JP2004048204A

JP2004048204A - Wireless relay apparatus

Info

Publication number: JP2004048204A
Application number: JP2002200659A
Authority: JP
Inventors: Toshiyuki Maeyama; 前山　利幸; Takashi Inoue; 井上　隆; Tatsuji Satake; 佐竹　竜兒
Original assignee: Furukawa Electric Co Ltd; KDDI Corp
Current assignee: Furukawa Electric Co Ltd; KDDI Corp
Priority date: 2002-07-09
Filing date: 2002-07-09
Publication date: 2004-02-12

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a wireless relay apparatus for obtaining an accurate offset value with a simple configuration without the need for a vector signal generator. <P>SOLUTION: In the wireless relay apparatus wherein an interference suppression circuit 45a generates an interference suppression signal to suppress the interference caused by a sneaked interference signal from an antenna 31b to an antenna 31a on the basis of an interference reference signal and a transmission signal received by amplifiers 36a, 39a when the amplifiers 36a, 39a amplify the transmission signal with the same frequency as that of a reception signal received from the antenna 31a and the amplified transmission signal is transmitted from the antenna 31b, an arithmetic processing section 48 monitors an oscillating state by the interference signal to obtain the offset value for suppressing the interference signal from an oscillation region being a monitor result in the case of revising the phase of the interference reference signal. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、移動通信システムに用いられ、特に基地局と移動局との間の不感地帯の解消あるいはカバーエリアの拡大に用いられる無線中継装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の無線中継方式は、例えば移動体通信などの無線基地局と携帯電話の移動局間において、山岳地域や平野部であってもビル内あるいはトンネル内などの比較的電波の届きにくい場所が存在する場合に、無線中継装置で用いられている。このほか、無線中継装置は、無線ゾーンのエリア拡大のためにも用いられている。
【０００３】
このような無線中継装置には、受信した信号（符号分割多元接続方式あるいは符号分割多重方式を用いられる信号）、すなわち高周波信号をそのまま増幅して中継するＲＦリピータ装置が使用されている。このＲＦリピータ装置は、再生中継せずにそのまま中継するために、コスト的に有利な装置である。
【０００４】
図８は、不感地帯をカバーする無線中継装置が用いられた移動通信システムの概要構成を示す図である。図８において、基地局１０と移動局２０とは、移動局２０が不感地帯Ａに位置するため、直接通信を行うことができない。無線中継装置３０は、基地局１０と移動局２０との間の通信を中継する。無線中継装置３０は、基地局１０からの下り信号ｆＤをアンテナ３１ａで受信し、この下り信号ｆＤを増幅してアンテナ３１ｂから移動局２０に送信する。一方、移動局２０からの上り信号ｆＵは、アンテナ３１ｂで受信し、この上り信号ｆＵを増幅してアンテナ３１ａから基地局１０に送信する。
【０００５】
このＲＦリピータ装置としての無線中継装置３０は、同一周波数の高周波信号をそのまま増幅し輻射するため、基地局や移動局からの電波が届く、高台やビルの屋上に、アンテナ間のアイソレーションをリピータ利得より高く取れるように設置される。しかし、送受信アンテナ間を十分離隔できないなど、ＲＦリピータ装置の設置制約上から、送受信アンテナ間のアイソレーションが十分とれない場合が発生し、送受信アンテナ間の回り込み信号によって伝送品質が劣化したり、あるいはアンテナ間のアイソレーションに比してリピータ利得が高い場合、発振してしまうという不具合が発生する。
【０００６】
このため、無線中継装置３０は、図９に示すように、回り込み信号を抑圧する干渉抑圧回路４５ａ，４５ｂが設けられる。図９において、この無線中継装置３０は、ＲＦリピータ装置であり、サーキュレータ３２ａ，３２ｂを用いて、アンテナ３１ａ，３１ｂを送受信アンテナとして使用している。アンテナ３１ａによって受信された下り信号は、サーキュレータ３２ａおよび方向性結合器３３ａを介して増幅器３６ａに出力され、増幅される。増幅された下り信号は、方向性結合器４３ａによってサーキュレータ３２ｂに出力され、アンテナ３１ｂを介して輻射されるとともに、一部は干渉抑圧回路４５ａに出力される。干渉抑圧回路４５ａは、入力された下り信号に対して同振幅・逆位相の信号を生成し、干渉抑圧信号として方向性結合器３３ａに出力する。
【０００７】
一方、アンテナ３１ｂから出力された下り信号の一部は、アンテナ３１ａへの回り込み信号Ｓａとして再度アンテナ３１ａに入力されるが、方向性結合器３３ａにおける干渉抑圧信号との合成により、回り込み干渉信号Ｓａがキャンセルされる。同様にして、アンテナ３１ｂから入力された上り信号は、サーキュレータ３２ｂ、方向性結合器３３ｂ、増幅器３６ｂ、方向性結合器４３ｂおよびサーキュレータ３２ａを介して中継されるが、この際、干渉抑圧回路４５ｂによって回り込み干渉信号Ｓｂがキャンセルされる。
【０００８】
図１０は、図９に示した無線中継装置３０の詳細構成を示すブロック図である。図１０において、この無線中継装置は、方向性結合器３３ａ，３３ｂの後段にフィルタ３４ａ，３４ｂ、可変減衰器３５ａ，３５ｂ、低雑音増幅器３６ａ，３６ｂ、方向性結合器３７ａ，３７ｂ、遅延器３８ａ，３８ｂ、高出力増幅器３９ａ，３９ｂ、フィルタ４０ａ，４０ｂおよびベクトル信号発生器（ＳＧ）４１ａ，４１ｂが接続されるカプラ４２ａ，４２ｂが設けられている。遅延器３８ａ，３８ｂは、１チップ以上、例えば広帯域符号分割多元接続方式の拡散符号速度が４Ｍｃｈｉｐ／ｓｅｃの場合２５０ｎｓｅｃ以上の遅延を与えている。
【０００９】
また、方向性結合器４３ａ，４３ｂと３３ａ，３３ｂ間には、方向性結合器４４ａ，４４ｂ、干渉抑圧回路４５ａ，４５ｂの遅延器４５ａ１，４５ｂ１、位相器４５ａ２，４５ｂ２および減衰器４５ａ３，４５ｂ３が設けられている。遅延器４５ａ１，４５ｂ１は、回り込み信号Ｓａ，Ｓｂの遅延を付加した遅延量を付与する。演算処理部４８は、方向性結合器４３ａ，４３ｂから分岐出力された干渉参照信号と方向性結合器３７ａ，３７ｂから分岐出力された信号、すなわち１チップ以上遅延した信号、換言すれば干渉抑圧された信号との相関をディジタル信号処理によってとり、回り込み干渉信号と逆位相・同振幅の干渉抑圧信号を生成すべく、位相器４５ａ２，４５ｂ２および減衰器４５ａ３，４５ｂ３を可変調整し、それぞれ方向性結合器３３ａ，３３ｂに出力し、干渉抑圧を行う。
