【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた高電圧発生用の電源回路に関し、更に詳しくは、質量分析計の検出器の電源として好適な電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、質量分析計において高い感度でイオンを検出するために、コンバージョンダイノードと二次電子増倍管とを組み合わせたイオン検出器が利用されている。こうしたイオン検出器では、正イオンと負イオンとを選択的に検出するために、そのイオンの極性に応じて負極性又は正極性の高電圧（例えば最大で±１０ｋＶ程度）をコンバージョンダイノードに印加する必要がある。こうした高電圧発生用の電源回路としては、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを用いたものが利用されている。
【０００３】
従来のイオン検出器用の電源回路は、正負の高電圧を切り替えて出力するために、正極性の高電圧を出力する第１のＤＣ−ＤＣコンバータと、負極性の高電圧を出力する第２のＤＣ−ＤＣコンバータと、両ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を切り替えるリレーと、を備える。第１及び第２のＤＣ−ＤＣコンバータはそれぞれ、昇圧用のトランスと、該トランスの１次側に設けられたレギュレータ回路と、トランスの２次側に設けられた整流回路とを含み、各整流回路でそれぞれ正極性、負極性の電圧を取り出す構成となっている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
こうした構成の電源回路では、出力が選択される側のＤＣ−ＤＣコンバータにのみ選択的に入力電力を供給し、選択されていない側のＤＣ−ＤＣコンバータには入力電力を供給しないことによってその動作を停止させるようにしている。しかしながら、２つのＤＣ−ＤＣコンバータに含まれる２つのトランスは近接して配置されているため、このトランス同士の磁気結合が生じる。そのため、選択されていない側、つまり昇圧動作が停止されている筈のＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの２次側巻線にも電圧が発生し、その電圧が後段の整流回路のコンデンサを充電する。このコンデンサに貯まった電荷は出力切替え用のリレーが切り替わるまで放電経路を持たないため、該リレーを切り替えた瞬間に、出力端に意図せぬ大きな電圧が発生する恐れがある。この電圧はスパイク状の高電圧であり、出力端に接続されている機器（例えば上記イオン検出器）の故障の原因となり得る。
【０００５】
本発明はかかる課題を解決するために成されたものであり、その目的とするところは、上述したような意図しない電荷の蓄積によるリレー切替え時の瞬間的な電圧発生を防止することができる高電圧発生用の電源回路を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために成された本発明は、第１のトランスを含む第１のＤＣ−ＤＣコンバータと、第２のトランスを含み第１のＤＣ−ＤＣコンバータとは異なる極性の電圧を出力する第２のＤＣ−ＤＣコンバータと、第１及び第２のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧のいずれか一方を選択して出力する出力切替え手段と、を具備する電源回路において、
ａ）第１及び第２のトランスの１次側巻線の少なくとも一部分をそれぞれ短絡するための第１及び第２のスイッチ手段と、
ｂ）前記出力切替え手段の切替え動作に連動して、出力が選択されていない側のＤＣ−ＤＣコンバータにおける前記トランスの１次側巻線を短絡するべく第１又は第２のスイッチ手段を作動させる制御手段と、
を備えることを特徴としている。
【０００７】
【発明の実施の形態、及び効果】
例えば、第１のＤＣ−ＤＣコンバータにより発生させた正極性の高電圧を出力したい場合、第１のＤＣ−ＤＣコンバータに入力電力が供給され、その出力電圧を出力端に導くように出力切替え手段は設定される。このとき、制御手段は、出力が選択されていない側、つまり第２のＤＣ−ＤＣコンバータにおけるトランスの１次側巻線の少なくとも一部を短絡するように第２のスイッチ手段を作動させる。上記のような入力電力によって第１のトランスが駆動されるとき、第１のトランスと第２のトランスとの磁気結合によって、第２のトランスにも電圧を誘起させるような作用が生じる。
【０００８】
しかしながら、上記第２のスイッチ手段によって第２のトランスの１次側巻線の少なくとも一部が短絡されているため、第１のトランスから見たとき、及び、第２のトランスの２次側巻線から見たときに、第２のトランスの１次側巻線には重い負荷が接続されていることになる。そのため、第２のトランスの２次側巻線には電圧が誘起されにくい。従って、第２のＤＣ−ＤＣコンバータにおいてトランスの２次側に設けられている整流回路などのコンデンサが充電されることがなくなり、又は充電されたとしてもごく僅かで済む。なお、第２のＤＣ−ＤＣコンバータにより発生する負極性の高電圧を出力したい場合にも同様である。
【０００９】
従って、本発明に係る高電圧発生用電源回路によれば、出力切替え手段によって出力を切り替えた瞬間に、不所望のスパイク状の高電圧が出力されてしまうことを防止することができる。また、トランスに磁気シールドを施すことによって近接したトランス同士の磁気結合を回避することもできるが、その場合には形状が大きくなり、構造的な自由度が非常に小さくなる。その点、本発明に係る電源回路では、僅かな回路の追加のみでほぼ同等の効果を得ることができるので、構造的な自由度を損なわず、コストも小さくて済む。更にまた、電圧の高い２次側巻線を短絡するのでなく印加電圧の低い１次側巻線を短絡するようにしているため、第１及び第２のスイッチ手段として耐電圧特性が低いようなリレーを用いることができ、その点でもコスト的に有利である。
【００１０】
【実施例】
以下、本発明に係る高電圧発生用の電源回路の一実施例について、図１を参照して説明する。図１は本実施例の電源回路の構成図である。
【００１１】
本実施例の電源回路は、正極性の電圧を発生するための第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１０と、負極性の電圧を発生するための第２ＤＣ−ＤＣコンバータ２０とを含み、各ＤＣ−ＤＣコンバータ１０、２０は、１次側巻線Ｌ１及び２次側巻線Ｌ２を有する昇圧用の第１及び第２トランス１２、２２と、その１次側巻線Ｌ１に印加する電圧を安定的に制御するための第１及び第２レギュレータ回路１１、１２と、２次側巻線Ｌ２に発生した電圧を整流する第１及び第２整流回路１３、２３と、をそれぞれ備える。
