JP2004032885A - Rectifying circuit, noise reduction device, and power conversion device - Google Patents

Rectifying circuit, noise reduction device, and power conversion device Download PDF

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JP2004032885A JP2002184876A JP2002184876A JP2004032885A JP 2004032885 A JP2004032885 A JP 2004032885A JP 2002184876 A JP2002184876 A JP 2002184876A JP 2002184876 A JP2002184876 A JP 2002184876A JP 2004032885 A JP2004032885 A JP 2004032885A
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鶴谷　守
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To attain DC output voltage which is 1/2 times as large as AC voltage, while reducing the energy loss in rectifying the AC voltage. <P>SOLUTION: When the AC voltage of an AC power supply 5 exceeds the DC output voltage applied to an amplifying circuit 14, a diode D11 is biased positively, so that a transistor Q13 is turned off. During this period, capacitors C11, C12 are respectively charged at a voltage level which is 1/2 times as large as the peak level of AC voltage. When the AC voltage is less than the DC output voltage, the diode D11 is reverse biased, so that the transistor Q13 is turned on. During this period, the charges of the capacitor C11 move to the capacitor C12 and the capacitors C11, C12 become the same in potential. The amplifying circuit 14 is applied with the DC output voltage which is 1/2 times as large as the AC voltage over one cycle of the AC voltage from the capacitor C12. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電圧の整流に際し、エネルギ損失を少なくすることが可能であり、小型化することが可能な整流回路、ノイズ低減装置及び電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
モータに電力を供給するインバータ、コンピュータに電圧を供給するスイッチングレギュレータ等の電力変換装置は、所定の電源から供給された電力を、所定の電圧の電力に変換して負荷に供給する。
【０００３】
かかる電力変換装置では、スイッチング素子をオン、オフすることにより電力変換を行うため、スイッチング素子のスイッチングによるスイッチングノイズが発生する。このスイッチングノイズの周波数は、非常に高いため、広帯域で減衰特性の大きなノイズフィルタが要求される。また、回路内には、対地間の浮遊容量を含む静電容量が存在し、この静電容量を介して、スイッチング素子のスイッチングによるノイズが高周波の漏れ電流となって接地ラインに流れる。この漏れ電流が接地ラインに流れると、電力変換装置のフレーム（筐体）の電圧レベルが変動する。
【０００４】
特に、前述のインバータを介して電力容量の大きなモータが電力変換装置に接続されている場合、対地間の浮遊容量は大きくなり、それだけ、漏れ電流も大きくなる。この漏れ電流が大きいと、漏電ブレーカを遮断させたり、周辺の電子機器に妨害を与えたりすることになる。
【０００５】
このようなノイズを低減するため、漏れ電流を相殺する方向に接地ラインに補償電流を供給するアクティブ型のノイズ低減装置がある。かかるノイズ低減装置では、漏れ電流を検出して増幅器で増幅し、増幅した電流を補償電流として、漏れ電流を相殺する方向に接地ラインに供給する。
【０００６】
このノイズ低減装置に用いられる増幅器は、直流電圧が印加されて動作するため、直流電圧を交流電源から得ようとすると、整流回路が必要である。即ち、交流電源から供給された交流電圧を整流回路を介して直流電圧を取り出すようにしている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、交流電源から供給された交流電圧を効率良く整流しようとすると、増幅器に供給する直流電圧も高くなる。増幅器に供給する直流電圧が高くなると、増幅器に用いられている半導体に高耐圧のものが必要となってくる。また、動作電圧が高くなると動作電流も増え、損失も増える。
【０００８】
例えば、交流入力２００Ｖで動作する電力変換装置では、この交流電圧を整流して増幅器に供給される電圧は２８０Ｖ程度に達する。増幅器の動作電流が２０ｍＡであるとすると、エネルギ（電力）損失は、５．６Ｗにもなる。
【０００９】
ノイズ低減効果を高めるようにすると、補償電流も増えるため、損失はさらに大きくなる。このため、増幅器に直流電圧を供給するための整流回路も大型化してしまう。
【００１０】
従って、増幅器に供給する直流電圧を低電圧化する必要があるものの、抵抗を用いて低電圧化すると、効率は低下し、また、コンバータ等を用いて低電圧化すると、整流回路を小型化することはできない。
【００１１】
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたもので、交流電圧の整流に際し、エネルギ損失を少なくすることが可能な整流回路を提供するとともに、この整流回路を備えたノイズ低減装置及びこのノイズ低減装置を備えた電力変換装置を提供することを目的とする。
また、本発明は、交流電圧の整流に際して小型化することが可能な整流回路、ノイズ低減装置及び電力変換装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る整流回路は、
交流電源から印加された交流電圧を整流平滑し、整流平滑した直流電圧を負荷に印加する整流回路において、
前記交流電源の一端に第１の整流ダイオードの一端が接続され、前記第１の整流ダイオードの他端に第１のコンデンサの一端が接続され、同じ向きに順次、第２〜ｎの整流ダイオードと第２〜ｎのコンデンサとが交互に直列接続されて第ｎ（ｎはｎ＞１の整数）のコンデンサの他端が前記交流電源の他端に接続された直列回路と、
前記直列回路の第１のコンデンサの一端と第ｎのコンデンサの一端との間に接続され、閉じて前記直列回路の第１〜（ｎ−１）のコンデンサに蓄積された電荷を前記第ｎのコンデンサに供給するための接続スイッチと、
前記接続スイッチが閉じて前記第ｎのコンデンサに供給される電流を前記第１〜（ｎ−１）のコンデンサのそれぞれの他端へと環流する環流回路と、
前記交流電圧の電圧レベルと前記第１〜ｎのコンデンサの両端電圧の電圧レベルとを比較して、前記交流電圧が前記第１〜ｎのコンデンサの両端の電圧レベル以上になると前記接続スイッチを開き、前記交流電圧が前記第１〜ｎのコンデンサの両端の電圧レベル未満になると前記接続スイッチを閉じるように制御するスイッチ制御手段と、を備え、
前記第ｎのコンデンサの両端に前記負荷が接続され、前記負荷に交流電圧のピーク値の１／ｎ倍の直流電圧が印加されるように構成されたものである。
【００１３】
前記直列回路は、前記交流電源の一端に前記第１の整流ダイオードの一端としてアノードが接続され、前記第１の整流ダイオードの他端としてカソードに前記第１のコンデンサの一端が接続され、同じ向きに順次、前記第２〜ｎの整流ダイオードと前記第２〜ｎのコンデンサとが交互に直列接続されて前記第ｎのコンデンサの他端が前記交流電源の他端に接続されることにより構成され、
前記直列回路の第ｎのコンデンサの他端の電位を０として、前記負荷に交流電圧のピーク値の１／ｎ倍の正の直流電圧が印加されるように構成されたものである。
【００１４】
前記環流回路は、（ｎ−１）個の環流ダイオードが直列に接続されたダイオード直列回路からなり、
前記ダイオード直列回路は、第ｍ（ｍは１≦ｍ≦（ｎ−２）の整数）の環流ダイオードのカソードが前記直列回路の第ｍのコンデンサの他端に接続され、第（ｍ＋１）の環流ダイオードのカソードが前記第ｍの環流ダイオードのアノードが接続され、第（ｎ−１）の環流ダイオードのアノードが前記第ｎのコンデンサの他端に接続されるように構成されたものであってもよい。
【００１５】
前記環流回路は、（ｎ−１）個の環流ダイオードが並列に接続されたダイオード並列回路からなり、
前記ダイオード並列回路は、第ｍ（ｍは１≦ｍ≦（ｎ−２）の整数）の環流ダイオードのカソードが前記直列回路の第ｍのコンデンサの他端に接続され、前記第１〜ｎの環流ダイオードのアノードが前記第ｎのコンデンサの他端に接続されるように構成されたものであってもよい。
【００１６】
前記直列回路は、前記交流電源の一端に前記第１の整流ダイオードの一端としてカソードが接続され、前記第１の整流ダイオードの他端としてアノードに前記第１のコンデンサの一端が接続され、同じ向きに順次、前記第２〜ｎの整流ダイオードと前記第２〜ｎのコンデンサとが交互に直列接続されて前記第ｎのコンデンサの他端が前記交流電源の他端に接続されることにより構成され、
前記直列回路の第ｎのコンデンサの他端の電位を０として、前記負荷に交流電圧のピーク値の１／ｎ倍の負の直流電圧が印加されるように構成されたものであってもよい。
【００１７】
前記環流回路は、（ｎ−１）個の環流ダイオードが直列に接続されたダイオード直列回路からなり、
前記ダイオード直列回路は、第ｍ（ｍは１≦ｍ≦（ｎ−２）の整数）の環流ダイオードのアノードが前記直列回路の第ｍのコンデンサの他端に接続され、第（ｍ＋１）の環流ダイオードのアノードが第ｍの環流ダイオードのカソードに接続され、第（ｎ−１）の環流ダイオードのカソードが前記第ｎのコンデンサの他端に接続されるように構成されたものであってもよい。
【００１８】
前記環流回路は、（ｎ−１）個の環流ダイオードが並列に接続されたダイオード並列回路からなり、
前記ダイオード並列回路は、第ｍ（ｍは１≦ｍ≦（ｎ−２）の整数）の環流ダイオードのアノードが前記直列回路の第ｍのコンデンサの他端に接続され、前記第１〜ｎの環流ダイオードのカソードが前記第ｎのコンデンサの他端に接続されるように構成されたものであってもよい。
【００１９】
前記接続スイッチは、前記直列回路の第１のコンデンサの一端と第ｎのコンデンサの一端との間に、直列に接続された（ｎ−１）個のスイッチからなり、第ｍのスイッチと第（ｍ＋１）のスイッチとの接続点と、前記直列回路の第（ｍ＋１）のコンデンサの一端とが、それぞれ、接続されたものであってもよい。
【００２０】
前記接続スイッチは、
前記直列回路の第１のコンデンサの一端に一端が接続され、前記第ｎのコンデンサの一端に他端が接続されたスイッチと、
前記スイッチの一端にカソードが接続され、前記直列回路の第（ｍ＋１）のコンデンサの一端にアノードが接続された（ｎ−１）個の充電ダイオードと、からなるものであってもよい。
【００２１】
前記接続スイッチは、
前記直列回路の第１のコンデンサの一端に一端が接続され、前記第ｎのコンデンサの一端に他端が接続されたスイッチと、
前記スイッチの一端にアノードが接続され、前記直列回路の第（ｍ＋１）のコンデンサの一端にカソードが接続された（ｎ−１）個の充電ダイオードと、からなるものであってもよい。
【００２２】
前記環流回路は、交流電圧と直流電圧との電圧比が切り換えられるように、（ｎ−１）個の環流ダイオードのうちの少なくとも１つを短絡する短絡スイッチを備えたものであってもよい。
【００２３】
前記交流電源の交流電圧に基づいて前記短絡スイッチを切り換えるスイッチ制御手段を備えたものであってもよい。
前記スイッチ制御手段は、前記直列回路の第１の整流ダイオードの順方向電圧を検出し、検出した順方向電圧に基づいて前記接続スイッチの開閉を制御するものであってもよい。
【００２４】
前記スイッチ制御手段は、前記直列回路に流れる電流を検出し、検出した電流に基づいて前記接続スイッチの開閉を制御するものであってもよい。
【００２５】
前記接続スイッチは、エミッタが前記第１のコンデンサの一端に接続され、コレクタが前記第ｎのコンデンサの一端に接続されたトランジスタによって構成されたものであってもよい。
【００２６】
前記スイッチ制御手段は、一端が前記第１の整流ダイオードのアノードに接続され、他端が前記トランジスタのベースに接続された抵抗によって構成されたものであってもよい。
【００２７】
整流回路は、前記交流電源からの交流電圧を全波整流して、全波整流した整流電圧を前記直列回路の両端に印加する全波整流部を備えてもよい。
【００２８】
本発明の第２の観点に係るノイズ低減装置は、
所定の交流電源からの電力供給用の一対の電源線に伝播するノイズを低減するノイズ低減装置であって、
前記一対の電源線を１次巻線として、前記一対の電源線から接地線に漏れる漏れ電流を検出する変流器と、
前記変流器の１次巻線に流れる電流を増幅し、増幅した電流を、前記変流器よりも交流電源側で、接地線に、前記漏れ電流を相殺する方向に供給する増幅回路と、
前記交流電源から印加された交流電圧を整流平滑し、整流平滑した直流電圧を前記増幅回路の電源電圧として、前記増幅回路に印加する前記請求項１乃至１７のいずれか１項に記載の整流回路と、を備えたものである。
【００２９】
本発明の第３の観点に係る電力変換装置は、
交流電源からの供給された電力を、所定の電圧の電力に変換して電力供給対象に供給する変換部と、
前記交流電源から前記変換部への電力供給用の一対の電源線に伝播するノイズを低減する請求項１８に記載のノイズ低減装置と、を備えたものである。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態に係る電力変換装置を図面を参照して説明する。
本実施の形態に係る電力変換装置の構成を図１に示す。
本実施の形態に係る電力変換装置は、ノイズフィルタ部１と、整流平滑回路部２と、電力変換回路部３と、ノイズ低減回路部４と、を備えて構成されている。
【００３１】