【００１０】
また、このように干渉抑圧信号を回り込み干渉信号の逆位相とする場合には、位相検出点（方向性結合器４３ａ，４３ｂの地点）と干渉抑圧信号合成点（方向性結合器３３ａ，３３ｂの地点）との位相差（オフセット）を考慮する必要がある。従来のキャンセル方式では、ＳＧ４１ａ，４１ｂからのベクトル信号であるＣＤＭＡ信号の相互相関値より位相情報を検出し、この情報からオフセット値を求めている。
【００１１】
次に、このオフセット値を求めるための位相検出動作を図１１のフローチャートに基づいて説明する。なお、ここでは、方向性結合器４３ａの地点と方向性結合器３３ａの地点とのオフセットを求める場合について説明する。図において、まず演算処理部４８は、干渉抑圧回路４５ａの減衰器４５ａ３を最大減衰量に制御して、減衰器４５ａ３の信号通過を阻止する（ステップ１０１）。
【００１２】
この状態で、Ｂ点においてスペクトラムアナライザを用いて、主線系ラインに接続し発振を確認しながら、可変減衰器３５ａの減衰量を上げる（ステップ１０２）。ここで、干渉波で発振している場合には（ステップ１０３）、可変減衰器３５ａの減衰量を上げ、発振が起こっていない場合には、カプラを介して、このＳＧ４１ａから広帯域ＣＤＭＡ信号を方向性結合器４３ａに入力させる（ステップ１０４）。
【００１３】
次に、演算処理部４８は、方向性結合器４３ａから分岐された信号▲１▼と、空間を回り込んだ方向性結合器３７ａの信号▲２▼を取り込み、この信号▲１▼と信号▲２▼との相関演算を行い、信号▲１▼の経路に対する信号▲２▼の経路（干渉波）の位相差を計算する（ステップ１０５）。なお、この時の信号▲１▼を基準とした信号▲２▼のベクトルは、図１２の座標軸の図に示すようになる。そして、Ｂ点においてスペクトラムアナライザを用いて、発振状態を確認しながら、干渉抑圧系ラインに発振が起こらないぎりぎりのレベルまで、干渉抑圧回路４５ａの減衰器４５ａ３の減衰量を下げる（ステップ１０６）。
【００１４】
そして、減衰器４５ａ３の減衰量が適切なレベルになると（ステップ１０７）、位相器４５ａ２を０度に設定する（ステップ１０８）。そして、方向性結合器４３ａから分岐された信号▲１▼と、干渉抑圧回路４５ａを通過した方向性結合器３７ａの信号▲３▼を取り込み、この信号▲１▼と（信号▲２▼＋信号▲３▼）との相関演算を行い、信号▲１▼の経路に対する（信号▲２▼＋信号▲３▼）の経路の位相差を計算する（ステップ１０９）。なお、この時の信号▲１▼を基準とした（信号▲２▼＋信号▲３▼）のベクトルは、図１２の座標軸の図に示すようになる。
【００１５】
そして、一般的には、図１３の座標軸の図に示すように、信号▲３▼のベクトルとＸ軸のなす角がオフセット値となっており、演算処理部４８は、このオフセット値に基づいて位相器４５ａ２を制御し、回り込み干渉信号の逆位相となる干渉抑圧信号を生成させていた。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来例では、相互相関値から位相情報を検出しているが、この位相情報の検出では、計算上の誤差や各部品の精度上の誤差が含まれてしまい、最大で２０度程度のオフセット検出誤差が生じてしまう。このオフセット検出誤差のため、干渉抑圧信号合成点で干渉信号と干渉抑圧信号が理想的な逆位相とならず、干渉信号のキャンセル量が劣化するという問題点があった。
【００１７】
また、この従来例では、相互相関値を演算するためのＳＧを必要とし、また装置の発振を防止するためにスペクトラムアナライザを必要とし、システムの部品点数が増え、かつ製作コストも高価になるという問題点もあった。
【００１８】
この発明は、上記問題点に鑑みなされたもので、ＳＧやスペクトラムアナライザを用いることなく、簡単な構成によって正確なオフセット値を求めることができる無線中継装置を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、この発明の請求項１では、第１のアンテナから受信した受信信号と同一周波数の送信信号を増幅する増幅手段と、該増幅された送信信号を第２のアンテナから送出する際、干渉参照信号と前記増幅手段に入力される送信信号に基づいて、前記第２のアンテナから前記第１のアンテナへの回り込み干渉信号による干渉を抑圧する干渉抑圧信号を生成する干渉抑圧手段とを備えた無線中継装置において、前記干渉抑圧手段は、前記干渉参照信号の位相を変更する位相器を有し、前記無線中継装置は、前記第１のアンテナから入力された受信信号および前記干渉抑圧手段から出力された干渉抑圧信号を合成する第１の方向性結合手段と、前記第１の方向性結合手段から出力された信号を減衰する信号減衰手段と、前記信号減衰手段の減衰量を制御する減衰制御手段と、前記減衰された信号を、第２のアンテナに送信信号として出力するとともに、前記干渉参照信号として出力する第２の方向性結合手段と、前記減衰制御手段による信号の減衰制御の際に、前記第２のアンテナに出力される送信信号による発振を検出する検出手段と、前記位相器による前記干渉参照信号の位相変更の際に、前記検出手段で検出される発振状態を監視し、該監視結果に基づいて前記干渉抑圧信号を生成するオフセット値を求める演算制御手段とを備えたことを特徴とする無線中継装置が提供される。
【００２０】
この発明によれば、干渉信号と干渉抑圧信号の利得がほぼ等しく、主線系利得よりも低いと、干渉信号と干渉抑圧信号とは第１の方向性結合手段における合成点での位相差が０度で最大発振となり、１８０度で最大抑制という関係になるので、干渉参照信号の位相変更の際に、干渉信号による発振状態を監視し、監視結果である発振領域から干渉信号を抑制するオフセット値を求めることで、この干渉信号と逆位相の干渉抑圧信号を生成する。
【００２１】
この発明の請求項２では、上記発明において、前記干渉抑圧手段は、前記干渉参照信号を減衰させて、当該干渉参照信号の振幅を変更する減衰器を、さらに有し、該減衰器は、前記検出手段による送信信号の発振検出の前に、減衰量を最大に設定されることを特徴とする。
【００２２】
この発明によれば、干渉抑圧系の利得状況が分らない場合には、干渉参照信号を減衰させてその振幅を変更することで、第１および第２の方向性結合手段間の干渉抑圧系で利得を発振しないレベルまで下げる。
【００２３】
この発明の請求項３では、第１のアンテナから受信した受信信号と同一周波数の送信信号を増幅する増幅手段と、該増幅された送信信号を第２のアンテナから送出する際、干渉参照信号と前記増幅手段に入力される送信信号に基づいて、前記第２のアンテナから前記第１のアンテナへの回り込み干渉信号による干渉を抑圧する干渉抑圧信号を生成する干渉抑圧手段とを備えた無線中継装置において、前記干渉抑圧手段は、前記干渉参照信号の位相を変更する位相器を有し、前記無線中継装置は、前記第１のアンテナから入力された受信信号および前記干渉抑圧手段から出力された干渉抑圧信号を合成する第１の方向性結合手段と、前記第１の方向性結合手段から出力された信号を減衰する信号減衰手段と、前記信号減衰手段の減衰量を制御する減衰制御手段と、前記減衰された信号を、第２のアンテナに送信信号として出力するとともに、前記干渉参照信号として出力する第２の方向性結合手段と、前記減衰制御手段による信号の減衰制御の際に、前記第２のアンテナに出力される送信信号による発振を検出する検出手段と、前記位相器による前記干渉参照信号の位相変更の際に、前記検出手段で検出される発振状態を監視し、該監視結果に基づいて前記干渉信号を抑制するオフセット値を求める演算制御手段とを備えたことを特徴とする。
【００２４】
この発明によれば、干渉参照信号の位相変更の際に、干渉信号による発振状態を監視し、監視結果である発振領域から干渉信号を抑制するオフセット値を求めることで、この干渉信号と逆位相の干渉抑圧信号を生成する。
【００２５】
この発明の請求項４では、上記発明において、前記干渉抑圧手段は、前記干渉参照信号を減衰させて、当該干渉参照信号の振幅を変更する減衰器を、さらに有し、前記信号減衰手段および減衰器は、初期状態の時に、減衰量を最大に設定した後に、前記減衰器の減衰量のみを下げることを特徴とする。
【００２６】
