【０００１】
【技術分野】
本発明は、ゼンマイが開放する時の機械エネルギを発電機で電気エネルギに変換し、その電気エネルギにより回転制御手段を作動させて発電機の回転周期を制御することにより、輪列に固定される指針を正確に駆動する電子制御式機械時計およびその制御方法に関する。
【０００２】
【背景技術】
ゼンマイが開放する時の機械エネルギを発電機で電気エネルギに変換し、その電気エネルギにより回転制御手段を作動させて発電機のコイルに流れる電流値を制御することにより、輪列に固定される指針を正確に駆動して正確に時刻を表示する電子制御式機械時計として、特公平７−１１９８１２号公報に記載されたものが知られている。
【０００３】
この電子制御式機械時計では、発電機のロータの回転に基づく信号をカウンタに入力し、一方で水晶発振器からの信号もカウンタに入力し、これらの各カウンタの値を比較し、その差に基づいて発電機を制御することでその回転速度を制御していた。このカウンタは、基準クロックパルス（Ｒｅｆパルス）と、発電機回転周期パルス（Ｇパルス）の位相差を比較してＧパルスが進みであればＵ／Ｄカウンタをダウンカウントし、遅れであればアップカウントしており、いわゆる積分カウンタで構成されていた。
【０００４】
そして、Ｒｅｆパルスの１周期間の時間を測定して得られた値と、積分カウンタで得られた値が一致した時点から発電機にブレーキがかかり、Ｒｅｆパルスの１周期間の時間測定が終了するまでブレーキが持続されていた。従って、積分カウンタの値は、ブレーキ開放時間を設定していることになる。つまり、積分カウンタの値には、目標速度（Ｒｅｆパルス）に対して、Ｇパルスの平均速度が一致するような、ブレーキ開放時間Ｎが積算されていた。すなわち、このシステムでは、積分制御を採用していた。
【０００５】
しかしながら、このような積分制御方式は、１周期毎に出力される信号をカウンタでカウントしながら比較するため、十分に長い時間にわたるロータの平均速度は設定された時間に調速することができ、平均的な調速運針が可能である反面、即座にはロータの回転速度を調整することができず、応答性が低いという問題があった。その上、ゼンマイの力とブレーキ制動力の力関係が目標の周波数に整定するまで、いくらかの位相偏差が生じてしまうという問題もあった。
【０００６】
すなわち、積分制御は、図２０のブロック線図で表すことができる。一般に発電機／電動機に使われる伝達関数は、１／ｓ（ｓＴ＋１）となることが知られている。これは、図２０に示すように、１／（ｓＴ＋１）の１次遅れの伝達関数１０１と、１／ｓの積分項１０２によって構成されている。従って、制御対象である発電機自身に積分要素が含まれていることになる。この制御対象に積分制御のみを行った場合を想定したボード線図を図２１，２２に示す。
【０００７】
これらのボード線図において、回転制御が安定する条件としては、位相余裕つまり利得０ｄｂ（ゲイン交点）時の位相が−１８０゜よりも進みであることと、ゲイン余裕つまり位相−１８０゜（位相交点）時の利得が０ｄｂ以下であることが必要である。
【０００８】
しかしながら、積分制御だけの場合、図２１に示すように、制御対象で−９０゜、積分制御によってさらに−９０゜位相が遅れるため、−１８０゜近辺の位相特性となっている。このため、積分制御だけでは、位相余裕やゲイン余裕が取れないため、安定した制御が難しくなる。このため、特公平７−１１９８１２号公報の時計では、かなり低い周波数で制御しなければならず、０．０１６Ｈｚ以下程度の応答性となってしまう。
【０００９】
また、仮に、積分カウンタのゲインを１００倍にした場合を図２２に示す。この場合も、位相余裕は−１８０゜より遅れとなり、安定した制御は期待できない。
【００１０】
以上のデータからも明らかなように、従来の積分制御のみでの制御では、平均した調速は可能であるが、位相偏差が解消されないという問題点があった。
【００１１】
また、制御の応答性が遅いため、腕時計において腕を振って加速度が発生した場合のような急激な外乱に対してほとんど対応できないという問題もあった。
【００１２】
本発明の目的は、位相偏差も解消でき、かつ制御システムの応答性が速い電子制御式機械時計およびその制御方法を提供することにある。
【００１３】
【発明の開示】
本発明の電子制御式機械時計は、機械的エネルギ源と、輪列を介して連結される前記機械的エネルギ源によって駆動されて誘起電力を発生して電気的エネルギを供給する発電機と、この発電機にブレーキを掛けるブレーキ回路と、前記輪列に結合された指針と、前記ブレーキ回路を制御して前記発電機の回転周期を制御する回転制御手段とを備える電子制御式機械時計において、
前記発電機からは交流出力が出力され、昇圧、整流されることを特徴とするものである。
【００１４】
本発明の電子制御式機械時計は、機械的エネルギ源と、輪列を介して連結される前記機械的エネルギ源によって駆動されて誘起電力を発生して電気的エネルギを供給する発電機と、この発電機にブレーキを掛けるブレーキ回路と、前記輪列に結合された指針と、前記ブレーキ回路を制御して前記発電機の回転周期を制御する回転制御手段とを備える電子制御式機械時計において、前記回転制御手段は、前記発電機の回転信号を発生する回転検出手段と、目標回転数に対応した目標信号を発生する目標信号発生手段と、前記回転検出手段より出力される回転信号と前記目標信号発生手段より出力される目標信号との位相差を検出して前記ブレーキ回路のブレーキ制御信号となる位相差補償信号を出力する位相差補償手段と、を備えたことを特徴とするものである。
【００１５】
本発明の電子制御式機械時計は、指針及び発電機をゼンマイ等の機械的エネルギ源で駆動し、発電機にブレーキをかけることでロータつまりは指針の回転数を調速する。この際、発電機の回転信号と、時計の時間標準信号等の目標信号との位相を比較し、その位相差に基づいて発電機のブレーキ回路にブレーキ制御信号を入力しているので、いわゆる位相同期回路制御（ＰＬＬ制御）を電子制御式機械時計において実現できる。このため、１周期毎の発電波形を比較してブレーキレベルを設定できるため、一旦ロックレンジに引き込めば、発電波形が瞬時に大きく変動することがない限り、応答性の速い安定した制御システムを実現することができる上、位相偏差も無くすことができる。
【００１６】
この際、前記発電機およびブレーキ回路により電圧制御発振器（ＶＣＯ）が構成され、前記位相差補償手段は、前記回転信号および目標信号の位相を比較する位相比較回路と、この位相比較回路の出力に基づいて前記ブレーキ回路を制御する位相差補償信号を前記電圧制御発振器に入力するブレーキ制御手段とを備えて構成されていることが好ましい。
【００１７】
この際、前記回転制御手段は、前記電圧制御発振器の出力波形を矩形波パルスに変換して前記位相比較回路に出力する波形整形回路を備えていることが好ましい。
【００１８】
電圧制御発振器における出力波形は、その制御方式などに応じて変化するが、前記波形整形回路を備えていれば、その出力波形の相違部分を吸収でき、位相比較回路には電圧制御発振器における出力波形に関係無く、時間標準信号と比較可能な矩形波パルスを出力できるため、位相比較回路等を共通化することができ、部品コストを低減できる。
【００１９】
また、前記回転制御手段は、前記電圧制御発振器の出力信号の周波数を速度に変換する周波数／速度変換器を備え、前記ブレーキ制御回路は、前記位相比較回路の出力および前記周波数／速度変換器の出力に基づいて前記ブレーキ回路を制御する信号を出力可能に構成されていることが好ましい。
【００２０】
周波数／速度変換器を設ければ、制御回路における時定数を小さくすることができ、応答性をより向上することができる。
【００２１】
さらに、前記位相差補償手段は、位相差検出手段と、この位相差検出手段の出力を受ける補償信号発生手段とを含み、前記回転信号と目標信号は繰り返しパルス波形であり、前記位相差検出手段は、各信号の立ち上がり、または、立ち下がりの数を積算するカウンタを備えて構成され、このカウンタは、前記目標信号の立ち上がり、または、立ち下がりで加算または減算され、前記回転信号の立ち上がり、または、立ち下がりで減算または加算され、かつカウンタの出力を位相差信号として前記補償信号発生手段に出力することを特徴とするものであることが好ましい。
【００２２】
位相差検出手段をカウンタで構成すれば、回路構成を簡単にでき、コストも低減できる。さらに、複数のカウンタ値を保持可能なカウンタを用いることができるので、広い範囲で位相差を検出でき、位相差が累積された場合でもその累積値を保持することができるため、累積の位相差に応じた制御を行うことができ、より正確な調速制御を行うことができる。
【００２３】
この際、前記位相差検出手段は、回転信号および目標信号の位相偏差時間の積算値をカウントする積分カウンタと、位相偏差時間をカウントする比例カウンタと、目標信号に対する回転信号の位相偏差の進みまたは遅れに応じて各カウンタ値を加算または減算する加算器とを含むことが好ましい。
【００２４】
本発明の電子制御式機械時計の制御方法は、機械的エネルギ源と、輪列を介して連結される前記機械的エネルギ源によって駆動されて誘起電力を発生して電気的エネルギを供給する発電機と、この発電機にブレーキを掛けるブレーキ回路と、前記輪列に結合された指針と、前記ブレーキ回路を制御して前記発電機の回転周期を制御する回転制御手段とを備える電子制御式機械時計の制御方法であって、
前記発電機からは交流出力が出力され、昇圧、整流されることを特徴とするものである。
【００２５】
本発明の電子制御式機械時計の制御方法は、機械的エネルギ源と、輪列を介して連結される前記機械的エネルギ源によって駆動されて誘起電力を発生して電気的エネルギを供給する発電機と、この発電機にブレーキを掛けるブレーキ回路と、前記輪列に結合された指針と、前記ブレーキ回路を制御して前記発電機の回転周期を制御する回転制御手段とを備える電子制御式機械時計の制御方法であって、前記発電機の回転信号と、目標回転数に対応して発生する目標信号とを比較してその位相差を検出し、この位相差に応じた位相差補償信号によって前記ブレーキ回路を制御することを特徴とするものである。
【００２６】
本発明においては、電子制御式機械時計を位相同期回路制御（ＰＬＬ制御）で制御できるため、位相偏差を無くすことができ、かつ応答性の速い安定した制御システムを実現することができる。
【００２７】
この際、前記回転信号および目標信号の位相偏差時間の積算値を積分カウンタでカウントするとともに、位相偏差時間を比例カウンタでカウントし、目標信号に対する回転信号の位相偏差の進みまたは遅れを判断し、その結果に応じて各カウンタ値を加算または減算してブレーキ時間を設定する位相差補償信号を算出し、この位相差補償信号で前記ブレーキ回路を制御することが好ましい。なお、ブレーキ時間の設定には、ブレーキを掛ける時間を直接設定する場合だけでなく、所定周期におけるブレーキを掛けないブレーキ開放時間を設定して間接的にブレーキを掛ける時間を設定する場合も含む。
【００２８】
【発明を実施するための最良の形態】
本発明をより詳細に説明するために、添付の図面に従ってこれを説明する。
【００２９】
図１は、本発明の第１ 実施形態の電子制御式機械時計の要部を示す平面図であり、図２及び図３はその断面図である。
