【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電磁波を送受するアンテナに係り、特に中波帯から超短波、極超短波に利用できるアンテナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のアンテナの動作原理は次の５種に大別できる。
第１は直線、あるいはその類似形状の導電体に電界の作用により電圧を生ぜしめるもの、第２は環状導体を貫通する電磁波により該導体の始端と終端の両端に電圧を生ぜしめるもの、第３は導電体の開口周囲に生ずる渦電流を利用して概開口部に電磁波を収束せしめるもの、第４は高周波磁性体により磁束を収束し、電気巻線（コイル）により磁束を電圧に変換するもの、第５は回転放物線面状の導電体表面における反射を利用して電磁波を収束するものである。
【０００３】
上記アンテナの具体的な名称を示すと、第１は短波以下の周波数帯で利用される逆Ｌアンテナ、同じ周波数帯、あるいはそれ以上の周波数で用いられるダイポールアンテナ及びモノポールアンテナである。ＦＭ放送やＴＶ信号の受信に利用される八木式アンテナはダイポールアンテナに導波器と反射器を設けたものである。
第２はループアンテナである。
第３はスロットアンテナと呼ばれるものであり、携帯電話の地上局、衛星放送受信用平面アンテナなどに応用されている。
第４はフェライトアンテナ、あるいはバーアンテナと称されるものであり、高周波磁性体としてフェライトコアが使用される。
第５はパラボラアンテナであり、超短波以上の電波の送受信、あるいはレーダーのアンテナとして用いられている。
【０００４】
従来、導電体による磁界収束手段は、商用周波数（５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚ）近辺の低周波で利用され、主として電磁ポンプなどの電気機械に応用されている（例えば非特許文献１参照。）。
【０００５】
【非特許文献１】
Ｋ． Ｂｅｓｓｈｏ、ｅｔ ａｌ．“Ａ ＨＩＧＨ ＭＡＧＮＥＴＩＣ ＦＩＥＬＤ ＧＥＮＥＲＡＴＯＲ ＢＡＳＥＤ ＯＮ ＴＨＥ ＥＤＤＹ−ＣＵＲＲＥＮＴ ＥＦＦＥＣＴ”， ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＭＡＧＮＥＴＩＣＳ， ＶＯＬ．２２， ＮＯ．５， ｐｐ． ９７０−ｐｐ． ９７２， ＪＵＬＹ １９８６ 及び、Ｋ． Ｂｅｓｓｈｏ、ｅｔ ａｌ． “ＡＮＡＬＹＳＩＳ ＯＦ Ａ ＮＯＶＥＬ ＬＡＭＩＮＡＴＥＤ ＣＯＩＬＵＳＩＮＧ ＥＤＤＹ ＣＵＲＲＥＮＳ ＦＯＲ ＡＣ ＨＩＧＨ ＭＡＧＮＥＴＩＣ ＦＩＥＬＤ”， ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＭＡＧＮＥＴＩＣＳ， ＶＯＬ．２５， ＮＯ．４， ｐｐ． ２８５５−ｐｐ． ２８５７， ＪＵＬＹ １９８９
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記第１と第３のアンテナの出力電圧最大値は電界強度とアンテナ長の積であり、大きなアンテナ利得を期待できないという欠点を持っている。この欠点を補うため、第３のアンテナの場合、複数のアンテナを並列に接続することにより、低インピーダンスの負荷に対して大きな出力電力を得る使用方法が取られている。
【０００７】
第２のループアンテナは、コイルが張る面を通過する磁束を検出するものであり、コイルの面積を大きくし、更にコイルの巻き回数を増すことにより出力電圧を高めることが可能である。しかし、面積の大きなコイルの巻き回数を増すとコイルのインダクタンスとコイル線間の浮遊キャパシタンスが増加し、コイルの共振周波数が低下する。該共振周波数は、送・受信を目的とする周波数より高く選ぶ必要があるため、コイルの面積及び巻き回数が制約されるという欠点を持っている。
【０００８】
第４のフェライトアンテナは、フェライトコアで磁束を収束することによってコイル面積を縮小可能にしたものであり、コイル巻き回数を高めることが出来るので中波領域の高感度アンテナとして広く採用されている。しかし、１ＭＨｚ以上の周波数ではフェライト磁性材料の透磁率が周波数にほぼ反比例して低下し、更に磁性材料の動作周波数上限が約１０ＧＨｚであるため超短波領域以上の周波数に適用できない欠点を持っていた。
【０００９】
第５のパラボラアンテナは、対象とする電磁波の波長より外形寸法が大きな回転放物線面の反射鏡を用いて電磁波を収束するため高いアンテナ利得を得られるが、指向性が強いため主として固定局に利用される。
【００１０】
本発明は上記の課題を解決するためになされたもので、共振周波数の低下をきたすことなくコイルの巻き回数を増加でき、電圧感度が高く、かつ適用周波数範囲の広いアンテナを提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るアンテナは、導体板の中央に穴を設けると共に、この穴から外周縁辺に連結する切り欠きを設け、上記穴内に磁束を収束する磁束収束手段と、上記磁束収束手段により収束された磁束を電圧に変換する電圧変換手段とからなるアンテナ素子を複数配列したことを特徴とする。
【００１２】
（作用）
本発明は、特定形状を持つ導体板の渦電流効果を利用して磁束を収束することにより高周波の磁束を微小な領域に収束する点が第１の特徴である。更に、収束された磁束を面積が小さく、共振周波数が高い多回巻き検出コイルで電圧に変換する点が第２の特徴である。本発明は上記の手段により高周波領域で高い受信感度のアンテナを実現するものである。
【００１３】
従来、導電体による磁界収束手段は、上記非特許文献１に見られるように、商用周波数（５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚ）近辺の低周波で利用され、主として電磁ポンプなどの電気機械に応用されている。
【００１４】
上記文献１に示された磁束収束手段は、中央に穴を持つ導電体円板の外周とこの穴にまたがる細い切り欠きを設け、渦電流の作用により円板面の垂直に与えられた交番磁束を上記穴に収束するものである。
