９、４８、４９　　積分回路
３０、５０　　２次元フーリエ回路
３１、５１　　ＵＶ平面上に配列する回路
３２、５２　　２次元逆フーリエ回路
２４’、２５’　　乗算器
２６−１、２７−１　　レジスタ
２６−２−１〜ｎ、３８−２−１〜ｎ　　シフトレジスタ
２６−３−１〜ｎ、２７−３−１〜ｎ　　ＮＯＲ回路
２６−４−１〜ｎ、２７−４−１〜ｎ　　カウンタ
２６−５、２７−５　　積算器[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an interferometric radar imaging method for accurately measuring the position, attitude, and the like of a satellite using a relatively low-output radar that is relatively easily available, and a correlator and an apparatus therefor.
[0002]
[Prior art]
In order to realize optical communication between the ground and the satellite, it is necessary to first capture a satellite to be a communication partner in a narrow beam of laser light. This satellite initial acquisition is usually performed by optical observation, but if the orbital elements are unstable, such as a satellite just after launch, it may be difficult to perform optical observation with a narrow detection field of view. In order to detect such a satellite, it is considered effective to use a microwave radar with a wide detection field of view.
[0003]
Detection by the ordinary radar method is performed by detecting an echo of a radar signal emitted in a pulse shape by envelope detection. For example, in the case of a very common aircraft surveillance radar (antenna diameter 83.9 cm, peak power 4 kW), an aircraft with an elevation angle of 15 degrees and an altitude of 10 km (scattering cross section of 20 m) ² (The upper limit of the detection distance is 39 km).
[0004]
However, application to the satellite orbit is difficult if it is a normal aircraft surveillance radar. For example, it is difficult to detect a satellite having an altitude of 100 km. Assuming that an 11 m diameter antenna is used as the receiving antenna, the receiving gain increases by 171 times because the diameter of the receiving antenna changes from 83.9 cm to 11 m, but the detection distance is proportional to the fourth root. The detection distance is only extended 3.6 times (140 km). In order to detect a target at a distance of 1000 km, the output power needs to be 2600 times and 10 MW. Furthermore, the effective scattering cross section of the satellite is 1m ² , The output must be increased by a factor of 20 and 2000 MW. Even when an 11 m antenna is used for both transmission and reception, transmission power of 1.2 MW is required, and it is impossible to detect a small satellite with the current radar device and reception method.
[0005]
On the other hand, as a technology to accurately measure the position of the moon, satellite, etc. using radar, it is already possible to constantly observe from the earth stably and improve the resolution by constructing a large scale synthetic antenna. A VLBI radar search method for observing the surface of an observation object and the distance to the observation object in detail has been filed by the inventor as Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-42030.
[0006]
The VLBI radar search method is a method using VLBI: very long baseline radio interferometer technology, in which a white noise or pseudo-noise diffusion signal is transmitted from a large transmitting antenna, applied to an observation object, and the returned backscattered wave is reflected. The VLBI receiving antenna receives and sequentially performs a correlation process between a transmission recording signal recorded at the time of transmission and a reception recording signal recorded at the time of reception to obtain time-series data of a correlation cross spectrum due to a change in the position between the earth and the observation object. It is characterized in that an image of an observation object surface and a distance to the observation object are obtained by performing two-dimensional inverse Fourier transform.
[0007]
FIG. 7 is a diagram schematically showing the configuration of the VLBI radar search method of the present invention. In the figure, the VLBI radar search method of the present invention radiates a white noise or PN (pseudo noise) spread signal output from a signal generation unit 52 as a transmission signal 53 from a large transmission antenna 51 provided in a VLBI observation station, and performs observation. The backscattered wave 55 that returned after hitting the object (here, the moon) 54 was received by the receiving antenna 56 of the VLBI observation station, and was recorded by the transmission recording signal recorded by the transmission recording unit 57 during transmission and by the reception recording unit 58 during reception. Correlation processing with the received recording signal is sequentially performed by the correlation processing section 59, and time series data (spatial frequency spectrum) of a correlation cross spectrum due to a change in the earth / month position is obtained. This data includes information such as distance information to the lunar surface, the state of the lunar surface, the reflection coefficient on the lunar surface, and the like, by performing two-dimensional inverse Fourier transform, the image of the lunar surface and the lunar surface. To get the distance to.
[0008]
This prior art is a VLBI radar search method for viewing the position of a moon to be measured and an image (an image captured by measuring a correlation amplitude and a phase angle of a backscattered signal using radio waves). On the other hand, when the transmission output level is low, the reception level becomes close to the noise level because the reception level becomes considerably small. In order to solve this, the transmission output level must be increased.
[0009]
Further, since a continuous wave is used as the transmission / reception signal, it takes time to integrate the continuous wave, and there is a problem in that measurement is easily and accurately performed.
[0010]