【００１２】
第１及び第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１０、２０の第１及び第２レギュレータ回路１１、２１には、第１リレーＲ１により択一的に、給電用トランジスタ３５から入力電力が供給される。一方、第１及び第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１０、２０の第１及び第２整流回路１３、２３の出力は、第２リレーＲ２により択一的に選択され、平滑回路３０を介して出力端から外部へ出力される。この出力電圧Ｖｏｕｔは分圧抵抗器３１により分圧され、そのごく一部が誤差アンプ３２の正端子に入力される。一方、誤差アンプ３２の負端子には基準電圧Ｖｒｅｆが制御回路３６より与えられ、誤差アンプ３２は正負端子間の電圧差に応じた電流信号を出力する。制御回路３６からの制御により開閉される、トランジスタから成るスイッチ３３が閉じた状態にあるときには、誤差アンプ３２の出力電流は極性反転部３４に入力される。出力電圧Ｖｏｕｔの極性に応じて誤差アンプ３２の出力の極性は反転するため、この極性反転部３４により給電用トランジスタ３５のベース端子に入力する電流の極性を揃える。
【００１３】
なお、本実施例の構成では、第１及び第２トランス１２、２２の１次側巻線Ｌ１は３つに分割されており、そのうちの上２つの分割巻線（端子Ｐ１〜Ｐ２と端子Ｐ３〜Ｐ４）には、第１及び第２レギュレータ回路１１、２１にそれぞれ含まれる２つのトランジスタによって、交互に逆方向に電圧が印加され、これによって２次側巻線Ｌ２の両端に正負両方向の振幅を有する交流電圧を発生させる。また、１次側巻線Ｌ１のうちの最も下の分割巻線（端子Ｐ５〜Ｐ６）は、上記トランジスタに制御信号を供給するために用いられている。但し、図１に記載しているＤＣ−ＤＣコンバータの構成は一例であって、本発明はこれに限定されるものではない。
【００１４】
本実施例の特徴的な構成として、第１及び第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１０、２０の各トランス１２、２２の１次側巻線Ｌ１にあって端子Ｐ１〜Ｐ４間を短絡可能であるように、第３及び第４リレーＲ３、Ｒ４が設けられている。この第３、第４リレーＲ３、Ｒ４は上記第１、第２リレーＲ１、Ｒ２と同様に、制御回路３６から出力される切替信号〔＋ＨＶ〕及び〔−ＨＶ〕に応じて電流が流れる電磁コイル群ＲＹにより、その開閉が制御される。
【００１５】
本電源回路の動作の一例を説明する。いま、制御回路３６は、出力端における出力電圧Ｖｏｕｔ を＋１０［ｋＶ］とするために、誤差アンプ３２に対する基準電圧Ｖｒｅｆを１０［Ｖ］に設定する。そして、切替信号〔＋ＨＶ〕を０［Ｖ］に、切替信号〔−ＨＶ〕を＋２４［Ｖ］に設定すると、第１及び第２リレーＲ１、Ｒ２はいずれも第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１０側（つまり図１では下方側）に接続され、また第２ＤＣ−ＤＣコンバータ２０における第４リレーＲ４は導通して第２トランス２２の１次側巻線Ｌ１の端子Ｐ１〜Ｐ４間を短絡する。一方、第３リレーＲ３は遮断したままであるので、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の昇圧動作には何ら影響を与えない。
【００１６】
次いで、制御回路３６が切替信号〔ＨＶ〕をスイッチ３３に与え、スイッチ３３を導通させる。これにより、給電用トランジスタ３５のベース端子に電流が流れ、第１リレーＲ１を通して第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１０に入力電力が供給される。これに応じて第１レギュレータ回路１１は第１トランス１２の１次側巻線Ｌ１に所定の入力電圧を印加し、２次側巻線Ｌ２には昇圧された電圧が出力される。この電圧は第１整流回路１３で整流されて正極性の振幅の電圧のみが取り出され、第２リレーＲ２を通して平滑回路３０へと与えられる。平滑化された出力電圧Ｖｏｕｔは分圧抵抗器３１により分圧され、出力電圧Ｖｏｕｔに比べて遙かに低い電圧が誤差アンプ３２の正端子に入力される。
【００１７】
誤差アンプ３２はその入力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆである１０［Ｖ］との差に応じた電流を出力することによって、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の入力電力を調節する。従って、上記のように第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を通した帰還ループにより、出力端の出力電圧Ｖｏｕｔは目標電圧である＋１０［ｋＶ］に安定的に制御される。
【００１８】
ここで、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１０における第１トランス１２と第２ＤＣ−ＤＣコンバータ２０における第２トランス２２とは近接して配置されるため、第１トランス１２から発生する磁力線は第２トランス２２の巻線の中を通過する。つまり、第２トランス２２の１次側巻線Ｌ１には外部（ここではレギュレータ回路２１）から入力電圧は印加されないものの、両トランス１２、２２の磁気結合によって、第２トランス２２の１次側巻線Ｌ１及び２次側巻線Ｌ２には電圧の誘起作用が働く。しかしながら、上述したように、第４リレーＲ４によって第２トランス２２の１次側巻線Ｌ１の端子Ｐ１〜Ｐ４間は短絡しているため、第１トランス１２から見たとき、及び第２トランス２２の２次側巻線Ｌ２から見たときの負荷は非常に重くなる。そのため、上記のような電圧の誘起作用は抑制され、第２トランス２２の２次側巻線Ｌ２の両端には殆ど電圧は生じない。
【００１９】
