【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、搬送波の時間的に連続して受信される位相をグレイ符号化に基づいた多相位相変調方式により変調する軟判定復号装置及び方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、移動通信又は衛星通信等の無線通信においては、無線回線におけるマルチパスフェージング等の影響による受信信号の品質劣化を改善するため、種々のダイバーシチ受信、等化及び符号誤り制御等の対策が施される。
【０００３】
符号誤り制御の一種である畳み込み符号化は、符号化レート、拘束長及び生成多項式により一意に決まる畳み込み符号生成規則に基づいて行われる。この畳み込み符号生成規則を図形化したものがトレリス図形と呼ばれる一種の状態遷移図である。畳み込み符号は、その復号の際に、受信信号とトレリス図形上の可能な経路パスを照らし合わせ、最もそれらしい最適パスを選択することにより、受信信号のビット誤りを訂正することが可能である。
【０００４】
ビタビ復号は、畳み込み符号の復号法として最も一般的な方法である。ビタビ復号には、信号値そのものによりトレリス図形の選択可能な信号系列と比較する硬判定と、信号値がその値をとる確からしさ尤度により比較する軟判定とがある。
【０００５】
ディジタル変調方式の一つであるＰＳＫ変調方式は、搬送波の位相にビット値を割り当てる。例えば、４相ＰＳＫＱＰＳＫの場合、１位相に対し、２ビットが割り当てられ、位相π／４の時に（０、０）が得られ、３π／４の時に（０、１）が得られ、５π／４の時に（１、１）が得られ、７π／４の時に（１、０）が得られる。
【０００６】
しかし、受信信号の絶対位相の確定は、一般に困難であるから、時間的に連続して送信される位相の差をとり、この差に割り当てられたビット値により送信信号を再生する差動のＰＳＫ方式がより現実的な方式である。
【０００７】
従来、軟判定ビタビ復号方法については、文献１「アイ イー イー イー トランスアクションズ オン コミニケーションズテクノロジィ（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）、ＣＯＭ−１９［５］１９７１−１０米Ａ．Ｊ．ＶＩＴＥＲＢＩ“カンバルーショナル コードス アンド ゼア パフォーマンス イン コミニケーション シンテムズ（Ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ Ｃｏｄｅｓ ａｎｄ Ｔｈｅｉｒ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ）Ｐ．７５１−７７２」に記載されている。この軟判定ビタビ復号方法について図８及び図９を参照しながら説明する。
【０００８】
図８は、畳み込み符号化方式を説明するための図である。畳み込み符号化を行う場合に、入力ｍビットに対し、出力ｎビットが生成される時に、符号化レートはｍ／ｎとなる。最新の入力ビットを含めて過去のｋビットから出力を生成する時に、拘束長がｋであるという。この場合に、拘束長がｋの生成多項式がｎ個必要となる。図８は、符号化レートが１／２であり、拘束長が３であり、生成多項式が「１１１」、「１０１」である場合を示す。
【０００９】
図８で示す場合には、最新入力ビットを含む３ビットがバッファ８０１に蓄えられ、畳み込みにより、２ビットの出力が得られる。生成多項式は「１１１」と「１０１」であるから、出力の一方はバッファ８０１の全ビットの論理和となり、もう一方はバッファ８０１の１番目と３番目のビットの論理和となる。
【００１０】
図９は、図８の畳み込み符号化の生成規則を状態遷移図化したトレリス図である。
【００１１】
この図９の縦方向は最新ビットを含まないバッファ１０内の状態を示し、２ｋ−１の状態が生じる。この例ではバッファ８０１の内部の状態が４となる。各状態において、０が入力された場合は、実線に沿って次の状態に移って線上の２ビットが出力される。また、１が入力された場合は、破線に沿って次の状態に移って線上の２ビットが出力される。
【００１２】
次に、図９を参照しながら畳み込み符号化された符号を復号する方法として、最も一般的なビタビアルゴリズムについて説明する。
【００１３】
復号側では、トレリス図上の実線又は破線上のビット列に相当する信号を受信し、トレリス図上での経路を予測することで、原信号を再生する。ただし、後述するように、パスメモリ長分の遅延ディレイが生じる。トレリス図にあるように、各状態に入力される経路ブランチは、それぞれ２本ずつあり、各ブランチには符号化と同じ規則に基づいた２ビットのブランチシンボルが割り当てられている。
【００１４】
まず、２ビットが入力されると、各状態への入力ブランチについて、それぞれ入力ビットとのブランチメトリック（ｍｅｔｒｉｃ）、規準を計算し、該ブランチメトリックのまさる方を選択する。選択されたブランチがつながる前の状態におけるブランチメトリックの累積パスメトリックと、選択されたブランチのメトリックの和を取り、各状態における新たなパスメトリックとする。こうして、各状態につながるブランチが求まる毎に、各状態に至る経路パス情報をパスメモリに蓄えておく。ここで、ブランチを選択していく結果の累積がパスになる。又は、パスの最小単位がブランチである。
【００１５】
２ビット入力毎に前記処理を繰り返すと、文献２「Ｂ．ＳＫＬＡＲ“ディジタル コミニケーションズ（ＤＩＧＩＴＡＬ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ）”１９８８ ＰＲＥＮＴＩＣＥ ＨＡＬＬ 米 ｓｅｃ．６．３．４、Ｐ．３３３−３３７」に記載されたパス絞り込みの過程に従い、やがて過去のパスは一つに絞られていくので、求められたパスから、畳み込み符号化前の信号が求められる。実際の装置のパスメモリ長は有限となるので、パスメモリ長を越えてもパスが収束しない場合は、その時点でパスメトリック最良の経路を選択することになる。
【００１６】
次に、硬判定と軟判定の違いについて説明する。
【００１７】
入力ビット値そのものを使用して、トレリス図上の可能なパスとのメトリックを計算する方法が硬判定と呼ばれる。一方、入力ビット値がその値をとる確からしさ尤度を使用する方法が軟判定と呼ばれる。軟判定の方が、硬判定より、メトリック計算の精度が高くなり、ビットエラー訂正能力は高くなる。
【００１８】
例えば、無線に限らず、ディジタル信号伝送において、硬判定の場合は、ある受信レベルを閾値とし、受信信号のレベルが閾値より大きい場合は、入力ビットを１とし、かつ、小さい場合は０とすることにより信号値を決定する。
【００１９】
これに対し、軟判定の場合は、まず、７値の閾値を設定し、受信信号のレベルに応じ、８通りの領域に分割し、それぞれに０〜７の値Ｎｓを与える。即ち、１であることが確実な領域、０であることが確実な領域、０でも１でもどちらでもとれる領域、及び、どちらかといえば１に近い領域等に分ける。ここで、図９のトレリス図上のブランチシンボル０、１を−１、１とし、０〜７の値Ｎｓを２×Ｎｓ−７に変換することで、入力ビットとブランチシンボルの積和相関が大きいブランチを選択していくビタビアルゴリズムが可能となる。
【００２０】
また、従来の技術をして、特許第２７１０６９６号公報に記載されている軟判定ビタビ復号方法がある。この軟判定ビタビ復号方法は、差動型ＰＳＫ変調方式において、畳み込み符号を送信する場合、受信された搬送波の位相検出からビット列を求める過程で、そのビット列をとる尤度を算出し、軟判定ビタビ復号するようにしたものである。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の技術においては、多相相位相変調方式における複雑な演算処理が必要であるという問題がある。また、このために、従来の軟判定復号装置においては、ＬＳＩ等で演算処理回路を実現する場合に、演算処理回路が大きくなるという問題があり、また、演算処理回路が大きくなるのに比例して演算処理回路で使用される消費電力が大きくなるため、長時間通話及び長時間待受けに適しないから携帯通信端末装置に不向きであるという問題がある。
【００２２】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、搬送波の時間的に連続して受信される位相にグレイ符号化に基づいた多相位相変調方式により変調する場合において、ビット尤度の算出を容易とすることができ、かつ、ビット誤り率特性が良い再生信号を得ることができる軟判定復号装置及び方法を提供することを目的とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
本発明の軟判定復号装置は、搬送波の時間的に連続して受信される位相をグレイ符号化に基づいた多相位相変調方式により変調する軟判定復号装置において、受信信号から検出された検出位相に基づいて軟判定ビットデータを生成する軟判定ビットデータ生成手段と、前記軟判定ビットデータを軟判定復号に用いる復号手段と、を具備する構成を採る。
【００２４】
この構成によれば、受信信号から検出された検出位相に基づいて軟判定ビットデータを生成し前記軟判定ビットデータを軟判定復号に用いるから、ビット尤度の算出を容易とすることができ、かつ、ビット誤り率特性が良い再生信号を得ることができる。また、この構成によれば、ビット尤度の算出を容易にすることができるため演算処理回路を小さくすることができるから、演算処理回路で使用される消費電力を小さくできるので、長時間通話及び長時間待受けに適するため携帯通信端末装置に適している。