【００３０】
電子制御式機械時計は、ゼンマイ１ａ、香箱歯車１ｂ、香箱真１ｃ及び香箱蓋１ｄからなる香箱車１を備えている。ゼンマイ１ａは、外端が香箱歯車１ｂ、内端が香箱真１ｃに固定される。香箱真１ｃは、地板２と輪列受３に支持され、角穴車４と一体で回転するように角穴ネジ５により固定されている。
【００３１】
角穴車４は、時計方向には回転するが反時計方向には回転しないように、こはぜ６と噛み合っている。なお、角穴車４ を時計方向に回転しゼンマイ１ａを巻く方法は、機械時計の自動巻または手巻機構と同様であるため、説明を省略する。
【００３２】
香箱歯車１ｂの回転は、７倍に増速されて二番車７へ、順次６．４倍増速されて三番車８へ、９．３７５倍増速されて四番車９へ、３倍増速されて五番車１０へ、１０倍増速されて六番車１１へ、１０倍増速されてロータ１２へと、合計１２６，０００倍に増速されている。
【００３３】
二番車７には筒かな７ａが、筒かな７ａには分針１３が、四番車９には秒針１４がそれぞれ固定されている。従って、二番車７を１ｒｐｈで、四番車９を１ｒｐｍで回転させるためには、ロータ１２は５ｒｐｓで回転するように制御すればよい。このときの香箱歯車１ｂは、１／７ｒｐｈとなる。
【００３４】
この電子制御式機械時計は、ロータ１２、ステータ１５、コイルブロック１６から構成される発電機２０を備えている。ロータ１２は、ロータ磁石１２ａ、ロータかな１２ｂ、ロータ慣性円板１２ｃから構成される。ロータ慣性円板１２ｃは、香箱車１からの駆動トルク変動に対しロータ１２の回転数変動を少なくするためのものである。ステータ１５は、ステータ体１５ａに４万ターンのステータコイル１５ｂを巻線したものである。
【００３５】
コイルブロック１６は、磁心１６ａに１１万ターンのコイル１６ｂを巻線したものである。ここで、ステータ体１５ａと磁心１６ａはＰＣパーマロイ等で構成されている。また、ステータコイル１５ｂとコイル１６ｂは、各々の発電電圧を加えた出力電圧がでるように直列に接続されている。
【００３６】
次に、電子制御式機械時計の制御回路について、図４〜９を参照して説明する。
【００３７】
図４には、本実施形態の機能を示すブロック図が示されている。
【００３８】
発電機２０からの交流出力は、昇圧整流、全波整流、半波整流、トランジスタ整流等からなる整流回路２１を通して昇圧、整流される。整流回路２１には、回転制御手段等の制御用ＩＣや水晶振動子等の負荷２２が接続されている。なお、図４では説明の便宜上、ＩＣ内に構成される各機能回路を負荷２２とは別に記載している。
【００３９】
発電機２０には、制動抵抗２３ＡおよびＮｃｈやＰｃｈのトランジスタ２３Ｂが直列に接続されて構成されたブレーキ回路２３が接続されている。この発電機２０およびブレーキ回路２３によってＶＣＯ（電圧制御発振器）２５が構成されている。なお、ブレーキ回路２３には、制動抵抗２３Ａのほかにダイオードを適宜挿入してもよい。
【００４０】
このＶＣＯ２５には、回転制御手段５０が接続されている。
【００４１】
回転制御手段５０は、発振回路５１、分周回路５２、ロータ１２の回転検出回路５３、位相比較回路（ＰＣ）５４、ローパスフィルタ（低域フィルタ：ＬＰＦ）５５、ブレーキ制御回路５６によって構成されている。
【００４２】
発振回路５１は水晶振動子５１Ａによる発振信号を出力し、この発振信号は分周回路５２によってある一定周期まで分周される。この分周信号は、例えば１０Ｈｚの時間標準信号（基準周期信号）ｆｓとして位相比較回路５４に出力されている。この時間標準信号（基準周期信号）ｆｓは、発電機２０の目標回転数となるため、発振回路５１および分周回路５２により目標回転数に対応した目標信号（時間標準信号ｆｓ）を発生する目標信号発生手段が構成されている。
【００４３】
回転検出回路５３は、ＶＣＯ２５の出力波形を発電機２０側に影響しないようにハイインピーダンスで受け、この出力を矩形波パルスｆｒに波形処理して位相比較回路５４に出力する。従って、この回転検出回路５３により、発電機２０の回転に同期した回転信号を発生する回転検出手段が構成されている。
【００４４】
位相比較回路５４は、分周回路５２からの時間標準信号ｆｓと、回転検出回路５３からの矩形波パルスｆｒとの位相を比較し、その差信号を出力する。この差信号はＬＰＦ５５で高周波成分が除去された後、ブレーキ制御手段であるブレーキ制御回路５６に入力される。
【００４５】
ブレーキ制御回路５６は、この信号に基づいてブレーキ回路２３の制御信号をＶＣＯ２５に入力する。これにより位相同期制御が実現されている。
【００４６】
従って、位相比較回路５４、ＬＰＦ５５、ブレーキ制御回路５６により、回転検出手段より出力される回転信号と前記目標信号発生手段より出力される目標信号との位相差を検出して前記ブレーキ回路２３のブレーキ制御信号となる位相差補償信号を出力する位相差補償手段が構成されている。
【００４７】
次に、本実施形態のより具体的な構成を図５に示す。
【００４８】
図に示すように、本実施形態では、ブレーキ回路２３としてチョッパ充電回路６０を用いている。チョッパ充電回路６０は、図６に示すように、発電機２０のコイル１５ｂ，１６ｂに接続された２つのコンパレータ６１，６２と、これらのコンパレータ６１，６２に比較基準電圧Ｖｒｅｆを供給する電源６３と、コンパレータ６１，６２の出力と、前記ブレーキ制御回路５６側からのクロック出力（制御信号）との論理和を出力するオア回路６４，６５と、前記コイル１５ｂ，１６ｂに接続されるとともに、オア回路６４，６５の出力がゲートに接続された電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）６６，６７と、前記コイル１５ｂ，１６ｂに接続されて前記整流回路２１に設けられたコンデンサ２１Ａに接続されたダイオード６８，６９とを備えて構成されている。なお、ＦＥＴ６６，６７には寄生ダイオード６６Ａ，６７Ａが設けられている。
【００４９】
また、コンデンサ２１Ａの＋側は電圧ＶＤＤとされ、一側はＶＴＫＮ（Ｖ／ＴＡＮＫ／Ｎｅｇａｔｉｖ：電池の−側）とされている。同様に、電源６３の−側やトランジスタ６６，６７のソース側もＶＴＫＮとされている。従って、このチョッパ充電回路６０では、トランジスタ６６，６７を制御することで、発電機２０を一旦ＶＴＫＮ側に短絡させ、開放時にＶＤＤの電圧以上になるようにチョッパ昇圧している。このため、コンパレータ６１，６２は、昇圧された起電圧と、ＶＤＤおよびＶＴＫＮ間の任意の設定電圧Ｖｒｅｆとを比較するようになっている。
【００５０】
チョッパ充電回路６０において、各コンパレータ６１，６２の出力は、波形整形回路７０にも出力されている。従って、チョッパ充電回路６０および波形整形回路７０によって回転検出回路５３が構成されている。
【００５１】
なお、波形整形回路７０としては、図７に示すようなコンデンサ７２および抵抗７３で構成された単安定マルチバイブレータ（ワンショットタイプ）７１や、図８に示すようなカウンタ７４、ラッチ７５を用いたタイプのものなどが利用できる。
【００５２】
位相比較回路５４は、アナログ位相比較器、ディジタル位相比較器等で構成され、例えば、ＣＭＯＳＩＣを用いたＣＭＯＳタイプ位相比較器等が利用できる。そして、分周回路５２からの１０Ｈｚの時間標準信号ｆｓと、波形整形回路７０からの矩形波パルスｆｒとの位相差を検出して差信号を出力している。
【００５３】
この差信号は、チャージポンプ（ＣＰ）８０に入力されて電圧レベルに変換され、抵抗８２およびコンデンサ８３からなるループフィルタ８１によって高周波成分が除去される。従って、チャージポンプ８０およびループフィルタ８１によって、前記ＬＰＦ５５が構成されている。
【００５４】
ループフィルタ８１から出力されるレベル信号ａは、コンパレータ９０に入力される。このコンパレータ９０には、発振回路５１からの信号を５０Ｈｚ〜１０ＫＨｚに分周する分周回路９１および積分器等を用いた三角波発生回路９２を通して変換された三角波信号ｂが入力されている。そして、コンパレータ９０は、ループフィルタ８１からのレベル信号ａと三角波信号ｂとから矩形波パルス信号ｃを出力している。従って、コンパレータ９０、分周回路９１、三角波発生回路９２により、前記ブレーキ制御回路５６が構成されている。
【００５５】
そして、コンパレータ９０から出力された矩形波パルス信号ｃは、前述のとおり、チョッパ充電回路６０にクロック信号ＣＬＫとして入力されている。
【００５６】
次に、本実施形態の動作について、図９，１０の波形図をも参照して説明する。
【００５７】
ゼンマイ１ａにより発電機２０のロータ１２が回転すると、各コイル１５ｂ，１６ｂからは磁束の変化に応じた交流波形が出力される。この波形は、各コンパレータ６１，６２に入力される。そして、各コンパレータ６１，６２においては、電源６３からの電圧Ｖｒｅｆと比較される。このコンパレータ６１，６２での比較によりトランジスタ６６，６７をＯＮさせる極性のタイミングを検出している。
【００５８】
すなわち、コンデンサ２１Ａへの昇圧充電および発電機２０のチョッパブレーキ動作を行うには、クロック信号ＣＬＫ をトランジスタ６６，６７のゲートに入力するだけでも行える。しかし、クロック信号だけで制御した場合には、クロック信号がＨｉ になると、各トランジスタ６６，６７が同時にＯＮして短絡し、クロック信号がＬｏになると、各寄生ダイオード６６Ａ，６７Ａの一方とダイオード６８，６９の一方とを通過してコンデンサ２１Ａに充電する。具体的には、ＡＧ１が＋の時は、寄生ダイオード６７Ａからコイル１５ｂ，１６ｂを通してダイオード６８の経路で充電し、ＡＧ２が＋の時は、寄生ダイオード６６Ａからコイル１５ｂ，１６ｂを通してダイオード６９の経路で充電する。
【００５９】
この場合、充電経路にダイオードが２つ直列に接続され、各ダイオードの立ち上がり電圧ＶＦを加えた分の電圧降下が発生する。従って、充電電圧は、コンデンサ２１Ａの電位に前記電圧降下分を加えた以上の電圧でなければ、コンデンサ２１Ａに充電させることができない。これは、電子制御式機械時計のように、発電電圧の小さな発電機の場合、充電効率を低下させる大きな要因となる。
【００６０】
そこで、本実施形態では、トランジスタ６６，６７を同時にＯＮ、ＯＦＦせずに、そのタイミングを調整することで充電効率を向上させている。
【００６１】
すなわち、ＡＧ１がＶＴＫＮからみて＋となり、電圧Ｖｒｅｆを越えるとコンパレータ６２はＨｉレベル信号を出力し、このため、オア回路６５は、クロック信号ＣＬＫに関係なくＨｉレベル信号を出し続け、これによりトランジスタ６７のゲートに電圧が加わり、トランジスタ６７はＯＮ状態となる。
【００６２】
一方、ＡＧ２側に接続されたコンパレータ６１は、ＡＧ２＜電圧Ｖｒｅｆであるため、Ｌｏレベル信号を出力し、オア回路６４からはクロック信号に同期した信号が出力され、トランジスタ６６はＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返し、ＡＧＩ端子はチョッパ昇圧される。
【００６３】
このときの充電経路は、トランジスタ６６が一旦ＯＮしてＯＦＦされた時に、ＡＧ１−ダイオード６８−コンデンサ２１Ａ−ＶＴＫＮ−トランジスタ６７（ソースからドレイン）−ＡＧ２となり、寄生ダイオード６７Ａが経路から外れるため、電圧降下が小さくなり、充電効率が向上する。