ノイズフィルタ部１は、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４と、チョークコイルＬ１と、を備えている。
コンデンサＣ１，Ｃ２は、ノーマルモードノイズを減衰させるアクロスザラインコンデンサであり、交流電源５の一対の電源線であるラインＥ１とＥ２との間に接続されている。
【００３２】
コンデンサＣ３、Ｃ４は、コモンモードノイズを低減させるためのコンデンサであり、コンデンサＣ３は、ラインＥ２と接地ラインとの間に接続され、コンデンサＣ４は、ラインＥ１と接地ラインとの間に接続されている。
【００３３】
チョークコイルＬ１は、コモンモードノイズを減衰させるコモンモードチョークコイルであり、それぞれ、巻き方向を同じにして交流電源５のラインＥ１，Ｅ２に直列に接続されている。
【００３４】
整流平滑回路部２は、整流回路１１と、コンデンサＣ５と、からなる。
整流回路１１は、交流電源５から供給された交流電圧を整流するものであり、ラインＥ１とラインＥ２とに接続されている。この整流回路１１は、例えば、４つのダイオードからなるブリッジ整流回路によって構成されている。
【００３５】
コンデンサＣ５は、整流回路１１から出力された整流電圧の脈流を平滑化するためのコンデンサであり、整流回路１１の出力端に接続されている。
【００３６】
電力変換回路部３は、例えば、フォワードコンバータによって構成され、所定の直流電力を所定の電圧の直流電力に変換し、直流電圧を負荷Ｒ０に供給するものである。
【００３７】
ノイズ低減回路部４は、ラインＥ２，Ｅ１から、それぞれ、コンデンサＣ３，Ｃ４を介して接地ラインへと流れる漏れ電流を補償電流で相殺することにより、交流電源５からラインＥ１，Ｅ２を伝播するノイズを低減するアクティブ型の回路である。
【００３８】
このノイズ低減回路部４は、零相変流器１３を補償電流の注入点よりも電力変換回路部３側に配置し、電力変換装置内を伝播する漏れ電流を検出する。そして、ノイズ低減回路部４は、その検出電流に基づいて補償電流Ｉｒを接地ラインに供給する方法によりノイズを低減する。
【００３９】
ノイズ低減回路部４は、整流回路１２と、零相変流器１３と、増幅回路１４と、を備えて構成されている。零相変流器１３は、ラインＥ１，Ｅ２を伝播するノイズによってラインＥ１，Ｅ２間に生じた電流の差を検出するものであり、その等価回路を図２（ａ）に示す。図２（ａ）に示す１次巻線ｎ１１は、一対の電源線、すなわち、ラインＥ１とＥ２との巻線を表したものである。１次巻線ｎ１１と２次巻線ｎ２１との巻数比は、例えば、１に設定される。
【００４０】
零相変流器１３は、磁芯１３ａと２次巻線ｎ２１とを備える図２（ｂ）に示す貫通形変流器１３ｂに、図２（ｃ）に示すようにラインＥ１，Ｅ２を磁芯１３ａに巻き回して構成される。
【００４１】
零相変流器１３の１次巻線ｎ１１には、１次電流Ｉ１としてラインＥ１とＥ２とに流れる電流の差の電流が流れる。２次巻線ｎ２１には、１次電流Ｉ１に基づいて電流Ｉ２が誘起される。２次巻線ｎ２１の巻き方向は、この誘起電流Ｉ２が漏れ電流を相殺する方向に、接地ラインに流れるように設定される。
【００４２】
増幅回路１４は、零相変流器１３の２次巻線ｎ２１で発生した誘起電流Ｉ２を増幅するものであり、図３に示すように、トランジスタＱ１１，Ｑ１２からなる。
【００４３】
トランジスタＱ１１は、ＮＰＮ形バイポーラトランジスタであり、そのエミッタは、零相変流器１３の２次巻線の一端に接続され、そのベースは、零相変流器１３の２次巻線ｎ２１の他端に接続され、そのコレクタは、整流回路１２のコンデンサＣ１２の一端に接続されている。
【００４４】
トランジスタＱ１２は、ＰＮＰ形バイポーラトランジスタであり、そのエミッタ及びベースは、トランジスタＱ１１のエミッタ及びベースにそれぞれ接続され、そのコレクタは整流回路１２のコンデンサＣ１２の他端に接続されている。
【００４５】
コンデンサＣ６は、補償電流を接地ラインに供給するためのコンデンサであり、トランジスタＱ１１のベース端と接地ラインとの間に接続されている。
【００４６】
整流回路１２は、交流電源５から供給された交流電圧を整流して増幅回路１４に直流電圧を供給する回路である。整流回路１２は、図３に示すように、ダイオードＤ１１、Ｄ１２，Ｄ１３と、コンデンサＣ１１，Ｃ１２と、抵抗Ｒ１と、トランジスタＱ１３と、からなる。この整流回路１２は、供給された交流電圧を、そのピークレベルの１／２倍の電圧レベルの直流の出力電圧に変換する全波１／２倍電圧整流回路によって構成されている。
【００４７】
ダイオードＤ１１、Ｄ１２と、コンデンサＣ１１，Ｃ１２とで直列回路が構成されている。即ち、ダイオードＤ１１のアノードはラインＥ１に接続され、ダイオードＤ１１のカソードとコンデンサＣ１１の一端とが接続される。コンデンサＣ１１の他端とダイオードＤ１２のアノードとが接続され、ダイオードＤ１２のカソードとコンデンサＣ１２の一端とが接続される。コンデンサＣ１２の他端はラインＥ２に接続される。また、増幅回路１４は、コンデンサＣ１２の両端に接続される。
【００４８】
トランジスタＱ１３は、ＰＮＰ形バイポーラトランジスタであり、そのベースは、抵抗Ｒ１を介してダイオードＤ１１のアノードに接続されている。また、コレクタは、ダイオードＤ１２のカソードとコンデンサＣ１２の一端との接続点に接続され、エミッタは、ダイオードＤ１１のカソードとコンデンサＣ１１の一端との接続点に接続されている。
【００４９】
このトランジスタＱ１３は、接続スイッチとして機能するものであり、オンすることによって、コンデンサＣ１１の一端とコンデンサＣ１２の一端とを接続し、コンデンサＣ１１に蓄積された電荷をコンデンサＣ１２に移動させる。
抵抗Ｒ１は、ダイオードＤ１１に印加される電圧に基づいてトランジスタＱ１３をオン、オフするためのベース電流を制御する。
【００５０】
ダイオードＤ１３は、トランジスタＱ１３がオンすることによってコンデンサＣ１２に流れる電流をコンデンサＣ１１の他端に環流するためのものであって、そのカソードは、コンデンサＣ１１の他端に接続され、アノードは、コンデンサＣ１２の他端に接続される。
【００５１】
次に本実施の形態に係る電力変換装置の動作を説明する。
交流電源５は、交流電力を、ノイズフィルタ部１、零相変流器１３を介して整流平滑回路部２に供給する。整流回路１１は、交流電源５から供給された交流電圧を整流し、コンデンサＣ５は、整流回路１１から出力された整流電圧の脈流を平滑化する。
【００５２】
電力変換回路部３は、フォワードコンバータを構成しているスイッチング素子がスイッチングすることにより、コンデンサＣ５によって平滑化された直流電力を所定の電圧の直流電力に変換し、直流電圧を負荷Ｒ０に供給する。
【００５３】
また、電力変換回路部３内には、対地間の浮遊容量を含む静電容量が存在し、スイッチング素子のスイッチングによって発生したスイッチングノイズは、この静電容量を介して高周波の漏れ電流となって接地ラインに流れる。
【００５４】
このノイズが接地ライン、交流電源５を介してラインＥ１，Ｅ２に伝播すると、コンデンサＣ３，Ｃ４を介して接地ラインに漏れ電流が流れる。ノイズの伝播により、ラインＥ１，Ｅ２間では、電流の不平衡が生ずる。
【００５５】
ノイズ低減回路部４は、この不平衡による漏れ電流を検出し、この漏れ電流を相殺するための補償電流を生成し、この補償電流をコンデンサＣ６を介して接地ラインに供給する。
【００５６】
このノイズ低減回路部４の動作を説明する。
ラインＥ１，Ｅ２間での電流の不平衡は、ラインＥ１とＥ２とに流れる電流の差として現れ、この電流の差により、零相変流器１３の１次巻線ｎ１１には、１次電流Ｉ１が流れる。零相変流器１３の２次巻線ｎ２１には、１次電流Ｉ１に基づいて電流Ｉ２が誘起される。
【００５７】
電流Ｉ２の正の半サイクルにおいては、増幅回路１４のトランジスタＱ１２がオフし、トランジスタＱ１１がオンする。トランジスタＱ１１がオンすると、整流回路１２から、トランジスタＱ１１のコレクタ、エミッタ、零相変流器１３（２次巻線ｎ２１）、コンデンサＣ６、接地ラインへの電流路が形成され、零相変流器１３の２次巻線ｎ２１に誘起された電流Ｉ２がこの電流路を流れる。
【００５８】
電流路に流れる電流は、この電流路から分流してトランジスタＱ１１のベースに流れる。トランジスタＱ１１のエミッタ電位は、コンデンサＣ６へと流れる電流の量に応じて変化し、このエミッタ電位によってトランジスタＱ１１のベース電流の電流量がコントロールされる。このベース電流の電流量に従って、トランジスタＱ１１のコレクタ電流が制御される。このようにして、２次巻線ｎ２１に誘起された電流Ｉ２が増幅されることになる。
【００５９】
電流Ｉ２の負の半サイクルにおいては、トランジスタＱ１１がオフし、トランジスタＱ１２がオンする。トランジスタＱ１２がオンすると、コンデンサＣ６から、零相変流器１３（２次巻線ｎ２１）、トランジスタＱ１２のエミッタ、コレクタ、整流回路１２、接地ラインへの電流路が形成され、電流Ｉ２がこの電流路に流れる。
【００６０】
そして、この電流路から分流した電流がトランジスタＱ１２のベースへと流れる。このベース電流の電流量が、トランジスタＱ１２のエミッタ電位に従ってコントロールされ、コレクタ電流がコントロールされて電流Ｉ２が、正の半サイクルの場合と同様に増幅される。
【００６１】
増幅回路１４によって増幅された電流の電流量は、トランジスタＱ１１，Ｑ１２の増幅率が１よりも充分大きく、増幅回路１４の増幅率が１であれば、漏れ電流と同じ電流値となる。また、この電流の向きは、漏れ電流とは逆になる。この電流を補償電流として、コンデンサＣ６を介して接地ラインに供給することによって、漏れ電流は相殺され、交流電源５からラインＥ１，Ｅ２を伝播するコモンモードノイズが低減される。
【００６２】
整流回路１２は、増幅回路１４に直流電圧を印加するため、交流電源５から供給された交流電圧を整流平滑し、１／２倍の直流電圧に変換する。
図３において、交流電源５の交流電圧がコンデンサＣ１１の一端とコンデンサＣ１２の他端との間の電圧レベル以上になると、ダイオードＤ１１は正バイアスされる。また、トランジスタＱ１３のベース電位がエミッタ電位よりも高くなるため、トランジスタＱ１３はオフする。交流電源５の交流電圧の電圧レベルがコンデンサＣ１１の一端とコンデンサＣ１２の他端との間の電圧レベル未満になると、ダイオードＤ１１は逆バイアスされる。また、トランジスタＱ１３のベース電位は、エミッタ電位よりも低くなるため、トランジスタＱ１３のベース電流がベースから抵抗Ｒ１を介してラインＥ１へと流れ、トランジスタＱ１３はオンする。
【００６３】
この場合の整流回路１２の動作を図４及び図５を用いて説明する。尚、この図４において、負荷ＲＬは、増幅回路１４に相当し、スイッチＳ１は、トランジスタＱ１３に相当する。また、電圧検出部２１は、ダイオードＤ１１に印加される電圧を検出するものであり、スイッチ制御部２２は、電圧検出部２１が検出した電圧に従ってスイッチＳ１の開閉を制御するものである。図３に示す抵抗Ｒ１は、この電圧検出部２１及びスイッチ制御部２２に相当するものである。また、図５に示す波形は、入力端子Ｐｉｎ０の電位を０（基準）とした場合の波形である。
【００６４】
図５（ａ）に示すように、交流電圧ＶａｃがコンデンサＣ１１の一端とコンデンサＣ１２の他端との間の電圧レベル以上になると（期間ｔ２）、ダイオードＤ１１は正バイアスされ、導通する。電圧検出部２１は、ダイオードＤ１１に印加される電圧を検出し、交流電圧ＶａｃがコンデンサＣ１１の一端とコンデンサＣ１２の他端との間の電圧レベル以上になるとスイッチ制御部２２は、図５（ｂ）に示すようにスイッチＳ１を開く。ダイオードＤ１１が導通し、コンデンサＣ１１，Ｃ１２に正の電圧が印加されると、交流電源５の一端からの電流が、端子Ｐｉｎ１から供給され、直列に接続されたダイオードＤ１１、コンデンサＣ１１、ダイオードＤ１２、コンデンサＣ１２、端子Ｐｉｎ０を経由して交流電源５の他端へと流れる。これにより、コンデンサＣ１１，Ｃ１２は、それぞれ、交流電圧Ｖａｃのピークレベルの１／２の電圧で充電され、コンデンサＣ１１，Ｃ１２に電荷が蓄積される。
【００６５】
図５（ａ）の期間ｔ１で示すように、交流電圧Ｖａｃが低下してコンデンサＣ１１の一端とコンデンサＣ１２の他端との間の電圧レベル未満になると、ダイオードＤ１１は逆バイアスされて非導通となる。スイッチ制御部２２は、電圧検出部２１が検出した電圧に従って、図５（ｂ）に示すようにスイッチＳ１を閉じる。スイッチＳ１が閉じると、コンデンサＣ１１の一端から、図５（ｃ）に示すような電流Ｉｓ１が、スイッチＳ１、コンデンサＣ１２、ダイオードＤ１３を経由してコンデンサＣ１１の他端へと流れる。これにより、コンデンサＣ１１に蓄積された電荷はコンデンサＣ１２へと移動し、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の電圧レベルは等しくなって、それぞれの電圧レベルは、交流電圧Ｖａｃのピークレベルの１／２の電圧レベルとなる。
【００６６】
この場合、スイッチＳ１に印加される電圧も、コンデンサＣ１１の一端とコンデンサＣ１２の他端との間に印加される電圧のレベルと同じく、交流電圧Ｖａｃのピークレベルの１／２の電圧レベルの電圧となる。
【００６７】
そして、コンデンサＣ１１の一端とコンデンサＣ１２の他端との間に印加される電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとなり、コンデンサＣ１２の両端に接続された負荷ＲＬには、スイッチＳ１の開閉にかかわらず、交流電圧Ｖａｃのピークレベルの１／２の電圧レベルの直流の出力電圧Ｖｏｕｔが、常時、印加される。
【００６８】
以上説明したように、本実施の形態によれば、交流電圧ＶａｃがコンデンサＣ１１の一端とコンデンサＣ１２の他端との間の電圧レベル（出力電圧Ｖｏｕｔ）以上になる期間では、コンデンサＣ１１，１２を、それぞれ、交流電圧Ｖａｃの１／２倍の電圧で充電するようにした。そして、交流電圧ＶａｃがコンデンサＣ１１の一端とコンデンサＣ１２の他端との間の電圧レベル未満になる期間において、スイッチＳ１（トランジスタＱ１３）を閉じ、コンデンサＣ１１，Ｃ１２が同電位になるようにした。従って、電力を消費する抵抗を用いることもなく、交流電圧Ｖａｃの１／２倍の電圧レベルの出力電圧を効率よく得ることができる。また、インバータ等を用いずに交流電圧Ｖａｃを低電圧化するため、整流回路１２も小型化され、構成が簡易であるため、コストも低減する。
【００６９】
また、スイッチＳ１の両端に印加される電圧も交流電圧Ｖａｃのピークレベルの１／２となり、スイッチＳ１として用いられるトランジスタ等の半導体素子に耐圧の低いものを使用することができる。特に、ＡＣリンク（ＡＣ入力、ＡＣ出力）のノイズ低減装置の場合、装置内に低いレベルの電圧を必要とする。従来は、別個に電源を備えるか、整流した出力電圧を抵抗等で電圧降下させるようにしていた。このような方法では、装置が高価となり、損失も増大する。しかし、ノイズ低減回路部４に上記１／２倍電圧整流回路によって構成された整流回路１２を備えることにより、これらの欠点を改善することができる。
【００７０】
また、負荷ＲＬがコンデンサＣ１２に常時接続されるように構成されているため、ダイオードＤ１１が逆バイアスされてコンデンサＣ１１，Ｃ１２が充電されない期間でも、コンデンサＣ１２から負荷ＲＬに出力電圧が印加される。即ち、負荷ＲＬには、交流電圧Ｖａｃの１周期にわたって、交流電圧Ｖａｃの１／２のレベルの出力電圧を印加することができる。