【００２５】
本発明の軟判定復号装置は、搬送波の時間的に連続して受信される位相をグレイ符号化に基づいた多相位相変調方式により変調する軟判定復号装置において、前記受信信号の強度を算出する強度算出手段と、前記受信信号から検出された検出位相と前記強度に基づいて軟判定ビットデータを生成する軟判定ビットデータ生成手段と、前記受信信号の既知データに基づいてフレーム尤度データを生成するフレーム尤度生成手段と、前記軟判定ビットデータと前記フレーム尤度データとを乗算することによりフレーム尤度付き軟判定データを生成する乗算手段と、前記フレーム尤度付き軟判定データを軟判定復号に用いる復号手段と、を具備する構成を採る。
【００２６】
この構成によれば、受信信号から検出された検出位相に基づいて軟判定ビットデータを生成して記軟判定ビットデータを軟判定復号に用いるから、ビット尤度の算出を容易とすることができ、かつ、ビット誤り率特性が良い再生信号を得ることができる。また、この構成によれば、ビット尤度の算出を容易にすることができるため演算処理回路を小さくすることができるから、演算処理回路で使用される消費電力を小さくできるので、長時間通話及び長時間待受けに適するため携帯通信端末装置に適している。
【００２７】
本発明の軟判定復号装置は、前記構成において、前記軟判定ビットデータ生成手段が、前記受信信号を位相信号に変換する位相変換手段と、前記位相信号を情報データと既知データとに分岐するデータ判定手段と、前記情報データから得られる検出位相と多相位相変調方式の固有の位相とを比較して位相差が最も小さくなる位相を選択して選択位相を生成する位相選択手段と、前記情報データから得られる検出位相と多相位相変調方式の固有の位相との位相差を求めて前記位相差の大きさに対して単調減少し前記位相差の絶対値が０の時にシンボル尤度の最大値をとり、かつ、前記位相差が多値変調で送信する固有の隣り合う２つの位相の中間となる位相の時に位相尤度の最小値をとる関数から情報データの位相尤度を生成する情報データ位相尤度生成手段と、前記情報データから得られる検出位相と多相位相変調方式で送信する固有の位相との位相差と前記検出位相とからグレイ符号化の特性を利用して前記情報データに対してビット重み付け係数を算出するビット重み付け手段と、前記選択位相と前記情報データの前記位相尤度と前記ビットの重み付け係数と前記強度とに基づいて前記軟判定ビットデータを生成するビット尤度生成手段と、を具備し、前記復号手段が、前記フレーム尤度付き軟判定ビットデータを格納するメモリ手段と、前記メモリ手段に格納されているフレーム尤度付き軟判定データをデインタリーブするデインタリーブ手段と、前記デインタリーブ手段からのデインタリーブ後のフレーム尤度付き軟判定データをビタビ復号して再生信号を生成する軟判定ビタビ復号手段と、を具備する構成を採る。
【００２８】
この構成によれば、前記効果に加えて、より精確なビット尤度を算出することができるから、ビット誤り率特性がより良い再生信号を得ることができる。
【００２９】
本発明の軟判定復号装置は、前記構成において、前記ビット重み付け手段が、前記情報データから得られる検出位相と多相位相変調方式で送信する固有の位相との位相差と前記検出位相と外部パラメータ設定信号とからグレイ符号化の特性を利用して前記情報データに対してビット重み付け係数を算出する手段を有する構成を採る。
【００３０】
この構成によれば、前記効果に加えて、より精確なビット尤度を算出することができるから、ビット誤り率特性がより良い再生信号を得ることができる。
【００３１】
本発明の軟判定復号装置は、前記構成において、前記軟判定ビットデータ生成手段が、前記受信信号を位相信号に変換する位相変換手段と、前記位相信号を情報データと既知データとに分岐するデータ判定手段と、前記情報データから得られる検出位相と多相位相変調方式の固有の位相とを比較して位相差が最も小さくなる位相を選択して選択位相を生成する位相選択手段と、前記情報データから得られる検出位相と多相位相変調方式の固有の位相との位相差を求めて前記位相差の大きさに対して単調減少し前記位相差の絶対値が０の時にシンボル尤度の最大値をとり、かつ、前記位相差が多値変調で送信する固有の隣り合う２つの位相の中間となる位相の時に位相尤度の最小値をとる関数から情報データの位相尤度を生成する情報データ位相尤度生成手段と、前記情報データから得られる検出位相と多相位相変調方式で送信する固有の位相との位相差からグレイ符号化の特性を利用して前記情報データに対してビット重み付け係数を算出するビット重み付け手段と、前記選択位相と前記情報データの前記位相尤度と前記ビットの重み付け係数と前記強度とに基づいて前記軟判定ビットデータを生成するビット尤度生成手段と、を具備し、前記復号手段が、前記フレーム尤度付き軟判定ビットデータを格納するメモリ手段と、前記メモリ手段に格納されているフレーム尤度付き軟判定データをデインタリーブするデインタリーブ手段と、前記デインタリーブ手段からのデインタリーブ後のフレーム尤度付き軟判定データをブロック復号する軟判定ブロック復号手段と、を具備する構成を採る。
【００３２】
この構成によれば、前記効果に加えて、より精確なビット尤度を算出することができるから、ビット誤り率特性がより良い再生信号を得ることができる。
【００３３】
本発明の軟判定復号装置は、前記構成において、前記ビット重み付け手段は、前記情報データから得られる検出位相と多相位相変調方式で送信する固有の位相との位相差と前記検出位相と外部パラメータ設定信号とからグレイ符号化の特性を利用して前記情報データに対してビット重み付け係数を算出する手段を有する構成を採る。
【００３４】
この構成によれば、前記効果に加えて、より精確なビット尤度を算出することができるから、ビット誤り率特性がより良い再生信号を得ることができる。
【００３５】
本発明の軟判定復号方法は、搬送波の時間的に連続して受信される位相をグレイ符号化に基づいた多相位相変調方式により変調する軟判定復号方法において、受信信号から検出された検出位相に基づいて軟判定ビットデータを生成する軟判定ビットデータ生成ステップと、前記軟判定ビットデータを軟判定復号に用いる復号ステップと、を具備するようにした。
【００３６】
この方法によれば、受信信号から検出された検出位相に基づいて軟判定ビットデータを生成し前記軟判定ビットデータを軟判定復号に用いるから、ビット尤度の算出を容易とすることができ、かつ、ビット誤り率特性が良い再生信号を得ることができる。また、この方法によれば、ビット尤度の算出を容易にすることができるため演算処理回路を小さくすることができるから、演算処理回路で使用される消費電力を小さくできるので、長時間通話及び長時間待受けに適するため携帯通信端末装置に適している。
【００３７】
本発明の軟判定復号方法は、搬送波の時間的に連続して受信される位相をグレイ符号化に基づいた多相位相変調方式により変調する軟判定復号方法において、前記受信信号の強度を算出する強度算出ステップと、前記受信信号から検出された検出位相と前記強度に基づいて軟判定ビットデータを生成する軟判定ビットデータ生成ステップと、前記受信信号の既知データに基づいてフレーム尤度データを生成するフレーム尤度生成ステップと、前記軟判定ビットデータと前記フレーム尤度データとを乗算することによりフレーム尤度付き軟判定データを生成する乗算ステップと、前記フレーム尤度付き軟判定データを軟判定復号に用いる復号ステップと、を具備するようにした。
【００３８】
この方法によれば、受信信号から検出された検出位相に基づいて軟判定ビットデータを生成し前記軟判定ビットデータを軟判定復号に用いるから、ビット尤度の算出を容易とすることができ、かつ、ビット誤り率特性が良い再生信号を得ることができる。また、この方法によれば、ビット尤度の算出を容易にすることができるため演算処理回路を小さくすることができるから、演算処理回路で使用される消費電力を小さくできるので、長時間通話及び長時間待受けに適するため携帯通信端末装置に適している。
【００３９】
【発明の実施の形態】
本発明の骨子は、搬送波の時間的に連続して受信される位相をグレイ符号化に基づいた多相位相変調方式により変調する軟判定復号装置において、受信信号の搬送波から検出された検出位相に基づいて軟判定ビットデータを生成し、前記軟判定ビットデータを軟判定復号に用いることである。
【００４０】
次に、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００４１】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る軟判定復号装置の構成を示すブロック図である。
【００４２】
図１に示すように、本発明の実施の形態１に係る軟判定復号装置１００は、強度算出部１０１、位相変換部１０２、データ判定部１０３、位相選択部１０４、情報データ位相尤度生成部１０５、ビット重み付け部１０６、ビット尤度生成部１０７、既知データ位相尤度生成部１０８、フレーム尤度生成部１０９、乗算部１１０、メモリ部１１１、デインタリーブ部１１２及び軟判定ビタビ復号器１１３を具備している。
【００４３】