この発明によれば、主線系と干渉抑圧系の双方の利得状況が分らない場合には、初期状態時に主線系の信号減衰手段と干渉抑圧系の減衰器の減衰量を最大に設定して、この主線系と干渉抑圧系の双方の利得を最小にして発振状態を監視する。
【００２７】
この発明の請求項５では、上記発明において、前記演算制御手段は、前記発振状態を監視して、発振限界点を求め、該発振限界点から前記オフセット値を求めることを特徴とする。
【００２８】
この発明によれば、干渉参照信号の位相を０〜３６０度掃引して、発振状態を監視し、発振領域の限界点である発振限界点を２点求め、この発振限界点のなす角度の中心角がオフセット値として求まることで、簡単な構成によって正確なオフセット値が求まる。
【００２９】
この発明の請求項６では、上記発明において、前記無線中継装置は、前記求められたオフセット値に基づいて、前記位相器の位相を変更制御する位相制御手段を、さらに備えたことを特徴とする。
【００３０】
この発明によれば、求めたオフセット値によって、干渉抑圧系の位相器で干渉信号と位相が１８０度異なる干渉抑圧信号を生成して、第１の方向性結合手段で第１のアンテナから入力された受信信号および干渉抑圧手段から出力された干渉抑圧信号を合成することで、干渉信号を抑圧する。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下に図１から図７の添付図面を参照して、この発明にかかる無線中継装置の好適な実施の形態を説明する。なお、以下の図において、図１０と同様の構成部分に関しては、説明の都合上、同一符号を付記するものとする。
【００３２】
（実施例１）
図１は、この発明にかかる無線中継装置の実施例１の構成を示す構成図である。図において、図１０と異なる点は、増幅器３９ａ，３９ｂとフィルタ４０ａ，４０ｂとの間に検波器４６ａ，４６ｂを設け、この検波器４６ａ，４６ｂによって干渉抑圧系の発振状態を検出する点と、演算処理部４８がこの発振現象を利用して干渉信号を抑圧するためのオフセット値を求める点である。なお、この実施例では、スペクトラムアナライザ４７ａ，４７ｂを用いて主線系ラインの発振状態を確認している。
【００３３】
ところで、本来、回り込み干渉信号と干渉抑圧信号とは、利得がほぼ等しく、主線系利得よりも低いという条件下で、回り込み干渉信号と干渉抑圧信号の合成点（方向結合器３３ａ，３３ｂの地点）での位相差が０度で最大発振になり、この位相差が１８０度で最大抑圧になるという関係にある。
【００３４】
すなわち、干渉抑圧信号が回り込み干渉信号に対して正しいオフセット値で、かつ１８０度の位相差で合成した場合には、最大抑圧を得ることができて、キャンセル量が増大するが、オフセット値に誤差が含まれる場合には、合成点での位相差がこの１８０度からずれてしまい、この結果キャンセル量が劣化してしまう。また、オフセット値が正しく設定されている場合に、１８０度反対のオフセット値を設定すると、回り込み干渉信号と干渉抑圧信号の位相差が０となり、最大発振を起こすこととなる。このように、オフセット値の真値からずれるほど、キャンセル量が劣化して、残留成分が残ることとなり、ある限界点を超えると発振が起こる事態となる。
【００３５】
この発明は、この発振が起こる現象を利用してオフセット値を求めるもので、干渉抑圧系の発振状態を検出する検波器４６ａ，４６ｂには、例えばダイオード検波を用いてアンプなどの飽和を検出する方式を取っている。例えば図２の干渉抑圧系における発振領域とオフセット値の関係を示す図のように、発振領域が２５５度近辺の発振限界点Ｐ１から１５度近辺の発振限界点Ｐ２に渡って（２５５度から２７０度および３６０度を介して）存在している場合に、演算処理部４８は、干渉抑圧回路４５ａ，４５ｂの位相器４５ａ２，４５ｂ２の位相を制御して例えば連続的に変更させており、検波器４６ａ，４６ｂでは、この変更される位相に応じて発振状態を検出している。そして、演算処理部４８は、この検出結果から発振限界点Ｐ１，Ｐ２を求め（１５度から２５５度）、その求めた発振限界点Ｐ２からＰ１の中心角（１３５度）をオフセット値Ｐ３としている。
【００３６】
また、干渉抑圧系の利得が分らない場合には、演算処理部４８は、減衰器４５ａ３，４５ｂ３の減衰量を最大に設定して、干渉抑圧系の利得を下げて最小にしておく。そして、可変減衰器３５ａ，３５ｂの減衰量を、手動などで高い値に設定し、かつスペクトラルアナライザ４７ａ，４７ｂを用いて主線系の利得を発振しないレベルまで下げる。次に、この実施例では、演算処理部４８が位相器４５ａ２，４５ｂ２を制御して、位相を０〜３６０度連続して変更することで、発振限界点Ｐ２，Ｐ１を検波器４６ａ，４６ｂで検出し、この値Ｐ２，Ｐ１からオフセット値を求める。
【００３７】
次に、図３のフローチャートに基づき、図１に示した無線中継装置でのオフセット値を求めるための位相検出動作を説明する。なお、ここでは、代表して方向性結合器４３ａの地点と方向性結合器３３ａの地点とのオフセットを求める場合について説明する。図３において、まず演算処理部４８は、干渉抑圧回路４５ａの減衰器４５ａ３を最大減衰量に制御して、減衰器４５ａ３の信号通過を阻止する（ステップ２０１）。
【００３８】
この状態で、スペクトラムアナライザ４７ｂを用いて、主線系ラインの発振状態を確認しながら、可変減衰器３５ａの減衰量を上げる（ステップ２０２）。ここで、干渉波で発振が起こらなくなるまで、この減衰量を上げ（ステップ２０３）、この発振が起こらなくなると、スペクトラムアナライザ４７ｂで発振状態を確認しながら、減衰器４５ａ３の減衰量を下げて、干渉抑圧系の利得を適当なレベルに合わせる（ステップ２０４，２０５）。
【００３９】
次に、演算処理部４８は、位相器４５ａ２を制御して、干渉抑圧系の利得を最小から発振するレベルまで、オフセット値を０〜３６０度まで連続的に掃引させて上げていく。なお、この場合には、例えばオフセット値を既定の値、例えば０に設定して（ステップ２０６）、瞬時に発振した場合には（ステップ２０７）、オフセット値を他のオフセット値、例えば９０度、１８０度または２７０度などに設定して（ステップ２０８）、ステップ２０７で発振するかどうか判断する。
【００４０】
ここで、発振がなくなると、演算処理部４８は、発振状態を監視しながら、オフセット値（位相）を既定の方向、例えば＋方向に連続的に掃引して（ステップ２０９）、発振状態を検出する（ステップ２１０）。そして、発振を検出すると、その角度Ｐ１を内部の記憶部に記憶し、次にオフセットの掃引を反対方向、例えば−方向に連続的に掃引して（ステップ２１１）、発振状態を検出する（ステップ２１２）。
【００４１】
そして、同様にある角度Ｐ２で発振状態を検出したら、その角度Ｐ２を記憶し、先の発振限界点Ｐ１と今回の発振限界点Ｐ２との中心がオフセット真値Ｐ３となる（ステップ２１３）。これにより、演算処理部４８は、このオフセット値Ｐ３を位相器４５ａ２に設定して干渉抑圧信号を生成して方向性結合器３３ａで回り込み干渉信号と合成させることで、干渉信号をキャンセルすることが可能となる。
【００４２】
このように、この実施例では、干渉抑圧系の利得が分らない場合には、演算処理部４８は、減衰器４５ａ３，４５ｂ３の減衰量を最大に設定して、干渉抑圧系の利得を下げて最小にし、かつ可変減衰器３５ａ，３５ｂの減衰量を高い値に設定するとともに、スペクトラルアナライザ４７ａ，４７ｂを用いて主線系の利得を発振しないレベルまで下げる。そして、この実施例では、演算処理部４８が位相器４５ａ２，４５ｂ２を制御して、位相を０〜３６０度連続して掃引することで、発振限界点Ｐ２，Ｐ１（図２参照）を、検波器４６ａ，４６ｂで検出し、この値Ｐ２，Ｐ１からオフセット値を求めるので、発振限界点の再現性があり、さらにこの発振限界点の角度精度が１〜２度程度のずれであり、相互相関値による位相検出精度を上げる必要がなく、簡単な構成によって正確なオフセット値を求めることができる。
【００４３】
また、この実施例では、ベクトル信号発生器などの大型の測定器を用いることなく、簡単な構成でオフセット値を求めることができるので、システムの小型化、製作コストの低減を図ることができる。
【００４４】
（実施例２）
図４は、この発明にかかる無線中継装置の実施例２の構成を示す構成図である。この実施例では、さらに主線系および回り込み干渉系の利得の状況も分らない場合に用いられる構成のものである。この場合には、演算処理部４８は、可変減衰器３５ａ，３５ｂおよび減衰器４５ａ３，４５ｂ３の減衰量を最大に設定して、主線系および干渉抑圧系の利得を下げて最小にし、発振状態を監視しながら主線系の利得のみを上げていく。そして、発振状態が検出された場合には、主線系の利得を例えば約５ｄＢ程度低い値に設定して、その後は実施例１と同様の動作を行う。