In view of the above problems, an object of the present invention is to improve the resolution by constructing a synthetic antenna, and to easily and accurately observe the surface of an observation object and the distance to the observation object even with a low-output radar. It is an object of the present invention to provide an interferometric radar imaging method and a correlator and an interferometric radar imaging apparatus for the method.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention employs the following solutions.
(1) In the interference radar imaging method, a procedure of detecting a transmission pulse signal and generating a gate signal according to the transmission pulse signal, detecting a reception signal, and performing a correlation process between the reception signal and the transmission pulse signal. And a step of extracting the signal subjected to the correlation processing by the gate signal.
(2) In the interference radar imaging method, a procedure for detecting a transmission pulse signal and generating a gate signal according to the transmission pulse signal, detecting a reception signal, and correcting the reception signal with a signal of each component of a complex signal. Performing a complex correlation process on each signal corrected for each component and the transmission pulse signal, and extracting the correlated signals by the gate signal.
(3) In the interference radar imaging method, a procedure for detecting a transmission pulse signal supplied to a transmission antenna, generating a gate signal according to the transmission pulse signal, detecting a reception signal, and detecting the reception signal and the transmission A step of correlating the pulse signal, a step of integrating the result of the correlation processing by the gate signal, a step of performing a two-dimensional Fourier transform on the value of the integration, and a step of arranging the result of the two-dimensional Fourier transform on a UV plane; Performing a two-dimensional inverse Fourier transform on the signals arranged on the UV plane to obtain an image image.
(4) In the interference radar imaging method, a procedure for detecting a transmission pulse signal supplied to a transmission antenna, generating a gate signal in accordance with the transmission pulse signal, detecting a reception signal, and correcting a Doppler effect. A procedure for correcting the reception signal with each signal divided for each imaginary part or real part of the correction signal, a procedure for respectively correlating the corrected signal and the transmission pulse signal, A procedure of integrating by a gate signal, a procedure of performing a two-dimensional Fourier transform on the value of each integral, and a procedure of arranging the result of the two-dimensional Fourier transform on a UV plane, and a two-dimensional inverse Fourier transform of the signal arranged on the UV plane And obtaining the image image.
(5) In the interferometric radar imaging apparatus, at least the transmitting antenna and the sampling means are provided in the transmitting apparatus, and the transmitting antenna and the sampling means are directly connected to directly transmit the transmitting pulse signal input to the transmitting antenna. Is detected.
(6) In the interferometric radar imaging apparatus, the transmitting apparatus is provided with means for generating a gate signal having a signal width corresponding to a transmission pulse signal input to the transmitting antenna, and the receiving apparatus transmits the received signal to the gate signal. , An integrating means for taking out the data is provided.
(7) In the interference radar imaging apparatus, a transmitting antenna, a sampling unit directly connected to the transmitting antenna and directly detecting a transmitting pulse signal input to the transmitting antenna, and a transmitting antenna, A gate signal generating means for generating a gate signal having a signal width corresponding to the transmission pulse signal input to
The receiving side device is provided with correlation processing means for performing correlation processing of a received signal and the detected transmission pulse signal, and integration means for extracting an output signal of the correlation processing means by the gate signal.
(8) In the interferometric radar imaging apparatus, the reception side apparatus receives the reception antenna, the sampling means for detecting the reception signal, and the signal for each imaginary part or real part in the complex correction signal for correcting the Doppler effect. Frequency conversion means for respectively correcting signals, complex correlation processing means for performing correlation processing between output signals of the respective frequency conversion means and transmission pulse signals, and integration means for extracting output signals of the complex correlation processing means by gate signals Is provided.
(9) In the interferometric radar imaging apparatus according to the above (8), in the receiving apparatus, a two-dimensional Fourier transform for performing a two-dimensional Fourier transform on an output of the integrating means for extracting an output signal of the complex correlation processing means by the gate signal. Means, means for arranging the output of the two-dimensional Fourier transform means on a UV plane, and two-dimensional inverse Fourier transform means for performing a two-dimensional inverse Fourier transform on the output of the means for arranging on the UV plane. Features.
(10) The interference radar imaging apparatus according to any one of (5) to (9), wherein a plurality of receiving antennas and a plurality of signal processing devices connected to the receiving antenna are provided.
(11) In a correlator, a correlation processing means for performing correlation processing on a transmission pulse signal and a reception signal of the transmission pulse signal, and an integration means for extracting an output signal of the correlation processing means with the gate signal corresponding to the transmission pulse signal. It is characterized by becoming. (12) In a correlator, frequency conversion means for correcting the received signal with each signal divided for each imaginary part or real part of a complex correction signal, an output signal of each of the frequency conversion means, and the transmission pulse signal And a integrating means for extracting an output signal of the correlation processing means by the gate signal.