【００６４】
なお、電圧Ｖｒｅｆのレベルは、発電機２０の発電電圧をチョッパ昇圧してコンデンサ２１Ａに充電可能となる起電圧レベルを選択することが好ましく、通常、ＶＴＫＮを数百ｍＶ越えたレベルに設定すればよい。この電圧Ｖｒｅｆの設定レベルが高いと、コンパレータ６１，６２が動作するまでの期間が長くなり、この間は前述したダイオード２つが直列接続された充電経路になるため、発電効率がその分低下する。
【００６５】
なお、トランジスタ６６をＯＮしたときには、トランジスタ６７もＯＮされていることから発電機２０は短絡されて、ショートブレーキがかかり、その分発電量が低下するが、このＶＴＫＮ側に短絡させていることにより、トランジスタ６６の開放時にＶＤＤ以上の電圧に昇圧できるため、ＯＮ／ＯＦＦするチョッパリングのサイクルを所定周期以上にすれば、ショートブレーキ時の発電量低下を補うことができ、発電電力を一定以上に保ちながら制動トルクを増加することができる。
【００６６】
そして、発電機２０からの出力がＡＧ２側になった場合も、各コンパレータ６１，６２、トランジスタ６６，６７の動作が入れ替わるだけで、前述と同様の動作が行われる。
【００６７】
また、チョッパ充電回路６０の各コンパレータ６１，６２の出力は、波形整形回路７０に入力されて矩形波パルスｆｒに変換される。
【００６８】
例えば、図７の単安定マルチバイブレータ７１は、１つの極性検出（コンパレータ６２の出力）だけから波形整形している。具体的には、コンパレータ６２の出力の立ち上がりで、単安定マルチバイブレータ７１にトリガをかけ、ＣＲで設定した長さのパルスを出力する。ＣＲの時定数はクロック信号ＣＬＫの１周期に対して約１．５倍以上に設定しているため、ＣＲで設定されたパルス時間内に、次のコンパレータ６２の出力の立ち上がりが入力され、単安定マルチバイブレータ７１はリトリガされる。このため、マルチバイブレータ７１からは、ＣＲで設定した１．５Ｔ時間内にコンパレータ６２の出力の立ち上がりが発生しなくなるまで、Ｈｉレベル信号を出力し続け、これにより発電機２０の出力信号に対応した矩形波パルスｆｒが出力される。但し、パルスｆｒの立ち下がり時間は、ＣＲの設定時間−極検出パルスのＨｉレベルの時間だけ遅くなり、図９に示すように、ＣＲが１．５Ｔの場合、１．５Ｔ−０．５Ｔ＝１Ｔだけ遅れが生じる。
【００６９】
一方、図８に示す波形整形回路７０も、１つの極性検出（コンパレータ６１または６２の一方の出力）だけから波形整形している。具体的には、クロック信号を２Ｔ時間だけカウントしてクリアするカウンタ７４と、カウンタ７４の出力でラッチをかけるラッチ手段７５によって構成され、カウンタ７４とラッチ手段７５はコンパレータ６１または６２のいずれかの出力によってクリアされるように設定されている。例えば、図９に示すように、コンパレータ６２の出力が発生している場合には、ラッチ手段７５、カウンタ７４はクリアされており、出力ｆｒはＬｏレベル信号を出力する。そして、コンパレータ６２の出力が発生しなくなると、カウンタ７４によって出力ｆｒはＨｉレベルにラッチされる。
【００７０】
そして、再度コンパレータ６２の出力が発生すると、ラッチ信号はクリアされ、出力ｆｒはＬｏレベルとなり矩形波パルスを得ることができる。なお、カウンタの設定時間内（２Ｔ）にコンパレータ６２の出力が発生すると、ラッチ動作は行われない。ただし、この場合も、図９に示すように、カウンタ７４の設定時間（２Ｔ）だけ、矩形波パルスｆｒのＨｉの立ち上がりが遅くなる。
【００７１】
図７，８の各波形整形回路７０は、コンパレータ６２の出力に遅れを生じさせて矩形波パルスに変換させている。これは、システムの起動時等にコンパレータ６２からの出力が必ずしもクロック信号の周期に同期した信号として得られず、いわゆるパルス抜けのような出力となるため、そのまま矩形波パルスへ変換させるとパルス割れを生じるため、ＣＲ設定時間、あるいはカウンタの設定時間によってパルス割れを防止するためである。なお、ＣＲ設定時間やカウンタ時間はパルス抜けの程度によって設定すればよく、周期１．５〜５Ｔ程度に設定すればよい。なお、制御上は、このような遅れはほとんど影響しない。
【００７２】
このようにして整形された矩形波パルスｆｒは、位相比較回路５４において分周回路５２の時間標準信号ｆｓと比較され、その差信号がチャージポンプ８０およびループフィルタ８１を通してレベル信号ａに変換される。
【００７３】
コンパレータ９０では、図１０にも示すように、レベル信号ａおよび三角波発生回路９２からの三角波信号ｂにより、矩形波パルス信号ｃを出力する。前記レベル信号ａは、ロータ１２の回転に基づく矩形波パルスｆｒが時間標準信号ｆｓよりも進んでいる場合には、標準レベルよりも低くなり、遅れている場合には高くなるように設定されている。
【００７４】
このため、矩形波パルスｆｒが時間標準信号ｆｓよりも進んでいる場合には、矩形波パルス信号ｃのＨレベルの状態が長くなり、その分、チョッパ充電回路６０での各チョッパサイクル内におけるショートブレーキ時間が長くなってブレーキ量が増えて発電機２０のロータ１２は減速される。逆に、矩形波パルスｆｒが時間標準信号ｆｓよりも遅れている場合には、矩形波ｃのＬレベルの状態が長くなり、その分、チョッパ充電回路６０での各チョッパサイクル内におけるショートブレーキ時間が短くなってブレーキ量が減って発電機２０のロータ１２は増速される。これにより、矩形波パルスｆｒが時間標準信号ｆｓに合うように制御される。
【００７５】
このような本実施形態によれば、次のような効果がある。
【００７６】
▲１▼発電機２０、ブレーキ回路２３からなるＶＣＯ２５と、位相比較回路５４、ブレーキ制御回路５６からなる位相差補償手段とを設けたので、ＰＬＬ制御により発電機２０の回転を制御できる。このため、１周期毎の発電波形を比較してブレーキ回路２３におけるブレーキレベルを設定できるため、一旦ロックレンジに引き込めば、発電波形が瞬時に大きく変動することがない限り、応答性の速い安定した制御を行うことができる上、位相差も無くすことができる。
【００７７】
▲２▼ブレーキ回路２３をチョッパ充電回路６０で構成し、ブレーキ制御をチョッパリングを利用して実現しているので、発電電力を一定以上に保ちながら、制動トルクを増加できる。このため、システムの安定性を維持しながら、効率的なブレーキ制御を行うことができる。
【００７８】
▲３▼チョッパ充電回路６０を用いたことで、ブレーキ制御だけではなく、整流回路２１のコンデンサ２１Ａへの充電（発電処理）と、発電機２０のロータ１２の回転検出をもチョッパ充電回路６０ で実現することができ、これらの各機能を別々の回路で実現する場合に比べて、回路構成を簡略化でき、部品点数も少なくできてコストを低減でき、かつ製造効率も向上することができる。
【００７９】
▲４▼チョッパ充電回路６０において、各トランジスタ６６，６７のオン、オフ制御のタイミングを調整し、トランジスタ６６，６７の一方をオンし続けた状態で、他方をオン、オフしているので、充電経路における電圧降下を少なくでき、発電効率を向上することができる。このため、特に電子制御式機械時計のように、小さな発電機２０を用いなければならない場合に、その発電効率を向上できるため、非常に有効である。
【００８０】
▲５▼波形整形回路７０を設けたので、仮にチョッパ充電回路６０等の回路構成が変わって、ＶＣＯ２５からの出力波形が異なる場合でも、その出力波形の相違部分を波形整形回路７０で吸収できる。このため、チョッパ充電回路６０の回路構成が相違しても、回転制御手段５０を共通して利用することができ、部品コストを低減することができる。
【００８１】
▲６▼波形整形回路７０として、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）とコンパレータとを組み合わせた一般的な回路を用いると、チョッパ昇圧した起電圧の一部を、例えば１次遅れのＣＲフィルタ等からなるＬＰＦに充電させることになり、コンデンサ２１Ａへの充電効率を低下させる要因となるが、本実施形態の各波形整形回路７０は、デジタル的に処理を行うため、消費電流を低く抑えることができ、コンデンサ２１Ａへの充電効率も向上することができる。
【００８２】
次に、本発明の第２ 実施形態について説明する。なお、本実施形態において、前述の実施形態と同一もしくは同様の構成部分には、同一符号を付し、説明を省略あるいは簡略する。
【００８３】
本実施形態の電子制御式機械時計は、回転制御手段の具体的な構成が前記実施形態と異なるものである。すなわち、図１１に示すように、本実施形態の回転制御手段は、発振回路（水晶発振器）５１と、分周器５２と、位相差補償手段２００と、発電機２０と、回転検出回路５３とを備えている。その他の電子制御式機械時計として必要な構成は前記第１実施形態と同様である。
【００８４】
分周器５２は、第１の基準クロックパルス（Ｒｅｆ１パルス）と、第２の基準クロックパルス（Ｒｅｆ２パルス）とを出力している。なお、Ｒｅｆ２パルスの周波数は、Ｒｅｆ１パルスの周波数に比べて非常に高くされている。
【００８５】
位相差補償手段２００は、位相差検出手段２１０と、位相差補償手段であるブレーキ信号生成手段（ブレーキ制御手段）２２０とを備えている。位相差検出手段２１０は、積分カウンタ２１１と、比例カウンタ２１２と、加算器２１３とを備えて構成されている。
【００８６】
このような本実施形態における発電機２０の制御方法に関して、図１２〜１５を参照して説明する。
【００８７】
まず、回転検出回路５３からの発電機回転周期パルス（Ｇパルス）と、分周器５２からの第１の基準クロックパルス（Ｒｅｆ１パルス）との位相差を比較する（ステップ１、以下ステップをＳと略す）。
【００８８】
次に、積分カウンタ２１１でＩ値を求めるとともに（Ｓ２）、比例カウンタ２１２でＰ値を求める（Ｓ３）。
【００８９】
なお、積分カウンタ２１１でのＩ値の求め方は、図１４に示すＩ値算出フローで行われる。すなわち、まず、Ｒｅｆ１パルスとＧ パルスとの１周期内の位相差を比較してＧパルスが進みであるか否かを判定する（Ｓ２１）。
【００９０】
ここでＧパルスが進みであれば、進み時間を積分ゲインパルスＣｉによってカウントして進み量を計測し（Ｓ２２）、積分カウンタ（Ｕ／Ｄカウンタ）２１１をアップカウントする（Ｓ２３）。一方、Ｇパルスが遅れであれば、遅れ時間を積分ゲインパルスＣｉによってカウントして遅れ量を計測し（Ｓ２４）、積分カウンタ（Ｕ／Ｄカウンタ）２１１をダウンカウントする（Ｓ２５）。従って、積分カウンタ２１１のカウンタ値は、積分ゲインパルスＣｉによって計測された位相偏差時間の積算値となり、これをＩ値としている（Ｓ２６）。
【００９１】
一方、比例カウンタ２１２でのＰ値の求め方は、図１５に示すＰ値算出フローで行われる。すなわち、まず、Ｇパルスの進みあるいは遅れの位相偏差に対して、比例ゲインパルスＣｐによってカウントし、位相偏差時間を比例カウンタで計測する（Ｓ３１）。そして、例えば、位相差が出ている時間だけカウンタに入力される測定パネル（比例ゲインパルスＣｐ）の入力が無くなったかを検出することで、位相偏差量計測が終了したかを判断し（Ｓ３２）、計測が終了したら比例カウンタ値をＰ 値とする（Ｓ３３）。この際、具体的には、比例カウンタ値をＰ 値としてレジスタに記憶させ、その後比例カウンタをリセットしておく。