【００４５】
図５のフローチャートに基づき、図４に示した無線中継装置でのオフセット値を求めるための位相検出動作を説明する。なお、ここでも、代表して方向性結合器４３ａの地点と方向性結合器３３ａの地点とのオフセットを求める場合について説明する。図５において、まず演算処理部４８は、主線系の可変減衰器３５ａおよび干渉抑圧回路４５ａの減衰器４５ａ３を最大減衰量に制御して、可変減衰器３５ａと減衰器４５ａ３の信号通過を阻止する（ステップ３０１）。
【００４６】
この状態で、検波器４６ａを用いて発振状態を監視しながら、可変減衰器３５ａの減衰量を徐々に下げていき（ステップ３０２）、発振状態を検出する（ステップ３０３）。そして、発振を検出すると、この可変減衰器３５ａの減衰量を発振時の値より若干多めに設定して、主線系の利得を例えば約５ｄＢ程度低い値に設定する（ステップ３０４）。
【００４７】
次に、演算処理部４８は、減衰器４５ａ３の減衰量を若干下げた状態で固定し（ステップ３０５）、発振状態を検波器４６ａで監視しながら、オフセット値を例えば図６に示すように、＋方向に０〜３６０度まで連続的に掃引させる（ステップ３０６）。そして、発振があったかどうか判断する（ステップ３０７）。
【００４８】
ここで、１回転掃引して発振領域が検出できない場合には、ステップ３０５に戻って、減衰器４５ａ３の減衰量をさらに若干下げて、再び０〜３６０度まで連続的に掃引させる。この動作を繰り返した後に、ある減衰量のある角度、例えばＰ１から装置が発振状態になると（図７参照）、演算処理部４８は、その発振状態を検波器４６ａで監視し、その時の角度を内部の記憶部に記憶し、次にオフセットの掃引を反対方向、例えば−方向に連続的に掃引して（ステップ３０８）、発振状態を検出する（ステップ３０９）。
【００４９】
そして、同様にある角度Ｐ２で発振状態を検出したら（図７参照）、その角度を記憶し、先の発振限界点Ｐ１と今回の発振限界点Ｐ２との中心がオフセット真値Ｐ３となる（ステップ３１０）。これにより、演算処理部４８は、このオフセット値Ｐ３を位相器４５ａ２に設定して干渉抑圧信号を生成して方向性結合器３３ａで回り込み干渉信号と合成させることで、干渉信号をキャンセルすることが可能となる。
【００５０】
このように、この実施例では、主線系および回り込み干渉系の利得の状況も分らない場合には、可変減衰器３５ａ，３５ｂおよび減衰器４５ａ３，４５ｂ３の減衰量を最大に設定して、主線系および干渉抑圧系の利得を下げて最小にし、発振状態を監視しながら主線系の利得のみを上げて発振状態を検出し、発振状態が検出された場合には、主線系の利得を低い値に設定して、実施例１と同様の動作を行うので、実施例と同様の効果が得られるとともに、演算処理部が可変減衰器および減衰器の制御を行うので、人手を介さずに自動でオフセットの検出を行うことができる。
【００５１】
また、この実施例では、ベクトル信号発生器やスペクトラムアナライザなどの大型の測定器を用いることなく、簡単な構成によって正確なオフセット値を求めることができるので、システムの小型化、製作コストの低減を図ることができる。
【００５２】
この発明は、これら実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形実施が可能である。
【００５３】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明では、干渉信号と干渉抑圧信号の利得がほぼ等しく、主線系利得よりも低いと、干渉信号と干渉抑圧信号とは第１の方向性結合手段における合成点での位相差が０度で最大発振となり、１８０度で最大抑制という関係を利用し、干渉参照信号の位相変更の際に、干渉信号による発振状態を監視し、監視結果である発振領域から干渉信号を抑制するオフセット値を求めることで、この干渉信号と逆位相の干渉抑圧信号を生成するので、ベクトル信号発生器を用いることなく、簡単な構成によって正確なオフセット値を求めることができる。
【００５４】
この発明の請求項２では、干渉抑圧系の利得状況が分らない場合には、減衰器によって干渉参照信号を減衰させてその振幅を変更することで、第１および第２の方向性結合手段間の干渉抑圧系で利得を発振しないレベルまで下げるので、干渉抑圧系の利得を減衰器にて適切なレベルに合わせることができる。
【００５５】
この発明の請求項３，４では、主線系と干渉抑圧系の双方の利得状況が分らない場合には、初期状態時に主線系の信号減衰手段と干渉抑圧系の減衰器の減衰量を最大に設定して、この主線系と干渉抑圧系の双方の利得を最小にし、干渉参照信号の位相変更の際に、演算制御手段で干渉信号による発振状態を監視し、監視結果である発振領域から干渉信号を抑制するオフセット値を求めることで、この干渉信号と逆位相の干渉抑圧信号を生成するので、ベクトル信号発生器やスペクトラムアナライザなどの大型の測定器を用いることなく、簡単な構成によって正確なオフセット値を求めることができる。
【００５６】
この発明の請求項５、６では、主線系での発振状態を監視し、発振領域の限界点である発振限界点を２点求め、この発振限界点のなす角度の中心角がオフセット値として求め、求めたオフセット値によって、干渉抑圧系の位相器で干渉信号と位相が１８０度異なる干渉抑圧信号を生成して、第１の方向性結合手段で第１のアンテナから入力された受信信号および干渉抑圧手段から出力された干渉抑圧信号を合成するので、干渉信号を抑圧する簡単な構成によって正確なオフセット値が求まるとともに、このオフセット値に基づいて、干渉信号を正確にキャンセルすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明にかかる無線中継装置の実施例１の構成を示す構成図である。
【図２】干渉抑圧系における発振領域とオフセット値の関係を示す図である。
【図３】図１に示した無線中継装置でのオフセット値を求めるための位相検出動作を説明するためのフローチャートである。
【図４】この発明にかかる無線中継装置の実施例２の構成を示す構成図である。
【図５】図４に示した無線中継装置でのオフセット値を求めるための位相検出動作を説明するためのフローチャートである。
【図６】干渉参照信号の位相を０〜３６０度掃引した場合の説明のための図である。
【図７】干渉抑圧系における発振領域とオフセット値の関係を示す図である。
【図８】無線中継装置が用いられる移動通信システムの概要構成を示す図である。
【図９】従来の無線中継装置の概要構成を示す図である。
【図１０】図９に示した無線中継装置の詳細構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０に示した無線中継装置でのオフセット値を求めるための位相検出動作を説明するためのフローチャートである。
【図１２】図１０に示した各信号を座標軸上にベクトル表記した図である。
【図１３】図１０に示した信号▲３▼のベクトルとオフセット値の関係を示す図である。
【符号の説明】
１０　基地局
２０　移動局
３０　無線中継装置
３１ａ，３１ｂ　アンテナ
３２ａ，３２ｂ　サーキュレータ
３３ａ，３３ｂ，３７ａ，３７ｂ，４３ａ，４３ｂ，４４ａ，４４　方向性結合器
３４ａ，３４ｂ，４０ａ，４０ｂ　フィルタ
３５ａ，３５ｂ　可変減衰器
３６ａ，３６ｂ，３９ａ，３９ｂ　増幅器
３８ａ，３８ｂ，４５ａ１，４５ｂ１　遅延器
４２ａ，４２ｂ　スイッチ
４５ａ２，４５ｂ２　位相器
４５ａ，４５ｂ　干渉抑圧回路
４５ａ３，４５ｂ３　減衰器
４６ａ，４６ｂ　検波器
４７ａ，４７ｂ　スペクトラルアナライザ
４８　演算処理部
Ｐ１，Ｐ２　発振限界点[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a radio relay apparatus used for a mobile communication system, particularly for eliminating a dead zone between a base station and a mobile station or expanding a cover area.