データ判定部１０３の入力端子は、位相変換部１０２の出力端子に接続されている。位相選択部１０４、情報データ位相尤度生成部１０５及びビット重み付け部１０６の入力端子は、データ判定部１０３の出力端子に接続されている。ビット尤度生成部１０７の入力端子は、位相選択部１０４、情報データ位相尤度生成部１０５、ビット重み付け部１０６及び強度算出部１０１の出力端子に接続されている。既知データ位相尤度生成部１０８の入力端子は、データ判定部１０３の出力端子に接続されている。フレーム尤度生成部１０９の入力端子は、既知データ位相尤度生成部１０８の出力端子に接続されている。乗算部１１０の入力端子は、ビット尤度生成部１０７及びフレーム尤度生成部１０９の出力端子に接続されている。メモリ部１１１の入力端子は、乗算部１１０の出力端子に接続されている。デインタリーブ部１１２の入力端子は、メモリ部１１１の出力端子に接続されている。軟判定ビタビ復号部１１３の入力端子は、デインタリーブ部１１２の出力端子に接続されている。
【００４４】
強度算出部１０１は、受信信号Ｓ１を受けてこの受信信号Ｓ１の強度Ｓ２を算出してビット尤度生成部１０７に与える。位相変換部１０２は、受信信号Ｓ１を受けてこの受信信号Ｓ１を位相信号Ｓ３に変換しこの位相信号Ｓ３をデータ判定部１０３に与える。データ判定部１０３は、位相変換部１０２からの位相信号Ｓ３を情報データＳ４と既知データＳ５とに分岐し、情報データＳ４を位相選択部１０４、情報データ位相尤度生成部１０５及びビット重み付け部１０６に与え、かつ、既知データＳ５を既知データ位相尤度生成部部１０８に与える。この既知データＳ５は、軟判定復号装置１００において既にデータパターンが知られているデータである。
【００４５】
位相選択部１０４は、データ判定部１０３からの情報データＳ４から得られる検出位相と多相位相変調方式の固有の位相とを比較して位相差が最も小さくなる位相を選択してこの選択位相Ｓ６をビット尤度生成部１０７に与える。情報データ位相尤度生成部１０５は、データ判定部１０３からの情報データＳ４から得られる検出位相と多相位相変調方式の固有の位相との位相差を求めてこの位相差の大きさに対して単調減少し前記位相差の絶対値が０の時にシンボル尤度の最大値をとり、かつ、前記位相差が多値変調で送信する固有の隣り合う２つの位相の中間となる位相の時に位相尤度の最小値をとる関数から情報データＳ４の位相尤度Ｓ７を生成してビット尤度生成部１０７に与える。
【００４６】
ビット重み付け部１０６は、データ判定部１０３からの情報データＳ４から得られる検出位相と多相位相変調方式で送信する固有の位相との位相差からグレイ符号化の特性を利用して、情報データＳ４に対してビット重み付け係数Ｓ８を算出してビット尤度生成部１０７に与える。ビット尤度生成部１０７は、位相選択部１０４からの選択位相Ｓ６、情報データ位相尤度生成部１０５からの位相尤度Ｓ７、ビット重み付け部１０６からのビットの重み付け係数Ｓ８及び強度算出部１０１からの強度Ｓ２を受けてこれらの選択位相Ｓ６、位相尤度Ｓ７、ビットの重み付け係数Ｓ８及び強度Ｓ２に基づいて軟判定ビットデータＳ９を生成して乗算部１１０に与える。
【００４７】
既知データ位相尤度生成部１０８は、データ判定部１０３から既知データＳ５を受けてこの既知データＳ５の位相尤度Ｓ１０を生成してフレーム尤度生成部１０９に与える。フレーム尤度生成部１０９は、既知データ位相尤度生成部１０８からの位相尤度Ｓ１０を受けてこの位相尤度Ｓ１０に基づいてフレームに対する尤度の情報であるフレーム尤度データＳ１１を生成して乗算部１１０に与える。乗算部１１０は、ビット尤度生成部１０７からの軟判定ビットデータＳ９とフレーム尤度生成部１０９からのフレーム尤度データＳ１１とを受けて、これらの判定データビットＳ９とフレーム尤度データＳ１１とを乗算することにより、フレーム尤度付き軟判定ビットデータＳ１２を生成してメモリ部１１１に与える。
【００４８】
メモリ部１１１は、乗算部１１０からのフレーム尤度付き軟判定ビットデータＳ１２を格納する。デインタリーブ部１１２は、メモリ部１１１に格納されているフレーム尤度付き軟判定ビットデータＳ１２をデインタリーブしデインタリーブ後のフレーム尤度付き軟判定データＳ１３を軟判定ビタビ復号器１１３に与える。軟判定ビタビ復号器１１３は、デインタリーブ部１１２からのデインタリーブ後のフレーム尤度付き軟判定データＳ１３をビタビ復号して再生信号Ｓ１４を生成して出力する。この軟判定復号装置１００は、無線回線におけるマルチパスフェージング等の影響を受けた受信信号Ｓ１に対してビットエラーを訂正して再生信号Ｓ１４を生成している。
【００４９】
次に、本発明の実施の形態１に係る軟判定復号装置の具体的な動作について、図１乃至図４を参照して説明する。
【００５０】
例えば、軟判定復号装置１００が受信信号Ｓ１として図４に示すフレームを受信する時に、時刻ｎＴ（ｎ：整数、Ｔ：１シンボル）時間での受信信号Ｓ１を図２のＩＱ平面上の□に存在しているとすると、強度算出部１０１は、受信信号Ｓ１を受けると受信信号Ｓ１の強度Ｓ２であるｐｏｗを次の（式１）により算出する。
【００５１】
ｐｏｗ＝√（Ｉ２ ｎＴ＋Ｑ２ ｎＴ） …（式１）
また、位相変換部１０２は、同時刻ｎＴにおいて受信信号Ｓ１を受けるとこの受信信号Ｓ１を変換して位相信号Ｓ３を得る。データ判定部１０３は、位相変換部１０２からの位相信号Ｓ３を情報データＳ４と既知データＳ５とに分岐する。
【００５２】
先ず、情報データＳ４が、図２の□で示される位相がφ（π／４≦φ≦３π／８）である時に、π／４とπ／２の間の位相に存在しており、位相π／４と検出位相との位相差をθ１とし、位相π／２と検出位相との位相差をθ２とし、（θ１≦θ）の場合では、位相選択部１０４は位相差の小さくなる位相π／４を選択して選択位相Ｓ６として出力する。また、データ判定部１０３は、位相信号Ｓ３の位相差の小さいθ１の値を情報データ位相尤度生成部１０５に与える。情報データ位相尤度生成部１０５は、位相差θ１から情報データＳ４の位相尤度Ｓ７であるｉｐｈｓを次の（式２）により算出する。
【００５３】
ｉｐｈｓ＝（ｃｏｓ４θ１＋１）／２ ［ただし、０≦θ１≦π／８（８相位相変調の場合、位相差θ１の最大値はπ／８である。）］ …（式２）
ビット重み付け部１０６は、情報データＳ４の検出位相に基づいてビット重み付け係数Ｓ８を算出する。図３は、ビット重み付け係数の大小関係を説明するための図である。この図３に示した事項は、グレイ符号が互いに隣り合う位相において異なるビットの数が１ビットであり、他のビットは同じであることを利用して求められている。
【００５４】
図２の符号□で示すように検出位相がφである時に、位相の正方向で最も近い位相はπ／２であり、位相の負方向で最も近い位相はπ／４である。位相π／２、位相π／４とも、シンボルの第１番目のビットは「０」であり、第２番目のビットは「１」であり、それぞれ同じ値となっている。しかし、第３番目のビットは位相π／２では「０」であり、位相π／４では「１」となっておりそれぞれ異なる。検出位相φが無線回線の影響により（π／４≦φ≦π／２）であったとしても第１番目のビットと第２番目のビットは同一の値をとるので、第３番目のビットより重み付け係数を大きくしている。
【００５５】
また、第１番目のビットと、第２番目のビットの重み付けについて述べる。図３に示すように、検出位相がφ（π／４≦φ≦３π／８）である時に、位相選択部１０４で選択される位相はπ／４であり、第２番目のビットは「１」である。また、検出位相φ（π／４≦φ≦３π／８）から位相の負方向側に選択位相π／４が存在し、さらにその負方向側に隣り合う位相０におけるシンボルの第２番目のビットは「１」である。検出位相φが無線回線の影響により（０≦φ≦３π／８）と検出されたとしても位相π／４の第２番目のビットと位相０の第２番目のビットは同一であることから、第１番目のビットより、第２番目のビットの重み付け係数を大きくしている。
【００５６】
したがって、検出位相がφ（π／４≦φ≦３π／８）である時には、図２において、（π／４≦φ≦３π／８）の範囲に存在し、そのシンボルのビット重み付け係数は、第１ビットが「中」の大きさの重み付け係数、第２ビットが「大」の大きさの重み付け係数、第３ビットが「小」の大きさの重み付け係数となっている。同様な論理により、検出位相φの位相範囲により、ビットの重み付け係数を図３のように定めている。
【００５７】
ビット尤度生成部１０７は、位相選択部１０４からの選択位相Ｓ６と、情報データ位相尤度生成部１０５からの位相尤度Ｓ７と、ビット重み付け部１０６からのビット重み付け係数Ｓ８とから軟判定ビットデータＳ９を生成する。
【００５８】
第１番目のビットをｂｉｔ０としその時のビットの重み係数をｋ０とし、ビット尤度をｐｂｉｔ０とし、第２番目のビットをｂｉｔ１としその時のビットの重み係数をｋ１としビット尤度をｐｂｉｔ１とし、第３番目のビットをｂｉｔ２としその時のビットの重み係数をｋ２としビット尤度をｐｂｉｔ２とし、受信信号Ｓ１の強度Ｓ２をｐｏｗとすると、それぞれの軟判定ビットデータは次の（式３）により算出される。
【００５９】
ｂｉｔ（０）＝ｐｏｗ・ｋ（０）・ｐｂｉｔ（０）・（ｃｏｓ４θ１＋１）／２
ｂｉｔ（１）＝ｐｏｗ・ｋ（１）・ｐｂｉｔ（１）・（ｃｏｓ４θ１＋１）／２
ｂｉｔ（２）＝ｐｏｗ・ｋ（２）・ｐｂｉｔ（２）・（ｃｏｓ４θ１＋１）／２
［ただし、０≦θ１≦π／８］ …（式３）
一方、既知データ位相尤度生成部１０８は、既に値が分かっている位相と、既知データＳ５の位相との位相差をφとすると、第ｉ番目のシンボルの既知データの位相尤度Ｓ１０をｋｐｈｓ（ｉ）とし、次の（式４）により算出する。
【００６０】
ｋｐｈｓ（ｉ）＝（ｃｏｓ４φ＋１）／２ …（式４）
フレーム尤度生成部１０９は、既知データＳ５のシンボル数をｎとすると、１フレームで同一値となるフレーム尤度データＳ１１をｆｋｐｈｓとすると、次の（式５）により算出する。