【００７１】
尚、本発明を実施するにあたっては、種々の形態が考えられ、上記実施の形態に限られるものではない。
例えば、整流回路１２を、交流電圧Ｖａｃの１倍電圧と１／２倍電圧との切り換えができるように構成することもできる。その構成を図６に示す。
【００７２】
この図６に示すように、整流回路１２は、スイッチＳ１１と、スイッチ制御部２３と、を備える。スイッチＳ１１は、ダイオードＤ１３の両端を短絡するためのものであり、その一端はダイオードＤ１３のカソードに接続され、他端はアノードに接続されている。
スイッチ制御部２３は、このスイッチＳ１１を、交流電源５の交流電圧Ｖａｃに応じて開閉する。例えば、スイッチ制御部２３は、交流電源５の交流電圧Ｖａｃが１００Ｖの場合、スイッチＳ１１を閉じ、交流電圧Ｖａｃが２００Ｖの場合に開く。
【００７３】
交流電源５の交流電圧Ｖａｃが２００Ｖの場合、スイッチ制御部２３はスイッチＳ１１を開く。スイッチＳ１１が開くと、出力電圧Ｖｏｕｔは、交流電圧Ｖａｃのピークレベルの１／２の約１４１Ｖになる。
また、交流電圧Ｖａｃが１００Ｖの場合、スイッチ制御部２３はスイッチＳ１１を閉じる。スイッチＳ１１が閉じると、ダイオードＤ１３が短絡され、交流電圧Ｖａｃが出力電圧Ｖｏｕｔ以上となる期間において、交流電源５からの電流が、ダイオードＤ１１、コンデンサＣ１１、スイッチＳ１１を経由して端子Ｐｉｎ０へと流れる。このため、コンデンサＣ１１が、交流電圧Ｖａｃのピークレベルで充電され、出力電圧Ｖｏｕｔは、同じように、約１４１Ｖとなる。
【００７４】
このように、スイッチ制御部２３が交流電圧Ｖａｃの電圧レベルに基づいてスイッチＳ１１の開閉を制御することにより、交流電圧Ｖａｃの電圧レベルが２００Ｖ、１００Ｖになっても、同じ電圧レベルの出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる。尚、スイッチ制御部２３を備えずに、スイッチＳ１１を手動で切り換えるようにしてもよい。
【００７５】
また、交流電源５からの交流電圧Ｖａｃを全波整流することもできる。その構成を図７に示す。交流電圧Ｖａｃを全波整流するためには、図７に示すように、整流回路１２に、全波整流部２４を備える。
【００７６】
この全波整流部２４は、入力端に供給された交流電圧Ｖａｃを全波整流して出力端から、全波整流された整流電圧を出力する回路であり、例えば、４つのダイオードで構成されたブリッジ回路が用いられる。
【００７７】
この全波整流部２４の電圧供給側の両入力端は端子Ｐｉｎ１、Ｐｉｎ０に接続される。ダイオードＤ１１のアノードは、正極（＋）の出力端に接続され、コンデンサＣ１２の他端とダイオードＤ１３のアノードとは、負極（−）の出力端に接続される。
【００７８】
このように構成された整流回路１２の動作を図８に示す。
交流電源５から全波整流部２４には、図８（ａ）に示すような交流電圧Ｖａｃが供給される。全波整流部２４は、この交流電圧Ｖａｃを全波整流し、図８（ｂ）に示すような整流電圧Ｖｒｅｃを出力する。
【００７９】
スイッチ制御部２２は、整流電圧ＶｒｅｃがコンデンサＣ１１の一端とコンデンサＣ１２の他端との間の電圧レベル（出力電圧Ｖｏｕｔ）以上となる期間ｔ１１では、スイッチＳ１を開き、整流電圧ＶｒｅｃがコンデンサＣ１１の一端とコンデンサＣ１２の他端との間の電圧レベル未満となる期間ｔ１２では、スイッチＳ１を閉じる。
【００８０】
全波整流することにより、スイッチＳ１は、図８（ｃ）に示すように半波整流の場合と比較して１／２の周期でオン、オフし、コンデンサＣ１１，Ｃ１２は、図８（ｄ）に示すように半波整流の場合と比較して１／２の周期で充放電される。
【００８１】
また、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧レベルを交流電圧Ｖａｃのピークレベルの１／３倍電圧にすることもできる。その構成を図９に示す。
ダイオードＤ２１のアノードは、端子Ｐｉｎ１を介して交流電源５の一端に接続される。ダイオードＤ２１のカソードには、コンデンサＣ２１の一端が接続される。コンデンサＣ２１の他端には、ダイオードＤ２２のアノードが接続され、ダイオードＤ２２のカソードには、コンデンサＣ２２の一端が接続される。コンデンサＣ２２の他端には、ダイオードＤ２３のアノードが接続され、ダイオードＤ２３のカソードには、コンデンサＣ２３の一端が接続される。そして、コンデンサＣ２３の他端は、端子Ｐｉｎ０を介して交流電源５の他端に接続される。
【００８２】
接続スイッチは、直列に接続された２つのスイッチＳ１，Ｓ２によって構成される。スイッチＳ１の一端は、コンデンサＣ２１の一端に接続され、スイッチＳ１とスイッチＳ２との接続点は、コンデンサＣ２２の一端に接続される。また、スイッチＳ２の他端は、コンデンサＣ２３の一端に接続される。
【００８３】
コンデンサＣ２３に流れる電流をコンデンサＣ２１，Ｃ２２のそれぞれの他端に環流する環流回路は、ダイオードＤ２４，Ｄ２５を直列に接続することにより構成される。即ち、ダイオードＤ２４のカソードは、コンデンサＣ２１の他端に接続される。ダイオードＤ２５のカソードは、ダイオードＤ２４のアノードとコンデンサＣ２２の他端とに接続される。そして、ダイオードＤ２４のアノードはコンデンサＣ２３の他端に接続される。
【００８４】
スイッチ制御部２２は、交流電圧Ｖａｃの電圧レベルがコンデンサＣ２１の一端とコンデンサＣ２３の他端との間の電圧レベル（出力電圧Ｖｏｕｔの電圧レベル）以上になると、スイッチＳ１、Ｓ２をともに開き、交流電圧Ｖａｃの電圧レベルがコンデンサＣ２１の一端とコンデンサＣ２３の他端との間の電圧レベル未満になると、スイッチＳ１、Ｓ２をともに閉じる。
【００８５】
スイッチＳ１、Ｓ２が開くと、交流電源５の両端にコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３が直列に接続されるので、コンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３は、それぞれ、交流電圧Ｖａｃの１／３倍電圧で充電される。
【００８６】
負荷ＲＬは、コンデンサＣ２３の両端に接続されているので、スイッチＳ１、Ｓ２が開いても、負荷ＲＬには、出力電圧Ｖｏｕｔが印加される。また、コンデンサＣ２３が交流電圧Ｖａｃの１／３倍電圧で充電されるので、負荷ＲＬには、交流電圧Ｖａｃのピークレベルの１／３倍の電圧レベルの出力電圧Ｖｏｕｔが印加される。
【００８７】
スイッチＳ１，Ｓ２が閉じると、コンデンサＣ２１、Ｃ２２，Ｃ２３のそれぞれの一端は、同じ電位になる。また、ダイオードＤ２４，Ｄ２５の順方向電圧を無視すると、コンデンサＣ２１、Ｃ２２，Ｃ２３の他端も同じ電位になる。従って、この期間では、コンデンサＣ２３は、コンデンサＣ２１、Ｃ２２の電荷によって充電される。また、負荷ＲＬには、コンデンサＣ２１、Ｃ２２，Ｃ２３によって、交流電圧Ｖａｃの１／３倍の出力電圧が印加される。
【００８８】
このように、交流電源５の両端に、ダイオードＤ２１及びダイオードＤ２２，Ｄ２３を介して３つのコンデンサＣ２１〜Ｃ２３を直列に接続するようにしたので、交流電圧Ｖａｃのピークレベルの１／３倍の電圧レベルの出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる。従って、負荷ＲＬに印加する出力電圧Ｖｏｕｔをさらに低電圧化することができる。
【００８９】
また、スイッチＳ２の代わりにダイオードを用いることもできる。その構成を図１０に示す。接続スイッチは、スイッチＳ１とダイオードＤ２６とによって構成される。スイッチＳ１の一端はコンデンサＣ２１の一端に接続され、他端はコンデンサＣ２３の一端に接続される。ダイオードＤ２６のカソードは、スイッチＳ１の一端に接続され、アノードはコンデンサＣ２２の一端に接続される。
【００９０】
このように、接続スイッチとしてダイオードＤ２６を用いることにより、回路構成を簡易にすることができる。
【００９１】
また、直列に接続するコンデンサをｎ個にして出力電圧Ｖｏｕｔの電圧レベルを交流電圧Ｖａｃのピークレベルの１／ｎ倍にすることもできる。その構成を図１１〜図１３に示す。
まず、図４に示す回路構成と同じような構成で、ｎ（ｎはｎ＞１の整数）個のコンデンサを直列に接続したものを図１１に示す。
この図１１において、ダイオードＤｘ（１）〜Ｄｘ（ｎ）とコンデンサＣｘ（１）〜Ｃｘ（ｎ）とで直列回路が構成される。即ち、交流電源５の一端に整流ダイオードＤｘ（１）のアノードが接続され、整流ダイオードＤｘ（ｍ）（ｍは１≦ｍ≦（ｎ−２）の整数）のカソードにコンデンサＣｘ（ｍ）の一端が接続される。そして、コンデンサＣｘ（ｎ）の他端が交流電源５の他端に接続される。
【００９２】
接続スイッチは、（ｎ−１）個のスイッチＳ（１）〜Ｓ（ｎ−１）が直列に接続されることにより構成され、コンデンサＣｘ（ｍ＋１）の一端にスイッチＳ（ｍ）とスイッチＳ（ｍ＋１）との接続点が接続される。
【００９３】
コンデンサＣｘ（ｎ）に流れる電流をコンデンサＣｘ（１）〜Ｃｘ（ｎ−１）のそれぞれの他端に環流する環流回路は、ダイオードＤｙ（１）〜Ｄｙ（ｎ−１）からなるダイオード直列回路によって構成される。ダイオードＤｙ（ｍ）のカソードはコンデンサＣｘ（ｍ）の他端に接続され、ダイオードＤｙ（ｍ＋１）のカソードは、ダイオードＤｙ（ｍ）のアノードに接続され、ダイオードＤｙ（ｎ−１）のアノードはコンデンサＣｘ（ｎ）の他端に接続される。
【００９４】
この環流回路に、ダイオードが並列に接続されたダイオード並列回路を用いることもできる。その構成を図１２に示す。（ｎ−１）個のダイオードＤｙ（１）〜Ｄｙ（ｎ−１）は並列に接続される。そして、ダイオードＤｙ（ｍ）のカソードはコンデンサＣｘ（ｍ）の他端に接続され、ダイオードＤｙ（１）〜Ｄｙ（ｎ−１）のアノードは、コンデンサＣｘ（ｎ）の他端に接続される。
【００９５】
また、スイッチＳ（２）〜Ｓ（ｎ−１）の代わりにダイオードを用いることもできる。その構成を図１３に示す。この図１３において、スイッチＳ（１）の一端は、コンデンサＣｘ（１）の一端に接続され、他端はコンデンサＣｘ（ｎ）の一端に接続される。ダイオードＤｚ（ｍ）の各カソードは、スイッチＳ（１）の一端に接続され、各アノードはコンデンサＣｘ（ｍ＋１）の一端に接続される。
【００９６】
この図１１〜図１３に示すような回路構成とすることにより、交流電圧Ｖａｃのピークレベルの１／ｎ倍の電圧レベルの正の出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる。
【００９７】
また、正の出力電圧Ｖｏｕｔだけでなく負の出力電圧Ｖｏｕｔが得られるように構成することもできる。その構成を図１４，１６，１７に示す。
【００９８】
まず、図１４に示す整流回路１２は、図１１に示す回路を応用したものであり、直列回路を構成するダイオードＤｘ（１）〜Ｄｘ（ｎ）、環流回路のダイオード直列回路を構成するダイオードＤｙ（１）〜Ｄｙ（ｎ−１）の向きを、図１１に示す整流回路１２の各ダイオードの向きの逆にする。
【００９９】
このような構成において、図１５に示すように、期間ｔ１において、交流電圧Ｖａｃの電圧レベルがコンデンサＣｘ（１）の一端とコンデンサＣｘ（ｎ）の他端との間の電圧レベル（出力電圧Ｖｏｕｔの電圧レベル）以上になると、電圧検出部２１がダイオードＤｘ（１）の正バイアスを検出して、図１５（ｂ）に示すように、スイッチ制御部２２は、スイッチＳ（１）〜Ｓ（ｎ−１）を開く。スイッチＳ（１）〜Ｓ（ｎ−１）が開くと、図１５（ｃ）に示すように、コンデンサＣｘ（ｎ）の他端の電位を０として、コンデンサＣｘ（１）〜Ｃｘ（ｎ）は、交流電圧Ｖａｃのピークレベルの１／ｎの負の電圧で充電され、コンデンサＣｘ（１）〜Ｃｘ（ｎ）に電荷が蓄積される。
【０１００】
期間ｔ２において、交流電圧Ｖａｃの電圧レベルがコンデンサＣｘ（１）の一端とコンデンサＣｘ（ｎ）の他端との間の電圧レベル未満になると、電圧検出部２１がダイオードＤｘ（１）の逆バイアスを検出して、スイッチ制御部２２は、図１５（ｂ）に示すように、スイッチＳ（１）〜Ｓ（ｎ−１）を閉じる。スイッチＳ（１）〜Ｓ（ｎ−１）が閉じると、コンデンサＣｘ（１）〜Ｃｘ（ｎ−１）に蓄積された電荷は、コンデンサＣｘ（ｎ）に移動し、コンデンサＣｘ（ｎ）が充電される。
従って、交流電圧Ｖａｃのピークレベルの１／ｎの負の出力電圧Ｖｏｕｔが得られ、この負の出力電圧Ｖｏｕｔが負荷ＲＬに印加される。
【０１０１】
また、交流電圧Ｖａｃのピークレベルの１／ｎ倍の電圧レベルの負の出力電圧Ｖｏｕｔを得るために、整流回路１２を図１６に示すような回路構成にすることもできる。
この図１６に示す整流回路１２は、図１２に示す回路を応用したものであり、直列回路を構成するダイオードＤｘ（１）〜Ｄｘ（ｎ）、環流回路のダイオード並列回路を構成するダイオードＤｙ（１）〜Ｄｙ（ｎ−１）の向きを、図１２に示す整流回路１２の各ダイオードの向きの逆にする。
【０１０２】
また、整流回路１２を図１７に示すような回路構成にすることもできる。
図１７に示す整流回路１２は、図１３に示す整流回路１２を応用したものであり、直列回路を構成するダイオードＤｘ（１）〜Ｄｘ（ｎ）、環流回路のダイオード並列回路を構成するダイオードＤｙ（１）〜Ｄｙ（ｎ−１）、接続スイッチを構成するダイオードＤｚ（１）〜Ｄｚ（ｎ−２）の向きを、図１３に示す整流回路１２の各ダイオードの向きの逆にする。
【０１０３】
このように整流回路１２を、図１６，１７に示すように構成しても、交流電圧Ｖａｃのピークレベルの１／ｎ倍の電圧レベルの負の出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる。
【０１０４】
また、図１１〜図１４、図１６，１７において、ダイオードＤｙ（１）〜Ｄｙ（ｎ−１）と並列に、図６に示すようなスイッチＳ１１をそれぞれ接続することもできる。このようにすれば、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧レベルを１／ｎ単位で調整することもできる。
【０１０５】
また、スイッチ制御部２２は、電圧検出部２１が検出したダイオードＤｘ（１）の順方向電圧に基づいてスイッチＳ（１）〜Ｓ（ｎ−１）の開閉を制御するようにした。しかし、ダイオードＤｘ（１）に流れる電流を検出し、この検出した電流に基づいて、スイッチＳ（１）〜Ｓ（ｎ−１）の開閉を制御することもできる。また、フォトカプラを備え、交流電圧Ｖａｃと出力電圧Ｖｏｕｔとの電位差を検出し、検出した電位差をフォトカプラを介してスイッチ制御部２２に供給することにより、スイッチＳ（１）〜Ｓ（ｎ−１）の開閉を制御することもできる。また、スイッチＳ（１）〜Ｓ（ｎ−１）の開閉を外部からの制御信号に基づいて制御することもできる。
【０１０６】
また、図３に示す回路構成において、トランジスタＱ１３には、ＢＪＴ（バイポーラユニジャンクショントランジスタ）を用いることもできる。また、ＰＮＰトランジスタの代わりにＮＰＮトランジスタを用いることもできる。また、トランジスタを１つの素子で構成するだけでなく、例えば、ダーリントン接続された複数のトランジスタで構成することもできる。さらに、トランジスタは、バイポーラトランジスタに限られるものではなく、電界効果トランジスタ、サイリスタ等を用いることもできる。