【００９２】
そして、進み偏差（進み位相）であるかを判断し（Ｓ４）、進み偏差であれば「Ｎ＝Ｉ＋Ｐ」の演算が実行され（Ｓ５）、遅れ偏差であれば「Ｎ＝Ｉ−Ｐ」の演算が実行されてＮ値が求められる。ここで、Ｎ値は後述するように、発電機２０の１周期間でのブレーキ時間を設定しており、発電機２０の回転周期パルスが基準クロックパルスよりも進んでいる場合には、Ｎ値は「Ｉ＋Ｐ」で大きくなるためにブレーキ時間がさらに長くなる。一方で、発電機２０の回転周期パルスが基準クロックパルスよりも遅れている場合には、Ｎ値は「Ｉ−Ｐ」で小さくなるためにブレーキ時間がより短くなる。従って、Ｎ値は、位相差補償信号ともなっている。
【００９３】
なお、積分ゲインパルスＣｉと、比例ゲインパルスＣｐとは、各周波数がＣｉ＜＜Ｃｐの関係にあり、腕時計として利用している場合に腕の動きによってロータ１２などに加速度が発生した場合のように、急激な外乱等による位相偏差に対してはＰ値が積極的に抑制し、ゼンマイ１ａの開放による穏やかな変動に対してはＩ値が対処する構成となっている。
【００９４】
一方、ブレーキ信号生成手段２２０には、第２の基準クロックパルス（Ｒｅｆ２パルス）を計測するＲｅｆ２カウンタが設けられ、位相差検出手段２１０でＮ値を算出している間、このＲｅｆ２カウンタでのＲｅｆ２パルスのカウントが開始されると同時に（Ｓ７）、ブレーキ信号生成手段２２０によってブレーキが掛けられる（Ｓ８）。
【００９５】
そして、Ｒｅｆ２カウンタの値と、算出されたＮ値とが等しいかを判断し（Ｓ９）、これらの値が一致した時点から発電機２０のブレーキが開放される（Ｓ１０）。
【００９６】
続いて、Ｒｅｆ２カウンタがカウントアップしたか否かを検出することなどで、ブレーキ制御用に設定された所定の１周期が終了したかを判断し（Ｓ１１）、所定周期が終了した場合にはＲｅｆ２カウンタを停止してリセットし（Ｓ１２）、Ｒｅｆ２カウンタでのＲｅｆ２パルスのカウントを再び開始する（Ｓ７）。
【００９７】
より具体的に説明すれば、Ｒｅｆ２ カウンタは、例えば、０から１５までカウントすると再び０からカウントを繰り返す４ビットのリップルカウンタで構成される。そして、Ｒｅｆ２カウンタが０になると（Ｓ７）、ブレーキ状態になり（Ｓ８）、算出されたＮ値とＲｅｆ２カウンタ値が等しくなるまでブレーキが掛け続けられる（Ｓ９）。Ｎ値とＲｅｆ２カウンタ値とが等しくなると（Ｓ９）、ブレーキが開放され（Ｓ１０）、Ｒｅｆ２カウンタ値が４ビットのフルカウントつまり１５になるまでブレーキ開放状態が維持される（Ｓ１１）。そして、Ｒｅｆ２カウンタ値が１５から０に戻ると（Ｓ１２）、再びブレーキ状態になる（Ｓ７，Ｓ８）。
【００９８】
従って、Ｎ値は、発電機２０の１周期間でのブレーキ時間を設定していることになる。これにより、発電機２０は、周波数や位相が第１の基準クロックパルスに近づいて同期し、指針は正確な時刻を表示することができる。
【００９９】
なお、本実施形態では、第２の基準クロックパルス（Ｒｅｆ２パルス）は各周波数がＲｅｆ１パルス＜＜Ｒｅｆ２パルスの関係となるものを用いている。このＲｅｆ１パルスに比べて周波数が非常に高いＲｅｆ２パルスを用いることで、Ｒｅｆ２パルスによって前記第１実施形態のようなチョッパ充電回路を制御することもできる。
【０１００】
このように第１実施形態と同様に、積分制御および比例制御を組み合わせた本実施形態のボード線図を図１６に示す。この図によれば、位相余裕が約４０度とれ、ゲイン余裕も−４０ｄｂ以上とれており、応答周波数も０．１６Ｈｚとなって応答速度が図２１，２２に示す従来技術の約１０倍にできた。
【０１０１】
このような本実施形態においても、前記第１実施形態と同様にＰＩ制御を用いているので、前記▲１▼〜▲６▼と同様の作用効果を奏することができる。
【０１０２】
さらに、▲７▼高周波数の第２の基準クロックパルス（Ｒｅｆ２パルス）を用いているので、チョッパ充電回路の制御フローとしても容易に利用することができる。
【０１０３】
なお、本発明は各実施形態に限定されるものではなく、本発明の目的を達成できる範囲での変形、改良等は、本発明に含まれるものである。
【０１０４】
例えば、図１７に示すように、回転制御手段５０に、波形整形回路７０の出力周波数を速度情報に変換するＦ／Ｖ（周波数／速度）変換器１００を設けてもよい。このＦ／Ｖ変換器１００を設けることで、発電機２０の回転速度情報が得られ、制御回路における時定数を小さくすることができるため、応答性をより向上することができ、発電機２０の回転速度を設定速度つまり時間標準信号により迅速に近づけるように制御できる。このため、仮に発電波形が瞬時に大きく変動してロックレンジを外れた場合でも、迅速に応答することができて制御を維持することができ、より安定したシステムを構成することができる。
【０１０５】
また、チョッパ充電回路６０としては、前記実施形態のものに限らず、例えば、図１８に示すように、ロータ１２の極検出用の１つのコンパレータ１１１と、トランジスタ６６，６７のチョッパリング用のダイオード１１２、抵抗１１３を設けたチョッパ充電回路１１０を用いたものでもよい。
【０１０６】
前記実施形態の場合、極性検出にコンパレータ６１，６２を用いているため、この比較基準電圧Ｖｒｅｆ用の電源６３が必要であるが、本実施形態ではその電源を不要にすることができる。ただし、チョッパ充電回路１１０の場合、トランジスタ６６，６７を発電コイルの極性に対して導通制御させるために、コイル端電圧からダイオード１１２を通じて駆動している。このため、コイル端電圧を、トランジスタ６６，６７を駆動可能な電圧（しきい値）Ｖｔｈ＋ダイオード１１２の立ち上がり電圧Ｖｆよりも大きくしなければならない。例えば、Ｖｔｈ＝０．５Ｖで、ダイオードＶｆ＝０．３Ｖとすると、それだけで０．８Ｖ必要となり、発電機２０としては、１．０〜１．６Ｖ程度の発電能力が必要となる。このため、ダイオードを介さずにトランジスタ６６，６７を駆動する前記実施形態のチョッパ充電回路６０のほうが、発電機２０の小さな起電圧からより効率の良いチョッパ充電動作ができる点で好ましい。
【０１０７】
さらに、チョッパ充電回路としては、図６のチョッパ充電回路６０のトランジスタ６６，６７をＰｃｈタイプに変更し、さらにダイオード６８，６９と入れ替え、コンデンサ２１Ａの＋（ＶＤＤ）側に短絡させてトランジスタ６６，６７の開放時にＶＴＫＮの電圧以下になるように昇圧するように構成してもよい。なお、この場合、コンパレータ６１，６２とクロック信号ＣＬＫとの出力は、アンド回路で論理合成されて各トランジスタ６６，６７のゲートに入力されることになる。
【０１０８】
さらに、回転検出回路５３、ＬＰＦ５５、ブレーキ制御回路５６の構成も前記実施形態のように、波形整形回路７０、チャージポンプ８０およびループフィルタ８１、コンパレータ９０、分周回路９１および三角波発生回路９２からなるものに限らず、実施にあたって適宜設定すればよい。
【０１０９】
例えば、波形整形回路７０としては、図１９に示すような、ラッチ手段１２０を用いたものでもよい。前記各波形整形回路７０は、図９にも示すように、一方のコンパレータ６１，６２の出力のみで矩形波パルスｆｒを整形していたが、図１３の波形整形回路７０は、図９にも示すように、ＡＧ１の極検出（コンパレータ６２）の出力の立ち上がりでラッチ手段１２０にラッチをかけ、ＡＧ２のコンパレータ６１の出力でリセットさせるものである。この場合、２つの出力を用いる必要があるが、時間の遅れが生じず、正確な検出ができる利点がある。なお、ＡＧ１の出力でラッチがかかれば、ＡＧ１の出力がパルス抜けを起こしても無視されるため、矩形波パルスｆｒへの影響も防止できる。
【０１１０】
また、ブレーキ回路２３は、チョッパリングを用いたものに限らず、ＶＣＯによってコイル１５ｂ，１６ｂに流れる電流量を可変することでブレーキするものなどでもよく、実施にあたって適宜設定すればよい。
【０１１１】
以上に述べたように、本発明によれば、電子制御式機械時計においてＰＬＬ制御を実現できるため、位相偏差も解消でき、制御システムの応答性を速くすることができる。
【０１１２】
また、本発明は、腕時計に限らず、ゼンマイ駆動の置き時計、掛け時計等に適用してもよい。
【０１１３】
【産業上の利用可能性】
以上のように、本発明にかかる電子制御式機械時計およびその制御方法は、ゼンマイが開放する時の機械エネルギを発電機で電気エネルギに変換し、その電気エネルギにより回転制御手段を作動させて発電機の回転周期を制御する各種の電子制御式機械時計に有用であり、特に腕時計として用いられる小型の電子制御式機械時計に用いるのに適している。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態における電子制御式機械時計の要部を示す平面図である。
【図２】図１の要部を示す断面図である。
【図３】図１の要部を示す断面図である。
【図４】本実施形態の機能を示すブロック図である。
【図５】本実施形態の構成を示すブロック図である。
【図６】本実施形態のチョッパ充電回路を示す回路図である。
【図７】本実施形態の波形整形回路の一例を示す図である。
【図８】本実施形態の波形整形回路の他の例を示す図である。
【図９】本実施形態の回路における波形図である。
【図１０】本実施形態のブレーキ制御回路のコンパレータの処理を示す図である。
【図１１】本発明の第２実施形態の要部の構成を示すブロック図である。
【図１２】第２実施形態の制御方法を示すフローチャートである。
【図１３】図１２のフローチャートの制御の続きを示すフローチャートである。
【図１４】図１２のＩ値算出フローを示すフローチャートである。
【図１５】図１２のＰ 値算出フローを示すフローチャートである。
【図１６】第２実施形態におけるボード線図である。
【図１７】本発明の変形例の構成を示すブロック図である。
【図１８】本発明のチョッパ充電回路の変形例を示す回路図である。
【図１９】本発明の波形整形回路の変形例を示す図である。
【図２０】本発明の従来例の構成を示すブロック図である。
【図２１】従来例におけるボード線図である。
【図２２】従来例におけるボード線図である。[0001]
【Technical field】
In the present invention, the mechanical energy when the mainspring is opened is converted into electric energy by the generator, and the rotation control means is operated by the electric energy to control the rotation cycle of the generator, thereby being fixed to the wheel train. The present invention relates to an electronically controlled mechanical timepiece that accurately drives a hand and a method of controlling the same.