【００６１】
ｆｋｐｈｓ＝｛（ｋｐｈｓ（０）＋（ｋｐｈｓ（１）＋（ｋｐｈｓ（２）…
（ｋｐｈｓ（ｎ−２）＋（ｋｐｈｓ（ｎ−１））／１ …（式５）
乗算部１１０は、（式３）より算出された軟判定ビットデータＳ９とフレーム尤度データＳ１１を乗算することにより次の（式６）において第ｋ番目のフレーム尤度付き軟判定ビットデータＳ１２をｆｂｉｔ（ｋ）とし、次の（式６）により算出する。
【００６２】
ｆｂｉｔ（ｋ）＝ｆｋｐｈｓ×ｂｉｔ（ｋ） …（式６）
フレーム尤度付き軟判定ビットデータＳ１２はメモリ部１１１に格納された後に、デインタリーブ部１１２によりデインタリーブされる。軟判定ビタビ復号器１１３は、デインタリーブ部１１２によりデインタリーブされたフレーム尤度付き軟判定ビットデータＳ１３をビタビ復号して再生信号Ｓ１４を生成して出力する。
【００６３】
本発明の実施の形態１によれば、受信信号から検出された検出位相に基づいて軟判定ビットデータを生成し前記軟判定ビットデータを軟判定復号に用いるから、ビット尤度の算出を容易とすることができ、かつ、ビット誤り率特性が良い再生信号を得ることができる。また、本発明の実施の形態１によれば、ビット尤度の算出を容易にすることができるため演算処理回路を小さくすることができるから、演算処理回路で使用される消費電力を小さくできるので、長時間通話及び長時間待受けに適するため携帯通信端末装置に適している。
【００６４】
（実施の形態２）
次に、本発明の実施の形態２について、図面を参照して説明する。図５は、本発明の実施の形態２に係る軟判定復号装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態２においては、本発明の実施の形態１と同じ構成要素には同じ参照符号が付されている。
【００６５】
図５に示すように、本発明の実施の形態２に係る軟判定復号装置５００は、本発明の実施の形態１に係る軟判定復号装置１００と同じ構成要素を具備し、ビット重み付け部１０６が外部パラメータ設定信号Ｓ５１を受けてこの外部パラメータ設定信号Ｓ５１を重み付け係数Ｓ８の算出に用いている。
【００６６】
すなわち、本発明の実施の形態２に係る軟判定復号装置５００は、強度算出部１０１、位相変換部１０２、データ判定部１０３、位相選択部１０４、情報データ位相尤度生成部１０５、ビット重み付け部１０６、ビット尤度生成部１０７、既知データ位相尤度生成部１０８、フレーム尤度生成部１０９、乗算部１１０、メモリ部１１１、デインタリーブ部１１２及び軟判定ビタビ復号器１１３を具備し、ビット重み付け部１０６が外部パラメータ設定信号Ｓ５１を受けてこの外部パラメータ設定信号Ｓ５１を重み付け係数Ｓ８の算出に用いている。
【００６７】
図５におけるビット重み付け部１０６は、情報データＳ４から得られる検出位相と多相位相変調方式で送信する固有の位相との位相差と前記検出位相と外部パラメータ設定信号Ｓ５１とからグレイ符号化の特性を利用して情報データＳ４に対してビット重み付け係数Ｓ８を算出する。これ以外の本発明の実施の形態２に係る軟判定復号装置５００の構成は、本発明の実施の形態１に係る軟判定復号装置１００と同じである。
【００６８】
本発明の実施の形態２によれば、本発明の実施の形態１の効果に加えて、より精確なビット尤度を算出することができるから、ビット誤り率特性がより良い再生信号を得ることができる。
【００６９】
（実施の形態３）
次に、本発明の実施の形態３について、図面を参照して説明する。図６は、本発明の実施の形態３に係る軟判定復号装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態３においては、本発明の実施の形態１と同じ構成要素には同じ参照符号が付されている。
【００７０】
図６に示すように、本発明の実施の形態３に係る軟判定復号装置６００は、本発明の実施の形態１に係る軟判定復号装置１００において、軟判定ビタビ復号器１１３の代わりに軟判定ブロック復号器６０１を具備するものである。
【００７１】
すなわち、本発明の実施の形態３に係る軟判定復号装置６００は、強度算出部１０１、位相変換部１０２、データ判定部１０３、位相選択部１０４、情報データ位相尤度生成部１０５、ビット重み付け部１０６、ビット尤度生成部１０７、既知データ位相尤度生成部１０８、フレーム尤度生成部１０９、乗算部１１０、メモリ部１１１、デインタリーブ部１１２及び軟判定ブロック復号器６０１を具備している。軟判定ブロック復号器６０１の入力端子は、デインタリーブ部１１２の出力端子に接続されている。
【００７２】
軟判定ブロック復号器６０１は、デインタリーブ部１１２からのフレーム尤度付き軟判定ビットデータＳ１３をブロック復号して再生信号Ｓ６１を生成して出力する。これ以外の本発明の実施の形態３に係る軟判定復号装置６００の構成は、本発明の実施の形態１に係る軟判定復号装置１００と同じである。
【００７３】
本発明の実施の形態３によれば、本発明の実施の形態１の効果と同じ効果を有する。
【００７４】
（実施の形態４）
次に、本発明の実施の形態４について、図面を参照して説明する。図７は、本発明の実施の形態４に係る軟判定復号装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態４においては、本発明の実施の形態３と同じ構成要素には同じ参照符号が付されている。
【００７５】
図７に示すように、本発明の実施の形態４に係る軟判定復号装置７００は、本発明の実施の形態３に係る軟判定復号装置６００と同じ構成要素を具備し、ビット重み付け部１０６が外部パラメータ設定信号Ｓ５１を受けてこの外部パラメータ設定信号Ｓ５１を重み付け係数Ｓ８の算出に用いている。
【００７６】
すなわち、本発明の実施の形態４に係る軟判定復号装置７００は、強度算出部１０１、位相変換部１０２、データ判定部１０３、位相選択部１０４、情報データ位相尤度生成部１０５、ビット重み付け部１０６、ビット尤度生成部１０７、既知データ位相尤度生成部１０８、フレーム尤度生成部１０９、乗算部１１０、メモリ部１１１、デインタリーブ部１１２及び軟判定ブロック復号器６０１を具備し、ビット重み付け部１０６が外部パラメータ設定信号Ｓ５１を受けてこの外部パラメータ設定信号Ｓ５１を重み付け係数Ｓ８の算出に用いている。
【００７７】
図７におけるビット重み付け部１０６は、情報データＳ４から得られる検出位相と多相位相変調方式で送信する固有の位相との位相差と前記検出位相と外部パラメータ設定信号Ｓ５１とからグレイ符号化の特性を利用して情報データＳ４に対してビット重み付け係数Ｓ８を算出する。これ以外の本発明の実施の形態４に係る軟判定復号装置７００の構成は、本発明の実施の形態３に係る軟判定復号装置６００と同じである。
【００７８】
本発明の実施の形態４によれば、本発明の実施の形態３の効果に加えて、より精確なビット尤度を算出することができるから、ビット誤り率特性がより良い再生信号を得ることができる。
【００７９】
なお、本発明の実施の形態１から４のいずれかにおいて、（式２）の代わりに、θ１の大きさに対して単調減少し、θ１が０の場合には尤度の最大値をとり、かつ、θ１が多値変調方式で送信する固有の位相の場合には、尤度の最小値をとる関数を用いた式を用いてもよい。
【００８０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、受信信号から検出された検出位相に基づいて軟判定ビットデータを生成し前記軟判定ビットデータを軟判定復号に用いるから、ビット尤度の算出を容易とすることができ、かつ、ビット誤り率特性が良い再生信号を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る軟判定復号装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１に係る軟判定復号装置における受信信号の位相とシンボルとの関係を説明するための図
【図３】本発明の実施の形態１に係る軟判定復号装置におけるビット重み付け係数を説明するための図
【図４】本発明の実施の形態１に係る軟判定復号装置におけるフレームの構成を説明するための図
【図５】本発明の実施の形態２に係る軟判定復号装置の構成を示すブロック図
【図６】本発明の実施の形態３に係る軟判定復号装置の構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態４に係る軟判定復号装置の構成を示すブロック図
【図８】畳み込み符号化方式を説明するための図
【図９】トレリス図形を示す図
【符号の説明】
１００、５００、６００、７００ 軟判定復号装置
１０１ 強度算出部
１０２ 位相変換部
１０３ データ判定部
１０４ 位相選択部
１０５ 情報データ位相尤度生成部
１０６ ビット重み付け部
１０７ ビット尤度生成部
１０８ 既知データ位相尤度生成部
１０９ フレーム尤度生成部
１１０ 乗算部
１１１ メモリ部
１１２ デインタリーブ部
１１３ 軟判定ビタビ復号器
６０１ 軟判定ブロック復号器[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a soft-decision decoding apparatus and method for modulating a temporally continuous phase of a carrier by a polyphase modulation scheme based on Gray coding.