そのため、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が動作している間に、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の第２整流回路２３のコンデンサには電荷は殆ど貯まらない。そのため、出力電圧の極性を切り替えるために、制御回路３６が切替信号〔＋ＨＶ〕を０→＋２４［Ｖ］に、切替信号〔−ＨＶ〕を＋２４→０［Ｖ］に切り替え、それによって第２リレーＲ２が第２ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力を選択するように切り替わった瞬間においても、出力端には第２整流回路２３のコンデンサの放電によるスパイク状の高電圧は現れない。
【００２０】
また、上記説明は、出力端から正極性の高電圧を出力する場合の例であるが、負極性の高電圧を出力する場合には、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１０と第２ＤＣ−ＤＣコンバータ２０とが入れ替わるのみであって、基本的な動作は同じであって、このときにも、動作を行っていない第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の第１整流回路１３のコンデンサには電荷は殆ど貯まることがない。
【００２１】
なお、上記実施例は本発明の一例にすぎず、本発明の請求項に記載の範囲で、適宜変形や追加を行っても本発明に包含されることは当然である。例えば、上記実施例では、第３、第４リレーＲ３、Ｒ４により第１及び第２トランス１２、２２の１次側巻線Ｌ１の端子Ｐ１〜Ｐ４間を短絡するようにしていたが、原理的に２次側巻線や他のトランスから見たときの負荷が重くなるようにしさえすれば、他の部分を短絡してもよい。もちろん、レギュレータ回路の構成によっても効果が相違するから、その回路構成に応じて最も効果的な箇所を短絡することが好ましい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例による電源回路の構成図。
【符号の説明】
１０、２０…ＤＣコンバータ
１１、２１…レギュレータ回路
１２、２２…トランス
Ｌ１…１次側巻線
Ｌ２…２次側巻線
１３、２３…整流回路
３０…平滑回路
３１…分圧抵抗器
３２…誤差アンプ
３３…スイッチ
３４…極性反転部
３５…給電用トランジスタ
３６…制御回路
Ｒ１〜Ｒ４…リレー[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a power supply circuit for generating a high voltage using a DC-DC converter, and more particularly to a power supply circuit suitable as a power supply for a detector of a mass spectrometer.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, in order to detect ions with high sensitivity in a mass spectrometer, an ion detector in which a conversion dynode and a secondary electron multiplier are combined has been used. In such an ion detector, in order to selectively detect positive ions and negative ions, a negative or positive high voltage (for example, about ± 10 kV at maximum) is applied to the conversion dynode in accordance with the polarity of the ions. There is a need. As a power supply circuit for generating such a high voltage, a circuit using a step-up DC-DC converter is used.
[0003]
A conventional power supply circuit for an ion detector includes a first DC-DC converter that outputs a positive high voltage to switch between positive and negative high voltages, and a second DC-DC converter that outputs a negative high voltage. A DC-DC converter; and a relay for switching output voltages of both DC-DC converters. Each of the first and second DC-DC converters includes a step-up transformer, a regulator circuit provided on the primary side of the transformer, and a rectifier circuit provided on the secondary side of the transformer. The circuit takes out positive and negative voltages, respectively.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
