JP2004032979A

JP2004032979A - Output overvoltage protection circuit and constant voltage switching power supply circuit provided with tha same

Info

Publication number: JP2004032979A
Application number: JP2002360794A
Authority: JP
Inventors: Seiji Takamatsu; 高松　清司
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 2002-05-08
Filing date: 2002-12-12
Publication date: 2004-01-29

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To prevent a DC output voltage from becoming an overvoltage as a result of the inability of controlling a switching transistor, if abnormality occurs in the secondary side of a high-frequency transformer of a constant voltage switching power supply circuit. <P>SOLUTION: An abnormality that occurs to a "voltage comparing and detecting part" makes a constant voltage uncontrollable, causing rise in the positive voltage of the high-frequency pulses outputted by a switching transistor Q1 and also rise in the negative voltage of the high-frequency pulses induced by a second primary side winding P2. When the voltage rises to a level exceeding the Zener voltage of the Zener diode ZD31, the reverse current of the Zener diode ZD31 is caused to flow into the base of a transistor Q3 to switch on the transistor Q3 and then a transistor Q4. The gate of the switching transistor Q1 is discharged via a diode D2, the transistor Q3, and the transistor Q4 to lower the voltage down to a certain level that causes the switching transistor Q1 to be switched off. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本願発明は、定電圧スイッチング電源回路の出力過電圧保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
定電圧スイッチング電源回路は、スイッチングトランジスタがＯＮ−ＯＦＦのスイッチ動作を繰り返すだけなので、不要な電力をトランジスタで熱として放出することが少ない。また、変圧器も小型で損失の少ない高周波トランスを使用しているので、電力損失が少ないという利点がある。図３は、従来の定電圧スイッチング電源回路の一例を示した回路図である。
【０００３】
整流ブリッジＤＢ１とコンデンサＣ１１から成る「平滑回路」で、ＡＣ電源Ｖｉｎの交流電圧を平滑して直流電圧に変換する。その直流電圧をスイッチングトランジスタ（電界効果トランジスタ）Ｑ１でスイッチングして高周波パルスに変換する。さらに、高周波パルスを高周波トランスＴ１で変圧し、「高周波整流回路」で再び直流電圧に戻してＶｏｕｔ端子とＧＮＤ端子間に出力する。出力電圧に変動があると、「電圧比較検出部」が電圧変動を検出し、フォトカプラＰＣ１を介して「デューディー比制御部」へ伝える。「デューティー比制御部」は、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ−ＯＦＦ間隔を変えて、高周波パルスのデューティー比をコントロールする。高周波パルスの平均電圧が直流出力電圧となり、デューティー比によって出力電圧がコントロールされるので、直流出力電圧が高いときには、ＯＮデューティーを狭く、直流出力電圧が低いときは、ＯＮデューティーを広くなるように高周波パルスのデューティー比を制御する。
【０００４】
このような構成を成す従来の定電圧スイッチング電源回路は、ＡＣ電源Ｖｉｎの交流電圧が、整流ブリッジＤＢ１とコンデンサＣ１１から成る平滑回路によって直流電圧に変換され、その直流電圧によって、起動抵抗Ｒ１に電流が流れてスイッチングトランジスタＱ１のゲート電圧が上昇する。すると、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮして高周波トランスＴ１の第１の一次側巻線Ｐ１に電圧が発生し、位相が反転された巻き数に応じた電圧が第２の一次側巻線Ｐ２に発生する。第２の一次側巻線Ｐ２に発生した電圧は、コンデンサＣ１及び抵抗Ｒ２を介してスイッチングトランジスタＱ１のゲートに＋の正帰還をかけ、トランジスタＱ２のベースは、直流出力電圧の変動をフィードバックしているフォトカプラＰＣ１のカプラ電流と、ツェナーダイオードＺＤ１を流れる電流にて充電される。
【０００５】
第１の一次側巻線Ｐ１に電流が流れると、高周波トランスＴ１の二次側巻線Ｓ１にも電流が流れようとするが、ダイオードＤ１により電流は流れないため、エネルギーが高周波トランスＴ１に蓄えられる。そして、トランジスタＱ２のベース電圧がＯＮ電圧に達すると、スイッチングトランジスタＱ１がターンＯＦＦし、二次側巻線Ｓ１からエネルギーが伝達される。第２の一次側巻線Ｐ２には逆バイアスが掛かり、トランジスタＱ２のベースが放電される。高周波トランスＴ１に蓄えられたエネルギーが二次側巻線Ｓ１から全て放出されると、逆起電力により再びスイッチングトランジスタＱ１がターンＯＮを始める。
【０００６】
以上の動作を繰り返すことによって高周波パルスが発生する。そして、直流出力電圧の変動をフィードバックしているフォトカプラＰＣ１のカプラ電流によってトランジスタＱ２がＯＮ−ＯＦＦ制御される。それによって、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮ−ＯＦＦ制御されて、高周波パルスのデューティー比が制御され、直流出力電圧には、ツェナーダイオードＺＤ２によって規定される電圧が安定して出力されることになる。
【０００７】
また、「過電圧検出部」は、ツェナーダイオードＺＤ３によって規定される直流出力電圧の過電圧を検出し、フォトカプラＰＣ２を介して「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」へ伝える。「過電圧検出部」は、直流出力電圧が過電圧になったときにフォトカプラＰＣ２がＯＮして、フォトカプラＰＣ２のカプラ電流によって「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」を動作させる。「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」は、スイッチングトランジスタＱ１をＯＦＦ制御し、それによって、スイッチングトランジスタＱ１のスイッチング動作が停止する。したがって、例えば、「電圧比較検出部」のフォトカプラＰＣ１が故障して定電圧制御が不能になり、直流出力電圧が異常に上昇して過電圧になったときには、「過電圧検出部」が過電圧を検出して定電圧スイッチング電源回路の動作を停止させ、過電圧による発火や発煙を防止することができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、「電圧比較検出部」及び「過電圧検出部」は、高周波トランスＴ１の一次側と二次側にまたがったフォトカプラに頼った回路構成となっている。そのため、高周波トランスＴ１の二次側に接続されている負荷の故障等によって、高周波トランスＴ１の二次側に何らかの異常が発生すると、フォトカプラＰＣ１及びフォトカプラＰＣ２がともに故障する虞がある。そして、それによって、高周波トランスＴ１の一次側の「デューティー比制御部」及び「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」の双方が機能しなくなり、スイッチングトランジスタＱ１の制御が一切不能になって直流出力電圧が過電圧になってしまう虞があった。
【０００９】
本願発明は、このような状況に鑑み成されたものであり、その課題は、定電圧スイッチング電源回路の高周波トランスの二次側に何らかの異常が発生した際に、スイッチングトランジスタの制御が不能になって直流出力電圧が過電圧になってしまうことを防止することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を達成するため、本願請求項１に記載の発明は、交流電源が出力する交流電圧を直流電圧に変換する平滑回路と、該平滑回路が出力する直流電圧を高周波パルスに変換するスイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスを変圧する高周波トランスと、該高周波トランスによって変圧された高周波パルスを整流して直流出力電圧を得る高周波整流回路と、前記直流出力電圧の電圧変動を検出する電圧比較検出部と、該電圧比較検出部が検出した電圧変動に応じて前記スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスのデューティー比を調節するデューティー比制御部とを備えた定電圧スイッチング電源回路の出力過電圧保護回路であって、前記スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスの電圧を前記高周波トランスの一次側で監視し、該電圧が所定の電圧に達した時点で、前記スイッチングトランジスタをＯＦＦにする、ことを特徴とした出力過電圧保護回路である。
【００１１】
高周波トランスの二次側に出力される高周波パルスを整流して得られる直流出力電圧が上昇すると、一次側の高周波パルスの電圧も上昇するので、高周波トランスの一次側の電圧を監視することによって、直流出力電圧の過電圧を検出することができる。そこで、従来のように高周波トランスの二次側で直流出力電圧を直接監視するのではなく、高周波トランスの一次側でスイッチングトランジスタが出力する高周波パルスの電圧を監視することによって、間接的に直流出力電圧を監視する。そして、高周波パルスの電圧が所定の電圧に達した時点で、つまり直流出力電圧が過電圧になった時点で、スイッチングトランジスタをＯＦＦ制御することによって、直流出力電圧が過電圧になった際に定電圧スイッチング電源回路のスイッチング動作を停止させることができる。したがって、高周波トランスの二次側に何らかの異常が発生しても、その影響を受けることなく直流出力電圧の過電圧を監視して、過電圧を検出した際には、すみやかに定電圧スイッチング電源回路のスイッチング動作を停止させることができる。
【００１２】
これにより、本願請求項１に記載の発明に係る出力過電圧保護回路によれば、高周波トランスの一次側でスイッチングトランジスタが出力する高周波パルスの電圧を監視することによって、高周波トランスの二次側に何らかの異常が発生しても、その影響を受けることなく直流出力電圧の過電圧を監視して、過電圧を検出した際には、すみやかに定電圧スイッチング電源回路のスイッチング動作を停止させることができるので、定電圧スイッチング電源回路の高周波トランスの二次側に何らかの異常が発生した際に、スイッチングトランジスタの制御が不能になって直流出力電圧が過電圧になってしまうことを防止することができるという作用効果が得られる。
【００１３】
また、従来、高周波トランスの一次側と二次側にまたがって配置されていたフォトカプラは、一次側に接続される端子と二次側に接続される端子との間に一定以上の間隔を設けた高い絶縁性を有するフォトカプラを実装する必要があることから比較的大型のフォトカプラを実装しなければならなかったが、本発明は、高周波トランスの一次側で、直流出力電圧の過電圧を検出するので、従来の過電圧検出用のフォトカプラが不要になり、回路の部品点数を削減できるので、定電圧スイッチング電源回路の部品実装スペースを小型化することができるという作用効果も得られる。
【００１４】
本願請求項２に記載の発明は、請求項１において、前記スイッチングトランジスタのベース電圧を、該スイッチングトランジスタがＯＦＦとなる一定の電圧に維持するスイッチングトランジスタＯＦＦ回路と、前記スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスの電圧を前記高周波トランスの一次側で監視し、該電圧が所定の電圧に達した時点で、前記スイッチングトランジスタＯＦＦ回路を動作させる過電圧検出部とを備える、ことを特徴とした出力過電圧保護回路である。
【００１５】
このように、過電圧検出部は、スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスの電圧を高周波トランスの一次側で監視し、その電圧が所定の電圧に達した時点でスイッチングトランジスタＯＦＦ回路を動作させる。そして、スイッチングトランジスタＯＦＦ回路は、スイッチングトランジスタのベース電圧を、スイッチングトランジスタがＯＦＦとなる一定の電圧に維持する。
【００１６】
これにより、本願請求項２に記載の発明に係る出力過電圧保護回路によれば、スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスの電圧を高周波トランスの一次側で監視し、その電圧が所定の電圧に達した時点でスイッチングトランジスタＯＦＦ回路を動作させる過電圧検出部によって、前述した本願請求項１に記載の発明による作用効果を得ることができる。
【００１７】
本願請求項３に記載の発明は、請求項２において、前記高周波トランスは、前記スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスが印加される第１の一次側巻線と、該第１の一次側巻線に印加された高周波パルスが誘起される第２の一次側巻線とを備え、前記過電圧検出部は、前記第２の一次側巻線に誘起された高周波パルスの電圧を監視する、ことを特徴とした出力過電圧保護回路である。
【００１８】
第２の一次側巻線には、第１の一次側巻線に印加された高周波パルスが、第１の一次側巻線と第２の一次側巻線との巻線比に応じた電圧で誘起される。したがって、過電圧検出部が第２の一次側巻線に誘起される高周波パルスの電圧を監視することで、スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスの電圧を監視することができる。
【００１９】
これにより、本願請求項３に記載の発明に係る出力過電圧保護回路によれば、過電圧検出部が第２の一次側巻線に誘起される高周波パルスの電圧を監視することで、スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスの電圧を監視することができ、それによって、前述した本願請求項２に記載の発明による作用効果を得ることができる。
【００２０】
本願請求項４に記載の発明は、請求項３において、前記過電圧検出部は、ツェナーダイオードを備え、前記第２の一次側巻線に誘起された高周波パルスの電圧が、前記ツェナーダイオードのツェナー電圧に達した時点で流れる前記ツェナーダイオードの逆方向電流で前記スイッチングトランジスタＯＦＦ回路を動作させる、ことを特徴とした出力過電圧保護回路である。
【００２１】
前述したように、スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスが第１の一次側巻線に印加されると、高周波トランスの第２の一次側巻線には、第１の一次側巻線と第２の一次側巻線との巻線比に応じた電圧比で高周波パルスが誘起される。したがって、スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスの電圧が上昇すると、第２の一次側巻線に誘起される高周波パルスの電圧も上昇する。そこで、過電圧検出部のツェナーダイオードのツェナー電圧を、直流出力電圧が過電圧になったときに第２の一次側巻線に誘起される高周波パルスの電圧に設定する。そして、第２の一次側巻線に誘起される高周波パルスの電圧が、ツェナーダイオードのツェナー電圧に達した時点で流れるツェナーダイオードの逆方向電流でスイッチングトランジスタＯＦＦ回路を動作させることによって、直流出力電圧が過電圧になったときに、定電圧スイッチング電源回路のスイッチング動作を停止させることができる。