[0002]
[Prior art]
In general, in wireless communication such as mobile communication or satellite communication, various measures such as diversity reception, equalization, and code error control are taken in order to improve received signal quality deterioration due to the influence of multipath fading or the like in a wireless channel. Is done.
[0003]
Convolutional coding, which is a type of code error control, is performed based on a convolutional code generation rule uniquely determined by a coding rate, a constraint length, and a generator polynomial. A graphic representation of this convolutional code generation rule is a kind of state transition diagram called a trellis graphic. The convolutional code can correct the bit error of the received signal by comparing the received signal with a possible path path on the trellis figure at the time of decoding, and selecting the most suitable optimal path.
[0004]
Viterbi decoding is the most common method for decoding convolutional codes. Viterbi decoding includes hard decision in which a signal value is compared with a selectable signal sequence of a trellis figure, and soft decision in which the signal value is compared with the likelihood of taking the value.
[0005]
In the PSK modulation method, which is one of the digital modulation methods, a bit value is assigned to a phase of a carrier. For example, in the case of four-phase PSKQPSK, two bits are allocated to one phase, (0, 0) is obtained when the phase is π / 4, (0, 1) is obtained when the phase is 3π / 4, and 5π / At (4), (1, 1) is obtained, and at (7π / 4), (1, 0) is obtained.
[0006]
However, since it is generally difficult to determine the absolute phase of a received signal, a differential PSK that takes a difference between phases transmitted successively in time and reproduces a transmission signal by using a bit value assigned to the difference is used. The scheme is a more realistic scheme.
[0007]
Conventionally, a soft-decision Viterbi decoding method is described in Document 1, "IEE Transactions on Communications Technology," COM-19 [5] AJ. VITERBI "Cambridgeational", COM-19 [5]. Convolutional Codes and Their Performance in in Communication Systems. 751-772 ". This soft-decision Viterbi decoding method will be described with reference to FIGS.
[0008]
FIG. 8 is a diagram for explaining a convolutional coding method. When performing convolutional coding, when the output n bits are generated for the input m bits, the coding rate is m / n. When an output is generated from the past k bits including the latest input bits, the constraint length is k. In this case, n generator polynomials having a constraint length of k are required. FIG. 8 shows a case where the coding rate is 、, the constraint length is 3, and the generator polynomials are “111” and “101”.
[0009]
In the case shown in FIG. 8, three bits including the latest input bit are stored in the buffer 801, and a two-bit output is obtained by convolution. Since the generator polynomials are "111" and "101", one of the outputs is the logical sum of all the bits of the buffer 801 and the other is the logical sum of the first and third bits of the buffer 801.
[0010]
FIG. 9 is a trellis diagram showing a state transition diagram of the generation rule of the convolutional coding of FIG.
[0011]
The vertical direction in FIG. 9 shows the state in the buffer 10 not including the latest bit, and the state of 2k-1 occurs. In this example, the internal state of the buffer 801 is 4. In each state, when 0 is input, the state shifts to the next state along the solid line and two bits on the line are output. When 1 is input, the state shifts to the next state along the broken line and 2 bits on the line are output.
[0012]
Next, the most common Viterbi algorithm will be described as a method of decoding a convolutionally encoded code with reference to FIG.
[0013]
The decoding side receives the signal corresponding to the bit string on the solid line or the broken line on the trellis diagram, and reproduces the original signal by predicting the path on the trellis diagram. However, as described later, a delay delay corresponding to the path memory length occurs. As shown in the trellis diagram, there are two path branches input to each state, and a 2-bit branch symbol is assigned to each branch based on the same rules as in the coding.
[0014]
First, when 2 bits are input, for each input branch to each state, a branch metric and a criterion with the input bit are calculated, and a better one than the branch metric is selected. The sum of the accumulated path metric of the branch metric in the state before the selected branch is connected and the metric of the selected branch is taken as a new path metric in each state. In this way, every time a branch leading to each state is determined, the path path information leading to each state is stored in the path memory. Here, the accumulation of the result of branch selection is a path. Alternatively, the minimum unit of the path is a branch.
[0015]
When the above process is repeated for each 2-bit input, the path narrowing described in Document 2 "B. SKLAR" DIGITAL COMMUNICATIONS "1988" PRENTICE HALL US "sec. 6.3.4, P. 333-337" According to the process, the past paths are eventually narrowed down to one, so that the signals before the convolutional coding are obtained from the obtained paths. Since the path memory length of the actual device is finite, if the path does not converge even if the path memory length is exceeded, the path with the best path metric will be selected at that time.
[0016]
Next, the difference between the hard decision and the soft decision will be described.
[0017]
A method of calculating a metric with a possible path on the trellis diagram using the input bit value itself is called hard decision. On the other hand, a method that uses the likelihood that an input bit value takes that value is called soft decision. The soft decision has a higher metric calculation accuracy and a higher bit error correction capability than the hard decision.
[0018]
For example, in the case of hard decision in digital signal transmission, not limited to wireless communication, a certain reception level is set as a threshold, an input bit is set to 1 when the level of the received signal is larger than the threshold, and set to 0 when the level is lower. This determines the signal value.
[0019]
On the other hand, in the case of soft decision, first, a seven-valued threshold is set, and the region is divided into eight regions according to the level of the received signal, and values Ns of 0 to 7 are given to each region. That is, it is divided into a region where it is certain to be 1, a region where it is sure to be 0, a region where either 0 or 1 can be obtained, and a region which is close to 1 if anything. Here, the branch symbols 0 and 1 on the trellis diagram in FIG. 9 are set to −1 and 1 and the value Ns of 0 to 7 is converted into 2 × Ns−7, so that the product-sum correlation between the input bit and the branch symbol becomes A Viterbi algorithm that selects a large branch becomes possible.
[0020]
As a conventional technique, there is a soft decision Viterbi decoding method described in Japanese Patent No. 2710696. This soft-decision Viterbi decoding method calculates the likelihood of taking a bit string in the process of obtaining a bit string from phase detection of a received carrier when transmitting a convolutional code in a differential PSK modulation scheme, The decryption is performed.
[0021]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional technique has a problem that complicated arithmetic processing in the polyphase phase modulation method is required. For this reason, the conventional soft-decision decoding device has a problem that when the arithmetic processing circuit is realized by an LSI or the like, the arithmetic processing circuit becomes large, and in proportion to the increase in the size of the arithmetic processing circuit. As a result, the power consumption used in the arithmetic processing circuit increases, which is not suitable for a long-time call or a long-time standby, which is not suitable for a portable communication terminal device.
[0022]
The present invention has been made in view of such a point, and calculates a bit likelihood in a case where a phase of a carrier wave received continuously in time is modulated by a polyphase modulation scheme based on Gray coding. It is an object of the present invention to provide a soft-decision decoding apparatus and method capable of facilitating decoding and obtaining a reproduced signal having good bit error rate characteristics.
[0023]
[Means for Solving the Problems]
A soft decision decoding apparatus according to the present invention is a soft decision decoding apparatus which modulates a phase of a carrier wave received continuously in time by a polyphase modulation scheme based on Gray coding. And a decoding unit that uses the soft decision bit data for soft decision decoding.