[0002]
[Prior art]
In the conventional wireless relay system, there are places where radio waves are relatively difficult to reach, such as in buildings or tunnels, even in mountainous areas or plains, between a wireless base station for mobile communications and mobile stations for mobile phones. Is used in the wireless relay device. In addition, the wireless relay device is used for expanding the area of the wireless zone.
[0003]
Such a wireless relay device uses an RF repeater device that amplifies and relays a received signal (a signal using a code division multiple access system or a code division multiplex system), that is, a high-frequency signal as it is. This RF repeater device is a cost-effective device because it is relayed without regeneration and relaying.
[0004]
FIG. 8 is a diagram illustrating a schematic configuration of a mobile communication system using a wireless relay device that covers a dead zone. In FIG. 8, the base station 10 and the mobile station 20 cannot perform direct communication because the mobile station 20 is located in the dead zone A. The wireless relay device 30 relays communication between the base station 10 and the mobile station 20. The wireless relay device 30 receives the downlink signal fD from the base station 10 by the antenna 31a, amplifies the downlink signal fD, and transmits the amplified downlink signal fD to the mobile station 20 from the antenna 31b. On the other hand, the uplink signal fU from the mobile station 20 is received by the antenna 31b, and the uplink signal fU is amplified and transmitted from the antenna 31a to the base station 10.
[0005]
The radio repeater 30 as the RF repeater device amplifies and radiates a high-frequency signal of the same frequency as it is, so that radio waves from a base station or a mobile station can reach the rooftop of a hill or a building. It is installed so that it can be higher than the gain. However, due to restrictions on the installation of the RF repeater device, such as the inability to sufficiently separate the transmitting and receiving antennas, there may be cases where isolation between the transmitting and receiving antennas is not sufficient, and transmission quality is degraded due to a sneak signal between the transmitting and receiving antennas, or When the repeater gain is higher than the isolation between the antennas, a problem that oscillation occurs occurs.
[0006]
For this reason, as shown in FIG. 9, the wireless relay device 30 is provided with interference suppression circuits 45a and 45b for suppressing a sneak signal. In FIG. 9, this wireless relay device 30 is an RF repeater device, and uses circulators 32a and 32b and antennas 31a and 31b as transmission / reception antennas. The downstream signal received by the antenna 31a is output to the amplifier 36a via the circulator 32a and the directional coupler 33a, and is amplified. The amplified downstream signal is output to the circulator 32b by the directional coupler 43a, radiated through the antenna 31b, and partially output to the interference suppression circuit 45a. The interference suppression circuit 45a generates a signal having the same amplitude and opposite phase with respect to the input downstream signal, and outputs the signal to the directional coupler 33a as an interference suppression signal.
[0007]
On the other hand, a part of the downlink signal output from the antenna 31b is input again to the antenna 31a as a loop-back signal Sa to the antenna 31a, but is combined with the interference suppression signal in the directional coupler 33a to form a loop-back interference signal Sa. Is canceled. Similarly, the uplink signal input from the antenna 31b is relayed via the circulator 32b, the directional coupler 33b, the amplifier 36b, the directional coupler 43b, and the circulator 32a. At this time, the interference suppression circuit 45b The wraparound interference signal Sb is canceled.
[0008]
FIG. 10 is a block diagram showing a detailed configuration of the wireless relay device 30 shown in FIG. In FIG. 10, this wireless relay apparatus includes filters 34a and 34b, variable attenuators 35a and 35b, low-noise amplifiers 36a and 36b, directional couplers 37a and 37b, and a delay unit 38a after the directional couplers 33a and 33b. , 38b, high power amplifiers 39a, 39b, filters 40a, 40b, and couplers 42a, 42b to which vector signal generators (SG) 41a, 41b are connected. The delay units 38a and 38b provide a delay of one chip or more, for example, 250 nsec or more when the spreading code rate of the wideband code division multiple access system is 4 Mchip / sec.
[0009]
Between the directional couplers 43a, 43b and 33a, 33b, there are provided directional couplers 44a, 44b, delay units 45a1, 45b1, phase units 45a2, 45b2, and attenuators 45a3, 45b3 of the interference suppression circuits 45a, 45b. Is provided. The delay units 45a1 and 45b1 add delay amounts to which delays of the wraparound signals Sa and Sb are added. The arithmetic processing unit 48 outputs the interference reference signal branched and output from the directional couplers 43a and 43b and the signal branched and output from the directional couplers 37a and 37b, that is, a signal delayed by one chip or more, in other words, the interference is suppressed. The phase shifters 45a2 and 45b2 and the attenuators 45a3 and 45b3 are variably adjusted in order to obtain a correlation with the received signal by digital signal processing and to generate an interference suppression signal having the opposite phase and the same amplitude as the wraparound interference signal. Output to the devices 33a and 33b to perform interference suppression.
[0010]
Further, when the interference suppression signal is made to have the opposite phase of the wraparound interference signal, the phase detection point (the point of the directional couplers 43a and 43b) and the interference suppression signal synthesis point (the directional couplers 33a and 33b) are used. It is necessary to consider the phase difference (offset) with the point. In the conventional cancellation method, phase information is detected from a cross-correlation value of a CDMA signal which is a vector signal from the SGs 41a and 41b, and an offset value is obtained from this information.
[0011]
Next, the phase detection operation for obtaining the offset value will be described with reference to the flowchart of FIG. Here, a case where the offset between the point of the directional coupler 43a and the point of the directional coupler 33a is obtained will be described. In the figure, first, the arithmetic processing unit 48 controls the attenuator 45a3 of the interference suppression circuit 45a to the maximum attenuation to prevent the signal from passing through the attenuator 45a3 (step 101).
[0012]
In this state, the attenuation of the variable attenuator 35a is increased while connecting to the main line at the point B using a spectrum analyzer and confirming oscillation (step 102). Here, if oscillation is caused by an interference wave (step 103), the attenuation of the variable attenuator 35a is increased, and if oscillation is not occurring, the broadband CDMA signal is transmitted from the SG 41a via the coupler to the direction. The input is made to the sex coupler 43a (step 104).
[0013]
Next, the arithmetic processing unit 48 takes in the signal (1) branched from the directional coupler 43a and the signal (2) of the directional coupler 37a that has gone around in space, and obtains the signal (1) and the signal (1). A correlation calculation with 2) is performed to calculate a phase difference between the path of signal (2) (interference wave) and the path of signal (1) (step 105). The vector of the signal (2) based on the signal (1) at this time is as shown in the diagram of the coordinate axes in FIG. Then, while confirming the oscillation state using the spectrum analyzer at the point B, the attenuation of the attenuator 45a3 of the interference suppression circuit 45a is reduced to a level just before oscillation does not occur in the interference suppression system line (step 106).
[0014]
When the attenuation of the attenuator 45a3 reaches an appropriate level (step 107), the phase shifter 45a2 is set to 0 degrees (step 108). Then, the signal (1) branched from the directional coupler 43a and the signal (3) of the directional coupler 37a passed through the interference suppression circuit 45a are taken in, and the signal (1) and (signal (2) + signal (3)) to calculate the phase difference of the path of (signal (2) + signal (3)) with respect to the path of signal (1) (step 109). The vector of (signal (2) + signal (3)) based on the signal (1) at this time is as shown in the diagram of the coordinate axes in FIG.
[0015]
In general, as shown in the diagram of the coordinate axes in FIG. 13, the angle between the vector of the signal (3) and the X axis is an offset value, and the arithmetic processing unit 48 calculates the offset value based on the offset value. The phase shifter 45a2 is controlled to generate an interference suppression signal having an opposite phase to the loop interference signal.
[0016]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above conventional example, the phase information is detected from the cross-correlation value. However, the detection of the phase information includes a calculation error and an error in the accuracy of each component, and is at most about 20 degrees. Offset detection error occurs. Due to the offset detection error, the interference signal and the interference suppression signal do not have an ideal opposite phase at the interference suppression signal combining point, and there is a problem in that the cancellation amount of the interference signal deteriorates.