【００１５】
上記文献１は励磁コイルが発生する交番磁束を収束する応用について記述したものであり、電磁波中の磁束成分の収束に関する記述は見られない。
【００１６】
本発明の磁界収束手段の作用は、基本的に上記文献１に示されている導体板（Ｃｏｎｄｕｃｔｉｖｅ Ｐｌａｔｅ）と同一であるが、本発明の磁界収束手段は数百ｋＨｚないし数ＧＨｚの極めて高い周波数範囲で使用する点も上記文献１と異なる。
【００１７】
以下、上記導体板を用いた磁界収束手段の作用について、図１及び図２を参照して説明する。図１は磁界収束手段１の外観構成を示す斜視図、図２は同断面図で交番磁束の流れを示したものである。
上記磁束収束手段１は、正方形の導体板２の中央に穴３を設けると共に、この穴３から周辺部に達する切欠き４を設けたものである。
【００１８】
高周波の電磁界中に該電磁界進行方向と垂直に導体板２を置くと、図１に示すように導体板２の周辺に渦電流５が生じる。この渦電流５は、電磁界が導体板２へ進入することを妨げるように作用する。この場合、上記したように導体板２に穴３及び切欠き４を設けることにより、穴３と切欠き４の周囲には周辺部と逆向きに渦電流５が流れるので、この部分の電流は磁束を収束する作用をなす。
【００１９】
図２に示した交番磁束６の流れから、導体板２に設けた穴３の直径にほぼ等しい領域に磁束が収束されることが理解できる。
従って、穴３の中心と一致するように、該穴３の直径より僅かに小さな直径を持つコイルを設置すれば、収束された磁束を電圧に変換することができる。一般に、コイルのインダクタンスＬは、コイル巻数の２乗とコイル面積に比例することは周知である。同時にコイルの線間寄生キャパシタンスは、コイルの電線長にほぼ比例するので、コイル直径の低減により該キャパシタンスを低減できる。
【００２０】
上記磁界収束手段１を適用することによりコイルの面積を低減できる。このため上述の理由により同一巻き回数でもインダクタンスとキャパシタンスを低減でき、共振周波数を高めることが出来る。逆にコイル面積を縮小すれば、巻き回数を増しても同一の共振周波数にすることが出来る。従って、同一の電磁界強度に対して大きな受信電圧を得ることが出来る。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
（第１実施形態）
図３は本発明の第１実施形態に係るアンテナの分解斜視図、図４は同断面図で磁束の流れを示している。
【００２２】
本発明に係るアンテナは、磁束収束手段１、増幅器チップ１０及び電磁界収束手段２０からなっている。上記磁束収束手段１は、正方形の導体板２の略中央に穴３を設けると共に、この穴３から周辺部に達する切欠き４を設けている。上記穴３の半径は、対象とする電磁波の波長より十分小さな値に設定される。そして、導体板２に対し、外周辺、穴３及び切欠き４に沿って帯状の立上り導体８を垂直に結合させる。この立上り導体８は、導体板２の渦電流が集中して流れる部分に、渦電流流路面積を拡大するために設けたものである。
【００２３】
上記増幅器チップ１０は、半導体集積回路により構成したもので、上面中央部にコイル１１を形成している。上記増幅器チップ１０は、コイル１１が導体板２の穴３に一致するように配置され、例えば絶縁層を介して導体板２の下側に密着して固定される。
【００２４】
また、電磁界収束手段２０は、導体板２に比較して十分に大きい導体板２１のほぼ中央にスロット２２を設けている。更に、上記導体板２１の上側には、渦電流が集中して流れるスロット２２の周辺に沿って帯状の立上り導体２３をほぼ垂直に結合させる。この立上り導体２３は、渦電流流路面積を拡大するために設けたものである。
【００２５】
上記磁束収束手段１の外側、つまり立上り導体８の外側と電磁界収束手段２０のスロット２２の内側の寸法は、対象とする電磁波の波長のほぼ２分の１に設定され、等しい正方形に形成される。上記電磁界収束手段２０は、磁束収束手段１の上に絶縁した状態で積層して設けられる。なお、上記の例では、磁束収束手段１の導体板２及び電磁界収束手段２０のスロット２２を正方形に形成した場合について示したが、少なくとも一辺が対象とする電磁波の波長のほぼ２分の１に設定されていれば良く、正方形に限定されるものではない。すなわち、磁束収束手段１の導体板２及び電磁界収束手段２０のスロット２２の形状は、偏波の種類等に応じて任意に設定することが可能である。また、上記磁束収束手段１及び電磁界収束手段２０における導体は、超伝導体を用いても通常の導体と同様の効果が得られるものである。
【００２６】
次に上記実施形態の動作を説明する。
上記アンテナ全体の動作を図３の断面である図４で考える。但し，図４では外部交番磁束が与えられる方向を図１、図２と上下逆に示している。
【００２７】
均一とみなせる電磁波がアンテナに到達すると、最初に電磁界収束手段２０によって収束される。電磁界収束手段２０は従来のスロットアンテナと同様の動作原理であり、寸法が電磁波波長の１／２であるスロット２２の周囲を流れる渦電流により電磁界がスロット２２内部に収束される。スロット２２の周囲に設けた立上り導体２３は渦電流に対する電気抵抗を低減する目的で設けたものであり、磁束収束手段１に設けた立上り導体８と同一の動作を行なう。
【００２８】
更に、磁界収束手段１により受信する電磁波の波長と無関係にかつ波長より十分小さな半径を持つ穴３の領域内に磁束を収束する。この動作は上記図１及び図２において説明した通りである。
【００２９】
本発明では、磁束収束手段１の渦電流を増すために導体板２に対して立上り導体８を設けているが、この動作を以下に説明する。
【００３０】
渦電流は周波数が高くなるにつれ、表皮効果により導体板２の縁辺部に集中する。この集中幅は表皮浸透深さｓと呼ばれ、次式（１）で与えられる。
【００３１】
ｓ＝√（２ρ／ωμ） ・・・（１）
但し、ρ：導体板の抵抗率、ω：角速度、μ：導体板の透磁率
非磁性導体の透磁率μは真空の透磁率とほぼ等しく、４π×１０−７Ｈ／ｍであり、導電率ρは導体板材料が銅であるとき１．６×１０−８Ω・ｍである。これらの値を適用すると１００ＭＨｚにおける表皮浸透深さｓの値は約６．４μｍとなる。