【０１０７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、交流電圧の整流に際し、エネルギ損失を少なくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の本実施の形態に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の零相変流器の構成を示す説明図である。
【図３】図１のノイズ低減回路部の詳細な構成を示す回路図である。
【図４】図１の１／２倍電圧整流回路の動作を説明するための回路図である。
【図５】図４の１／２倍電圧整流回路の動作を示す信号波形図である。
【図６】出力電圧を交流電圧の１倍、１／２倍に切り換える１／２倍電圧整流回路の回路構成を示す回路図である。
【図７】１／２倍電圧整流回路（全波整流）の回路構成を示す回路図である。
【図８】図７の整流回路の動作を示す信号波形図である。
【図９】１／３倍電圧整流回路の回路構成を示す回路図である。
【図１０】１／３倍電圧整流回路の別の回路構成を示す回路図である。
【図１１】正の直流出力電圧を得るための１／ｎ倍電圧整流回路の回路構成を示す回路図である。
【図１２】正の直流出力電圧を得るための１／ｎ倍電圧整流回路の別の回路構成を示す回路図である。
【図１３】正の直流出力電圧を得るための１／ｎ倍電圧整流回路のさらに別の回路構成を示す回路図である。
【図１４】負の直流出力電圧を得るための１／ｎ倍電圧整流回路の回路構成を示す回路図である。
【図１５】図１４に示す整流回路の動作を示す信号波形図である。
【図１６】負の直流出力電圧を得るための１／ｎ倍電圧整流回路の別の回路構成を示す回路図である。
【図１７】負の直流出力電圧を得るための１／ｎ倍電圧整流回路のさらに別の回路構成を示す回路図である。
【符号の説明】
３　電力変換回路部
４　ノイズ低減回路部
１２　整流回路
１３　零相変流器
１４　増幅回路
２１　電圧検出部
２２，２３　スイッチ制御部
２４　全波整流部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a rectifier circuit, a noise reduction device, and a power conversion device that can reduce energy loss and reduce size when rectifying an AC voltage.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art A power conversion device such as an inverter that supplies power to a motor or a switching regulator that supplies voltage to a computer converts power supplied from a predetermined power supply into power of a predetermined voltage and supplies the power to a load.
[0003]
In such a power converter, power conversion is performed by turning on and off the switching element, and thus switching noise is generated due to switching of the switching element. Since the frequency of this switching noise is very high, a noise filter having a wide band and a large attenuation characteristic is required. In addition, a capacitance including a stray capacitance between the ground exists in the circuit, and noise caused by switching of the switching element flows as a high-frequency leakage current to the ground line via the capacitance. When this leakage current flows to the ground line, the voltage level of the frame (housing) of the power converter fluctuates.
[0004]
In particular, when a motor having a large power capacity is connected to the power converter via the above-described inverter, the stray capacity between the ground and the ground increases, and the leakage current also increases accordingly. If the leakage current is large, the leakage breaker may be shut off or peripheral electronic devices may be obstructed.
[0005]
In order to reduce such noise, there is an active noise reduction device that supplies a compensation current to a ground line in a direction to cancel a leakage current. In such a noise reduction device, a leakage current is detected and amplified by an amplifier, and the amplified current is supplied to the ground line in a direction to cancel the leakage current as a compensation current.
[0006]
Since the amplifier used in this noise reduction device operates by applying a DC voltage, a rectifier circuit is required to obtain a DC voltage from an AC power supply. That is, a DC voltage is extracted from an AC voltage supplied from an AC power supply via a rectifier circuit.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, when attempting to rectify the AC voltage supplied from the AC power supply efficiently, the DC voltage supplied to the amplifier also increases. As the DC voltage supplied to the amplifier increases, the semiconductor used in the amplifier needs to have a high withstand voltage. Also, as the operating voltage increases, the operating current increases, and the loss increases.
[0008]
For example, in a power converter that operates with an AC input of 200 V, the voltage supplied to the amplifier after rectifying this AC voltage reaches about 280 V. Assuming that the operating current of the amplifier is 20 mA, the energy (power) loss is 5.6 W.
[0009]
When the noise reduction effect is enhanced, the compensation current also increases, so that the loss is further increased. For this reason, the rectifier circuit for supplying the DC voltage to the amplifier also becomes large.
[0010]
Therefore, although it is necessary to reduce the DC voltage supplied to the amplifier, the efficiency is reduced when the voltage is reduced by using a resistor, and the rectifier circuit is reduced in size when the voltage is reduced by using a converter or the like. It is not possible.
[0011]
The present invention has been made in view of such a conventional problem, and provides a rectifier circuit capable of reducing energy loss when rectifying an AC voltage, and a noise reduction device including the rectifier circuit. It is another object of the present invention to provide a power conversion device including the noise reduction device.
Another object of the present invention is to provide a rectifier circuit, a noise reduction device, and a power conversion device that can be downsized when rectifying an AC voltage.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve this object, a rectifier circuit according to a first aspect of the present invention includes:
In a rectifier circuit for rectifying and smoothing an AC voltage applied from an AC power supply and applying a rectified and smoothed DC voltage to a load,
One end of a first rectifier diode is connected to one end of the AC power supply, and one end of a first capacitor is connected to the other end of the first rectifier diode. A series circuit in which second to n-th capacitors are alternately connected in series, and the other end of the n-th (n is an integer of n> 1) capacitor is connected to the other end of the AC power supply;
The charge connected between one end of the first capacitor of the series circuit and one end of the n-th capacitor and closed and stored in the first to (n-1) th capacitors of the series circuit is the n-th capacitor. A connection switch for supplying a capacitor;
A circulating circuit that closes the connection switch and circulates current supplied to the n-th capacitor to the other end of each of the first to (n-1) capacitors;
Comparing the voltage level of the AC voltage with the voltage level of the voltage between both ends of the first to n-th capacitors, the connection switch is opened when the AC voltage becomes equal to or higher than the voltage level of both ends of the first to n-th capacitors. Switch control means for controlling the connection switch to be closed when the AC voltage is lower than a voltage level between both ends of the first to n-th capacitors,
The load is connected to both ends of the n-th capacitor, and a DC voltage of 1 / n times the peak value of the AC voltage is applied to the load.