[0024]
According to this configuration, since the soft decision bit data is generated based on the detected phase detected from the received signal and the soft decision bit data is used for soft decision decoding, it is possible to easily calculate the bit likelihood. In addition, a reproduced signal having a good bit error rate characteristic can be obtained. Further, according to this configuration, the calculation of the bit likelihood can be facilitated, and the size of the arithmetic processing circuit can be reduced. Therefore, the power consumption used in the arithmetic processing circuit can be reduced. It is suitable for a mobile communication terminal device because it is suitable for long-time standby.
[0025]
A soft decision decoding apparatus according to the present invention calculates the strength of the received signal in a soft decision decoding apparatus that modulates a phase of a carrier wave that is continuously received in time by a polyphase modulation scheme based on Gray coding. Strength calculating means, soft decision bit data generating means for generating soft decision bit data based on the detected phase detected from the received signal and the strength, and generating frame likelihood data based on known data of the received signal Frame likelihood generating means, multiplying means for generating soft decision data with frame likelihood by multiplying the soft decision bit data and the frame likelihood data, and soft decision with soft decision data with frame likelihood. And a decoding means for decoding.
[0026]
According to this configuration, since the soft decision bit data is generated based on the detected phase detected from the received signal and the soft decision bit data is used for the soft decision decoding, the calculation of the bit likelihood can be facilitated. In addition, a reproduced signal having good bit error rate characteristics can be obtained. Further, according to this configuration, the calculation of the bit likelihood can be facilitated, and the size of the arithmetic processing circuit can be reduced. Therefore, the power consumption used in the arithmetic processing circuit can be reduced. It is suitable for a mobile communication terminal device because it is suitable for long-time standby.
[0027]
In the soft decision decoding apparatus according to the present invention, in the above configuration, the soft decision bit data generating means converts phase data of the received signal into a phase signal, and data for branching the phase signal into information data and known data. Determining means for comparing a detected phase obtained from the information data with a unique phase of a polyphase modulation method to select a phase with the smallest phase difference to generate a selected phase; and The phase difference between the detected phase obtained from the data and the inherent phase of the polyphase modulation method is obtained, and monotonically decreases with respect to the magnitude of the phase difference. When the absolute value of the phase difference is 0, the maximum symbol likelihood is obtained. Information for generating the phase likelihood of the information data from a function that takes the minimum value of the phase likelihood at the time of taking a value, and taking the minimum value of the phase likelihood when the phase difference is in the middle of two unique adjacent phases transmitted by multi-level modulation. Data rank Likelihood generation means, the detection phase obtained from the information data and the phase difference between the unique phase transmitted by the multi-phase modulation method and the detected phase and the information phase using the characteristics of Gray encoding from the information data Weighting means for calculating a bit weighting coefficient, and bit likelihood generating means for generating the soft decision bit data based on the selected phase, the phase likelihood of the information data, the weighting coefficient of the bit, and the strength. Memory means for storing the soft decision bit data with frame likelihood, and deinterleaving means for deinterleaving the soft decision data with frame likelihood stored in the memory means. Soft-decision generating a reproduced signal by Viterbi decoding the soft-decision data with frame likelihood after deinterleaving from the deinterleaving means It adopts a configuration comprising a Tabi decoding means.
[0028]
According to this configuration, in addition to the above-described effects, more accurate bit likelihood can be calculated, so that a reproduced signal with better bit error rate characteristics can be obtained.
[0029]
In the soft decision decoding apparatus according to the present invention, in the above-described configuration, the bit weighting means includes a phase difference between a detection phase obtained from the information data and a unique phase transmitted by a polyphase modulation scheme, the detection phase, and an external parameter. A configuration is provided that includes means for calculating a bit weighting coefficient for the information data from the setting signal using the characteristics of Gray coding.
[0030]
According to this configuration, in addition to the above-described effects, more accurate bit likelihood can be calculated, so that a reproduced signal with better bit error rate characteristics can be obtained.
[0031]
In the soft decision decoding apparatus according to the present invention, in the above configuration, the soft decision bit data generating means converts phase data of the received signal into a phase signal, and data for branching the phase signal into information data and known data. Determining means for comparing a detected phase obtained from the information data with a unique phase of a polyphase modulation method to select a phase with the smallest phase difference to generate a selected phase; and The phase difference between the detected phase obtained from the data and the inherent phase of the polyphase modulation method is obtained, and monotonically decreases with respect to the magnitude of the phase difference. When the absolute value of the phase difference is 0, the maximum symbol likelihood is obtained. Information for generating the phase likelihood of the information data from a function that takes the minimum value of the phase likelihood at the time of taking a value, and taking the minimum value of the phase likelihood when the phase difference is in the middle of two unique adjacent phases transmitted by multi-level modulation. Data rank Likelihood generation means, a bit weighting coefficient for the information data using the characteristics of Gray encoding from the phase difference between the detected phase obtained from the information data and the unique phase transmitted by the polyphase modulation method Bit weighting means for calculating; and bit likelihood generating means for generating the soft decision bit data based on the selected phase, the phase likelihood of the information data, the weighting coefficient of the bit, and the strength. Memory means for storing the soft decision bit data with frame likelihood, deinterleaving means for deinterleaving soft decision data with frame likelihood stored in the memory means, and deinterleaving means Block decoding means for performing block decoding on soft-decision data with frame likelihood after deinterleaving from The take.
[0032]
According to this configuration, in addition to the above-described effects, more accurate bit likelihood can be calculated, so that a reproduced signal with better bit error rate characteristics can be obtained.
[0033]
In the soft decision decoding apparatus according to the present invention, in the above configuration, the bit weighting means includes a phase difference between a detection phase obtained from the information data and a unique phase transmitted by a polyphase modulation scheme, the detection phase, and an external parameter. A configuration is provided that includes means for calculating a bit weighting coefficient for the information data from the setting signal using the characteristics of Gray coding.
[0034]
According to this configuration, in addition to the above-described effects, more accurate bit likelihood can be calculated, so that a reproduced signal with better bit error rate characteristics can be obtained.
[0035]
The soft-decision decoding method of the present invention is a soft-decision decoding method for modulating a phase of a carrier continuously received in time by a polyphase modulation scheme based on Gray coding. And a decoding step of using the soft decision bit data for soft decision decoding.
[0036]
According to this method, soft-decision bit data is generated based on the detected phase detected from the received signal and the soft-decision bit data is used for soft-decision decoding, so that the calculation of the bit likelihood can be facilitated. In addition, a reproduced signal having a good bit error rate characteristic can be obtained. Further, according to this method, the calculation of the bit likelihood can be facilitated, so that the size of the arithmetic processing circuit can be reduced. It is suitable for a mobile communication terminal device because it is suitable for long-time standby.
[0037]
The soft-decision decoding method of the present invention calculates the strength of the received signal in a soft-decision decoding method that modulates a phase of a carrier wave received continuously in time by a polyphase modulation scheme based on Gray coding. Strength calculating step, soft decision bit data generating step of generating soft decision bit data based on the detected phase and the strength detected from the received signal, and generating frame likelihood data based on the known data of the received signal A frame likelihood generating step, a multiplying step of generating soft decision data with frame likelihood by multiplying the soft decision bit data and the frame likelihood data, and performing soft decision on the soft decision data with frame likelihood. And a decoding step used for decoding.
[0038]
According to this method, soft-decision bit data is generated based on the detected phase detected from the received signal and the soft-decision bit data is used for soft-decision decoding, so that the calculation of the bit likelihood can be facilitated. In addition, a reproduced signal having a good bit error rate characteristic can be obtained. Further, according to this method, the calculation of the bit likelihood can be facilitated, so that the size of the arithmetic processing circuit can be reduced. It is suitable for a mobile communication terminal device because it is suitable for long-time standby.
[0039]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
The essence of the present invention is to provide a soft-decision decoding device that modulates a phase of a carrier that is continuously received in time by a polyphase modulation scheme based on Gray coding, in a detection phase detected from a carrier of a received signal. Soft decision bit data is generated based on the soft decision bit data, and the soft decision bit data is used for soft decision decoding.
[0040]
Next, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0041]
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a soft decision decoding apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
[0042]
As shown in FIG. 1, soft decision decoding apparatus 100 according to Embodiment 1 of the present invention includes intensity calculating section 101, phase converting section 102, data determining section 103, phase selecting section 104, information data phase likelihood generating section 105, a bit weighting unit 106, a bit likelihood generation unit 107, a known data phase likelihood generation unit 108, a frame likelihood generation unit 109, a multiplication unit 110, a memory unit 111, a deinterleave unit 112, and a soft decision Viterbi decoder 113 I have it.