In the power supply circuit having such a configuration, the input power is selectively supplied only to the DC-DC converter on the side where the output is selected, and the input power is not supplied to the DC-DC converter on the side where the output is not selected. To stop. However, since the two transformers included in the two DC-DC converters are arranged close to each other, magnetic coupling occurs between the transformers. For this reason, a voltage is also generated on the non-selected side, that is, the secondary winding of the transformer of the DC-DC converter in which the boosting operation is supposed to be stopped, and the voltage charges the capacitor of the rectifier circuit in the subsequent stage. Since the electric charge stored in this capacitor does not have a discharge path until the output switching relay is switched, an unintended large voltage may be generated at the output terminal at the moment when the relay is switched. This voltage is a spike-like high voltage, and may cause a failure of a device (for example, the ion detector) connected to the output terminal.
[0005]
The present invention has been made in order to solve such a problem, and an object of the present invention is to provide a high voltage capable of preventing instantaneous voltage generation at the time of relay switching due to accumulation of unintended charges as described above. A power supply circuit for generating a voltage is provided.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
SUMMARY OF THE INVENTION In order to solve the above-described problems, the present invention provides a first DC-DC converter including a first transformer, and outputs a voltage having a polarity different from that of the first DC-DC converter including a second transformer. A power supply circuit comprising: a second DC-DC converter for performing the operation; and an output switching unit for selecting and outputting one of the output voltages of the first and second DC-DC converters.
a) first and second switch means for respectively short-circuiting at least a part of the primary winding of the first and second transformers;
b) In conjunction with the switching operation of the output switching means, the first or second switching means is operated to short-circuit the primary winding of the transformer in the DC-DC converter on which the output is not selected. Control means;
It is characterized by having.
[0007]
Embodiments and effects of the present invention
For example, when it is desired to output a high positive polarity voltage generated by the first DC-DC converter, input switching power is supplied to the first DC-DC converter, and output switching means is provided to guide the output voltage to the output terminal. Is set. At this time, the control means operates the second switch means so as to short-circuit at least one side of the primary side winding of the transformer in the second DC-DC converter in which the output is not selected. When the first transformer is driven by the input power as described above, the magnetic coupling between the first transformer and the second transformer has an effect of inducing a voltage also in the second transformer.