[0013]
In the series circuit, one end of the AC power supply is connected to an anode as one end of the first rectifier diode, and one end of the first capacitor is connected to a cathode as the other end of the first rectifier diode. Sequentially, the second to n-th rectifier diodes and the second to n-th capacitors are alternately connected in series, and the other end of the n-th capacitor is connected to the other end of the AC power supply. ,
With the potential at the other end of the n-th capacitor of the series circuit being set to 0, a positive DC voltage of 1 / n times the peak value of the AC voltage is applied to the load.
[0014]
The reflux circuit comprises a diode series circuit in which (n-1) reflux diodes are connected in series,
In the diode series circuit, a cathode of an m-th (m is an integer of 1 ≦ m ≦ (n−2)) reflux diode is connected to the other end of the m-th capacitor of the series circuit, and an (m + 1) -th reflux current is generated. The cathode of the diode may be connected to the anode of the m-th freewheeling diode, and the anode of the (n-1) th freewheeling diode may be connected to the other end of the n-th capacitor. Good.
[0015]
The circulating circuit comprises a diode parallel circuit in which (n-1) circulating diodes are connected in parallel,
In the diode parallel circuit, a cathode of an m-th (m is an integer of 1 ≦ m ≦ (n−2)) reflux diode is connected to the other end of the m-th capacitor of the series circuit, The anode of the freewheeling diode may be configured to be connected to the other end of the n-th capacitor.
[0016]
In the series circuit, one end of the AC power supply is connected to a cathode as one end of the first rectifier diode, and one end of the first capacitor is connected to an anode as the other end of the first rectifier diode. Sequentially, the second to n-th rectifier diodes and the second to n-th capacitors are alternately connected in series, and the other end of the n-th capacitor is connected to the other end of the AC power supply. ,
The n-th capacitor of the series circuit may be configured such that a negative DC voltage of 1 / n times the peak value of the AC voltage is applied to the load with the potential at the other end of the n-th capacitor being 0. .
[0017]
The reflux circuit comprises a diode series circuit in which (n-1) reflux diodes are connected in series,
In the diode series circuit, an anode of an m-th (m is an integer of 1 ≦ m ≦ (n−2)) reflux diode is connected to the other end of the m-th capacitor of the series circuit, and an (m + 1) -th reflux current is generated. The anode of the diode may be connected to the cathode of the m-th freewheeling diode, and the cathode of the (n-1) th freewheeling diode may be connected to the other end of the n-th capacitor. .
[0018]
The circulating circuit comprises a diode parallel circuit in which (n-1) circulating diodes are connected in parallel,
In the diode parallel circuit, an anode of an m-th (m is an integer of 1 ≦ m ≦ (n−2)) free-wheeling diode is connected to the other end of the m-th capacitor of the series circuit, It may be configured such that the cathode of the freewheeling diode is connected to the other end of the n-th capacitor.
[0019]
The connection switch includes (n-1) switches connected in series between one end of a first capacitor and one end of an nth capacitor of the series circuit, and includes an mth switch and a ( The connection point with the (m + 1) th switch and one end of the (m + 1) th capacitor of the series circuit may be connected to each other.
[0020]
The connection switch,
A switch having one end connected to one end of a first capacitor of the series circuit and the other end connected to one end of the n-th capacitor;
(N-1) charging diodes each having a cathode connected to one end of the switch and an anode connected to one end of the (m + 1) th capacitor of the series circuit.
[0021]
The connection switch,
A switch having one end connected to one end of a first capacitor of the series circuit and the other end connected to one end of the n-th capacitor;
An anode may be connected to one end of the switch, and (n-1) charging diodes may have a cathode connected to one end of the (m + 1) th capacitor of the series circuit.
[0022]
The circulation circuit may include a short-circuit switch for short-circuiting at least one of the (n-1) circulation diodes such that a voltage ratio between the AC voltage and the DC voltage is switched.
[0023]
A switch control means for switching the short-circuit switch based on an AC voltage of the AC power supply may be provided.
The switch control means may detect a forward voltage of a first rectifier diode of the series circuit, and control opening and closing of the connection switch based on the detected forward voltage.
[0024]
The switch control means may detect a current flowing in the series circuit, and control opening and closing of the connection switch based on the detected current.
[0025]
The connection switch may be configured by a transistor having an emitter connected to one end of the first capacitor and a collector connected to one end of the n-th capacitor.
[0026]
The switch control means may be constituted by a resistor having one end connected to the anode of the first rectifier diode and the other end connected to the base of the transistor.
[0027]
The rectifier circuit may include a full-wave rectifier that performs full-wave rectification on the AC voltage from the AC power supply and applies the rectified voltage that has been subjected to full-wave rectification to both ends of the series circuit.
[0028]
The noise reduction device according to the second aspect of the present invention includes:
A noise reduction device that reduces noise propagating to a pair of power supply lines for power supply from a predetermined AC power supply,
A current transformer that detects a leakage current leaking from the pair of power lines to a ground line, using the pair of power lines as a primary winding;
An amplifier circuit that amplifies a current flowing through a primary winding of the current transformer, and supplies the amplified current to a ground line on the AC power supply side of the current transformer in a direction to cancel the leakage current;
The rectifier circuit according to any one of claims 1 to 17, wherein the AC voltage applied from the AC power supply is rectified and smoothed, and the rectified and smoothed DC voltage is applied to the amplifier circuit as a power supply voltage of the amplifier circuit. And with.
[0029]
A power conversion device according to a third aspect of the present invention includes:
A converter that converts the power supplied from the AC power supply into power of a predetermined voltage and supplies the power to a power supply target,
19. The noise reduction device according to claim 18, which reduces noise propagating from the AC power supply to a pair of power supply lines for supplying power to the conversion unit.
[0030]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, a power converter according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 shows a configuration of a power conversion device according to the present embodiment.
The power conversion device according to the present embodiment includes a noise filter unit 1, a rectification and smoothing circuit unit 2, a power conversion circuit unit 3, and a noise reduction circuit unit 4.
[0031]
The noise filter unit 1 includes capacitors C1, C2, C3, and C4, and a choke coil L1.
Capacitors C1 and C2 are cross-the-line capacitors that attenuate normal mode noise, and are connected between lines E1 and E2, which are a pair of power lines of AC power supply 5.
[0032]
The capacitors C3 and C4 are capacitors for reducing common mode noise. The capacitor C3 is connected between the line E2 and the ground line, and the capacitor C4 is connected between the line E1 and the ground line. I have.
[0033]
The choke coil L1 is a common mode choke coil for attenuating common mode noise, and is connected in series to the lines E1 and E2 of the AC power supply 5 with the same winding direction.
[0034]
The rectifying and smoothing circuit unit 2 includes a rectifying circuit 11 and a capacitor C5.
The rectifier circuit 11 rectifies the AC voltage supplied from the AC power supply 5, and is connected to the line E1 and the line E2. The rectifier circuit 11 is configured by, for example, a bridge rectifier circuit including four diodes.
[0035]
The capacitor C5 is a capacitor for smoothing a pulsating flow of the rectified voltage output from the rectifier circuit 11, and is connected to an output terminal of the rectifier circuit 11.
[0036]
The power conversion circuit unit 3 is configured by, for example, a forward converter, converts predetermined DC power into DC power of a predetermined voltage, and supplies the DC voltage to the load R0.
[0037]
The noise reduction circuit unit 4 cancels out the leakage current flowing from the lines E2 and E1 to the ground line via the capacitors C3 and C4 with the compensation current, so that the noise transmitted from the AC power supply 5 to the lines E1 and E2 is eliminated. This is an active type circuit that reduces noise.
[0038]
The noise reduction circuit unit 4 arranges the zero-phase current transformer 13 closer to the power conversion circuit unit 3 than the injection point of the compensation current, and detects a leakage current propagating in the power conversion device. Then, the noise reduction circuit unit 4 reduces noise by a method of supplying the compensation current Ir to the ground line based on the detected current.
[0039]
The noise reduction circuit unit 4 includes a rectifier circuit 12, a zero-phase current transformer 13, and an amplifier circuit 14. The zero-phase current transformer 13 detects a difference in current generated between the lines E1 and E2 due to noise propagating through the lines E1 and E2, and its equivalent circuit is shown in FIG. The primary winding n11 shown in FIG. 2A represents a pair of power supply lines, that is, windings of lines E1 and E2. The turn ratio between the primary winding n11 and the secondary winding n21 is set to 1, for example.
[0040]
As shown in FIG. 2C, the zero-phase current transformer 13 connects lines E1 and E2 to the through-type current transformer 13b having a magnetic core 13a and a secondary winding n21 as shown in FIG. It is wound around the core 13a.
[0041]
The primary winding n11 of the zero-phase current transformer 13 has a primary current I 1 As a result, a current having a difference between the currents flowing through the lines E1 and E2 flows. The primary current I is applied to the secondary winding n21. 1 Current I based on 2 Is induced. The winding direction of the secondary winding n21 depends on the induced current I 2 Are set to flow to the ground line in a direction to cancel the leakage current.
[0042]
The amplifying circuit 14 detects the induced current I generated in the secondary winding n21 of the zero-phase current transformer 13. 2 And comprises transistors Q11 and Q12, as shown in FIG.
[0043]
The transistor Q11 is an NPN-type bipolar transistor, the emitter of which is connected to one end of the secondary winding of the zero-phase current transformer 13, and the base of which is connected to the other end of the secondary winding n21 of the zero-phase current transformer 13. The collector is connected to one end of a capacitor C12 of the rectifier circuit 12.
[0044]
The transistor Q12 is a PNP-type bipolar transistor, and its emitter and base are connected to the emitter and base of the transistor Q11, respectively, and its collector is connected to the other end of the capacitor C12 of the rectifier circuit 12.
[0045]
The capacitor C6 is a capacitor for supplying a compensation current to the ground line, and is connected between the base end of the transistor Q11 and the ground line.
[0046]
The rectifier circuit 12 is a circuit that rectifies an AC voltage supplied from the AC power supply 5 and supplies a DC voltage to the amplifier circuit 14. As shown in FIG. 3, the rectifier circuit 12 includes diodes D11, D12, D13, capacitors C11, C12, a resistor R1, and a transistor Q13. The rectifier circuit 12 is constituted by a full-wave 倍 voltage rectifier circuit that converts the supplied AC voltage into a DC output voltage having a voltage level １ ／ the peak level.
[0047]
Diodes D11 and D12 and capacitors C11 and C12 form a series circuit. That is, the anode of the diode D11 is connected to the line E1, and the cathode of the diode D11 is connected to one end of the capacitor C11. The other end of the capacitor C11 is connected to the anode of the diode D12, and the cathode of the diode D12 is connected to one end of the capacitor C12. The other end of the capacitor C12 is connected to the line E2. Further, the amplifier circuit 14 is connected to both ends of the capacitor C12.
[0048]
The transistor Q13 is a PNP-type bipolar transistor, and has its base connected to the anode of the diode D11 via the resistor R1. The collector is connected to a connection point between the cathode of the diode D12 and one end of the capacitor C12, and the emitter is connected to a connection point between the cathode of the diode D11 and one end of the capacitor C11.
[0049]
The transistor Q13 functions as a connection switch, and when turned on, connects one end of the capacitor C11 and one end of the capacitor C12 to move the electric charge accumulated in the capacitor C11 to the capacitor C12.
The resistor R1 controls a base current for turning on and off the transistor Q13 based on a voltage applied to the diode D11.
[0050]
The diode D13 is for circulating the current flowing through the capacitor C12 to the other end of the capacitor C11 when the transistor Q13 is turned on. The diode D13 has a cathode connected to the other end of the capacitor C11 and an anode connected to the capacitor C12. Is connected to the other end.
[0051]
Next, the operation of the power conversion device according to the present embodiment will be described.
The AC power supply 5 supplies AC power to the rectifying and smoothing circuit unit 2 via the noise filter unit 1 and the zero-phase current transformer 13. The rectifier circuit 11 rectifies the AC voltage supplied from the AC power supply 5, and the capacitor C5 smoothes the pulsating flow of the rectified voltage output from the rectifier circuit 11.
[0052]
The power conversion circuit unit 3 converts the DC power smoothed by the capacitor C5 into DC power of a predetermined voltage by switching a switching element included in the forward converter, and supplies the DC voltage to the load R0. .
[0053]
Further, in the power conversion circuit unit 3, there is a capacitance including a stray capacitance between the ground, and switching noise generated by switching of the switching element becomes a high-frequency leakage current via the capacitance. It flows to the ground line.
[0054]
When this noise propagates to the lines E1 and E2 via the ground line and the AC power supply 5, a leakage current flows to the ground line via the capacitors C3 and C4. Due to the propagation of noise, a current imbalance occurs between the lines E1 and E2.
[0055]
The noise reduction circuit unit 4 detects the leakage current due to the unbalance, generates a compensation current for canceling the leakage current, and supplies the compensation current to the ground line via the capacitor C6.
[0056]
The operation of the noise reduction circuit unit 4 will be described.