【００２２】
これにより、本願請求項４に記載の発明に係る出力過電圧保護回路によれば、直流出力電圧が過電圧になったときに流れるツェナーダイオードの逆方向電流でスイッチングトランジスタＯＦＦ回路を動作させる過電圧検出部によって、前述した本願請求項３に記載の発明による作用効果を得ることができる。
【００２３】
本願請求項５に記載の発明は、請求項４において、前記過電圧検出部は、前記第２の一次側巻線に誘起された高周波パルスの電圧とＧＮＤとの電位差が前記ツェナーダイオードのツェナー電圧に達した時点で流れる前記ツェナーダイオードの逆方向電流で前記スイッチングトランジスタＯＦＦ回路を動作させる、ことを特徴とした出力過電圧保護回路である。
【００２４】
このように、第２の一次側巻線に誘起された高周波パルスの電圧と、電圧変動が小さいＧＮＤとの電位差を監視して直流出力電圧の過電圧を検出するので、より高い精度で過電圧を検出することができるという作用効果が得られる。
【００２５】
本願請求項６に記載の発明は、請求項５において、ベースがＧＮＤに接続され、エミッタに接続された前記ツェナーダイオードの逆方向電流でベース電流が流れてＯＮするトランジスタを備え、ＯＮした前記トランジスタのコレクタ電流で前記スイッチングトランジスタＯＦＦ回路が動作する、ことを特徴とした出力過電圧保護回路である。
【００２６】
本願請求項６に記載の発明に係る出力過電圧保護回路によれば、第２の一次側巻線に誘起された高周波パルスの電圧と、ＧＮＤにトランジスタのベース−エミッタ間電圧を加えた電圧との電位差がツェナー電圧に達した時点で、スイッチングトランジスタＯＦＦ回路を動作させることができ、それによって、前述した本願請求項５に記載の発明による作用効果を得ることができる。
【００２７】
本願請求項７に記載の発明は、請求項６において、前記過電圧検出部は、前記ツェナーダイオードの順方向電流が前記スイッチングトランジスタＯＦＦ回路に流れ込むことによる前記スイッチングトランジスタＯＦＦ回路の誤動作を防止するための誤動作防止用ダイオードを備えている、ことを特徴とした出力過電圧保護回路である。
【００２８】
本願請求項７に記載の発明に係る出力過電圧保護回路によれば、本願請求項６に記載の発明による作用効果に加えて、ツェナーダイオードの順方向電流がスイッチングトランジスタＯＦＦ回路に流れ込むことによってスイッチングトランジスタＯＦＦ回路の誤動作を防止することができるので、より誤動作の少ない出力過電圧保護回路を構成することができるという作用効果が得られる。
【００２９】
本願請求項８に記載の発明は、請求項２〜７のいずれか１項において、前記スイッチングトランジスタＯＦＦ回路は、前記スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスの電圧が所定の電圧に達して、前記スイッチングトランジスタのベース電圧を、該スイッチングトランジスタがＯＦＦとなる一定の電圧に維持した後、前記スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスの電圧が所定の電圧値未満になっても前記スイッチングトランジスタがＯＦＦとなる一定の電圧に維持し続ける自己保持回路である、ことを特徴とした出力過電圧保護回路である。
【００３０】
出力過電圧保護回路によって過電圧を検出し、スイッチングトランジスタＯＦＦ回路が動作したときは、直流電圧出力側に接続されている負荷側に何らかの異常が起きている可能性が高い。そのため、出力過電圧保護回路が過電圧を検出していない状態に復帰しても再度、過電圧を検出してしまうことになる。したがって、スイッチングトランジスタＯＦＦ回路を自己保持回路とし、一旦過電圧が検出された後は、過電圧が検出されていない状態に復帰してもスイッチングトランジスタのベース電圧をスイッチングトランジスタがＯＦＦとなる一定の電圧に維持し続けることによって、直流電圧出力側に電圧が出力されない状態を維持し続けることができる。
【００３１】
これにより、本願請求項８に記載の発明に係る出力過電圧保護回路によれば、本願請求項２〜７のいずれか１項に記載の発明による作用効果に加えて、一旦過電圧が検出された後は、過電圧が検出されていない状態に復帰しても直流電圧出力側に電圧が出力されない状態を維持し続けることができるので、定電圧スイッチング電源回路の出力過電圧保護を、より安全で確実に行うことができるという作用効果が得られる。
【００３２】
本願請求項９に記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の出力過電圧保護回路を備えた定電圧スイッチング電源回路である。
本願請求項９に記載の発明に係る定電圧スイッチング電源回路によれば、定電圧スイッチング電源回路において、前述した本願請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明による作用効果を得ることができる。
【００３３】
本願請求項１０に記載の発明は、請求項９において、前記スイッチングトランジスタは、電界効果トランジスタである、ことを特徴とした定電圧スイッチング電源回路である。
本願請求項１０に記載の発明に係る定電圧スイッチング電源回路によれば、本願請求項９に記載の発明による作用効果に加えて、電界効果トランジスタは、バイポーラトランジスタより少ない電流で動作させることができるので、より安定したスイッチング動作が可能になり、より安定した直流電圧を出力することができるという作用効果が得られる。
【００３４】
【発明の実施の形態】
以下、本願発明の一実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本願発明に係る「定電圧スイッチング電源回路」を示した回路図である。図２は、本願発明に係る「定電圧スイッチング電源回路」の要部の電圧波形を示したグラフである。以下、図１及び図２を参照しながら、まず、本願発明に係る「定電圧スイッチング電源回路」の概略構成について説明する。
【００３５】
整流ブリッジＤＢ１とコンデンサＣ１１から成る「平滑回路」で、ＡＣ電源Ｖｉｎの交流電圧を平滑して直流電圧に変換する。その直流電圧をスイッチングトランジスタＱ１でスイッチングして高周波パルスに変換する。さらに、高周波パルスを高周波トランスＴ１で変圧し、「高周波整流回路」で再び直流電圧に戻してＶｏｕｔ端子とＧＮＤ端子間に出力する。出力電圧に変動があると、「電圧比較検出部」が電圧変動を検出し、フォトカプラＰＣ１を介して「デューディー比制御部」へ伝える。「デューティー比制御部」は、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ−ＯＦＦ間隔を変えて、高周波パルスのデューティー比をコントロールする。高周波パルスの平均電圧が直流出力電圧となり、デューティー比によって出力電圧がコントロールされるので、直流出力電圧が高いときには、ＯＮデューティーを狭く、直流出力電圧が低いときは、ＯＮデューティーを広くなるように高周波パルスのデューティー比を制御する。
【００３６】
尚、当該実施の形態においては、スイッチングトランジスタＱ１は、電界効果トランジスタである。電界効果トランジスタは、バイポーラトランジスタと比較して、少ない電流で動作させることができるので、より安定したスイッチング動作が可能になり、より安定した直流電圧を出力することができる。
【００３７】
「定電圧スイッチング電源回路」は、本願発明に係る「出力過電圧保護回路」を構成する「過電圧検出部」と「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」とを備えている。「過電圧検出部」は、スイッチングトランジスタＱ１が出力する高周波パルスの電圧を高周波トランスＴ１の第２の一次側巻線Ｐ２で監視し、第２の一次側巻線Ｐ２に誘起される高周波パルスの負の電圧が所定の電圧に達した時点で、「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」を動作させる。「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」は、スイッチングトランジスタＱ１のベース電圧をスイッチングトランジスタＱ１がＯＦＦとなる一定の電圧に維持する。
【００３８】
次に、本願発明に係る「定電圧スイッチング電源回路」の動作について説明する。ＡＣ電源Ｖｉｎの交流電圧は、整流ブリッジＤＢ１とコンデンサＣ１１から成る平滑回路によって直流電圧に変換され、その直流電圧によって、起動抵抗Ｒ１に電流が流れてスイッチングトランジスタＱ１のゲート電圧が上昇する。すると、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮして高周波トランスＴ１の第１の一次側巻線Ｐ１に電圧が発生し、位相が反転された巻き数に応じた電圧が第２の一次側巻線Ｐ２に発生する。第２の一次側巻線Ｐ２に発生した電圧は、コンデンサＣ１及び抵抗Ｒ２を介してスイッチングトランジスタＱ１のゲートに＋の正帰還をかけ、トランジスタＱ２のベースは、直流出力電圧の変動をフィードバックしているフォトカプラＰＣ１のカプラ電流と、ツェナーダイオードＺＤ１を流れる電流にて充電される。
【００３９】
第１の一次側巻線Ｐ１に電流が流れると、高周波トランスＴ１の二次側巻線Ｓ１にも電流が流れようとするが、ダイオードＤ１により電流は流れないため、エネルギーが高周波トランスＴ１に蓄えられる。そして、トランジスタＱ２のベース電圧がＯＮ電圧に達すると、スイッチングトランジスタＱ１がターンＯＦＦし、二次側巻線Ｓ１からエネルギーが伝達される。第２の一次側巻線Ｐ２には逆バイアスが掛かり、トランジスタＱ２のベースが放電される。高周波トランスＴ１に蓄えられたエネルギーが二次側巻線Ｓ１から全て放出されると、逆起電力により再びスイッチングトランジスタＱ１がターンＯＮを始める。
【００４０】
以上の動作を繰り返すことによって高周波パルスが発生する。そして、直流出力電圧の変動をフィードバックしているフォトカプラＰＣ１のカプラ電流によってトランジスタＱ２がＯＮ−ＯＦＦ制御される。それによって、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮ−ＯＦＦ制御されて、高周波パルスのデューティー比が制御され、直流出力電圧には、ツェナーダイオードＺＤ２によって規定される電圧が安定して出力されることになる。
【００４１】
つづいて、本願発明に係る「出力過電圧保護回路」の動作について説明する。前述したように「出力過電圧保護回路」は、「過電圧検出部」と「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」とで構成されている。
【００４２】
ここで、フォトカプラＰＣ１が故障する等で「電圧比較検出部」に何らかの異常が発生すると、「デューティー比制御部」による定電圧制御が効かなくなり、スイッチングトランジスタＱ１が出力する高周波パルス（図２のＰ１波形）の正の電圧が上昇していく（図２のＰ１波形の一点鎖線で示した波形）。それによって、第２の一次側巻線Ｐ２に誘起される高周波パルス（図２のＰ２波形）の負の電圧も上昇していく（図２のＰ２波形の一点鎖線で示した波形）。このとき、「デューティー比制御部」をコントロールするトランジスタＱ２のベースにフォトカプラＰＣ１から定電圧制御用の充電電流が流れない状態となり、スイッチングトランジスタＱ１は、ツェナーダイオードＺＤ１からの充放電電流でＯＮ−ＯＦＦし続ける状態となり（図２のＱ１ゲート波形）、スイッチングトランジスタＱ１が出力する高周波パルスの電圧は、デューティー比が一定のままで上昇していくことになる。したがって、高周波トランスＴ１の二次側巻線Ｓ１の高周波パルスの電圧（図２のＳ１波形）が上昇し（図２のＳ１波形の一点鎖線で示した波形）、直流出力電圧が上昇して過電圧になってしまう。
【００４３】
「過電圧検出部」は、第２の一次側巻線Ｐ２に誘起される高周波パルス（図２のＰ２波形）の負の電圧が上昇し、ツェナーダイオードＺＤ３１のツェナー電圧を超える電圧まで上昇すると、ツェナーダイオードＺＤ３１のツェナー電圧に達した時点で、ツェナーダイオードＺＤ３１に逆方向電流が流れる。そのツェナーダイオードＺＤ３１の逆方向電流によって、「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」」を動作させる。尚、抵抗Ｒ３１は、ツェナーダイオードＺＤ３１の逆方向電流の電流制限抵抗であり、抵抗Ｒ３１の抵抗値でトランジスタＱ３のゲートに流れる電流値が決まる。また、ダイオードＤ３１は、第２の一次側巻線Ｐ２に誘起された高周波パルスの正の電圧によって、「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」に電流が流れ込んで、トランジスタＱ３又はトランジスタＱ４が誤動作することを防止するためのものである。
【００４４】
「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」は、「過電圧検出部」のツェナーダイオードＺＤ３１に流れる逆方向電流によって、スイッチングトランジスタＱ１のベース電圧を、スイッチングトランジスタＱ１がＯＦＦとなる一定の電圧に維持する。ツェナーダイオードＺＤ３１に流れる逆方向電流によって、トランジスタＱ３のベース電流が流れてトランジスタＱ３がＯＮし、それによって、トランジスタＱ４のベース電流が流れてトランジスタＱ４がＯＮする。スイッチングトランジスタＱ１のゲートは、ダイオードＤ２、トランジスタＱ３、及びトランジスタＱ４を介して放電されて、スイッチングトランジスタＱ１がＯＦＦする一定の電圧まで低下する。
【００４５】
そして、「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」は、自己保持回路になっており、トランジスタＱ４のコレクタ電流がトランジスタＱ３のベースに流れることによって、トランジスタＱ３のＯＮ状態が保持される。よって、第２の一次側巻線Ｐ２に誘起された高周波パルスの負の電圧が、ツェナーダイオードＺＤ３１のツェナー電圧未満に低下してもトランジスタＱ３及びトランジスタＱ４のＯＮ状態が保持され、スイッチングトランジスタＱ１のゲート電圧をスイッチングトランジスタＱ１がＯＦＦする電圧に維持し続けることができる。いわゆるヒステリシス性を有したヒステリシス回路であるとも言える。尚、コンデンサＣ３１は、ノイズによる「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」の誤動作を防止するためのものである。また、ダイオードＤ３２は、スイッチングトランジスタＱ１のゲート電圧を安定させるためのものである。
【００４６】
このようにして、高周波トランスＴ１の一次側で直流出力電圧の過電圧を検出してスイッチングトランジスタＱ１のスイッチング動作を停止させるので、「定電圧スイッチング電源回路」の高周波トランスＴ１の二次側に何らかの異常が発生した際に、スイッチングトランジスタＱ１の制御が不能になって直流出力電圧が過電圧になってしまうことを防止することができる。そして、過電圧を検出する電圧は、「過電圧検出部」のツェナーダイオードＺＤ３１のツェナー電圧によって決定され、過電圧を検出する直流出力電圧に相当する第２の一次側巻線に誘起される高周波パルスの負の電圧を、ツェナーダイオードＺＤ３１のツェナー電圧とすることで、「定電圧スイッチング電源回路」の適切な出力過電圧保護ができる。さらに、従来、高周波トランスの一次側と二次側にまたがって配置されていたフォトカプラＰＣ２（図３）が不要になり、回路の部品点数を削減できるので、定電圧スイッチング電源回路の部品実装スペースを小型化することができる。
【００４７】
また、他の実施の形態としては、上記実施の形態において、スイッチングトランジスタＱ１をバイポーラトランジスタとした「定電圧スイッチング電源回路」が挙げられる。バイポーラトランジスタは、電界効果トランジスタと比較して消費電力が大きく、その分スイッチング特性がやや劣るが安価なので、「定電圧スイッチング電源回路」のコストを低減させることができる。
【００４８】
さらに、他の実施の形態としては、上記実施例に加えて、「過電圧検出部」と「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」との間にトランジスタを設けたものが挙げられる。
【００４９】
図４は、本願発明に係る「定電圧スイッチング電源回路」の他の実施の形態を示した回路図である。
トランジスタＱ５は、ベースがＧＮＤに接続されており、エミッタがダイオード３１を介して「過電圧検出部」のツェナーダイオードＺＤ３１に接続されており、コレクタが「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」のトランジスタＱ４に接続されている。尚、トランジスタＱ５のベース−エミッタ間に接続されている抵抗Ｒ３２は、リーク電流によってトランジスタＱ５が誤動作することを防止するためのリーク電流吸収用抵抗であり、コンデンサＣ３２は、高周波のノイズによってトランジスタＱ５が誤動作することを防止するための高周波ノイズ吸収用のコンデンサである。
【００５０】