[0002]
[Background Art]
A pointer fixed to the wheel train by converting mechanical energy when the mainspring is released into electric energy by a generator and activating a rotation control means by the electric energy to control a current value flowing through a coil of the generator. There is known an electronically controlled mechanical timepiece that accurately drives and displays time accurately, as described in Japanese Patent Publication No. 7-198812.
[0003]
In this electronically controlled mechanical timepiece, a signal based on the rotation of the rotor of the generator is input to the counter, while a signal from the crystal oscillator is also input to the counter, the values of these counters are compared, and based on the difference, By controlling the generator, the rotation speed was controlled. This counter compares the phase difference between the reference clock pulse (Ref pulse) and the generator rotation cycle pulse (G pulse), and counts down the U / D counter if the G pulse is advanced, and increases if the G pulse is delayed. It was counting, and was constituted by a so-called integration counter.
[0004]
Then, when the value obtained by measuring the time of one cycle of the Ref pulse coincides with the value obtained by the integration counter, the generator is braked, and the time measurement of one cycle of the Ref pulse is completed. The brakes were sustained until you did. Therefore, the value of the integration counter sets the brake release time. That is, the value of the integration counter is integrated with the brake release time N such that the average speed of the G pulse matches the target speed (Ref pulse). That is, this system employs integral control.
[0005]
However, in such an integral control method, since the signals output in each cycle are compared while being counted by a counter, the average speed of the rotor over a sufficiently long time can be adjusted at a set time. Although the average speed control hand is possible, there is a problem that the rotation speed of the rotor cannot be adjusted immediately and the response is low. In addition, there is a problem that some phase deviation occurs until the force relationship between the force of the mainspring and the braking force is settled at the target frequency.
[0006]
That is, the integral control can be represented by a block diagram in FIG. It is known that a transfer function generally used for a generator / motor is 1 / s (sT + 1). As shown in FIG. 20, this is composed of a transfer function 101 with a first-order lag of 1 / (sT + 1) and an integral term 102 of 1 / s. Therefore, the generator itself to be controlled includes the integral element. FIGS. 21 and 22 show Bode diagrams assuming that only the integral control is performed on the control target.
[0007]
In these Bode diagrams, the conditions for stabilizing the rotation control are that the phase margin, that is, the phase at a gain of 0 db (gain intersection) is ahead of -180 °, and that the gain margin, that is, the phase −180 ° (phase intersection) )) Must be 0 db or less.
[0008]
However, in the case of only the integral control, as shown in FIG. 21, since the phase of the control target is -90 ° and the phase of the -90 ° is further delayed by the integral control, the phase characteristic is around -180 °. For this reason, the phase control and the gain margin cannot be obtained by the integral control alone, so that stable control becomes difficult. For this reason, in the timepiece disclosed in Japanese Patent Publication No. Hei 7-119812, it is necessary to control the frequency at a considerably low frequency, and the response is about 0.016 Hz or less.
[0009]
FIG. 22 shows a case where the gain of the integration counter is increased by a factor of 100. Also in this case, the phase margin is later than -180 °, and stable control cannot be expected.
[0010]
As is clear from the above data, in the conventional control using only the integral control, average speed control is possible, but there is a problem that the phase deviation is not eliminated.
[0011]
In addition, since the response of the control is slow, there is also a problem that it is almost impossible to cope with a sudden disturbance such as a case where an acceleration is generated by waving an arm in a wristwatch.
[0012]
An object of the present invention is to provide an electronically controlled mechanical timepiece that can eliminate a phase deviation and has a quick response of a control system, and a control method thereof.
[0013]
DISCLOSURE OF THE INVENTION
An electronically controlled mechanical timepiece according to the present invention includes: a mechanical energy source; a generator driven by the mechanical energy source connected through a wheel train to generate induced power and supply electrical energy; An electronically controlled mechanical timepiece including a brake circuit for applying a brake to a generator, a pointer coupled to the wheel train, and rotation control means for controlling the brake circuit to control a rotation cycle of the generator.
An AC output is output from the generator, and the AC output is boosted and rectified.
[0014]
An electronically controlled mechanical timepiece according to the present invention includes: a mechanical energy source; a generator driven by the mechanical energy source connected through a wheel train to generate induced power and supply electrical energy; An electronically controlled mechanical timepiece including a brake circuit for applying a brake to a generator, a pointer coupled to the wheel train, and rotation control means for controlling a rotation cycle of the generator by controlling the brake circuit. Rotation control means, a rotation detection means for generating a rotation signal of the generator, a target signal generation means for generating a target signal corresponding to a target rotation speed, a rotation signal output from the rotation detection means and the target signal Phase difference compensating means for detecting a phase difference from a target signal output from the generating means and outputting a phase difference compensating signal serving as a brake control signal for the brake circuit. It is intended to.
[0015]
In the electronically controlled mechanical timepiece of the present invention, the hands and the generator are driven by a mechanical energy source such as a mainspring, and the generator is braked to regulate the rotation speed of the rotor, that is, the hands. At this time, the phase of the rotation signal of the generator is compared with the phase of a target signal such as a time standard signal of a clock, and a brake control signal is input to the brake circuit of the generator based on the phase difference. Synchronous circuit control (PLL control) can be realized in an electronically controlled mechanical timepiece. For this reason, since the brake level can be set by comparing the power generation waveforms for each cycle, a stable control system with a quick response can be set as long as the power generation waveform does not fluctuate significantly instantaneously once it is pulled into the lock range. In addition to the realization, the phase deviation can be eliminated.
[0016]
At this time, a voltage controlled oscillator (VCO) is constituted by the generator and the brake circuit, and the phase difference compensating means includes a phase comparison circuit for comparing the phases of the rotation signal and the target signal, and an output of the phase comparison circuit. Preferably, a brake control means is provided for inputting a phase difference compensation signal for controlling the brake circuit based on the voltage control oscillator to the voltage controlled oscillator.
[0017]
In this case, it is preferable that the rotation control means includes a waveform shaping circuit that converts an output waveform of the voltage controlled oscillator into a rectangular wave pulse and outputs the rectangular wave pulse to the phase comparison circuit.
[0018]
The output waveform of the voltage-controlled oscillator changes according to the control method or the like. However, if the waveform shaping circuit is provided, the difference in the output waveform can be absorbed, and the output waveform of the voltage-controlled oscillator can be absorbed by the phase comparison circuit. Irrespective of the above, a rectangular wave pulse that can be compared with the time standard signal can be output, so that the phase comparison circuit and the like can be shared, and the cost of parts can be reduced.
[0019]
Further, the rotation control means includes a frequency / speed converter for converting a frequency of an output signal of the voltage controlled oscillator into a speed, and the brake control circuit includes an output of the phase comparison circuit and an output of the frequency / speed converter. It is preferable that a signal for controlling the brake circuit be output based on the output.
[0020]
If the frequency / speed converter is provided, the time constant in the control circuit can be reduced, and the response can be further improved.
[0021]
Further, the phase difference compensating means includes a phase difference detecting means, and a compensation signal generating means for receiving an output of the phase difference detecting means, wherein the rotation signal and the target signal have a repetitive pulse waveform, and the phase difference detecting means Is configured to include a counter that accumulates the number of rising or falling of each signal, and the counter is added or subtracted at the rising or falling of the target signal, and the rising or falling of the rotation signal, , And subtracting or adding at the falling edge, and outputting the output of the counter as a phase difference signal to the compensation signal generating means.
[0022]
If the phase difference detecting means is constituted by a counter, the circuit configuration can be simplified and the cost can be reduced. Furthermore, since a counter capable of holding a plurality of counter values can be used, a phase difference can be detected in a wide range, and even when the phase difference is accumulated, the accumulated value can be held. Can be performed, and more accurate speed control can be performed.
[0023]
At this time, the phase difference detection means includes an integration counter that counts the integrated value of the phase deviation time of the rotation signal and the target signal, a proportional counter that counts the phase deviation time, and an advance or a phase deviation of the rotation signal with respect to the target signal. It is preferable to include an adder for adding or subtracting each counter value according to the delay.
[0024]
A control method for an electronically controlled mechanical timepiece according to the present invention is a generator for supplying electric energy by generating induced power by being driven by a mechanical energy source and the mechanical energy source connected via a wheel train. An electronically controlled mechanical timepiece comprising: a brake circuit for applying a brake to the generator; a pointer coupled to the wheel train; and rotation control means for controlling the brake circuit to control a rotation cycle of the generator. Control method,
An AC output is output from the generator, and the AC output is boosted and rectified.