The current imbalance between the lines E1 and E2 appears as a difference between the currents flowing through the lines E1 and E2, and the difference between the currents causes the primary winding n11 of the zero-phase current transformer 13 to have a primary current. I 1 Flows. The secondary winding n21 of the zero-phase current transformer 13 has a primary current I 1 Current I based on 2 Is induced.
[0057]
Current I 2 In the positive half cycle, the transistor Q12 of the amplifier circuit 14 turns off and the transistor Q11 turns on. When the transistor Q11 is turned on, a current path is formed from the rectifier circuit 12 to the collector and the emitter of the transistor Q11, the zero-phase current transformer 13 (secondary winding n21), the capacitor C6, and the ground line. Current I induced in the secondary winding n21 of FIG. 2 Flows through this current path.
[0058]
The current flowing in the current path shunts from the current path and flows to the base of the transistor Q11. The emitter potential of the transistor Q11 changes according to the amount of current flowing to the capacitor C6, and the emitter potential controls the amount of base current of the transistor Q11. The collector current of transistor Q11 is controlled according to the amount of the base current. Thus, the current I induced in the secondary winding n21 2 Will be amplified.
[0059]
Current I 2 In the negative half cycle, transistor Q11 turns off and transistor Q12 turns on. When the transistor Q12 is turned on, a current path is formed from the capacitor C6 to the zero-phase current transformer 13 (secondary winding n21), the emitter and collector of the transistor Q12, the rectifier circuit 12, and the ground line. 2 Flows through this current path.
[0060]
Then, the current shunted from this current path flows to the base of the transistor Q12. The amount of the base current is controlled according to the emitter potential of the transistor Q12, and the collector current is controlled so that the current I 2 Are amplified as in the positive half cycle.
[0061]
The amount of current of the current amplified by the amplifier circuit 14 is sufficiently larger than the amplification factor of the transistors Q11 and Q12 and is equal to the leakage current if the amplification factor of the amplifier circuit 14 is 1. Also, the direction of this current is opposite to the leakage current. By supplying this current as a compensation current to the ground line via the capacitor C6, the leakage current is cancelled, and the common mode noise transmitted from the AC power supply 5 through the lines E1 and E2 is reduced.
[0062]
The rectifier circuit 12 rectifies and smoothes the AC voltage supplied from the AC power supply 5 and converts the AC voltage into a 1 / 2-fold DC voltage in order to apply a DC voltage to the amplifier circuit 14.
In FIG. 3, when the AC voltage of the AC power supply 5 becomes equal to or higher than the voltage level between one end of the capacitor C11 and the other end of the capacitor C12, the diode D11 is positively biased. Further, since the base potential of the transistor Q13 becomes higher than the emitter potential, the transistor Q13 is turned off. When the voltage level of the AC voltage of the AC power supply 5 becomes lower than the voltage level between one end of the capacitor C11 and the other end of the capacitor C12, the diode D11 is reverse-biased. Since the base potential of the transistor Q13 is lower than the emitter potential, the base current of the transistor Q13 flows from the base to the line E1 via the resistor R1, and the transistor Q13 turns on.
[0063]
The operation of the rectifier circuit 12 in this case will be described with reference to FIGS. In FIG. 4, the load RL corresponds to the amplifier circuit 14, and the switch S1 corresponds to the transistor Q13. The voltage detector 21 detects a voltage applied to the diode D11, and the switch controller 22 controls opening and closing of the switch S1 according to the voltage detected by the voltage detector 21. The resistor R1 shown in FIG. 3 corresponds to the voltage detector 21 and the switch controller 22. The waveform shown in FIG. 5 is a waveform when the potential of the input terminal Pin0 is 0 (reference).
[0064]
As shown in FIG. 5A, when the AC voltage Vac becomes equal to or higher than the voltage level between one end of the capacitor C11 and the other end of the capacitor C12 (period t2), the diode D11 is positively biased and conducts. The voltage detection unit 21 detects the voltage applied to the diode D11, and when the AC voltage Vac becomes equal to or higher than the voltage level between one end of the capacitor C11 and the other end of the capacitor C12, the switch control unit 22 performs the operation shown in FIG. The switch S1 is opened as shown in FIG. When the diode D11 conducts and a positive voltage is applied to the capacitors C11 and C12, a current from one end of the AC power supply 5 is supplied from the terminal Pin1, and the diode D11, the capacitor C11, the diode D12, It flows to the other end of the AC power supply 5 via the capacitor C12 and the terminal Pin0. As a result, the capacitors C11 and C12 are each charged with half the peak level of the AC voltage Vac, and charges are accumulated in the capacitors C11 and C12.
[0065]
As shown by a period t1 in FIG. 5A, when the AC voltage Vac decreases and becomes lower than the voltage level between one end of the capacitor C11 and the other end of the capacitor C12, the diode D11 is reverse-biased and becomes non-conductive. Become. The switch control unit 22 closes the switch S1 according to the voltage detected by the voltage detection unit 21, as shown in FIG. When the switch S1 is closed, a current Is1 as shown in FIG. 5C flows from one end of the capacitor C11 to the other end of the capacitor C11 via the switch S1, the capacitor C12, and the diode D13. As a result, the electric charge accumulated in the capacitor C11 moves to the capacitor C12, and the voltage levels of the capacitors C11 and C12 become equal, and the respective voltage levels become the voltage level which is １ ／ of the peak level of the AC voltage Vac. Become.
[0066]
In this case, the voltage applied to the switch S1 is the same as the level of the voltage applied between one end of the capacitor C11 and the other end of the capacitor C12, and is a voltage having a voltage level that is half the peak level of the AC voltage Vac. It becomes.
[0067]
Then, the voltage applied between one end of the capacitor C11 and the other end of the capacitor C12 becomes the output voltage Vout, and the AC voltage Vac is applied to the load RL connected to both ends of the capacitor C12 regardless of whether the switch S1 is opened or closed. , A DC output voltage Vout having a voltage level of of the peak level is always applied.
[0068]
As described above, according to the present embodiment, during the period when the AC voltage Vac is equal to or higher than the voltage level (output voltage Vout) between one end of the capacitor C11 and the other end of the capacitor C12, the capacitors C11 and C12 are switched off. , Each of which is charged with a voltage that is half the AC voltage Vac. Then, during a period when the AC voltage Vac is lower than the voltage level between one end of the capacitor C11 and the other end of the capacitor C12, the switch S1 (transistor Q13) is closed so that the capacitors C11 and C12 have the same potential. Therefore, it is possible to efficiently obtain an output voltage having a voltage level that is half the AC voltage Vac without using a resistor that consumes power. In addition, since the AC voltage Vac is reduced without using an inverter or the like, the rectifier circuit 12 is downsized, and the configuration is simple, so that the cost is reduced.
[0069]
Further, the voltage applied to both ends of the switch S1 is also １ ／ of the peak level of the AC voltage Vac, and a semiconductor element such as a transistor used as the switch S1 having a low withstand voltage can be used. In particular, in the case of an AC link (AC input, AC output) noise reduction device, a low level voltage is required in the device. Conventionally, a separate power supply has been provided, or the rectified output voltage has been dropped by a resistor or the like. In such a method, the equipment becomes expensive and the loss increases. However, by providing the noise reduction circuit unit 4 with the rectifier circuit 12 constituted by the 整流 voltage rectifier circuit, these disadvantages can be improved.
[0070]
Further, since the load RL is configured to be constantly connected to the capacitor C12, the output voltage is applied from the capacitor C12 to the load RL even during a period in which the diode D11 is reverse-biased and the capacitors C11 and C12 are not charged. That is, it is possible to apply an output voltage of a half level of the AC voltage Vac to the load RL over one cycle of the AC voltage Vac.
[0071]
In carrying out the present invention, various modes are conceivable, and the present invention is not limited to the above embodiments.
For example, the rectifier circuit 12 may be configured to be able to switch between a 1-fold voltage and a 1 / 2-fold voltage of the AC voltage Vac. FIG. 6 shows the configuration.
[0072]
As shown in FIG. 6, the rectifier circuit 12 includes a switch S11 and a switch control unit 23. The switch S11 is for short-circuiting both ends of the diode D13. One end of the switch S11 is connected to the cathode of the diode D13, and the other end is connected to the anode.
The switch control unit 23 opens and closes the switch S11 according to the AC voltage Vac of the AC power supply 5. For example, the switch control unit 23 closes the switch S11 when the AC voltage Vac of the AC power supply 5 is 100V, and opens the switch S11 when the AC voltage Vac is 200V.
[0073]
When the AC voltage Vac of the AC power supply 5 is 200 V, the switch control unit 23 opens the switch S11. When the switch S11 is opened, the output voltage Vout becomes about 141 V, which is の of the peak level of the AC voltage Vac.
When the AC voltage Vac is 100 V, the switch control unit 23 closes the switch S11. When the switch S11 is closed, the diode D13 is short-circuited, and a current from the AC power supply 5 flows to the terminal Pin0 via the diode D11, the capacitor C11, and the switch S11 during a period when the AC voltage Vac is equal to or higher than the output voltage Vout. . For this reason, the capacitor C11 is charged at the peak level of the AC voltage Vac, and the output voltage Vout similarly becomes about 141V.
[0074]
As described above, the switch control unit 23 controls the opening and closing of the switch S11 based on the voltage level of the AC voltage Vac, so that the output voltage Vout of the same voltage level even when the voltage level of the AC voltage Vac becomes 200 V or 100 V. Can be obtained. Note that the switch S11 may be manually switched without the switch control unit 23.
[0075]
Also, the AC voltage Vac from the AC power supply 5 can be full-wave rectified. FIG. 7 shows the configuration. In order to perform full-wave rectification of the AC voltage Vac, the rectification circuit 12 includes a full-wave rectification unit 24 as shown in FIG.
[0076]
The full-wave rectifier 24 is a circuit that performs full-wave rectification on the AC voltage Vac supplied to the input terminal and outputs a rectified voltage that is full-wave rectified from the output terminal, and includes, for example, four diodes. A bridge circuit is used.
[0077]
Both input terminals on the voltage supply side of the full-wave rectifier 24 are connected to terminals Pin1 and Pin0. The anode of the diode D11 is connected to the positive (+) output terminal, and the other end of the capacitor C12 and the anode of the diode D13 are connected to the negative (-) output terminal.
[0078]
FIG. 8 shows the operation of the rectifier circuit 12 configured as described above.
An AC voltage Vac as shown in FIG. 8A is supplied from the AC power supply 5 to the full-wave rectifier 24. The full-wave rectifier 24 performs full-wave rectification on the AC voltage Vac and outputs a rectified voltage Vrec as shown in FIG.
[0079]
The switch control unit 22 opens the switch S1 during a period t11 when the rectified voltage Vrec is equal to or higher than the voltage level (output voltage Vout) between one end of the capacitor C11 and the other end of the capacitor C12, and the rectified voltage Vrec is set to the value of the capacitor C11. The switch S1 is closed during a period t12 when the voltage level is lower than the voltage level between one end and the other end of the capacitor C12.
[0080]
By performing the full-wave rectification, the switch S1 is turned on and off at a half cycle as compared with the case of the half-wave rectification as shown in FIG. 8C, and the capacitors C11 and C12 are turned on and off as shown in FIG. ), The charge / discharge is performed at a half cycle as compared with the case of the half-wave rectification.
[0081]
In addition, the voltage level of the output voltage Vout can be set to 倍 of the peak level of the AC voltage Vac. FIG. 9 shows the configuration.
The anode of the diode D21 is connected to one end of the AC power supply 5 via the terminal Pin1. One end of a capacitor C21 is connected to the cathode of the diode D21. The other end of the capacitor C21 is connected to the anode of the diode D22, and the cathode of the diode D22 is connected to one end of the capacitor C22. The other end of the capacitor C22 is connected to the anode of the diode D23, and the cathode of the diode D23 is connected to one end of the capacitor C23. Then, the other end of the capacitor C23 is connected to the other end of the AC power supply 5 via the terminal Pin0.
[0082]
The connection switch includes two switches S1 and S2 connected in series. One end of the switch S1 is connected to one end of the capacitor C21, and a connection point between the switch S1 and the switch S2 is connected to one end of the capacitor C22. The other end of the switch S2 is connected to one end of the capacitor C23.
[0083]
A circulating circuit that circulates the current flowing through the capacitor C23 to the other end of each of the capacitors C21 and C22 is configured by connecting the diodes D24 and D25 in series. That is, the cathode of the diode D24 is connected to the other end of the capacitor C21. The cathode of the diode D25 is connected to the anode of the diode D24 and the other end of the capacitor C22. Then, the anode of the diode D24 is connected to the other end of the capacitor C23.
[0084]
When the voltage level of the AC voltage Vac is equal to or higher than the voltage level between one end of the capacitor C21 and the other end of the capacitor C23 (the voltage level of the output voltage Vout), the switch control unit 22 opens both the switches S1 and S2, When the voltage level of the voltage Vac becomes lower than the voltage level between one end of the capacitor C21 and the other end of the capacitor C23, the switches S1 and S2 are both closed.
[0085]
When the switches S1 and S2 are opened, the capacitors C21, C22, and C23 are connected in series to both ends of the AC power supply 5, so that the capacitors C21, C22, and C23 are each charged with 1/3 times the AC voltage Vac. You.
[0086]
Since the load RL is connected to both ends of the capacitor C23, the output voltage Vout is applied to the load RL even when the switches S1 and S2 are opened. Further, since the capacitor C23 is charged with a voltage 1/3 times the AC voltage Vac, the output voltage Vout having a voltage level 1/3 times the peak level of the AC voltage Vac is applied to the load RL.