「過電圧検出部」は、第２の一次側巻線Ｐ２に誘起される高周波パルスの負の電圧が上昇し、高周波パルスの負の電圧とトランジスタＱ５のエミッタ電圧との間の電位差がツェナーダイオードＺＤ３１のツェナー電圧を超える電圧まで上昇すると、ツェナーダイオードＺＤ３１のツェナー電圧に達した時点で、ツェナーダイオードＺＤ３１に逆方向電流が流れる。つまり、電圧が上昇し、高周波パルスの負の電圧とＧＮＤとの電位差がトランジスタＱ５のベース−エミッタ間電圧とダイオードＤ３１の電圧とツェナーダイオードＺＤ３１のツェナー電圧との和に達した時点で、ツェナーダイオードＺＤ３１に逆方向電流が流れる。そして、そのツェナーダイオードＺＤ３１の逆方向電流によって、「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」を動作させる。
【００５１】
図１に示した「定電圧スイッチング電源回路」は、第２の一次側巻線Ｐ２に誘起される高周波パルスの負の電圧とスイッチングトランジスタＱ１のゲート電圧との電位差がツェナーダイオードＺＤ３１のツェナー電圧に達した時点でツェナーダイオードＺＤ３１に逆方向電流が流れる。図２に示したように、スイッチングトランジスタＱ１のゲート電圧は、高周波トランスＴ１への入力電圧（第１の一次側巻線Ｐ１の電圧）の変動によって、ＧＮＤに対する電圧変動が生じるが、当該実施の形態に示した「定電圧スイッチング電源回路」は、トランジスタＱ５のエミッタ電圧がＧＮＤにトランジスタＱ５のベース−エミッタ間電圧を引いた電圧であり、高周波トランスＴ１への入力電圧に対する電圧変動が極めて少ないことからより高い精度で直流出力電圧の過電圧を検出することができる。
【００５２】
尚、本願発明は上記実施例に限定されることなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種々の変形が可能であり、それらも本願発明の範囲内に含まれるものであることは言うまでもない。
【００５３】
本願発明によれば、定電圧スイッチング電源回路の高周波トランスの二次側に何らかの異常が発生した際に、スイッチングトランジスタの制御が不能になって直流出力電圧が過電圧になってしまうことを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願発明に係る「定電圧スイッチング電源回路」を示した回路図。
【図２】本願発明に係る「定電圧スイッチング電源回路」の要部の電圧波形を示したグラフ。
【図３】従来の定電圧スイッチング電源回路の一例を示した回路図。
【図４】本願発明に係る「定電圧スイッチング電源回路」の他の実施の形態を示した回路図。
【符号の説明】
Ｖｉｎ　ＡＣ電源、　　ＤＢ１　整流ブリッジ、　　Ｑ１　スイッチングトランジスタ、　　Ｒ１　起動抵抗、　　ＰＣ１、ＰＣ２　フォトカプラ、　　Ｔ１　高周波トランス、　　Ｐ１　第１の一次側巻線、　　Ｐ２　第２の一次側巻線、
Ｓ　二次側巻線、　　ＺＤ３１　ツェナーダイオード[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an output overvoltage protection circuit of a constant voltage switching power supply circuit.
[0002]
[Prior art]
In the constant voltage switching power supply circuit, since the switching transistor simply repeats the ON-OFF switching operation, unnecessary power is rarely emitted as heat by the transistor. Further, since the transformer uses a high-frequency transformer having a small size and a small loss, there is an advantage that the power loss is small. FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of a conventional constant voltage switching power supply circuit.
[0003]
The “smoothing circuit” including the rectifier bridge DB1 and the capacitor C11 smoothes the AC voltage of the AC power source Vin and converts it into a DC voltage. The DC voltage is switched by a switching transistor (field effect transistor) Q1 to be converted into a high frequency pulse. Further, the high-frequency pulse is transformed by the high-frequency transformer T1, returned to the DC voltage again by the “high-frequency rectifier circuit”, and output between the Vout terminal and the GND terminal. When there is a change in the output voltage, the “voltage comparison and detection unit” detects the voltage change and transmits it to the “duty ratio control unit” via the photocoupler PC1. The "duty ratio control unit" controls the duty ratio of the high frequency pulse by changing the ON-OFF interval of the switching transistor Q1. The average voltage of the high-frequency pulse becomes the DC output voltage, and the output voltage is controlled by the duty ratio. Therefore, when the DC output voltage is high, the ON duty is narrow, and when the DC output voltage is low, the ON duty is wide so that the ON duty is wide. Controls the pulse duty ratio.
[0004]
In the conventional constant-voltage switching power supply circuit having such a configuration, the AC voltage of the AC power supply Vin is converted into a DC voltage by a smoothing circuit including a rectifier bridge DB1 and a capacitor C11. Flows, and the gate voltage of the switching transistor Q1 rises. Then, the switching transistor Q1 is turned on, and a voltage is generated in the first primary winding P1 of the high frequency transformer T1, and a voltage corresponding to the number of windings whose phase is inverted is generated in the second primary winding P2. . The voltage generated in the second primary winding P2 applies a positive positive feedback to the gate of the switching transistor Q1 via the capacitor C1 and the resistor R2, and the base of the transistor Q2 feeds back the fluctuation of the DC output voltage. Is charged with the coupler current of the photocoupler PC1 and the current flowing through the Zener diode ZD1.
[0005]
When a current flows through the first primary winding P1, a current also tends to flow through the secondary winding S1 of the high-frequency transformer T1, but since no current flows through the diode D1, energy is stored in the high-frequency transformer T1. Can be When the base voltage of the transistor Q2 reaches the ON voltage, the switching transistor Q1 turns off, and energy is transmitted from the secondary winding S1. A reverse bias is applied to the second primary winding P2, and the base of the transistor Q2 is discharged. When all the energy stored in the high-frequency transformer T1 is released from the secondary winding S1, the switching transistor Q1 starts to turn on again due to the back electromotive force.
[0006]
By repeating the above operation, a high-frequency pulse is generated. Then, the transistor Q2 is ON / OFF controlled by the coupler current of the photocoupler PC1 that feeds back the fluctuation of the DC output voltage. As a result, the switching transistor Q1 is ON-OFF controlled, the duty ratio of the high-frequency pulse is controlled, and the voltage defined by the Zener diode ZD2 is stably output as the DC output voltage.
[0007]
The “overvoltage detection section” detects an overvoltage of the DC output voltage defined by the zener diode ZD3, and transmits it to the “switching transistor OFF circuit” via the photocoupler PC2. The “overvoltage detector” turns on the photocoupler PC2 when the DC output voltage becomes overvoltage, and operates the “switching transistor OFF circuit” by the coupler current of the photocoupler PC2. The “switching transistor OFF circuit” controls the switching transistor Q1 to be OFF, thereby stopping the switching operation of the switching transistor Q1. Therefore, for example, when the photocoupler PC1 of the “voltage comparison and detection unit” breaks down and the constant voltage control becomes impossible and the DC output voltage rises abnormally and becomes an overvoltage, the “overvoltage detection unit” detects the overvoltage. As a result, the operation of the constant-voltage switching power supply circuit is stopped, so that ignition or smoking due to overvoltage can be prevented.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
However, the “voltage comparison detection unit” and the “overvoltage detection unit” have a circuit configuration that relies on a photocoupler that extends over the primary side and the secondary side of the high-frequency transformer T1. Therefore, if any abnormality occurs on the secondary side of the high-frequency transformer T1 due to a failure of a load connected to the secondary side of the high-frequency transformer T1, the photocoupler PC1 and the photocoupler PC2 may both fail. As a result, both the "duty ratio control unit" and the "switching transistor OFF circuit" on the primary side of the high-frequency transformer T1 do not function, and the control of the switching transistor Q1 becomes completely impossible, resulting in an overvoltage of the DC output voltage. There was a fear that it would.
[0009]