[0012]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
The present invention has the following features.
[0013]
A feature 1 of the present invention resides in that a relatively low-power radar, such as an aircraft surveillance radar, which is relatively easily available, is used to detect a relatively distant satellite or the like. As a result, it is possible to accurately observe a distant object even with a radar having a small output.
[0014]
The feature 2 of the present invention is that a transmission pulse signal directly transmitted from a pulse generation circuit (a circuit for converting a CW, a chirp signal, white noise or a PN (pseudo noise) spread signal or the like into a time pulse) to a transmission antenna is directly transmitted through a transmission line. In this case, the detection is performed without attenuation and noise, and correlation processing is performed using the transmission pulse signal. As a result, it is possible to obtain a transmission signal having an infinite SN ratio, that is, a transmission signal containing no noise.
[0015]
A feature 3 of the present invention is that the reception signal is gate-controlled by a gate signal corresponding to the transmission pulse signal. This makes it possible to extract the received signal only during the gate period of the received signal excluding the period during which the output is suppressed by the correlation suppression gate. That is, a signal portion that has been subjected to the correlation processing with the transmission pulse signal can be extracted.
[0016]
Next, an outline of a new satellite acquisition system in which an inexpensive radar and interferometer technology are integrated, which is an embodiment of the present invention having the above features, will be described in detail with reference to the drawings.
[0017]
FIG. 3 is an explanatory diagram of the operation of the correlation gate of the present invention. FIG. 4 is a diagram for explaining the processing algorithm of the present invention. FIG. 5 is a diagram illustrating the measurement principle of the present invention.
[0018]
The present invention enables precise measurement by a method using the technique of interferometer for signal detection. The purpose of this method is to determine the satellite orbit and attitude without using any special device for the satellite, and to use a CW, chirp signal, white noise or PN (pseudo noise) spread signal as a transmission signal from one transmission antenna. As shown in FIG. 5, the backscattered wave radiated in a pulse and returned to the satellite is received by the receiving antenna of the interferometer observation station, and the transmission record signal recorded at the time of transmission is shown in FIG. The correlation processing of the received record signal is performed sequentially while performing the gate operation for suppressing the correlation where there is no signal, and the time series data (spatial frequency spectrum) of the correlation cross spectrum due to the change in the position between the earth and the observed object is obtained. Then, an image (satellite attitude) due to backscattering of the satellite and a distance to the satellite are obtained by two-dimensional inverse Fourier transform. Ultimately, the goal is to obtain a satellite image (attitude) by using a plurality of receiving stations.
[0019]
As shown in FIG. 4, since the obtained correlation is detected as a complex correlation result, it appears on the two-dimensional plane of the time residual and the rate residual from the predicted value. The present invention is an application of interferometer technology for capturing an optical communication satellite, and is based on real-time VLBI digital signal processing technology and high-speed data transmission, and is an application of radar technology.
[0020]
In FIG. 4, a signal obtained by gating the received signal and a signal obtained by gating the transmitted signal are subjected to complex correlation processing while performing satellite orbit and earth rotation correction, and the complex correlation result is subjected to two-dimensional Fourier transform. The results are arranged on a UV plane to display a movement locus. The two-dimensional Fourier-transformed signal is subjected to two-dimensional inverse Fourier transform to obtain a satellite image. Since it is known that the output of the interferometer is a Fourier component of the luminance distribution of the object, imaging can be performed by collecting and arranging many Fourier components on the UV plane and performing an inverse Fourier transform. This makes it possible to represent the position, attitude, orientation, and the like of the satellite.
Here, the UV plane will be briefly mentioned. In the case of an interferometer, the resolution and the resolution direction are determined by "the amount of the baseline (between the transmitting station and the receiving station) vector projected on a plane perpendicular to the satellite direction / observed wavelength". The larger this amount, the higher the resolution. The disassembly direction changes with the movement of the satellite and the rotation of the earth. It can be said that the UV plane expresses the resolution and the resolution direction. Since it is described on the coordinates defined by the axes of the right ascension component (U) and the declination component (V), it is called in this way.
[0021]
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram of the interferometric radar imaging apparatus of the present invention. The interferometric radar imaging device includes each antenna and other signal processing devices. The signal processing device includes a correlator 10.
[0022]
Each antenna comprises a transmitting antenna 11 and receiving