[0025]
A control method for an electronically controlled mechanical timepiece according to the present invention is a generator for supplying electric energy by generating induced power by being driven by a mechanical energy source and the mechanical energy source connected via a wheel train. An electronically controlled mechanical timepiece comprising: a brake circuit for applying a brake to the generator; a pointer coupled to the wheel train; and rotation control means for controlling the brake circuit to control a rotation cycle of the generator. Control method, wherein the rotation signal of the generator and a target signal generated corresponding to the target rotation speed are compared to detect the phase difference, and the phase difference compensation signal according to the phase difference is used to detect the phase difference. It is characterized by controlling a brake circuit.
[0026]
In the present invention, since the electronically controlled mechanical timepiece can be controlled by phase-locked loop control (PLL control), a phase deviation can be eliminated, and a stable control system with high responsiveness can be realized.
[0027]
At this time, the integrated value of the phase deviation time of the rotation signal and the target signal is counted by an integration counter, and the phase deviation time is counted by a proportional counter to determine the advance or delay of the phase deviation of the rotation signal with respect to the target signal, It is preferable that a phase difference compensation signal for setting a brake time is calculated by adding or subtracting each counter value according to the result, and the brake circuit is controlled by the phase difference compensation signal. The setting of the brake time includes not only a case where the brake application time is directly set but also a case where the brake release time during which the brake is not applied in a predetermined cycle is set and the brake application time is set indirectly.
[0028]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
In order to explain the present invention in more detail, it will be described with reference to the accompanying drawings.
[0029]
FIG. 1 is a plan view showing a main part of an electronically controlled mechanical timepiece according to a first embodiment of the present invention, and FIGS. 2 and 3 are sectional views thereof.
[0030]
The electronically controlled mechanical timepiece includes a barrel wheel 1 including a mainspring 1a, a barrel gear 1b, a barrel barrel 1c, and a barrel lid 1d. The outer end of the mainspring 1a is fixed to the barrel gear 1b, and the inner end is fixed to the barrel barrel 1c. The barrel barrel 1c is supported by the main plate 2 and the train wheel bridge 3, and is fixed by a square screw 5 so as to rotate integrally with the square wheel 4.
[0031]
The square wheel 4 meshes with a hammer 6 so as to rotate clockwise but not counterclockwise. The method of rotating the square wheel 4 in the clockwise direction and winding the mainspring 1a is the same as the automatic winding or the manual winding mechanism of the mechanical timepiece, and thus the description is omitted.
[0032]
The rotation of the barrel gear 1b is increased by a factor of 7 to the second wheel & pinion 7, is sequentially increased by 6.4 times and then to the third wheel & pinion 8, is increased by 9.375 times and is increased by a factor of 3 to the fourth wheel & pinion 9 Then, the speed is increased by a factor of 10 to the fifth wheel & pinion 10 and to the sixth wheel 11 by a factor of 10 and increased to the rotor 12 by a total of 126,000 times.
[0033]
A pinion pinion 7a is fixed to the center wheel & pinion 7a, a minute hand 13 is fixed to the pinion pinion 7a, and a second hand 14 is fixed to the pinwheel & pinion 9 respectively. Therefore, in order to rotate the second wheel & pinion 7 at 1 rpm and the fourth wheel & pinion 9 at 1 rpm, the rotor 12 may be controlled to rotate at 5 rpm. At this time, the barrel gear 1b becomes 1/7 rph.
[0034]
This electronically controlled mechanical timepiece includes a generator 20 including a rotor 12, a stator 15, and a coil block 16. The rotor 12 includes a rotor magnet 12a, a rotor pinion 12b, and a rotor inertial disk 12c. The rotor inertia disk 12 c is for reducing the fluctuation of the rotation speed of the rotor 12 with respect to the fluctuation of the driving torque from the barrel car 1. The stator 15 is such that a 40,000-turn stator coil 15b is wound around a stator body 15a.
[0035]
The coil block 16 is formed by winding a coil 16b of 110,000 turns around a magnetic core 16a. Here, the stator body 15a and the magnetic core 16a are made of PC permalloy or the like. Further, the stator coil 15b and the coil 16b are connected in series so that an output voltage is obtained by adding the respective generated voltages.
[0036]
Next, a control circuit of the electronically controlled mechanical timepiece will be described with reference to FIGS.
[0037]
FIG. 4 is a block diagram showing the functions of the present embodiment.
[0038]
The AC output from the generator 20 is boosted and rectified through a rectifying circuit 21 composed of boost rectification, full-wave rectification, half-wave rectification, transistor rectification and the like. The rectifier circuit 21 is connected to a control IC such as a rotation control unit and a load 22 such as a quartz oscillator. In FIG. 4, for convenience of explanation, each functional circuit configured in the IC is described separately from the load 22.
[0039]
The generator 20 is connected to a brake circuit 23 configured by connecting a braking resistor 23A and an Nch or Pch transistor 23B in series. The generator 20 and the brake circuit 23 constitute a VCO (voltage controlled oscillator) 25. Note that a diode may be appropriately inserted into the brake circuit 23 in addition to the braking resistor 23A.
[0040]
A rotation control means 50 is connected to the VCO 25.
[0041]
The rotation control means 50 includes an oscillation circuit 51, a frequency dividing circuit 52, a rotation detection circuit 53 of the rotor 12, a phase comparison circuit (PC) 54, a low-pass filter (low-pass filter: LPF) 55, and a brake control circuit 56. I have.
[0042]
The oscillating circuit 51 outputs an oscillating signal from the crystal oscillator 51A, and the oscillating signal is frequency-divided by a frequency dividing circuit 52 up to a certain period. The frequency-divided signal is output to the phase comparison circuit 54 as a time standard signal (reference periodic signal) fs of, for example, 10 Hz. Since this time standard signal (reference period signal) fs becomes the target rotation speed of the generator 20, a target for generating a target signal (time standard signal fs) corresponding to the target rotation speed by the oscillation circuit 51 and the frequency dividing circuit 52. Signal generating means is configured.
[0043]
The rotation detection circuit 53 receives the output waveform of the VCO 25 with high impedance so as not to affect the generator 20 side, processes this output into a rectangular wave pulse fr, and outputs it to the phase comparison circuit 54. Therefore, the rotation detecting circuit 53 constitutes a rotation detecting means for generating a rotation signal synchronized with the rotation of the generator 20.
[0044]
The phase comparison circuit 54 compares the phase of the time standard signal fs from the frequency dividing circuit 52 with the phase of the rectangular wave pulse fr from the rotation detection circuit 53, and outputs a difference signal. After the high frequency component is removed by the LPF 55, the difference signal is input to a brake control circuit 56 which is a brake control means.
[0045]
The brake control circuit 56 inputs a control signal of the brake circuit 23 to the VCO 25 based on this signal. As a result, phase synchronization control is realized.
[0046]
Accordingly, the phase comparison circuit 54, the LPF 55, and the brake control circuit 56 detect the phase difference between the rotation signal output from the rotation detection means and the target signal output from the target signal generation means, and brake the brake circuit 23. Phase difference compensating means for outputting a phase difference compensation signal serving as a control signal is configured.
[0047]
Next, FIG. 5 shows a more specific configuration of the present embodiment.
[0048]
As shown in the figure, in the present embodiment, a chopper charging circuit 60 is used as the brake circuit 23. As shown in FIG. 6, the chopper charging circuit 60 includes two comparators 61 and 62 connected to the coils 15b and 16b of the generator 20, and a power supply 63 that supplies a comparison reference voltage Vref to the comparators 61 and 62. OR circuits 64 and 65 for outputting a logical sum of outputs of the comparators 61 and 62 and a clock output (control signal) from the brake control circuit 56, and OR circuits connected to the coils 15b and 16b. Field-effect transistors (FETs) 66 and 67 whose outputs 64 and 65 are connected to gates, and diodes 68 and 69 connected to the coils 15b and 16b and connected to a capacitor 21A provided in the rectifier circuit 21. It is comprised including. The FETs 66 and 67 are provided with parasitic diodes 66A and 67A.
[0049]
The + side of the capacitor 21A is set to the voltage VDD, and one side is set to VTKN (V / TANK / Negative:-side of the battery). Similarly, the negative side of the power supply 63 and the source sides of the transistors 66 and 67 are also set to VTKN. Therefore, in the chopper charging circuit 60, by controlling the transistors 66 and 67, the generator 20 is once short-circuited to the VTKN side, and the chopper is boosted so that the voltage becomes equal to or higher than the VDD voltage when the generator 20 is opened. For this reason, the comparators 61 and 62 compare the boosted electromotive voltage with an arbitrary set voltage Vref between VDD and VTKN.
[0050]
In the chopper charging circuit 60, the outputs of the comparators 61 and 62 are also output to the waveform shaping circuit 70. Therefore, the rotation detection circuit 53 is constituted by the chopper charging circuit 60 and the waveform shaping circuit 70.
[0051]
As the waveform shaping circuit 70, a monostable multivibrator (one-shot type) 71 composed of a capacitor 72 and a resistor 73 as shown in FIG. 7 and a counter 74 and a latch 75 as shown in FIG. 8 were used. Type and others can be used.
[0052]
The phase comparison circuit 54 includes an analog phase comparator, a digital phase comparator, and the like. For example, a CMOS type phase comparator using a CMOS IC can be used. Then, a phase difference between the 10 Hz time standard signal fs from the frequency dividing circuit 52 and the rectangular wave pulse fr from the waveform shaping circuit 70 is detected and a difference signal is output.
[0053]
This difference signal is input to a charge pump (CP) 80 and converted into a voltage level, and a high frequency component is removed by a loop filter 81 including a resistor 82 and a capacitor 83. Accordingly, the LPF 55 is constituted by the charge pump 80 and the loop filter 81.
[0054]
The level signal a output from the loop filter 81 is input to the comparator 90. The comparator 90 receives as input a triangular wave signal b converted through a frequency dividing circuit 91 that divides the signal from the oscillation circuit 51 into 50 Hz to 10 KHz and a triangular wave generating circuit 92 using an integrator and the like. The comparator 90 outputs a rectangular pulse signal c from the level signal a from the loop filter 81 and the triangular signal b. Therefore, the brake control circuit 56 is composed of the comparator 90, the frequency dividing circuit 91, and the triangular wave generating circuit 92.
[0055]
Then, the rectangular wave pulse signal c output from the comparator 90 is input to the chopper charging circuit 60 as the clock signal CLK as described above.
[0056]
Next, the operation of the present embodiment will be described with reference to the waveform diagrams of FIGS.
[0057]
When the rotor 12 of the generator 20 is rotated by the mainspring 1a, an AC waveform corresponding to a change in magnetic flux is output from each of the coils 15b and 16b. This waveform is input to each of the comparators 61 and 62. Then, each of the comparators 61 and 62 compares the voltage with the voltage Vref from the power supply 63. The timing of the polarity at which the transistors 66 and 67 are turned on is detected by comparison between the comparators 61 and 62.