The present invention has been made in view of such a situation, and a problem thereof is that when any abnormality occurs on the secondary side of the high-frequency transformer of the constant voltage switching power supply circuit, control of the switching transistor becomes impossible. Thus, the DC output voltage is prevented from becoming overvoltage.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, an invention according to claim 1 of the present application provides a smoothing circuit for converting an AC voltage output from an AC power supply into a DC voltage, and a switching transistor for converting the DC voltage output from the smoothing circuit into a high-frequency pulse. A high-frequency transformer that transforms a high-frequency pulse output by the switching transistor; a high-frequency rectifier circuit that rectifies the high-frequency pulse transformed by the high-frequency transformer to obtain a DC output voltage; and detects a voltage fluctuation of the DC output voltage. Output overvoltage protection of a constant voltage switching power supply circuit comprising: a voltage comparison detection unit; and a duty ratio control unit that adjusts a duty ratio of a high-frequency pulse output by the switching transistor according to a voltage change detected by the voltage comparison detection unit. A high-frequency pulse output by the switching transistor Monitors the voltage at the primary side of the high-frequency transformer, when the voltage reaches a predetermined voltage, to the switching transistor to OFF, an output overvoltage protection circuit characterized in that.
[0011]
When the DC output voltage obtained by rectifying the high-frequency pulse output to the secondary side of the high-frequency transformer increases, the voltage of the high-frequency pulse on the primary side also increases, so by monitoring the voltage on the primary side of the high-frequency transformer, An overvoltage of the DC output voltage can be detected. Therefore, instead of directly monitoring the DC output voltage on the secondary side of the high-frequency transformer as in the past, the voltage on the high-frequency pulse output from the switching transistor is monitored on the primary side of the high-frequency transformer, thereby indirectly controlling the DC output voltage. Monitor the voltage. Then, when the voltage of the high-frequency pulse reaches a predetermined voltage, that is, when the DC output voltage becomes overvoltage, the switching transistor is turned off to perform constant voltage switching when the DC output voltage becomes overvoltage. The switching operation of the power supply circuit can be stopped. Therefore, even if any abnormality occurs on the secondary side of the high-frequency transformer, the overvoltage of the DC output voltage is monitored without being affected, and when the overvoltage is detected, the switching of the constant voltage switching power supply circuit is promptly performed. Operation can be stopped.
[0012]
Thus, according to the output overvoltage protection circuit according to the first aspect of the present invention, by monitoring the voltage of the high-frequency pulse output from the switching transistor on the primary side of the high-frequency transformer, any voltage on the secondary side of the high-frequency transformer is monitored. Even if an abnormality occurs, the overvoltage of the DC output voltage is monitored without being affected by the abnormality, and when the overvoltage is detected, the switching operation of the constant voltage switching power supply circuit can be stopped immediately. When any abnormality occurs on the secondary side of the high-frequency transformer of the voltage switching power supply circuit, it is possible to prevent the control of the switching transistor from becoming impossible and prevent the DC output voltage from becoming an overvoltage. Can be
[0013]
Also, conventionally, a photocoupler that has been arranged over the primary side and the secondary side of a high-frequency transformer has a certain distance or more between a terminal connected to the primary side and a terminal connected to the secondary side. Although it was necessary to mount a photocoupler with high insulation, a relatively large photocoupler had to be mounted.However, the present invention detects the overvoltage of the DC output voltage on the primary side of the high-frequency transformer. Therefore, the conventional photocoupler for overvoltage detection is not required, and the number of components in the circuit can be reduced. Therefore, the effect of reducing the space for mounting the components of the constant voltage switching power supply circuit can be obtained.
[0014]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect, a switching transistor OFF circuit for maintaining a base voltage of the switching transistor at a constant voltage at which the switching transistor is turned off, and a high-frequency pulse output by the switching transistor And an overvoltage detection unit that operates the switching transistor OFF circuit when the voltage reaches a predetermined voltage, the output overvoltage protection circuit comprising: is there.
[0015]
As described above, the overvoltage detection unit monitors the voltage of the high-frequency pulse output from the switching transistor on the primary side of the high-frequency transformer, and operates the switching transistor OFF circuit when the voltage reaches a predetermined voltage. The switching transistor OFF circuit maintains the base voltage of the switching transistor at a constant voltage at which the switching transistor is turned off.
[0016]
Thus, according to the output overvoltage protection circuit according to the second aspect of the present invention, the voltage of the high-frequency pulse output from the switching transistor is monitored on the primary side of the high-frequency transformer, and when the voltage reaches a predetermined voltage. Thus, the operation and effect of the invention described in claim 1 of the present application can be obtained by the overvoltage detection unit that operates the switching transistor OFF circuit.
[0017]
According to a third aspect of the present invention, in the second aspect, the high-frequency transformer includes a first primary winding to which a high-frequency pulse output from the switching transistor is applied, and a first primary winding. A second primary winding on which the applied high-frequency pulse is induced, wherein the overvoltage detection unit monitors a voltage of the high-frequency pulse induced on the second primary winding. Output overvoltage protection circuit.
[0018]
The high frequency pulse applied to the first primary winding is applied to the second primary winding at a voltage corresponding to the winding ratio between the first primary winding and the second primary winding. Induced. Therefore, the overvoltage detection unit monitors the voltage of the high-frequency pulse induced in the second primary winding, so that the voltage of the high-frequency pulse output from the switching transistor can be monitored.
[0019]
Thus, according to the output overvoltage protection circuit according to the third aspect of the present invention, the overvoltage detection unit monitors the voltage of the high-frequency pulse induced in the second primary winding, so that the switching transistor outputs It is possible to monitor the voltage of the high-frequency pulse to be generated, thereby obtaining the above-described operation and effect according to the second aspect of the present invention.
[0020]
According to a fourth aspect of the present invention, in the third aspect, the overvoltage detection unit includes a Zener diode, and a voltage of a high-frequency pulse induced in the second primary winding is a Zener voltage of the Zener diode. Wherein the switching transistor OFF circuit is operated by a reverse current of the Zener diode flowing when the output overvoltage protection circuit reaches the output overvoltage protection circuit.