antennas

21 and 41. In the present invention, the transmitting antenna is a radar with a relatively small output which can be obtained relatively easily as shown in FIG. 5. In the case of the first embodiment, an aeronautical surveillance radar is used. The number of receiving antennas is arbitrary.
[0023]
No special conditions are set for the characteristics of the receiving antenna, but those having high sensitivity are preferable because the level of the received signal is small.
[0024]
The signal processing device includes a transmitting device 8 and a receiving device 9.
The transmission side device 8 includes a transmission antenna 11, a sampling circuit 12, an additional time code circuit 13 provided as necessary, delay circuits D14 and 17, a detection circuit 15, a delay circuit D'16, and a transmission pulse signal generation circuit 18,
A branch point of the sampling circuit 12 and the detection circuit 15 is directly connected to a connection point between the transmission antenna 11 and the transmission pulse signal generation circuit 18, and one branch line includes a series connection of the sampling circuit 12, the additional time code circuit 13, and the delay circuit D14. A connection circuit is provided to output the transmission pulse detection signal {circle around (1)}, and the other branch line is provided with a series connection circuit of the detection circuit 15-delay circuit D'16-delay circuit D17 to output the gate signal {circle around (2)}. .
[0025]
In particular, since the transmitting antenna 11 and the sampling circuit 12 are directly connected, the input signal of the sampling circuit 12 has an infinite S / N ratio (SNR). This makes it possible for the transmission pulse detection signal to be a signal without noise.
[0026]
The operation will be described. The transmission pulse signal X (t) from the transmission pulse generation circuit 18 is transmitted to the satellite via the transmission antenna 11.
[0027]
At the same time, the transmission pulse signal X (t) is sampled by the sampling circuit 12 as a signal having an infinite S / N ratio, and a time code is added by an additional time code circuit 13 as necessary. The signal is formed into a pulse signal having a predetermined pulse width and a predetermined pulse height as a signal, and is output as a transmission pulse detection signal (1) delayed by a predetermined amount in the delay circuit D14 as shown in FIG. You.
[0028]
Similarly, the transmission pulse signal X (t) is detected by the detection circuit 15 and output as an envelope pulse waveform signal of the transmission pulse signal, and the envelope pulse waveform signal is delayed by the delay time D ′ by the delay circuit D′ 16, This signal is output as a gate signal (2) by the delay circuit D17.
[0029]
As shown in FIG. 3, the gate width of the gate signal (2) has a width including the pulse width of the transmission pulse detection signal (1), and is provided for the correlation suppression period.
[0030]
The transmission pulse detection signal {circle around (1)} and the gate signal {circle around (2)} are sent as signals for correlation processing to a receiving side device described below.
[0031]
The receiving side device 9 shows an example in which there are two receiving antennas, and delay and

delay tracking circuits

20 and 40, receiving

antennas

21 and 41,

sampling circuits

22 and 42,

time code circuits

23 and 43, a

frequency conversion circuit

24, 25, 44 and 45, correlation processing circuits (R) 26 and 46, correlation processing circuits (I) 27 and 47,

integration circuits

28, 29, 48 and 49, two-dimensional

Fourier transform circuits

30 and 50, arranged on the UV plane And two-dimensional inverse Fourier transform circuits 32 and 52.
[0032]
A series circuit including the frequency conversion circuit, the correlation processing circuit, and the integration circuit is provided for each of a real part or an imaginary part that takes a complex correlation between the received signal and the correction signal.
[0033]
In FIG. 1, when the backscattered wave from the satellite arrives at the receiving

antennas

21 and 41 as shown by the arrows in FIG. ₁ (T), Y ₂ (T), and this pulse signal Y ₁ (T) and the pulse signal Y ₂ (T) is a signal obtained by adding a noise component to the transmission pulse signal, and is sampled by the

sampling circuits

22 and 42, and time codes are added by the

time code circuits

23 and 43, respectively. _1m (T) and the pulse signal Y _2m (T).
[0034]
Items to be corrected in the correlation detection between the backscattered wave and the transmission signal include delay time correction (bit tracking) and frequency correction (fringe rotation).
[0035]
The arrival time difference of the received signals at the receiving

antennas

21 and 41 changes with the satellite position / velocity, the rotation of the earth, and the revolution. This is corrected by delay time correction, which is performed by the delay and

delay tracking circuits

20 and 40.
[0036]
The line-of-sight velocities of the

antennas

21 and 41 with respect to the satellite change with the satellite position / velocity, the rotation and the revolution of the earth. Therefore, the reception frequency of the