[0058]
That is, boosting charging of the capacitor 21A and chopper braking operation of the generator 20 can be performed only by inputting the clock signal CLK to the gates of the transistors 66 and 67. However, in the case of controlling only by the clock signal, when the clock signal becomes Hi, the transistors 66 and 67 are simultaneously turned on and short-circuited, and when the clock signal becomes Lo, one of the parasitic diodes 66A and 67A and the diode 68 , 69 to charge the capacitor 21A. Specifically, when AG1 is +, charging is performed from the parasitic diode 67A through the coils 15b and 16b through the path of the diode 68, and when AG2 is +, the parasitic diode 66A is charged through the path of the diode 69 through the coils 15b and 16b. Charge.
[0059]
In this case, two diodes are connected in series in the charging path, and a voltage drop corresponding to the rise voltage VF of each diode is generated. Therefore, the capacitor 21A cannot be charged unless the charging voltage is higher than the voltage obtained by adding the voltage drop to the potential of the capacitor 21A. This is a major factor in reducing charging efficiency in the case of a generator with a small generated voltage, such as an electronically controlled mechanical timepiece.
[0060]
Therefore, in this embodiment, the charging efficiency is improved by adjusting the timing without turning on and off the transistors 66 and 67 at the same time.
[0061]
That is, when AG1 becomes + as viewed from VTKN and exceeds voltage Vref, comparator 62 outputs a Hi-level signal. Therefore, OR circuit 65 continues to output a Hi-level signal irrespective of clock signal CLK. , The transistor 67 is turned on.
[0062]
On the other hand, the comparator 61 connected to the AG2 side outputs a Lo level signal because AG2 <voltage Vref, a signal synchronized with the clock signal is output from the OR circuit 64, and the transistor 66 performs ON / OFF operation. The AGI terminal is repeatedly chopper-boosted.
[0063]
At this time, when the transistor 66 is once turned on and then turned off, the charge path becomes AG1-diode 68-capacitor 21A-VTKN-transistor 67 (source to drain) -AG2, and the parasitic diode 67A is off the path. The drop is small, and the charging efficiency is improved.
[0064]
It is preferable that the voltage Vref is selected such that an electromotive voltage level at which the generated voltage of the generator 20 can be chopper-boosted and the capacitor 21A can be charged is set. Good. When the set level of the voltage Vref is high, the period until the comparators 61 and 62 operate becomes long. During this period, the above-described charging path in which the two diodes are connected in series reduces the power generation efficiency.
[0065]
When the transistor 66 is turned on, the generator 20 is short-circuited because the transistor 67 is also turned on, the short brake is applied, and the power generation amount is reduced accordingly. However, the short-circuiting on the VTKN side When the transistor 66 is opened, the voltage can be boosted to a voltage equal to or higher than VDD. Therefore, if the cycle of the chopper ring that is turned ON / OFF is set to a predetermined cycle or more, it is possible to compensate for a decrease in the amount of power generation during short braking, and to make the generated power more than a certain level. The braking torque can be increased while maintaining it.
[0066]
When the output from the generator 20 is on the AG2 side, the same operation as described above is performed, except that the operations of the comparators 61 and 62 and the transistors 66 and 67 are switched.
[0067]
The outputs of the comparators 61 and 62 of the chopper charging circuit 60 are input to the waveform shaping circuit 70 and are converted into a rectangular pulse fr.
[0068]
For example, the monostable multivibrator 71 of FIG. 7 shapes the waveform based on only one polarity detection (the output of the comparator 62). Specifically, at the rising edge of the output of the comparator 62, the monostable multivibrator 71 is triggered to output a pulse having a length set by CR. Since the time constant of CR is set to be about 1.5 times or more with respect to one cycle of the clock signal CLK, the next rising of the output of the comparator 62 is input within the pulse time set by CR, and The stable multivibrator 71 is retriggered. Therefore, the multi-vibrator 71 continues to output the Hi-level signal until the rising of the output of the comparator 62 does not occur within the 1.5T time set by the CR, thereby corresponding to the output signal of the generator 20. A rectangular pulse fr is output. However, the fall time of the pulse fr is delayed by the set time of the CR minus the time of the Hi level of the pole detection pulse. As shown in FIG. 9, when the CR is 1.5T, 1.5T−0.5T = There is a delay of 1T.
[0069]
On the other hand, the waveform shaping circuit 70 shown in FIG. 8 also shapes the waveform from only one polarity detection (one output of the comparator 61 or 62). Specifically, the counter 74 includes a counter 74 that counts and clears the clock signal for 2T time, and a latch unit 75 that latches the output of the counter 74. The counter 74 and the latch unit 75 are provided by any one of the comparators 61 and 62. It is set to be cleared by output. For example, as shown in FIG. 9, when the output of the comparator 62 is generated, the latch means 75 and the counter 74 are cleared, and the output fr outputs a Lo level signal. Then, when the output of the comparator 62 stops generating, the output fr is latched at the Hi level by the counter 74.
[0070]
When the output of the comparator 62 is generated again, the latch signal is cleared, the output fr becomes Lo level, and a rectangular wave pulse can be obtained. If the output of the comparator 62 occurs within the set time (2T) of the counter, the latch operation is not performed. However, also in this case, as shown in FIG. 9, the rising of Hi of the rectangular wave pulse fr is delayed by the set time (2T) of the counter 74.
[0071]
Each of the waveform shaping circuits 70 in FIGS. 7 and 8 causes a delay in the output of the comparator 62 and converts the output into a rectangular wave pulse. This is because the output from the comparator 62 is not necessarily obtained as a signal synchronized with the cycle of the clock signal when the system is started up, for example, and becomes an output like a so-called missing pulse. This is to prevent pulse cracking by the CR set time or the counter set time. Note that the CR setting time and the counter time may be set according to the degree of missing pulses, and may be set to a period of about 1.5 to 5T. It should be noted that such a delay hardly affects the control.
[0072]
The rectangular wave pulse fr thus shaped is compared with the time standard signal fs of the frequency dividing circuit 52 in the phase comparing circuit 54, and the difference signal is converted into the level signal a through the charge pump 80 and the loop filter 81. .
[0073]
The comparator 90 outputs a rectangular wave pulse signal c based on the level signal a and the triangular wave signal b from the triangular wave generation circuit 92, as shown in FIG. The level signal a is set to be lower than the standard level when the rectangular wave pulse fr based on the rotation of the rotor 12 is ahead of the time standard signal fs, and to be higher when the rectangular wave pulse fr is delayed. I have.
[0074]
For this reason, when the rectangular wave pulse fr is ahead of the time standard signal fs, the state of the rectangular wave pulse signal c at the H level becomes longer, and accordingly, the short circuit in each chopper cycle in the chopper charging circuit 60 is performed. As the braking time becomes longer and the amount of braking increases, the rotor 12 of the generator 20 is decelerated. Conversely, when the rectangular wave pulse fr is delayed from the time standard signal fs, the L level state of the rectangular wave c becomes longer, and the short brake time in each chopper cycle in the chopper charging circuit 60 is correspondingly increased. Is shortened, the brake amount is reduced, and the speed of the rotor 12 of the generator 20 is increased. Thus, the rectangular wave pulse fr is controlled so as to match the time standard signal fs.
[0075]
According to the present embodiment, the following effects can be obtained.
[0076]
(1) Since the VCO 25 including the generator 20 and the brake circuit 23 and the phase difference compensating means including the phase comparison circuit 54 and the brake control circuit 56 are provided, the rotation of the generator 20 can be controlled by PLL control. For this reason, since the braking level in the brake circuit 23 can be set by comparing the power generation waveforms for each cycle, once the power generation waveform is pulled into the lock range, the response is fast and stable unless the power generation waveform fluctuates greatly instantaneously. Control can be performed, and a phase difference can be eliminated.
[0077]
{Circle over (2)} Since the brake circuit 23 is configured by the chopper charging circuit 60 and the brake control is realized by using the chopper ring, the braking torque can be increased while maintaining the generated power at or above a certain level. For this reason, efficient brake control can be performed while maintaining the stability of the system.
[0078]
(3) By using the chopper charging circuit 60, not only the brake control but also the charging of the capacitor 21A of the rectifier circuit 21 (power generation processing) and the detection of the rotation of the rotor 12 of the generator 20 are performed by the chopper charging circuit 60. The circuit configuration can be simplified, the number of parts can be reduced, the cost can be reduced, and the manufacturing efficiency can be improved as compared with a case where each of these functions is realized by a separate circuit.
[0079]
(4) In the chopper charging circuit 60, the on / off control timing of each of the transistors 66 and 67 is adjusted, and one of the transistors 66 and 67 is kept on and the other is on and off. The voltage drop in the path can be reduced, and the power generation efficiency can be improved. For this reason, especially when a small generator 20 has to be used like an electronically controlled mechanical timepiece, the power generation efficiency can be improved, which is very effective.
[0080]
(5) Since the waveform shaping circuit 70 is provided, even if the circuit configuration of the chopper charging circuit 60 and the like is changed and the output waveform from the VCO 25 is different, the different portion of the output waveform can be absorbed by the waveform shaping circuit 70. For this reason, even if the circuit configuration of the chopper charging circuit 60 is different, the rotation control means 50 can be used in common, and the cost of parts can be reduced.
[0081]
{Circle around (6)} When a general circuit combining a low-pass filter (LPF) and a comparator is used as the waveform shaping circuit 70, a part of the chopper-boosted electromotive voltage is converted to an LPF composed of a first-order lag CR filter or the like. Although the charging is performed, which causes a reduction in the charging efficiency of the capacitor 21A, the waveform shaping circuits 70 of the present embodiment perform digital processing, so that current consumption can be suppressed low, and the capacitor 21A can be charged. The charging efficiency to the battery can be improved.
[0082]
Next, a second embodiment of the present invention will be described. In the present embodiment, the same or similar components as those in the above-described embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted or simplified.
[0083]
The electronically controlled mechanical timepiece of the present embodiment is different from the above embodiment in the specific configuration of the rotation control means. That is, as shown in FIG. 11, the rotation control means of the present embodiment includes an oscillation circuit (crystal oscillator) 51, a frequency divider 52, a phase difference compensation means 200, a generator 20, a rotation detection circuit 53, It has. The other necessary configurations of the electronically controlled mechanical timepiece are the same as those of the first embodiment.
[0084]
The frequency divider 52 outputs a first reference clock pulse (Ref1 pulse) and a second reference clock pulse (Ref2 pulse). Note that the frequency of the Ref2 pulse is much higher than the frequency of the Ref1 pulse.
[0085]
The phase difference compensating means 200 includes a phase difference detecting means 210 and a brake signal generating means (brake control means) 220 which is a phase difference compensating means. The phase difference detection means 210 includes an integration counter 211, a proportional counter 212, and an adder 213.
[0086]
Such a control method of the generator 20 in the present embodiment will be described with reference to FIGS.
[0087]
First, the phase difference between the generator rotation cycle pulse (G pulse) from the rotation detection circuit 53 and the first reference clock pulse (Ref1 pulse) from the frequency divider 52 is compared (step 1, hereinafter step S). Abbreviated).