[0021]
As described above, when the high frequency pulse output from the switching transistor is applied to the first primary winding, the first primary winding and the second primary winding of the high frequency transformer are applied to the second primary winding. A high-frequency pulse is induced at a voltage ratio according to a winding ratio with the primary winding. Therefore, when the voltage of the high-frequency pulse output from the switching transistor increases, the voltage of the high-frequency pulse induced in the second primary winding also increases. Therefore, the Zener voltage of the Zener diode of the overvoltage detection unit is set to the voltage of a high-frequency pulse induced in the second primary winding when the DC output voltage becomes overvoltage. Then, by operating the switching transistor OFF circuit with the reverse current of the Zener diode flowing when the voltage of the high frequency pulse induced in the second primary winding reaches the Zener voltage of the Zener diode, the DC output voltage is reduced. When the voltage becomes excessive, the switching operation of the constant voltage switching power supply circuit can be stopped.
[0022]
Thus, according to the output overvoltage protection circuit according to the fourth aspect of the present invention, the overvoltage detection unit that operates the switching transistor OFF circuit with the reverse current of the Zener diode that flows when the DC output voltage becomes overvoltage. Thus, the function and effect of the invention described in claim 3 of the present application can be obtained.
[0023]
According to a fifth aspect of the present invention, in the fourth aspect, the overvoltage detection unit is configured to set a potential difference between a voltage of a high-frequency pulse induced in the second primary winding and GND to a Zener voltage of the Zener diode. An output overvoltage protection circuit characterized in that the switching transistor OFF circuit is operated by a reverse current of the Zener diode flowing at the time when the output voltage has reached.
[0024]
As described above, the overvoltage of the DC output voltage is detected by monitoring the potential difference between the voltage of the high-frequency pulse induced in the second primary winding and GND having a small voltage fluctuation, so that the overvoltage is detected with higher accuracy. The operation and effect can be obtained.
[0025]
The invention according to claim 6 of the present application is the invention according to claim 5, further comprising a transistor whose base is connected to GND and whose base current flows by a reverse current of the Zener diode connected to the emitter and which is turned on, wherein the transistor which is turned on is provided. Wherein the switching transistor OFF circuit operates with the collector current of the output overvoltage protection circuit.
[0026]
According to the output overvoltage protection circuit according to the present invention, the voltage of the high-frequency pulse induced in the second primary winding and the voltage obtained by adding the voltage between the base and the emitter of the transistor to GND. When the potential difference reaches the Zener voltage, the switching transistor OFF circuit can be operated, whereby the above-described operation and effect according to the fifth aspect of the present invention can be obtained.
[0027]
According to a seventh aspect of the present invention, in the sixth aspect, the overvoltage detection section is for preventing a malfunction of the switching transistor OFF circuit due to a forward current of the Zener diode flowing into the switching transistor OFF circuit. An output overvoltage protection circuit including a malfunction prevention diode.
[0028]
According to the output overvoltage protection circuit according to the seventh aspect of the present invention, in addition to the function and effect of the sixth aspect of the present invention, the forward current of the Zener diode flows into the switching transistor OFF circuit, so that the switching transistor is turned off. Since an erroneous operation of the OFF circuit can be prevented, an operational effect that an output overvoltage protection circuit with less erroneous operation can be configured can be obtained.
[0029]
The invention according to claim 8 of the present application is the switching transistor OFF circuit according to any one of claims 2 to 7, wherein the voltage of the high-frequency pulse output from the switching transistor reaches a predetermined voltage, and After maintaining the base voltage at a constant voltage at which the switching transistor is turned off, a constant voltage at which the switching transistor is turned off even when the voltage of the high-frequency pulse output by the switching transistor falls below a predetermined voltage value The output overvoltage protection circuit is a self-holding circuit that keeps maintaining the output overvoltage.
[0030]
When an overvoltage is detected by the output overvoltage protection circuit and the switching transistor OFF circuit operates, there is a high possibility that some abnormality has occurred on the load side connected to the DC voltage output side. Therefore, even if the output overvoltage protection circuit returns to the state where the overvoltage is not detected, the overvoltage is detected again. Therefore, the switching transistor OFF circuit is a self-holding circuit, and once an overvoltage is detected, the base voltage of the switching transistor is maintained at a constant voltage at which the switching transistor is turned off even after returning to a state in which no overvoltage is detected. By doing so, it is possible to keep maintaining a state in which no voltage is output to the DC voltage output side.
[0031]
Thus, according to the output overvoltage protection circuit of the invention described in claim 8 of the present application, in addition to the effect of the invention described in any one of claims 2 to 7 of the present application, after the overvoltage is once detected, Can maintain the state in which no voltage is output to the DC voltage output side even after returning to a state in which no overvoltage is detected, so that the output overvoltage protection of the constant voltage switching power supply circuit is performed more safely and reliably. The operation and effect can be obtained.
[0032]
The invention according to claim 9 of the present application is a constant voltage switching power supply circuit including the output overvoltage protection circuit according to any one of claims 1 to 8.
According to the constant voltage switching power supply circuit according to the ninth aspect of the present invention, in the constant voltage switching power supply circuit, it is possible to obtain the above-described functions and effects of any one of the first to eighth aspects of the present invention. it can.
[0033]
The invention according to claim 10 of the present application is the constant voltage switching power supply circuit according to claim 9, wherein the switching transistor is a field effect transistor.
According to the constant voltage switching power supply circuit according to the tenth aspect of the present invention, in addition to the effects of the ninth aspect, the field effect transistor can be operated with a smaller current than the bipolar transistor. Therefore, a more stable switching operation can be performed, and an operational effect that a more stable DC voltage can be output can be obtained.