antennas

21 and 41 is the frequency of the backscattered wave from the satellite. _To On the other hand, it changes under the influence of the Doppler effect. This is corrected by frequency correction.
[0037]
This frequency correction is performed by the

frequency conversion circuits

24, 25, 44, and 45 in the form of two components having a phase difference orthogonal, that is, a complex number.
[0038]
The operation of the

frequency conversion circuits

24, 25, 44 and 45 will be described with reference to FIG. The circuit shown in FIG. 2 is a partial circuit connected to one of the receiving antennas 21 and constitutes a correlator 10 that performs complex correlation processing in the whole of FIG.
[0039]
The basic function as a correlator is executed by a correlation processing circuit that performs a correlation process between a transmission (pulse) signal and a reception signal. In this sense, the minimum configuration as a correlator is a correlation processing circuit. Further, the configuration of the correlator effective when the transmission signal is a pulse signal includes a correlation processing circuit that performs a correlation process between the transmission pulse signal and the reception signal, and a gate signal corresponding to the transmission pulse signal according to the output signal of the correlation processing circuit. And an integration circuit extracted by Furthermore, an effective correlator configuration when correcting and correlating with the real or imaginary part of the Doppler effect correction signal, which is a complex signal, corrects the received signal with the real or imaginary part of the Doppler effect correction signal, respectively. A frequency conversion circuit, a correlation processing circuit that performs a correlation process between each output signal of the frequency conversion circuit and a transmission pulse signal, and an integration circuit that extracts each output signal of the correlation processing circuit by a gate signal corresponding to the transmission pulse signal. Consists of
[0040]
The modified signal of the Doppler effect is represented as a complex number consisting of a real part and an imaginary part. The real part (sin component) and the imaginary part (cos component) are represented by orthogonal components. For example, when the data is sampled with one bit, the sin component and the cos component approximate the sine wave and the cos wave with three values of 1, 0, and -1 as shown in FIG. 6 in order to suppress the loss due to the frequency correction. The phases of the sine wave and the cosine wave are obtained by calculation based on the position of the satellite, the transmission frequency, and the amount of change in the time required for the transmission wave to return after hitting the satellite.
[0041]
The

frequency conversion circuits

24 and 25 are configured by multipliers 24 'and 25', as shown in FIG.
[0042]
The

correlation processing circuits

26 and 27 are configured to calculate the values of the register and the shift register by the EXNOR circuit, count the result by the

integration circuits

28 and 29, and output after integration.
[0043]
The

integration circuits

28 and 29 are composed of a counter and an integrator, and are configured to count during a period controlled by the gate signal (2).
[0044]
X in FIG. _n (T) represents the transmission pulse detection signal (1) in FIG. Signal X _n (T) is subjected to delay time correction (this amount differs for each station) by the delay and delay tracking circuit 20, and is set in the register 26-1 of the correlation processing circuit 26 and the register 27-1 of the correlation processing circuit 27.
[0045]
Y in FIG. _1m (T) is an output reception signal of the time code circuit 23 of FIG.
[0046]
Signal Y _1m (T) is a signal Y obtained by multiplying and correcting the real part sin signal in the corrected Doppler effect of the satellite by the multiplier 24 'in the frequency conversion circuit 24 and correcting the signal Y _1mR (T) is set in the shift registers 26-2-1 to 26-n of the correlation processing circuit 26.
[0047]
On the other hand, the signal Y _1m (T) is a signal Y obtained by multiplying and correcting the imaginary part cos signal in the corrected Doppler effect of the satellite by the multiplier 25 'in the frequency conversion circuit 25, and correcting the signal Y. _{1 ml} (T) is set in the shift registers 27-2-1 to 27-n of the correlation processing circuit 27.
[0048]
Next, in the correlation processing circuit 26, the values of the register 26-1 and the values of the cyst registers 26-2-1 to 26-n are calculated by the EXNOR circuits 26-3-1 to n, and the calculation result is stored in the integration circuit 28. The count is performed by the counters 28-1-1 to 28-n, and the values of the counters are integrated and output by the integrators 28-2-1 to 28-n.
[0049]
The integration circuit 28 counts the output of the correlation processing circuit 26 during the period in which the gate signal (2) is not suppressed, and _n (T) and signal Y _1mR The phase difference of (t) is obtained.
[0050]
Similarly, in the correlation processing circuit 27, the values of the register 27-1 and the values of the cyst registers 27-2-1 to 27-n are calculated by the EXNOR circuits 27-3-1 to n, and the calculation result is calculated by the integration circuit 29. The count is performed by the counters 29-1-1 to 29-n, and the values of the counters are integrated and output by the integrators 29-2-1 to 29-n.
[0051]
The integration circuit 29 counts the output of the correlation processing circuit 27 during the period in which the gate signal is not suppressed, and counts the signal X. _n (T) and signal Y _{1 ml} The phase difference of (t) is obtained.
[0052]
By this processing, a zero-level signal and noise between the pulse signals of the transmission pulse signal can be excluded from the reception signal. As a result, measurement accuracy is greatly improved.
[0053]
The transmission signal X input by the delay and