[0088]
Next, the I value is obtained by the integration counter 211 (S2), and the P value is obtained by the proportional counter 212 (S3).
[0089]
The method of obtaining the I value by the integration counter 211 is performed according to the I value calculation flow shown in FIG. That is, first, it is determined whether or not the G pulse is advanced by comparing the phase difference between the Ref1 pulse and the G pulse within one cycle (S21).
[0090]
If the G pulse advances, the advance time is counted by the integral gain pulse Ci to measure the advance amount (S22), and the integration counter (U / D counter) 211 is counted up (S23). On the other hand, if the G pulse is delayed, the delay time is counted by the integration gain pulse Ci to measure the delay amount (S24), and the integration counter (U / D counter) 211 is down-counted (S25). Accordingly, the counter value of the integration counter 211 is the integrated value of the phase deviation time measured by the integration gain pulse Ci, and this is set as the I value (S26).
[0091]
On the other hand, the method of obtaining the P value by the proportional counter 212 is performed according to the P value calculation flow shown in FIG. That is, first, the leading or trailing phase deviation of the G pulse is counted by the proportional gain pulse Cp, and the phase deviation time is measured by the proportional counter (S31). Then, for example, it is determined whether or not the measurement of the phase deviation amount has been completed by detecting whether or not the input of the measurement panel (proportional gain pulse Cp) input to the counter for the time during which the phase difference is present is lost (S32). When the measurement is completed, the proportional counter value is set to the P value (S33). At this time, specifically, the proportional counter value is stored as a P value in a register, and then the proportional counter is reset.
[0092]
Then, it is determined whether it is a leading deviation (leading phase) (S4), and if it is a leading deviation, the calculation of "N = I + P" is executed (S5). An operation is performed to obtain an N value. Here, as described later, the N value sets a braking time during one cycle of the generator 20, and when the rotation cycle pulse of the generator 20 is ahead of the reference clock pulse, the N value is set. Becomes larger at "I + P", so that the braking time becomes longer. On the other hand, when the rotation cycle pulse of the generator 20 is behind the reference clock pulse, the N value becomes “IP” and becomes smaller, so that the braking time becomes shorter. Therefore, the N value is also a phase difference compensation signal.
[0093]
Note that the integral gain pulse Ci and the proportional gain pulse Cp have a relationship of Ci << Cp at each frequency, and are similar to the case where acceleration occurs in the rotor 12 or the like due to the movement of the arm when used as a wristwatch. In addition, the P value actively suppresses a phase deviation due to a sudden disturbance or the like, and the I value responds to a gentle fluctuation due to the opening of the mainspring 1a.
[0094]
On the other hand, the brake signal generating means 220 is provided with a Ref2 counter for measuring a second reference clock pulse (Ref2 pulse). While the N value is calculated by the phase difference detecting means 210, the Ref2 counter in the Ref2 counter is used. Simultaneously with the start of pulse counting (S7), the brake is applied by the brake signal generation means 220 (S8).
[0095]
Then, it is determined whether the value of the Ref2 counter is equal to the calculated N value (S9), and when these values match, the brake of the generator 20 is released (S10).
[0096]
Subsequently, it is determined whether or not a predetermined cycle set for brake control has ended by detecting whether or not the Ref2 counter has counted up (S11). If the predetermined cycle has ended, Ref2 is determined. The counter is stopped and reset (S12), and counting of the Ref2 pulse by the Ref2 counter is started again (S7).
[0097]
More specifically, the Ref2 counter is configured by, for example, a 4-bit ripple counter that repeats counting from 0 when counting from 0 to 15. Then, when the Ref2 counter becomes 0 (S7), a brake state is set (S8), and the brake is continuously applied until the calculated N value becomes equal to the Ref2 counter value (S9). When the N value becomes equal to the Ref2 counter value (S9), the brake is released (S10), and the brake released state is maintained until the Ref2 counter value reaches a 4-bit full count, that is, 15 (S11). Then, when the Ref2 counter value returns from 15 to 0 (S12), the brake state is set again (S7, S8).
[0098]
Therefore, the N value sets the braking time during one cycle of the generator 20. As a result, the frequency and phase of the generator 20 approach and synchronize with the first reference clock pulse, and the hands can display accurate time.
[0099]
In this embodiment, the second reference clock pulse (Ref2 pulse) whose frequency has a relationship of Ref1 pulse << Ref2 pulse is used. By using the Ref2 pulse whose frequency is much higher than that of the Ref1 pulse, the chopper charging circuit as in the first embodiment can be controlled by the Ref2 pulse.
[0100]
FIG. 16 shows a Bode diagram of the present embodiment in which the integral control and the proportional control are combined as in the first embodiment. According to this figure, the phase margin is about 40 degrees, the gain margin is -40 db or more, the response frequency is also 0.16 Hz, and the response speed can be made about 10 times that of the prior art shown in FIGS. Was.
[0101]
In this embodiment as well, since the PI control is used in the same manner as in the first embodiment, the same functions and effects as those in the above (1) to (6) can be obtained.
[0102]
(7) Since the high-frequency second reference clock pulse (Ref2 pulse) is used, it can be easily used as a control flow of the chopper charging circuit.
[0103]
Note that the present invention is not limited to each embodiment, and modifications, improvements, and the like within a range that can achieve the object of the present invention are included in the present invention.
[0104]
For example, as shown in FIG. 17, the rotation control means 50 may be provided with an F / V (frequency / speed) converter 100 for converting the output frequency of the waveform shaping circuit 70 into speed information. By providing the F / V converter 100, the rotation speed information of the generator 20 can be obtained, and the time constant in the control circuit can be reduced, so that the responsiveness can be further improved and the The rotation speed can be controlled so as to approach the set speed, that is, the time standard signal more quickly. For this reason, even if the power generation waveform fluctuates greatly and instantly goes out of the lock range, it is possible to quickly respond and maintain the control, and a more stable system can be configured.
[0105]
Further, the chopper charging circuit 60 is not limited to the one in the above-described embodiment. For example, as shown in FIG. 18, one comparator 111 for detecting the pole of the rotor 12 and a diode for choppering the transistors 66 and 67. A circuit using a chopper charging circuit 110 provided with a resistor 112 and a resistor 113 may be used.
[0106]
In the case of the above embodiment, since the comparators 61 and 62 are used for polarity detection, the power supply 63 for the comparison reference voltage Vref is necessary. However, in the present embodiment, the power supply can be made unnecessary. However, in the case of the chopper charging circuit 110, the transistors 66 and 67 are driven from the coil end voltage through the diode 112 in order to control conduction of the polarity of the power generation coil. For this reason, the coil end voltage must be higher than the voltage (threshold) Vth capable of driving the transistors 66 and 67 + the rising voltage Vf of the diode 112. For example, assuming that Vth = 0.5 V and diode Vf = 0.3 V, 0.8 V is required by itself, and the power generator 20 needs a power generation capability of about 1.0 to 1.6 V. For this reason, the chopper charging circuit 60 of the above-described embodiment that drives the transistors 66 and 67 without using a diode is preferable in that a more efficient chopper charging operation can be performed from a small electromotive voltage of the generator 20.
[0107]
Further, as the chopper charging circuit, the transistors 66 and 67 of the chopper charging circuit 60 in FIG. 6 are changed to the Pch type, and further replaced with diodes 68 and 69, and short-circuited to the + (VDD) side of the capacitor 21A, and The configuration may be such that when the 67 is opened, the voltage is boosted to be equal to or lower than the voltage of VTKN. In this case, the outputs of the comparators 61 and 62 and the clock signal CLK are logically synthesized by an AND circuit and input to the gates of the transistors 66 and 67.
[0108]
Further, the configurations of the rotation detecting circuit 53, the LPF 55, and the brake control circuit 56 also include a waveform shaping circuit 70, a charge pump 80 and a loop filter 81, a comparator 90, a frequency dividing circuit 91, and a triangular wave generating circuit 92, as in the above embodiment. However, the present invention is not limited to this, and may be appropriately set in implementation.
[0109]
For example, the waveform shaping circuit 70 may use a latch means 120 as shown in FIG. Each of the waveform shaping circuits 70 shaped the rectangular pulse fr with only the output of one of the comparators 61 and 62, as shown in FIG. 9, but the waveform shaping circuit 70 of FIG. As shown, the latch means 120 is latched at the rise of the output of the pole detection (comparator 62) of AG1, and reset by the output of the comparator 61 of AG2. In this case, it is necessary to use two outputs, but there is an advantage that no time delay occurs and accurate detection is possible. If the output of AG1 is latched, even if the output of AG1 has a missing pulse, it is ignored, so that the influence on the rectangular wave pulse fr can also be prevented.
[0110]
Further, the brake circuit 23 is not limited to the one using the chopper ring, but may be one that performs braking by changing the amount of current flowing through the coils 15b and 16b by the VCO, and may be set as appropriate in implementation.
[0111]
As described above, according to the present invention, since the PLL control can be realized in the electronically controlled mechanical timepiece, the phase deviation can be eliminated, and the responsiveness of the control system can be increased.
[0112]
The present invention is not limited to a wristwatch, but may be applied to a clock driven by a mainspring, a wall clock, and the like.
[0113]
[Industrial applicability]
As described above, the electronically controlled mechanical timepiece and the method of controlling the same according to the present invention convert the mechanical energy when the mainspring is opened into electric energy by the generator and operate the rotation control means by the electric energy to generate electric power. It is useful for various electronically controlled mechanical timepieces that control the rotation cycle of the machine, and is particularly suitable for use in small electronically controlled mechanical timepieces used as wristwatches.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a plan view showing a main part of an electronically controlled mechanical timepiece according to a first embodiment of the invention.
FIG. 2 is a sectional view showing a main part of FIG.
FIG. 3 is a sectional view showing a main part of FIG. 1;
FIG. 4 is a block diagram illustrating functions of the embodiment.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of the present embodiment.
FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a chopper charging circuit according to the present embodiment.
FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a waveform shaping circuit according to the present embodiment.
FIG. 8 is a diagram illustrating another example of the waveform shaping circuit of the present embodiment.
FIG. 9 is a waveform chart in the circuit of the present embodiment.
FIG. 10 is a diagram illustrating a process of a comparator of the brake control circuit according to the embodiment.
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a main part of a second embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a flowchart illustrating a control method according to the second embodiment.
FIG. 13 is a flowchart showing a continuation of the control of the flowchart in FIG. 12;
FIG. 14 is a flowchart showing an I value calculation flow of FIG.
FIG. 15 is a flowchart showing a P value calculation flow of FIG.
FIG. 16 is a Bode diagram in the second embodiment.
FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of a modified example of the present invention.
FIG. 18 is a circuit diagram showing a modified example of the chopper charging circuit of the present invention.
FIG. 19 is a diagram showing a modification of the waveform shaping circuit of the present invention.
FIG. 20 is a block diagram showing a configuration of a conventional example of the present invention.
FIG. 21 is a Bode diagram in a conventional example.
FIG. 22 is a Bode diagram in a conventional example.