[0034]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 1 is a circuit diagram showing a “constant voltage switching power supply circuit” according to the present invention. FIG. 2 is a graph showing a voltage waveform of a main part of the “constant voltage switching power supply circuit” according to the present invention. Hereinafter, the schematic configuration of the "constant voltage switching power supply circuit" according to the present invention will be described first with reference to FIGS.
[0035]
The “smoothing circuit” including the rectifier bridge DB1 and the capacitor C11 smoothes the AC voltage of the AC power source Vin and converts it into a DC voltage. The DC voltage is switched by the switching transistor Q1 and converted into a high-frequency pulse. Further, the high-frequency pulse is transformed by the high-frequency transformer T1, returned to the DC voltage again by the “high-frequency rectifier circuit”, and output between the Vout terminal and the GND terminal. When there is a change in the output voltage, the “voltage comparison and detection unit” detects the voltage change and transmits it to the “duty ratio control unit” via the photocoupler PC1. The "duty ratio control unit" controls the duty ratio of the high frequency pulse by changing the ON-OFF interval of the switching transistor Q1. The average voltage of the high-frequency pulse becomes the DC output voltage, and the output voltage is controlled by the duty ratio. Therefore, when the DC output voltage is high, the ON duty is narrow, and when the DC output voltage is low, the ON duty is wide so that the ON duty is wide. Controls the pulse duty ratio.
[0036]
In the embodiment, the switching transistor Q1 is a field-effect transistor. The field-effect transistor can be operated with a smaller current than a bipolar transistor, so that a more stable switching operation can be performed and a more stable DC voltage can be output.
[0037]
The “constant-voltage switching power supply circuit” includes an “overvoltage detection unit” and a “switching transistor OFF circuit” that constitute the “output overvoltage protection circuit” according to the present invention. The “overvoltage detection unit” monitors the voltage of the high-frequency pulse output from the switching transistor Q1 with the second primary winding P2 of the high-frequency transformer T1, and detects the negative of the high-frequency pulse induced in the second primary winding P2. When the voltage reaches a predetermined voltage, the “switching transistor OFF circuit” is operated. The “switching transistor OFF circuit” maintains the base voltage of the switching transistor Q1 at a constant voltage at which the switching transistor Q1 turns off.
[0038]
Next, the operation of the “constant voltage switching power supply circuit” according to the present invention will be described. The AC voltage of the AC power source Vin is converted into a DC voltage by a smoothing circuit including the rectifier bridge DB1 and the capacitor C11, and the DC voltage causes a current to flow through the starting resistor R1 to increase the gate voltage of the switching transistor Q1. Then, the switching transistor Q1 is turned on, and a voltage is generated in the first primary winding P1 of the high frequency transformer T1, and a voltage corresponding to the number of windings whose phase is inverted is generated in the second primary winding P2. . The voltage generated in the second primary winding P2 applies a positive positive feedback to the gate of the switching transistor Q1 via the capacitor C1 and the resistor R2, and the base of the transistor Q2 feeds back the fluctuation of the DC output voltage. Is charged with the coupler current of the photocoupler PC1 and the current flowing through the Zener diode ZD1.
[0039]
When a current flows through the first primary winding P1, a current also tends to flow through the secondary winding S1 of the high-frequency transformer T1, but since no current flows through the diode D1, energy is stored in the high-frequency transformer T1. Can be When the base voltage of the transistor Q2 reaches the ON voltage, the switching transistor Q1 turns off, and energy is transmitted from the secondary winding S1. A reverse bias is applied to the second primary winding P2, and the base of the transistor Q2 is discharged. When all the energy stored in the high-frequency transformer T1 is released from the secondary winding S1, the switching transistor Q1 starts to turn on again due to the back electromotive force.
[0040]
By repeating the above operation, a high-frequency pulse is generated. Then, the transistor Q2 is ON / OFF controlled by the coupler current of the photocoupler PC1 that feeds back the fluctuation of the DC output voltage. As a result, the switching transistor Q1 is ON-OFF controlled, the duty ratio of the high-frequency pulse is controlled, and the voltage defined by the Zener diode ZD2 is stably output as the DC output voltage.
[0041]
Next, the operation of the “output overvoltage protection circuit” according to the present invention will be described. As described above, the “output overvoltage protection circuit” includes the “overvoltage detection unit” and the “switching transistor OFF circuit”.
[0042]
Here, if any abnormality occurs in the “voltage comparison and detection unit” due to the failure of the photocoupler PC1 or the like, the constant voltage control by the “duty ratio control unit” becomes ineffective, and the high-frequency pulse output from the switching transistor Q1 (see FIG. The positive voltage (the P1 waveform) rises (the waveform indicated by the dashed line in the P1 waveform in FIG. 2). Thereby, the negative voltage of the high-frequency pulse (the P2 waveform in FIG. 2) induced in the second primary winding P2 also increases (the waveform indicated by the dashed line in the P2 waveform in FIG. 2). At this time, the charging current for constant voltage control does not flow from the photocoupler PC1 to the base of the transistor Q2 that controls the "duty ratio control unit", and the switching transistor Q1 is turned on by the charging / discharging current from the zener diode ZD1. The switching transistor Q1 outputs a voltage of a high-frequency pulse which is kept constant while the duty ratio remains constant. Therefore, the voltage of the high-frequency pulse of the secondary winding S1 of the high-frequency transformer T1 (the S1 waveform in FIG. 2) rises (the waveform indicated by the one-dot chain line in the S1 waveform in FIG. 2), the DC output voltage rises, and the overvoltage increases. Become.
[0043]
The “overvoltage detection unit” is configured to perform a Zener operation when the negative voltage of the high-frequency pulse (P2 waveform in FIG. 2) induced in the second primary winding P2 increases to a voltage exceeding the Zener voltage of the Zener diode ZD31. When the voltage reaches the Zener voltage of the diode ZD31, a reverse current flows through the Zener diode ZD31. The “switching transistor OFF circuit” is operated by the reverse current of the Zener diode ZD31. The resistor R31 is a current limiting resistor for the reverse current of the Zener diode ZD31, and the value of the resistor R31 determines the value of the current flowing through the gate of the transistor Q3. Further, the diode D31 prevents the current from flowing into the “switching transistor OFF circuit” due to the positive voltage of the high-frequency pulse induced in the second primary winding P2, thereby preventing the transistor Q3 or the transistor Q4 from malfunctioning. It is for.