delay tracking circuits

20 and 40, the correlation processing circuits (R) 26 and 46, the correlation processing circuits (I) 27 and 47, and the

integration circuits

28, 29, 48, and 49. _n (T) and received signal Y _1m (T) is subjected to correlation processing to obtain time-series data (spatial frequency spectrum) of a correlation cross spectrum. This data includes information on the distance to the satellite, the state of the satellite, the reflection coefficient at the satellite, and the like. The data is converted by the next two-dimensional Fourier transform circuit to extract the information.
[0054]
A correlator according to the present invention basically includes a correlation processing circuit serving as correlation processing means for performing a correlation process between a transmission pulse signal and a reception signal, and a gate signal that defines a pulse period of the transmission pulse signal by using a signal of the correlation processing circuit. And an integration circuit serving as integration means for extracting the influence of noise as much as possible.
[0055]
Further, the correlator of the present invention configures the received signal as a signal representing a real part or an imaginary part of the complex signal, and the correlation processing means described above for each of the real part or the imaginary part of the complex signal. Integral means is applied.
[0056]
Returning to FIG. 1, the outputs of the integrating

circuits

28, 29, 48 and 49 are converted by two-dimensional

Fourier transform circuits

30 and 50, respectively, and coordinate data including distance information to the satellite is extracted.
[0057]
The

circuits

31 and 51 arranged on the UV plane convert the result of the two-dimensional Fourier transform into data for displaying on the UV plane, display the data on the UV plane, and output the data to the two-dimensional inverse Fourier transform circuits 32 and 52. . On the UV plane, for example, the coordinates of the satellite are displayed.
[0058]
The two-dimensional inverse Fourier transform circuits 32 and 52 output an image output, for example, an image of a satellite surface.
[0059]
The outputs of the

circuits

31 and 51 arranged on the UV plane and the outputs of the two-dimensional inverse Fourier transform circuits 32 and 52 are different from each other. Etc. will be included. By increasing the number of antennas, it is possible to increase the amount of data as in the case of a CT scan and refine the synthesized image.
(SNR of the interferometric radar imaging apparatus of the present invention)
In the present invention, since the output of the transmission radar is small, a sufficient SNR (signal-to-noise ratio) cannot be expected with a simple radar system or correlation system. Therefore, a correlation method using a correlation gate as shown in FIG. 3 is adopted. The correlation gate stops the correlation operation when there is no radar signal. Further, the correlator has a correction function in the frequency / time direction, and cancels Doppler of the satellite and the earth. FIG. 3 shows an image of the transmission radar signal and the correlation control gate. The closer the correlation control gate is to the radar signal pulse, the higher the SNR is.
[0060]
[Table 1]

[0061]
Table 1 shows the line design parameters. The signal strength of the transmission system is estimated from the conditions. First, Ramda (λ) is obtained by Expression 1, and the transmission antenna gain Gain is obtained by Expression 2.
[0062]
(Equation 1)

[0063]
[Equation 2]

[0064]
Signal strength Power transmitted from the transmitting antenna received in satellite orbit _dens [W / m ² / Hz] is obtained by Expression 3. The signal strength means a power density at a place separated by a predetermined distance.
[0065]
[Equation 3]

[0066]
Here, Bandwidth (bandwidth) has a spread of the spectrum because it is time-division transmission even in the case of the CW signal, and is obtained by Expression 4. The transmission bandwidth differs depending on the pulse width.
[0067]
(Equation 4)

[0068]
Beam spread in satellite orbit is Beam _d Is obtained by Expression 5.
[0069]
(Equation 5)

[0070]
The pseudo antenna beam formed by the receiving antenna baseline is obtained by Expression 6. If this is smaller than the transmission beam diameter determined by Equation 5, or if the equivalent scattering cross section of the satellite is smaller, the smaller of Equation 5 or Equation 6 is used as the area used for reflection.
[0071]
(Equation 6)

[0072]
The received signal equivalent flux (radio wave source intensity) in consideration of the reflection coefficient is obtained by Expression 7 for a long base line.
[0073]
(Equation 7)

[0074]
This time, since the distance between the receiving antennas is short, the equivalent scattering cross section of the satellite (Sm ² ) Is assumed to be small, and the calculation proceeds. The equivalent flux of the reflected signal is obtained by Expression 8.
[0075]
[Equation 8]