[0043]
An input terminal of the data determination unit 103 is connected to an output terminal of the phase conversion unit 102. Input terminals of the phase selection unit 104, the information data phase likelihood generation unit 105, and the bit weighting unit 106 are connected to output terminals of the data determination unit 103. An input terminal of the bit likelihood generation unit 107 is connected to output terminals of the phase selection unit 104, the information data phase likelihood generation unit 105, the bit weighting unit 106, and the intensity calculation unit 101. An input terminal of the known data phase likelihood generation unit 108 is connected to an output terminal of the data determination unit 103. An input terminal of the frame likelihood generation unit 109 is connected to an output terminal of the known data phase likelihood generation unit 108. An input terminal of the multiplication unit 110 is connected to output terminals of the bit likelihood generation unit 107 and the frame likelihood generation unit 109. The input terminal of the memory unit 111 is connected to the output terminal of the multiplication unit 110. An input terminal of the deinterleave unit 112 is connected to an output terminal of the memory unit 111. An input terminal of the soft-decision Viterbi decoding unit 113 is connected to an output terminal of the deinterleave unit 112.
[0044]
Intensity calculating section 101 receives received signal S 1, calculates strength S 2 of received signal S 1, and provides it to bit likelihood generating section 107. The phase converter 102 receives the received signal S 1, converts the received signal S 1 into a phase signal S 3, and supplies the phase signal S 3 to the data determiner 103. The data determination unit 103 branches the phase signal S3 from the phase conversion unit 102 into information data S4 and known data S5, and divides the information data S4 into a phase selection unit 104, an information data phase likelihood generation unit 105, and a bit weighting unit 106 And the known data S5 is provided to the known data phase likelihood generating section 108. The known data S5 is data whose data pattern is already known in the soft decision decoding device 100.
[0045]
The phase selection unit 104 compares the detected phase obtained from the information data S4 from the data determination unit 103 with the unique phase of the polyphase modulation method, selects the phase with the smallest phase difference, and selects the selected phase S6. To the bit likelihood generating section 107. The information data phase likelihood generating section 105 obtains a phase difference between a detected phase obtained from the information data S4 from the data determining section 103 and a phase unique to the polyphase modulation method, and calculates the phase difference. When the absolute value of the phase difference monotonically decreases and the absolute value of the phase difference is 0, the maximum value of the symbol likelihood is obtained, and when the phase difference is a phase intermediate between two unique adjacent phases transmitted by multi-level modulation, the phase likelihood is calculated. The phase likelihood S7 of the information data S4 is generated from the function that takes the minimum value of the degree, and is provided to the bit likelihood generation unit 107.
[0046]
The bit weighting unit 106 uses the gray encoding characteristic based on the phase difference between the detected phase obtained from the information data S4 from the data determination unit 103 and the unique phase transmitted by the multi-phase modulation method, using the information data S4. , A bit weighting coefficient S8 is calculated and given to the bit likelihood generator 107. The bit likelihood generation unit 107 selects the selected phase S6 from the phase selection unit 104, the phase likelihood S7 from the information data phase likelihood generation unit 105, the bit weighting coefficient S8 from the bit weighting unit 106, and the intensity calculation unit 101 The soft decision bit data S9 is generated based on the selected phase S6, the phase likelihood S7, the bit weighting coefficient S8, and the strength S2, and is provided to the multiplication unit 110.
[0047]
The known data phase likelihood generator 108 receives the known data S5 from the data determiner 103, generates a phase likelihood S10 of the known data S5, and provides the same to the frame likelihood generator 109. The frame likelihood generation unit 109 receives the phase likelihood S10 from the known data phase likelihood generation unit 108, and generates frame likelihood data S11 which is information on a frame likelihood based on the phase likelihood S10. This is given to the multiplication unit 110. The multiplication unit 110 receives the soft decision bit data S9 from the bit likelihood generation unit 107 and the frame likelihood data S11 from the frame likelihood generation unit 109, and receives these judgment data bit S9 and frame likelihood data S11. To generate soft decision bit data with frame likelihood S12 and to provide the same to the memory unit 111.
[0048]
The memory unit 111 stores the soft decision bit data with frame likelihood S12 from the multiplication unit 110. The deinterleaving section 112 deinterleaves the soft decision bit data with frame likelihood S12 stored in the memory section 111 and supplies the soft decision data with frame likelihood S13 after deinterleaving to the soft decision Viterbi decoder 113. The soft-decision Viterbi decoder 113 performs Viterbi decoding on the deinterleaved soft decision data with frame likelihood S13 from the deinterleaving section 112 to generate and output a reproduced signal S14. The soft-decision decoding apparatus 100 generates a reproduction signal S14 by correcting a bit error with respect to the reception signal S1 affected by multipath fading or the like in a radio channel.
[0049]
Next, a specific operation of the soft decision decoding apparatus according to Embodiment 1 of the present invention will be described with reference to FIGS.
[0050]
For example, when the soft-decision decoding apparatus 100 receives the frame shown in FIG. 4 as the received signal S1, the received signal S1 at the time nT (n: integer, T: 1 symbol) is converted to a square on the IQ plane in FIG. When it is assumed that the received signal S1 exists, upon receiving the received signal S1, the intensity calculator 101 calculates pow, which is the intensity S2 of the received signal S1, by the following (Equation 1).
[0051]
pow = √ (I2 nT+ Q2 nT) ... (Equation 1)
Further, when receiving the received signal S1 at the same time nT, the phase converter 102 converts the received signal S1 to obtain a phase signal S3. The data determination unit 103 branches the phase signal S3 from the phase conversion unit 102 into information data S4 and known data S5.
[0052]
First, the information data S4 exists at a phase between π / 4 and π / 2 when the phase indicated by □ in FIG. 2 is φ (π / 4 ≦ φ ≦ 3π / 8). The phase difference between π / 4 and the detected phase is set to θ1, the phase difference between the phase π / 2 and the detected phase is set to θ2, and in the case of (θ1 ≦ θ), the phase selecting unit 104 determines the phase π at which the phase difference becomes small. / 4 is selected and output as the selected phase S6. Further, the data determination unit 103 provides the information data phase likelihood generation unit 105 with a value of θ1 having a small phase difference of the phase signal S3. The information data phase likelihood generation unit 105 calculates iphs, which is the phase likelihood S7 of the information data S4, from the phase difference θ1 by the following (Equation 2).
[0053]
iphs = (cos4θ1+1) / 2 [where 0 ≦ θ1≦ π / 8 (in the case of 8-phase phase modulation, the phase difference θ1Is π / 8. )] ... (Equation 2)
Bit weighting section 106 calculates bit weighting coefficient S8 based on the detected phase of information data S4. FIG. 3 is a diagram for explaining the magnitude relationship between the bit weighting coefficients. The matter shown in FIG. 3 is obtained by utilizing the fact that the number of different bits in the phases adjacent to each other in the Gray code is 1 bit and the other bits are the same.
[0054]
When the detected phase is φ as shown by the symbol □ in FIG. 2, the closest phase in the positive direction of the phase is π / 2, and the closest phase in the negative direction of the phase is π / 4. In both the phase π / 2 and the phase π / 4, the first bit of the symbol is “0” and the second bit is “1”, and have the same value. However, the third bit is “0” at the phase π / 2 and “1” at the phase π / 4, which are different from each other. Even if the detected phase φ is (π / 4 ≦ φ ≦ π / 2) due to the influence of the radio channel, the first bit and the second bit have the same value, The weighting coefficient is increased.
[0055]
The weighting of the first bit and the second bit will be described. As shown in FIG. 3, when the detected phase is φ (π / 4 ≦ φ ≦ 3π / 8), the phase selected by phase selecting section 104 is π / 4, and the second bit is “1”. ". In addition, the selected phase π / 4 exists on the negative side of the phase from the detected phase φ (π / 4 ≦ φ ≦ 3π / 8), and the second bit of the symbol in phase 0 adjacent to the negative side. Is “1”. Even if the detected phase φ is detected as (0 ≦ φ ≦ 3π / 8) due to the influence of the radio channel, the second bit of the phase π / 4 is the same as the second bit of the phase 0, The weighting coefficient of the second bit is larger than that of the first bit.
[0056]
Therefore, when the detected phase is φ (π / 4 ≦ φ ≦ 3π / 8), it exists in the range of (π / 4 ≦ φ ≦ 3π / 8) in FIG. 2, and the bit weighting coefficient of the symbol is The first bit is a “medium” weighting coefficient, the second bit is a “large” weighting coefficient, and the third bit is a “small” weighting coefficient. By the same logic, the bit weighting coefficient is determined as shown in FIG. 3 according to the phase range of the detection phase φ.
[0057]
The bit likelihood generating section 107 generates a soft decision bit from the selected phase S6 from the phase selecting section 104, the phase likelihood S7 from the information data phase likelihood generating section 105, and the bit weighting coefficient S8 from the bit weighting section 106. The data S9 is generated.
[0058]
The first bit is bit0, the weight coefficient of the bit at that time is k0, the bit likelihood is pbit0, the second bit is bit1, the weight coefficient of the bit at that time is k1, the bit likelihood is pbit1, Assuming that the third bit is bit2, the weight coefficient of the bit at that time is k2, the bit likelihood is pbit2, and the strength S2 of the received signal S1 is pow, each soft decision bit data is calculated by the following (Equation 3). You.