[0044]
The “switching transistor OFF circuit” maintains the base voltage of the switching transistor Q1 at a constant voltage at which the switching transistor Q1 is turned off by a reverse current flowing through the Zener diode ZD31 of the “overvoltage detection unit”. The reverse current flowing through the Zener diode ZD31 causes the base current of the transistor Q3 to flow and turns on the transistor Q3, whereby the base current of the transistor Q4 flows and turns on the transistor Q4. The gate of the switching transistor Q1 is discharged through the diode D2, the transistor Q3, and the transistor Q4, and decreases to a certain voltage at which the switching transistor Q1 turns off.
[0045]
The “switching transistor OFF circuit” is a self-holding circuit, and the ON state of the transistor Q3 is held by the collector current of the transistor Q4 flowing to the base of the transistor Q3. Therefore, even if the negative voltage of the high-frequency pulse induced in the second primary winding P2 falls below the Zener voltage of the Zener diode ZD31, the ON state of the transistor Q3 and the transistor Q4 is maintained, and the switching transistor Q1 The gate voltage can be maintained at a voltage at which the switching transistor Q1 is turned off. It can be said that this is a hysteresis circuit having a so-called hysteresis property. The capacitor C31 is for preventing malfunction of the "switching transistor OFF circuit" due to noise. The diode D32 is for stabilizing the gate voltage of the switching transistor Q1.
[0046]
In this way, the primary side of the high-frequency transformer T1 detects the overvoltage of the DC output voltage and stops the switching operation of the switching transistor Q1, so that any abnormality is present on the secondary side of the high-frequency transformer T1 of the "constant voltage switching power supply circuit". When this occurs, it is possible to prevent the control of the switching transistor Q1 from being disabled and the DC output voltage from becoming overvoltage. Then, the voltage for detecting the overvoltage is determined by the Zener voltage of the Zener diode ZD31 of the “overvoltage detection unit”, and the negative voltage of the high-frequency pulse induced in the second primary winding corresponding to the DC output voltage for detecting the overvoltage is determined. Is used as the Zener voltage of the Zener diode ZD31, appropriate overvoltage protection of the "constant voltage switching power supply circuit" can be performed. Further, the photocoupler PC2 (FIG. 3) conventionally disposed over the primary side and the secondary side of the high-frequency transformer becomes unnecessary, and the number of circuit components can be reduced, so that the component mounting space of the constant voltage switching power supply circuit is reduced. Can be reduced in size.
[0047]
Another embodiment is a “constant-voltage switching power supply circuit” in which the switching transistor Q1 is a bipolar transistor in the above embodiment. A bipolar transistor consumes more power than a field-effect transistor and has a slightly inferior switching characteristic, but is inexpensive, so that the cost of a "constant-voltage switching power supply circuit" can be reduced.
[0048]
Further, as another embodiment, in addition to the above-described embodiment, an embodiment in which a transistor is provided between the “overvoltage detection unit” and the “switching transistor OFF circuit” is exemplified.
[0049]
FIG. 4 is a circuit diagram showing another embodiment of the "constant voltage switching power supply circuit" according to the present invention.
The transistor Q5 has a base connected to GND, an emitter connected to the Zener diode ZD31 of the “overvoltage detection unit” via the diode 31, and a collector connected to the transistor Q4 of the “switching transistor OFF circuit”. I have. The resistor R32 connected between the base and the emitter of the transistor Q5 is a leak current absorbing resistor for preventing the transistor Q5 from malfunctioning due to a leak current, and the capacitor C32 is connected to the transistor Q5 by high frequency noise. Is a capacitor for absorbing high-frequency noise to prevent malfunction of the device.
[0050]
The “overvoltage detector” increases the negative voltage of the high-frequency pulse induced in the second primary winding P2, and determines the potential difference between the negative voltage of the high-frequency pulse and the emitter voltage of the transistor Q5 as a Zener diode ZD31. When the voltage rises to a voltage exceeding the Zener voltage of the zener diode ZD31, a reverse current flows through the Zener diode ZD31 when the voltage reaches the Zener voltage of the Zener diode ZD31. That is, when the voltage rises and the potential difference between the negative voltage of the high-frequency pulse and GND reaches the sum of the base-emitter voltage of the transistor Q5, the voltage of the diode D31, and the Zener voltage of the Zener diode ZD31, A reverse current flows through ZD31. Then, the “switching transistor OFF circuit” is operated by the reverse current of the Zener diode ZD31.
[0051]
In the “constant voltage switching power supply circuit” shown in FIG. 1, the potential difference between the negative voltage of the high-frequency pulse induced in the second primary winding P2 and the gate voltage of the switching transistor Q1 is equal to the Zener voltage of the Zener diode ZD31. At this point, a reverse current flows through the Zener diode ZD31. As shown in FIG. 2, the gate voltage of the switching transistor Q1 varies with respect to GND due to the variation of the input voltage to the high-frequency transformer T1 (the voltage of the first primary winding P1). In the “constant voltage switching power supply circuit” shown in the embodiment, the emitter voltage of the transistor Q5 is a voltage obtained by subtracting the base-emitter voltage of the transistor Q5 from GND, and the voltage fluctuation with respect to the input voltage to the high-frequency transformer T1 is extremely small. Thus, overvoltage of the DC output voltage can be detected with higher accuracy.
[0052]
The invention of the present application is not limited to the above embodiments, and various modifications are possible within the scope of the invention described in the claims, and these are also included in the scope of the invention of the present application. Needless to say.
[0053]
According to the present invention, it is possible to prevent the control of the switching transistor from being disabled and the DC output voltage from becoming an overvoltage when any abnormality occurs on the secondary side of the high-frequency transformer of the constant voltage switching power supply circuit. Can be.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a “constant voltage switching power supply circuit” according to the present invention.
FIG. 2 is a graph showing a voltage waveform of a main part of the “constant voltage switching power supply circuit” according to the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of a conventional constant voltage switching power supply circuit.
FIG. 4 is a circuit diagram showing another embodiment of the “constant voltage switching power supply circuit” according to the present invention.
[Explanation of symbols]
Vin AC power supply, DB1 rectifier bridge, Q1 switching transistor, R1 starting resistor, PC1, PC2 photocoupler, T1 high frequency transformer, P1 first primary winding, P2 second primary winding,
S Secondary winding, ZD31 Zener diode