【００３２】
渦電流の流路全体の長さをＬｅｄ、導体板２の厚みをＴとするとき渦電流に対する該導体板２の電気抵抗Ｒｅｄは次式（２）で与えられる。
【００３３】
Ｒｅｄ ＝（ρ×Ｌｅｄ／ｓ×Ｔ） ・・・（２）
但し、ρ：導体材料の抵抗率。銅を利用する場合、１．６×１０−８Ω・ｍすなわち、導体板２の抵抗Ｒｅｄは、表皮浸透深さｓと導体板厚みＴに反比例する。これらの変数で、角速度（周波数）ωと導体板２の抵抗率ρが定められている場合を考慮すると、表皮浸透深さｓは固定の値となる。渦電流路長さＬｅｄは、電磁波の波長（すなわち周波数の逆数）にほぼ比例して定まるので大きく縮小できないことは明らかである。これに対して導体板２の厚さＴは大きな選択範囲を持つ。従って、導体板２の厚さＴを大きくすることにより導体板２の抵抗Ｒｅｄを縮小できる。しかし、導体板２の厚さＴは、渦電流が流れる部分だけ厚くすれば目的を達成できるので、図３に示した磁束収束手段１における導体板２の周囲のみ高く形成した立上り導体８、あるいは電磁界収束手段２０のスロット２２の周囲のみ高く形成した立上り導体２３のような形状で良いことは明らかである。
【００３４】
立上り導体８あるいは立上り導体２３の厚みは表皮浸透深さｓより厚ければ良く、その数値は先に述べたように数μｍで良いため電気メッキ、あるいは無電解メッキなどの手法を用いて実現できる。例えば有機樹脂材料で作られた雌型の内面にメッキなどで銅などの導電性材料を堆積させることにより、図３に示したように複雑な形状を持つ磁束収束手段１及び電磁界収束手段２０を大量にかつ安価に製造することが可能である。
【００３５】
また、上記製造方法を応用すれば磁束収束手段１の穴３の直径を１ｍｍ以下にすることも容易である。更に、周波数が高い領域では磁束収束手段１及び電磁界収束手段２０の寸法が小さくなり、より微細な雌型が必要になる。例えば３０ＧＨｚの電磁波に適用する場合、磁束収束手段１の一辺は５ｍｍとなり、穴３の直径は数十μｍないし数百μｍの寸法に仕上げなければならない。この場合、プリント配線板の製造に利用される感光性樹脂フィルムを利用して写真蝕刻法を適用すれば目的を満たすことが出来る。
【００３６】
以上の説明から明らかなように磁界収束手段１の導体板２に立上り導体８を設け、同様に電磁界収束手段２０の導体板２１に立上り導体２３を設けることにより、磁束収束手段１と電磁界収束手段２０に流れる渦電流を増すことが出来、これらの効果を高めることが出来る。
【００３７】
上記したように磁束収束手段１の穴３に磁束が収束される。この収束された磁束がコイル１１を貫通し、該コイル１１の両端子間に電圧を発生させる。コイル１１を半導体集積回路上に形成することにより、次の２つの利点が得られることは明らかである。
【００３８】
第１の利点はコイル１１を小さく出来ることである。周知のように半導体集積回路上に幅１μｍ以下の配線を容易に形成できるためである。
第２の利点はコイル１１の端子と増幅回路、あるいは整流回路などの電子回路との電気的接続を半導体集積回路の形成プロセス内で行えることである。コイル１１と電子回路を別個に形成した場合、それらを電気的に接続するために一辺が少なくとも１００μｍ以上の接続パッドが必要であり、該パッドの浮遊静電容量が発生し、コイル１１の共振周波数を低下させる悪影響をもたらす。従って、コイル１１を半導体集積回路上に形成することにより、電気接続にかかる作業を省略できるだけでなく、本発明のアンテナをより高周波まで適用可能にする効果が得られる。
【００３９】
次に、電気的な動作について図５を参照して説明する。
図５は磁束収束手段１とコイル１１の電気的等価回路である。ループＡ，ループＢは、磁束収束手段１の渦電流の流路に相当するものである。すなわち、ループＡは該磁束収束手段１における導体板２の外周、ループＢは導体板２の穴３に対応するものとする。図４から理解できるようにループＢとコイル１１は磁気的に結合されているので、ループＢとコイル１１は変圧器と等価的な動作をすることは明らかである。このとき、１次巻線となるループＢは巻き回数が１であり、コイル１１の巻き回数をＮとすればループＢの電圧に対してコイル１１の両端子間電圧はＮ倍になる。従って、コイル１１の巻き回数Ｎを大きく選べばアンテナとしての感度を高めることが出来る。
【００４０】
ところが巻き回数Ｎを無制限に増すことは出来ない。何故ならば、アンテナが受信すべき周波数ｆｒよりコイル１１のインダクタンスＬと該コイル１１自身及び該コイル１１を含む電気回路に寄生する浮遊静電容量３１のキャパシタンスＣによる共振周波数ｆｃを高くしなければならないからである。コイル１１のインダクタンスＬはコイル巻き回数Ｎの２乗とコイル内部の面積の積に比例することは周知である。一方、浮遊静電容量３１のキャパシタンスＣのうちコイル１１の線間容量はおよそ「（線の長さ）×｛（Ｎ−１）／Ｎ｝」に比例するので、巻き回数Ｎが１より十分大きい場合は線の長さにほぼ比例する。また、コイル１１が図３及び図４に示すように導体板２の表面に近接して形成されている場合、該コイル１１と導体板２の浮遊静電容量３１は、コイル１１の線の長さに比例する。従って、浮遊静電容量３１の総キャパシタンスＣの値は線の長さに比例するものと近似して考える。なお、図５において、３２は負荷抵抗で、例えば増幅回路の入力インピーダンスである。
【００４１】
コイル１１が半径ｒの円形である場合、コイル面積は半径ｒの２乗に比例し、線の長さは「ｒ×Ｎ」に比例する。すなわち、コイル１１のインダクタンスＬは「Ｎ×ｒ」の２乗に比例し、浮遊静電容量３１のキャパシタンスＣは「Ｎ×ｒ」に比例する。従って、共振周波数ｆｃは次式（３）に示すようにコイル１１の巻き回数Ｎと半径ｒの積の３／２乗に反比例する。この結果は巻き回数Ｎが大きなコイル１１の共振周波数ｆｃを高めるには該コイル１１の半径ｒを小さくしなければならないことを示す。
【００４２】
【数１】
【００４３】
上記の説明から明らかなように本発明のアンテナは、磁束収束手段１の穴３の径を受信する電磁波波長よりはるかに小さく選べるので、コイル１１の共振周波数ｆｃを低下させることなく該コイル１１の巻き回数Ｎを増すことができる。