[0017]
Further, in this conventional example, an SG for calculating a cross-correlation value is required, a spectrum analyzer is required for preventing oscillation of the device, the number of parts of the system increases, and the manufacturing cost increases. There were also problems.
[0018]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above problems, and has as its object to provide a wireless relay device that can obtain an accurate offset value with a simple configuration without using an SG or a spectrum analyzer.
[0019]
[Means for Solving the Problems]
To achieve the above object, according to claim 1 of the present invention, amplifying means for amplifying a transmission signal having the same frequency as a reception signal received from a first antenna, and transmitting the amplified transmission signal from a second antenna And an interference suppression means for generating an interference suppression signal for suppressing interference caused by a sneak interference signal from the second antenna to the first antenna based on an interference reference signal and a transmission signal input to the amplification means. Wherein the interference suppressing means has a phase shifter for changing a phase of the interference reference signal, and the wireless relay apparatus is configured to receive the received signal input from the first antenna and the interference signal. First directional coupling means for combining interference suppression signals output from the suppression means, signal attenuating means for attenuating signals output from the first directional coupling means, and the signal Attenuation control means for controlling the amount of attenuation of the attenuation means, second directional coupling means for outputting the attenuated signal as a transmission signal to a second antenna and outputting the signal as an interference reference signal, Detecting means for detecting oscillation by a transmission signal output to the second antenna at the time of signal attenuation control by the control means, and detecting means for changing the phase of the interference reference signal by the phase shifter; A wireless relay device comprising: an arithmetic control unit that monitors a detected oscillation state and obtains an offset value for generating the interference suppression signal based on the monitoring result.
[0020]
According to this invention, when the gain of the interference signal and the gain of the interference suppression signal are substantially equal to each other and lower than the main line gain, the phase difference between the interference signal and the interference suppression signal at the combining point in the first directional coupling means is zero. The maximum oscillation occurs in degrees and the maximum suppression occurs in 180 degrees. Therefore, when changing the phase of the interference reference signal, the oscillation state due to the interference signal is monitored, and the offset value that suppresses the interference signal from the oscillation area that is the monitoring result is obtained. , An interference suppression signal having a phase opposite to that of the interference signal is generated.
[0021]
According to a second aspect of the present invention, in the above invention, the interference suppressing unit further includes an attenuator that attenuates the interference reference signal and changes the amplitude of the interference reference signal, wherein the attenuator includes the Before the oscillation of the transmission signal is detected by the detection means, the attenuation is set to a maximum.
[0022]
According to the present invention, when the gain status of the interference suppression system is not known, the interference reference signal is attenuated and its amplitude is changed, so that the interference suppression system between the first and second directional coupling means can be used. Reduce the gain to a level that does not oscillate.
[0023]
According to claim 3 of the present invention, amplifying means for amplifying a transmission signal having the same frequency as a reception signal received from the first antenna, and an interference reference signal when transmitting the amplified transmission signal from the second antenna. A wireless relay device comprising: an interference suppression unit configured to generate an interference suppression signal that suppresses interference caused by a loop interference signal from the second antenna to the first antenna based on a transmission signal input to the amplification unit , The interference suppression means has a phase shifter for changing the phase of the interference reference signal, and the radio relay apparatus receives the reception signal input from the first antenna and the interference signal output from the interference suppression means. A first directional coupling unit for synthesizing the suppression signal, a signal attenuating unit for attenuating the signal output from the first directional coupling unit, and an amount of attenuation of the signal attenuating unit. Attenuating control means, a second directional coupling means for outputting the attenuated signal as a transmission signal to a second antenna and outputting the signal as the interference reference signal, and a signal attenuation control by the attenuation control means. Detecting means for detecting an oscillation due to a transmission signal output to the second antenna, and monitoring an oscillation state detected by the detecting means when the phase shifter changes the phase of the interference reference signal. Calculation control means for calculating an offset value for suppressing the interference signal based on the monitoring result.
[0024]
According to the present invention, when the phase of the interference reference signal is changed, the oscillation state due to the interference signal is monitored, and an offset value for suppressing the interference signal is obtained from the oscillation region that is the monitoring result, so that the phase of the interference reference signal is opposite to that of the interference signal. Is generated.
[0025]
According to a fourth aspect of the present invention, in the above invention, the interference suppressing means further includes an attenuator for attenuating the interference reference signal and changing an amplitude of the interference reference signal, wherein the signal attenuating means and the attenuation The device is characterized in that, in the initial state, after the attenuation is set to the maximum, only the attenuation of the attenuator is reduced.
[0026]
According to the present invention, when the gain situation of both the main line system and the interference suppression system is unknown, the attenuation amount of the signal attenuation means of the main line system and the attenuator of the interference suppression system is set to the maximum in the initial state, The oscillation state is monitored by minimizing the gain of both the main line system and the interference suppression system.
[0027]
According to a fifth aspect of the present invention, in the above invention, the arithmetic control means monitors the oscillation state, finds an oscillation limit point, and finds the offset value from the oscillation limit point.
[0028]
According to the present invention, the phase of the interference reference signal is swept from 0 to 360 degrees, the oscillation state is monitored, two oscillation limit points which are the limit points of the oscillation region are obtained, and the center of the angle formed by the oscillation limit point is determined. By obtaining the angle as the offset value, an accurate offset value can be obtained with a simple configuration.
[0029]
According to a sixth aspect of the present invention, in the above invention, the wireless relay apparatus further comprises a phase control unit for changing and controlling a phase of the phase shifter based on the obtained offset value. .
[0030]
According to the present invention, the phase shifter of the interference suppression system generates an interference suppression signal having a phase different from that of the interference signal by 180 degrees based on the obtained offset value, and is input from the first antenna by the first directional coupling means. By combining the received signal and the interference suppression signal output from the interference suppression unit, the interference signal is suppressed.
[0031]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
A preferred embodiment of a wireless relay device according to the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings of FIGS. In the following drawings, the same components as those in FIG. 10 are denoted by the same reference numerals for convenience of explanation.
[0032]
(Example 1)
FIG. 1 is a configuration diagram illustrating a configuration of a wireless relay device according to a first embodiment of the present invention. 10 differs from FIG. 10 in that detectors 46a and 46b are provided between the amplifiers 39a and 39b and filters 40a and 40b, and the detectors 46a and 46b detect the oscillation state of the interference suppression system. The point is that the arithmetic processing unit 48 obtains an offset value for suppressing the interference signal using this oscillation phenomenon. In this embodiment, the oscillation state of the main line is confirmed using the spectrum analyzers 47a and 47b.
[0033]
By the way, the combining point of the sneak interference signal and the interference suppression signal (the point of the directional couplers 33a and 33b) is provided under the condition that the gain of the sneak interference signal and the interference suppression signal is essentially equal and lower than the gain of the main line system. Is a maximum oscillation at a phase difference of 0 degree and a maximum suppression at a phase difference of 180 degree.
[0034]
That is, when the interference suppression signal is combined with the correct offset value with respect to the wraparound interference signal and with a phase difference of 180 degrees, the maximum suppression can be obtained and the cancellation amount increases, but the offset value has an error. Is included, the phase difference at the combining point deviates from this 180 degree, and as a result, the cancellation amount deteriorates. Also, if the offset value is set correctly and an offset value opposite by 180 degrees is set, the phase difference between the sneak interference signal and the interference suppression signal becomes zero, and maximum oscillation occurs. As described above, the more the offset value deviates from the true value, the more the cancellation amount is degraded, so that the residual component remains, and when a certain limit point is exceeded, oscillation occurs.
[0035]
According to the present invention, the offset value is obtained by utilizing the phenomenon in which the oscillation occurs. The detectors 46a and 46b which detect the oscillation state of the interference suppression system detect, for example, saturation of an amplifier or the like using diode detection. Is taking the formula. For example, as shown in the diagram showing the relationship between the oscillation region and the offset value in the interference suppression system in FIG. 2, the oscillation region extends from the oscillation limit point P1 near 255 degrees to the oscillation limit point P2 near 15 degrees (from 255 degrees to 270 degrees). When the signal is present (via the first and second degrees), the arithmetic processing unit 48 controls the phase of the phase shifters 45a2 and 45b2 of the interference suppression circuits 45a and 45b, for example, to continuously change the phase. At 46a and 46b, the oscillation state is detected in accordance with the changed phase. Then, the arithmetic processing unit 48 obtains the oscillation limit points P1 and P2 from the detection result (from 15 degrees to 255 degrees), and sets the central angle (135 degrees) between the obtained oscillation limit points P2 and P1 as the offset value P3. .