[0087]
When the switches S1 and S2 are closed, one ends of the capacitors C21, C22, and C23 have the same potential. If the forward voltages of the diodes D24 and D25 are ignored, the other ends of the capacitors C21, C22 and C23 have the same potential. Therefore, during this period, the capacitor C23 is charged by the charges of the capacitors C21 and C22. Further, an output voltage that is １ ／ of the AC voltage Vac is applied to the load RL by the capacitors C21, C22, and C23.
[0088]
As described above, since the three capacitors C21 to C23 are connected in series via the diode D21 and the diodes D22 and D23 to both ends of the AC power supply 5, the voltage which is 1/3 of the peak level of the AC voltage Vac is applied. A level output voltage Vout can be obtained. Therefore, the output voltage Vout applied to the load RL can be further reduced.
[0089]
Further, a diode can be used instead of the switch S2. The configuration is shown in FIG. The connection switch includes a switch S1 and a diode D26. One end of the switch S1 is connected to one end of the capacitor C21, and the other end is connected to one end of the capacitor C23. The cathode of the diode D26 is connected to one end of the switch S1, and the anode is connected to one end of the capacitor C22.
[0090]
As described above, by using the diode D26 as the connection switch, the circuit configuration can be simplified.
[0091]
Further, the voltage level of the output voltage Vout can be set to 1 / n times the peak level of the AC voltage Vac by using n capacitors connected in series. The configuration is shown in FIGS.
First, FIG. 11 shows a circuit configuration similar to the circuit configuration shown in FIG. 4, in which n (n is an integer of n> 1) capacitors are connected in series.
In FIG. 11, a series circuit is formed by diodes Dx (1) to Dx (n) and capacitors Cx (1) to Cx (n). That is, the anode of the rectifier diode Dx (1) is connected to one end of the AC power supply 5, and the capacitor Cx (m) is connected to the cathode of the rectifier diode Dx (m) (m is an integer of 1 ≦ m ≦ (n−2)). One end is connected. Then, the other end of the capacitor Cx (n) is connected to the other end of the AC power supply 5.
[0092]
The connection switch is configured by connecting (n-1) switches S (1) to S (n-1) in series, and the switch S (m) and the switch S (m) are connected to one end of the capacitor Cx (m + 1). The connection point with (m + 1) is connected.
[0093]
A circulating circuit that circulates a current flowing through the capacitor Cx (n) to the other end of each of the capacitors Cx (1) to Cx (n-1) is a diode series circuit including diodes Dy (1) to Dy (n-1). It is constituted by. The cathode of the diode Dy (m) is connected to the other end of the capacitor Cx (m), the cathode of the diode Dy (m + 1) is connected to the anode of the diode Dy (m), and the anode of the diode Dy (n-1) is Connected to the other end of capacitor Cx (n).
[0094]
A diode parallel circuit in which diodes are connected in parallel can also be used in this circulation circuit. FIG. 12 shows the configuration. (N-1) diodes Dy (1) to Dy (n-1) are connected in parallel. The cathode of the diode Dy (m) is connected to the other end of the capacitor Cx (m), and the anodes of the diodes Dy (1) to Dy (n-1) are connected to the other end of the capacitor Cx (n). .
[0095]
Also, a diode can be used instead of the switches S (2) to S (n-1). FIG. 13 shows the configuration. In FIG. 13, one end of a switch S (1) is connected to one end of a capacitor Cx (1), and the other end is connected to one end of a capacitor Cx (n). Each cathode of the diode Dz (m) is connected to one end of the switch S (1), and each anode is connected to one end of the capacitor Cx (m + 1).
[0096]
With the circuit configuration shown in FIGS. 11 to 13, a positive output voltage Vout having a voltage level 1 / n times the peak level of the AC voltage Vac can be obtained.
[0097]
Further, it is possible to configure so that not only the positive output voltage Vout but also the negative output voltage Vout can be obtained. The configuration is shown in FIGS.
[0098]
First, the rectifier circuit 12 shown in FIG. 14 is an application of the circuit shown in FIG. 11, and includes diodes Dx (1) to Dx (n) forming a series circuit, and a diode Dy forming a diode series circuit of a freewheeling circuit. The directions of (1) to Dy (n-1) are reversed from the directions of the diodes of the rectifier circuit 12 shown in FIG.
[0099]
In such a configuration, as shown in FIG. 15, during the period t1, the voltage level of the AC voltage Vac is changed to the voltage level (output voltage Vout) between one end of the capacitor Cx (1) and the other end of the capacitor Cx (n). Voltage level) or more, the voltage detector 21 detects the positive bias of the diode Dx (1), and as shown in FIG. 15B, the switch controller 22 switches S (1) to S (1). Open n-1). When the switches S (1) to S (n-1) are opened, as shown in FIG. 15C, the potential at the other end of the capacitor Cx (n) is set to 0, and the capacitors Cx (1) to Cx (n) are set. Is charged with a negative voltage of 1 / n of the peak level of the AC voltage Vac, and charges are stored in the capacitors Cx (1) to Cx (n).
[0100]
In the period t2, when the voltage level of the AC voltage Vac becomes lower than the voltage level between one end of the capacitor Cx (1) and the other end of the capacitor Cx (n), the voltage detection unit 21 reverse biases the diode Dx (1). , The switch control unit 22 closes the switches S (1) to S (n-1) as shown in FIG. When the switches S (1) to S (n-1) are closed, the charges stored in the capacitors Cx (1) to Cx (n-1) move to the capacitor Cx (n), and the capacitors Cx (n) Charged.
Therefore, a negative output voltage Vout of 1 / n of the peak level of the AC voltage Vac is obtained, and the negative output voltage Vout is applied to the load RL.
[0101]
The rectifier circuit 12 may have a circuit configuration as shown in FIG. 16 in order to obtain a negative output voltage Vout having a voltage level 1 / n times the peak level of the AC voltage Vac.
The rectifier circuit 12 shown in FIG. 16 is an application of the circuit shown in FIG. 12, and includes diodes Dx (1) to Dx (n) forming a series circuit and a diode Dy (forming a diode parallel circuit of a freewheeling circuit. The directions of 1) to Dy (n-1) are reversed from the directions of the diodes of the rectifier circuit 12 shown in FIG.
[0102]
In addition, the rectifier circuit 12 may have a circuit configuration as shown in FIG.
The rectifier circuit 12 shown in FIG. 17 is an application of the rectifier circuit 12 shown in FIG. 13, and includes diodes Dx (1) to Dx (n) forming a series circuit and a diode Dy forming a diode parallel circuit of a freewheeling circuit. The directions of (1) to Dy (n-1) and the diodes Dz (1) to Dz (n-2) constituting the connection switch are reversed from the directions of the diodes of the rectifier circuit 12 shown in FIG.
[0103]
Even if the rectifier circuit 12 is configured as shown in FIGS. 16 and 17, a negative output voltage Vout having a voltage level 1 / n times the peak level of the AC voltage Vac can be obtained.
[0104]
In FIGS. 11 to 14, 16 and 17, a switch S11 as shown in FIG. 6 can be connected in parallel with the diodes Dy (1) to Dy (n-1). In this way, the voltage level of the output voltage Vout can be adjusted in 1 / n units.
[0105]
The switch control unit 22 controls opening and closing of the switches S (1) to S (n-1) based on the forward voltage of the diode Dx (1) detected by the voltage detection unit 21. However, it is also possible to detect the current flowing through the diode Dx (1) and control the opening and closing of the switches S (1) to S (n-1) based on the detected current. The switches S (1) to S (n−) are provided with a photocoupler, detect a potential difference between the AC voltage Vac and the output voltage Vout, and supply the detected potential difference to the switch control unit 22 via the photocoupler. The opening and closing of 1) can also be controlled. Opening and closing of the switches S (1) to S (n-1) can be controlled based on an external control signal.
[0106]
In the circuit configuration shown in FIG. 3, a BJT (Bipolar Unijunction Transistor) can be used as the transistor Q13. Further, an NPN transistor can be used instead of the PNP transistor. Further, the transistor can be formed not only by one element but also by a plurality of Darlington-connected transistors, for example. Further, the transistor is not limited to a bipolar transistor, and a field effect transistor, a thyristor, or the like can be used.
[0107]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, when rectifying an AC voltage, energy loss can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a power conversion device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram showing a configuration of a zero-phase current transformer of FIG.
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a detailed configuration of a noise reduction circuit unit in FIG. 1;
FIG. 4 is a circuit diagram for explaining an operation of the 1/2 voltage rectifier circuit of FIG. 1;
FIG. 5 is a signal waveform diagram illustrating an operation of the 倍 voltage rectifier circuit of FIG. 4;
FIG. 6 is a circuit diagram showing a circuit configuration of a 1/2 voltage rectifier circuit that switches an output voltage to 1 time and 1/2 time of an AC voltage.
FIG. 7 is a circuit diagram showing a circuit configuration of a 倍 voltage rectifier circuit (full-wave rectification).
8 is a signal waveform diagram illustrating an operation of the rectifier circuit of FIG.
FIG. 9 is a circuit diagram showing a circuit configuration of a 1/3 voltage rectifier circuit.
FIG. 10 is a circuit diagram showing another circuit configuration of the 1/3 voltage rectifier circuit.
FIG. 11 is a circuit diagram showing a circuit configuration of a 1 / n-fold voltage rectifier circuit for obtaining a positive DC output voltage.
FIG. 12 is a circuit diagram showing another circuit configuration of a 1 / n-fold voltage rectifier circuit for obtaining a positive DC output voltage.
FIG. 13 is a circuit diagram showing still another circuit configuration of a 1 / n-fold voltage rectifier circuit for obtaining a positive DC output voltage.
FIG. 14 is a circuit diagram showing a circuit configuration of a 1 / n-fold voltage rectifier circuit for obtaining a negative DC output voltage.
FIG. 15 is a signal waveform diagram representing an operation of the rectifier circuit shown in FIG.
FIG. 16 is a circuit diagram showing another circuit configuration of a 1 / n-fold voltage rectifier circuit for obtaining a negative DC output voltage.
FIG. 17 is a circuit diagram showing still another circuit configuration of a 1 / n-fold voltage rectifier circuit for obtaining a negative DC output voltage.
[Explanation of symbols]
3 Power conversion circuit
4 Noise reduction circuit
12 Rectifier circuit
13 Zero-phase current transformer
14 Amplification circuit
21 Voltage detector
22, 23 switch control unit
24 Full-wave rectifier

Claims (19)

交流電源から印加された交流電圧を整流平滑し、整流平滑した直流電圧を負荷に印加する整流回路において、
前記交流電源の一端に第１の整流ダイオードの一端が接続され、前記第１の整流ダイオードの他端に第１のコンデンサの一端が接続され、同じ向きに順次、第２〜ｎの整流ダイオードと第２〜ｎのコンデンサとが交互に直列接続されて第ｎ（ｎはｎ＞１の整数）のコンデンサの他端が前記交流電源の他端に接続された直列回路と、
前記直列回路の第１のコンデンサの一端と第ｎのコンデンサの一端との間に接続され、閉じて前記直列回路の第１〜（ｎ−１）のコンデンサに蓄積された電荷を前記第ｎのコンデンサに供給するための接続スイッチと、
前記接続スイッチが閉じて前記第ｎのコンデンサに供給される電流を前記第１〜（ｎ−１）のコンデンサのそれぞれの他端へと環流する環流回路と、
前記交流電圧の電圧レベルと前記第１〜ｎのコンデンサの両端電圧の電圧レベルとを比較して、前記交流電圧が前記第１〜ｎのコンデンサの両端の電圧レベル以上になると前記接続スイッチを開き、前記交流電圧が前記第１〜ｎのコンデンサの両端の電圧レベル未満になると前記接続スイッチを閉じるように制御するスイッチ制御手段と、を備え、
前記第ｎのコンデンサの両端に前記負荷が接続され、前記負荷に交流電圧のピーク値の１／ｎ倍の直流電圧が印加されるように構成された、
ことを特徴とする整流回路。In a rectifier circuit for rectifying and smoothing an AC voltage applied from an AC power supply and applying a rectified and smoothed DC voltage to a load,
One end of a first rectifier diode is connected to one end of the AC power supply, and one end of a first capacitor is connected to the other end of the first rectifier diode. A series circuit in which second to n-th capacitors are alternately connected in series, and the other end of the n-th (n is an integer of n> 1) capacitor is connected to the other end of the AC power supply;
The charge connected between one end of the first capacitor of the series circuit and one end of the n-th capacitor and closed and stored in the first to (n-1) th capacitors of the series circuit is the n-th capacitor. A connection switch for supplying a capacitor;
A circulating circuit that closes the connection switch and circulates current supplied to the n-th capacitor to the other end of each of the first to (n-1) capacitors;
Comparing the voltage level of the AC voltage with the voltage level of the voltage between both ends of the first to n-th capacitors, the connection switch is opened when the AC voltage becomes equal to or higher than the voltage level of both ends of the first to n-th capacitors. Switch control means for controlling the connection switch to be closed when the AC voltage is lower than a voltage level between both ends of the first to n-th capacitors,
The load is connected to both ends of the n-th capacitor, and a DC voltage of 1 / n times the peak value of the AC voltage is applied to the load.