[0059]
bit (0) = pow · k (0) · pbit (0) · (cos4θ1+1) / 2
bit (1) = pow · k (1) · pbit (1) · (cos4θ1+1) / 2
bit (2) = pow · k (2) · pbit (2) · (cos4θ1+1) / 2
[However, 0 ≦ θ1≦ π / 8] (Formula 3)
On the other hand, assuming that the phase difference between the phase of which the value is already known and the phase of the known data S5 is φ, the known data phase likelihood generating unit 108 sets the phase likelihood S10 of the known data of the i-th symbol to kphs (I), and is calculated by the following (Equation 4).
[0060]
kphs (i) = (cos4φ + 1) / 2 (formula 4)
Assuming that the number of symbols of the known data S5 is n, the frame likelihood generating unit 109 calculates the frame likelihood data S11 having the same value in one frame as fkphs by the following (Equation 5).
[0061]
fkphs = ｛(kphs (0) + (kphs (1) + (kphs (2)...)
(Kphs (n-2) + (kphs (n-1)) / 1} (Equation 5)
The multiplication unit 110 multiplies the soft decision bit data S9 calculated from (Equation 3) by the frame likelihood data S11 to obtain the k-th soft decision bit data with frame likelihood S12 in the following (Equation 6). fbit (k), and is calculated by the following (Equation 6).
[0062]
fbit (k) = fkphs × bit (k) (formula 6)
After the soft decision bit data with frame likelihood S12 is stored in the memory unit 111, it is deinterleaved by the deinterleave unit 112. The soft-decision Viterbi decoder 113 Viterbi-decodes the soft-decision bit data with frame likelihood S13 deinterleaved by the deinterleaver 112 to generate and output a reproduction signal S14.
[0063]
According to Embodiment 1 of the present invention, since soft decision bit data is generated based on a detected phase detected from a received signal and the soft decision bit data is used for soft decision decoding, calculation of bit likelihood is facilitated. And a reproduced signal having a good bit error rate characteristic can be obtained. Further, according to the first embodiment of the present invention, the calculation of the bit likelihood can be facilitated, so that the arithmetic processing circuit can be reduced. Therefore, the power consumption used in the arithmetic processing circuit can be reduced. It is suitable for a mobile communication terminal device because it is suitable for long-time communication and long-time standby.
[0064]
(Embodiment 2)
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a soft decision decoding apparatus according to Embodiment 2 of the present invention. In the second embodiment of the present invention, the same components as those in the first embodiment of the present invention are denoted by the same reference numerals.
[0065]
As shown in FIG. 5, soft decision decoding apparatus 500 according to Embodiment 2 of the present invention includes the same components as soft decision decoding apparatus 100 according to Embodiment 1 of the present invention, and bit weighting section 106 Upon receiving the external parameter setting signal S51, the external parameter setting signal S51 is used for calculating the weighting coefficient S8.
[0066]
That is, soft decision decoding apparatus 500 according to Embodiment 2 of the present invention includes intensity calculation section 101, phase conversion section 102, data determination section 103, phase selection section 104, information data phase likelihood generation section 105, bit weighting section 106, a bit likelihood generation unit 107, a known data phase likelihood generation unit 108, a frame likelihood generation unit 109, a multiplication unit 110, a memory unit 111, a deinterleave unit 112, and a soft decision Viterbi decoder 113, The unit 106 receives the external parameter setting signal S51 and uses the external parameter setting signal S51 for calculating the weighting coefficient S8.
[0067]
The bit weighting unit 106 in FIG. 5 calculates the gray coding characteristic from the phase difference between the detected phase obtained from the information data S4 and the unique phase transmitted by the polyphase modulation method, and the detected phase and the external parameter setting signal S51. Is used to calculate a bit weighting coefficient S8 for the information data S4. Otherwise, the configuration of soft decision decoding apparatus 500 according to Embodiment 2 of the present invention is the same as soft decision decoding apparatus 100 according to Embodiment 1 of the present invention.
[0068]
According to the second embodiment of the present invention, in addition to the effect of the first embodiment of the present invention, a more accurate bit likelihood can be calculated, so that a reproduced signal having a better bit error rate characteristic can be obtained. Can be.
[0069]
(Embodiment 3)
Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a soft decision decoding apparatus according to Embodiment 3 of the present invention. In the third embodiment of the present invention, the same components as those in the first embodiment of the present invention are denoted by the same reference numerals.
[0070]
As shown in FIG. 6, soft decision decoding apparatus 600 according to Embodiment 3 of the present invention differs from soft decision decoding apparatus 100 according to Embodiment 1 of the present invention in that soft decision Viterbi decoder 113 is replaced with soft decision A block decoder 601 is provided.
[0071]
That is, soft decision decoding apparatus 600 according to Embodiment 3 of the present invention includes intensity calculation section 101, phase conversion section 102, data determination section 103, phase selection section 104, information data phase likelihood generation section 105, bit weighting section 106, a bit likelihood generator 107, a known data phase likelihood generator 108, a frame likelihood generator 109, a multiplier 110, a memory 111, a deinterleaver 112, and a soft decision block decoder 601. An input terminal of the soft decision block decoder 601 is connected to an output terminal of the deinterleaver 112.
[0072]
The soft decision block decoder 601 performs block decoding on the soft decision bit data with frame likelihood S13 from the deinterleaver 112 to generate and output a reproduced signal S61. Otherwise, the configuration of soft decision decoding apparatus 600 according to Embodiment 3 of the present invention is the same as that of soft decision decoding apparatus 100 according to Embodiment 1 of the present invention.
[0073]
According to the third embodiment of the present invention, the same effects as those of the first embodiment of the present invention are obtained.
[0074]
(Embodiment 4)
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a soft decision decoding apparatus according to Embodiment 4 of the present invention. In the fourth embodiment of the present invention, the same components as those in the third embodiment of the present invention are denoted by the same reference numerals.
[0075]
As shown in FIG. 7, soft decision decoding apparatus 700 according to Embodiment 4 of the present invention includes the same components as soft decision decoding apparatus 600 according to Embodiment 3 of the present invention, and bit weighting section 106 Upon receiving the external parameter setting signal S51, the external parameter setting signal S51 is used for calculating the weighting coefficient S8.
[0076]
That is, soft decision decoding apparatus 700 according to Embodiment 4 of the present invention includes intensity calculating section 101, phase converting section 102, data determining section 103, phase selecting section 104, information data phase likelihood generating section 105, bit weighting section 106, a bit likelihood generator 107, a known data phase likelihood generator 108, a frame likelihood generator 109, a multiplier 110, a memory 111, a deinterleaver 112, and a soft decision block decoder 601. The unit 106 receives the external parameter setting signal S51 and uses the external parameter setting signal S51 for calculating the weighting coefficient S8.
[0077]
The bit weighting unit 106 in FIG. 7 calculates the gray coding characteristics from the phase difference between the detected phase obtained from the information data S4 and the unique phase transmitted by the polyphase modulation method, and the detected phase and the external parameter setting signal S51. Is used to calculate a bit weighting coefficient S8 for the information data S4. The other configuration of soft decision decoding apparatus 700 according to Embodiment 4 of the present invention is the same as that of soft decision decoding apparatus 600 according to Embodiment 3 of the present invention.
[0078]
According to the fourth embodiment of the present invention, in addition to the effect of the third embodiment of the present invention, a more accurate bit likelihood can be calculated, so that a reproduced signal having a better bit error rate characteristic can be obtained. Can be.
[0079]
In any one of Embodiments 1 to 4 of the present invention, instead of (Equation 2), the magnitude monotonically decreases with respect to the magnitude of θ1, and when θ1 is 0, the maximum value of the likelihood is obtained. When θ1 is a unique phase transmitted by the multi-level modulation scheme, an equation using a function that takes the minimum value of likelihood may be used.
[0080]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, soft-decision bit data is generated based on a detected phase detected from a received signal, and the soft-decision bit data is used for soft-decision decoding. And a reproduced signal having a good bit error rate characteristic can be obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a soft decision decoding apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a diagram for explaining a relationship between a phase of a received signal and a symbol in the soft-decision decoding apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 3 is a diagram for explaining bit weighting coefficients in the soft-decision decoding apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 4 is a view for explaining a frame configuration in a soft decision decoding apparatus according to Embodiment 1 of the present invention;
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a soft decision decoding apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a soft decision decoding apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a soft decision decoding apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
FIG. 8 is a diagram for explaining a convolutional coding method;
FIG. 9 shows a trellis figure.
[Explanation of symbols]
100, 500, 600, 700 soft decision decoding device
101 ° strength calculation unit
102 ° phase converter
103 Data judgment unit
104 phase selector
105 ° information data phase likelihood generator
106 bit weighting unit
107 bit likelihood generator
108 known data phase likelihood generator
109 frame likelihood generator
110 ° multiplication unit
111 memory section
112 deinterleave section
113 soft decision Viterbi decoder
601 soft decision block decoder