[0036]
If the gain of the interference suppression system is not known, the arithmetic processing unit 48 sets the attenuation of the attenuators 45a3 and 45b3 to the maximum, and lowers the gain of the interference suppression system to the minimum. Then, the attenuation of the variable attenuators 35a and 35b is set to a high value manually or the like, and the gain of the main line system is reduced to a level at which no oscillation occurs using the spectral analyzers 47a and 47b. Next, in this embodiment, the arithmetic processing unit 48 controls the phase shifters 45a2 and 45b2 to change the phase continuously from 0 to 360 degrees, so that the oscillation limit points P2 and P1 are detected by the detectors 46a and 46b. Then, an offset value is obtained from the values P2 and P1.
[0037]
Next, a phase detection operation for obtaining an offset value in the wireless relay apparatus shown in FIG. 1 will be described based on a flowchart of FIG. Here, a case where the offset between the point of the directional coupler 43a and the point of the directional coupler 33a is representatively described will be described. In FIG. 3, first, the arithmetic processing unit 48 controls the attenuator 45a3 of the interference suppression circuit 45a to the maximum attenuation to prevent the signal from passing through the attenuator 45a3 (step 201).
[0038]
In this state, the attenuation of the variable attenuator 35a is increased while confirming the oscillation state of the main line using the spectrum analyzer 47b (step 202). Here, this attenuation is increased until oscillation does not occur in the interference wave (step 203). When this oscillation does not occur, the attenuation of the attenuator 45a3 is reduced while confirming the oscillation state with the spectrum analyzer 47b. The gain of the interference suppression system is adjusted to an appropriate level (steps 204 and 205).
[0039]
Next, the arithmetic processing unit 48 controls the phase shifter 45a2 to continuously sweep and increase the offset value from 0 to 360 degrees from the minimum to the level of oscillation of the interference suppression system. In this case, for example, the offset value is set to a predetermined value, for example, 0 (step 206), and when oscillation occurs instantaneously (step 207), the offset value is set to another offset value, for example, 90 degrees. At 180 degrees or 270 degrees or the like (step 208), it is determined at step 207 whether oscillation occurs.
[0040]
Here, when the oscillation stops, the arithmetic processing unit 48 continuously sweeps the offset value (phase) in a predetermined direction, for example, the + direction while monitoring the oscillation state (step 209), and detects the oscillation state. (Step 210). When the oscillation is detected, the angle P1 is stored in an internal storage unit, and then the offset sweep is continuously performed in the opposite direction, for example, in the negative direction (step 211), and the oscillation state is detected (step 211). 212).
[0041]
When the oscillation state is detected at a certain angle P2, the angle P2 is stored, and the center between the previous oscillation limit point P1 and the present oscillation limit point P2 becomes the true offset value P3 (step 213). Thereby, the arithmetic processing unit 48 cancels the interference signal by setting the offset value P3 in the phase shifter 45a2, generating the interference suppression signal, and combining the signal with the wraparound interference signal in the directional coupler 33a. It becomes possible.
[0042]
As described above, in this embodiment, when the gain of the interference suppression system is not known, the arithmetic processing unit 48 sets the attenuation amounts of the attenuators 45a3 and 45b3 to the maximum and lowers the gain of the interference suppression system. At the same time, the attenuation of the variable attenuators 35a and 35b is set to a high value, and the gain of the main line system is reduced to a level at which no oscillation occurs using the spectral analyzers 47a and 47b. In this embodiment, the arithmetic processing unit 48 controls the phase shifters 45a2 and 45b2 to sweep the phase continuously from 0 to 360 degrees, thereby detecting the oscillation limit points P2 and P1 (see FIG. 2). Since the offset values are obtained from the values P2 and P1 by the detectors 46a and 46b, the oscillation limit point has reproducibility, and the angular accuracy of the oscillation limit point is shifted by about 1 to 2 degrees. There is no need to increase the phase detection accuracy based on the value, and an accurate offset value can be obtained with a simple configuration.
[0043]
Further, in this embodiment, since the offset value can be obtained with a simple configuration without using a large measuring instrument such as a vector signal generator, the system can be reduced in size and the manufacturing cost can be reduced.
[0044]
(Example 2)
FIG. 4 is a configuration diagram illustrating a configuration of a wireless relay device according to a second embodiment of the present invention. This embodiment has a configuration used when the situation of the gains of the main line system and the loop interference system is not known. In this case, the arithmetic processing unit 48 sets the attenuation of the variable attenuators 35a and 35b and the attenuators 45a3 and 45b3 to the maximum, reduces the gains of the main line system and the interference suppression system to a minimum, and changes the oscillation state. Only increase the gain of the main line while monitoring. Then, when the oscillation state is detected, the gain of the main line system is set to a low value, for example, about 5 dB, and thereafter, the same operation as in the first embodiment is performed.
[0045]
The phase detection operation for obtaining the offset value in the wireless relay device shown in FIG. 4 will be described based on the flowchart in FIG. Here, a case where the offset between the point of the directional coupler 43a and the point of the directional coupler 33a is representatively described will be described. In FIG. 5, first, the arithmetic processing unit 48 controls the variable attenuator 35a of the main line system and the attenuator 45a3 of the interference suppression circuit 45a to the maximum amount of attenuation to prevent the signal passage of the variable attenuator 35a and the attenuator 45a3. (Step 301).
[0046]
In this state, while monitoring the oscillation state using the detector 46a, the attenuation of the variable attenuator 35a is gradually reduced (step 302), and the oscillation state is detected (step 303). When the oscillation is detected, the attenuation of the variable attenuator 35a is set to be slightly larger than the value at the time of oscillation, and the gain of the main line system is set to a value lower by, for example, about 5 dB (step 304).
[0047]
Next, the arithmetic processing unit 48 fixes the attenuation amount of the attenuator 45a3 in a slightly lowered state (step 305), and monitors the oscillation state with the detector 46a, and sets the offset value as shown in FIG. Sweep is continuously performed in the + direction from 0 to 360 degrees (step 306). Then, it is determined whether or not oscillation has occurred (step 307).
[0048]
If the oscillation region cannot be detected after one rotation sweep, the process returns to step 305, where the attenuation of the attenuator 45a3 is further reduced slightly, and the sweep is continuously performed again from 0 to 360 degrees. After repeating this operation, when the device enters an oscillating state from a certain angle of attenuation, for example, P1, (see FIG. 7), the arithmetic processing unit 48 monitors the oscillating state with the detector 46a and determines the angle at that time. It is stored in an internal storage unit, and then sweeps the offset continuously in the opposite direction, for example, in the negative direction (Step 308), and detects the oscillation state (Step 309).
[0049]
Similarly, when the oscillation state is detected at an angle P2 (see FIG. 7), the angle is stored, and the center between the previous oscillation limit point P1 and the current oscillation limit point P2 becomes the true offset value P3 (step S3). 310). Thereby, the arithmetic processing unit 48 cancels the interference signal by setting the offset value P3 in the phase shifter 45a2, generating the interference suppression signal, and combining the signal with the wraparound interference signal in the directional coupler 33a. It becomes possible.
[0050]
As described above, in this embodiment, if the gain states of the main line system and the loop interference system are not known, the attenuation of the variable attenuators 35a and 35b and the attenuators 45a3 and 45b3 is set to the maximum, and the main line system is set. Also, reduce the gain of the interference suppression system to minimize it, increase the gain of the main line only while monitoring the oscillation state, detect the oscillation state, and if the oscillation state is detected, lower the gain of the main line system to a lower value. Setting and performing the same operation as in the first embodiment, the same effects as those in the first embodiment can be obtained. In addition, since the arithmetic processing unit controls the variable attenuator and the attenuator, the offset is automatically performed without manual operation. Can be detected.