【００４４】
（第２実施形態）
上記第１実施形態では電気的に連続した１個の導体板２からなる構造の磁束収束手段１を応用したアンテナについて説明したが、本発明の主旨はこれに限定されるものではなく、図６に示すように導体板２を電気的に分割したものを利用しても良いことは明らかである。
【００４５】
図６（ａ）は１／２波長×１／４波長の導体板２’を２個対称的に配置した例を示す。この場合、２つの導体板２’の相互に近接する辺の中央部を内側に窪まして等価的な穴３’を形成する。
【００４６】
図６（ａ）に示すように渦電流５は、２つの導体板２’に対して同一向きに流れるので、それぞれの窪みが対向した個所が等価的な穴３’として作用することは明らかである。
【００４７】
また、図１と比較すれば明らかなように、図６（ａ）の実施形態では渦電流５の流路長が短縮されるため、渦電流５に対する抵抗Ｒｅｄを低減できる利点がある。更に、図６（ｂ）に示すように一辺が１／４波長の導体板２”を４個配列することにより渦電流の流路が更に短縮され、抵抗Ｒｅｄを更に低減できる。この場合、４個の導体板２”の中心に位置する角部をそれぞれ内側に窪まして等価的な穴３”を形成する。
【００４８】
（第３実施形態）
次に本発明の第３実施形態について説明する。この第３実施形態は、上記本発明のアンテナを図７に示すように複数配列して利用するものである。上記図７は、複数のアンテナを接続した場合の電気的等価回路である。
【００４９】
従来、図３に示した電磁界収束手段２０のスロット２２に対応した位置にパッチと呼ばれる平板電極を配置したアンテナを一組とし、複数組のアンテナを配列したものが例えば人工衛星放送受信用などに利用されることがある。この場合、各々のパッチ電圧を加算することが出来ないので、インピーダンスが低い負荷に大きな電力を供給する目的で並列接続していた。
【００５０】
しかし、本発明のアンテナにおけるコイル１１は、接地面電位に独立に動作するので、図７に示すように複数のアンテナのコイル１１及び１１’を直列接続することにより、それぞれが発生した電圧を加算できる。電圧を加算する場合、コイル１１、１１’から電圧を加算する点までの位相遅れを一致させる必要がある。一つの方法はコイル１１、１１’から電圧を加算する点までの配線長さを一致させることである。他の方法は図７に示すように遅延線３３を介して接続し、遅れが無いコイル出力に対して遅延線３３を利用して位相を３６０度ずらした後、加算するものである。
【００５１】
通常、プリント配線板における配線中の信号伝播速度は、光速度の１／２よりやや大きい。一方、磁束収束手段１の大きさは１／２波長であるので、磁束収束手段１とコイル１１を１／２波長より僅か大きな間隔で配列し、プリント配線板で電気的に接続すれば目的を満たすことが出来る。また、コイル１１、１１’の巻方向を逆にすれば位相が１８０度ずれるので、遅延線３３は位相を１８０度だけずらせるものを利用すればよい。
【００５２】
【実施例】
市販のＵＨＦ帯域用八木式アンテナの導波器を残し、ダイポールアンテナを本発明の磁束収束手段１と置き換え、２回巻のコイル１１を用いて検出した結果、市販の八木式アンテナに対して５．７ｄＢ（すなわち１．８倍）の電圧感度を得た。標準の八木式アンテナのダイポールアンテナは１回巻コイルと見なすことが出来るので、コイル巻き回数の増加にほぼ比例した感度の増大が達成されていることが理解できる。
【００５３】
上記実験結果例からも明らかなように電磁界収束手段２０は図３に示した平面構造に限られることなく標準の八木式アンテナに利用されている導波器であっても良い。
【００５４】
また、図３に示した増幅器チップ１０は、増幅作用を持たない単なるコイル１１の支持体であっても本発明の本質を変更しないことは明らかである。
また、近年、マイクロ波による電力伝送が試みられている。この目的の場合、増幅器チップ１０を整流ダイオードあるいは整流ダイオードブリッジが形成された半導体チップに置き換えれば良いことは明らかである。
【００５５】
【発明の効果】
以上詳記したように本発明によれば、電磁波を導体板からなる磁束収束手段によって収束し、この収束した磁束をコイルによって電圧に変換して取り出すようにしたので、コイルの面積を縮小でき、このため共振周波数の低下をきたすことなくコイルの巻き回数を増加でき、電圧感度が高いアンテナを実現することができる。また、磁束収束手段に磁性材料を利用せず、広い周波数範囲で現われる導体の渦電流効果を利用しているので、数百ｋＨｚから数十ＧＨｚの周波数範囲まで適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明における磁束収束原理を説明するための導体板の斜視図。
【図２】本発明における磁束収束原理を説明するための導体板の断面図。
【図３】本発明の第１実施形態に係るアンテナの分解斜視図。
【図４】同実施形態におけるアンテナの断面図。
【図５】同実施形態における磁束収束手段とコイルの電気的等価回路を示す図。
【図６】本発明の第２実施形態に係るアンテナの磁束収束手段を示す平面図。
【図７】本発明の第３実施形態に係る複数のアンテナを接続した場合の電気的等価回路を示す図。
【符号の説明】
１ 磁束収束手段
２ 導体板
３ 穴
４ 切欠き
５ 渦電流
８ 立上り導体
１０ 増幅器チップ
１１、１１’ コイル
２０ 電磁界収束手段
２１ 導体板
２２ スロット
２３ 立上り導体
３１、３１’ 浮遊静電容量
３２ 負荷抵抗
３３ 遅延線[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an antenna for transmitting and receiving electromagnetic waves, and more particularly, to an antenna that can be used for a medium frequency band to a very high frequency and a very high frequency.