[0076]
This is 1 × 10- ²⁶ Is the flux density [Jy] (Jansky: unit) often used in VLBI. This is received by the receiving antenna.
[0077]
Since the integration time that is effective at the time of actual correlation is only the time during which the pulse is present, the effective integration time is obtained by Expression 9. This is an integral consisting only of the gate time.
[0078]
[Equation 9]

[0079]
The SNR in the case where the correlation processing is performed as a normal VLBI signal (for a radio star) is obtained by Expression 10.
[0080]
(Equation 10)

[0081]
Equation 1 is expressed by taking into account 1-bit sampling, atmospheric scintillation, and fringe stopping loss (loss of Doppler correction). The SNRv considering the total loss is represented by Expression 11.
[0082]
[Equation 11]

[0083]
Here, the correlation process is performed only during the time when the signal pulse exists using the gate function at the time of correlation. The resulting improvement in SNR is expressed by equation 13. Gate improvement: As can be seen from Equation 12, Gate _gain Is the maximum value of Gate _time = Pulse _width Is the case.
[0084]
(Equation 12)

[0085]
(Equation 13)

[0086]
The above describes VLBI (extremely long baseline radio interference method) in the case of received signals.
[0087]
The following is the SNR for an example in which the correlation between the transmission signal and the reception signal of the present invention is considered.
[0088]
In the case of the present invention, since the signal at the time of transmission can be used as a reference station signal, the SNR can be defined only by the received signal SNR. Equation 14 is obtained by transforming into a form depending only on the received signal SNR. Here, the opening area of the receiving antenna is defined as Ar [m ² ]. The SNRs are SNRs in consideration of a theoretical loss.
[0089]
(Equation 14)

[0090]
SNR _S Is Bandwidth _S The SNR can be improved by increasing. Further, by changing the quantization level of sampling from 1 bit to 2 bits, an improvement of 0.88 / 0.64 times can be achieved.
[0091]
Further, the estimated observation error is obtained from Expression 15 using the signal bandwidth.
[0092]
(Equation 15)

[0093]
For example, integration time 10 seconds, scattering cross section 1m ² Assuming a bandwidth of 5 MHz, SNR = 4.8E-5 in the VLBI system and SNR = 25.9 in the present system.
[0094]
By using the SNR technique described above, the SNR of the present invention can be correctly evaluated, and it can be understood that the SNR of the present invention is superior to the conventional one in each stage.
[0095]
【The invention's effect】
The present invention has the following effects.
(1) In the transmission side circuit, since the sampling circuit is directly connected to the transmission line connecting the transmission antenna and the transmission pulse generation circuit, the transmission signal can be detected with infinite SNR, that is, without any noise. become able to.
(2) Since the correlation processing between the detection signal having the infinite SNR and the received signal can be performed, the accuracy of the correlation processing can be improved.
(3) Since a gate signal corresponding to the transmission pulse signal can be generated, the reception signal can be appropriately extracted by the gate signal. That is, the noise component of the received signal can be eliminated during the correlation processing. For this reason, even if the received signal is buried in noise, the correlation processing can be performed accurately.
(4) By correcting the Doppler effect for each complex component of the received signal, more accurate correlation processing can be performed.
(5) With the configuration described in (1) to (4) above, accurate measurement can be performed even when the output of the transmitting antenna is small.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of an interferometric radar imaging apparatus according to the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram of a frequency conversion circuit, a correlation processing circuit, and an integration circuit of the present invention in FIG.
FIG. 3 is a diagram illustrating the operation of a correlation control gate according to the present invention.
FIG. 4 is a diagram illustrating a processing algorithm of the present invention.
FIG. 5 is a diagram illustrating a measurement principle of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing a Doppler effect correction signal of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram of a conventional observation station.
[Explanation of symbols]
(1) Transmission pulse detection signal
(2) Gate signal
8 Transmitting device
9 Receiver device
10 Correlator
11 transmitting antenna
12 Sampling circuit
13. Additional time code circuit
14, 17 delay circuit D
15 Detection circuit
16 Delay circuit D '
18 Transmission pulse generation circuit
20,40 delay and delay tracking circuit
21, 41 receiving antenna
22, 42 sampling circuit
23, 43 Time code circuit
24, 44 Frequency conversion circuit (R)
25, 45 Frequency conversion circuit (I)
26, 46 Correlation processing circuit (R)
27, 47 Correlation processing circuit (I)
28, 29, 48, 49 Integrator
30, 50 Two-dimensional Fourier circuit
31, 51 Circuit arranged on UV plane
32,52 two-dimensional inverse Fourier circuit
24 ', 25' multiplier
26-1, 27-1 registers
26-2-1 to n, 38-2-1 to n Shift Register
26-3-1 to n, 27-3-1 to n NOR circuits
26-4-1 to n, 27-4-1 to n Counter
26-5, 27-5 Integrator

Claims

A step of detecting a transmission pulse signal and generating a gate signal in accordance with the transmission pulse signal, detecting a reception signal, performing a correlation process between the reception signal and the transmission pulse signal, An interferometric radar imaging method comprising a step of taking out a gate signal.