[0051]
Further, in this embodiment, since an accurate offset value can be obtained with a simple configuration without using a large measuring instrument such as a vector signal generator or a spectrum analyzer, the system can be reduced in size and the manufacturing cost can be reduced. Can be planned.
[0052]
The present invention is not limited to these embodiments, and various modifications can be made without departing from the spirit of the present invention.
[0053]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, when the gain of the interference signal and the gain of the interference suppression signal are substantially equal to each other and lower than the main line gain, the interference signal and the interference suppression signal are combined at the combining point in the first directional coupling means. Using the relationship of maximum oscillation when the phase difference is 0 degree and maximum suppression at 180 degree, when changing the phase of the interference reference signal, the oscillation state due to the interference signal is monitored, and the interference signal is monitored from the oscillation area as the monitoring result. By obtaining the offset value to be suppressed, an interference suppression signal having a phase opposite to that of the interference signal is generated. Therefore, an accurate offset value can be obtained with a simple configuration without using a vector signal generator.
[0054]
According to the second aspect of the present invention, when the gain situation of the interference suppression system is not known, the interference reference signal is attenuated by an attenuator and its amplitude is changed, so that the first and second directional coupling means can be changed. Since the gain is reduced to a level at which no oscillation occurs in the interference suppression system, the gain of the interference suppression system can be adjusted to an appropriate level by the attenuator.
[0055]
According to the third and fourth aspects of the present invention, when the gain situation of both the main line system and the interference suppression system is not known, the attenuation of the signal attenuation means of the main line system and the attenuator of the interference suppression system is maximized in the initial state. By setting, the gain of both the main line system and the interference suppression system is minimized, and when the phase of the interference reference signal is changed, the oscillation state due to the interference signal is monitored by the arithmetic control means, and the interference is monitored from the oscillation area as the monitoring result. By calculating the offset value that suppresses the signal, an interference suppression signal that is in phase opposite to that of this interference signal is generated.This eliminates the need to use a large measuring instrument such as a vector signal generator or a spectrum analyzer, and achieves an accurate An offset value can be obtained.
[0056]
According to the fifth and sixth aspects of the present invention, the oscillation state in the main line system is monitored, two oscillation limit points which are the limit points of the oscillation region are obtained, and the central angle of the angle formed by the oscillation limit points is obtained as an offset value. The phase shifter of the interference suppression system generates an interference suppression signal having a phase 180 degrees different from that of the interference signal based on the obtained offset value, and the first directional coupling means receives the received signal and the interference inputted from the first antenna. Since the interference suppression signal output from the suppression unit is combined, an accurate offset value can be obtained by a simple configuration for suppressing the interference signal, and the interference signal can be accurately canceled based on the offset value.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram illustrating a configuration of a wireless relay device according to a first embodiment of the present invention;
FIG. 2 is a diagram illustrating a relationship between an oscillation region and an offset value in an interference suppression system.
FIG. 3 is a flowchart for explaining a phase detection operation for obtaining an offset value in the wireless relay apparatus shown in FIG. 1;
FIG. 4 is a configuration diagram illustrating a configuration of a wireless relay apparatus according to a second embodiment of the present invention;
FIG. 5 is a flowchart for explaining a phase detection operation for obtaining an offset value in the wireless relay apparatus shown in FIG. 4;
FIG. 6 is a diagram for explaining a case where the phase of an interference reference signal is swept from 0 to 360 degrees.
FIG. 7 is a diagram illustrating a relationship between an oscillation region and an offset value in the interference suppression system.
FIG. 8 is a diagram illustrating a schematic configuration of a mobile communication system in which a wireless relay device is used.
FIG. 9 is a diagram showing a schematic configuration of a conventional wireless relay device.
FIG. 10 is a block diagram illustrating a detailed configuration of a wireless relay device illustrated in FIG. 9;
11 is a flowchart for explaining a phase detection operation for obtaining an offset value in the wireless relay device shown in FIG.
12 is a diagram in which each signal shown in FIG. 10 is expressed in a vector on a coordinate axis.
FIG. 13 is a diagram showing a relationship between a vector of a signal (3) shown in FIG. 10 and an offset value.
[Explanation of symbols]
10 base stations
20 mobile stations
30 wireless relay device
31a, 31b antenna
32a, 32b circulator
33a, 33b, 37a, 37b, 43a, 43b, 44a, 44 Directional coupler
34a, 34b, 40a, 40b Filter
35a, 35b Variable attenuator
36a, 36b, 39a, 39b Amplifier
38a, 38b, 45a1, 45b1 Delay device
42a, 42b switch
45a2, 45b2 Phase shifter
45a, 45b interference suppression circuit
45a3, 45b3 attenuator
46a, 46b detector
47a, 47b Spectral analyzer
48 arithmetic processing unit
P1, P2 oscillation limit point

Claims

Amplifying means for amplifying a transmission signal having the same frequency as a reception signal received from the first antenna; and transmitting the amplified transmission signal from the second antenna and an interference reference signal and a transmission signal inputted to the amplification means. A radio relay apparatus comprising: an interference suppression unit configured to generate an interference suppression signal that suppresses interference caused by a sneak interference signal from the second antenna to the first antenna based on the signal.
The interference suppression means has a phase shifter for changing the phase of the interference reference signal,
A first directional coupling unit that combines the reception signal input from the first antenna and the interference suppression signal output from the interference suppression unit,
Signal attenuating means for attenuating a signal output from the first directional coupling means;
Attenuation control means for controlling the amount of attenuation of the signal attenuation means,
A second directional coupling unit that outputs the attenuated signal as a transmission signal to a second antenna and outputs the signal as the interference reference signal,
Detecting means for detecting oscillation due to a transmission signal output to the second antenna during signal attenuation control by the attenuation control means;
When the phase shifter changes the phase of the interference reference signal, the oscillation control unit monitors the oscillation state detected by the detection unit, and calculates an offset value for generating the interference suppression signal based on the monitoring result. A wireless relay device comprising:

The interference suppression means further includes an attenuator that attenuates the interference reference signal and changes the amplitude of the interference reference signal, and the attenuator is provided before the detection unit detects the oscillation of the transmission signal. The wireless relay device according to claim 1, wherein the amount of attenuation is set to a maximum.

Amplifying means for amplifying a transmission signal having the same frequency as a reception signal received from the first antenna; and transmitting the amplified transmission signal from the second antenna and an interference reference signal and a transmission signal inputted to the amplification means. A radio relay apparatus comprising: an interference suppression unit configured to generate an interference suppression signal that suppresses interference caused by a sneak interference signal from the second antenna to the first antenna based on the signal.
The interference suppression means has a phase shifter for changing the phase of the interference reference signal,
A first directional coupling unit that combines the reception signal input from the first antenna and the interference suppression signal output from the interference suppression unit,
Signal attenuating means for attenuating a signal output from the first directional coupling means;
Attenuation control means for controlling the amount of attenuation of the signal attenuation means,
A second directional coupling unit that outputs the attenuated signal as a transmission signal to a second antenna and outputs the signal as the interference reference signal,
Detecting means for detecting oscillation due to a transmission signal output to the second antenna during signal attenuation control by the attenuation control means;
When the phase shifter changes the phase of the interference reference signal, the control unit monitors an oscillation state detected by the detection unit, and calculates an offset value for suppressing the interference signal based on the monitoring result. A wireless relay device.

The interference suppression means further includes an attenuator that attenuates the interference reference signal and changes the amplitude of the interference reference signal, wherein the signal attenuating means and the attenuator maximize the amount of attenuation in an initial state. 4. The wireless relay device according to claim 3, wherein only the attenuation amount of the attenuator is reduced after the setting.

The radio relay according to any one of claims 1 to 4, wherein the arithmetic control unit monitors the oscillation state, finds an oscillation limit point, and finds the offset value from the oscillation limit point. apparatus.

The radio relay apparatus according to claim 1, further comprising: a phase control unit configured to change and control a phase of the phase shifter based on the obtained offset value. Wireless relay device.