[0002]
[Prior art]
The operating principles of conventional antennas can be broadly classified into the following five types.
The first is to generate a voltage on a straight or similar conductor by the action of an electric field, the second is to generate a voltage across the beginning and end of an annular conductor by an electromagnetic wave penetrating it, The fourth is to converge electromagnetic waves to the approximate opening using the eddy current generated around the opening of the conductor. The fourth is to converge magnetic flux by high-frequency magnetic material and convert the magnetic flux into voltage by electric winding (coil). Fifth, the electromagnetic waves are converged by utilizing the reflection on the surface of the parabolic conductor.
[0003]
The first is an inverted-L antenna used in a frequency band shorter than a short wave, a dipole antenna used in the same frequency band or higher, and a monopole antenna. The Yagi-type antenna used for receiving FM broadcasts and TV signals is a dipole antenna provided with a director and a reflector.
The second is a loop antenna.
The third one is called a slot antenna, and is applied to a ground station of a mobile phone, a planar antenna for receiving satellite broadcasting, and the like.
Fourth is a so-called ferrite antenna or bar antenna, in which a ferrite core is used as a high-frequency magnetic body.
Fifth is a parabolic antenna, which is used for transmitting and receiving radio waves of very high frequency or higher or as a radar antenna.
[0004]
Conventionally, magnetic field converging means using a conductor is used at a low frequency near a commercial frequency (50 Hz or 60 Hz), and is mainly applied to an electric machine such as an electromagnetic pump (for example, see Non-Patent Document 1).
[0005]
[Non-patent document 1]
K. Bessho, et al. "A HIGH MAGNETIC FIELD GENERATOR BASED ON THE EDDY-CURRENT EFFECT", IEEE TRANSACTIONS ON MAGNETICS, VOL. 22, NO. 5, pp. 970-pp. 972, JULY 1986 and K.K. Bessho, et al. "ANALYSIS OF A NOVEL LAMINATED COILUSING EDDY CURRENS FOR AC HIGH MAGNETIC FIELD," IEEE TRANSACTIONS ON MAGNETICS, VOL. 25, NO. 4, pp. 2855-pp. 2857, JULY 1989
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
The maximum output voltage of the first and third antennas is a product of the electric field strength and the antenna length, and has a disadvantage that a large antenna gain cannot be expected. To compensate for this drawback, in the case of the third antenna, a method of obtaining a large output power with respect to a low impedance load by connecting a plurality of antennas in parallel has been adopted.
[0007]
The second loop antenna detects a magnetic flux passing through the surface on which the coil is stretched, and can increase the output voltage by increasing the area of the coil and further increasing the number of turns of the coil. However, when the number of turns of a coil having a large area is increased, the inductance of the coil and the stray capacitance between the coil wires increase, and the resonance frequency of the coil decreases. Since the resonance frequency needs to be selected higher than the frequency for transmission / reception, there is a disadvantage that the area and the number of turns of the coil are restricted.
[0008]
The fourth ferrite antenna has a coil area that can be reduced by converging magnetic flux with a ferrite core, and can increase the number of coil turns. Therefore, the fourth ferrite antenna is widely used as a medium-frequency high-sensitivity antenna. However, at a frequency of 1 MHz or more, the magnetic permeability of the ferrite magnetic material decreases almost in inverse proportion to the frequency, and furthermore, the upper limit of the operating frequency of the magnetic material is about 10 GHz, so that it has a drawback that it cannot be applied to frequencies above the ultrashort wave region.
[0009]
The fifth parabolic antenna can obtain a high antenna gain by converging the electromagnetic wave using a rotating parabolic reflector whose outer dimensions are larger than the wavelength of the electromagnetic wave of interest, but can be used mainly for fixed stations due to its strong directivity. Is done.
[0010]
The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide an antenna that can increase the number of turns of a coil without lowering the resonance frequency, has high voltage sensitivity, and has a wide applicable frequency range. And
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In the antenna according to the present invention, a hole is provided at the center of the conductor plate, a notch is provided to connect the hole to the outer peripheral edge, and the magnetic flux converging means for converging magnetic flux in the hole and the magnetic flux converging means are provided. A plurality of antenna elements comprising voltage conversion means for converting magnetic flux into voltage are arranged.
[0012]
(Action)
The first feature of the present invention is that a high-frequency magnetic flux is converged on a minute area by converging the magnetic flux using an eddy current effect of a conductor plate having a specific shape. Further, a second feature is that the converged magnetic flux is converted into a voltage by a multi-turn detection coil having a small area and a high resonance frequency. The present invention realizes an antenna having high reception sensitivity in a high frequency region by the above means.
[0013]
Conventionally, a magnetic field converging means using a conductor has been used at a low frequency near a commercial frequency (50 Hz or 60 Hz) as described in Non-Patent Document 1, and is mainly applied to electric machines such as electromagnetic pumps.
[0014]
The magnetic flux converging means disclosed in the above-mentioned Document 1 is provided with an outer periphery of a conductor disk having a hole in the center and a thin notch extending over the hole, and an alternating magnetic flux applied perpendicularly to the disk surface by the action of eddy current. Converges in the hole.
[0015]
The above document 1 describes an application for converging an alternating magnetic flux generated by an exciting coil, and there is no description regarding convergence of a magnetic flux component in an electromagnetic wave.
[0016]
The operation of the magnetic field converging means of the present invention is basically the same as that of the conductive plate shown in the above-mentioned document 1, but the magnetic field converging means of the present invention has an extremely high frequency of several hundred kHz to several GHz. It is also different from Reference 1 in that it is used in a range.