Claims

A smoothing circuit that converts an AC voltage output by an AC power supply into a DC voltage, a switching transistor that converts a DC voltage output by the smoothing circuit into a high-frequency pulse, and a high-frequency transformer that transforms a high-frequency pulse output by the switching transistor; A high-frequency rectifier circuit that rectifies a high-frequency pulse transformed by the high-frequency transformer to obtain a DC output voltage, a voltage comparison detection unit that detects a voltage variation of the DC output voltage, and a voltage variation detection unit that detects the voltage variation detected by the voltage comparison detection unit. An output overvoltage protection circuit for a constant voltage switching power supply circuit, comprising: a duty ratio control unit that adjusts a duty ratio of a high-frequency pulse output by the switching transistor in accordance with the
An output overvoltage protection circuit, wherein a voltage of a high-frequency pulse output from the switching transistor is monitored on a primary side of the high-frequency transformer, and when the voltage reaches a predetermined voltage, the switching transistor is turned off. .

2. The switching transistor OFF circuit according to claim 1, wherein a base voltage of the switching transistor is maintained at a constant voltage at which the switching transistor is turned off, and a voltage of a high-frequency pulse output by the switching transistor is supplied to a primary side of the high-frequency transformer. And an overvoltage detection section for monitoring and operating the switching transistor OFF circuit when the voltage reaches a predetermined voltage.

3. The high-frequency transformer according to claim 2, wherein the high-frequency transformer includes a first primary winding to which a high-frequency pulse output from the switching transistor is applied, and a high-frequency pulse applied to the first primary winding. An output overvoltage protection circuit, comprising: two primary windings; wherein the overvoltage detection unit monitors a voltage of a high-frequency pulse induced in the second primary winding.

4. The Zener diode according to claim 3, wherein the overvoltage detector includes a Zener diode, and the voltage of the high-frequency pulse induced in the second primary winding reaches the Zener voltage of the Zener diode. An output overvoltage protection circuit, wherein the switching transistor OFF circuit is operated by a reverse current.

5. The Zener diode according to claim 4, wherein the overvoltage detection unit is configured to control the reverse of the Zener diode flowing when the potential difference between the voltage of the high-frequency pulse induced in the second primary winding and GND reaches the Zener voltage of the Zener diode. An output overvoltage protection circuit, wherein the switching transistor OFF circuit is operated by a direction current.

6. The transistor according to claim 5, further comprising: a transistor having a base connected to GND and a base current flowing by a reverse current of the Zener diode connected to an emitter to turn on, and a collector current of the turned-on transistor to turn off the switching transistor. An output overvoltage protection circuit that operates.

7. The malfunction detection device according to claim 6, wherein the overvoltage detection unit includes a malfunction preventing diode for preventing a malfunction of the switching transistor OFF circuit due to a forward current of the Zener diode flowing into the switching transistor OFF circuit. Output overvoltage protection circuit.

The switching transistor OFF circuit according to any one of claims 2 to 7, wherein the high-frequency pulse voltage output from the switching transistor reaches a predetermined voltage, and the base voltage of the switching transistor is turned off. A self-holding circuit that keeps maintaining the constant voltage at which the switching transistor is turned off even after the voltage of the high-frequency pulse output by the switching transistor becomes less than a predetermined voltage value An output overvoltage protection circuit characterized in that:

A constant voltage switching power supply circuit comprising the output overvoltage protection circuit according to claim 1.

10. The constant voltage switching power supply circuit according to claim 9, wherein the switching transistor is a field effect transistor.