[0008]
However, since at least a part of the primary winding of the second transformer is short-circuited by the second switch means, when viewed from the first transformer, the secondary winding of the second transformer is reduced. When viewed from the line, a heavy load is connected to the primary winding of the second transformer. Therefore, a voltage is not easily induced in the secondary winding of the second transformer. Therefore, in the second DC-DC converter, the capacitor such as the rectifier circuit provided on the secondary side of the transformer is not charged, or even if it is charged, very little. The same applies to the case where a high voltage of negative polarity generated by the second DC-DC converter is to be output.
[0009]
Therefore, according to the power supply circuit for generating high voltage according to the present invention, it is possible to prevent an undesired spike-like high voltage from being output at the moment when the output is switched by the output switching means. Also, by providing a magnetic shield to the transformer, magnetic coupling between adjacent transformers can be avoided, but in that case, the shape becomes large and the degree of structural freedom becomes very small. On the other hand, in the power supply circuit according to the present invention, almost the same effect can be obtained by adding only a small circuit, so that the structural flexibility is not impaired and the cost can be reduced. Furthermore, since the primary winding having a low applied voltage is short-circuited instead of the secondary winding having a high voltage, the first and second switch means may have low withstand voltage characteristics. A relay can be used, which is also advantageous in cost.
[0010]
【Example】
Hereinafter, an embodiment of a power supply circuit for generating a high voltage according to the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a configuration diagram of the power supply circuit of the present embodiment.
[0011]
The power supply circuit of the present embodiment includes a first DC-DC converter 10 for generating a positive voltage and a second DC-DC converter 20 for generating a negative voltage. , 20 stably control the first and second step-up transformers 12 and 22 having the primary winding L1 and the secondary winding L2 and the voltage applied to the primary winding L1. And first and second rectifier circuits 13 and 23 for rectifying the voltage generated in the secondary winding L2.
[0012]
The first and second regulator circuits 11 and 21 of the first and second DC-DC converters 10 and 20 are alternatively supplied with input power from a power supply transistor 35 by a first relay R1. On the other hand, the outputs of the first and second rectifier circuits 13 and 23 of the first and second DC-DC converters 10 and 20 are alternatively selected by a second relay R2, and output from an output terminal via a smoothing circuit 30 to an external device. Output to This output voltage Vout is divided by the voltage dividing resistor 31, and a very small part thereof is inputted to the positive terminal of the error amplifier 32. On the other hand, the reference voltage Vref is supplied to the negative terminal of the error amplifier 32 from the control circuit 36, and the error amplifier 32 outputs a current signal according to the voltage difference between the positive and negative terminals. When the switch 33 composed of a transistor, which is opened and closed under the control of the control circuit 36, is in a closed state, the output current of the error amplifier 32 is input to the polarity inversion unit 34. Since the polarity of the output of the error amplifier 32 is inverted in accordance with the polarity of the output voltage Vout, the polarity of the current input to the base terminal of the power supply transistor 35 is made uniform by the polarity inverting unit 34.
[0013]
In the configuration of the present embodiment, the primary winding L1 of the first and second transformers 12 and 22 is divided into three, and the upper two divided windings (terminals P1 to P2 and terminal P3). To P4), a voltage is alternately applied in the opposite direction by two transistors included in the first and second regulator circuits 11 and 21, whereby the amplitude in both the positive and negative directions is applied to both ends of the secondary winding L2. An AC voltage having the following is generated. The lowermost divided winding (terminals P5 to P6) of the primary winding L1 is used for supplying a control signal to the transistor. However, the configuration of the DC-DC converter shown in FIG. 1 is an example, and the present invention is not limited to this.
[0014]
As a characteristic configuration of this embodiment, the terminals P1 to P4 can be short-circuited in the primary winding L1 of each of the transformers 12 and 22 of the first and second DC-DC converters 10 and 20. Third and fourth relays R3 and R4 are provided. Like the first and second relays R1 and R2, the third and fourth relays R3 and R4 are electromagnetic coils through which current flows according to the switching signals [+ HV] and [-HV] output from the control circuit 36. The opening and closing are controlled by the group RY.