[0017]
Hereinafter, the operation of the magnetic field converging means using the conductor plate will be described with reference to FIGS. FIG. 1 is a perspective view showing the external configuration of the magnetic field converging means 1, and FIG. 2 is a sectional view showing the flow of the alternating magnetic flux.
The magnetic flux converging means 1 is provided with a hole 3 at the center of a square conductor plate 2 and a notch 4 extending from the hole 3 to a peripheral portion.
[0018]
When the conductor plate 2 is placed in a high-frequency electromagnetic field perpendicular to the direction in which the electromagnetic field travels, an eddy current 5 is generated around the conductor plate 2 as shown in FIG. The eddy current 5 acts to prevent the electromagnetic field from entering the conductor plate 2. In this case, by providing the hole 3 and the notch 4 in the conductor plate 2 as described above, the eddy current 5 flows around the hole 3 and the notch 4 in a direction opposite to the peripheral portion. It acts to converge the magnetic flux.
[0019]
From the flow of the alternating magnetic flux 6 shown in FIG. 2, it can be understood that the magnetic flux is converged in a region substantially equal to the diameter of the hole 3 provided in the conductor plate 2.
Therefore, if a coil having a diameter slightly smaller than the diameter of the hole 3 is provided so as to coincide with the center of the hole 3, the converged magnetic flux can be converted into a voltage. In general, it is well known that the inductance L of a coil is proportional to the square of the number of turns of the coil and the coil area. At the same time, the parasitic capacitance between the wires of the coil is substantially proportional to the wire length of the coil, so that the capacitance can be reduced by reducing the coil diameter.
[0020]
By applying the magnetic field converging means 1, the area of the coil can be reduced. For this reason, the inductance and capacitance can be reduced and the resonance frequency can be increased even with the same number of turns for the above-described reason. Conversely, if the coil area is reduced, the same resonance frequency can be obtained even if the number of turns is increased. Therefore, a large reception voltage can be obtained for the same electromagnetic field strength.
[0021]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(1st Embodiment)
FIG. 3 is an exploded perspective view of the antenna according to the first embodiment of the present invention, and FIG. 4 shows a flow of a magnetic flux in the sectional view.
[0022]
The antenna according to the present invention includes a magnetic flux converging means 1, an amplifier chip 10, and an electromagnetic field converging means 20. The magnetic flux converging means 1 has a hole 3 substantially at the center of a square conductor plate 2 and a notch 4 extending from the hole 3 to a peripheral portion. The radius of the hole 3 is set to a value sufficiently smaller than the wavelength of the target electromagnetic wave. Then, a band-shaped rising conductor 8 is vertically coupled to the conductor plate 2 along the outer periphery, the hole 3 and the notch 4. The rising conductor 8 is provided in the portion of the conductor plate 2 where the eddy current flows in a concentrated manner in order to enlarge the area of the eddy current flow path.
[0023]
The amplifier chip 10 is formed of a semiconductor integrated circuit, and has a coil 11 formed at the center of the upper surface. The amplifier chip 10 is arranged so that the coil 11 is aligned with the hole 3 of the conductor plate 2, and is fixed to the lower side of the conductor plate 2 through an insulating layer, for example.
[0024]
The electromagnetic field converging means 20 has a slot 22 provided substantially at the center of a conductor plate 21 which is sufficiently larger than the conductor plate 2. Further, on the upper side of the conductor plate 21, a strip-shaped rising conductor 23 is coupled almost vertically along the periphery of the slot 22 in which the eddy current flows in a concentrated manner. The rising conductor 23 is provided to increase the area of the eddy current flow path.
[0025]
The dimensions outside the magnetic flux converging means 1, that is, outside the rising conductor 8 and inside the slot 22 of the electromagnetic field converging means 20 are set to approximately one half of the wavelength of the target electromagnetic wave and are formed in an equal square. You. The electromagnetic field converging means 20 is provided on the magnetic flux converging means 1 in an insulated state. In the above example, the case where the conductor plate 2 of the magnetic flux converging means 1 and the slot 22 of the electromagnetic field converging means 20 are formed in a square shape has been described, but at least one side has almost one half of the wavelength of the target electromagnetic wave. , And is not limited to a square. That is, the shape of the conductor plate 2 of the magnetic flux converging means 1 and the shape of the slot 22 of the electromagnetic field converging means 20 can be arbitrarily set according to the type of polarization. In addition, the conductors in the magnetic flux converging means 1 and the electromagnetic field converging means 20 can obtain the same effect as a normal conductor even if a superconductor is used.
[0026]
Next, the operation of the above embodiment will be described.
The operation of the whole antenna is considered in FIG. 4, which is a cross section of FIG. However, in FIG. 4, the direction in which the external alternating magnetic flux is applied is shown upside down in FIGS.
[0027]
When an electromagnetic wave that can be regarded as uniform reaches the antenna, it is first converged by the electromagnetic field converging means 20. The electromagnetic field converging means 20 has the same operation principle as that of the conventional slot antenna, and an electromagnetic field is converged in the slot 22 by an eddy current flowing around the slot 22 whose size is half the wavelength of the electromagnetic wave. The rising conductor 23 provided around the slot 22 is provided for the purpose of reducing the electric resistance to the eddy current, and performs the same operation as the rising conductor 8 provided in the magnetic flux converging means 1.
[0028]
Further, the magnetic flux converges in the region of the hole 3 having a radius sufficiently smaller than the wavelength regardless of the wavelength of the electromagnetic wave received by the magnetic field converging means 1. This operation is as described in FIGS. 1 and 2.
[0029]
In the present invention, the rising conductor 8 is provided on the conductor plate 2 to increase the eddy current of the magnetic flux converging means 1. This operation will be described below.
[0030]
As the frequency increases, the eddy current concentrates on the edge of the conductor plate 2 due to the skin effect. This concentration width is called the skin penetration depth s and is given by the following equation (1).