A procedure for detecting a transmission pulse signal and generating a gate signal in accordance with the transmission pulse signal, a procedure for detecting a reception signal and correcting the reception signal with a signal of each component of the complex signal, and a procedure for correcting each of the components. A step of performing complex correlation processing on each signal and the transmission pulse signal, and a step of extracting each of the signals subjected to the correlation processing using the gate signal.

Detecting a transmission pulse signal supplied to a transmission antenna, generating a gate signal according to the transmission pulse signal, detecting a reception signal, performing a correlation process on the reception signal and the transmission pulse signal, A procedure for integrating the processed result by the gate signal, a procedure for performing a two-dimensional Fourier transform on the value of the integration, and a procedure for arranging the result of the two-dimensional Fourier transform on a UV plane; A method of performing an inverse Fourier transform to obtain an image image.

While detecting the transmission pulse signal supplied to the transmission antenna, a procedure for generating a gate signal according to the transmission pulse signal, detecting the reception signal, for each imaginary part or real part of the complex correction signal for correcting the Doppler effect A procedure for correcting the received signal with each divided signal, a procedure for correlating the corrected signal and the transmission pulse signal, a procedure for integrating the results of the correlation processing with the gate signal, A procedure of performing a two-dimensional Fourier transform on the value of the integral, arranging the result of the two-dimensional Fourier transform on a UV plane, and performing a two-dimensional inverse Fourier transform on the signal arranged on the UV plane to obtain an image image. An interferometric radar imaging method characterized in that:

An interference type characterized in that the transmitting device is provided with at least a transmitting antenna and a sampling unit, and the transmitting antenna and the sampling unit are directly connected to directly detect a transmission pulse signal input to the transmitting antenna. Radar imaging device.

The transmitting device is provided with means for generating a gate signal having a signal width corresponding to the transmission pulse signal input to the transmitting antenna, and the receiving device is provided with integrating means for extracting a received signal by the gate signal. Interferometric radar imaging device.

A transmitting device, a transmitting antenna, a sampling unit that is directly connected to the transmitting antenna and directly detects a transmitting pulse signal input to the transmitting antenna, and that responds to the transmitting pulse signal input to the transmitting antenna. Gate signal generating means for generating a gate signal having a signal width of
An interference-type receiving apparatus, comprising: a correlation processing means for performing a correlation processing between a reception signal and the detected transmission pulse signal; and an integration means for extracting an output signal of the correlation processing means by the gate signal. Radar imaging device.

On the receiving side, a receiving antenna, sampling means for detecting a received signal, and frequency conversion means for correcting the received signal with a signal for each imaginary part or real part in a complex correction signal for correcting the Doppler effect, An interference type comprising: a complex correlation processing means for performing a correlation process between an output signal of each of the frequency conversion means and a transmission pulse signal; and an integration means for extracting an output signal of the complex correlation processing means by a gate signal. Radar imaging device.

In the receiving-side device, a two-dimensional Fourier transform unit that performs two-dimensional Fourier transform on an output of the integrating unit that extracts an output signal of the complex correlation processing unit by the gate signal, and outputs an output of the two-dimensional Fourier transform unit on a UV plane. 9. The interferometric radar imaging apparatus according to claim 8, further comprising means for arranging, and two-dimensional inverse Fourier transform means for two-dimensional inverse Fourier transforming an output of the means for arranging on the UV plane.

10. The interference radar imaging apparatus according to claim 5, wherein a plurality of receiving antennas and a plurality of signal processing devices connected to the receiving antenna are provided.

Correlation comprising correlation processing means for performing correlation processing on a transmission pulse signal and a reception signal of the transmission pulse signal, and integration means for extracting an output signal of the correlation processing means with the gate signal corresponding to the transmission pulse signal. vessel.

Frequency conversion means for correcting the reception signal with each signal divided for each imaginary part or real part of the complex correction signal, and a complex for performing a correlation process between the output signal of each frequency conversion means and the transmission pulse signal A correlator comprising: correlation processing means; and integration means for extracting an output signal of the correlation processing means by the gate signal.