A rectifier circuit characterized in that: 前記直列回路は、前記交流電源の一端に前記第１の整流ダイオードの一端としてアノードが接続され、前記第１の整流ダイオードの他端としてカソードに前記第１のコンデンサの一端が接続され、同じ向きに順次、前記第２〜ｎの整流ダイオードと前記第２〜ｎのコンデンサとが交互に直列接続されて前記第ｎのコンデンサの他端が前記交流電源の他端に接続されることにより構成され、
前記直列回路の第ｎのコンデンサの他端の電位を０として、前記負荷に交流電圧のピーク値の１／ｎ倍の正の直流電圧が印加されるように構成された、
ことを特徴とする請求項１に記載の整流回路。In the series circuit, one end of the AC power supply is connected to an anode as one end of the first rectifier diode, and one end of the first capacitor is connected to a cathode as the other end of the first rectifier diode. Sequentially, the second to n-th rectifier diodes and the second to n-th capacitors are alternately connected in series, and the other end of the n-th capacitor is connected to the other end of the AC power supply. ,
The potential at the other end of the n-th capacitor of the series circuit is set to 0, and a positive DC voltage of 1 / n times the peak value of the AC voltage is applied to the load.
The rectifier circuit according to claim 1, wherein: 前記環流回路は、（ｎ−１）個の環流ダイオードが直列に接続されたダイオード直列回路からなり、
前記ダイオード直列回路は、第ｍ（ｍは１≦ｍ≦（ｎ−２）の整数）の環流ダイオードのカソードが前記直列回路の第ｍのコンデンサの他端に接続され、第（ｍ＋１）の環流ダイオードのカソードが前記第ｍの環流ダイオードのアノードが接続され、第（ｎ−１）の環流ダイオードのアノードが前記第ｎのコンデンサの他端に接続されるように構成されたものである、
ことを特徴とする請求項２に記載の整流回路。The reflux circuit comprises a diode series circuit in which (n-1) reflux diodes are connected in series,
In the diode series circuit, a cathode of an m-th (m is an integer of 1 ≦ m ≦ (n−2)) reflux diode is connected to the other end of the m-th capacitor of the series circuit, and an (m + 1) -th reflux current is generated. The cathode of the diode is connected to the anode of the m-th freewheeling diode, and the anode of the (n-1) th freewheeling diode is connected to the other end of the n-th capacitor.
The rectifier circuit according to claim 2, wherein: 前記環流回路は、（ｎ−１）個の環流ダイオードが並列に接続されたダイオード並列回路からなり、
前記ダイオード並列回路は、第ｍ（ｍは１≦ｍ≦（ｎ−２）の整数）の環流ダイオードのカソードが前記直列回路の第ｍのコンデンサの他端に接続され、前記第１〜ｎの環流ダイオードのアノードが前記第ｎのコンデンサの他端に接続されるように構成されたものである、
ことを特徴とする請求項２に記載の整流回路。The circulating circuit comprises a diode parallel circuit in which (n-1) circulating diodes are connected in parallel,
In the diode parallel circuit, a cathode of an m-th (m is an integer of 1 ≦ m ≦ (n−2)) reflux diode is connected to the other end of the m-th capacitor of the series circuit, An anode of the freewheeling diode is connected to the other end of the n-th capacitor,
The rectifier circuit according to claim 2, wherein: 前記直列回路は、前記交流電源の一端に前記第１の整流ダイオードの一端としてカソードが接続され、前記第１の整流ダイオードの他端としてアノードに前記第１のコンデンサの一端が接続され、同じ向きに順次、前記第２〜ｎの整流ダイオードと前記第２〜ｎのコンデンサとが交互に直列接続されて前記第ｎのコンデンサの他端が前記交流電源の他端に接続されることにより構成され、
前記直列回路の第ｎのコンデンサの他端の電位を０として、前記負荷に交流電圧のピーク値の１／ｎ倍の負の直流電圧が印加されるように構成された、
ことを特徴とする請求項１に記載の整流回路。In the series circuit, one end of the AC power supply is connected to a cathode as one end of the first rectifier diode, and one end of the first capacitor is connected to an anode as the other end of the first rectifier diode. Sequentially, the second to n-th rectifier diodes and the second to n-th capacitors are alternately connected in series, and the other end of the n-th capacitor is connected to the other end of the AC power supply. ,
The potential at the other end of the n-th capacitor of the series circuit is set to 0, and a negative DC voltage of 1 / n times the peak value of the AC voltage is applied to the load.
The rectifier circuit according to claim 1, wherein: 前記環流回路は、（ｎ−１）個の環流ダイオードが直列に接続されたダイオード直列回路からなり、
前記ダイオード直列回路は、第ｍ（ｍは１≦ｍ≦（ｎ−２）の整数）の環流ダイオードのアノードが前記直列回路の第ｍのコンデンサの他端に接続され、第（ｍ＋１）の環流ダイオードのアノードが第ｍの環流ダイオードのカソードに接続され、第（ｎ−１）の環流ダイオードのカソードが前記第ｎのコンデンサの他端に接続されるように構成されたものである、
ことを特徴とする請求項５に記載の整流回路。The reflux circuit comprises a diode series circuit in which (n-1) reflux diodes are connected in series,
In the diode series circuit, an anode of an m-th (m is an integer of 1 ≦ m ≦ (n−2)) reflux diode is connected to the other end of the m-th capacitor of the series circuit, and an (m + 1) -th reflux current is generated. The anode of the diode is connected to the cathode of the m-th freewheeling diode, and the cathode of the (n-1) th freewheeling diode is connected to the other end of the n-th capacitor.
The rectifier circuit according to claim 5, wherein: 前記環流回路は、（ｎ−１）個の環流ダイオードが並列に接続されたダイオード並列回路からなり、
前記ダイオード並列回路は、第ｍ（ｍは１≦ｍ≦（ｎ−２）の整数）の環流ダイオードのアノードが前記直列回路の第ｍのコンデンサの他端に接続され、前記第１〜ｎの環流ダイオードのカソードが前記第ｎのコンデンサの他端に接続されるように構成されたものである、
ことを特徴とする請求項５に記載の整流回路。The circulating circuit comprises a diode parallel circuit in which (n-1) circulating diodes are connected in parallel,
In the diode parallel circuit, an anode of an m-th (m is an integer of 1 ≦ m ≦ (n−2)) free-wheeling diode is connected to the other end of the m-th capacitor of the series circuit, A cathode of the freewheeling diode is connected to the other end of the n-th capacitor;
The rectifier circuit according to claim 5, wherein: 前記接続スイッチは、前記直列回路の第１のコンデンサの一端と第ｎのコンデンサの一端との間に、直列に接続された（ｎ−１）個のスイッチからなり、第ｍのスイッチと第（ｍ＋１）のスイッチとの接続点と、前記直列回路の第（ｍ＋１）のコンデンサの一端とが、それぞれ、接続されたものである、
ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の整流回路。The connection switch includes (n-1) switches connected in series between one end of a first capacitor and one end of an nth capacitor of the series circuit, and includes an mth switch and a ( a connection point with the (m + 1) -th switch and one end of the (m + 1) -th capacitor of the series circuit are connected, respectively.
The rectifier circuit according to claim 1, wherein: 前記接続スイッチは、
前記直列回路の第１のコンデンサの一端に一端が接続され、前記第ｎのコンデンサの一端に他端が接続されたスイッチと、
前記スイッチの一端にカソードが接続され、前記直列回路の第（ｍ＋１）のコンデンサの一端にアノードが接続された（ｎ−１）個の充電ダイオードと、からなる、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の整流回路。The connection switch,
A switch having one end connected to one end of a first capacitor of the series circuit and the other end connected to one end of the n-th capacitor;
(N-1) charging diodes having a cathode connected to one end of the switch and an anode connected to one end of the (m + 1) th capacitor of the series circuit;
The rectifier circuit according to any one of claims 1 to 4, wherein: 前記接続スイッチは、
前記直列回路の第１のコンデンサの一端に一端が接続され、前記第ｎのコンデンサの一端に他端が接続されたスイッチと、
前記スイッチの一端にアノードが接続され、前記直列回路の第（ｍ＋１）のコンデンサの一端にカソードが接続された（ｎ−１）個の充電ダイオードと、からなる、
ことを特徴とする請求項１，５乃至７のいずれか１項に記載の整流回路。The connection switch,
A switch having one end connected to one end of a first capacitor of the series circuit and the other end connected to one end of the n-th capacitor;
(N-1) charging diodes having an anode connected to one end of the switch and a cathode connected to one end of the (m + 1) th capacitor of the series circuit,
The rectifier circuit according to any one of claims 1, 5 to 7, wherein: 前記環流回路は、交流電圧と直流電圧との電圧比が切り換えられるように、（ｎ−１）個の環流ダイオードのうちの少なくとも１つを短絡する短絡スイッチを備えた、
ことを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の整流回路。The reflux circuit includes a short-circuit switch that short-circuits at least one of the (n−1) reflux diodes so that a voltage ratio between an AC voltage and a DC voltage can be switched.
The rectifier circuit according to any one of claims 1 to 10, wherein: 前記交流電源の交流電圧に基づいて前記短絡スイッチを切り換えるスイッチ制御手段を備えた、
ことを特徴とする請求項１１に記載の整流回路。A switch control unit that switches the short-circuit switch based on an AC voltage of the AC power supply,
The rectifier circuit according to claim 11, wherein: 前記スイッチ制御手段は、前記直列回路の第１の整流ダイオードの順方向電圧を検出し、検出した順方向電圧に基づいて前記接続スイッチの開閉を制御する、
ことを特徴とする請求項１乃至１２のいずれか１項に記載の整流回路。The switch control means detects a forward voltage of a first rectifier diode of the series circuit, and controls opening and closing of the connection switch based on the detected forward voltage.
The rectifier circuit according to claim 1, wherein: 前記スイッチ制御手段は、前記直列回路に流れる電流を検出し、検出した電流に基づいて前記接続スイッチの開閉を制御する、
ことを特徴とする請求項１乃至１２のいずれか１項に記載の整流回路。The switch control unit detects a current flowing in the series circuit, and controls opening and closing of the connection switch based on the detected current.
The rectifier circuit according to claim 1, wherein: 前記接続スイッチは、エミッタが前記第１のコンデンサの一端に接続され、コレクタが前記第ｎのコンデンサの一端に接続されたトランジスタによって構成されたものである、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の整流回路。The connection switch is configured by a transistor having an emitter connected to one end of the first capacitor and a collector connected to one end of the n-th capacitor.
The rectifier circuit according to any one of claims 1 to 4, wherein: 前記スイッチ制御手段は、一端が前記第１の整流ダイオードのアノードに接続され、他端が前記トランジスタのベースに接続された抵抗によって構成されたものである、
ことを特徴とする請求項１５に記載の整流回路。The switch control means includes a resistor having one end connected to the anode of the first rectifier diode and the other end connected to the base of the transistor.
The rectifier circuit according to claim 15, wherein: 前記交流電源からの交流電圧を全波整流して、全波整流した整流電圧を前記直列回路の両端に印加する全波整流部を備えた、
ことを特徴とする請求項１乃至１６のいずれか１項に記載の整流回路。A full-wave rectification unit that performs full-wave rectification on the AC voltage from the AC power supply and applies a rectified voltage obtained by full-wave rectification to both ends of the series circuit.
The rectifier circuit according to claim 1, wherein: 所定の交流電源からの電力供給用の一対の電源線に伝播するノイズを低減するノイズ低減装置であって、
前記一対の電源線を１次巻線として、前記一対の電源線から接地線に漏れる漏れ電流を検出する変流器と、
前記変流器の１次巻線に流れる電流を増幅し、増幅した電流を、前記変流器よりも交流電源側で、接地線に、前記漏れ電流を相殺する方向に供給する増幅回路と、
前記交流電源から印加された交流電圧を整流平滑し、整流平滑した直流電圧を前記増幅回路の電源電圧として、前記増幅回路に印加する前記請求項１乃至１７のいずれか１項に記載の整流回路と、を備えた、
ことを特徴とするノイズ低減装置。A noise reduction device that reduces noise propagating to a pair of power supply lines for power supply from a predetermined AC power supply,
A current transformer that detects a leakage current leaking from the pair of power lines to a ground line, using the pair of power lines as a primary winding;
An amplifier circuit that amplifies a current flowing through a primary winding of the current transformer, and supplies the amplified current to a ground line on the AC power supply side of the current transformer in a direction to cancel the leakage current;
The rectifier circuit according to any one of claims 1 to 17, wherein the rectifier circuit rectifies and smoothes the AC voltage applied from the AC power supply, and applies the rectified and smoothed DC voltage as a power supply voltage of the amplifier circuit to the amplifier circuit. With,
A noise reduction device characterized by the above-mentioned. 交流電源からの供給された電力を、所定の電圧の電力に変換して電力供給対象に供給する変換部と、
前記交流電源から前記変換部への電力供給用の一対の電源線に伝播するノイズを低減する請求項１８に記載のノイズ低減装置と、を備えた、
ことを特徴とする電力変換装置。A converter that converts the power supplied from the AC power supply into power of a predetermined voltage and supplies the power to a power supply target,
19. The noise reduction device according to claim 18, which reduces noise propagating from the AC power supply to a pair of power supply lines for supplying power to the converter.
A power converter characterized by the above-mentioned.
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