[0031]
s = √ (2ρ / ωμ) (1)
Where ρ: resistivity of the conductive plate, ω: angular velocity, μ: magnetic permeability of the conductive plate The magnetic permeability μ of the nonmagnetic conductor is almost equal to the magnetic permeability of vacuum, and is 4π × 10 −7 H / m. ρ is 1.6 × 10 −8 Ω · m when the conductive plate material is copper. When these values are applied, the value of the skin penetration depth s at 100 MHz is about 6.4 μm.
[0032]
When the entire length of the eddy current flow path is Led and the thickness of the conductor plate 2 is T, the electric resistance Red of the conductor plate 2 with respect to the eddy current is given by the following equation (2).
[0033]
Red = (ρ × Led / s × T) (2)
Here, ρ: resistivity of the conductor material. When copper is used, 1.6 × 10 −8 Ω · m, that is, the resistance Red of the conductor plate 2 is inversely proportional to the skin penetration depth s and the conductor plate thickness T. Considering the case where the angular velocity (frequency) ω and the resistivity ρ of the conductor plate 2 are determined by these variables, the skin penetration depth s is a fixed value. It is clear that the eddy current path length Led cannot be largely reduced because it is determined in proportion to the wavelength of the electromagnetic wave (that is, the reciprocal of the frequency). On the other hand, the thickness T of the conductor plate 2 has a large selection range. Therefore, the resistance Red of the conductor plate 2 can be reduced by increasing the thickness T of the conductor plate 2. However, the purpose can be achieved by increasing the thickness T of the conductor plate 2 only in the portion where the eddy current flows. Therefore, the rising conductor 8 formed only high around the conductor plate 2 in the magnetic flux converging means 1 shown in FIG. Obviously, the shape may be like a rising conductor 23 formed high only around the slot 22 of the electromagnetic field converging means 20.
[0034]
It is sufficient that the thickness of the rising conductor 8 or the rising conductor 23 is larger than the skin penetration depth s, and since the numerical value may be several μm as described above, it can be realized using a method such as electroplating or electroless plating. . For example, by depositing a conductive material such as copper on the inner surface of a female mold made of an organic resin material by plating or the like, as shown in FIG. Can be manufactured in large quantities and at low cost.
[0035]
Further, if the above manufacturing method is applied, the diameter of the hole 3 of the magnetic flux converging means 1 can be easily reduced to 1 mm or less. Further, in a high frequency region, the dimensions of the magnetic flux converging means 1 and the electromagnetic field converging means 20 become smaller, and a finer female die is required. For example, when applied to an electromagnetic wave of 30 GHz, one side of the magnetic flux converging means 1 is 5 mm, and the diameter of the hole 3 must be finished to several tens μm to several hundred μm. In this case, the purpose can be satisfied by applying a photolithography method using a photosensitive resin film used for manufacturing a printed wiring board.
[0036]
As is clear from the above description, the rising conductor 8 is provided on the conductor plate 2 of the magnetic field converging means 1 and the rising conductor 23 is provided on the conductor plate 21 of the electromagnetic field converging means 20 in the same manner. The eddy current flowing through the convergence means 20 can be increased, and these effects can be enhanced.
[0037]
The magnetic flux is converged on the hole 3 of the magnetic flux converging means 1 as described above. The converged magnetic flux penetrates the coil 11 and generates a voltage between both terminals of the coil 11. Obviously, the following two advantages can be obtained by forming the coil 11 on the semiconductor integrated circuit.
[0038]
The first advantage is that the coil 11 can be made smaller. This is because a wiring having a width of 1 μm or less can be easily formed on a semiconductor integrated circuit as is well known.
The second advantage is that the electrical connection between the terminal of the coil 11 and an electronic circuit such as an amplifier circuit or a rectifier circuit can be made in the process of forming a semiconductor integrated circuit. When the coil 11 and the electronic circuit are formed separately, a connection pad having a side of at least 100 μm or more is required to electrically connect the coil 11 and the electronic circuit. Has a negative effect. Therefore, by forming the coil 11 on the semiconductor integrated circuit, it is possible not only to omit the operation related to the electrical connection, but also to obtain the effect that the antenna of the present invention can be applied to higher frequencies.
[0039]
Next, the electrical operation will be described with reference to FIG.
FIG. 5 is an electrical equivalent circuit of the magnetic flux converging means 1 and the coil 11. The loops A and B correspond to an eddy current flow path of the magnetic flux converging means 1. That is, the loop A corresponds to the outer periphery of the conductor plate 2 in the magnetic flux converging means 1, and the loop B corresponds to the hole 3 of the conductor plate 2. As can be understood from FIG. 4, since the loop B and the coil 11 are magnetically coupled, it is clear that the loop B and the coil 11 operate equivalently to a transformer. At this time, the number of turns of the loop B serving as the primary winding is 1, and if the number of turns of the coil 11 is N, the voltage between both terminals of the coil 11 becomes N times the voltage of the loop B. Therefore, if the number of turns N of the coil 11 is selected to be large, the sensitivity as an antenna can be increased.
[0040]
However, the number of turns N cannot be increased without limit. This is because the resonance frequency fc due to the inductance L of the coil 11 and the capacitance C of the stray capacitance 31 parasitic on the coil 11 itself and the electric circuit including the coil 11 must be higher than the frequency fr to be received by the antenna. Because it does not become. It is well known that the inductance L of the coil 11 is proportional to the product of the square of the number of turns N of the coil and the area inside the coil. On the other hand, among the capacitance C of the floating capacitance 31, the line capacitance of the coil 11 is approximately proportional to “(line length) × {(N−1) / N}”. If it is large, it is almost proportional to the length of the line. When the coil 11 is formed close to the surface of the conductor plate 2 as shown in FIGS. 3 and 4, the floating capacitance 31 between the coil 11 and the conductor plate 2 is equal to the length of the wire of the coil 11. Proportional to Therefore, the value of the total capacitance C of the floating capacitance 31 is considered to be approximately proportional to the length of the line. In FIG. 5, reference numeral 32 denotes a load resistance, for example, an input impedance of an amplifier circuit.