[0015]
An example of the operation of the power supply circuit will be described. Now, the control circuit 36 sets the reference voltage Vref for the error amplifier 32 to 10 [V] in order to set the output voltage Vout at the output terminal to +10 [kV]. When the switching signal [+ HV] is set to 0 [V] and the switching signal [-HV] is set to +24 [V], both the first and second relays R1 and R2 are on the first DC-DC converter 10 side (that is, 1, the fourth relay R4 of the second DC-DC converter 20 conducts, and short-circuits the terminals P1 to P4 of the primary winding L1 of the second transformer 22. On the other hand, since the third relay R3 remains shut off, it does not affect the boosting operation of the first DC-DC converter 10 at all.
[0016]
Next, the control circuit 36 supplies a switch signal [HV] to the switch 33 to make the switch 33 conductive. As a result, a current flows through the base terminal of the power supply transistor 35, and input power is supplied to the first DC-DC converter 10 through the first relay R1. In response, the first regulator circuit 11 applies a predetermined input voltage to the primary winding L1 of the first transformer 12, and outputs a boosted voltage to the secondary winding L2. This voltage is rectified by the first rectifier circuit 13 so that only a voltage having a positive polarity is taken out and supplied to the smoothing circuit 30 through the second relay R2. The smoothed output voltage Vout is divided by the voltage dividing resistor 31, and a voltage much lower than the output voltage Vout is input to the positive terminal of the error amplifier 32.
[0017]
The error amplifier 32 adjusts the input power of the first DC-DC converter 10 by outputting a current corresponding to a difference between the input voltage and 10 [V] which is the reference voltage Vref. Therefore, the output voltage Vout at the output terminal is stably controlled to the target voltage of +10 [kV] by the feedback loop through the first DC-DC converter 10 as described above.
[0018]
Here, since the first transformer 12 in the first DC-DC converter 10 and the second transformer 22 in the second DC-DC converter 20 are arranged close to each other, the magnetic lines of force generated from the first transformer 12 Pass through the windings. That is, although no input voltage is applied to the primary winding L1 of the second transformer 22 from the outside (here, the regulator circuit 21), the primary winding of the second transformer 22 is magnetically coupled by the two transformers 12 and 22. The line L1 and the secondary winding L2 have a voltage inducing action. However, as described above, since the terminals P1 to P4 of the primary winding L1 of the second transformer 22 are short-circuited by the fourth relay R4, when viewed from the first transformer 12, and when the second transformer 22 The load when viewed from the secondary winding L2 becomes very heavy. Therefore, the voltage inducing action as described above is suppressed, and almost no voltage is generated at both ends of the secondary winding L2 of the second transformer 22.
[0019]
Therefore, while the first DC-DC converter 10 is operating, electric charges hardly accumulate in the capacitor of the second rectifier circuit 23 of the second DC-DC converter 20. Therefore, in order to switch the polarity of the output voltage, the control circuit 36 switches the switching signal [+ HV] from 0 → + 24 [V], and switches the switching signal [−HV] from + 24 → 0 [V], whereby the second relay Even at the moment when R2 is switched to select the output of the second DC-DC converter 20, a spike-like high voltage due to the discharge of the capacitor of the second rectifier circuit 23 does not appear at the output terminal.
[0020]
The above description is an example in which a positive high voltage is output from the output terminal. However, when a negative high voltage is output, the first DC-DC converter 10 and the second DC-DC converter 20 Are replaced, and the basic operation is the same. At this time, almost no charge is stored in the capacitor of the first rectifier circuit 13 of the first DC-DC converter 10 that is not operating. .
[0021]
The above embodiment is merely an example of the present invention, and it goes without saying that the present invention is included in the present invention even if it is appropriately modified or added within the scope described in the claims of the present invention. For example, in the above embodiment, the terminals P1 to P4 of the primary winding L1 of the first and second transformers 12 and 22 are short-circuited by the third and fourth relays R3 and R4. Other parts may be short-circuited as long as the load seen from the secondary winding and other transformers is increased. Of course, the effect differs depending on the configuration of the regulator circuit. Therefore, it is preferable to short-circuit the most effective portion according to the circuit configuration.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a power supply circuit according to an embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
10, 20 DC converter 11, 21 Regulator circuit 12, 22 Transformer L1 Primary winding L2 Secondary winding 13, 23 Rectifier circuit 30 Smoothing circuit 31 Voltage dividing resistor 32 Error Amplifier 33 Switch 34 Polarity inverting unit 35 Power supply transistor 36 Control circuits R1 to R4 Relay