[0041]
If the coil 11 is circular with a radius r, the coil area is proportional to the square of the radius r, and the length of the line is proportional to “r × N”. That is, the inductance L of the coil 11 is proportional to the square of “N × r”, and the capacitance C of the floating capacitance 31 is proportional to “N × r”. Therefore, the resonance frequency fc is inversely proportional to the 3/2 power of the product of the number of turns N of the coil 11 and the radius r as shown in the following equation (3). This result indicates that the radius r of the coil 11 must be reduced in order to increase the resonance frequency fc of the coil 11 having a large number of turns N.
[0042]
(Equation 1)
[0043]
As is clear from the above description, the antenna of the present invention can select the diameter of the hole 3 of the magnetic flux converging means 1 to be much smaller than the wavelength of the electromagnetic wave to be received, so that the resonance frequency fc of the coil 11 is not reduced. The number of turns N can be increased.
[0044]
(2nd Embodiment)
In the above-described first embodiment, an antenna to which the magnetic flux converging means 1 having a structure including one electrically continuous conductor plate 2 is described. However, the gist of the present invention is not limited to this. It is obvious that an electrically divided conductor plate 2 may be used as shown in FIG.
[0045]
FIG. 6A shows an example in which two conductor plates 2 ′ of 波長 wavelength × １ ／ wavelength are symmetrically arranged. In this case, an equivalent hole 3 'is formed by depressing the center of the sides of the two conductor plates 2' adjacent to each other inward.
[0046]
As shown in FIG. 6A, since the eddy current 5 flows in the same direction with respect to the two conductor plates 2 ', it is clear that the portions where the respective dents face each other act as equivalent holes 3'. is there.
[0047]
As is apparent from comparison with FIG. 1, the embodiment of FIG. 6A has the advantage that the resistance Red to the eddy current 5 can be reduced because the flow path length of the eddy current 5 is shortened. Further, as shown in FIG. 6B, by arranging four conductor plates 2 ″ each having a quarter wavelength on one side, the flow path of the eddy current can be further shortened, and the resistance Red can be further reduced. Corners located at the centers of the conductor plates 2 "are respectively depressed inward to form equivalent holes 3".
[0048]
(Third embodiment)
Next, a third embodiment of the present invention will be described. In the third embodiment, a plurality of antennas of the present invention are arranged and used as shown in FIG. FIG. 7 is an electrical equivalent circuit when a plurality of antennas are connected.
[0049]
Conventionally, a set of antennas in which flat electrodes called patches are arranged at positions corresponding to the slots 22 of the electromagnetic field converging means 20 shown in FIG. May be used for In this case, since the respective patch voltages cannot be added, they are connected in parallel in order to supply a large power to a load having a low impedance.
[0050]
However, since the coil 11 in the antenna of the present invention operates independently of the ground plane potential, by connecting the coils 11 and 11 'of a plurality of antennas in series as shown in FIG. it can. When adding voltages, it is necessary to match the phase delay from the coils 11, 11 'to the point where the voltage is added. One method is to match the wiring lengths from the coils 11, 11 'to the point where the voltage is added. Another method is to connect via a delay line 33 as shown in FIG. 7, shift the phase of the coil output having no delay by 360 degrees using the delay line 33, and then add.
[0051]
Usually, the signal propagation speed in the wiring in the printed wiring board is slightly higher than 1/2 of the light speed. On the other hand, since the size of the magnetic flux converging means 1 is 波長 wavelength, the purpose is achieved by arranging the magnetic flux converging means 1 and the coil 11 at an interval slightly larger than １ ／ wavelength and electrically connecting them with a printed wiring board. Can be satisfied. Further, if the winding directions of the coils 11 and 11 'are reversed, the phase is shifted by 180 degrees. Therefore, the delay line 33 may be one that shifts the phase by 180 degrees.
[0052]
【Example】
The dipole antenna was replaced with the magnetic flux converging means 1 of the present invention, leaving the director of the commercially available YHF band antenna for the UHF band. A voltage sensitivity of 0.7 dB (ie, 1.8 times) was obtained. Since the dipole antenna of the standard Yagi-type antenna can be regarded as a single-turn coil, it can be understood that an increase in sensitivity almost in proportion to an increase in the number of coil turns is achieved.
[0053]
As is clear from the above experimental results, the electromagnetic field converging means 20 is not limited to the planar structure shown in FIG. 3, but may be a director used for a standard Yagi antenna.
[0054]
Further, it is apparent that the amplifier chip 10 shown in FIG. 3 does not change the essence of the present invention even if it is a simple support of the coil 11 having no amplifying action.
In recent years, microwave power transmission has been attempted. For this purpose, it is clear that the amplifier chip 10 may be replaced by a rectifier diode or a semiconductor chip on which a rectifier diode bridge is formed.
[0055]
【The invention's effect】
As described above in detail, according to the present invention, the electromagnetic wave is converged by the magnetic flux converging means formed of the conductor plate, and the converged magnetic flux is converted into a voltage by the coil and taken out, so that the area of the coil can be reduced. Therefore, the number of windings of the coil can be increased without lowering the resonance frequency, and an antenna with high voltage sensitivity can be realized. In addition, since the magnetic material is not used for the magnetic flux converging means, but the eddy current effect of the conductor which appears in a wide frequency range is used, it can be applied to a frequency range of several hundred kHz to several tens of GHz.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a perspective view of a conductor plate for explaining the principle of magnetic flux convergence in the present invention.
FIG. 2 is a sectional view of a conductor plate for explaining the principle of magnetic flux convergence in the present invention.
FIG. 3 is an exploded perspective view of the antenna according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is an exemplary sectional view of the antenna according to the embodiment;
FIG. 5 is a diagram showing an electric equivalent circuit of the magnetic flux converging means and the coil in the embodiment.
FIG. 6 is a plan view showing a magnetic flux converging means of an antenna according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing an electrical equivalent circuit when a plurality of antennas according to a third embodiment of the present invention are connected.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Magnetic flux converging means 2 Conductor plate 3 Hole 4 Notch 5 Eddy current 8 Rising conductor 10 Amplifier chip 11, 11 'Coil 20 Electromagnetic field converging means 21 Conductor plate 22 Slot 23 Rising conductor 31, 31' Floating capacitance 32 Load resistance 33 Delay Line
